WO2016136739A1

WO2016136739A1 - 送信装置、受信装置および通信システム

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Publication number: WO2016136739A1
Application number: PCT/JP2016/055261
Authority: WO
Inventors: 文大長谷川
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2015-02-23
Filing date: 2016-02-23
Publication date: 2016-09-01
Also published as: US10193715B2; US20180034671A1; JP6214816B2; EP3264645A1; EP3264645B1; JPWO2016136739A1; EP3264645A4

Abstract

　本発明にかかる送信装置（１０）は、Ｎを２以上の整数とするときＮ個のシンボルを生成するシンボル生成部（１）と、Ｎ個のシンボルをＮポイントの周波数領域信号に変換する時間周波数変換部（２）と、Ｎポイントの周波数領域信号に対して帯域制限を行いＮより少ないＮ_Dポイントの周波数領域信号を生成する帯域制限フィルタ（３）と、Ｎ_Dポイントの周波数領域信号を時間領域信号に変換する補間処理および周波数時間変換部（４）と、設定された送信間隔にて時間領域信号を送信する送信部（６）と、を備える。

Description

送信装置、受信装置および通信システム

　本発明は、ブロック伝送を行う送信装置、受信装置および通信システムに関する。

　デジタル通信システムにおいて、送信信号が建物などに反射して起こるマルチパスフェージングや端末の移動によって起こるドップラ変動によって、伝送路の周波数選択性と時間変動が発生する。このようなマルチパス環境において、受信信号は送信シンボルと遅延時間が経って届くシンボルと干渉した信号となる。

　このような周波数選択性のある伝送路において、最良の受信特性を得るためシングルキャリア（Single　Carrier：ＳＣ）ブロック伝送方式が近年注目を集めている（例えば、下記非特許文献１参照）。シングルキャリアブロック伝送方式は、マルチキャリア（Multiple　Carrier：ＭＣ）ブロック伝送であるＯＦＤＭ（Orthogonal　Frequency　Division　Multiplexing）伝送方式（例えば、下記非特許文献２参照）に比べピーク電力を低くすることができる。

　一方、デジタル通信システムにおいては、信号伝送速度の向上が課題となっている。信号伝送速度の向上のため、マルチキャリアブロック伝送において、ナイキストレートよりも速く送信するＦａｓｔｅｒ　ｔｈａｎ　Ｎｙｑｕｉｓｔ送信技術が提案されている（例えば、下記非特許文献３参照）。

N．　Benvenuto，R．　Dinis，D．　Falconer　and　S．　Tomasin，"Single　Carrier　Modulation　With　Nonlinear　Frequency　Domain　Equalization：An　Idea　Whose　Time　Has　Come－Again"，Proceedings　of　the　IEEE，vol．98，No．1，Jan．　2010，pp．69－96． J．A．C．Bingham，"Multicarrier　Modulation　For　Data　Transmission：An　Idea　Whose　Time　Has　Come"，IEEE　Commun．Mag．，vol．28，No．5，May　1990，pp．5－14． J．B．Anderson，F．Rusek　and　V．Owall，"Faster-Than-Nyquist　Signaling"，Proceedings　of　the　IEEE，vol．101，No．8，Aug.　2013，pp．1817－1830．

　ＳＣブロック伝送方式においても、Ｆａｓｔｅｒ　ｔｈａｎ　Ｎｙｑｕｉｓｔ送信技術を適用することにより信号伝送速度の向上が見込まれる。しかしながら、Ｆａｓｔｅｒ　ｔｈａｎ　Ｎｙｑｕｉｓｔ送信技術では、ナイキストレートよりも速く送信するため、シンボル間干渉が発生する。このため、Ｖｉｔｅｒｂｉアルゴリズムを用いて復調を行う必要がある。したがって、受信装置側で復調のための演算量が増大し、ハードウェア規模も増大するという問題がある。

　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、受信側における演算量を抑えて、伝送速度を向上させることができる送信装置を得ることを目的とする。

　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の送信装置は、Ｎを２以上の整数とするときＮ個のシンボルを生成するシンボル生成部と、Ｎ個のシンボルを第１の帯域幅の周波数領域信号に変換する時間周波数変換部と、第１の帯域幅の周波数領域信号に対して帯域制限を行い第１の帯域幅より狭い第２の帯域幅の周波数領域信号を生成する帯域制限フィルタとを備える。また、この送信装置は、第２の帯域幅の周波数領域信号を時間領域信号に変換する周波数時間変換部と、設定された送信間隔にて時間領域信号を送信する送信部と、を備える。

　本発明によれば、受信側における演算量を抑えて、伝送速度を向上させることができるという効果を奏する。

実施の形態１にかかる送信装置の構成例を示す図オーバサンプリング処理部とＩＤＦＴ部を備える実施の形態１の送信装置の構成例を示す図受信側のマッチドフィルタリング処理後に得られるナイキストパルスを説明するための図Ｆａｓｔｅｒ　ｔｈａｎ　Ｎｙｑｕｉｓｔ送信技術を説明するための図実施の形態１の送信装置の送信処理手順の一例を示すフローチャート実施の形態１の帯域制限フィルタにおける帯域制限処理を示す図実施の形態１の０挿入処理の一例を示す図実施の形態１のＣＰ挿入処理の一例を示す図実施の形態１の制御回路の構成例を示す図実施の形態２の受信装置の構成例を示す図ＤＦＴ部およびＩＤＦＴ部を備える場合の実施の形態２の受信装置の構成例を示す図実施の形態１の送信装置と実施の形態２の受信装置で構成される通信システムを示す図実施の形態２の干渉除去および復調処理手順の一例を示すフローチャート実施の形態３の受信装置の構成例を示す図ＤＦＴ部およびＩＤＦＴ部を備える場合の実施の形態３の受信装置の構成例を示す図実施の形態３の干渉除去および復調処理手順の一例を示すフローチャート実施の形態４の受信装置の構成例を示す図実施の形態４のゼロ挿入部によるゼロ挿入処理の一例を示す図誤り訂正符号化を行う送信装置に用いられるシンボル生成部の構成例を示す図復号を行う受信装置の構成例を示す図

　以下に、本発明の実施の形態にかかる送信装置、受信装置および通信システムを図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１にかかる送信装置１０の構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態の送信装置１０は、シンボルを生成するシンボル生成部１と、シンボル生成部１により生成されたシンボルを時間領域信号から第１の帯域幅の周波数領域信号に変換する時間周波数変換部２と、第１の帯域幅の周波数領域信号に対して帯域制限を行い、第２の帯域幅の周波数領域信号を生成する帯域制限フィルタ３と、帯域制限後の周波数領域信号に対して補間処理を行い、補間処理後の信号を時間領域信号に変換する周波数時間変換部である補間処理および周波数時間変換部４と、補間処理および周波数時間変換部４により生成された時間領域信号にＣＰ（Cyclic　Prefix）を挿入するＣＰ挿入部５と、ＣＰ挿入後の時間領域信号を設定された送信間隔にて送信する送信部６とを備える。

　図１における補間処理および周波数時間変換部４は、例えば、オーバサンプリングを行うオーバサンプリング処理部と逆フーリエ変換の一種であるＩＤＦＴ（Inverse　Discrete　Fourier　Transform）を行うＩＤＦＴ部により実現することができる。図２は、オーバサンプリング処理部４１とＩＤＦＴ部４２を備える本実施の形態の送信装置１０の構成例を示す図である。また、時間周波数変換部２は、フーリエ変換の一種であるＤＦＴを行うＤＦＴ（Discrete　Fourier　Transform）部７により実現することができる。図２において、図１の構成要素に対応する部分に図１と同一の符号を付している。以下、図２の構成例を前提に本実施の形態の構成および動作を説明する。

　なお、図２のＤＦＴ部７、ＩＤＦＴ部４２の替わりに、ＦＦＴ（Fast　Discrete　Fourier　Transform）を行うＦＦＴ部、ＩＦＦＴ（Inverse　Fast　Discrete　Fourier　Transform）を行うＩＦＦＴ部を用いてもよい。

　本実施の形態の送信装置１０は、ＳＣブロック伝送にＦａｓｔｅｒ　ｔｈａｎ　Ｎｙｑｕｉｓｔ送信技術を適用して信号を送信する。ここで、一般的なナイキストの第１基準に従った送信技術とＦａｓｔｅｒ　ｔｈａｎ　Ｎｙｑｕｉｓｔ送信技術について説明する。

　まず、一般的なナイキストの第１基準に従った送信技術について説明する。送信信号の送信間隔をＴｓとするとき、シンボル時間すなわちシンボル周期をＴ_symbolとする。そして、受信機側でマッチドフィルタリング処理後、Ｔｓ間隔で０と交差するナイキストパルスが生成されるように帯域制限する。送信装置がパルスを送信する場合、前後にパルスの裾が生じるが、パルスの裾が十分減衰してから次のパルスを送信すると送信間隔が長くなってしまう。ナイキストパルスは等間隔で０を交差するパルスであり、前後に送信するナイキストパルスが０となるタイミングで受信機側のマッチドフィルタリング処理後にナイキストパルスが得られるようなパルスを送信することにより、前後のナイキストパルスすなわち前後に送信されるシンボルの影響を受けずに送信することができる。

　図３は、受信機側のマッチドフィルタリング処理によって得られるナイキストパルスを説明するための図である。受信機側のマッチドフィルタリング処理より、例えば、１番目のシンボルを送信する第１パルス１０１が０付近となるタイミングで、２番目のシンボルを送信する第２パルス１０２のピークが現れているので、パルス間の干渉が生じない。

　一般的なナイキストパルスを用いた送信では、図３に示したナイキストパルスの送信間隔Ｔｓを、１シンボル時間Ｔ_symbolと一致させている。すなわち、図３の１つのナイキストパルスを１つのシンボルに対応させている。これにより、シンボル間の干渉を抑制することができる。

　これに対し、Ｆａｓｔｅｒ　ｔｈａｎ　Ｎｙｑｕｉｓｔ送信技術では、Ｔｓの間隔で０と交差するナイキストパルスを、Ｔｓより短い間隔で送信する。そして、１つのパルスを１つのシンボルに対応させている。図４は、Ｆａｓｔｅｒ　ｔｈａｎ　Ｎｙｑｕｉｓｔ送信におけるパルスの送信間隔の一例を示す図である。図４において、第１パルス１０３、第２パルス１０４は、図３の第１パルス１０１、第２パルス１０２と各々の形状は同じであるが、図４の第１パルス１０３と第２パルス１０４との間隔は、図３の第１パルス１０１と第２パルス１０２との間隔より短くなっている。すなわち、第１パルス１０３と第２パルス１０４の間隔をτＴｓとするとき、τ＜１である（例えば、非特許文献３参照）。

　なお、図３では、説明のために各々７つのパルスを独立して記載したが、実際の送信信号は、図３に示す７つのパルスが合成されたものである。図４の例も同様に、実際の送信信号は、図４に示す７つのパルスが合成されたものである。

　図４に示すように、Ｆａｓｔｅｒ　ｔｈａｎ　Ｎｙｑｕｉｓｔ送信技術を用いると、図３に示す例より速い間隔でデータを送信することができ、高速伝送が可能となる。しかしながら、パルスの間隔がＴｓよりも短いので、シンボル間干渉が生じる。このため、受信側ではＶｉｂｅｒｂｉアルゴリズムのようにトレリス型の復調方式を用いてＦｔＮ信号の復調を行う必要があり、伝送路におけるマルチパス数や変調信号の多値数により演算量が増大する。これに対し、本実施の形態では、シンボル生成部１により生成される時間領域信号のデータ数すなわちシンボル数を、定められた制限帯域に対応するデータ数より増加させる。そして、増加させた後のデータ数の時間領域信号を周波数領域信号に変換して、この周波数領域信号に対して帯域制限を実施する。そして、狭い帯域にて、大容量伝送を実施する。

　本実施の形態の送信装置１０の動作について説明する。図５は、本実施の形態の送信装置１０の送信処理手順の一例を示すフローチャートである。なお、図５の各ステップの右下に記載されているＮ_D＋Ｎ_Fなどの文字は、各ステップの実施後の１ＳＣブロックあたりシンボル数すなわち１ＳＣブロックあたりのデータの個数である。図５に示すように、まず、シンボル生成部１は、送信対象の情報に基づいて送信するシンボルを生成する（ステップＳ１）。具体的には、シンボル生成部１は、例えば、ＰＳＫ（Phase　Shift　Keying）シンボル、ＱＡＭ（Quadrature　Amplitude　Modulation）シンボル等のシンボルを生成して出力する。なお、シンボル生成部１が生成するシンボルは、ＰＳＫシンボル、ＱＡＭシンボルに限定されず、どのようなシンボルであってもよい。本実施の形態では、シンボル生成部１において１ＳＣブロックあたり生成されるシンボル数を、Ｎ＝Ｎ_D+Ｎ_F個とする。Ｎは２以上の整数である。すなわち、１ＳＣブロックにはＮ個のシンボルが含まれる。なお、ＳＣブロックとは、ＳＣブロック伝送における送信ブロックである。

　ここで、Ｎ_Dについて説明する。送信部６における送信間隔をＴｓとする。Ｎ個の周波数領域信号が帯域制限によりＮ_D個の周波数領域信号に減る一方、シンボル間干渉が発生するのでＮ_Fの値は受信側の復調性能によって決まる。

　本実施の形態では、上記のように、１ブロックのシンボル数をＮ_Dとするとき、シンボル生成部１は、Ｎ_D個より多いＮ個のシンボルを生成する。Ｎ_Fは、ＮとＮ_Dの差を示し、後述の帯域制限処理で削除されるデータの個数である。

　次に、ＤＦＴ部７は、シンボル生成部１により生成されたシンボルにＮポイントＤＦＴ処理を実施する（ステップＳ２）。これにより、ＤＦＴ部７は、Ｎポイントのデータで構成される周波数領域信号を生成する。ｄ（太字）をシンボル生成部１により生成されたシンボルを表すＮ×１の入力ベクトルとし、ｓ（太字）をＤＦＴの結果を示すＮ×１の出力ベクトルとし、Ｗ（太字）をＮ×ＮのＤＦＴ行列とするとき、ＮポイントＤＦＴ処理は、以下の式（１）で表すことができる。

　ＤＦＴ行列Ｗ（太字）の（ｍ，ｎ）番目の成分は、以下の式（２）で表すことができる。

　なお、ｔ（太字）をＩＤＦＴの出力、ｕ（太字）をＩＤＦＴの入力値とすると、ＮポイントＩＤＦＴは以下の式（３）で表すことができる。
　Ｗ（太字）^Hは、Ｗ（太字）のエルミート転置行列を示す。

　次に、帯域制限フィルタ３は、ＮポイントＤＦＴ処理後の周波数領域信号に対して帯域制限処理を行う（ステップＳ３）。帯域制限フィルタ３の目的は、Ｎ_D（Ｎ_D＜N）ポイントに、Ｎ個のデータを挿入することである。帯域制限処理後の周波数領域信号のデータ数をＮ_Dとする。帯域制限フィルタ３としては、例えばroot　raised　cosine　filterなどを用いる。

　図６は、本実施の形態の帯域制限フィルタ３における帯域制限処理を示す図である。図６の上図は、ＤＦＴ部７から出力されるＮポイントのデータすなわちＮポイントの周波数領域信号の周波数の範囲を示した図である。図６の上図および下図において、横軸は周波数を示し、横軸の中央を０としており、ＤＦＴ部７から出力されるＮポイントのデータを左右の両側に向かって周波数が増加するように並べた状態を示している。図６の上図では、Ｎポイントのデータに対応する周波数の範囲をハッチングにより示しているが、ハッチングされた範囲内にＮポイントのデータが離散的に存在することもある。また、ハッチングされた範囲はデータの周波数軸上の存在範囲を概念的に示すものであり、ハッチングした矩形の縦軸方向の長さは各データの値を示すものではない。

　図６の下図は、帯域制限フィルタ３による帯域制限処理後の信号の周波数の範囲を示している。図６の下図に示すように、帯域制限処理によりＮポイントのデータのうち両端がそれぞれＮ_F／２ずつ削除され、帯域制限処理のデータはＮ_Dポイントとなる。Ｎポイントのデータに対応する第１の帯域幅Ｂとするとき、帯域制限処理後の帯域幅である第２の帯域幅はＢ×Ｎ_D／Ｎとなる。すなわち、帯域制限フィルタ３は、第１の帯域幅の周波数領域信号を第２の帯域幅に帯域制限している。図６の例は、帯域の両端すなわち周波数の高い側を削除しているので、帯域制限フィルタ３はローパスフィルタの一種である。図６の下図は、図６の上図と同様に、実際にはハッチングされた範囲内にＮ_Dポイントのデータが離散的に存在している。また、図６の下図のハッチングした矩形の縦軸方向の長さは各データの値を示すものではない。図６では、単純に両端のデータを削除するとして説明したが、root　raised　cosine　filterまたはRaised　cosine　filterを用いる場合、図６の下図のフィルタ処理後のＮ_Dポイントのデータ値は、端に向かうにつれてすなわち周波数が増加するにつれてなめらかに値が減少するような形状となる。

　なお、上述の説明では、Ｎ_Fが偶数である例を説明したが、Ｎ_Fは奇数でも良い。Ｎ_Fが奇数の場合、Ｎポイントの周波数領域信号の周波数の範囲の一方の端の（Ｎ_F＋１）／２ポイントを削除し他端の（Ｎ_F－１）／２ポイントを削除する。また、Ｎ_Fが偶数である場合も、削除するポイント数は左右対称とならなくても良い。以上の帯域制限処理により、データのポイント数がＮ_Dポイントとなるが、Ｎ_Dポイントの周波数領域信号にＮ個のシンボルの情報が含まれている。

　図５の説明に戻り、オーバサンプリング処理部４１が、帯域制限処理後のデータにオーバサンプリング処理を実施する（ステップＳ４）。本実施の形態では、オーバサンプリングレートはＬとする。本実施の形態のオーバサンプリング処理とは、サンプリングレートを上げる、すなわちサンプリング間隔を細かくする処理であり、オーバサンプリングレートをＬとした場合、入力のサンプリングレートに対して出力のサンプリングレートがＬ倍となるようオーバサンプリングを行う。なお、オーバサンプリングレートは、オーバサンプリング後のサンプリングレートが入力のサンプリングレートの何倍であるかを示す値とする。オーバサンプリング処理としては、例えばゼロ挿入等の手法を用いることができる。なお、オーバサンプリング処理は行わなくてもよい。すなわち、Ｌ＝１であってもよい。また、Ｌは整数である必要はなく、実数で良い。例えばＮ_D＝６の場合Ｌ＝１．５とし、Ｎ_D×Ｌ＝９のように設定しても良い。

　図７は、本実施の形態の０挿入処理の一例を示す図である。図７は、オーバサンプリング処理の一例である０挿入処理を示している。図７に示すように、オーバサンプリング処理部４１は、オーバサンプリング処理後のデータがＬＮ_Dポイントとなるように、帯域制限処理後のＮ_Dポイントのデータの両側の０挿入領域１００に０を挿入する。例えば、Ｌ＝１のときは、０挿入領域１００に０を挿入される処理は実際には行われず、オーバサンプリング処理後のＮ_Dポイントのままである。Ｌ＝２のときは、オーバサンプリング処理部４１は、０挿入領域１００にＮ_D／２ポイントの０を挿入することで、合計ＬＮ_Dポイントのデータを生成する。挿入するゼロの数は左右対称である必要は無い。

　図５の説明に戻り、ＩＤＦＴ部４２は、周波数領域信号であるオーバサンプリング処理後のデータに対してＬＮ_DポイントのＩＤＦＴを実施する（ステップＳ５）。これにより、オーバサンプリング処理後の周波数領域信号は時間領域信号に変換される。ＬＮ_DポイントのＩＤＦＴは、上記式（２）、（３）のＮをＬＮ_Dに置き換えたものとして表すことができる。次に、ＣＰ挿入部５は、ＩＤＦＴ部４２から出力される時間領域信号にＣＰ挿入処理を行う（ステップＳ６）。図８は、本実施の形態のＣＰ挿入処理の一例を示す図である。図８に示す例では、ＣＰ挿入部５は、ＩＤＦＴ部４２から出力される時間領域信号のうち末尾のＮ_CP×Ｌ個のデータを複製し、複製したＮ_CP×Ｌ個のデータをＩＤＦＴ部４２から出力される時間領域信号の先頭の前に配置する。したがって、ＣＰ挿入処理後の１ＳＣブロックあたりのデータ数は、Ｌ（Ｎ_D＋Ｎ_CP）となる。ＣＰ挿入はマルチパスフェージングに対する対策として付加されるものであり、マルチパスフェージングが問題にならない環境であれば、Ｎ_CP×Ｌ＝０としてもよい。すなわちＣＰ挿入を行わなくてもよい。一般的にはＮ_CP×Ｌは整数になるように設定するので、Ｎ_CP×Ｌが整数になるのであれば、Ｎ_CPおよびＬは実数でも良い。

　最後に送信部６は、ＣＰ挿入処理後の時間領域信号を、送信間隔Ｔｓで送信する（ステップＳ７）。送信される１ＳＣブロックあたりに送信するデータ数すなわちシンボル数は、Ｌ（Ｎ_D＋Ｎ_CP）である。一方で、本実施の形態では、シンボル生成部１は、１ブロックあたりＮ個のデータを生成している。このため、Ｌ（Ｎ_D＋Ｎ_CP）個のデータにはＮ個のシンボルの情報が含まれている。これに対し、シンボル生成部１が１ＳＣブロックあたりＮ_D個のシンボルを生成した場合には、１ＳＣブロックあたりＮ_D個のシンボルの情報しか含まれない。したがって、本実施の形態では、送信装置１０は、シンボル生成部１が１ＳＣブロックあたりＮ_D個のシンボルを生成する場合に比べ、Ｎ／Ｎ_D倍の情報を送信することができる。すなわち、定められた帯域で定められた帯域以上のシンボル数の送信が可能となる。なお、本実施の形態において、Ｔｓはオーバサンプリングレートを考慮した間隔とする。

　なお、図２に示した送信装置１０の構成要素は、全てがハードウェアにより実現することができる。シンボル生成部１は、モデムまたはモジュレータであり、ＤＦＴ部７、ＩＤＦＴ部４２は、例えばフリップフロップ回路、シフトレジスタ等を用いた電子回路であり、帯域制限フィルタ３はフィルタ回路であり、送信部６は送信機である。オーバサンプリング処理部４１は、０挿入回路として実現でき、ＣＰ挿入部５も、ＣＰ挿入回路として実現できる。しかしながら、図２に示した構成要素のうち、一部がソフトウェアにより構成されてもよい。図２に示した構成要素のうちソフトウェアにより実現されるものがある場合、例えば、ソフトウェアにより実現される構成要素は図９に示す制御回路２００により実現される。図９に示すように制御回路２００は、外部から入力されたデータを受信する受信部である入力部２０１と、プロセッサ２０２と、メモリ２０３と、データを外部へ送信する送信部である出力部２０４とを備える。入力部２０１は、制御回路２００の外部から入力されたデータを受信してプロセッサ２０２に与えるインターフェース回路であり、出力部２０４は、プロセッサ２０２又はメモリ２０３からのデータを制御回路２００の外部に送るインターフェース回路である。図２に示す構成要素が、図９に示す制御回路２００により実現される場合、プロセッサ２０２がメモリ２０３に記憶された、送信装置１０の各々の構成要素に対応するプログラムを読み出して実行することにより実現される。また、メモリ２０３は、プロセッサ２０２が実施する各処理における一時メモリとしても使用される。

　以上のように、本実施の形態では、シンボル生成部１は、帯域制限幅により定められる１ＳＣブロック内のデータ数より多い数のシンボルを１ＳＣブロック分の時間領域信号として生成する。そして、ＤＦＴ部７により時間領域信号を周波数領域信号に変換し、帯域制限フィルタ３により帯域制限処理を行い、ＩＤＦＴ部４２が、帯域制限処理後の信号を時間領域信号に変換し、送信部６が、ＩＤＦＴ部４２により変換された時間領域信号を送信間隔Ｔｓで送信するようにした。

　言い換えると、シンボル生成部１が１ＳＣブロック分のシンボルとしてＮ個のシンボルを時間領域信号として生成し、ＤＦＴ部７により時間領域信号をＮポイントの周波数領域信号に変換し、帯域制限フィルタ３によりＮポイントの周波数領域信号をＮより小さいＮ_Dポイントに削減する。そして、ＩＤＦＴ部４２が、帯域制限処理後の信号を時間領域信号に変換し、送信部６が、ＩＤＦＴ部４２により変換された時間領域信号を送信間隔Ｔｓで送信するようにした。これにより、本実施の形態では、１ＳＣブロックあたり送信するシンボル数がＮ_Dである場合より多いＮ（Ｎ＞Ｎ_D）個のシンボルを送信することができる。このため、狭い帯域幅で高速伝送を実現することができる。

実施の形態２．
　図１０は、本発明にかかる実施の形態２の受信装置２０の構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置２０は、実施の形態１の送信装置１０から送信された送信信号を受信する。図１０に示すように、本実施の形態の受信装置２０は、信号を受信し、受信した信号をサンプリングする受信機である受信部２１と、サンプリングされた受信信号からＣＰを除去するＣＰ除去部２２と、ＣＰ除去後の受信信号を周波数領域信号に変換する時間周波数変換部２３と、周波数領域信号に基づいて周波数領域等化（ＦＤＥ：Frequency　Domain　Equalization）を行う等化処理部であるＦＤＥ部２４と、フィルタ処理後の信号を時間領域信号に変換するとともに補間を解除する周波数時間変換部である周波数時間変換および補間解除部２５と、周波数時間変換および補間解除部２５による処理後の信号から干渉成分を除去する干渉除去処理および復調を行う復調部である干渉除去および復調部２６とを備える。

　図１０における時間周波数変換部２３は、ＤＦＴ部により実現することができ、周波数時間変換および補間解除部２５は、アンダーサンプリング処理部とＩＤＦＴ部により実現することができる。図１１は、ＤＦＴ部およびＩＤＦＴ部を備える場合の本実施の形態の受信装置の構成例を示す図である。図１１の構成例では、図１０の時間周波数変換部２３はＤＦＴ部２３１により実現され、周波数時間変換および補間解除部２５は、アンダーサンプリング処理部２７およびＩＤＦＴ部２８により実現される。図１１において、図１０の構成要素に対応する部分に図１０と同一の符号を付している。以下、図１１の構成例を前提に本実施の形態の構成および動作を説明する。

　なお、図１１に示した構成要素は、全てがハードウェアにより実現することができる。受信部２１は、受信機であり、ＣＰ除去部２２はＣＰ除去回路であり、ＩＤＦＴ部２８はＩＦＤＴ回路であり、ＤＦＴ部２３１はＤＦＴ回路であり、アンダーサンプリング処理部２７はアンダーサンプリング回路である。干渉除去および復調部２６は、デモジュレータである。しかしながら、図１１に示した構成要素のうち、一部がソフトウェアにより構成されてもよい。図１１に示した構成要素のうちソフトウェアにより実現されるものがある場合、例えば、ソフトウェアにより実現される構成要素は図９に示す制御回路２００により実現される。図１１に示す構成要素が、図９に示す制御回路２００により実現される場合、プロセッサ２０２がメモリ２０３に記憶された制御回路２００の各々の構成要素に対応するプログラムを読み出して実行することにより実現される。また、メモリ２０３は、プロセッサ２０２が実施する各処理における一時メモリとしても使用される。

　図１２は、実施の形態１の送信装置１０と本実施の形態の受信装置２０で構成される通信システム３００を示す図である。上述したように、受信装置２０は、実施の形態１の送信装置１０から送信された信号を受信する。

　受信部２１は、受信信号をαＴｓのサンプリング間隔でサンプリングする。なお、Ｔｓは、実施の形態１で述べた送信装置１０における送信間隔であり、αは、送信装置１０における帯域制限処理の前後のデータのポイント数の比率で決まる数であり、具体的にはα＝Ｎ_D／Ｎである。したがって、αＴｓは、送信装置１０における帯域制限フィルタ３の帯域制限後の帯域幅を帯域制限前の帯域幅で割った値と送信装置１０における送信間隔Ｔｓとを乗算した値である。αＴｓのサンプリング間隔で受信信号のサンプリングを行うと１ＳＣブロックあたりのサンプル数すなわちポイント数はＬ（Ｎ_D＋Ｎ_CP）／α＝Ｌ（Ｎ＋Ｎ_CP／α）となる。

　ＣＰ除去部２２は、受信部２１によりサンプリングされた受信信号からＣＰに対応するデータを除去するＣＰ除去処理を実施する。なお、本実施の形態では、ＣＰに対応するデータは、ＬＮ_CP／α個のデータである。図８に示したように、送信装置１０において先頭にＣＰが挿入されている場合、ＳＣブロックの先頭のＬＮ_CP／α個のデータを削除する。ＬＮ_CP／αが整数ではない場合、整数になるよう繰り上げおよび繰り下げ処理などを行ってよい。ＣＰ除去処理後の１ＳＣブロックのデータ数はＬＮ個となる。なお、受信信号におけるＳＣブロックの切れ目は、受信部２１によって検出可能であるとし、受信部２１からＣＰ除去部２２へＳＣブロックの切れ目を示す情報が通知されるとする。

　ＤＦＴ部２３１は、ＣＰ除去部２２によってＣＰ除去処理を施された受信信号をＬＮポイントのＤＦＴにより周波数領域信号に変換する。ＦＤＥ部２４は、ＤＦＴ部２３１から出力される周波数領域信号に対して、周波数領域等化処理を行う。なお、周波数領域等化処理は、ＦＤＥは周波数領域における歪補正用に用いられる処理であり、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ)規範のＦＤＥ等どのような方法を用いてもよいが、例えば、非特許文献１に記載されている手法を用いることができる。ＦＤＥでは、周波数領域における歪補正の過程で、チャネル応答を求めている。

　アンダーサンプリング処理部２７は、送信装置１０のオーバサンプリング処理部４１により実施されたオーバサンプリング処理と逆の処理を行う。０挿入によりオーバサンプリングが実施された場合、送信装置１０において０が挿入された領域のデータを削除する。この際、送信装置１０では、Ｎ_D個のデータに０を挿入して合計ＬＮ_D個のデータを生成しているが、受信装置２０では、αＴｓでサンプリングしているため、送信側のＬＮ_D個のデータがＬＮ個のデータに対応している。このため、削除するデータの個数もこの比率に応じた値とする。すなわち、アンダーサンプリング処理部２７は、送信装置１０において挿入された０の個数のＮ／Ｎ_D倍の０を削除する。これにより、アンダーサンプリング処理部２７による処理後のデータ数はＮ個となる。

　次に、ＩＤＦＴ部２８は、ＮポイントのＩＤＦＴにより、アンダーサンプリング処理部２７から出力されるデータをＮポイントの時間領域信号に変換する。そして、干渉除去および復調部２６は、ＩＤＦＴ部２８から出力されるＮポイントの時間領域信号を用いて、干渉除去および復調を実施する。具体的には、以下の処理を実施する。ＩＤＦＴ部２８から出力されるＮポイントの時間領域信号のうちｋ番目のデータをx_kとし、w_k,mをフィルタ係数とし、送信装置１０において送信されたｋ番目のシンボルをd_kとすると、x_kは以下の式（５）に示すモデルで表すことができる。フィルタ係数w_k,mは、送信処理における帯域制限フィルタ３のフィルタ伝達関数、ＦＤＥにより得られるチャネル応答等から求めることができる。フィルタ係数w_k,mは、例えば以下の式（４）により決まる。なお、式（５）では、熱雑音などが無いモデルを用いており、以下熱雑音の無いモデルをもとに説明するが、熱雑音が加わった環境であっても、以下に述べる干渉除去方法を適用することで干渉成分を除去することができる。Ｘ（太字）はＮ×Ｎ_Dの行列となる。Ｇ（太字）は行列Ｗ（太字）_Nの１行からＮ／２－Ｎ_F／２行目、Ｈ（太字）は行列Ｗ（太字）_NのＮ／２＋Ｎ_F／２＋１行目からＮ行目となる。０（太字）_N-NFは（Ｎ－Ｎ_F）×１のゼロによって成り立つ列ベクトルとなる。また、Ｋ（太字）はＮ×Ｎの対角行列であり、ＦＤＥ係数を示す。

　以下では、ＩＤＦＴ部２８から出力されるＮポイントの時間領域信号をＩＤＦＴ出力信号と略して記載する。右辺の第１項は、ＩＤＦＴ出力信号のうちｋ番目のデータに対する送信装置１０において送信されたｋ番目のシンボルの寄与成分を示し、ＩＤＦＴ出力信号のうちｋ番目のデータに対する送信装置１０において送信されたｍ番目のシンボルの寄与成分を示す。すなわち、右辺の第１項は、所望の信号成分であり、以下の式（６）に示す右辺の第２項は所望の信号成分に対する干渉成分となる。

　干渉成分が小さい場合には、以下の式（７）に示すように、x_kをd_kの推定値d_k（ハット）として用いることが可能となる。すなわち、上記式（５）を算出して、例えばこの値がしきい値以下であれば、式（７）によりx_kをd_kの推定値とすることができる。すなわち、干渉除去および復調部２６は、干渉成分の除去処理は行わなくてよく、x_kをd_kの復調結果とする。

　一方、送信装置１０から送信された信号には帯域制限フィルタ３により周波数成分が削減されたことにより生じるいわゆる折り返し干渉、エイリアシングの成分が含まれる。非特許文献３のＦａｓｔｅｒ　ｔｈａｎ　Ｎｙｑｕｉｓｔ送信技術では、時間領域で前後のシンボルの干渉を受けるため、Ｖｉｔｅｒｂｉアルゴリズムを用いて復調を行う必要があるが、実施の形態１の送信装置１０から送信された信号における折り返し干渉、エイリアシングは、周波数領域で生じるノイズであるため時間領域では１ＳＣブロック全体に広がる。このため、干渉成分は問題の無いレベルとなる可能性もある。しかしながら、条件によっては干渉成分が大きくなることもある。この場合には、干渉除去および復調部２６は、この干渉成分を除去する処理を実施する。以下、干渉除去および復調部２６の処理を説明する。

　まず、上記式（５）を、ベクトルおよび行列を用いて表すと式（８）のようになる。

　ここで、ｄ´（太字）、ｄ´´（太字）は、以下の式（９）、式（１０）に示すように、送信されたシンボルを要素とするベクトルである。１ＳＣブロック分のシンボルをｄ´（太字）、ｄ´´（太字）の２つに分けており、１ＳＣブロック分のＮ個のシンボルのうち０番目からＮ_D－１番目のシンボルがｄ´（太字）に含まれ、Ｎ_D番目からＮ番目のシンボルがｄ´´（太字）に含まれる。本実施の形態では、このように、１ＳＣブロック分のシンボルを２つのシンボル群に分け、一方のシンボル群の復調を先に行い、復調されたシンボル群の結果を用いて他方のシンボル群の復調を行う。すなわち、復調対象のシンボル群を第１のシンボル群と第２のシンボル群との２つに分け、第１のシンボル群の復調を行い、第２のシンボル群の復調結果を用いて第２のシンボル群の復調を行う。さらに第２のシンボル群の復調結果を用いて第１のシンボル群の復調を行う。これにより、干渉成分がある場合でも、復調を行うことができる。なお、２つのシンボル群に分ける場合に境目はＮ_D－１とＮ_D番目の境目に限定されず、どこを境目としてもよい。

　また、行列Ａ（太字）、Ｂ（太字）は、以下の式（１１）、（１２）で定義される行列である。

　干渉除去および復調部２６は、まず、上記式（８）より、Ｂ（太字）ｄ（太字）´´を雑音成分とみなして、ｄ（太字）´を復調する。このときの復調方法は、どのような方式を用いてもよいが、例えば、J.　Jalden　and　B.　Ottersten，“On　the　complexity　of　sphere　decoding　in　digital　communications”，IEEE　Trans.　on　Signal　Processing，vol．53，No．4，Apr.　2005，pp．1474－1484．に記載されている復調方法を用いることができる。

　干渉除去および復調部２６は、ｄ（太字）´の復調後、復調したｄ（太字）´を用いて、以下の式（１３）に示すように、Ａ（太字）ｄ（太字）（ハット）´をｘ（太字）から削除してｘ（太字）´を求める。

　次に、干渉除去および復調部２６は、上記式（１３）により得られるｘ（太字）´を用いてｄ（太字）´´の復調を行う。すなわち、Ｂ（太字）ｄ（太字）´´＝ｘ（太字）´となるようにＢ（太字）とｘ（太字）´を用いてｄ（太字）´´を求める。ｄ（太字）´´の復調後、ｄ（太字）´´の復調結果を用いて、以下の式（１４）に示すようにｘ（太字）からｄ（太字）（ハット）´´Ｂ（太字）を差し引いたｘ（太字）´´を用いて、ｄ（太字）´の復調を行う。すなわち、ｘ（太字）´´＝Ａｄ（太字）´となるように、ｄ（太字）´を求める。

　上記述べた干渉除去および復調処理を図１３に示すように、繰り返し処理により実施してもよい。図１３は、本実施の形態の干渉除去および復調処理手順の一例を示すフローチャートである。なお、図１３の説明では、太字の文字ｘ（太字），ｄ（太字），Ａ（太字），Ｂ（太字）を、ｘ，ｄ，Ａ，Ｂと略して記載する。まず、干渉除去および復調部２６は、初期化処理として、ｘ´´の各要素を全て０とし、復調カウンタであるｉを０とする（ステップＳ１１）。また、ＩＤＦＴ部２８から出力されるＩＤＦＴ出力信号をｘの各要素として代入する。

　次に、干渉除去および復調部２６は、ｘまたは、ｘ´´を用いてｄ´を復調する（ステップＳ１２）。なお、具体的には、ｘ´´が算出済みでない場合、すなわちｉが１の場合は、ｘおよびＡを用いて式（８）においてＢｄ´´を雑音成分とみなしてｄ´を復調する。ｘ´´が算出済みである場合、すなわちｉが１以上の場合は、ｘの替わりにｘ´´およびＡを用いて、式（８）のｘをｘ´´に置き換えた式においてＢｄ´´を雑音成分とみなして、ｄ´を復調する。

　次に、干渉除去および復調部２６は、ステップＳ１２で得られたｄ´の復調結果ｄ´（ハット）を用いて、復調結果を含む成分すなわち復調成分であるＡｄ´（ハット）をｘから除去してｘ´を求める（ステップＳ１３）。そして、干渉除去および復調部２６は、ｘ´を用いて、ｄ´´を復調する（ステップＳ１４）。すなわち、Ｂｄ´´＝ｘ´となるようにＢとｘ´を用いてｄ´´を求める。

　次に、干渉除去および復調部２６は、上記のステップＳ１４の復調で得られる復調成分ｄ´´（ハット）の復調成分すなわちＢｄ´´（ハット）をｘから除去し、ｘ´´を求め、ｉ＝ｉ＋１とする（ステップＳ１５）。次に、干渉除去および復調部２６は、ｉが繰り返し回数の上限を示す整数であるｉ＿ＬＩＭＩＴより大きいか否かを判断する（ステップＳ１６）。ｉがｉ＿ＬＩＭＩＴより大きい場合（ステップＳ１６　Ｙｅｓ）、干渉除去および復調部２６は処理を終了する。ｉがｉ＿ＬＩＭＩＴ以下の場合（ステップＳ１６　Ｎｏ）、ステップＳ１２に戻る。

　以上のように、繰り返し処理を行うことにより、ｄ´（ハット）およびｄ´´（ハット）、すなわちｄ´とｄ´´の復調成分を求めることができる。

　本実施の形態では、実施の形態１の送信装置１０により送信された信号を受信する受信装置２０が、復調処理において、一方のシンボル群の復調を先に行い、復調されたシンボル群の結果を用いて他方のシンボル群の復調を行うようにした。このため、送信装置１０における帯域制限フィルタ３により削除された周波数成分がある場合にも干渉成分を除去しつつ復調を行うことができる。

実施の形態３．
　図１４は、本発明にかかる実施の形態３の受信装置２０ａの構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置２０ａは、実施の形態１の送信装置１０から送信された送信信号を受信する。図１４に示すように、本実施の形態の受信装置２０ａは、信号を受信し、受信した信号をサンプリングする受信機である受信部２１ａと、サンプリングされた受信信号からＣＰを除去するＣＰ除去部２２ａと、ＣＰ除去後の受信信号を周波数領域信号に変換する時間周波数変換部２３ａと、周波数領域信号を用いて周波数領域等化（ＦＤＥ：Frequency　Domain　Equalization）を行うＦＤＥ部２４ａと、フィルタ処理後の信号を時間領域信号に変換するとともに補間を解除する周波数時間変換および補間解除部２５ａと、周波数時間変換および補間解除部２５ａによる処理後の信号から干渉成分を除去し復調する干渉除去および復調部２６ａとを備える。

　図１４における時間周波数変換部２３ａは、ＤＦＴ部により実現することができ、周波数時間変換および補間解除部２５ａは、アンダーサンプリング処理部とＩＤＦＴ部により実現することができる。図１５は、ＤＦＴ部およびＩＤＦＴ部を備える場合の本実施の形態の受信装置の構成例を示す図である。図１５の構成例では、図１０の時間周波数変換部２３ａはＤＦＴ部２３１ａにより実現され、周波数時間変換および補間解除部２５ａは、アンダーサンプリング処理部２７ａおよびＩＤＦＴ部２８ａにより実現される。図１５において、図１４の構成要素に対応する部分に図１４と同一の符号を付している。以下、図１５の構成例を前提に本実施の形態の構成および動作を説明する。なお、図１５に示した構成要素は、実施の形態２の受信装置２０と同様に、全てがハードウェアにより実現することができるが、一部がソフトウェアにより実現されてもよい。

　実施の形態２の受信装置２０は、αＴｓのサンプリング間隔で受信信号をサンプリングしたが、本実施の形態の受信装置２０ａは、Ｔｓのサンプリング間隔で受信信号をサンプリングする。以下、実施の形態２と異なる部分を説明する。以下に説明する動作以外の実施の形態の動作は実施の形態２と同様である。また、本実施の形態の通信システムの構成は、実施の形態１の受信装置２０を受信装置２０ａに替える以外は実施の形態１の図９に示した通信システムと同様である。

　受信部２１ａは、受信信号をＴｓのサンプリング間隔でサンプリングする。したがって、１ＳＣブロックあたりのサンプリング後のデータ数は、Ｌ（Ｎ_D＋Ｎ_CP）である。ＣＰ除去部２２ａは、ＣＰ除去処理として、各ＳＣブロックのＣＰ部分であるＬＮ_CP個のデータを削除する。

　ＤＦＴ部２３１ａは、ＣＰ除去処理後のＬＮ_CP個のデータをＬＮ_CPポイントＤＦＴにより、周波数領域信号に変換する。ＦＤＥ部２４ａは、ＤＦＴ部２３１ａから出力される周波数領域信号に対して周波数領域等化を行う。なお、ＦＤＥ部２４ａが行う周波数領域等化は、データのポイント数が異なるだけで、実施の形態２のＦＤＥ部２４が行う処理と同様である。

　アンダーサンプリング処理部２７ａは、送信装置１０のオーバサンプリング処理部４１により実施されたオーバサンプリング処理と逆の処理を行う。０挿入によりオーバサンプリングが実施された場合、送信装置１０において０が挿入された領域のデータを削除する。これにより、１ＳＣブロックのデータ数はＮ_Dとなる。

　次に、ＩＤＦＴ部２８ａは、Ｎ_DポイントのＩＤＦＴにより、アンダーサンプリング処理部２７ａから出力されるデータをＮ_Dポイントの時間領域信号に変換する。そして、干渉除去および復調部２６ａは、ＩＤＦＴ部２８ａから出力されるＮ_Dポイントの時間領域信号を用いて、干渉除去および復調を実施する。具体的には、以下の処理を実施する。

　以下、ＩＤＦＴ部２８ａから出力されるＮ_Dポイントの時間領域信号ｘ（太字）は、雑音無しと仮定した場合、以下の式（１５）で示すことができる。

　上記の式（１５）のＦ（太字）は、Ｎ_D×Ｎの行列である。上記の式を解く場合、J.　van　de　Beek　and　F.　Berggren,　“N－continuous　OFDM”,　IEEE　Trans.　on　Commun.,　vol.　13,　no.　1,　Jan.　2009,　pp.1－3に記載されているようなＭｉｎｉｍｕｍ　Ｎｏｒｍ法などを用いて解くことができる。Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｎｏｒｍ法により、ｄ（太字）を復調する方法の一例を以下の式（１６）に示す。

　上記式（１６）を用いる方法以外にも、以下のように、実施の形態２と同様に、２つのシンボル群に分けて解くことができる。上記式（１５）は、実施の形態２の式（８）と同様に、以下の式（１７）と表すことができる。

　上記式（１７）における、Ｃ（太字）、Ｄ（太字）は以下の式（１８）、（１９）で定義される行列である。

　なお、Ｆ（太字）は、Ｃ（太字）とＤ（太字）を横に並べた行列［ＣＤ］と表すことができる。

　本実施の形態の干渉除去および復調部２６ａは、実施の形態２と同様に、上記式（１７）を用いて、１ＳＣブロック分のシンボルを２つのシンボル群に分け、一方のシンボル群の復調を先に行い、復調されたシンボル群の結果を用いて他方のシンボル群の復調を行う。これにより、干渉成分がある場合でも、復調を行うことができる。

　すなわち、干渉除去および復調部２６ａは、ｘ（太字）を用いて、Ｄ（太字）ｄ（太字）´´を雑音成分とみなし、ｄ（太字）´の復調を行う。干渉除去および復調部２６ａは、ｄ（太字）´の復調後、ｄ（太字）´の復調成分を以下の式（２０）に示すようにｘ（太字）から削除する。

　そして、干渉除去および復調部２６ａは、ｘ（太字）´を用いてｄ（太字）´´の復調を行う。ｄ（太字）´´の復調後、干渉除去および復調部２６ａは、上記式（１７）からｄ（太字）´´の復調成分を差し引き以下の式（２１）に示すｘ（太字）´´を求める。そして、干渉除去および復調部２６ａは、ｘ（太字）´´を用いてｄ（太字）´の復調を行う。

　上記述べた干渉除去および復調処理は、図１６に示すように、繰り返し処理により実施されてもよい。図１６は、本実施の形態の干渉除去および復調処理手順の一例を示すフローチャートである。なお、図１６の説明では、太字の文字ｘ（太字），ｄ（太字），Ｃ（太字），Ｄ（太字）を、ｘ，ｄ，Ｃ，Ｄと略して記載する。まず、干渉除去および復調部２６ａは、初期化処理として、ｘ´´の各要素を全て０とし、復調カウンタであるｉを０とする（ステップＳ１１ａ）。また、ＩＤＦＴ部２８ａから出力されるＮ_D個のＩＤＦＴ出力信号をｘの各要素として代入する。

　次に、干渉除去および復調部２６ａは、ｘまたは、ｘ´´を用いてｄ´を復調する（ステップＳ１２ａ）。なお、具体的には、ｘ´が算出済みでない場合、すなわちｉが１の場合は、ｘおよびＣを用いて式（１７）においてＤｄ´´を雑音成分とみなしてｄ´を復調する。ｘ´´が算出済みである場合、すなわちｉが１以上の場合は、ｘの替わりにｘ´´およびＣを用いて、式（１７）のｘをｘ´´に置き換えた式においてＤｄ´´を雑音成分とみなして、ｄ´を復調する。

　次に、干渉除去および復調部２６ａは、ステップＳ１２ａで得られたｄ´の復調結果ｄ´（ハット）を用いて、復調結果を含む成分すなわち復調成分であるＣｄ´（ハット）をｘから除去してｘ´を求める（ステップＳ１３ａ）。そして、干渉除去および復調部２６は、ｘ´を用いて、ｄ´´を復調する（ステップＳ１４ａ）。すなわち、Ｄｄ´´＝ｘ´となるようにＤとｘ´を用いてｄ´´を求める。なお、式（２０）におけるｄ´（ハット）は以下の式（２２）のように求めることが可能である。

　同様にｄ´´（ハット）は以下の式（２３）の様に求めることが可能である。

　次に、干渉除去および復調部２６ａは、上記のステップＳ１４ａの復調で得られる復調成分ｄ´´（ハット）の復調成分すなわちＤｄ´´（ハット）をｘから除去し、ｘ´´を求め、ｉ＝ｉ＋１とする（ステップＳ１５ａ）。ステップＳ１６は、実施の形態２のステップＳ１６と同様であり、ｉがｉ＿ＬＩＭＩＴ以下の場合には、ステップＳ１２ａへ戻る。

　本実施の形態では、実施の形態１の送信装置１０により送信された信号を受信する受信装置２０ａが、復調処理において、Ｔｓのサンプリング間隔でサンプリングを実施し、実施の形態２と同様に、一方のシンボル群の復調を先に行い、復調されたシンボル群の結果を用いて他方のシンボル群の復調を行うようにした。このため、送信装置１０における帯域制限フィルタ３により削除された周波数成分がある場合にも干渉成分を除去しつつ復調を行うことができる。

実施の形態４．
　図１７は、本発明にかかる実施の形態４の受信装置２０ｂの構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置２０ｂは、実施の形態１の送信装置１０から送信された送信信号を受信する。図１７に示すように、本実施の形態の受信装置２０ｂは、実施の形態３と同様の受信部２１ａと、ＣＰ除去部２２ａ、ＤＦＴ部２３１ａ、ＦＤＥ部２４ａおよびアンダーサンプリング処理部２７ａと、実施の形態１と同様の、ＩＤＦＴ部２８および干渉除去および復調部２６を備え、さらにゼロ挿入部２９を備える。以下、実施の形態１または実施の形態２と同様の機能を有する構成要素は実施の形態１または実施の形態２と同一の符号を付して重複する説明を省略する。以下、実施の形態１または実施の形態２と異なる点を説明する。なお、ゼロ挿入部２９はゼロ挿入回路であるが、ソフトウェアにより実現されてもよい。

　本実施の形態の受信装置２０ｂは、実施の形態３と同様に、サンプリング間隔Ｔｓでサンプリングを行う。ＣＰ除去部２２ａ、ＤＦＴ部２３１ａ、ＦＤＥ部２４ａ、アンダーサンプリング処理部２７ａの処理は実施の形態３と同様である。アンダーサンプリング処理部２７ａによりアンダープリング処理が行われた後のデータの個数は実施の形態２と同様にＮ_Dである。ゼロ挿入部２９は、Ｎ_Dの両側にＮ_D／２ずつ０を挿入する。すなわち、ゼロ挿入部２９は、帯域幅に隣接する周波数領域に値が０のデータを挿入することにより送信装置１０における帯域制限前の帯域幅の周波数領域信号を生成する。図１８は、本実施の形態のゼロ挿入部２９によるゼロ挿入処理の一例を示す図である。これにより、ゼロ挿入部２９によりゼロ挿入が行われた後のデータ数はＮとなる。なお、挿入するゼロの数は左右対称である必要は無い。この処理により、実施の形態２と同様のＩＤＦＴ部２８へ入力されるデータ数はＮとなり、ＩＤＦＴ部２８はＮポイントのＩＤＦＴを実施する。ＩＤＦＴ部２８および干渉除去および復調部２６の動作は実施の形態２と同様である。干渉除去および復調部２６は、実施の形態２と同様に干渉除去および復調を行うことができる。

　次に、変形例として以上の実施の形態で述べた送信装置および受信装置において誤り訂正符号の符号化および復号を行う例を説明する。誤り訂正符号の符号化を行う送信装置は、実施の形態１の送信装置１０のシンボル生成部１を図１９に示すシンボル生成部１ａに変更して、送信装置が誤り訂正符号化処理を行う。図１９は、誤り訂正符号の符号化を行う送信装置に用いられるシンボル生成部１ａの構成例を示す図である。図１９に示すように、シンボル生成部１ａは、誤り訂正符号化処理を行うエンコーダである誤り訂正符号化部１１と誤り訂正符号化処理後のデータを変調するモジュレータである変調部１２とを備える。誤り訂正符号の符号化を行う送信装置は、シンボル生成部１をシンボル生成部１ａに替える以外は、実施の形態１の送信装置１０と同様である。

　上記のように、送信装置が誤り訂正符号化処理を行う場合、受信装置は誤り訂正復号を行う復号部を備える。図２０は、復号を行う受信装置２０ｃの構成例を示す図である。受信装置２０ｃは、実施の形態２の受信装置２０に誤り訂正復号処理を行うデコーダである復号部３０を追加する以外は、実施の形態２の受信装置２０と同様である。なお、図２０のサンプリング部２１は図１０の受信部２１と同様である。復号部３０は、干渉除去および復調部２６により干渉除去および復調が施されたデータを復号する。このとき、復号部３０は、干渉除去および復調が施されたデータに誤り訂正復号を行う。また、実施の形態３または実施の形態４の受信装置に復号部を追加してもよい。

　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

　１，１ａ　シンボル生成部、２　時間周波数変換部、３　帯域制限フィルタ、４　補間処理および周波数時間変換部、５　ＣＰ挿入部、６　送信部、７，２３１，２３１ａ　ＤＦＴ部、１０　送信装置、２０，２０ａ，２０ｂ，２０ｃ　受信装置、２１，２１ａ　受信部、２２，２２ａ　ＣＰ除去部、２３，２３ａ　時間周波数変換部、２４，２４ａ　ＦＤＥ部、２５，２５ａ　周波数時間変換および補間解除部、２６，２６ａ　干渉除去および復調部、２７，２７ａ　アンダーサンプリング処理部、２８，２８ａ，４２　ＩＤＦＴ部、２９　ゼロ挿入部、３０　復号部、４１　オーバサンプリング処理部、３００　通信システム。

Claims

　Ｎを２以上の整数とするときＮ個のシンボルを生成するシンボル生成部と、
　前記Ｎ個のシンボルを第１の帯域幅の周波数領域信号に変換する時間周波数変換部と、
　前記第１の帯域幅の周波数領域信号に対して帯域制限を行い前記第１の帯域幅より狭い第２の帯域幅の周波数領域信号を生成する帯域制限フィルタと、
　前記第２の帯域幅の周波数領域信号を時間領域信号に変換する周波数時間変換部と、
　設定された送信間隔にて前記時間領域信号を送信する送信部と、
　を備える送信装置。
　前記周波数時間変換部による変換により得られる前記時間領域信号に対してCyclic　Prefixの挿入を行う挿入部、
　を備え、
　前記送信部は、Cyclic　Prefixが挿入された後の前記時間領域信号を送信することを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
　請求項１または２に記載の送信装置から送信された信号を受信する受信装置であって、
　前記送信装置から信号を受信し、受信した信号をサンプリングする受信部と、
　前記受信部によりサンプリングされた信号を周波数領域信号に変換する時間周波数変換部と、
　前記周波数領域信号に基づいて周波数領域等化処理を行う等化処理部と、
　前記周波数領域等化処理後の信号を時間領域信号に変換する周波数時間変換部と、
　前記時間領域信号に基づいて干渉除去処理および復調を行う復調部と、
　を備えることを特徴とする受信装置。
　前記受信部は、受信した信号をサンプリングするサンプリング間隔を、前記送信装置における帯域制限フィルタの帯域制限後の帯域幅を帯域制限前の帯域幅で割った値と前記送信装置における送信間隔とを乗算した値とすることを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
　前記受信部は、受信した信号をサンプリングするサンプリング間隔を、前記送信装置における送信間隔とすることを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
　前記周波数領域等化処理後の信号に対して、帯域幅に隣接する周波数領域に値が０のデータを挿入することにより前記送信装置における帯域制限前の帯域幅の周波数領域信号を生成するゼロ挿入部、
　を備えることを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
　前記復調部は、復調対象のシンボル群を第１のシンボル群と第２のシンボル群との２つに分け、前記第１のシンボル群の復調を行い、前記第２のシンボル群の復調結果を用いて前記第２のシンボル群の復調を行うことを特徴とする請求項３から６のいずれか１つに記載の受信装置。
　前記復調部は、さらに前記第２のシンボル群の復調結果を用いて前記第１のシンボル群の復調を行うことを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
　請求項１に記載の送信装置と、
　請求項３から８のいずれか１つに記載の受信装置と、
　を備えることを特徴とする通信システム。