WO2016093264A1

WO2016093264A1 - 可変フィルタ回路

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Publication number: WO2016093264A1
Application number: PCT/JP2015/084488
Authority: WO
Inventors: 中堀学; 谷将和
Original assignee: 株式会社村田製作所
Priority date: 2014-12-10
Filing date: 2015-12-09
Publication date: 2016-06-16
Also published as: CN107005215A; JPWO2016093264A1; JP6477725B2; US10355666B2; CN107005215B; US20170272055A1

Abstract

　フィルタ特性を調整可能な可変フィルタ回路において、耐電力性を向上させる。可変容量（Cs_p1，Cs_p2）の調整によって複数の通信バンドに渡ってフィルタ特性を可変する可変フィルタ回路（１０）であって、信号入力端と信号出力端との間に直列に接続された直列腕（２１）と、前記直列腕（２１）とグランド端との間に接続された、共振子（P1，P2）を有する並列腕（２２，２３）と、前記並列腕（２２，２３）に設けられた、可変リアクタンスを有する可変リアクタンス部と、を備え、前記信号入力端に接続された初段の並列腕（２２）の共振子（P1）は、前記複数の通信バンドのうちの、通過帯域の高周波数側に近接して阻止帯域を設定する通信バンドに対して、共振周波数をfr、反共振周波数をfa、通信バンドの通過帯域の高周波数側のカットオフ周波数をfnとして、100×(fn－fr)/(fa－fr)≦２３．９（％）となる共振周波数frおよび反共振周波数faを有する。

Description

可変フィルタ回路

　本発明は、フィルタ特性が可変な可変フィルタ回路に関する。

　従来の通信装置のフロントエンド回路では、周波数帯域が異なる複数の通信信号を取り扱うために、通信信号毎に対応するフィルタが設けられていた。このため、多数の通信信号に対応するためには、フロントエンド回路に多数のフィルタが必要となり、構成が複雑化および大型化してしまうという問題があった。そこで、フロントエンド回路の回路規模を抑制するため、フィルタ特性を調整することが可能な可変フィルタが利用されることがあった（例えば特許文献１および２参照。）。

特開平６－２３２７９３号公報特表２０１４－５０２８０３号公報

　可変フィルタは、一般に共振部と可変リアクタンス部とを備えて構成される。このような可変フィルタの共振部は、共振周波数でインピーダンスが小さくなるので、この共振周波数近傍に通信信号の電力が投入された場合の発熱が小さい。一方、共振部は反共振周波数でインピーダンスが大きくなるので、この反共振周波数近傍に通信信号の電力が投入される場合の発熱が大きい。また、可変フィルタの通過帯域においては、カットオフ周波数の近傍で挿入損失が最も悪くなる場合が多いため、通過帯域におけるカットオフ周波数近傍のバンドに通信信号の電力が投入される場合にも、やはり発熱が大きい。そして、可変フィルタでは、フィルタ特性を可変できるため、通過帯域のカットオフ周波数付近に共振部の反共振周波数が当たってしまうことで、共振部の発熱が過剰になってしまうこともあった。そして、これらのような理由で共振部が発熱すると、可変フィルタの挿入損失が増大して可変フィルタが機能不全に陥ることや、共振部の発熱によって故障が発生することがあった。

　そこで、本発明は、フィルタ特性を調整可能な可変フィルタ回路において、通過帯域のカットオフ周波数付近に共振部の反共振周波数が当たってしまうことを防いで、耐電力性を向上させることを目的とする。

　この発明は、可変リアクタンスの調整によって複数の通信バンドに渡ってフィルタ特性を可変する可変フィルタ回路であって、信号入力端と信号出力端との間に直列に接続された直列腕と、前記直列腕とグランド端との間に接続された、共振部を有する並列腕と、前記並列腕に設けられた、可変リアクタンスを有する可変リアクタンス部と、を備え、前記信号入力端に接続された初段の並列腕の前記共振部は、前記複数の通信バンドのうちの、通過帯域の高周波数側に近接して阻止帯域を設定する通信バンドの全てに対して、共振周波数をfr、反共振周波数をfa、各通信バンドの通過帯域の高周波数側のカットオフ周波数をfnとして、１００×（fn－fr）／（fa－fr）≦２３．９（％）となる共振周波数frおよび反共振周波数faを有する。

　上記の条件式では、各通信バンドの高周波数側カットオフ周波数が、初段の並列腕における共振部の共振周波数から低周波数側に重なる場合に０％になり、初段の並列腕における共振部の反共振周波数から低周波数側に重なる場合に１００％になる。すなわち、初段の並列腕における共振部の共振周波数から反共振周波数までの周波数帯域に対して、各通信バンドの高周波数側カットオフ周波数がどの程度の位置にあるかを示している。したがって、上記の条件式における数値範囲は、各通信バンドの信号による電力が可変フィルタ回路に投入される周波数が、初段の並列腕における共振部の反共振周波数から共振周波数側にどの程度ずれるかを表している。本願発明者らの知見によれば、上記のように初段の並列腕に設ける共振部を設定すれば、最も大きな電力が投入される初段の並列腕において、各通信信号の通過帯域における高周波数側のカットオフ周波数付近が初段の共振部の反共振周波数に当たらず、また、各通信信号の通過帯域の全域が初段の共振部の反共振周波数よりも低い周波数帯域に位置することになる。これらのことにより、初段の並列腕に過剰な発熱が生じにくくなり、また、初段以降の並列腕に過大な電力投入や発熱が生じることもない。したがって、可変フィルタ回路における電力投入時の挿入損失の劣化を抑制することができ、可変フィルタ回路の耐電力性を向上させることができる。

　前記初段の並列腕の共振部は、－９５．２（％）≦１００×（fn－fr）／（fa－fr）≦１０．０（％）に該当する共振周波数frおよび反共振周波数faを有することが更に好ましい。

　このことにより、最も大きな電力が投入される初段の並列腕において発熱が更に生じにくくなり、電力投入時の挿入損失の劣化を更に抑えることができる。

　前記初段の並列腕は、前記共振部と直列または並列に接続されるインダクタを更に備えることが好ましい。

　この構成では、可変リアクタンスの調整によってフィルタ特性の制御を行うことができる周波数範囲を拡げることができる。

　前記直列腕は、誘導性リアクタンスを有することが好ましい。

　この構成では、通過帯域の高周波数側での減衰特性を急峻にすることができる。

　本発明によれば、フィルタ特性を調整可能な可変フィルタ回路において、複数の通信バンドそれぞれの高周波数側のカットオフ周波数付近に、初段の共振部の反共振周波数が当たらないようになり、耐電力性を向上させることができる。

第１の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。第１の実施形態に係る可変フィルタ回路の直列腕に設けるリアクタンスの機能を説明するインピーダンス特性図である。第１の実施形態に係る可変フィルタ回路の直列腕に設けるリアクタンスの機能を説明する通過特性図である。第１の実施形態に係る可変フィルタ回路の並列腕に設けるインダクタの機能を説明するインピーダンス特性図である。第１の実施形態に係る可変フィルタ回路の並列腕に設ける可変容量の機能を説明する特性図である。電力投入試験に係る試験対象回路の回路図および試験装置のブロック図である。電力投入試験の結果を説明する図である。第２の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。第３の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。

　以下、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。各実施形態は例示であり、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもない。

≪第１の実施形態≫
　図１（Ａ）は、本発明の第１の実施形態に係る可変フィルタ回路１０のブロック図である。

　可変フィルタ回路１０は、信号入力端ＩＮと信号出力端ＯＵＴとの間に接続されたπ型回路として構成されており、直列腕２１と、並列腕２２，２３とを備えている。なお、信号入力端ＩＮおよび信号出力端ＯＵＴには、適宜の整合回路を設けるようにしてもよい。直列腕２１は、信号入力端ＩＮと信号出力端ＯＵＴとの間に直列に接続されている。並列腕２２は、直列腕２１の信号入力端ＩＮ側の一端に自らの一端が接続されており、グランド接続端に他端が接続されている。並列腕２３は、直列腕２１の信号出力端ＯＵＴ側の他端に自らの一端が接続されており、グランド接続端に他端が接続されている。

　直列腕２１は、インダクタLs1を備えている。インダクタLs1は、誘導性リアクタンスを有するものであり、直列腕２１に直列に挿入されている。

　並列腕２２は、可変容量Cs_p1と直列インダクタLs_p1と共振子P1と並列インダクタLp_p1と、を備えている。可変容量Cs_p1は、直列腕２１の信号入力端ＩＮ側の一端に自らの一端が接続され、直列インダクタLs_p1に他端が接続されている。直列インダクタLs_p1は、可変容量Cs_p1に一端が接続され、共振子P1に他端が接続されている。共振子P1は、直列インダクタLs_p1に一端が接続され、グランド接続端に他端が接続されている。並列インダクタLp_p1は、直列インダクタLs_p1と共振子P1との接続点に一端が接続され、他端がグランド接続端に接続されている。

　同様に、並列腕２３は、可変容量Cs_p2と直列インダクタLs_p2と共振子P2と並列インダクタLp_p2と、を備えている。可変容量Cs_p2は、直列腕２１の信号出力端ＯＵＴ側の他端に自らの一端が接続され、直列インダクタLs_p2に他端が接続されている。直列インダクタLs_p2は、可変容量Cs_p2に一端が接続され、共振子P2に他端が接続されている。共振子P2は、直列インダクタLs_p2に一端が接続され、グランド接続端に他端が接続されている。並列インダクタLp_p2は、直列インダクタLs_p2と共振子P2との接続点に一端が接続され、他端がグランド接続端に接続されている。

　なお、共振子P1，P2は、共振特性を有するものであればどのようなものであってもよく、ＳＡＷ共振子やＢＡＷ共振子といった圧電共振子、または、誘電体同軸共振子、ＬＣ共振回路等を用いることができる。また、可変容量Cs_p1，Cs_p2は、可変リアクタンスを有するものであるが、可変リアクタンスを有するものであれば、可変容量Cs_p1，Cs_p2に替えて別の素子、例えば可変なインダクタンスを有する回路や素子を用いることもできる。また、インダクタLs1、キャパシタCs1、直列インダクタLs_p1，Ls_p2および、並列インダクタLp_p1，Lp_p2の素子や特性は適宜の設定とすることができる。

　次に、可変フィルタ回路１０を構成する各素子の機能について説明する。

　図２は、インダクタLs1の機能を説明するインピーダンス特性図である。図２中の点線は、共振子P1または共振子P2の単体でのインピーダンス特性Im1を模式的に示している。また、図２中の実線はインダクタLs1を接続した状態での共振子P1または共振子P2のインピーダンス特性Im1(Ls1)を模式的に示している。

　インピーダンス特性Im1では、共振点frの高周波数側の近傍に反共振点faが現れる。一方、インピーダンス特性Im1(Ls1)では、共振点frの高周波側の反共振点faは共振点frから大きく離れるように移動し、共振点frの低周波側の反共振点faが共振点frに近づくように移動する。このことから、インピーダンス特性Im1(Ls1)では、共振点frの低周波数側の近傍に反共振点faが現れる。

　図３は、可変フィルタ回路１０の通過特性IL1(Ls1)を示す通過特性図である。

　通過特性IL1(Ls1)では、共振子P1，P2の共振点近傍に生じる阻止帯域の低周波側に通過帯域を設けることができ、この低周波数側の通過帯域と阻止帯域との間での減衰特性が急峻になる。これは、インダクタLs1を接続した場合にはインピーダンス特性Im1(Ls1)にて共振点frの低周波数側の近傍に反共振点faが現れるためである。

　図４（Ａ）は、直列インダクタLs_p1，Ls_p2の機能を説明するインピーダンス特性図である。図４（Ａ）中の点線は、共振子P1または共振子P2の単体でのインピーダンス特性Im2である。また、図４（Ａ）中の実線は、直列インダクタLs_p1または直列インダクタLs_p2を接続した状態での共振子P1または共振子P2のインピーダンス特性Im2(Ls_p)である。

　インピーダンス特性Im2(Ls_p)とインピーダンス特性Im2とを比較すると、反共振点faの周波数は同じであるが、共振点frの周波数は、インピーダンス特性Im2よりもインピーダンス特性Im2(Ls_p)ではより低周波側の周波数に移動している。すなわち、直列インダクタLs_p1，Ls_p2は、共振子P1または共振子P2の共振点frを低周波数側に移動させる機能を有している。

　図４（Ｂ）は、並列インダクタLp_p1，Lp_p2の機能を説明するインピーダンス特性図である。図４（Ｂ）中の点線は、共振子P1または共振子P2の単体でのインピーダンス特性Im3である。また、図４（Ｂ）中の実線は、並列インダクタLp_p1，Lp_p2を接続した状態での共振子P1または共振子P2のインピーダンス特性Im3(Lp_p)である。

　インピーダンス特性Im3(Lp_p)とインピーダンス特性Im3とを比較すると、共振点frの周波数は同じであるが、反共振点faの周波数は、インピーダンス特性Im3よりもインピーダンス特性Im3(Lp_p)ではより高周波側の周波数に移動している。すなわち、並列インダクタLp_p1，Lp_p2は、共振子P1または共振子P2の反共振点faを高周波数側に移動させる機能を有している。

　次に、可変容量Cs_p1，Cs_p2の機能について説明する。

　図５（Ａ）は、可変容量Cs_p1，Cs_p2の機能を説明するインピーダンス特性図である。図５（Ａ）中の実線で示すインピーダンス特性Im4A(Cs_p)，Im4B(Cs_p)，Im4C(Cs_p)は、可変容量Cs_p1，Cs_p2のキャパシタンスを記載順に小さくなるように設定している。

　インピーダンス特性Im4A(Cs_p)，Im4B(Cs_p)，Im4C(Cs_p)は、反共振点faの周波数が同じであるが、共振点frの周波数は、可変容量Cs_p1，Cs_p2のキャパシタンスが小さいほど、反共振点faに接近し、より高周波数側に位置するようになる。

　図５（Ｂ）は、可変フィルタ回路１０の通過特性図である。図５（Ｂ）中の実線に示す通過特性IL4A(Cs_p)，IL4B(Cs_p)，IL4C(Cs_p)は、可変容量Cs_p1，Cs_p2のキャパシタンスを記載順に小さくなるように設定している。通過特性IL4A(Cs_p)，IL4B(Cs_p)，IL4C(Cs_p)では、可変容量Cs_p1，Cs_p2のキャパシタンスが小さくなるに連れて、阻止帯域が高周波数側に移動する。このように、可変容量Cs_p1，Cs_p2は、共振子P1，P2の共振点frや阻止帯域をより高周波数側に移動させるような機能を有している。

　ただし、可変容量Cs_p1，Cs_p2のキャパシタンスを極めて小さくなるように制御したとしても、阻止帯域は所定の周波数を超えて高周波数側に調整することはできない。これは、インピーダンス特性において、共振点frの周波数を反共振点faの周波数を超えて高周波数側に調整することはできないためであり、阻止帯域の周波数可変範囲は、可変容量Cs_p1，Cs_p2が無い場合の共振点frと反共振点faとの間の帯域に制限されることになる。したがって、図４にて説明したように共振子P1，P2，P3，P4に対して直列インダクタLs_p1，Ls_p2や並列インダクタLp_p1，Lp_p2を接続して共振点frと反共振点faとの間の帯域を広帯域化しておくことで、阻止帯域の周波数可変範囲を広帯域化することができる。

　可変フィルタ回路１０の基本的な回路構成および回路機能は以上のようなものであり、可変フィルタ回路１０は、通過帯域の高周波数側のカットオフ周波数および阻止帯域を調整可能なローパスフィルタとして機能する。

　このような可変フィルタ回路１０において、本発明では、信号入力端ＩＮからみて初段の並列腕２２における共振子P1の共振周波数frおよび反共振周波数faを、可変フィルタ回路１０が対応する複数の通信バンドの全てに対して、各通信バンドの通過帯域の高周波数側のカットオフ周波数をfnとして、100×(fn－fr)/(fa－fr)≦23.9(％)となるように決定している。

　ここで、上記の条件式の導出に用いた試験とその結果とについて説明する。

　本願発明者は、可変フィルタ回路１０が備える並列腕の回路構成に対して、耐電力性を確認するために電力投入試験を実施し、その結果に基づいて前述の条件式を導出した。図６（Ａ）は、電力投入試験を実施した並列腕回路DUTの回路図である。並列腕回路DUTは、可変フィルタ回路１０が備える初段の並列腕と同じ回路構成である。なお、試験に用いた共振子P1はＳＡＷ共振子で構成したものである。図６（Ｂ）は、電力投入試験を実施した試験装置１００のブロック図である。

　並列腕回路DUTに対する電力投入試験では、所定の温度環境下で並列腕回路DUTのサンプルに生じる挿入損失（Ｉ．Ｌ．）が-3dBとなる周波数に電力を投入して、時間経過に伴う挿入損失の変化を測定した。

　具体的には、並列腕回路DUTを試験装置１００の恒温槽１０１内に装荷し、シグナルジェネレーター１０２から、パワーアンプ１０３、カプラ１０４、およびアイソレータ１０５を介して、常温において並列腕回路DUTの挿入損失が-3dBとなる周波数で2.5Wの電力を並列腕回路DUTの入力端に出力した。そして、所定の時間が経過してから、その並列腕回路DUTの出力端にアッテネータ１０６を介して接続したパワーセンサ１０７と、カプラ１０４およびアッテネータ１０８を介して接続したパワーセンサ１０９とで電力を検出し、並列腕回路DUTへの入力信号と並列腕回路DUTからの出力信号とをパワーメーター１１０で比較して、並列腕回路DUTの挿入損失（Ｉ．Ｌ．）が-3dBとなる周波数を計測した。そして、その周波数で電力を投入しつづけて、時間経過に伴う挿入損失の変化を測定した。

　図７（Ａ）は、上記の電力投入試験を複数のサンプルに対して実施して得られた、サンプル毎の挿入損失の時間変化を示すグラフである。

　電力投入試験には、サンプルＡからサンプルＨまで合計８個のサンプルを用いた。各サンプルには、互いに同程度の共振周波数と同程度の反共振周波数とを有するＳＡＷ共振子を有する並列腕回路を用いた。電力投入試験の結果、サンプルＡおよびサンプルＢは、電力投入直後に故障が発生し、残りのサンプルＣからサンプルＨは、電力投入後に減衰量の変化がみられたが、その変化量は小さく性能を維持した。しかしながら、残りのサンプルのうち、サンプルＦおよびサンプルＥは、時間経過に伴い暫時的に減衰量の変化量が大きくなっていき、ついには約１５時間の経過後にサンプルＥに故障が発生した。このように、同様な周波数特性を有するサンプルであっても、その耐電力性は様々であった。

　そこで、本願発明者は、共振子の共振周波数および反共振周波数に対する電力投入周波数の関係の観点、すなわち、並列腕回路DUTにおける共振子の共振周波数から反共振周波数までの周波数帯域に対して、電力の投入周波数がどのような位置にあるかという観点から、並列腕回路の耐電力性の評価を行った。図７（Ｂ）は、各サンプルの周波数特性の詳細と、前述の電力投入試験で実際に電力が投入された投入周波数と、前述の条件式との関係を示す表である。図７（Ｃ）は、前述の条件式、すなわち、各サンプルにおける共振子の比帯域(fa－fr)に対する電力投入周波数と共振子の共振周波数の差(fn－fr)の割合とＩＬ変化量との関係を示すグラフである。ここで、共振子の比帯域(fa－fr)に対する電力投入周波数と共振子の共振周波数の差(fn－fr)の割合が正（＋）の値をとるときは電力投入周波数が共振点から見て反共振点側にあることを意味し、負（－）の値をとるときは電力投入周波数が共振点から見て反共振点とは反対側にあることを意味し、０であるときは電力投入周波数が共振点と同じ周波数であることを意味する。

　なお、図７（Ｃ）には、電力投入後１５時間経過時のＩＬ変化量を示しており、既に故障していたサンプルＡおよびサンプルＢについては、そのＩＬ変化量を図中の最大値（-1.5dB）として表記している。

　この解析からは、前述の条件式とＩＬ変化量との間には一定程度の相関があり、電力投入周波数が共振子の反共振周波数から共振周波数側に一定割合以上（サンプルＦ以上）ずれることにより、故障（サンプルＡ，Ｂ，Ｅ）の発生がなくなる傾向が確認できる。また、電力投入周波数が、更に共振周波数側にずれる場合（サンプルＨ以上）には、ＩＬ変化量が暫時的に増大する現象も発生しなくなる傾向が確認できる。

　すなわち、条件式100×(fn－fr)/(fa－fr)が、サンプルＦでの値２３．９％以下となることにより、電力投入時の発熱量の増大を抑制でき、故障（サンプルＡ，Ｂ，Ｅ）の発生を防ぐことができるものと考えられる。また、条件式100×(fn－fr)/(fa－fr)が、サンプルＨでの値１０．０％以下となることにより、電力投入時の発熱量の増大を大幅に抑制でき、ＩＬ変化量の暫時的な増大を防ぐことができるものと考えられる。

　なお、条件式100×(fn－fr)/(fa－fr)が、マイナスになる場合には電力投入時に挿入損失が大きく劣化する現象が確認されることはなかったが、図７（Ｃ）から少なくとも条件式100×(fn－fr)/(fa－fr)がサンプルＤでの値－９５．２％以上となることにより、電力投入時の挿入損失の劣化は防ぐことができるものと考えられる。

　以上のことから、可変フィルタ回路１０を構成する各並列腕のうち、最も大きな電力が投入されることになる初段の並列腕において、可変フィルタ回路１０が対応する通信バンドそれぞれに対して、共振周波数をfr、反共振周波数をfa、各通信バンドの通過帯域の高周波数側のカットオフ周波数をfnとして、100×(fn－fr)/(fa－fr)≦２３．９（％）となる共振周波数frおよび反共振周波数faを有する共振子を用いることで、各通信信号の通過帯域における高周波数側のカットオフ周波数付近が初段の共振部の反共振周波数に当たらないようにすることができる。これにより、各通信信号の通過帯域の全域が初段の共振部の反共振周波数よりも低い周波数帯域に位置することになる。したがって、初段の並列腕に過剰な発熱が生じにくくすることができ、可変フィルタ回路における電力投入時の挿入損失の劣化を抑制することができ、可変フィルタ回路の耐電力性を向上させることができる。また、より好適には、初段の並列腕の共振部が、－９５．２（％）≦100×(fn－fr)/(fa－fr)≦１０．０（％）に該当する共振周波数frおよび反共振周波数faを有するならば、電力投入時の挿入損失の劣化を大幅に抑制することが可能になるといえる。そして、このように電力投入時の挿入損失の劣化を抑制できるならば、複数の通信バンドそれぞれに対して所望の挿入損失を実現しやすくなり、並列腕および共振部の段数を減らして可変フィルタ回路１０のチップサイズの小型化を図ることもできる。

　次に可変フィルタ回路１０の実施例に係る具体的な仕様を示す。

　実施例に係る可変フィルタ回路１０は、ＬＴＥ規格等に規定される通信バンドＢＡＮＤ１２、通信バンドＢＡＮＤ１７、および、通信バンドＢＡＮＤ２８Ｈの送信周波数帯域に対応させるものとする。通信バンドＢＡＮＤ１２、通信バンドＢＡＮＤ１７、および、通信バンドＢＡＮＤ２８Ｈは、いずれも、通過帯域とすべき送信周波数帯域の高周波数側に近接して阻止帯域とすべき受信周波数帯域が設定される通信バンドである。具体的には、通信バンドＢＡＮＤ１２の送信周波数帯域は699～716MHzであり、通信バンドＢＡＮＤ１２の受信周波数帯域は729～746MHzである。通信バンドＢＡＮＤ１７の送信周波数帯域は704～716MHzであり、通信バンドＢＡＮＤ１７の受信周波数帯域は734～746MHzである。通信バンドＢＡＮＤ２８Ｈの送信周波数帯域は728～748MHzであり、通信バンドＢＡＮＤ２８Ｈの受信周波数帯域は783～803MHzである。

　ここで、実施例に係る可変フィルタ回路１０において可変容量の調整によって、通過帯域を各通信バンドの送信周波数帯域に合わせ、その通過帯域の高周波数側の阻止帯域をその通信バンドの受信周波数帯域に合わせるように調整する場合の耐電力性を考えると、初段の並列腕２２における共振子P1の共振周波数frおよび反共振周波数faは、通信バンドＢＡＮＤ１２、通信バンドＢＡＮＤ１７、および、通信バンドＢＡＮＤ２８Ｈのいずれに対しても、各通信バンドの通過帯域の高周波数側のカットオフ周波数をfnとして、100×(fn－fr)/(fa－fr)≦23.9(％)となるように設定する必要がある。

　例えば、共振子P1の共振周波数frを746MHzに設定し、反共振周波数faを777MHzに設定する場合には、通信バンドＢＡＮＤ１２に対して上記条件式は、通信バンドＢＡＮＤ１２の通過帯域の高周波数側のカットオフ周波数が716MHzであるために、100×(fn－fr)/(fa－fr)＝-96.8（％）となり、上記の条件式を満足する。通信バンドＢＡＮＤ１７に対して上記条件式は、通信バンドＢＡＮＤ１７の通過帯域の高周波数側のカットオフ周波数が716MHzであるために、100×(fn－fr)/(fa－fr)＝-96.8（％）となり、上記の条件式を満足する。また、通信バンドＢＡＮＤ２８Ｈに対して上記条件式は、通信バンドＢＡＮＤ２８Ｈの通過帯域の高周波数側のカットオフ周波数が748MHzであるために、100×(fn－fr)/(fa－fr)＝6.45（％）となり、これも上記の条件式を満足する。

　したがって、可変フィルタ回路１０において、通信バンドＢＡＮＤ１２、ＢＡＮＤ１７およびＢＡＮＤ２８Ｈの通信信号による電力が投入される周波数が、初段の並列腕２２の共振子P1における反共振周波数777MHzから共振周波数746MHz側に大きくずれ、最も大きな電力が投入される初段の並列腕２２の共振子P1において過剰な熱が発生しにくくなり、電力投入時の挿入損失の劣化を抑制し、さらには共振子の故障を防ぐことができる。このため、可変フィルタ回路１０における並列腕の段数が少なくても所望のフィルタ特性を実現しやすく、並列腕の段数を抑制して回路規模や回路サイズを低減することができる。

≪第２の実施形態≫
　図８は、本発明の第２の実施形態に係る可変フィルタ回路１０Ａの回路図である。

　可変フィルタ回路１０Ａは、第１の実施形態の構成における直列腕２１と信号出力端ＯＵＴとの間に直列腕２６を追加し、直列腕２６の信号出力端ＯＵＴ側の一端に並列腕２５を追加した構成である。この可変フィルタ回路１０Ａでは、並列腕２３と追加した直列腕２６および並列腕２５とが、第２のπ型回路を構成する。本発明の可変フィルタ回路は、このようにして直列腕および並列腕の段数を増やしてもよく、直列腕および並列腕の段数を増やすことにより、阻止帯域での減衰量を増大させることが可能になる。

≪第３の実施形態≫
　図９は、本発明の第３の実施形態に係る可変フィルタ回路１０Ｂの回路図である。

　可変フィルタ回路１０Ｂは、第１の実施形態の構成における並列腕２２および並列腕２３にスイッチSWを追加し、また、並列腕２２および並列腕２３それぞれに、互いの特性が異なる複数の共振子P1，P2を追加し、スイッチSWの切り替えによっても周波数特性を切り替えられるようにしたものである。本発明の可変フィルタ回路は、このようにして並列腕に複数の共振子を設けてもよく、この場合にも、可変容量の総数は増やす必要がないので、回路規模を抑制しながら可変フィルタ回路で対応可能な通信バンドを増やすことが可能になる。

　以上の各実施形態に説明したように本発明は実施することができる。なお、本発明は、特許請求の範囲に記載に該当する構成であれば、上述の各実施形態や変形例で示した構成の他のどのような構成であっても実施することができる。例えば、可変フィルタ回路の直列腕には、容量性リアクタンスを設ける他、誘導性リアクタンスや、容量性リアクタンスと容量性リアクタンスとの切り替え回路を設けるようにしてもよい。より好ましくは、直列腕には少なくとも誘導性リアクタンスを設けるほうがよく、このことにより、通過帯域の高周波数側に隣接する阻止帯域を実現する際に通過帯域と阻止帯域との間で急峻な減衰特性を実現することができる。また、並列腕は、並列インダクタと直列インダクタとを双方ともに設ける他、並列インダクタと直列インダクタとのうちの一方のみを設けてもよく、また、並列インダクタと直列インダクタとの双方を設けなくてもよい。

１０，１０Ａ，１０Ｂ…可変フィルタ回路
１１…入力段整合回路
１２，１２Ａ…π型回路
１３…出力段整合回路
２１，２６…直列腕
２２，２３，２５…並列腕
２４…切替回路
１００…試験装置
１０１…恒温槽
１０２…信号生成器
１０３…電力増幅器
１０４…カプラ
１０５…アイソレータ
１０６，１０８…アッテネータ
１０７，１０９…電力検出器
１１０…電力計

Claims

　可変リアクタンスの調整によって複数の通信バンドに渡ってフィルタ特性を可変する可変フィルタ回路であって、
　信号入力端と信号出力端との間に直列に接続された直列腕と、
　前記直列腕とグランド端との間に接続された、共振部を有する並列腕と、
　前記並列腕に設けられた、可変リアクタンスを有する可変リアクタンス部と、
　を備え、
　前記信号入力端に接続された初段の並列腕の前記共振部は、前記複数の通信バンドのうちの、通過帯域の高周波数側に近接して阻止帯域を設定する通信バンドの全てに対して、共振周波数をfr、反共振周波数をfa、各通信バンドの通過帯域の高周波数側のカットオフ周波数をfnとして、100×(fn－fr)/(fa－fr)≦２３．９％となる共振周波数frおよび反共振周波数faを有する、
　可変フィルタ回路。
　前記初段の並列腕の前記共振部は、－９５．２％≦100×(fn－fr)/(fa－fr)≦１０．０％となる共振周波数frおよび反共振周波数faを有する、
　請求項１に記載の可変フィルタ回路。
　前記初段の並列腕は、前記共振部と直列または並列に接続されるインダクタを更に備える、
　請求項１または請求項２に記載の可変フィルタ回路。
　前記直列腕は、誘導性リアクタンスを有する、
　請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の可変フィルタ回路。