WO2016139990A1 - 変換装置 - Google Patents

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裕司 奥田
綾井　直樹
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住友電気工業株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a converter from direct current to alternating current, or a converter in the opposite direction, and more particularly to detection of an arm short circuit.
  • an inverter circuit in which a semiconductor switching element is connected to a full bridge is mounted on a conversion device that performs power conversion.
  • a pair of upper and lower arms (a switching element and an antiparallel diode) exist in series between the voltage lines.
  • an arm short circuit in which the pair of upper and lower switching elements are simultaneously turned on does not occur.
  • a current sensor or a shunt resistor for detecting an arm short circuit current is inserted into the circuit (see, for example, Patent Document 1 and Non-Patent Document 1). We are trying to protect it.
  • an object of the present invention is to enable detection of an arm short circuit in a conversion device without providing a separate current sensor or the like.
  • the present invention is a conversion device interposed between a DC power supply and an AC circuit, the DC bus provided between the DC power supply and the AC circuit, to which a smoothing capacitor is connected, and the DC power supply DC / AC or a first converter that performs DC / DC conversion and a switching element that is provided between the DC bus and the AC circuit and that is connected in a full bridge.
  • a second converter that performs AC / DC conversion, a voltage sensor that detects a voltage across the capacitor as a DC bus voltage, and the first converter and the second converter are connected to one cycle of the AC circuit.
  • a control unit that alternately causes a part of an absolute value of an AC waveform and a DC waveform to appear alternately as the DC bus voltage
  • the control unit is a conversion device that detects an arm short circuit in the second converter based on a degree of decrease in the DC bus voltage that occurs during operation of the second converter.
  • the conversion device of the present invention it is possible to detect an arm short circuit without providing a separate current sensor or the like.
  • the gist of the embodiment of the present invention includes at least the following.
  • This converter is interposed between a DC power source and an AC circuit, provided between the DC power source and the AC circuit, and a DC bus to which a smoothing capacitor is connected;
  • a DC converter is provided between the DC power source and the DC bus, and performs DC / DC conversion.
  • a switching element is provided between the DC bus and the AC circuit and is connected to the DC bus by a full bridge connection.
  • a second converter that performs conversion of / AC or AC / DC, a voltage sensor that detects a voltage across the capacitor as a DC bus voltage, and the first converter and the second converter that are connected to the AC circuit.
  • a control unit that causes a part of the absolute value of the AC waveform and a DC waveform to appear alternately as the DC bus voltage by selectively operating within one cycle of AC;
  • the control unit is a conversion device that detects an arm short circuit in the second converter based on a degree of decrease in the DC bus voltage that occurs during operation of the second converter.
  • the first converter and the second converter are alternately switched between the first converter and the second converter. Operate to create the desired waveform. For example, when converting from direct current to alternating current, the first converter generates a part of the absolute value of one cycle of the desired alternating current waveform and outputs it to the DC bus. At this time, the capacitor has a relatively small capacitance that removes the high frequency component of switching included in the output of the first converter, but does not smooth the frequency about twice the frequency of the AC waveform. Therefore, when discharging, the voltage drops very quickly. When an arm short circuit occurs in the second converter, the capacitor charge is lost through the shorted arm.
  • the occurrence of an arm short circuit can be detected based on the degree of decrease in the DC bus voltage, which is the voltage across the capacitor. That is, it is possible to reliably detect an arm short circuit with a voltage sensor that is originally necessary for control without providing a separate current sensor for arm short circuit detection.
  • the degree of the decrease is, for example, a decrease gradient, and an event in the second converter that causes the DC bus voltage to decrease with a steep gradient than a threshold value. You may make it detect as a short circuit. In this case, since the gradient is obtained immediately by the differential operation, an arm short circuit can be detected quickly.
  • the converter of (1) includes a voltage sensor that detects an input voltage from the DC power supply, and the degree of decrease is a difference between the input voltage and the DC bus voltage.
  • the configuration may be such that an event in which the difference exceeds a threshold is detected as an arm short circuit in the second converter. In this case, an arm short circuit can be easily and reliably detected by a simple calculation process that simply compares the voltage difference with the threshold value.
  • the control unit when the control unit detects the arm short circuit, the control unit detects the first converter and the switching element within a short circuit tolerance range of the switching element. It is preferable to stop the operation of the second converter. In this case, the switching element causing the arm short circuit can be protected.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a conversion device 100 according to the first embodiment of the present invention.
  • the conversion device 100 is interposed between the DC power source 1 and the AC circuit 2, and here, for example, performs power conversion from DC to AC.
  • a self-sustained power generation system that generates an AC power source by discharging a DC power source 1 that is a storage battery, or an AC electric circuit as a commercial power system from the DC power source 1 that is a photovoltaic power generation panel.
  • 2 is a system for grid connection.
  • the converter 100 is provided between the DC power supply 1 and the DC bus 4, and is provided between the booster circuit 3 as a first converter that performs DC / DC conversion, and between the DC bus 4 and the AC circuit 2.
  • An inverter circuit 5 serving as a second converter that performs DC / AC conversion, and a control unit 6 that controls switching of the booster circuit 3 and the inverter circuit 5 are provided.
  • Boosting circuit 3 includes a DC reactor L DC, a diode Q1, for example which are connected as shown and the switching element Q2 is FET (Field Effect Transistor).
  • the inverter circuit 5 is configured by full-bridge connection of switching elements Q3, Q4, Q5, and Q6, which are FETs, for example.
  • a smoothing capacitor CIN is connected to the DC power source 1.
  • a smoothing capacitor C DC is connected to the DC bus 4.
  • an AC reactor L AC and a capacitor CAC are provided as a filter for preventing high-frequency noise due to smoothing and switching from leaking to the AC circuit 2 side.
  • a voltage sensor 7 that detects an input voltage from the DC power source 1 as a voltage across the capacitor CIN
  • a current sensor 8 that detects a current flowing through the booster circuit 3
  • a DC bus voltage A voltage sensor 9 that detects the voltage across the capacitor C DC
  • a current sensor 10 that detects a current flowing through the AC reactor L AC
  • a voltage sensor 11 that detects an output voltage to the AC circuit 2 are provided.
  • Information on the voltage / current output from each sensor is input to the control circuit 6A.
  • the voltage information output from the voltage sensor 9 is also input to the detection circuit 6B.
  • the controller 6 includes a control circuit 6A and a detection circuit 6B.
  • the booster circuit 3 has always boosted to a certain level of DC voltage.
  • the inverter circuit 5 converts the DC voltage into an AC voltage by PWM (Pulse Width Modulation) control switching.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the booster circuit 3 and the inverter circuit 5 perform high-frequency switching operation of PWM control alternately in time.
  • each of the booster circuit 3 and the inverter circuit 5 has a period during which high-frequency switching is stopped. As a result, the number of switching operations for the entire conversion apparatus 100 is minimized, so this control method is referred to as a “minimum switching conversion method”.
  • FIG. 2 and 3 are waveform diagrams simply showing the characteristics of the operation of the conversion device 100.
  • FIG. 2 particularly displays the amplitude relationship from the DC input to the AC output so that it can be easily seen
  • FIG. 3 particularly shows the control timing so that it can be easily seen.
  • the upper part of FIG. 2 and the left column of FIG. 3 are waveform diagrams showing the operation of a conventional converter that is not of the minimum switching conversion method, for comparison. Further, the lower part of FIG. 2 and the right column of FIG. 3 are waveform diagrams showing the operation of the conversion device 100 of the minimum switching conversion method.
  • the output of the booster circuit with respect to the DC input that is, the DC voltage V DC is in the form of an equidistant pulse train having a value higher than V DC. .
  • This output is smoothed by the capacitor and appears on the DC bus as voltage V B.
  • the inverter circuit performs PWM-controlled switching while inverting the polarity in a half cycle. As a result, after the final smoothing, the AC voltage V AC sine wave as an AC output.
  • a minimum switching conversion system of the lower 2 the instantaneous value of the voltage target value V AC of the AC waveform, in accordance with the comparison result between the input DC voltage V DC, a step-up circuit 3 of Figure 1 the inverter The circuit 5 operates. That is, when V AC ⁇ V DC (or V AC ⁇ V DC ) in the absolute value of the voltage target value V AC , the booster circuit 3 stops (“ST” in the figure) and V AC ⁇ V DC (or When V AC > V DC ), the booster circuit 3 performs a boost operation (“OP” in the figure).
  • the output of the step-up circuit 3 is smoothed by the capacitor C DC, a DC bus 4, appears as voltage V B illustrated.
  • the inverter circuit 5 performs high-frequency switching when V AC ⁇ V DC (or V AC ⁇ V DC ) according to the comparison result between the absolute value of the voltage target value V AC and the DC voltage V DC. (“OP” in the figure) and when V AC ⁇ V DC (or V AC > V DC ), the high-frequency switching is stopped (“ST” in the figure).
  • the inverter circuit 5 has either the switching elements Q3 and Q6 turned on, Q4 and Q5 turned off, the switching elements Q3 and Q6 turned off, and the Q4 and Q5 turned on. By selecting, only necessary polarity inversion is performed.
  • the output of the inverter circuit 5 is smoothed by AC reactors L AC and a capacitor C AC, desired AC output is obtained.
  • the booster circuit 3 and the inverter circuit 5 alternately perform high-frequency switching operation, and when the booster circuit 3 performs the boost operation, the inverter circuit 5 stops high frequency switching and performs only necessary polarity inversion with respect to the voltage of the DC bus 4. Conversely, when the inverter circuit 5 to operate the high frequency switching, the boost circuit 3 is stopped, the voltage across the capacitor C IN appears at DC bus 4 through the DC reactor L DC and diode Q1.
  • the operation of the minimum switching conversion method in the conversion device 100 is performed.
  • the conversion device 100 of a system that performs system interconnection from a DC power source 1 that is a photovoltaic power generation panel to an AC power path 2 as a commercial power system a capacitor C AC , an AC reactor L AC , and a capacitor C DC, and, in view of the electrical behavior of the DC reactor L DC, it can be realized with excellent conversion efficiency optimum system interconnection.
  • the capacitance C DC of the capacitor C DC connected to the DC bus 4 is, for example, 22 ⁇ F by performing the control of the minimum switching conversion method.
  • the capacitance is large, for example, 2 mF or 5 mF. That is, by controlling the minimum switching conversion system, the capacitance of the capacitor C DC is connected to the DC bus 4 is a very small value.
  • FIG. 4 is a graph showing changes in the DC bus voltage immediately after the occurrence of an arm short circuit.
  • the horizontal axis represents time [ ⁇ sec], and the vertical axis represents voltage [V].
  • the change characteristic indicated by the solid line is the DC bus voltage when the capacitance of the capacitor C DC is 22 ⁇ F.
  • the change characteristics shown by the broken line is the DC bus voltage when the capacitance of the capacitor C DC is 2MF.
  • the change characteristic shown by the one-dot chain line is the DC bus voltage when the capacitance of the capacitor C DC is 5MF.
  • FIG. 5 is an example of an internal circuit diagram of the detection circuit 6B in FIG.
  • the detection circuit 6 ⁇ / b> B includes a differentiator 61 and a comparator 62.
  • the differentiator 61 has an operational amplifier 63 connected to an input resistance R S (resistance value R S ), a capacitor C S (capacitance C S ), and a feedback resistance R f (resistance value R f ) as shown in the figure. is there.
  • R S resistance value
  • C S 240 [pF]
  • R f 10 [k ⁇ ].
  • V out ⁇ R f C S (d V in / dt) (2) It becomes.
  • the output voltage V out is proportional to the value obtained by differentiating the input voltage V in.
  • V in is a value corresponding to the DC bus voltage. Therefore, the output voltage of the differentiator 61 becomes a larger value as the decrease in the DC bus voltage becomes steeper (the gradient becomes larger).
  • the comparator 62 compares V out with the threshold voltage V th .
  • the threshold voltage Vth is set to a value corresponding to the short circuit withstand capability range of the switching elements Q3 to Q6.
  • the comparator 62 outputs an arm short circuit detection signal.
  • the control circuit 6A stops the operations of the booster circuit 3 and the inverter circuit 5. Therefore, even if an arm short-circuit occurs, the switching element that can still be used can be protected.
  • FIG. 6 shows a detection circuit 6B as described above when an arm short circuit occurs in a conventional conversion device (not the minimum switching conversion method, the capacitance of the capacitor connected to the DC bus is 2.2 mF). It is a graph assuming that is applied. The horizontal axis represents time [second], and the vertical axis represents voltage [V] or signal level. In this case, the DC bus voltage decreases slowly and the differential value is near zero. Therefore, the differential value is smaller than the threshold value, and the detection signal is zero. That is, it cannot be detected.
  • FIG. 7 is a graph when an arm short circuit occurs in the conversion device 100 of the present embodiment.
  • the horizontal axis represents time [second], and the vertical axis represents voltage [V] or signal level.
  • the booster circuit 3 and the inverter circuit 5 are alternately switched to generate a desired waveform by performing a high frequency switching operation.
  • the booster circuit 3 When converting from direct current to alternating current, the booster circuit 3 generates a part of the absolute value of one cycle of the desired alternating current waveform and outputs it to the DC bus 4.
  • the capacitor CDC has a relatively small capacitance that removes the high-frequency component of switching included in the output of the booster circuit 3, but does not smooth the frequency about twice the frequency of the AC waveform. Therefore, when discharging, the voltage drops very quickly.
  • the arm short circuit occurs in the inverter circuit 5, the electric charge of the capacitor C DC through shorting arms it is lost.
  • the degree of reduction in the DC bus voltage is the voltage across the capacitor C DC, it is possible to detect the occurrence of the arm short circuit. That is, even if a separate current sensor is not provided for arm short circuit detection, the arm short circuit can be reliably detected by the voltage sensor 9 originally necessary for control.
  • the degree of decrease is, for example, a decrease gradient, and an event in which the DC bus voltage decreases with a gradient steeper than a threshold value can be detected as an arm short circuit in the inverter circuit 5.
  • a threshold value to be compared with the differential value is set to a value corresponding to the range of the short-circuit tolerance of the switching element, and when the arm short circuit is detected, the boost circuit 3 and the inverter circuit 5 are stopped, thereby causing the arm short circuit.
  • the switching elements that are present can be protected.
  • FIG. 5 is an example configured with an analog circuit separately from the control circuit 6A, but the functions of the control circuit 6A and the detection circuit 6B may be unified.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of the conversion device 100 in this case. The difference from FIG. 1 is that the control circuit 6A and the detection circuit 6B are collectively used as the control unit 6. A part or all of the functions of the control unit 6 may be configured by a hardware circuit, or a part or all of the functions may be realized by causing a computer (computer program) to be executed by a computer. . Software (computer program) for realizing the function of the control unit 6 is stored in a storage device (not shown) of the computer.
  • both the output of the voltage sensor 7 and the output of the voltage sensor 9 are input to the control unit 6.
  • the control unit 6 can calculate the difference between the input voltage from the DC power supply 1 and the DC bus voltage, and detect an event in which the difference exceeds the threshold as an arm short circuit in the inverter circuit 5.
  • the threshold value is set to a value corresponding to the short-circuit withstand range of the switching elements (Q3 to Q6). In this case, an arm short circuit can be easily and reliably detected by a simple calculation process that simply compares the voltage difference with the threshold value.
  • FIG. 9 shows the calculation of the difference as described above when an arm short circuit occurs in a conventional conversion device (not the minimum switching conversion method, the capacitance of the capacitor connected to the DC bus is 2.2 mF). It is a graph assuming that is applied. The horizontal axis represents time [second], and the vertical axis represents voltage [V] or signal level. In this case, the DC bus voltage decreases slowly and the differential voltage is also near zero. Therefore, the difference voltage is smaller than the threshold value and the detection signal is zero. That is, it cannot be detected.
  • FIG. 10 is a graph when an arm short circuit occurs in the converter 100 according to the second embodiment that detects an arm short circuit based on the differential voltage.
  • the horizontal axis represents time [second], and the vertical axis represents voltage [V] or signal level.
  • the downward direction For example, it can also be a converter 100 in a system that receives power from the AC power path 2 that is a commercial power system and charges the DC power source 1 that is a storage battery.
  • the inverter circuit 5 becomes an AC / DC converter capable of boosting in cooperation with the AC reactor LAC, and the booster circuit 3 becomes a step-down circuit.
  • the conversion procedure shown in FIGS. 2 and 3 is basically the same except that the conversion direction is reversed.

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Abstract

　直流電源と交流電路との間に設けられ、平滑用のコンデンサが接続されたＤＣバスと、直流電源とＤＣバスとの間に設けられ、ＤＣ／ＤＣ変換を行う第１変換器と、ＤＣバスと交流電路との間に設けられ、フルブリッジ接続されたスイッチング素子により、ＤＣ／ＡＣ又はＡＣ／ＤＣの変換を行う第２変換器と、コンデンサの両端の電圧を、ＤＣバス電圧として検出する電圧センサと、第１変換器及び第２変換器を交流電路の交流１サイクル内で選択的に動作させることにより、ＤＣバス電圧として、交流波形の絶対値の一部と直流波形とを交互に出現させる制御部とを備え、制御部は、第２変換器の動作中に生じるＤＣバス電圧の低下の度合いに基づいて第２変換器内のアーム短絡を検出する。

Description

変換装置
　本発明は、直流から交流への変換装置、又はその逆方向への変換装置に関し、特に、アーム短絡の検出に関する。
　電力変換を行う変換装置には、例えば、半導体のスイッチング素子をフルブリッジに接続したインバータ回路が搭載されている。インバータ回路では、電圧線間に上下一対のアーム（スイッチング素子及び逆並列ダイオード）が互いに直列に存在している。正常なスイッチング動作が行われている限り、上下一対のスイッチング素子が同時にオンになるアーム短絡は生じない。しかし、ノイズによる誤動作や、故障等の原因により、アーム短絡が発生してしまった場合、過電流が流れ続けて、まだ使用可能なスイッチング素子が破壊される。そこで、アーム短絡電流を検出する電流センサやシャント抵抗を回路に挿入し（例えば、特許文献１、非特許文献１参照。）、アーム短絡電流を検出すれば動作を停止させることにより、スイッチング素子の保護を図っている。
特開平８－８８９８２号公報（図１）
五十嵐征輝、「パワー・デバイスＩＧＢＴ活用の基礎と実際」、初版、ＣＱ出版社、２０１１年４月１日、ｐ．７７～８１
　しかしながら、制御上で必要なセンサの他に、アーム短絡検出用の電流センサを設けると、その分、基板上での実装スペースが広くなる。これが原因となって寄生インダクタンスが大きくなると、スイッチングに伴うサージ電圧が上昇し、変換装置の安定動作を妨げる可能性がある。一方、シャント抵抗は、電流センサと比べると基板上のスペースの問題は少ないが、常時電流が流れることによる損失が発生し、これが、変換効率を低下させる一因となる。
　かかる従来の問題点に鑑み、本発明は、別途電流センサ等を設けることなく、変換装置におけるアーム短絡の検出を可能とすることを目的とする。
　本発明は、直流電源と交流電路との間に介在する変換装置であって、前記直流電源と前記交流電路との間に設けられ、平滑用のコンデンサが接続されたＤＣバスと、前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、ＤＣ／ＤＣ変換を行う第１変換器と、前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられ、フルブリッジ接続されたスイッチング素子により、ＤＣ／ＡＣ又はＡＣ／ＤＣの変換を行う第２変換器と、前記コンデンサの両端の電圧を、ＤＣバス電圧として検出する電圧センサと、前記第１変換器及び前記第２変換器を前記交流電路の交流１サイクル内で選択的に動作させることにより、前記ＤＣバス電圧として、交流波形の絶対値の一部と直流波形とを交互に出現させる制御部と、を備え、
　前記制御部は、前記第２変換器の動作中に生じる前記ＤＣバス電圧の低下の度合いに基づいて前記第２変換器内のアーム短絡を検出する、変換装置である。
　本発明の変換装置によれば、別途電流センサ等を設けることなく、アーム短絡を検出することができる。
本発明の第１実施形態に係る変換装置の回路図である。 変換装置の動作の特徴を簡略に示す波形図であり、直流入力から交流出力までの振幅の関係が見やすいように表示した図である。 図２と同様、変換装置の動作の特徴を簡略に示す波形図であり、制御のタイミングが見やすいように表示した図である。 アーム短絡発生直後の、ＤＣバス電圧の変化を示すグラフである。 図１における検出回路の内部回路図の一例である。 比較のために、従来の変換装置においてアーム短絡が発生したとき、第１実施形態における検出回路を適用することを想定したグラフである。 第１実施形態の変換装置においてアーム短絡が発生したときのグラフである。 制御回路及び検出回路の機能を一本化した変換装置の回路図であり、第２実施形態に係る変換装置の回路図でもある。 比較のために、従来の変換装置においてアーム短絡が発生したとき、第２実施形態における差の演算を適用することを想定したグラフである。 差電圧に基づくアーム短絡の検出を行う第２実施形態の変換装置においてアーム短絡が発生したときのグラフである。
　［実施形態の要旨］
　本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
　（１）この変換装置は、直流電源と交流電路との間に介在するものであって、前記直流電源と前記交流電路との間に設けられ、平滑用のコンデンサが接続されたＤＣバスと、前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、ＤＣ／ＤＣ変換を行う第１変換器と、前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられ、フルブリッジ接続されたスイッチング素子により、ＤＣ／ＡＣ又はＡＣ／ＤＣの変換を行う第２変換器と、前記コンデンサの両端の電圧を、ＤＣバス電圧として検出する電圧センサと、前記第１変換器及び前記第２変換器を前記交流電路の交流１サイクル内で選択的に動作させることにより、前記ＤＣバス電圧として、交流波形の絶対値の一部と直流波形とを交互に出現させる制御部と、を備え、
　前記制御部は、前記第２変換器の動作中に生じる前記ＤＣバス電圧の低下の度合いに基づいて前記第２変換器内のアーム短絡を検出する、変換装置である。
　このような変換装置は、従来型の変換装置のように第１変換器及び第２変換器が常に高周波スイッチングを行うものと違って、第１変換器と第２変換器とが交代で高周波スイッチング動作して所望の波形を作る。例えば直流から交流への変換を行う場合、所望の交流波形の１サイクルの絶対値のうち一部を、第１変換器が生成し、ＤＣバスに出力する。この際、コンデンサは、第１変換器の出力に含まれるスイッチングの高周波成分は除去するが、交流波形の周波数の２倍程度の周波数は平滑化しないような比較的小さなキャパシタンスとなっている。そのため、放電するときは電圧の低下が非常に早い。第２変換器でアーム短絡が生じると、短絡したアームを通してコンデンサの電荷は失われる。従って、コンデンサの両端電圧であるＤＣバス電圧の低下の度合いに基づいて、アーム短絡の発生を検出することができる。すなわち、アーム短絡検出用に別途、電流センサを設けなくても、制御上元々必要な電圧センサでアーム短絡を確実に検出することができる。
　（２）また、（１）の変換装置において、前記低下の度合いとは、例えば低下の勾配であり、閾値より急峻な勾配で前記ＤＣバス電圧が低下する事象を前記第２変換器内のアーム短絡として検出するようにしてもよい。
　この場合、勾配は微分演算によって直ちに求められるので、アーム短絡を迅速に検出することができる。
　（３）また、（１）の変換装置において、前記直流電源からの入力電圧を検出する電圧センサを備え、前記低下の度合いとは、前記入力電圧と前記ＤＣバス電圧との差であり、その差が閾値を超えた事象を前記第２変換器内のアーム短絡として検出する、という構成であってもよい。
　この場合、電圧の差を閾値と比較するだけの簡単な演算処理で、アーム短絡を簡単確実に検出することができる。
　（４）また、（１）～（３）のいずれかの変換装置において、前記制御部は、前記アーム短絡を検出した場合、前記スイッチング素子の短絡耐量の範囲内で前記第１変換器及び前記第２変換器の動作を停止させることが好ましい。
　この場合、アーム短絡を起こしているスイッチング素子を保護することができる。
　［実施形態の詳細］
　以下、実施形態の詳細について、図面を参照して説明する。
　＜第１実施形態＞
　《回路の構成》
　図１は、本発明の第１実施形態に係る変換装置１００の回路図である。変換装置１００は、直流電源１と交流電路２との間に介在し、ここでは例えば、直流から交流への電力変換を行うものとする。このような変換装置１００を含むシステムとしては、例えば、蓄電池である直流電源１を放電させて交流電源を作る自立発電システムや、太陽光発電パネルである直流電源１から商用電力系統としての交流電路２に系統連系を行うシステムが考えられる。
　変換装置１００は、直流電源１とＤＣバス４との間に設けられ、ＤＣ／ＤＣ変換を行う第１変換器としての昇圧回路３と、ＤＣバス４と交流電路２との間に設けられ、ＤＣ／ＡＣの変換を行う第２変換器としてのインバータ回路５と、昇圧回路３及びインバータ回路５のスイッチングを制御する制御部６とを備えている。
　昇圧回路３は、直流リアクトルＬＤＣと、ダイオードＱ１と、例えばＦＥＴ（Field Effect Transistor）であるスイッチング素子Ｑ２とを図示のように接続して構成されている。インバータ回路５は、例えばＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６をフルブリッジ接続して構成されている。
　直流電源１には、平滑用のコンデンサＣＩＮが接続されている。ＤＣバス４には、平滑用のコンデンサＣＤＣが接続されている。インバータ回路５と交流電路２との間には、平滑化及びスイッチングによる高周波ノイズを交流電路２側に漏出させないためのフィルタとなる交流リアクトルＬＡＣ及びコンデンサＣＡＣが設けられている。
　また、制御のために必要なセンサ類として、直流電源１からの入力電圧をコンデンサＣＩＮの両端電圧として検出する電圧センサ７、昇圧回路３に流れる電流を検出する電流センサ８、ＤＣバス電圧をコンデンサＣＤＣの両端電圧として検出する電圧センサ９、交流リアクトルＬＡＣに流れる電流を検出する電流センサ１０、及び、交流電路２への出力電圧を検出する電圧センサ１１が設けられている。これら各センサの出力する電圧／電流の情報は、制御回路６Ａに入力される。電圧センサ９の出力する電圧情報は、検出回路６Ｂにも入力される。制御部６は、制御回路６Ａと、検出回路６Ｂとによって構成されている。
　《変換装置の動作》
　次に、上記のように構成された変換装置１００の動作について説明する。
　従来、この種の一般的な変換装置では、昇圧回路３は常に一定レベルの直流電圧までの昇圧を行っていた。インバータ回路５は、その直流電圧をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御のスイッチングにより、交流電圧に変換していた。
　これに対して、図１の変換装置１００では、昇圧回路３と、インバータ回路５とは、時間的に交互にＰＷＭ制御の高周波スイッチング動作を行う。言い換えれば、昇圧回路３及びインバータ回路５のそれぞれに、高周波スイッチングを停止している期間が存在する。これにより、変換装置１００全体としてのスイッチング回数は、いわば最小限になることから、この制御方式を、「最小スイッチング変換方式」と称する。
　図２及び図３は、変換装置１００の動作の特徴を簡略に示す波形図である。両図は同じ内容を示しているが、図２は特に、直流入力から交流出力までの振幅の関係が見やすいように表示し、図３は特に、制御のタイミングが見やすいように表示している。図２の上段及び図３の左欄はそれぞれ、比較のために、最小スイッチング変換方式ではない従来の変換装置の動作を表す波形図である。また、図２の下段及び図３の右欄はそれぞれ、最小スイッチング変換方式の変換装置１００の動作を示す波形図である。
　まず、図２の上段（又は図３の左欄）において、従来の変換装置では、直流入力すなわち直流電圧ＶＤＣに対する昇圧回路の出力は、ＶＤＣよりも高い値の等間隔のパルス列状である。この出力はコンデンサによって平滑化され、ＤＣバスに、電圧ＶＢとして現れる。これに対してインバータ回路は、ＰＷＭ制御されたスイッチングを半周期で極性反転しながら行う。この結果、最終的な平滑化を経て、交流出力としての正弦波の交流電圧ＶＡＣが得られる。
　次に、図２の下段の最小スイッチング変換方式では、交流波形の電圧目標値ＶＡＣの瞬時値と、入力である直流電圧ＶＤＣとの比較結果に応じて、図１の昇圧回路３とインバータ回路５とが動作する。すなわち、電圧目標値ＶＡＣの絶対値においてＶＡＣ＜ＶＤＣ（又はＶＡＣ≦ＶＤＣ）のときは、昇圧回路３は停止し（図中の「ＳＴ」）、ＶＡＣ≧ＶＤＣ（又はＶＡＣ＞ＶＤＣ）のときは、昇圧回路３が昇圧動作を行う（図中の「ＯＰ」）。昇圧回路３の出力はコンデンサＣＤＣにより平滑化され、ＤＣバス４に、図示の電圧ＶＢとして現れる。
　これに対してインバータ回路５は、電圧目標値ＶＡＣの絶対値と、直流電圧ＶＤＣとの比較結果に応じて、ＶＡＣ＜ＶＤＣ（又はＶＡＣ≦ＶＤＣ）のときは、高周波スイッチングを行い（図中の「ＯＰ」）、ＶＡＣ≧ＶＤＣ（又はＶＡＣ＞ＶＤＣ）のときは、高周波スイッチングを停止する（図中の「ＳＴ」）。高周波スイッチングを停止しているときのインバータ回路５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオン、Ｑ４，Ｑ５がオフの状態と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオフ、Ｑ４，Ｑ５がオンの状態のいずれかを選択することにより、必要な極性反転のみを行う。インバータ回路５の出力は交流リアクトルＬＡＣ及びコンデンサＣＡＣにより平滑化され、所望の交流出力が得られる。
　ここで、図３の右欄に示すように、昇圧回路３とインバータ回路５とは、交互に高周波スイッチングの動作をしており、昇圧回路３が昇圧の動作をしているときは、インバータ回路５は高周波スイッチングを停止し、ＤＣバス４の電圧に対して必要な極性反転のみを行っている。逆に、インバータ回路５が高周波スイッチング動作するときは、昇圧回路３は停止して、コンデンサＣＩＮの両端電圧が、直流リアクトルＬＤＣ及びダイオードＱ１を介してＤＣバス４に現れる。
　以上のようにして、変換装置１００における最小スイッチング変換方式の動作が行われる。
　なお、太陽光発電パネルである直流電源１から商用電力系統としての交流電路２に系統連系を行うシステムの変換装置１００である場合には、さらに、コンデンサＣＡＣ、交流リアクトルＬＡＣ、コンデンサＣＤＣ、及び、直流リアクトルＬＤＣの電気的な振る舞いを考慮して、最適な系統連系を優れた変換効率で実現することができる。
　また、上記の変換装置１００では、最小スイッチング変換方式の制御を行うことによって、ＤＣバス４に接続されるコンデンサＣＤＣのキャパシタンスＣＤＣが、例えば２２μＦとなる。同一定格容量で最小スイッチング変換方式を適用しない従来の変換装置であれば、キャパシタンスは例えば２ｍＦや５ｍＦといった大容量である。すなわち、最小スイッチング変換方式の制御を行うことによって、ＤＣバス４に接続されるコンデンサＣＤＣのキャパシタンスは、非常に小さい値となる。
　この理由は、図２の下段、図３の右欄におけるＤＣバスの電圧としても示したように、昇圧回路３が作り出した交流波形の一部を、平滑化してなまらせないよう、コンデンサＣＤＣのキャパシタンスが小さく設定されるからである。すなわち、平滑は、昇圧回路３による高周波のスイッチングの痕跡を消す程度には作用するが、商用周波数の２倍程度の低周波を平滑化することはできないようにコンデンサＣＤＣのキャパシタンスが適正値に選定されている。キャパシタンスが適正値より格段に大きい（２ｍＦ等）と、商用周波数の２倍程度の低周波まで平滑化されて、波形の形状がなまってしまう。適正値を選択することにより、スイッチングに伴う高周波の電圧変動は除去しつつ、交流波形の絶対値の一部を含んだ所望の波形を得ることができる。
　《アーム短絡の検出》
　ＤＣバス４に接続されたコンデンサＣＤＣが小容量であることは、上記のような、波形を温存する作用以外にも、意外な利点をもたらす。それは、インバータ回路５でアーム短絡（例えばスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の同時オン又は、Ｑ５，Ｑ６の同時オン）が発生すると、コンデンサＣＤＣに蓄えられている電荷が極めて短時間に放出され、電圧センサ９が検出するＤＣバス電圧が急落する事象を引き起こすことである。
　具体的には、アーム短絡が発生すると、コンデンサＣＤＣから、短絡アームに流れる電流Ｉａｒｍは、ＤＣバス電圧をＶＢとして、
　Ｉａｒｍ＝－ＣＤＣ（ｄＶＢ／ｄｔ）　　　・・・（１）
となる。これを変形すると、
　（ｄＶＢ／ｄｔ）＝－（Ｉａｒｍ）／ＣＤＣ　　　・・・（１’）
である。キャパシタンスＣＤＣは、例えば２２μＦであり、従来の２ｍＦ等と比べると極めて小さいので、ＤＣバス電圧が低下する勾配（ｄＶＢ／ｄｔ）が極めて大きくなる。すなわち、前述のように、電圧センサ９が検出するＤＣバス電圧が急落する。
　図４は、アーム短絡発生直後の、ＤＣバス電圧の変化を示すグラフである。横軸は時間［μ秒］、縦軸は電圧［Ｖ］である。図において、実線で示す変化特性は、コンデンサＣＤＣのキャパシタンスが２２μＦであるときのＤＣバス電圧である。また、破線で示す変化特性は、コンデンサＣＤＣのキャパシタンスが２ｍＦであるときのＤＣバス電圧である。さらに、一点鎖線で示す変化特性は、コンデンサＣＤＣのキャパシタンスが５ｍＦであるときのＤＣバス電圧である。
　図４より明らかなように、キャパシタンスが５ｍＦ，２ｍＦの場合は、ＤＣバス電圧の下がり方が緩やかであるのに対して、キャパシタンスが２２μＦの場合は、僅か５μ秒以内に０Ｖまで下がる。
　そこで、ＤＣバス電圧を電圧センサ９で捉えることにより、その低下の度合いに基づいてアーム短絡の発生を検出することができる。従って、アーム短絡の短絡電流を検出するための電流センサは不要となる。こうして、別途電流センサを設けることなく、元々制御上必要な電圧センサ９の出力を用いて、アーム短絡を迅速に検出することができる。以下、このようなアーム短絡検出の具体例について説明する。
　《検出回路の例》
　図５は、図１における検出回路６Ｂの内部回路図の一例である。図５において、検出回路６Ｂは、微分器６１と、コンパレータ６２とを備えている。微分器６１は、オペアンプ６３に、入力抵抗ＲＳ（抵抗値ＲＳ）、コンデンサＣＳ（キャパシタンスＣＳ）、及び、帰還抵抗Ｒｆ（抵抗値Ｒｆ）を図示のように接続したものである。
　なお、抵抗値ＲＳ，キャパシタンスＣＳ，抵抗値Ｒｆの数値例としては、ＲＳ＝０［Ω］、ＣＳ＝２４０［ｐＦ］、Ｒｆ＝１０［ｋΩ］である。
　微分器６１の入力電圧をＶｉｎ、出力電圧をＶｏｕｔ、入力電圧Ｖｉｎの周波数（昇圧回路３のスイッチング周波数）をｆｉｎとすると、
　ｆｉｎ＜＜１／（２πＲＳＣＳ）のとき、
　Ｖｏｕｔ＝－ＲｆＣＳ（ｄ Ｖｉｎ／ｄｔ）　　　・・・（２）
となる。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎを微分した値に比例する。ここで、Ｖｉｎは、ＤＣバス電圧に相当する値である。従って、微分器６１の出力電圧は、ＤＣバス電圧の低下が急峻になるほど（勾配が大きいほど）、大きな値となる。
　そこで、次にコンパレータ６２で、Ｖｏｕｔを、閾値電圧Ｖｔｈと比較する。閾値電圧Ｖｔｈには、スイッチング素子Ｑ３～Ｑ６の短絡耐量の範囲内に相当する値を設定する。アーム短絡が発生するとＤＣバス電圧は急激に低下する。そして、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈを超えると、コンパレータ６２はアーム短絡の検出信号を出力する。これを受けて制御回路６Ａは、昇圧回路３及びインバータ回路５の動作を停止させる。従って、アーム短絡を起こしても、まだ使用可能なスイッチング素子については、これを保護することができる。
　《シミュレーション》
　図６は、比較のために、従来の変換装置（最小スイッチング変換方式ではなく、ＤＣバスに接続されたコンデンサのキャパシタンスは２．２ｍＦ）においてアーム短絡が発生したとき、上記のような検出回路６Ｂを適用することを想定したグラフである。横軸は時間［秒］、縦軸は電圧［Ｖ］又は信号レベルを表す。
　この場合、ＤＣバス電圧の下がり方が遅く、微分値も０付近である。従って、微分値は閾値より小さく、検出信号は０である。すなわち、検出できない。
　図７は、本実施形態の変換装置１００においてアーム短絡が発生したときのグラフである。横軸は時間［秒］、縦軸は電圧［Ｖ］又は信号レベルを表す。
　この場合、ＤＣバス電圧は急落し、その微分値と閾値との比較により、微分値の方が大きいときアーム短絡の検出信号（＝１）が出力される。
　《まとめ》
　本実施形態の変換装置１００は、昇圧回路３とインバータ回路５とが交代で高周波スイッチング動作して所望の波形を作る。直流から交流への変換を行う場合、所望の交流波形の１サイクルの絶対値のうち一部を、昇圧回路３が生成し、ＤＣバス４に出力する。この際、コンデンサＣＤＣは、昇圧回路３の出力に含まれるスイッチングの高周波成分は除去するが、交流波形の周波数の２倍程度の周波数は平滑化しないような比較的小さなキャパシタンスとなっている。そのため、放電するときは電圧の低下が非常に早い。インバータ回路５でアーム短絡が生じると、短絡アームを通してコンデンサＣＤＣの電荷は失われる。従って、コンデンサＣＤＣの両端電圧であるＤＣバス電圧の低下の度合いに基づいて、アーム短絡の発生を検出することができる。すなわち、アーム短絡検出用に別途電流センサを設けなくても、制御上元々必要な電圧センサ９でアーム短絡を確実に検出することができる。
　また、上記の低下の度合いとは、例えば低下の勾配であり、閾値より急峻な勾配でＤＣバス電圧が低下する事象をインバータ回路５内のアーム短絡として検出することができる。この場合、勾配は微分演算によって直ちに求められるので、アーム短絡を迅速に検出することができる。
　また、微分値と比較すべき閾値を、スイッチング素子の短絡耐量の範囲内に相当する値として、アーム短絡が検出されれば昇圧回路３及びインバータ回路５を停止させることで、アーム短絡を起こしているスイッチング素子を保護することができる。
　《その他》
　なお、図５の検出回路６Ｂは、制御回路６Ａとは別に、アナログ回路で構成した例であるが、制御回路６Ａ及び検出回路６Ｂの機能を一本化することもできる。
　図８は、この場合の変換装置１００の回路図である。図１との違いは、制御回路６Ａ及び検出回路６Ｂをまとめて、制御部６とした点である。制御部６の有する機能は、その一部又は全部がハードウェア回路によって構成されてもよいし、その一部又は全部が、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータによって実行させることで実現されていてもよい。制御部６の機能を実現するソフトウェア（コンピュータプログラム）は、コンピュータの記憶装置（図示省略）に格納される。
　＜第２実施形態＞
　《回路の構成》
　第２実施形態に係る変換装置１００の回路図は、図８と同様である。
　《アーム短絡の検出》
　第１実施形態におけるアーム短絡の検出には微分を用いているが、異なる検出の仕方も可能である。例えば図８において、電圧センサ７の出力と、電圧センサ９の出力とが共に、制御部６に入力されている。アーム短絡が発生すると、ＤＣバス電圧は急落するが電圧センサ７が検出する直流電源１からの入力電圧は変わらない。そこで、制御部６において、直流電源１からの入力電圧と、ＤＣバス電圧との差を演算し、その差が閾値を超えた事象をインバータ回路５内のアーム短絡として検出することができる。閾値は、スイッチング素子（Ｑ３～Ｑ６）の短絡耐量の範囲内に相当する値に設定される。
　この場合、電圧の差を閾値と比較するだけの簡単な演算処理で、アーム短絡を簡単確実に検出することができる。
　《シミュレーション》
　図９は、比較のために、従来の変換装置（最小スイッチング変換方式ではなく、ＤＣバスに接続されたコンデンサのキャパシタンスは２．２ｍＦ）においてアーム短絡が発生したとき、上記のような差の演算を適用することを想定したグラフである。横軸は時間［秒］、縦軸は電圧［Ｖ］又は信号レベルを表す。
　この場合、ＤＣバス電圧の下がり方が遅く、差電圧も０付近である。従って、差電圧は閾値より小さく、検出信号は０である。すなわち、検出できない。
　図１０は、差電圧に基づくアーム短絡の検出を行う第２実施形態の変換装置１００においてアーム短絡が発生したときのグラフである。横軸は時間［秒］、縦軸は電圧［Ｖ］又は信号レベルを表す。
　この場合、ＤＣバス電圧は急落し、入力電圧との差電圧と閾値との比較により、差電圧の方が大きいときアーム短絡の検出信号（＝１）が出力される。
　＜その他＞
　なお、上記実施形態では、直流電源１から交流電路２への上り方向についてのみ説明したが、図１，図８の昇圧回路３におけるダイオードＱ１を、ＦＥＴ等のスイッチング素子に置き換えれば、下り方向、例えば、商用電力系統である交流電路２から受電して、蓄電池である直流電源１を充電するシステムにおける変換装置１００にもなり得る。その場合、インバータ回路５は交流リアクトルＬＡＣと協働して昇圧可能なＡＣ／ＤＣコンバータとなり、昇圧回路３は降圧回路となる。この場合も、図２，図３に示す変換の要領は、変換方向が逆になるだけで、基本的に同様である。
　なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
　１　直流電源
　２　交流電路
　３　昇圧回路
　４　ＤＣバス
　５　インバータ回路
　６　制御部
　６Ａ　制御回路
　６Ｂ　検出回路
　７　電圧センサ
　８　電流センサ
　９　電圧センサ
　１０　電流センサ
　１１　電圧センサ
　６１　微分器
　６２　コンパレータ
　６３　オペアンプ
　１００　変換装置
　ＣＡＣ，ＣＤＣ，ＣＩＮ，ＣＳ　コンデンサ
　ＬＡＣ　交流リアクトル
　ＬＤＣ　直流リアクトル
　Ｑ１　ダイオード
　Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６　スイッチング素子
　ＲＳ　入力抵抗
　Ｒｆ　帰還抵抗

Claims (4)

  1. 　直流電源と交流電路との間に介在する変換装置であって、
    　前記直流電源と前記交流電路との間に設けられ、平滑用のコンデンサが接続されたＤＣバスと、
    　前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、ＤＣ／ＤＣ変換を行う第１変換器と、
    　前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられ、フルブリッジ接続されたスイッチング素子により、ＤＣ／ＡＣ又はＡＣ／ＤＣの変換を行う第２変換器と、
    　前記コンデンサの両端の電圧を、ＤＣバス電圧として検出する電圧センサと、
    　前記第１変換器及び前記第２変換器を前記交流電路の交流１サイクル内で選択的に動作させることにより、前記ＤＣバス電圧として、交流波形の絶対値の一部と直流波形とを交互に出現させる制御部と、を備え、
    　前記制御部は、前記第２変換器の動作中に生じる前記ＤＣバス電圧の低下の度合いに基づいて前記第２変換器内のアーム短絡を検出する、変換装置。
  2. 　前記低下の度合いとは、低下の勾配であり、閾値より急峻な勾配で前記ＤＣバス電圧が低下する事象を前記第２変換器内のアーム短絡として検出する、請求項１に記載の変換装置。
  3. 　前記直流電源からの入力電圧を検出する電圧センサを備え、
    　前記低下の度合いとは、前記入力電圧と前記ＤＣバス電圧との差であり、その差が閾値を超えた事象を前記第２変換器内のアーム短絡として検出する、請求項１に記載の変換装置。
  4. 　前記制御部は、前記アーム短絡を検出した場合、前記スイッチング素子の短絡耐量の範囲内で前記第１変換器及び前記第２変換器の動作を停止させる請求項１～請求項３のいずれか１項に記載の変換装置。
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