WO2017022084A1

WO2017022084A1 - インバータ制御装置および空気調和機

Info

Publication number: WO2017022084A1
Application number: PCT/JP2015/072119
Authority: WO
Inventors: 鹿嶋　美津夫; 成雄梅原
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2015-08-04
Filing date: 2015-08-04
Publication date: 2017-02-09
Also published as: JPWO2017022084A1; CN107735936B; AU2015404234B2; EP3163742B1; JP6342079B2; CN107735936A; AU2015404234A1; EP3163742A1; US9998049B2; EP3163742A4; US20180091079A1

Abstract

インバータ制御装置は、少なくとも１つのインバータ主回路と、少なくとも１つの電流検出器と、直流母線間の直流電圧を検出する電圧検出器１３と、直流電流と直流電圧より、複数の半導体スイッチング素子の各々をオンオフ制御するＰＷＭ信号を生成するインバータ制御部１５と、を備え、インバータ制御部１５は、ＰＷＭ信号のキャリア周期をＰＷＭ信号を生成する演算周期の１／Ｎ倍とし、電流検出器で検出された直流電流の検出を、ＰＷＭ信号を生成する演算開始タイミングの直前の１／２演算周期中に行い、検出した直流電流に基づいて出力電圧ベクトルを演算し、出力電圧ベクトルより生成されたＰＷＭ信号を、演算開始タイミングの１／２演算周期後から３／２制御演算周期後の１演算周期中に反映させる。

Description

インバータ制御装置および空気調和機

　本発明は、インバータ主回路内の複数のスイッチング素子を駆動することにより、直流母線から供給される直流電力を三相交流電力に変換するインバータ制御装置および空気調和機に関する。

　特許文献１に示す従来のインバータ制御装置は、直流電源の正側に接続される上アームスイッチング素子群と直流電源の負側に接続される下アームスイッチング素子群とを備えたインバータ主回路と、直流電源とインバータ主回路との間に流れる電流を検出する電流センサと、上アームスイッチング素子群と下アームスイッチング素子群の各々をオンオフ制御するパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号を生成する制御回路とを備える。制御回路はキャリア周期内の半周期経過以降における上アームスイッチング素子群のＯＮ期間終端近くのタイミングにおいて、電流センサにより相電流を検出し、電流センサで検出された電流を次のキャリア周期で使用し、次の次のキャリア周期におけるＰＷＭ変調を演算する制御を行うように構成されている。

特許第５２００３９５号公報

　しかしながら、従来のインバータ制御装置は、検出された電流を次のキャリア周期で使用し、次の次のキャリア周期におけるＰＷＭ変調を演算する制御を行っていたので、制御の演算時間がキャリア周期の１／２未満で実現できる用途では制御の応答性が低く、高速回転時の負荷変動に追従できずに、脱調または過電流遮断に至るという課題があった。

　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、演算時間がキャリア周期の１／２未満で実現できる用途において、制御の応答性が向上するインバータ制御装置を得ることを目的とする。

　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るインバータ制御装置は、直流電源の正極端と負極端とにそれぞれ接続される直流母線間に配置した複数の半導体スイッチング素子を用いて直流電源が供給する直流電力を三相交流電力に変換して少なくとも１つの三相同期電動機に出力する少なくとも１つのインバータ主回路と、直流母線に流れる直流電流を検出する少なくとも１つの電流検出器と、直流母線間の直流電圧を検出する電圧検出器と、直流電流と直流電圧より、複数の半導体スイッチング素子の各々をオンオフ制御するパルス幅変調信号を生成するインバータ制御部と、を備え、インバータ制御部は、Ｎを１以上の整数とし、パルス幅変調信号のキャリア周期をパルス幅変調信号を生成する演算周期の１／Ｎ倍とし、電流検出器で検出された直流電流の検出を、パルス幅変調信号を生成する演算開始タイミングの直前の１／２演算周期中に行い、検出した直流電流に基づいて出力電圧ベクトルを演算し、出力電圧ベクトルより生成されたパルス幅変調信号を、演算開始タイミングの１／２演算周期後から３／２制御演算周期後の１演算周期中に反映させることを特徴とする。

　本発明に係るインバータ制御装置は、演算時間がキャリア周期の１／２未満で実現できる用途において、制御の応答性が向上するという効果を奏する。

本発明の実施の形態１に係るインバータ制御装置を中心とする空気調和機の構成図本発明の実施の形態１に係るインバータ制御部のハードウェア構成を示す図本発明の実施の形態１に係るインバータ制御部における第１のインバータ制御演算と第２のインバータ制御演算のタイミングチャート本発明の実施の形態１に係るインバータ制御部における圧縮機制御演算で演算される出力電圧ベクトルＶｓのベクトル図基本電圧ベクトルに対するインバータ主回路のスイッチング素子のスイッチング状態と直流電流情報から得られる相電流情報との対応関係を示す図図４に示す出力電圧ベクトルＶｓｃに対応したＰＷＭ信号のタイミングチャート本発明の実施の形態１に係るインバータ制御部における圧縮機制御演算で演算される２つの出力電圧ベクトルＶｓａ，Ｖｓｂのベクトル図図７の出力電圧ベクトルＶｓａ，Ｖｓｂに対応したＰＷＭ信号のタイミングチャート本発明の実施の形態１に係るインバータ制御部におけるファン制御演算で演算される出力電圧ベクトルＶｓのベクトル図本発明の実施の形態１に係るインバータ制御部におけるファン制御演算で演算される２つの出力電圧ベクトルＶｓａ，Ｖｓｂのベクトル図本発明の実施の形態２に係るインバータ制御部における第１のインバータ制御演算と第２のインバータ制御演算のタイミングチャート変調率に対する圧縮機キャリア周波数と総合効率の関係を示す図変調率Ｖｋと圧縮機キャリア周期Ｔｃ１の関係を示す図

　以下に、本発明の実施の形態に係るインバータ制御装置および空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
　図１は本発明の実施の形態１に係るインバータ制御装置を中心とする空気調和機の構成図である。図１には室内機と室外機が分離されたセパレート型の空気調和機が示され、本実施の形態ではセパレート型の空気調和機における室外機のインバータ制御装置を例にとって説明する。

　空気調和機は、コンバータ回路９と、直流母線を介してコンバータ回路９の出力端に接続される第１のインバータ主回路１０と、直流母線を介してコンバータ回路９の出力端に接続される第２のインバータ主回路１０’と、第１のインバータ主回路１０から供給される交流電力により駆動する圧縮機１と、第２のインバータ主回路１０’から供給される交流電力により送風ファン７を駆動する第２の三相同期電動機１１’と、四方弁２と、室外熱交換器３－１と、室内熱交換器３－２と、膨張弁４とを有して構成されている。

　また空気調和機は、コンバータ回路９の出力電圧、すなわち直流母線の正負間の直流電圧を検出する電圧検出器１３と、コンバータ回路９から第１のインバータ主回路１０に供給される直流電力の電流、すなわちコンバータ回路９と第１のインバータ主回路１０との間の直流母線に流れる直流電流を検出する電流検出器１４と、コンバータ回路９から第２のインバータ主回路１０’に供給される直流電力の電流、すなわちコンバータ回路９と第２のインバータ主回路１０’との間の直流母線に流れる直流電流を検出する電流検出器１４’と、インバータ制御部１５とを有して構成されている。

　図１に示す空気調和機では、圧縮機１、四方弁２、室外熱交換器３－１、室内熱交換器３－２および膨張弁４が冷媒配管６を介して取り付けられ、冷媒を循環させる冷媒回路を構成している。そして、空気調和機は、冷媒が蒸発または凝縮するとき、熱交換対象となる空気に対して吸熱または放熱することを利用し、管内を通過する冷媒の圧力を変化させながら空気調和運転を行っている。送風ファン７が回転することにより発生する風が室外熱交換器３－１に通流する。これにより室外熱交換器３－１では冷媒と空気との熱交換が行われる。

　同様に図示しない送風ファンが回転することにより発生する風が室内熱交換器３－２に通流する。これにより室内熱交換器３－２では冷媒と空気との熱交換が行われる。ここで、空気調和機では、冷媒配管６を除き、室内熱交換器３－２のみが空気調和機の室内機側に配置され、室内熱交換器３－２以外は室外機側に配置されている。

　コンバータ回路９は交流電源８から供給される交流電力を直流電力に変換して出力する。コンバータ回路９は交流電源８を整流する図示しないダイオードブリッジと、ダイオードブリッジの出力を平滑する図示しない平滑コンデンサとを有して構成される。コンバータ回路９の構成はこれに限定されず、コンバータ回路９には任意の回路構成を採用することができる。

　電流検出器１４は、コンバータ回路９から第１のインバータ主回路１０に供給される直流電力の電流、すなわちコンバータ回路９と第１のインバータ主回路１０との間の直流母線に流れる直流電流を検出し、シャント抵抗１４ａと増幅器１４ｂから構成される。また、電流検出器１４’はコンバータ回路９から第２のインバータ主回路１０’に供給される直流電力の電流、すなわちコンバータ回路９と第２のインバータ主回路１０’との間の直流母線に流れる直流電流を検出し、シャント抵抗１４ａ’と増幅器１４ｂ’から構成される。本実施の形態では電流検出器１４と電流検出器１４’がシャント抵抗を用いた構成としているが、電流検出器１４と電流検出器１４’の構成はこれに限定されず、例えばホールセンサを使用した応答性の良い電流センサを用いてもよい。

　第１のインバータ主回路１０は、複数のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６と、複数のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６の各々に逆並列接続された複数のダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６と、複数のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６の各々を駆動するための図示しない駆動回路とを有して構成される。直流母線の正側に配置された３つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３は上アーム側スイッチング素子群を構成し、直流母線の負側に配置された３つのスイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６は下アーム側スイッチング素子群を構成する。

　第２のインバータ主回路１０’は、複数のスイッチング素子ＳＷ１’，ＳＷ２’，ＳＷ３’，ＳＷ４’，ＳＷ５’，ＳＷ６’と、複数のスイッチング素子ＳＷ１’～ＳＷ６’の各々に逆並列接続された複数のダイオードＤ１’，Ｄ２’，Ｄ３’，Ｄ４’，Ｄ５’，Ｄ６’と、複数のスイッチング素子ＳＷ１’～ＳＷ６’の各々を駆動するための図示しない駆動回路とを有して構成される。直流母線の正側に配置された３つのスイッチング素子ＳＷ１’，ＳＷ２’，ＳＷ３’は上アーム側スイッチング素子群を構成し、直流母線の負側に配置された３つのスイッチング素子ＳＷ４’，ＳＷ５’，ＳＷ６’は下アーム側スイッチング素子群を構成する。

　本実施の形態では、第１のインバータ主回路１０と第２のインバータ主回路１０’がぞれぞれＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｉｇｅｎｔ　Ｐｏｗｅｒ　Ｍｏｄｕｌｅ）により構成される。また本実施の形態では、第１のインバータ主回路１０のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６がＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成され、第２のインバータ主回路１０’のスイッチング素子ＳＷ１’～ＳＷ６’がＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成される。ただし第１のインバータ主回路１０および第２のインバータ主回路１０’の構成はこれに限定されるものではなく、ＩＧＣＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）またはＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）といった半導体スイッチを用いてもよい。なお第１のインバータ主回路１０と第２のインバータ主回路１０’は同様な構成で実現されるため、以下では第１のインバータ主回路１０の構成を中心に説明する。

　圧縮機１は、冷媒を圧縮する圧縮部１２と、第１のインバータ主回路１０に接続され、第１のインバータ主回路１０から供給される三相交流電力により圧縮部１２を駆動する第１の三相同期電動機１１とを有して構成される。第１の三相同期電動機１１は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相からなる３相Ｙ形結線の円筒状の固定子１１ａと固定子１１ａの内側に配置される永久磁石回転子１１ｂとを有して構成される。

　送風ファン７は、第２の三相同期電動機１１’により駆動される。第２の三相同期電動機１１’は、第２のインバータ主回路１０’から供給される三相交流電力により駆動する。第２の三相同期電動機１１’は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相からなる３相Ｙ形結線の円筒状の固定子１１ａ’と固定子１１ａ’の内側に配置される永久磁石回転子１１ｂ’とを有して構成される。

　インバータ制御部１５は、電圧検出器１３で検出された直流電圧情報Ｖｄｃと、電流検出器１４で検出された直流電流情報Ｉｄｃと、外部から入力される圧縮機角速度指令ω＊とに基いて、第１のインバータ主回路１０を構成する６つの複数のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。またインバータ制御部１５は、直流電圧情報Ｖｄｃと、電流検出器１４’で検出された直流電流情報Ｉｄｃ’と、外部から入力されるファン角速度指令ω＊’とに基いて、第２のインバータ主回路１０’を構成する６つの複数のスイッチング素子ＳＷ１’～ＳＷ６’を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。

　図１では、複数のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６を駆動するためのＰＷＭ信号がＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮと表記される。ＵＰ，ＶＰ，ＷＰは、第１のインバータ主回路１０の直流母線の正側に配置された上アーム側スイッチング素子群のＰＷＭ信号であり、それぞれ複数のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３の駆動信号となる。ＵＮ，ＶＮ，ＷＮは、第１のインバータ主回路１０の直流母線の負側に配置された下アーム側スイッチング素子群のＰＷＭ信号であり、それぞれ複数のスイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６の駆動信号となる。また図１では、複数のスイッチング素子ＳＷ１’～ＳＷ６’を駆動するためのＰＷＭ信号がＵＰ’，ＵＮ’，ＶＰ’，ＶＮ’，ＷＰ’，ＷＮ’と表記される。ＵＰ’，ＶＰ’，ＷＰ’は、第２のインバータ主回路１０’の直流母線の正側に配置された上アーム側スイッチング素子群のＰＷＭ信号であり、それぞれ複数のスイッチング素子ＳＷ１’，ＳＷ２’，ＳＷ３’の駆動信号となる。ＵＮ’，ＶＮ’，ＷＮ’は、第２のインバータ主回路１０’の直流母線の負側に配置された下アーム側スイッチング素子群のＰＷＭ信号であり、それぞれ複数のスイッチング素子ＳＷ４’，ＳＷ５’，ＳＷ６’の駆動信号となる。

　図２は本発明の実施の形態１に係るインバータ制御部のハードウェア構成を示す図である。インバータ制御部１５は、情報入出力部１５ａ、メモリ１５ｂ、および演算部１５ｃを含む。演算部１５ｃはキャリア生成部１５ｃ１およびＰＷＭ信号生成部１５ｃ２を含む。演算部１５ｃはＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）またはＭＰＵ（Ｍｉｃｒｏ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）といったプロセッサである。メモリ１５ｂは、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）またはＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）といった記憶媒体であり、情報入出力部１５ａは直流電圧情報Ｖｄｃと直流電流情報Ｉｄｃを入力し、ＰＷＭ信号を出力するためのインターフェース回路である。演算部１５ｃ用のプログラムをメモリ１５ｂに格納しておき、このプログラムをプロセッサである演算部１５ｃが実行することにより、キャリア生成部１５ｃ１およびＰＷＭ信号生成部１５ｃ２が実現される。

　次にインバータ制御部１５における動作を説明する。

　図３は本発明の実施の形態１に係るインバータ制御部における第１のインバータ制御演算と第２のインバータ制御演算のタイミングチャートである。第１のインバータ制御演算とは、第１のインバータ主回路１０の複数のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する演算であり、第２のインバータ制御演算とは、第２のインバータ主回路１０’の複数のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する演算である。以下では第１のインバータ制御演算を圧縮機制御演算と称し、第２のインバータ制御演算をファン制御演算と称する場合がある。

　図３において、（ａ）は圧縮機制御演算により生成されるＰＷＭ信号の圧縮機キャリアを示す。（ｂ）は圧縮機制御演算の開始タイミングを示す。（ｃ）は圧縮機制御演算の処理区間を示す。（ｄ）はファン制御演算により生成されるＰＷＭ信号のファンキャリアを示す。（ｅ）はファン制御演算の開始タイミングを示す。（ｆ）はファン制御演算の処理区間を示す。

　（ａ）の圧縮機キャリア上に表記されるＶｓａ，Ｖｓｂは、（ｃ）の圧縮機制御演算で演算された第１の出力電圧ベクトルが反映される区間を示す。（ｄ）のファンキャリア上に表記されるＶｓａ，Ｖｓｂは、（ｆ）のファン制御演算で演算された第２の出力電圧ベクトルが反映される区間を示す。出力電圧ベクトルの詳細は後述する。ここで、出力電圧ベクトルを便宜上「Ｖｓｘｙ＿ｚ」の形で表記している。出力電圧ベクトルＶｓｘｙ＿ｚの「ｘ」の部分には”ａ”と”ｂ”があり、「ｘ＝ａ」の出力電圧ベクトルは、電流検出器１４，１４’で検出される直流電流情報から同期電動機に流れる二相分の相電流情報を再現できるベクトルであることを示す。「ｘ＝ｂ」の出力電圧ベクトルは、２つのベクトルを合成すると、後述する演算周期当たりの出力電圧ベクトルとなる出力電圧ベクトルであることを示す。ただし、後述するが変調率が１以上になるようなとき、２つのベクトルを合成しても演算周期当たりの出力電圧ベクトルと一致しない状態もあり得る。Ｖｓｘｙ＿ｚの「ｙ」の部分には整数が入り、例えば「ｙ＝１」の出力電圧ベクトルは、図３（ｃ）または図３（ｆ）の「演算１」で演算される出力電圧ベクトルであり、「ｙ＝２」の出力電圧ベクトルは、図３（ｃ）または図３（ｆ）の「演算２」で演算される出力電圧ベクトルである。Ｖｓｘｙ＿ｚの「ｚ」の部分には”１”または”２”が入り、「ｚ＝１」の出力電圧ベクトルは、第１のインバータ制御演算である圧縮機制御演算による出力電圧ベクトルであり、「ｚ＝２」の出力電圧ベクトルは、第２のインバータ制御演算であるファン制御演算による出力電圧ベクトルである。また、インバータ制御部１５では、圧縮機キャリアとファンキャリアは共に左右対称の三角波キャリアが用いられる。またインバータ制御部１５は、圧縮機制御演算とファン制御演算を同じ演算周期Ｔｓ、例えばＴｓ＝１／５ｋＨｚとし、それぞれのキャリア周波数を例えば５ｋＨｚ、１５ｋＨｚとして、同期の取れる値としている。そして、インバータ制御部１５は、圧縮機制御演算を圧縮機キャリア周期であるＴｃ１の１キャリア周期毎に行い、ファン制御演算をファンキャリア周期であるＴｃ２の３キャリア周期毎に行い、それぞれの演算開始タイミングを１／２演算周期ずらすように設定している。なお、それぞれの演算処理時間は１／２演算周期未満であることを前提としている。

　まず、インバータ制御部１５の第１のインバータ制御である圧縮機制御の動作を図３（ｃ）の「演算１」のタイミングにて説明する。「演算１」の演算開始タイミングは圧縮機キャリアの谷タイミングＥである。インバータ制御部１５は、「演算１」で使用する直流電流情報Ｉｄｃを、演算開始タイミングＥの直前の圧縮機キャリアの半キャリア周期のＢ～Ｅの区間にて検出する。このＢ～Ｅの半キャリア周期区間には出力電圧ベクトル「Ｖｓａ０＿１」に対応したＰＷＭ信号が出力されているので、インバータ制御部１５は、直流電流情報Ｉｄｃから第１の三相同期電動機１１に流れる二相分の相電流の情報である相電流情報を検出することができる。インバータ制御部１５は、直流電流情報Ｉｄｃに基づいて演算開始タイミングＥから１演算周期後であるタイミングＫにおける出力電圧ベクトルを求め、この出力電圧ベクトルに対応するＰＷＭ信号を生成する演算を、演算開始タイミングＥから１／２演算周期後までのＥ～Ｈの区間内で行う。生成されたＰＷＭ信号は演算開始タイミングＥの１／２演算周期後から３／２演算周期後までのＨ～Ｎの区間に反映される。ここで、インバータ制御部１５は、次の「演算２」の演算開始タイミングＫの直前における、圧縮機キャリアの半キャリア周期のＨ～Ｋの区間では、出力電圧ベクトル「Ｖｓａ１＿１」に対応したＰＷＭ信号を出力し、残りのＫ～Ｎの区間では、出力電圧ベクトル「Ｖｓｂ１＿１」に対応したＰＷＭ信号を出力する。同様にインバータ制御部１５は、演算周期Ｔｓ毎に図３（ｃ）の「演算２」以降の演算も行う。ここで、演算開始タイミングは三角波キャリアの谷タイミングである必要はなく、ＰＷＭ信号を反映させたいタイミングまでに演算を終了させることができれば、前述した谷タイミングより遅いタイミングでも構わない。

　続いて、インバータ制御部１５の第２のインバータ制御であるファン制御の動作を図３（ｆ）の「演算１」のタイミングにて説明する。「演算１」の演算開始タイミングはファンキャリアの谷タイミングＢである。インバータ制御部１５は、「演算１」で使用する直流電流情報Ｉｄｃ’を、演算開始タイミングＢの直前のファンキャリアの半キャリア周期のＡ～Ｂの区間で検出する。このＡ～Ｂの半キャリア周期区間には出力電圧ベクトル「Ｖｓａ０＿２」に対応したＰＷＭ信号が出力されているので、インバータ制御部１５は、直流電流情報Ｉｄｃ’から第２の三相同期電動機１１’に流れる二相分の相電流情報を検出することができる。インバータ制御部１５は、直流電流情報Ｉｄｃ’に基づいて演算開始タイミングＢから１演算周期後であるタイミングＨにおける出力電圧ベクトルを求め、この出力電圧ベクトルに対応するＰＷＭ信号を生成する演算を、演算開始タイミングＢから１／２演算周期後までの間のＢ～Ｅの区間内で行う。生成されたＰＷＭ信号は演算開始タイミングＢの１／２演算周期後から３／２演算周期後までのＥ～Ｋの区間に反映される。ここで、インバータ制御部１５は、次の「演算２」の開始タイミングＨの直前における、ファンキャリアの半キャリア周期のＧ～Ｈの区間では、出力電圧ベクトル「Ｖｓａ１＿２」に対応したＰＷＭ信号を出力し、残りのＥ～ＧおよびＨ～Ｋの区間では、出力電圧ベクトル「Ｖｓｂ１＿２」に対応したＰＷＭ信号を出力する。同様にインバータ制御部１５は、演算周期Ｔｓ毎に図３（ｆ）の「演算２」以降の演算も行う。ここで、演算開始タイミングは、三角波キャリアの谷タイミングである必要はなく、ＰＷＭ信号を反映させたいタイミングまでに演算を終了させることができれば、前述した谷タイミングより遅いタイミングでも構わない。

　ここで、第１のインバータ制御である圧縮機制御と第２のインバータ制御であるファン制御は、キャリア周波数に関する点以外は同じ動作になる。そのため、以下では、インバータ制御部１５で演算される出力電圧ベクトルについては、第１のインバータ制御である圧縮機制御を中心に説明する。

　出力電圧ベクトルＶｓは、回転座標系の制御軸（γ－δ軸）におけるγ軸電圧Ｖγの値とδ軸電圧Ｖδの値とが求められれば、その大きさ｜Ｖｓ｜は下記式（１）より求められ、γ軸からの位相θｖは下記式（２）より求められる。γ軸電圧Ｖγとδ軸電圧Ｖδは、圧縮機角速度指令ω＊と第１の三相同期電動機１１に流れる相電流情報とより、例えば特許第３８６００３１号公報に記載の公知の方法で算出することができる。また、この場合の変調率Ｖｋは、コンバータ回路９から出力される直流母線間の直流電圧、すなわち直流電圧情報Ｖｄｃを用いて下記式（３）より求められる。

　続いて、出力電圧ベクトルＶｓと第１のインバータ主回路１０のスイッチング素子との関係を説明する。

　図４は本発明の実施の形態１に係るインバータ制御部における圧縮機制御演算で演算される出力電圧ベクトルＶｓのベクトル図であり、図５は基本電圧ベクトルに対するインバータ主回路のスイッチング素子のスイッチング状態と直流電流情報から得られる相電流情報との対応関係を示す図である。図６は図４に示す出力電圧ベクトルＶｓｃに対応したＰＷＭ信号のタイミングチャートである。図７は本発明の実施の形態１に係るインバータ制御部における圧縮機制御演算で演算される２つの出力電圧ベクトルＶｓａ，Ｖｓｂのベクトル図である。

　図４に示すＶ０～Ｖ７は、基本電圧ベクトルであり、図５に示すように第１のインバータ主回路１０の複数のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のオンオフ状態の８つの組み合わせと対応している。図５に示すように基本電圧ベクトルＶ０では、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３がＯＦＦであり、スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６がＯＮである。基本電圧ベクトルＶ１では、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４がＯＦＦであり、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ５，ＳＷ６がＯＮである。基本電圧ベクトルＶ２では、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５がＯＦＦであり、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ６がＯＮである。基本電圧ベクトルＶ３では、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５がＯＦＦであり、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６がＯＮである。基本電圧ベクトルＶ４では、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ５，ＳＷ６がＯＦＦであり、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４がＯＮである。基本電圧ベクトルＶ５では、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ６がＯＦＦであり、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５がＯＮである。基本電圧ベクトルＶ６では、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６がＯＦＦであり、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５がＯＮである。基本電圧ベクトルＶ７では、スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６がＯＦＦであり、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３がＯＮである。

　また図５では、各スイッチング素子がＶ１～Ｖ６の非零の電圧ベクトルの状態になるときに、直流電流情報Ｉｄｃから得られる第１の三相同期電動機１１に流れる相電流情報との対応関係を示している。基本電圧ベクトルＶ１には相電流情報「＋Ｉｕ」が対応し、基本電圧ベクトルＶ２には相電流情報「－Ｉｗ」が対応し、基本電圧ベクトルＶ３には相電流情報「＋Ｉｖ」が対応し、基本電圧ベクトルＶ４には相電流情報「－Ｉｕ」が対応し、基本電圧ベクトルＶ５には相電流情報「＋Ｉｗ」が対応し、基本電圧ベクトルＶ６には相電流情報「－Ｉｖ」が対応している。相電流情報の「＋」は、第１のインバータ主回路１０から第１の三相同期電動機１１の固定子１１ａの方向に向かって流れる相電流の方向を表し、相電流情報の「－」は、その逆方向を表す。

　図４のベクトル図において、出力電圧ベクトルＶｓの大きさは演算周期Ｔｓ当たりの大きさで示す。実施の形態１では圧縮機キャリアのキャリア周期を圧縮機制御演算の演算周期と同じに設定している。そのため、半キャリア周期（Ｔｃ１／２）当たりの出力電圧ベクトルＶｓｃは出力電圧ベクトルＶｓの大きさの１／２となる。ｔｉは出力電圧ベクトルＶｓｃに隣接する大きさが非零の基本電圧ベクトルであるＶ１、Ｖ２の内、回転方向元の基本電圧ベクトルであるＶ１の半キャリア周期当たりの出力時間である。回転方向元は出力電圧ベクトルの回転方向に対して後方を意味する。ｔｋは回転方向先の基本電圧ベクトルであるＶ２の半キャリア周期当たりの出力時間である。回転方向先は出力電圧ベクトルの回転方向に対して前方を意味する。ＴＭＩＮは第１のインバータ主回路１０に供給される直流電流を検出するのに必要な最小時間である。最小時間ＴＭＩＮは、第１のインバータ主回路１０に供給される直流電流に発生するリンギング時間と、電流検出器１４の遅延時間を考慮して設定される。

　ここで、出力電圧ベクトルＶｓｃに隣接して大きさが非零の基本電圧ベクトルであるＶ１，Ｖ２の内、回転方向元の基本電圧ベクトルであるＶ１から出力電圧ベクトルＶｓまでの角度を、図示しないθｘ［°］とする。このとき時間ｔｉ，ｔｋはそれぞれ下記式（４）、（５）により求めることができる。

　図６において、（ａ）は圧縮機キャリアを示す。（ｂ）は第１のインバータ主回路１０のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のＰＷＭ信号を示す。（ｃ）は電流検出器１４から出力される直流電流情報Ｉｄｃを示す。（ｄ）はＰＷＭ信号に対応した電圧べクトル状態を示す。また（ａ）の圧縮機キャリア上に表記されるＶｓｃは、圧縮機キャリアの半キャリア周期で出力される出力電圧ベクトルを示し、図６には、キャリアの立下り半周期で出力されるＶｓｃと、キャリアの立上り半周期で出力されるＶｓｃが示される。（ｂ）において、ＰＷＭ信号が「Ｈ（ＯＮ）」の場合、その対応するスイッチング素子がＯＮ動作し、「Ｌ（ＯＦＦ）」の場合、その対応するスイッチング素子がＯＦＦ動作する。例えば、ＰＷＭ信号のＵＰが「Ｈ（ＯＮ）」の場合、その対応するスイッチング素子であるＳＷ１がＯＮし、ＵＰが「Ｌ（ＯＦＦ）」の場合、ＳＷ１がＯＦＦする。実施の形態１では、半キャリア周期におけるゼロベクトルＶ０，Ｖ７の出力割合を１：１にしているが、この出力割合は任意に設定できる。また、ＰＷＭ信号ＵＰとＵＮ、ＶＰとＶＮ、ＷＰとＷＮのスイッチング状態の切り替わりの「ＯＮからＯＦＦ」または「ＯＦＦからＯＮ」のときには、スイッチング素子の上下短絡を防止する上下短絡防止時間を設ける必要があるが、ここでは説明の簡略化のため省略している。このように出力電圧ベクトルが求められれば、その出力電圧ベクトルに対応したＰＷＭ信号を生成することができる。

　図４に示されるように、出力電圧ベクトルＶｓｃの出力時間ｔｉはＴＭＩＮ以上であるが、出力電圧ベクトルＶｓｃの出力時間ｔｋはＴＭＩＮ未満であり、インバータ制御部１５では直流電流情報Ｉｄｃから二相分の相電流情報を得ることができない。そこで本実施の形態に係るインバータ制御部１５は、図７に示されるように、演算周期Ｔｓ当たりの出力電圧ベクトルＶｓを、直流電流情報Ｉｄｃから二相分の相電流情報が得られる第１の出力電圧ベクトルであるＶｓａと、このＶｓａとの合成がＶｓとなる第２の出力電圧ベクトルであるＶｓｂとに分けて出力する。具体的には、電圧ベクトルＶｓａに隣接し大きさが非零の基本電圧ベクトルであるＶ１，Ｖ２の内、回転方向元の基本電圧ベクトルであるＶ１の半キャリア周期当たりの出力時間をｔｉａとし、「ｔｉａ＝ｔｉ」とし、回転方向先の基本電圧ベクトルであるＶ２の半キャリア周期当たりの出力時間をｔｋａとし、「ｔｋａ＝ＴＭＩＮ」とする。ここで「（ｔｉａ＋ｔｋａ）＞（Ｔｃ１／２）」となる場合、ｔｉａとｔｋａの内、出力時間が長い方を「（Ｔｃ１／２）－ＴＭＩＮ」とする。また、出力電圧ベクトルＶｓｂの回転方向元の基本電圧ベクトルの残りの出力区間（図７では半キャリア周期）当たりの出力時間をｔｉｂとする。また、出力電圧ベクトルＶｓｂの回転方向先の基本電圧ベクトルの残りの出力区間（図７では半キャリア周期）当たりの出力時間をｔｋｂとする。そして、「（ｔｉｂ＋ｔｋｂ）＞（Ｔｃ１／２）×Ｎｃ」となる場合、「（ｔｉｂ＋ｔｋｂ）＝（Ｔｃ１／２）×Ｎｃ」となるように出力時間ｔｉｂ，ｔｋｂの内、短い方を０に近づける。ＮｃはＶｓｂを出力する区間の半キャリア周期の数であり、この場合はＮｃ＝１である。ここで、出力時間の短い方を０にしても「（ｔｉｂ＋ｔｋｂ）＝（Ｔｃ１／２）×Ｎｃ」とならない場合、更に出力時間の長い方を「（Ｔｃ１／２）×Ｎｃ」とする。変調率が１以上になるようなとき、出力電圧ベクトルＶｓｂはこのような状態になるが、この場合、出力電圧ベクトルＶｓａと出力電圧ベクトルＶｓｂとの合成ベクトルは、出力電圧ベクトルＶｓとは完全には一致しない状態となる。

　図８は図７の出力電圧ベクトルＶｓａ，Ｖｓｂに対応したＰＷＭ信号のタイミングチャートである。図８では、インバータ制御部１５が、出力電圧ベクトルＶｓａを圧縮機キャリアの立下りの半キャリア周期に出力し、出力電圧ベクトルＶｓｂを圧縮機キャリアの立上りの半キャリア周期に出力する場合を示す。具体的には、インバータ制御部１５は、前述した図３の（ａ）～（ｃ）のタイミングに応じて出力電圧ベクトルＶｓａ，Ｖｓｂを出力する。図８の（ａ）～（ｄ）の意味は図６の（ａ）～（ｄ）と同じである。図８の出力電圧ベクトルＶｓａを出力する圧縮機キャリア半周期において、上アーム側スイッチング素子のＰＷＭ信号であるＵＰ、ＶＰおよびＷＰの各々のＯＮ幅は異なり、前記３つのＰＷＭ信号の内、ＵＰのＯＮ幅が最大値、ＶＰのＯＮ幅が中間値、ＷＰのＯＮ幅が最小値となる。

　ただし図８の（ｃ）における検出タイミングＴｒｇ１，Ｔｒｇ２ａ，Ｔｒｇ２ｂは、それぞれ、直流電流情報Ｉｄｃから二相分の相電流情報を得るための検出タイミングを示す。検出タイミングＴｒｇ１は、上アーム側スイッチング素子群のＰＷＭ信号のＯＮ幅が中間値となるＰＷＭ信号（例えば図８のＶＰ）がＯＮからＯＦＦに切り換わる直前のタイミングである。検出タイミングＴｒｇ２ａは、上アーム側スイッチング素子群のＰＷＭ信号のＯＮ幅が中間値となるＰＷＭ信号（例えば図８のＶＰ）がＯＮからＯＦＦに切り換わった直後のタイミングである。検出タイミングＴｒｇ２ｂは、上アーム側スイッチング素子群のＰＷＭ信号のＯＮ幅が最大となるＰＷＭ信号（例えば図８のＵＰ）がＯＮからＯＦＦに切り換わる直前のタイミングである。

　図８には、Ｔｒｇ１とＴｒｇ２ａの検出タイミングで直流電流情報Ｉｄｃから二相分の相電流情報を得る際、ＶＰがＯＮからＯＦＦに切り換わる前後において、二相分の相電流情報が得られる最小時間で検出する場合を示す。「最小時間」は前述した最小時間ＴＭＩＮと同じ時間である。また、図８には、Ｔｒｇ１とＴｒｇ２ｂの検出タイミングで直流電流情報Ｉｄｃから二相分の相電流情報を得る際、ＶＰとＵＰとがそれぞれＯＮからＯＦＦに切り換わる直前において、それぞれの電圧ベクトル状態における相電流情報を検出する場合も示している。

　Ｔｒｇ１とＴｒｇ２ａの検出タイミングで直流電流情報Ｉｄｃから二相分の相電流情報を得る場合、直流電流情報Ｉｄｃから二相分の相電流情報を最小時間の間隔で得ることができるので、「Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０」の関係に基づき残りの一相の相電流も精度よく再現することができるというメリットがある。ところが、Ｔｒｇ１は検出する電圧ベクトル状態の終端近くのタイミングとなり、Ｔｒｇ２ａは検出する電圧ベクトル状態に切り換わった直後のタイミングとなるため、検出する相電流の状態が異なる。

　一方、Ｔｒｇ１とＴｒｇ２ｂの検出タイミングで直流電流情報Ｉｄｃから二相分の相電流情報を得る場合、それぞれ検出する電圧ベクトル状態の終端近くで検出するので、得られる相電流情報がどちらもその電圧ベクトル状態を出力しているときのピーク付近の相電流値を検出できるというメリットがある。しかしながら、Ｔｒｇ１とＴｒｇ２ｂの間隔が最大半キャリア周期近くまで離れる。そのため、回転数が低い場合には、Ｔｒｇ１とＴｒｇ２ｂの間隔による影響が小さいので、Ｔｒｇ１とＴｒｇ２ｂの検出タイミングで直流電流情報から二相分の相電流情報を得るようにし、回転数が高い場合には、Ｔｒｇ１とＴｒｇ２ａの検出タイミングで直流電流情報から二相分の相電流情報を得るようにするとよい。

　続いて、ファンのキャリア周波数における出力電圧ベクトルについて、図９および図１０を用いて説明する。ここで、説明の簡略化を図るため、図４および図７の説明で用いている記号を同じ意味合いでファン制御にも流用することとする。ただし、ファン制御の場合は、上記の式（４）と式（５）におけるキャリア周期は「Ｔｃ１」の代わりに「Ｔｃ２」となる。また、最小時間ＴＭＩＮは、第１のインバータ主回路１０に使用するスイッチング素子および電流検出器の構成が変わると異なる値となるが、図９および図１０上では、最小時間ＴＭＩＮを図４および図７の最小時間ＴＭＩＮと同じ大きさで示す。

　図９は本発明の実施の形態１に係るインバータ制御部におけるファン制御演算で演算される出力電圧ベクトルＶｓのベクトル図である。図１０は本発明の実施の形態１に係るインバータ制御部におけるファン制御演算で演算される２つの出力電圧ベクトルＶｓａ，Ｖｓｂのベクトル図である。図９および図１０では、演算周期当たりの出力電圧ベクトルＶｓが図４および図７のときと同じ状態にある場合について説明する。本実施の形態ではファンキャリアのキャリア周期をファン制御演算の演算周期の１／３としているので、図９に示すように半キャリア周期（Ｔｃ２／２）当たりの出力電圧ベクトルＶｓｃの大きさは、ベクトルＶｓの大きさの１／６になる。この場合、出力電圧ベクトルＶｓｃの出力時間ｔｉ，ｔｋは共にＴＭＩＮ以下となり、直流電流情報Ｉｄｃ’から第２の三相同期電動機１１’の相電流情報を得ることができない。そこで本実施の形態に係るインバータ制御部１５は、図１０のように、演算周期Ｔｓ当たりの出力電圧ベクトルＶｓを、直流電流情報Ｉｄｃから二相分の相電流情報が得られる第１の出力電圧ベクトルであるＶｓａと、この出力電圧ベクトルＶｓａとの合成がＶｓとなる第２の出力電圧ベクトルであるＶｓｂに分けて出力する。ここで、インバータ制御部１５は、出力電圧ベクトルＶｓａをファンキャリアの半キャリア周期に出力する。またインバータ制御部１５は、出力電圧ベクトルＶｓｂを、残りの出力区間である２．５キャリア周期において、半キャリア周期毎に均等に分割して出力する。すなわちインバータ制御部１５は、前述した図３の（ｄ）～（ｆ）のタイミングに応じて出力電圧ベクトルＶｓａと出力電圧ベクトルＶｓｂを出力する。

　ここで、図１０では、出力電圧ベクトルＶｓａの出力時間ｔｉａ，ｔｋａが共にＴＭＩＮとされているが、Ｖｓｃの出力時間ｔｉ＞最小時間ＴＭＩＮの場合には「ｔｉａ＝ｔｉ」とし、ｔｋ＞ＴＭＩＮの場合には「ｔｋａ＝ｔｋ」とする。ただし「（ｔｉａ＋ｔｋａ）＞（Ｔｐ２／２）」となる場合、出力時間ｔｉａ，ｔｋａの内、出力時間が長い方を「（Ｔｐ２／２）－ＴＭＩＮ」とする。また、出力電圧ベクトルＶｓｂの出力時間ｔｉｂ，ｔｋｂが、「（ｔｉｂ＋ｔｋｂ）＞（Ｔｐ２／２）×Ｎｃ」となる場合、「（ｔｉｂ＋ｔｋｂ）＝（Ｔｐ２／２）×Ｎｃ」となるように出力時間ｔｉｂ，ｔｋｂの内、出力時間の短い方を０に近づける。ＮｃはＶｓｂを出力する区間の半キャリア周期の数であり、この場合はＮｃ＝５である。しかしながら、出力時間ｔｉｂ，ｔｋｂの内、出力時間の短い方を０にしても「（ｔｉｂ＋ｔｋｂ）＝（Ｔｐ２／２）×Ｎｃ」とならない場合には、更に出力時間の長い方を「（Ｔｐ２／２）×Ｎｃ」とする。変調率が１以上になるようなとき、出力電圧ベクトルＶｓｂがこのような状態になるが、この場合は出力電圧ベクトルＶｓａと出力電圧ベクトルＶｓｂとの合成ベクトルは、出力電圧ベクトルＶｓとは完全には一致しない状態となる。

　なお、本実施の形態では、第１のインバータ制御である圧縮機制御と第２のインバータ制御であるファン制御の両方において、直流電流に基づいてＰＷＭ信号を生成する方法を用いたが、例えば一方のインバータ制御には、三相同期電動機に流れる電流を直接検出してＰＷＭ信号を生成する方法と用いてもよいし、下アーム側スイッチング素子群と直流母線の負側との間にシャント抵抗を配置し、シャント抵抗の電圧降下により三相同期電動機に流れる電流を検出する方法を用いてもよい。

　また、永久磁石同期電動機を用いたファン制御の場合には、その磁極位置を検出できるホール素子を用いて駆動するようにしてもよい。また、本実施の形態では第１のインバータ制御である圧縮機制御のキャリア周波数と、第２のインバータ制御であるファン制御のキャリア周波数とを同期の取れる値に設定したが、キャリア周波数の制約が生じるため、演算処理時間が演算周期に対して十分余裕がある場合、特に２つのインバータ制御で同期の取れるキャリア周波数に設定する必要はない。

　以上のように、実施の形態１のインバータ制御装置は、直流電源の正極端と負極端とにそれぞれ接続される直流母線間に配置した複数の半導体スイッチング素子を用いて前記直流電源が供給する直流電力を三相交流電力に変換して少なくとも１つの三相同期電動機に出力する少なくとも１つのインバータ主回路と、前記直流母線に流れる直流電流を検出する少なくとも１つの電流検出器と、前記直流母線間の直流電圧を検出する電圧検出器と、前記直流電流と前記直流電圧より、前記複数の半導体スイッチング素子の各々をオンオフ制御するＰＷＭ信号を生成するインバータ制御部と、を備え、前記インバータ制御部は、Ｎを１以上の整数とし、前記ＰＷＭ信号のキャリア周期を前記ＰＷＭ信号を生成する演算周期の１／Ｎ倍とし、前記電流検出器で検出された直流電流の検出を、前記ＰＷＭ信号を生成する演算開始タイミングの直前の１／２演算周期中に行い、前記検出した直流電流に基づいて前記演算開始タイミングの１演算周期後のタイミングにおける出力電圧ベクトルを演算し、前記出力電圧ベクトルより生成されたＰＷＭ信号を、前記演算開始タイミングの１／２演算周期後から３／２制御演算周期後の１演算周期中に反映させる。この構成により、インバータ制御装置の演算時間がキャリア周期の１／２未満で実現できる用途においては、より制御の応答性が高いインバータ制御装置の制御方法が得られ、高回転時の負荷変動にも追従でき、脱調および過電流遮断の発生を抑制できる。また、ルームエアコンの室外機のように、圧縮機とファンの２つのインバータ制御を１つのプロセッサで動作させるような場合において、１つのインバータ制御の演算時間がキャリア周期の１／２以上になるようなときにも、制御破綻を引き起こすことなく適切な制御応答性が得られる。

　また、インバータ制御部は、前記直流電流の検出を前記演算開始タイミングの直前の半キャリア周期中に行えるように、前記出力電圧ベクトルを、検出した前記直流電流により前記三相同期電動機に流れる二相分の相電流情報が得られる第１の出力電圧ベクトルである出力電圧ベクトルＶｓａと、前記第１の出力電圧ベクトルとの合成ベクトルが前記出力電圧ベクトルとなる第２の出力電圧ベクトルである出力電圧ベクトルＶｓｂとに分割し、前記第１の出力電圧ベクトルに対応したＰＷＭ信号を次の演算開始タイミングの直前の半キャリア周期中に出力し、前記第２の出力電圧ベクトルに対応したＰＷＭ信号を残りの出力区間で出力する。この構成により、直近の直流電流情報に基づきＰＷＭ信号を生成でき、より制御の応答性が高いインバータ制御装置を得ることができる。

　また、インバータ制御部は、変調率が１以上になるようなときには、直流電流情報から二相分の相電流情報が得られる出力電圧ベクトルＶｓａと、出力電圧ベクトルＶｓａ以外の残りの出力区間に出力する出力電圧ベクトルＶｓｂとの合成ベクトルが、演算周期当たりの出力電圧ベクトルＶｓに必ずしも一致しないようにしているので、常に直流電流情報から二相分の相電流情報が得られ、安定したインバータ制御装置を得ることができる。

　また、インバータ制御部は、直流電流を検出する圧縮機キャリア半周期、例えば図８では出力電圧ベクトルＶｓａを出力する圧縮機キャリア半周期において、前記三相同期電動機が低回転時には、前記上アーム側スイッチング素子群の各々の制御する複数の前記パルス幅変調信号の内、オン幅が最大値の第１のパルス幅変調信号がオンからオフに切り換わる直前で前記直流電流を検出すると共に、前記複数の前記パルス幅変調信号の内、オン幅が中間値の第２のパルス幅変調信号がオンからオフに切り換わる直前で前記直流電流を検出し、前記二相分の相電流情報を得て、前記三相同期電動機が高回転時には、前記第２のパルス幅変調信号がオンからオフに切り換わる直前と直後で前記直流電流を検出し、前記二相分の相電流情報を得るようにしたので、直流電流の検出タイミングによる影響が少ない安定したインバータ制御装置を得ることができる。

　また、インバータ制御部は、複数の三相同期電動機の内、第１の三相同期電動機を駆動する第１のインバータ主回路のパルス幅変調信号を生成する演算周期と、前記複数の三相同期電動機の内、第２の三相同期電動機を駆動する第２のインバータ主回路のパルス幅変調信号を生成する演算周期を同じ値として、前記第１のインバータ主回路のパルス幅変調信号の生成と、前記第２のインバータ主回路のパルス幅変調信号とを、別々の１／２演算周期中に行うようにしたので、お互いの制御の演算時間の影響を受けることのない独立したインバータ制御装置を得ることができる。

実施の形態２．
　インバータ主回路を構成するスイッチング素子とダイオードには比較的安価なケイ素（Ｓｉｌｉｃｏｎ：Ｓｉ）を用いることが一般的に多い。実施の形態２では、炭化ケイ素（Ｓｉｌｉｃｏｎ　Ｃａｒｂｉｄｅ：ＳｉＣ）、窒化ガリウム（Ｇａｌｌｉｕｍ　Ｎｉｔｒｉｄｅ：ＧａＮ）、またはダイヤモンド（Ｃａｒｂｏｎ：Ｃ）といったワイドバンドギャップ半導体により形成されているスイッチング素子とダイオードを用いたインバータ主回路の構成例を説明する。実施の形態２では、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６とスイッチング素子ＳＷ１’～ＳＷ６’がＩＧＢＴではなくＭＯＳＦＥＴを前提とするが、実施の形態２の構成は図１の構成を用いて同一の記号で説明する。また、その他の構成は実施の形態１と同一のものを使用するものとし、構成についての説明は省略する。

　第１のインバータ主回路１０と第２のインバータ主回路１０’において、ＳｉＣを用いた構成に変えた場合、各インバータ主回路におけるスイッチング損失が減少するため、インバータ主回路を駆動するＰＷＭ信号の圧縮機キャリア周波数に対する前記スイッチング損失と三相同期電動機の鉄損とのバランスが変わり、インバータ主回路と三相同期電動機の総合効率が最大となるキャリア周波数が高い方に変化する。総合効率が最大となるキャリア周波数はインバータ主回路と三相同期電動機の組み合わせにより異なるが、ここでは圧縮機キャリア周波数が１０ｋＨｚのときに総合効率が最大となる場合を例に説明する。

　ここで、圧縮機キャリアのキャリア周波数とファンキャリアのキャリア周波数をそれぞれ１０ｋＨｚ、１５ｋＨｚとした場合における動作を図１１～図１３を用いて説明する。

　図１１は本発明の実施の形態２に係るインバータ制御部における第１のインバータ制御演算と第２のインバータ制御演算のタイミングチャートである。図１１の（ａ）～（ｆ）の意味は図６の（ａ）～（ｆ）と同じであるため説明を省略する。またファン制御演算の（ｄ）～（ｆ）の動作は図３の（ｄ）～（ｆ）と同じのため説明を省略する。ここで実施の形態２のインバータ制御部１５では、圧縮機制御演算とファン制御演算を同じ演算周期Ｔｓ、例えばＴｓ＝１／５ｋＨｚとする。また実施の形態２のインバータ制御部１５は、圧縮機制御演算を圧縮機キャリア周期Ｔｃ１の２キャリア周期毎に行い、ファン制御演算をファンキャリア周期Ｔｃ２の３キャリア周期毎に行い、それぞれの演算開始タイミングを１／２演算周期ずらすように設定している。なお、それぞれの演算処理時間は１／２演算周期未満であることを前提としている。

　図１２は変調率に対する圧縮機キャリア周波数と総合効率の関係を示す図である。図１２に横軸は圧縮機キャリア周波数であり縦軸は総合効率である。図１２では２つの変調率が示され、変調率が「小」のときの圧縮機キャリア周波数の中心値を「ｆｃ１」として、変調率が「大」のときの圧縮機キャリア周波数の中心値を「ｆｃ２」としている。また図１２には、圧縮機キャリア周波数を変化させたときの第１の三相同期電動機１１における総合効率を示している。

　インバータ制御部１５の第１のインバータ制御である圧縮機制御の動作を図１１（ｃ）の「演算１」のタイミングにて説明する。「演算１」の演算開始タイミングは圧縮機キャリアの谷タイミングＥである。インバータ制御部１５は、「演算１」で使用する直流電流情報Ｉｄｃを、演算開始タイミングＥ直前の圧縮機キャリアの半キャリア周期のＣ’～Ｅの区間にて検出する。このＣ’～Ｅの半キャリア周期区間には出力電圧ベクトル「Ｖｓａ０＿１」に対応したＰＷＭ信号が出力されているので、インバータ制御部１５は、直流電流情報Ｉｄｃから第１の三相同期電動機１１に流れる二相分の相電流情報を検出することができる。インバータ制御部１５は、直流電流情報Ｉｄｃに基づいて演算開始タイミングＥから１演算周期後であるタイミングＫにおける出力電圧ベクトルを求め、この出力電圧ベクトルに対応するＰＷＭ信号を生成する演算を、演算開始タイミングＥから１／２演算周期の間のＥ～Ｈの区間内行う。生成されたＰＷＭ信号は演算開始タイミングＥの１／２演算周期後から３／２演算周期後の間のＨ～Ｎの区間に反映される。ここで、インバータ制御部１５は、次の「演算２」の演算開始タイミングＫの直前における、圧縮機キャリアの半キャリア周期のＩ’～Ｋの区間では、出力電圧ベクトル「Ｖｓａ１＿１」に対応したＰＷＭ信号を出力し、残りのＨ～Ｉ’およびＫ～Ｎの区間では、出力電圧ベクトル「Ｖｓｂ１＿１」に対応したＰＷＭ信号を出力する。同様にインバータ制御部１５は、演算周期Ｔｓ毎に図１１（ｃ）の「演算２」以降の演算も行う。ここで、演算開始タイミングは三角波キャリアの谷タイミングである必要はなく、ＰＷＭ信号を反映させたいタイミングまでに演算を終了させることができれば、前述した谷タイミングより遅いタイミングでも構わない。

　しかしながら、直流電流情報Ｉｄｃから第１の三相同期電動機１１に流れる二相分の相電流情報を得るように制御する場合、前述した図７のように出力電圧ベクトルを変形させる必要が生じる。このことは第１の三相同期電動機１１に印加される出力電圧の変動が大きくなることを意味し、如いては第１の三相同期電動機１１に流れる相電流の変動が大きくなることに繋がる。そのため、特に変調率が低いときはキャリア周波数を高くしても第１の三相同期電動機１１の鉄損が改善されず、図１２のように第１のインバータ主回路１０と第１の三相同期電動機１１の総合効率が最大となる圧縮機キャリア周波数は、変調率が「大」のときよりも変調率が「小」のときの方が小さくなる（ｆｃ１＜ｆｃ２）。

　図１３は変調率Ｖｋと圧縮機キャリア周期Ｔｃ１の関係を示す図である。図１３に横軸は変調率であり縦軸は圧縮機キャリア周期である。図１３では、変調率Ｖｋ１に対応する圧縮機キャリア周期と、変調率Ｖｋ２に対応する圧縮機キャリア周期とが示される。変調率Ｖｋは「Ｖｋ２＞Ｖｋ１」である。変調率ＶｋがＶｋ１以下では圧縮機キャリア周期Ｔｃ１は「演算周期Ｔｓ／Ｎ１」で求められ、変調率ＶｋがＶｋ２以上では圧縮機キャリア周期Ｔｃ１は「演算周期Ｔｓ／Ｎ２」で求められ、係数Ｎ１，Ｎ２は正の整数であり、「Ｎ２＞Ｎ１」である。例えばＮ１＝１、Ｎ２＝２である。変調率ＶｋがＶｋ１超かつＶｋ２未満の場合、圧縮機キャリア周期Ｔｃ１は直前の値を保持する。ここで、Ｎ１＝１およびＮ２＝２の場合の圧縮機制御演算の動作はそれぞれ前述した図３、１０のようにして行うことができる。このようにすることで、演算周期Ｔｓを固定にしたままで総合効率が最大となる圧縮機キャリア周波数に近い状態で第１のインバータ主回路１０と第１の三相同期電動機１１を動作させることができる。

　以上のように、実施の形態２に係るインバータ制御部は、前記演算周期を固定し、固定した前記演算周期を１以上の整数である係数で乗算して得られる値を、前記キャリア周期とし、前記変調率に応じて前記係数を切り換えるようにしたので、インバータ主回路のスイッチング素子にＳｉＣを用いたときの、インバータ主回路と三相同期電動機の総合効率が高くなるキャリア周期に設定することができる。

　また、変調率に応じて係数を切り換えることで、演算周期を固定にした状態で常に総合効率が最大となるキャリア周波数に近い状態で動作させることができる。

　ここで、図１３では係数Ｎを２段階に切り換えているが、実施の形態２のインバータ制御部１５は、係数Ｎを変調率と総合効率の特性に応じて３段階以上に切り換えるように構成してもよい。また、実施の形態２のインバータ制御部１５は、係数Ｎを変調率に応じて切り換えるように構成しているが、同様な効果が得られる他のパラメータ、例えば三相同期電動機の回転数により係数Ｎを切り換えるように構成してもよい。また、実施の形態２のインバータ制御部１５は、係数Ｎを変調率と三相同期電動機の回転数との組み合わせにより切り換えるように構成してもよい。

　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

　１　圧縮機、２　四方弁、３－１　室外熱交換器、３－２　室内熱交換器、４　膨張弁、６　冷媒配管、７　送風ファン、８　交流電源、９　コンバータ回路、１０　第１のインバータ主回路、１０'　第２のインバータ主回路、１１　第１の三相同期電動機、１１'　第２の三相同期電動機、１１ａ，１１ａ'　固定子、１１ｂ，１１ｂ'　永久磁石回転子、１２　圧縮部、１３　電圧検出器、１４，１４'　電流検出器、１４ａ，１４ａ'　シャント抵抗、１４ｂ，１４ｂ'　増幅器、１５　インバータ制御部、１５ａ　情報入出力部、１５ｂ　メモリ、１５ｃ　演算部、１５ｃ１　キャリア生成部、１５ｃ２　ＰＷＭ信号生成部。

Claims

　直流電源の正極端と負極端とにそれぞれ接続される直流母線間に配置した複数の半導体スイッチング素子を用いて前記直流電源が供給する直流電力を三相交流電力に変換して少なくとも１つの三相同期電動機に出力する少なくとも１つのインバータ主回路と、
　前記直流母線に流れる直流電流を検出する少なくとも１つの電流検出器と、
　前記直流母線間の直流電圧を検出する電圧検出器と、
　前記直流電流と前記直流電圧より、前記複数の半導体スイッチング素子の各々をオンオフ制御するパルス幅変調信号を生成するインバータ制御部と、
　を備え、
　前記インバータ制御部は、Ｎを１以上の整数とし、前記パルス幅変調信号のキャリア周期を前記パルス幅変調信号を生成する演算周期の１／Ｎ倍とし、前記電流検出器で検出された直流電流の検出を、前記パルス幅変調信号を生成する演算開始タイミングの直前の１／２演算周期中に行い、前記検出した直流電流に基づいて出力電圧ベクトルを演算し、前記出力電圧ベクトルより生成されたパルス幅変調信号を、前記演算開始タイミングの１／２演算周期後から３／２制御演算周期後の１演算周期中に反映させることを特徴とするインバータ制御装置。
　前記インバータ制御部は、
　前記直流電流の検出を前記演算開始タイミングの直前の半キャリア周期中に行い、前記出力電圧ベクトルを、検出した前記直流電流により前記三相同期電動機に流れる二相分の相電流情報が得られる第１の出力電圧ベクトルと、前記第１の出力電圧ベクトルとの合成ベクトルが前記出力電圧ベクトルとなる第２の出力電圧ベクトルとに分割し、前記第１の出力電圧ベクトルに対応したパルス幅変調信号を次の演算開始タイミングの直前の半キャリア周期中に出力し、前記第２の出力電圧ベクトルに対応したパルス幅変調信号を残りの出力区間で出力することを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
　前記インバータ制御部は、
　前記演算周期を固定し、固定した前記演算周期を１以上の整数である係数で乗算して得られる値を、前記キャリア周期とし、
　変調率に応じて前記係数を切り換えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のインバータ制御装置。
　前記複数の半導体スイッチング素子は、前記直流母線の正側に接続された上アーム側スイッチング素子群と、前記直流母線の負側に接続された下アーム側スイッチング素子群とで構成され、
　前記インバータ制御部は、
　前記三相同期電動機が低回転時には、前記上アーム側スイッチング素子群の各々の制御する複数の前記パルス幅変調信号の内、オン幅が最大値の第１のパルス幅変調信号がオンからオフに切り換わる直前で前記直流電流を検出すると共に、前記複数の前記パルス幅変調信号の内、オン幅が中間値の第２のパルス幅変調信号がオンからオフに切り換わる直前で前記直流電流を検出し、前記二相分の相電流情報を得て、
　前記三相同期電動機が高回転時には、前記第２のパルス幅変調信号がオンからオフに切り換わる直前と直後で前記直流電流を検出し、前記二相分の相電流情報を得ることを特徴とする請求項１から請求項３の何れか一項に記載のインバータ制御装置。
　前記インバータ制御部は、
　複数の三相同期電動機の内、第１の三相同期電動機を駆動する第１のインバータ主回路のパルス幅変調信号を生成する演算周期と、前記複数の三相同期電動機の内、第２の三相同期電動機を駆動する第２のインバータ主回路のパルス幅変調信号を生成する演算周期を同じ値として、
　前記第１のインバータ主回路のパルス幅変調信号の生成と、前記第２のインバータ主回路のパルス幅変調信号とを、別々の１／２演算周期中に行うことを特徴とする請求項１から請求項４の何れか一項に記載のインバータ制御装置。
　前記複数の半導体スイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体により形成されていることを特徴とする請求項１から請求項５の何れか一項に記載のインバータ制御装置。
　請求項１から請求項６の何れか一項に記載のインバータ制御装置と、圧縮機用の前記三相同期電動機とを搭載した空気調和機。