CN107005215A - 可变滤波电路 - Google Patents

Abstract

本发明在能调整滤波特性的可变滤波电路中提高耐电性能。通过调整可变电容(Cs_p1、Cs_p2)使频率特性在多个通信频段中可变的可变滤波电路(10)包括：串联连接在信号输入端和信号输出端之间的串联臂(21)；连接在所述串联臂(21)与接地端之间并且具有谐振子(P1、P2)的并联臂(22、23)；以及设置在所述并联臂(22、23)上并且具有可变电抗的可变电抗部，连接至所述信号输入端的初级的并联臂(22)的谐振子(P1)对于所述多个通信频段中将阻频带设定在靠近通频带的高频侧的通信频段，具有满足100×(fn－fr)/(fa－fr)≤23.9(％)的谐振频率fr和反谐振频率fa，其中，将谐振频率设为fr、将反谐振频率设为fa、将通信频段的通频带的高频侧的截止频率设为fn。

Description

可变滤波电路

技术领域

本发明涉及滤波特性可变的可变滤波电路。

背景技术

在现有的通信装置的前端电路中，为了处理频带不同的多个通信信号，设置有对应每个通信信号的滤波器。因此，存在以下问题：为了对应多个通信信号，在前端电路需要多个滤波器，结构会变得复杂化和大型化。因此，为了抑制前端电路的电路规模，有时利用能调整滤波特性的可变滤波器(例如参照专利文献1和2)。

现有技术文献

专利文献

特許文献1:日本专利特开平6-232793号公报

专利文献2：日本专利特表2014－502803号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

可变滤波器一般构成为具备谐振部和可变电抗部。上述的可变滤波器的谐振部在谐振频率下的阻抗变小，因此在该谐振频率附近接入通信信号的功率时的发热量较小。另一方面，谐振部在反谐振频率下的阻抗变大，因此在该反谐振频率附近接入通信信号的功率时的发热量较大。此外，在可变滤波器的通频带中，多数情况下截止频率附近的插入损耗最差，因此在通频带的截止频率附近的频段接入通信信号的功率时的发热量也较大。而且，在可变滤波器中，能够使滤波特性可变，因此当谐振部的反谐振频率位于通频带的截止频率附近时，有时谐振部的发热量会过剩。而且，若由于上述的理由导致谐振部发热，则可变滤波器的插入损耗增大，可变滤波器有时会功能不全，或者由于谐振部的发热导致发生故障。

因此，本发明的目的是在能调整滤波特性的可变滤波电路中，防止谐振部的反谐振频率位于通频带的截止频率附近，提高耐电性能。

解决技术问题的技术方案

本发明的可变滤波电路通过调整可变电抗从而使滤波特性在多个通信频段中可变，包括：串联连接在信号输入端和信号输出端之间的串联臂；连接在所述串联臂与接地端之间并且具有谐振部的并联臂；以及设置在所述并联臂上并且具有可变电抗的可变电抗部，连接至所述信号输入端的初级的并联臂的所述谐振部对于所述多个通信频段中将阻频带设定在通频带的高频侧附近的所有通信频段，具有满足100×(fn-fr)/(fa-fr)≤23.9(％)的谐振频率fr和反谐振频率fa，其中，将谐振频率设为fr，将反谐振频率设为fa，将各通信频段的通频带的高频侧的截止频率设为fn。

上述的条件式在各通信频段的高频侧的截止频率从初级的并联臂中的谐振部的谐振频率覆盖到低频侧时变为0％，在各通信频段的高频侧的截止频率从初级的并联臂中的谐振部的反谐振频率覆盖到低频侧时变为100％。即，示出了各通信频段的高频侧截止频率位于从初级的并联臂中的谐振部的谐振频率到反谐振频率的频带中的哪个位置。因而，上述条件式的数值范围表示出各通信频段的信号的功率被接入至可变滤波电路的频率从初级的并联臂的谐振部的反谐振频率向谐振频率侧偏移了多少。根据本申请发明人的发现，若如上述那样设定设置于初级的并联臂的谐振部，则在接入最大功率的初级的并联臂中，各通信信号的通频带中的高频侧的截止频率附近不包含初级谐振部的反谐振频率，此外各通信信号的整个通频带位于低于初级谐振部的反谐振频率的频带。由此，在初级的并联臂上不容易产生过剩的发热，此外在后级的并联臂上也不会产生过大的功率接入、发热。因而，能抑制可变滤波电路在功率接入时的插入损耗的劣化，能提高可变滤波电路的耐电性能。

所述初级的并联臂的谐振部优选为具有满足-95.2(％)≤100×(fn-fr)/(fa-fr)≤10.0(％)的谐振频率fr和反谐振频率fa。

由此，在接入最大功率的初级的并联臂更不容易发热，能进一步抑制接入功率时的插入损耗的劣化。

所述初级的并联臂优选为还具备与所述谐振部串联或并联连接的电感器。

在该结构中，能扩大可通过调整可变电抗来进行滤波特性控制的频率范围。

所述串联臂优选为具有感性电抗。

在该结构中，能使在通频带的高频侧的衰减特性陡峭。

发明效果

根据本发明，在能调整滤波特性的可变滤波电路中，初级的谐振部的反谐振频率不会出现于多个通信频段各自的高频侧的截止频率附近，能提高耐电性能。

附图说明

图1是第1实施方式所涉及的可变滤波电路的电路图。

图2是说明设置在第1实施方式所涉及的可变滤波电路的串联臂上的电抗的功能的阻抗特性图。

图3是说明设置在第1实施方式所涉及的可变滤波电路的串联臂上的电抗的功能的通过特性图。

图4是说明设置在第1实施方式所涉及的可变滤波电路的并联臂上的电抗的功能的阻抗特性图。

图5是说明设置在第1实施方式所涉及的可变滤波电路的并联臂上的可变电容的功能的特性图。

图6是本发明的功率接入实验所涉及的实验对象电路的电路图和实验装置的框图。

图7是说明功率接入实验的结果的图。

图8是第2实施方式所涉及的可变滤波电路的电路图。

图9是第3实施方式所涉及的可变滤波电路的电路图。

具体实施方式

以下，参照附图，举出几个具体示例，表示用于实施本发明的多个方式。在各图中，对于相同部位标注相同标号。各实施方式为例示，当然可进行不同实施方式所示的结构的局部置换或组合。

《第1实施方式》

图1(A)是本发明的第1实施方式涉及的可变滤波电路10的框图。

可变滤波电路10构成为连接在信号输入端IN与信号输出端OUT之间的π型电路，包括串联臂21和并联臂22、23。另外，也可以在信号输入端IN和信号输出端OUT设置适当的匹配电路。串联臂21串联连接在信号输入端IN与信号输出端OUT之间。并联臂22的一端连接至串联臂21的信号输入端IN侧的一端，另一端连接至接地端。并联臂23的一端连接至串联臂21的信号输出端OUT侧的另一端，另一端连接至接地端。

串联臂21具备电感器Ls1。电感器Ls1具有感性电抗，串联地插入至串联臂21。

并联臂22具备可变电容器Cs_p1、串联电感器Ls_p1、谐振子P1、以及并联电感器Lp_p1。可变电容器Cs_p1的一端连接至串联臂21的信号输入端IN侧的一端，另一端连接至串联电感器Ls_p1。串联电感器Ls_p1的一端连接至可变电容器Cs_p1，另一端连接至谐振子P1。谐振子P1的一端连接至串联电感器Ls_p1，另一端连接至接地端。并联电感器Lp_p1的一端连接至串联电感器Ls_p1和谐振子P1的连接点，另一端连接至接地端。

同样，并联臂23具备可变电容器Cs_p2、串联电感器Ls_p2、谐振子P2、以及并联电感器Lp_p2。可变电容器Cs_p2的一端连接至串联臂21的信号输出端OUT侧的另一端，另一端连接至串联电感器Ls_p2。串联电感器Ls_p2的一端连接至可变电容器Cs_p2，另一端连接至谐振子P2。谐振子P2的一端连接至串联电感器Ls_p2，另一端连接至接地端。并联电感器Lp_p2的一端连接至串联电感器Ls_p2和谐振子P2的连接点，另一端连接至接地端。

另外，谐振子P1、P2只要具有谐振特性即可，能够使用SAW谐振子、BAW谐振子这样的压电谐振子、或者电介质同轴谐振子、LC谐振电路等。此外，可变电容器Cs_p1、Cs_p2具有可变电抗，但只要具有可变电抗即可，也可以用别的元件、例如具有可变电感的电路、元件来代替可变电容器Cs_p1、Cs_p2。电感器Ls1、电容器Cs1、串联电感器Ls_p1、Ls_p2以及并联电感器Lp_p1、Lp_p2的元件、特性能进行适当的设定。

接下来，对构成可变滤波电路10的各元件的功能进行说明。

图2是说明电感器Ls1的功能的阻抗特性图。图2中的虚线示意性地示出谐振子P1或者谐振子P2单体的阻抗特性Im1。图2中的实线示意性地示出在连接了电感器Ls1的状态下的谐振子P1或者谐振子P2的阻抗特性Im1(Ls1)。

在阻抗特性Im1中，在谐振点fr的高频侧附近出现反谐振点fa。另一方面，在阻抗特性Im1(Ls1)中，谐振点fr的高频侧的反谐振点fa移动到大大地远离谐振点fr，谐振点fr的低频侧的反谐振点fa移动到接近谐振点fr。由此，在阻抗特性Im1(Ls1)中，在谐振点fr的低频侧附近出现反谐振点fa。

图3是表示可变滤波电路10的通过特性IL1(Ls1)的通过特性图。

在通过特性IL1(Ls1)中，能够在谐振子P1、P2的谐振点附近所产生的阻频带的低频侧设置通频带，在该低频侧的通频带与阻频带之间的衰减特性变得陡峭。这是因为在连接了电感器Ls1时，在阻抗特性Im1(Ls1)中，在谐振点fr的低频侧附近出现反谐振点fa。

图4(A)是说明串联电感器Ls_p1、Ls_p2的功能的阻抗特性图。图4(A)中的虚线是谐振子P1或者谐振子P2作为单体的阻抗特性Im2。图4(A)中的实线是在连接了串联电感器Ls_p1或串联电感器Ls_p2的状态下的谐振子P1或者谐振子P2的阻抗特性Im2(Ls_p)。

若将阻抗特性Im2(Ls_p)与阻抗特性Im2相比较，虽然反谐振点fa的频率相同，但与阻抗特性Im2相比，阻抗特性Im2(Ls_p)中的谐振点fr的频率向更低频侧的频率移动。即，串联电感器Ls_p1、Ls_p2具有使谐振子P1或谐振子P2的谐振点fr向低频侧移动的功能。

图4(B)是说明并联电感器Lp_p1、Lp_p2的功能的阻抗特性图。图4(B)中的虚线是谐振子P1或者谐振子P2作为单体的阻抗特性Im3。图4(B)中的实线是在连接了并联电感器Lp_p1、Lp_p2的状态下的谐振子P1或者谐振子P2的阻抗特性Im3(Lp_p)。

若将阻抗特性Im3(Lp_p)与阻抗特性Im3相比较，虽然谐振点fr的频率相同，但与阻抗特性Im3相比，阻抗特性Im3(Lp_p)中的反谐振点fa的频率向更高频侧的频率移动。即，并联电感器Lp_p1、Lp_p2具有使谐振子P1或谐振子P2的反谐振点fa向高频侧移动的功能。

接着，对可变电容器Cs_p1、Cs_p2的功能进行说明。

图5(A)是说明可变电容器Cs_p1、Cs_p2的功能的阻抗特性图。图5(A)中的用实线表示的阻抗特性Im4A(Cs_p)、Im4B(Cs_p)、Im4C(Cs_p)中，将可变电容器Cs_p1、Cs_p2的电容设定成按照记载的顺序变小。

阻抗特性Im4A(Cs_p)、Im4B(Cs_p)、Im4C(Cs_p)中，虽然反谐振点fa的频率相同，但是可变电容器Cs_p1、Cs_p2的电容越小，谐振点fr的频率越接近反谐振点fa，位于更高频侧。

图5(B)是可变滤波电路10的通过特性图。图5(B)中的用实线表示的通过特性IL4A(Cs_p)、IL4B(Cs_p)、IL4C(Cs_p)中，将可变电容器Cs_p1、Cs_p2的电容设定成按照记载顺序变小。通过特性IL4A(Cs_p)、IL4B(Cs_p)、IL4C(Cs_p)中，随着可变电容器Cs_p1、Cs_p2的电容变小，阻频带向高频侧移动。由此，可变电容器Cs_p1、Cs_p2具有使谐振子P1、P2的谐振点fr、阻频带向更高频侧移动的功能。

但是，即使将可变电容器Cs_p1、Cs_p2的电容控制成极小，也不能将阻频带调整到超过规定频率的高频侧。这是因为，在阻抗特性中，不能将谐振点fr的频率调整到超过反谐振点fa的频率的高频侧，阻频带的频率可变范围限制在没有可变电容器Cs_p1、Cs_p2时的谐振点fr与反谐振点fa之间的频带内。因而，如利用图4所说明的那样，通过将串联电感器Ls_p1、Ls_p2、并联电感器Lp_p1、Lp_p2连接至谐振子P1、P2、P3、P4，使谐振点fr与反谐振点fa之间的频带具有较宽频带，从而能使阻频带的频率可变范围变宽。

可变滤波电路10的基本电路结构和电路功能如上所述，可变滤波电路10起到能调整通频带的高频侧的截止频率和阻频带的低通滤波器的作用。

在上述的可变滤波电路10中，本发明中，从信号输入端IN观察时，将初级的并联臂22中的谐振子P1的谐振频率fr和反谐振频率fa设定成对于可变滤波电路10所对应的多个通信频段，全都满足100×(fn-fr)/(fa-fr)≤23.9(％)，其中，将各通信频段的通频带的高频侧的截止频率设为fn。

此处，对于用于上述条件式的导出的实验和其结果进行说明。

本申请发明人对于可变滤波电路10所具备的并联臂的电路结构，实施功率接入实验以确认耐电性能，基于该结果导出了上述的条件式。图6(A)是实施了功率接入实验的并联臂电路DUT的电路图。并联臂电路DUT是与可变滤波电路10所具备的初级的并联臂相同的电路结构。另外，用于实验的谐振子P1是用SAW谐振子构成的。图6(B)是实施了功率接入实验的实验装置100的框图。

在对于并联臂电路DUT的功率接入实验中，在规定的温度环境下，在并联臂电路DUT的样品所产生的插入损耗(I.L.)为-3dB的频率下接入功率，并对伴随时间经过的插入损耗的变化进行测定。

具体而言，将并联臂电路DUT安装在实验装置100的恒温槽101内，从信号发生器102经由功率放大器103、耦合器104、以及隔离器105，在常温下并联臂电路DUT的插入损耗为-3dB的频率下，将2.5W的功率输出至并联臂电路DUT的输入端。在经过规定的时间后，通过在该并联臂电路DUT的输出端经由衰减器106连接的功率传感器107、以及经由耦合器104和衰减器108连接的功率传感器109对功率进行检测，利用功率表110将并联臂电路DUT的输入信号与并联臂电路DUT的输出信号进行比较，测量出并联臂电路DUT的插入损耗(I.L.)为-3dB的频率。然后，在该频率下持续接入功率，对伴随时间经过的插入损耗的变化进行测定。

图7(A)是示出对于多个样品实施上述的功率接入实验而得到的每个样品的插入损耗的时间变化的曲线图。

在功率接入实验中，使用了从样品A到样品H合计8个样品。在各样品中，使用了具有SAW谐振子的并联臂电路，该SAW谐振子具有彼此相同程度的谐振频率和相同程度的反谐振频率。功率接入实验的结果是样品A和样品B在刚接入功率后就发生故障，剩余的样品C到样品H在功率接入后虽然观察到了衰减量的变化，但该变化量较小且维持了性能。然而，剩余的样品中，样品F和样品E伴随时间的经过，其衰减量的变化量暂时变大，最终在经过约15小时后在样品E发生了故障。由此，即使具有相同频率特性的样品，其耐电性能也各不相同。

因此，本申请的发明人根据功率接入频率与谐振子的谐振频率和反谐振频率的关系的观点，即根据相对于从并联臂电路DUT中的谐振子的谐振频率到反谐振频率的频带，功率接入频率位于哪个位置的观点，对并联臂电路的耐电性能进行了评价。图7(B)是表示各样品的频率特性的详细情况、在上述的功率接入实验中实际接入功率的接入频率与上述条件式的关系的表。图7(C)是表示上述的条件式、即功率接入频率与谐振子的谐振频率之差(fn－fr)相对于各样品中的谐振子的比频带(fa－fr)的比例和IL变化量的关系的曲线图。此处，功率接入频率与谐振子的谐振频率之差(fn－fr)相对于谐振子的比频带(fa－fr)的比例取正(+)值时，意味着从谐振点观察时，功率接入频率位于反谐振点侧，取负(－)值时，意味着从谐振点观察时，功率接入频率位于反谐振点的相反侧侧，为0时意味着功率接入频率是与谐振点相同的频率。

另外，在图7(C)中，示出功率接入后经过15小时时的IL变化量，对于已经发生了故障的样品A和样品B，将其IL变化量记为图中的最大值(-1.5dB)。

通过该分析可以确认上述的条件式与IL变化量之间有一定程度的相关，功率接入频率从谐振子的反谐振频率向谐振频率侧偏离一定比例以上(样品F以上)时，趋向于不会发生故障(样品A、B、E)。在功率接入频率进一步向谐振频率侧偏移的情况下(样品H以上)，能确认到IL变化量暂时增大的现象也趋向于不会发生。

即，可以认为样品F的条件式100×(fn－fr)/(fa－fr)的值为23.9％以下，从而能抑制功率接入时的发热量的增大，能防止发生故障(样品A、B、E)。还可以样品H的条件式100×(fn－fr)/(fa－fr)的值为10.0％以下，从而能大幅地抑制功率接入时的发热量的增大，能防止IL变化量的暂时性增大。

另外，在条件式100×(fn－fr)/(fa－fr)为负的情况下，虽并未确认功率接入时插入损耗发生较大劣化的现象，然而根据图7(C)，至少样品D的条件式100×(fn－fr)/(fa－fr)的值为-95.2％以上，从而能防止功率接入时的插入损耗的劣化。

由于上述原因，在构成可变滤波电路10的各并联臂中接入最大功率的初级的并联臂中，对于可变滤波电路10所对应的各个通信频段，使用具有满足100×(fn－fr)/(fa－fr)≤23.9(％)的谐振频率fr和反谐振点fa的谐振子，其中将谐振频率设为fr、将反谐振频率设为fa、将各通信频段的通频带的高频侧的截止频率设为fn，从而各通信信号的通频带中的高频侧的截止频率附近不会出现初级的谐振部的反谐振频率。由此，各通信信号的整个通频带位于低于初级的谐振部的反谐振频率的频带。因而，能使初级的并联臂不易产生过剩的发热，能抑制可变滤波器电路在接入功率时的插入损耗的劣化，能提高可变滤波器电路的耐电性能。更优选的是，若初级的并联臂的谐振部具有满足-95.2(％)≤100×(fn-fr)/(fa-fr)≤10.0(％)的谐振频率fr和反谐振频率fa，则能大幅抑制功率接入时的插入损耗的劣化。而且，若能如上述那样抑制功率接入时的插入损耗的劣化，则对于多个通信频段能够分别容易地实现期望的插入损耗，能减少并联臂和谐振部的级数，从而实现可变滤波电路10的贴片尺寸的小型化。

接着，示出可变滤波电路10的实施例所涉及的具体规格。

实施例的可变滤波电路10设为与LTE标准等规定的通信频段BAND12、通信频段BAND17、以及通信频段BAND28H的发送频带对应。通信频段BAND12、通信频段BAND17、以及通信频段BAND28H都是如下的通信频段：要作为阻频带的接收频带被设定成靠近要作为通频带的发送频带的高频侧。具体而言，通信频段BAND12的发送频带为699～716MHz，通信频段BAND12的接收频带为729～746MHz。通信频段BAND17的发送频带为704～716MHz，通信频段BAND17的接收频带为734～746MHz。通信频段BAND28H的发送频带为728～748MHz，通信频段BAND28H的接收频带为783～803MHz。

此处，在实施例的可变滤波电路10中，通过调整可变电容，使通频带与各通信频段的发送频带一致，使该通频带的高频侧的阻频带与该通信频段的接收频带一致，若考虑这种情况下的耐电性能，则初级的并联臂22中的谐振子P1的谐振频率fr和反谐振频率fa对于通信频段BAND12、通信频段BAND17、以及通信频段BAND28H，全都需要设定成满足100×(fn－fr)/(fa－fr)≤23.9(％)，其中将各通信频段的通频带的高频侧的截止频率设为fn。

例如，在将谐振子P1的谐振频率fr设定成746MHz，将反谐振频率fa设定成777MHz时，由于通信频段BAND12的通频带的高频侧的截止频率为716MHz，因此对于通信频段BAND12，上述条件式为100×(fn－fr)/(fa－fr)＝-96.8(％)，从而满足上述条件式。由于通信频段BAND17的通频带的高频侧的截止频率为716MHz，因此对于通信频段BAND17，上述条件式为100×(fn－fr)/(fa－fr)＝-96.8(％)，从而满足上述条件式。由于通信频段BAND28H的通频带的高频侧的截止频率为748MHz，因此对于通信频段BAND28H，上述条件式为100×(fn－fr)/(fa－fr)＝6.45(％)，也满足上述条件式。

因而，在可变滤波电路10中，通信频段BAND12、通信频段BAND17、以及通信频段BAND28H的通信信号的功率接入的频率从初级的并联臂22的谐振子P1的反谐振频率777MHz向谐振频率746MHz较大地偏移，在接入最大功率的初级的并联臂22的谐振子P1中难以产生过剩的热量，能抑制接入功率时的插入损耗的劣化，还能防止谐振子故障。因此，即使可变滤波电路10中的并联臂的级数较少，也容易实现期望的滤波特性，能抑制并联臂的级数并减小电路规模、电路尺寸。

《第2实施方式》

图8是本发明的第2实施方式所涉及的可变滤波电路10A的电路图。

可变滤波电路10A中，在第1实施方式的结构的串联臂21与信号输出端OUT之间追加串联臂26，在串联臂26的信号输出端OUT侧的一端追加并联臂25。在该可变滤波电路10A中，并联臂23与追加的串联臂26以及并联臂25构成第2π型电路。本发明的可变滤波电路中，可以如上述那样增加串联臂和并联臂的级数，能够通过增加串联臂和并联臂的级数来使在阻频带的衰减量增大。

《第3实施方式》

图9是本发明的第3实施方式所涉及的可变滤波电路10B的电路图。

可变滤波电路10B中，在第1实施方式的结构中的并联臂22和并联臂23中追加开关SW，此外将彼此特性不同的多个谐振子P1、P2追加到各个并联臂22和并联臂23中，从而通过切换开关SW，也能切换频率特性。本发明的可变滤波电路中，可以如上述那样在并联臂中追加多个谐振子，在该情况下，也不需要增加可变电容器的总数，因此能增加可变滤波电路增加能够对应的通信频段，并且抑制电路规模。

能够如以上各实施方式中说明的那样实施本发明。另外，本发明中，只要是符合记载在权利要求中的结构，在上述的各实施方式、变形例中所示出的结构以外的任意的结构都能实施。例如，在可变滤波电路的串联臂上，除了设置容性电抗以外，还可以设置感性电抗、容性电抗和容性电抗之间的切换电路。更优选的是，在串联臂上至少设置感性电抗更好，由此能在实现与通频带的高频侧相邻的阻频带时，在通频带与阻频带之间实现陡峭的衰减特性。此外，并联臂中，除了同时设置并联电感器和串联电感器以外，可以仅设置并联电感器和串联电感器中的一个，此外也可以并联电感器和串联电感器都不设置。

标号说明

10、10A、10B 可变滤波电路

11 输入级匹配电路

12、12A π型电路

13 输出级匹配电路

21、26 串联臂

22、23、25 并联臂

24 切换电路

100 实验装置

101 恒温槽

102 信号发生器

103 功率放大器

104 耦合器

105 隔离器

106、108 衰减器

107、109 功率检测器

110 功率计。

Claims (4)

1.一种可变滤波电路，通过调整可变电抗使滤波特性在多个通信频段中可变，其特征在于，包括：

串联连接在信号输入端和信号输出端之间的串联臂；

连接在所述串联臂与接地端之间并且具有谐振部的并联臂；以及

设置在所述并联臂上并且具有可变电抗的可变电抗部，

连接至所述信号输入端的初级的并联臂的所述谐振部对于所述多个通信频段中将阻频带设定在靠近通频带的高频侧的所有通信频段，具有满足100×(fn－fr)/(fa－fr)≤23.9％的谐振频率fr和反谐振频率fa，其中，将谐振频率设为fr、将反谐振频率设为fa、将各通信频段的通频带的高频侧的截止频率设为fn。

2.如权利要求1所述的可变滤波电路，其特征在于，

所述初级的并联臂的所述谐振部具有满足-95.2％≤100×(fn-fr)/(fa-fr)≤10.0％的谐振频率fr和反谐振频率fa。

3.如权利要求1或2所述的可变滤波电路，其特征在于，

所述初级的并联臂还具备与所述谐振部串联或并联连接的电感器。

4.如权利要求1至3中任一项所述的可变滤波电路，其特征在于，

所述串联臂具有感性电抗。