WO2016092618A1 - インピーダンス測定装置及びインピーダンス測定方法 - Google Patents

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WO2016092618A1
WO2016092618A1 PCT/JP2014/082442 JP2014082442W WO2016092618A1 WO 2016092618 A1 WO2016092618 A1 WO 2016092618A1 JP 2014082442 W JP2014082442 W JP 2014082442W WO 2016092618 A1 WO2016092618 A1 WO 2016092618A1
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signal
alternating current
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component
measuring device
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PCT/JP2014/082442
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English (en)
French (fr)
Inventor
酒井　政信
Original Assignee
日産自動車株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
    • G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant

Definitions

  • the present invention relates to an impedance measuring device and an impedance measuring method for measuring the impedance of a laminated battery.
  • the inside of the laminated battery contains not only the resistance component of the electrolyte membrane but also electrical components such as a resistance component and a capacity component accompanying the electrode reaction. These electrical components can be obtained by measuring impedance at each frequency using alternating currents having a plurality of different frequencies.
  • the present invention has been made paying attention to such problems, and it is intended to reduce an increase in manufacturing cost while suppressing an increase in circuit scale in an impedance measuring apparatus capable of outputting an AC signal having a plurality of frequencies. Objective.
  • an impedance measuring device includes a power source that outputs an alternating current to a stacked battery in which a plurality of battery cells are stacked, an alternating current output by the power source, and the stacked battery.
  • the impedance measuring device includes a forming unit that forms the waveform of the alternating current output by the power source unit into a shape including at least one of the corner and the distortion component.
  • FIG. 1A is a diagram illustrating an example of a laminated battery that is a measurement target of the impedance measuring apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 1B is an exploded view showing the structure of the battery cell formed in the laminated battery.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a basic configuration of the impedance measuring apparatus according to the present embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a detection unit that detects an AC potential difference generated between the positive electrode terminal and the midpoint terminal of the stacked battery and an AC potential difference generated between the negative electrode terminal and the midpoint terminal of the stacked battery. is there.
  • FIG. 1A is a diagram illustrating an example of a laminated battery that is a measurement target of the impedance measuring apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 1B is an exploded view showing the structure of the battery cell formed in the laminated battery.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a basic configuration of the impedance measuring apparatus according to the
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration of a power supply unit that outputs an alternating current to the positive electrode terminal of the laminated battery based on a current command signal output from the alternating current adjustment unit.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of an AC adjustment unit that adjusts the amplitude of the AC current output to each of the positive electrode terminal and the negative electrode terminal of the laminated battery.
  • FIG. 6A is a diagram illustrating a square-wave AC signal output from a waveform forming unit that forms an AC current waveform to a power supply unit.
  • 6B is a diagram illustrating an amplitude spectrum of the square-wave AC signal illustrated in FIG. 6A.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of a synchronous detection circuit that detects an AC potential difference detection signal output from the detection unit based on a square-wave AC signal.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of a calculation unit that calculates the internal impedance of the laminated battery.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating fluctuations in the AC current and the AC potential difference with respect to the sampling period of the detection signal.
  • FIG. 10A is a diagram illustrating an example of an amplitude spectrum of a detection signal output from the detection unit.
  • FIG. 10B is a diagram showing a fundamental wave and a harmonic component extracted from the amplitude spectrum shown in FIG. 10A.
  • FIG. 11A is a diagram illustrating an example of a phase spectrum of a detection signal indicating an AC potential difference output from the detection unit.
  • FIG. 11B is a diagram showing fundamental and harmonic components extracted from the spectrum shown in FIG. 11A.
  • FIG. 12 is a flowchart showing a measuring method of the impedance measuring apparatus.
  • FIG. 13 is a flowchart illustrating an example of a procedure of the impedance calculation process illustrated in FIG.
  • FIG. 14 is a time chart illustrating an example when equipotential control is executed to match the positive-side AC potential difference and the negative-side AC potential difference.
  • FIG. 15 is a diagram showing AC potential components generated at the positive electrode terminal and the negative electrode terminal of the laminated battery by equipotential control.
  • FIG. 12 is a flowchart showing a measuring method of the impedance measuring apparatus.
  • FIG. 13 is a flowchart illustrating an example of a procedure of the impedance calculation process illustrated in FIG.
  • FIG. 14 is a time chart
  • FIG. 16 is a time chart illustrating an example of impedance calculation processing.
  • FIG. 17A is a conceptual diagram showing a square-wave AC signal in the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 17B is a conceptual diagram showing an amplitude spectrum of the square-wave AC signal shown in FIG. 17A.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration of a waveform forming unit in the present embodiment.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating a square waveform in which the fundamental wave is deformed by the waveform forming unit.
  • 20A is a diagram showing an amplitude spectrum of the fundamental wave signal shown in FIG. 20B is a diagram illustrating an amplitude spectrum of the square-wave AC signal illustrated in FIG. 19.
  • FIG. 19 is a diagram showing an amplitude spectrum of the fundamental wave signal illustrated in FIG. 19.
  • FIG. 21 is a diagram showing a configuration of a waveform forming unit in the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 22A is a diagram illustrating a square-wave AC signal formed by the waveform forming unit.
  • 22B is a diagram illustrating an amplitude spectrum of the square-wave AC signal illustrated in FIG. 22A.
  • FIG. 23 is a diagram showing a configuration of a waveform forming unit in the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 24A is a diagram illustrating a square-wave AC signal formed by the waveform forming unit.
  • FIG. 24B is a diagram showing an amplitude spectrum of the square-wave AC signal shown in FIG. 24A.
  • FIG. 25A is a diagram illustrating another example of a square-wave AC signal formed by the waveform forming unit.
  • FIG. 25B is a diagram showing an amplitude spectrum of the square-wave AC signal shown in FIG. 25A.
  • FIG. 26 is a diagram illustrating a square-wave AC signal including even-order harmonic components.
  • FIG. 27 is a diagram showing a configuration of an impedance measuring apparatus according to the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 28 is a diagram illustrating a configuration of a calculation unit in the present embodiment.
  • FIG. 29 is a diagram illustrating a functional configuration of the synchronous detection processing performed by the calculation unit.
  • FIG. 1A is a diagram illustrating an example of a laminated battery that is a measurement target of the impedance measuring apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 1A shows an external perspective view of a fuel cell stack 1 in which a plurality of battery cells are stacked as an example of a stacked battery.
  • the fuel cell stack 1 includes a plurality of power generation cells 10, a current collecting plate 20, an insulating plate 30, an end plate 40, and four tension rods 50.
  • the power generation cell 10 is a so-called battery cell, and indicates one fuel cell among a plurality of fuel cells stacked on the fuel cell stack 1.
  • the power generation cell 10 generates an electromotive voltage of about 1 V (volt), for example.
  • the detailed configuration of the power generation cell 10 will be described later with reference to FIG. 1B.
  • the current collecting plate 20 is disposed outside the power generation cell group in which the power generation cells 10 are stacked.
  • the current collecting plate 20 is formed of a gas impermeable conductive member, for example, dense carbon.
  • a positive electrode terminal 211 is provided on the current collecting plate 20 corresponding to the positive electrode (positive electrode) of the fuel cell stack 1
  • a negative electrode terminal 212 is provided on the current collecting plate 20 corresponding to the negative electrode (negative electrode) of the fuel cell stack 1. Is provided. Note that, from the negative electrode terminal 212, electrons e ⁇ generated in each power generation cell 10 are taken out to the outside.
  • a midpoint terminal 213 is provided in the power generation cell 10 located at a midpoint between the positive terminal 211 and the negative terminal 212.
  • the midpoint terminal 213 is provided in the power generation cell 10 located in the middle (midpoint) among the plurality of power generation cells 10 stacked from the positive electrode terminal 211 to the negative electrode terminal 212.
  • the midpoint terminal 213 may be provided in a battery cell located at a position away from the midpoint between the positive electrode terminal 211 and the negative electrode terminal 212.
  • the insulating plates 30 are respectively arranged outside the current collecting plate 20.
  • the insulating plate 30 is formed of an insulating member such as rubber.
  • the end plate 40 is disposed outside the insulating plate 30.
  • the end plate 40 is made of a rigid metal material such as steel.
  • One end plate 40 (the left front end plate 40 in FIG. 1A) has an anode supply port 41a, an anode discharge port 41b, a cathode supply port 42a, a cathode discharge port 42b, and a cooling water supply port 43a.
  • a cooling water discharge port 43b is provided.
  • the anode discharge port 41b, the cooling water discharge port 43b, and the cathode supply port 42a are provided on the right side in the drawing.
  • the cathode discharge port 42b, the cooling water supply port 43a, and the anode supply port 41a are provided on the left side in the drawing.
  • the tension rods 50 are arranged near the four corners of the end plate 40, respectively.
  • the fuel cell stack 1 has a hole (not shown) penetrating therethrough.
  • the tension rod 50 is inserted through the through hole.
  • the tension rod 50 is formed of a rigid metal material such as steel.
  • the tension rod 50 is insulated on the surface in order to prevent an electrical short circuit between the power generation cells 10.
  • a nut (not shown because it is in the back) is screwed into the tension rod 50. The tension rod 50 and the nut tighten the fuel cell stack 1 in the stacking direction.
  • a method of supplying hydrogen as anode gas to the anode supply port 41a for example, there are a method of directly supplying hydrogen gas from a hydrogen storage device or a method of reforming and supplying a hydrogen-containing fuel.
  • the fuel containing hydrogen include natural gas, methanol, and gasoline.
  • Air is generally used as the cathode gas supplied to the cathode supply port 42a.
  • FIG. 1B is an exploded view showing the structure of the power generation cells 10 stacked on the fuel cell stack 1.
  • the power generation cell 10 has a structure in which an anode separator 12a and a cathode separator 12b are disposed on both surfaces of a membrane electrode assembly (MEA) 11.
  • MEA membrane electrode assembly
  • MEA 11 has electrode catalyst layers 112 formed on both surfaces of an electrolyte membrane 111 made of an ion exchange membrane.
  • a gas diffusion layer (gas diffusion layer: GDL) 113 is formed on the electrode catalyst layer 112.
  • the electrode catalyst layer 112 is formed of, for example, carbon black particles on which platinum is supported.
  • the GDL 113 is formed of a member having sufficient gas diffusibility and conductivity, for example, carbon fiber.
  • the anode gas supplied from the anode supply port 41a flows through the GDL 113a, reacts with the anode electrode catalyst layer 112 (112a), and is discharged from the anode discharge port 41b.
  • the cathode gas supplied from the cathode supply port 42a flows through the GDL 113b, reacts with the cathode electrode catalyst layer 112 (112b), and is discharged from the cathode discharge port 42b.
  • the anode separator 12a is overlaid on one side of the MEA 11 (back side in FIG. 1B) via the GDL 113a and the seal 14a.
  • the cathode separator 12b is overlaid on one side (the surface in FIG. 1B) of the MEA 11 via the GDL 113b and the seal 14b.
  • the anode separator 12a and the cathode separator 12b are formed by press-molding a metal separator base such as stainless steel so that a reaction gas channel is formed on one surface and alternately arranged with the reaction gas channel on the opposite surface.
  • a cooling water flow path is formed. As shown in FIG. 1B, the anode separator 12a and the cathode separator 12b are overlapped to form a cooling water flow path.
  • the MEA 11, the anode separator 12a, and the cathode separator 12b are respectively formed with holes 41a, 41b, 42a, 42b, 43a, 43b, which are stacked to be an anode supply port 41a, an anode discharge port 41b, and a cathode supply port.
  • 42a, cathode discharge port 42b, cooling water supply port 43a and cooling water discharge port 43b are formed.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of the impedance measuring apparatus 5 in the first embodiment of the present invention.
  • the fuel cell stack 1 is a stacked battery that is connected to the load 3 and supplies power to the load 3.
  • the fuel cell stack 1 has an impedance inside.
  • the fuel cell stack 1 is mounted on a vehicle, for example.
  • the load 3 is an electric load such as an electric motor or an auxiliary machine used for power generation of the fuel cell stack 1.
  • the auxiliary machine connected to the fuel cell stack 1 is, for example, a compressor for supplying cathode gas to the fuel cell stack 1 or a heater for heating the cooling water of the fuel cell stack 1 when the fuel cell stack 1 is warmed up. Etc.
  • the control unit (C / U) 6 controls the power generation state, the wet state, the internal pressure state, the temperature state, and the like of the fuel cell stack 1 according to the operating state of the load 3. For example, the control unit 6 controls the flow rate and pressure of the cathode gas and the anode gas supplied to the fuel cell stack 1 based on the power required from the load 3.
  • the control unit 6 uses the measured value of the internal resistance of the fuel cell stack 1 correlated with the wetness of the electrolyte membrane 111 so that the electrolyte membrane 111 does not become dry or excessively wet. Adjust the gas flow rate and gas pressure. As described above, the measured value of the internal impedance of the fuel cell stack 1 is used for the purpose of maintaining the power generation performance of the fuel cell stack 1 or detecting the abnormality.
  • the impedance measuring device 5 measures the internal impedance of the fuel cell stack 1. For example, the impedance measuring device 5 measures the internal resistance R of the fuel cell stack 1 and transmits the measured value to the control unit 6.
  • the impedance measuring device 5 includes a positive side DC cutoff unit 511, a negative side DC cutoff unit 512, a midpoint DC cutoff unit 513, a positive side detection unit 521, a negative side detection unit 522, and a positive side power supply unit 531. , A negative power supply unit 532, an AC adjustment unit 540, and a calculation unit 550.
  • the positive-side DC blocking unit 511, the negative-side DC blocking unit 512, and the mid-point DC blocking unit 513 are DC blocking means that block the DC signal and pass the AC signal, respectively.
  • the DC blockers 511 to 513 are realized by, for example, a capacitor or a transformer.
  • blocking part 513 shown with the broken line it is omissible.
  • the positive electrode side detection unit 521 and the negative electrode side detection unit 522 are at least one of an AC potential difference generated between the positive electrode terminal 211 and the halfway point terminal 213 and an AC potential difference generated between the negative electrode terminal 212 and the halfway point terminal 213.
  • a detecting means for detecting an AC potential difference is configured.
  • the positive electrode side detection unit 521 has a potential difference (hereinafter referred to as “AC potential difference”) between an AC potential Va serving as an AC component of the potential generated at the positive electrode terminal 211 and a potential Vc generated between the DC blocking unit 513 and the ground line (GND). V1 ").
  • AC potential difference a potential difference between an AC potential Va serving as an AC component of the potential generated at the positive electrode terminal 211 and a potential Vc generated between the DC blocking unit 513 and the ground line (GND).
  • the positive electrode side detection unit 521 outputs a detection signal whose value changes according to the amplitude of the AC potential difference V1 to the AC adjustment unit 540 and the calculation unit 550. For example, the level of the detection signal increases as the AC potential difference V1 increases, and the level of the detection signal decreases as the AC potential difference V1 decreases.
  • the first input terminal is connected to the positive electrode terminal 211 via the DC blocking unit 511, the second input terminal is grounded, and the output terminal is connected to each of the AC adjustment unit 540 and the calculation unit 550. Is done.
  • the negative electrode side detection unit 522 has a potential difference (hereinafter referred to as “AC potential difference V2”) between the AC potential Vb, which is an AC component of the potential generated at the negative electrode terminal 212, and the potential Vc generated between the DC blocking unit 513 and the ground line (GND). ”) Is detected.
  • AC potential difference V2 a potential difference between the AC potential Vb, which is an AC component of the potential generated at the negative electrode terminal 212
  • Vc generated between the DC blocking unit 513 and the ground line (GND).
  • the negative electrode side detection unit 522 outputs a detection signal whose value changes according to the amplitude of the AC potential difference V2 to the calculation unit 550.
  • the first input terminal is connected to the negative electrode terminal 212 through the DC blocking unit 512
  • the second input terminal is grounded
  • the output terminal is connected to each of the AC adjustment unit 540 and the calculation unit 550. Is done.
  • the positive power supply unit 531 and the negative power supply unit 532 are power supply means for outputting an alternating current to the fuel cell stack 1.
  • the positive electrode side power supply unit 531 outputs the alternating current I1 formed for measuring the internal impedance of the fuel cell stack 1 to the positive electrode terminal 211 via the positive electrode side DC blocking unit 511.
  • the amplitude of the alternating current I1 is controlled by the alternating current adjusting unit 540.
  • the positive-side power supply unit 531 is realized by a voltage-current conversion circuit configured by an operational amplifier (Operational Amplifier; OA), for example.
  • the negative power source unit 532 outputs an alternating current I2 having the same frequency component as the alternating current I1 to the negative terminal 212 via the negative side DC blocking unit 512.
  • the amplitude of the alternating current I2 is controlled by the alternating current adjusting unit 540.
  • the configuration of the negative electrode side detection unit 522 is the same as the configuration of the positive electrode side detection unit 521.
  • the AC adjustment unit 540 adjusts the amplitude of the AC current output from at least one of the positive power supply unit 531 and the negative power supply unit 532 so that the positive AC potential Va and the negative AC potential Vb coincide with each other. It is the adjustment means to adjust.
  • the AC adjustment unit 540 is realized by, for example, a PI (Proportional Integral) control circuit. Note that the AC adjustment unit 540 may adjust not only the amplitude deviation between the positive AC potential Va and the negative AC potential Vb but also the phase deviation.
  • the computing unit 550 constitutes computing means for computing the internal impedance of the fuel cell stack 1 based on the alternating currents I1 and I2 and the alternating potential differences V1 and V2 adjusted by the alternating current adjusting unit 540.
  • the calculation unit 550 receives detection signals indicating the AC potential differences V1 and V2 from each of the positive electrode side detection unit 521 and the negative electrode side detection unit 522, and receives an alternating current I1 from each of the positive electrode side power supply unit 531 and the negative electrode side power supply unit 532. And a detection signal indicating I2.
  • the calculation unit 550 calculates the internal resistance R1 on the positive electrode side of the fuel cell stack 1 by dividing the amplitude of the AC potential difference V1 by the amplitude of the AC current I1. At the same time, the calculation unit 550 divides the amplitude of the AC potential difference V2 by the amplitude of the AC current I2, and calculates the internal resistance R2 on the negative electrode side of the fuel cell stack 1. Then, the calculation unit 550 calculates the internal resistance R of the entire fuel cell stack 1 by adding the internal resistance R1 on the positive electrode side and the internal resistance R2 on the negative electrode side.
  • the calculation unit 550 may obtain a phase shift of the AC potential differences V1 and V2 with respect to the AC currents I1 and I2 and correct the internal impedance of the fuel cell stack 1 according to these phase shifts.
  • the calculation unit 550 is realized by, for example, an AD (Analog Digital) converter or a microcomputer chip.
  • an analog arithmetic circuit including an analog arithmetic IC may be used as the arithmetic unit 550.
  • the analog arithmetic circuit it is possible to output a temporally continuous change in resistance value to the control unit 6.
  • the control unit 6 When the control unit 6 receives the internal resistance R output from the calculation unit 550, the control unit 6 controls the operation state of the fuel cell stack 1 according to the magnitude of the internal resistance R. For example, when the internal resistance R becomes higher than a predetermined reference value, the control unit 6 determines that the electrolyte membrane 111 of the fuel cell stack 1 is dry and is supplied to the fuel cell stack 1. Reduce the cathode gas flow. Thereby, the amount of moisture taken out from the fuel cell stack 1 can be reduced by the flow rate of the cathode gas.
  • the impedance measuring device 5 includes an internal resistance R1 between the positive terminal 211 and the midpoint terminal 213 of the fuel cell stack 1 and an internal resistance R2 between the negative terminal 212 and the midpoint terminal 213 of the fuel cell stack 1.
  • R1 internal resistance between the positive terminal 211 and the midpoint terminal 213 of the fuel cell stack 1
  • R2 internal resistance between the negative terminal 212 and the midpoint terminal 213 of the fuel cell stack 1.
  • the present invention is not limited to this.
  • connection terminal is provided for each of the n power generation cells 10 stacked on the fuel cell stack 1, and the impedance Rn of each battery cell n between adjacent connection terminals is calculated.
  • the overall internal resistance R may be calculated.
  • the DC blocking units 511 to 513 are both realized by capacitors, and the positive electrode side detection unit 521 and the negative electrode side detection unit 522 are both realized by differential amplifiers.
  • One electrode of the capacitor constituting the positive side DC blocking unit 511 is connected to the positive terminal 211 of the fuel cell stack 1, and the other electrode is connected between the output terminal of the positive side power source unit 531.
  • One electrode of the capacitor constituting the negative electrode side DC blocking unit 512 is connected to the negative electrode terminal 212 of the fuel cell stack 1, and the other electrode is connected between the output terminal of the negative electrode side power supply unit 532.
  • One electrode of the capacitor constituting the midpoint DC blocking unit 513 is connected to the midpoint terminal 213 of the fuel cell stack 1, and the other electrode together with the second input terminal of the positive electrode side detection unit 521 is the negative electrode side detection unit 522. To the second input terminal. Furthermore, the other electrode is connected to the ground line 533.
  • the ground line 533 is a signal line that is grounded (GND) so that the potential becomes 0 V (volt).
  • the positive electrode side detection unit 521 outputs a value obtained by subtracting the potential Vc from the AC potential Va as a detection signal of the AC potential difference V1.
  • the AC potential Va is a signal composed of an AC component that passes through the positive-side DC blocking unit 511 among signals output from the positive terminal 211.
  • the potential Vc is a signal composed of an AC component that passes through the midpoint DC blocking unit 513 among signals output from the midpoint terminal 213.
  • the negative electrode side detection unit 522 has basically the same configuration as the positive electrode side detection unit 521. Therefore, description of the configuration of the negative electrode side detection unit 522 is omitted here.
  • the positive power supply unit 531 includes a voltage / current conversion circuit 5311 and a synchronous detection circuit 5312.
  • the voltage-current conversion circuit 5311 converts an AC command voltage V i1 having a frequency component necessary for measuring the impedance of the fuel cell stack 1 into an AC current I1, and outputs the AC current I1 to the DC cutoff unit 511. .
  • the AC command voltage V i1 here is a current command signal output from the AC adjustment unit 540 to the positive power supply unit 531.
  • the voltage-current conversion circuit 5311 has an operational amplifier OA1 that outputs an alternating current I1 according to the alternating current command voltage V i1 , a detection resistance element Rs, and an alternating current according to the detection voltage V i1 — s generated between the terminals of the detection resistance element Rs.
  • An operational amplifier OA2 for adjusting the amplification factor of the current I1 and resistance elements R1 to R5 are included.
  • the operational amplifier OA1 outputs an alternating current I1 that is proportional to the alternating current command voltage Vi1.
  • the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier OA1 is connected to the positive terminal of the AC adjusting unit 540, and the inverting input terminal ( ⁇ ) is connected to the output terminal of the current adjusting operational amplifier OA2 via the resistor element R5.
  • the output terminal of the operational amplifier OA1 is grounded via the resistance element R2 and the resistance element R3.
  • the detection resistance element Rs is a resistance element provided for detecting the magnitude of the alternating current I1 output from the operational amplifier OA1.
  • One end of the detection resistor element Rs is connected to the output terminal of the operational amplifier OA1, and the other end of the detection resistor element Rs is connected to the inverting input terminal ( ⁇ ) of the operational amplifier OA2 and the positive-side DC blocking unit 511.
  • the detection voltage V i1 — s generated in the detection resistance element Rs is a value (I ⁇ R) obtained by multiplying the value of the alternating current I1 output to the fuel cell stack 1 by the resistance value of the detection resistance element Rs, and the alternating current I1 Is proportional to the size of
  • the operational amplifier OA2 detects the magnitude of the detection voltage V i1 — s generated in the detection resistance element Rs.
  • the detection signal V i1 — s output from the operational amplifier OA2 is fed back to the inverting input terminal ( ⁇ ) of the operational amplifier OA1.
  • the operational amplifier OA1 increases or decreases the alternating current I1 according to the detection signal V i1 — s . Thereby, the amplitude of the alternating current I1 is adjusted to be proportional to the amplitude of the alternating current command voltage V i1 .
  • the resistance values of the resistance elements R1 to R5 are appropriately set according to the circuit design of the impedance measuring device 5.
  • the synchronous detection circuit 5312 removes an unnecessary signal included in the detection signal V i1 — s .
  • the synchronous detection circuit 5312 extracts only a signal having the same frequency component as the alternating current I1 and having the same phase as the alternating current I1.
  • the synchronous detection circuit 5312 outputs a detection signal I1 from which unnecessary signals are removed to the arithmetic unit 550.
  • the detection signal I1 output from the synchronous detection circuit 5312 is a DC signal that is proportional to the amplitude of the AC current I1.
  • the operational amplifier OA1 outputs the alternating current I1 based on the current command signal V i1 from the alternating current adjustment unit 540.
  • the alternating current I1 output from the operational amplifier OA1 is detected by the detection resistance element Rs and the operational amplifier OA2, and unnecessary signal components are removed from the detected signal V i1 — s by the synchronous detection circuit 5312. Then, the detection signal I1 from which the unnecessary signal is removed is output to the calculation unit 550.
  • the AC adjusting unit 540 adjusts the amplitude of the AC current I1 output from the positive power supply unit 531 and the amplitude of the AC current I2 output from the negative power supply unit 532.
  • AC adjustment unit 540 includes an amplitude adjustment circuit 541 and an AC signal source 600.
  • the amplitude adjustment circuit 541 includes a positive-side synchronous detection circuit 5411, a subtracter 5421, an integration circuit 5431, and a multiplier 5441, and a negative-side synchronous detection circuit 5412, a subtractor 5422, an integration circuit 5432, and a multiplier 5442. Further, the amplitude adjustment circuit 541 includes two reference power sources 542 having the same configuration.
  • the reference power source 542 is a voltage (hereinafter referred to as “reference voltage Vs”) based on 0 V (volt) in order to make the positive-side AC potential difference V1 generated in the fuel cell stack 1 coincide with the negative-side AC potential difference V2. Is output.
  • the value of the reference voltage Vs is appropriately set according to the design or experiment of the impedance measuring device 5.
  • a reference power source 542 that outputs the reference voltage Vs to the positive-side subtractor 5421 and a reference power source 542 that outputs the reference voltage Vs to the negative-side subtractor 5422 are provided separately, but one reference A signal output from the power source 542 may be input to the subtracters 5421 and 5422.
  • the synchronous detection circuit 5411 extracts a signal component having the same frequency as the alternating current I1 and having the same phase as the alternating current I1 from the detection signal V1 output from the positive electrode side detection unit 521. That is, the synchronous detection circuit 5411 extracts only the in-phase component of the detection signal V1, that is, the real axis component.
  • the in-phase component here is a signal component having the same phase with respect to the alternating current I1 in the detection signal V1. Since the in-phase component is used to calculate the internal resistance of the fuel cell stack 1, it can also be called a resistance component.
  • the synchronous detection circuit 5411 multiplies the detection signal V1 by an in-phase signal Sw that is an AC signal having the same frequency component as the AC current I1 and has the same phase as the AC current I1, and the multiplied AC signal. Is smoothed and converted to a DC detection signal. The detection signal after conversion changes according to the amplitude of the AC potential difference V1. The synchronous detection circuit 5411 outputs the converted detection signal to the subtracter 5421 as the amplitude of the AC potential difference V1.
  • the subtracter 5421 outputs a difference signal proportional to the deviation width from the reference voltage Vs to the integration circuit 5431 by subtracting the reference voltage Vs from the detection signal output from the synchronous detection circuit 5411. For example, the level of the difference signal becomes higher as the deviation width from the reference voltage Vs becomes larger than zero.
  • the integrating circuit 5431 integrates the difference signal output from the subtractor 5421, thereby averaging the difference signal or adjusting the sensitivity. Integration circuit 5431 then outputs the integrated difference signal to multiplier 5441.
  • the multiplier 5441 generates the AC command voltage V i1 that converges the amplitude of the AC potential difference V1 generated in the fuel cell stack 1 to the reference voltage Vs by multiplying the AC signal Sw by the difference signal output from the integration circuit 5431. .
  • the amplitude of the AC command voltage V i1 increases as the level of the difference signal output from the subtractor 5421 increases.
  • the multiplier 5441 outputs the generated AC command voltage V i1 to the positive power supply unit 531 as a command signal of the AC current I1.
  • the AC command voltage V i1 is converted into an AC current I1 by the positive power supply unit 531.
  • the negative-side synchronous detection circuit 5412, the subtractor 5422, the integration circuit 5432, and the multiplier 5442 have the same configuration as the positive-side synchronous detection circuit 5411, the subtractor 5421, the integration circuit 5431, and the multiplier 5441, respectively. Therefore, description of these configurations is omitted here.
  • the amplitude adjustment circuit 541 adjusts the amplitude of the alternating current I1 output from the positive power supply unit 531 so that the amplitude of the alternating potential difference V1 generated in the fuel cell stack 1 converges to the reference voltage Vs.
  • the amplitude adjustment circuit 541 adjusts the amplitude of the AC current I2 output from the negative power supply unit 532 so that the amplitude of the AC potential difference V2 generated in the fuel cell stack 1 converges to the reference voltage Vs.
  • the amplitude of the AC potential Va between the positive side DC cutoff unit 511 and the positive side power source unit 531 and the amplitude of the AC potential Vb between the negative side DC cutoff unit 512 and the negative side power source unit 532 are the same. Controlled by level.
  • the AC potential Va superimposed on the positive electrode terminal 211 of the fuel cell stack 1 and the AC potential Vb superimposed on the negative electrode terminal 212 coincide with each other. Therefore, it is possible to suppress leakage of the alternating currents I1 and I2 output from the impedance measuring device 5 to the fuel cell stack 1 toward the load 3.
  • controlling the positive power supply unit 531 and the negative power supply unit 532 so that the AC potential Va and the AC potential Vb are equal to each other is referred to as “equipotential control”.
  • the AC signal source 600 is a circuit that outputs a waveform signal Sw for forming the waveforms of the AC currents I1 and I2.
  • the fuel cell stack 1 contains electrical components such as a resistance component of the electrolyte membrane, a resistance component accompanying the electrode reaction, and a capacitance component. Since these electric components change in value according to the frequencies of the alternating currents I1 and I2, it is possible to estimate each electric component by obtaining the relationship between the measurement frequency and its internal impedance.
  • the impedance measuring device 5 has a circuit configuration that can output alternating currents I1 and I2 having a plurality of frequency components to the fuel cell stack 1.
  • the impedance measuring device 5 is provided with a plurality of oscillation circuits that oscillate an AC signal for each measurement frequency, the circuit scale of the impedance measuring device 5 increases and the manufacturing cost increases.
  • the AC signal source 600 generates a waveform signal Sw including harmonic components with respect to the fundamental waves of the AC currents I1 and I2.
  • the frequency of the harmonic component can be used for measuring the internal impedance.
  • the AC signal source 600 outputs a rectangular wave AC signal as the waveform signal Sw.
  • the AC signal source 600 outputs a rectangular wave AC signal to the synchronous detection circuit 5411 and the synchronous detection circuit 5412, and also outputs it to the synchronous detection circuit 5312 of the positive power supply unit 531 and the negative power supply unit 532.
  • the frequency fm of the fundamental wave included in the waveform signal Sw is set to a predetermined value suitable for measuring the internal impedance of the fuel cell stack 1.
  • the value of the frequency fm of the fundamental wave is set between several Hz (hertz) and several tens of Hz.
  • AC signal source 600 includes a fundamental wave oscillation circuit 610 and a waveform forming unit 620.
  • the fundamental wave oscillation circuit 610 constitutes a power supply means for outputting alternating currents I1 and I2 to the fuel cell stack 1.
  • Fundamental wave oscillation circuit 610 outputs an AC signal having a predetermined frequency fm as a fundamental wave of AC currents I1 and I2.
  • the fundamental wave oscillation circuit 610 outputs, for example, a sine wave signal, which is an AC signal composed of a 10 Hz sine wave, to the waveform forming unit 620.
  • the waveform forming unit 620 forms a rectangular wave based on the frequency fm of the fundamental wave output from the fundamental wave oscillation circuit 610.
  • the waveform forming unit 620 includes a ROM (Read Only Memory), and the ROM stores waveform data for forming a rectangular wave. For example, the waveform forming unit 620 switches the waveform signal Sw from “+1” to “ ⁇ 1” when the sine wave signal reaches “0” from “+1”, and then the sine wave signal is “ ⁇ 1”. The waveform signal Sw is switched from “ ⁇ 1” to “+1” when “0” is reached.
  • ROM Read Only Memory
  • FIG. 6 is a diagram relating to the waveform signal Sw formed by the waveform forming unit 620.
  • FIG. 6A is a waveform diagram showing a temporal change of a rectangular wave.
  • 6B is a diagram illustrating an amplitude spectrum of the rectangular wave illustrated in FIG. 6A.
  • FIG. 6A shows the waveform of the waveform signal Sw output from the waveform forming unit 620.
  • the amplitude of the waveform signal Sw shown in the waveform data is Vm
  • the apex is “+ Vm”
  • the base is “ ⁇ Vm”.
  • the waveform signal Sw is a rectangular wave that fluctuates between “+ Vm” and “ ⁇ Vm” around 0 (zero).
  • This rectangular wave is formed by alternately switching between the H (High) level and the L level (High) level based on the frequency fm of the fundamental wave.
  • the rectangular wave is set so that the H level period maintained constant at “+ Vm” and the L level period maintained constant at “ ⁇ Vm” are equal to each other. That is, the duty ratio of the rectangular wave is set to 50%.
  • FIG. 6B shows harmonic components for the fundamental wave of the rectangular wave shown in FIG. 6A.
  • the signal component of frequency 3fm which is three times the fundamental frequency fm, is the third harmonic
  • the signal component of frequency 5fm which is five times the fundamental frequency fm
  • the fundamental frequency fm is
  • the signal component of the frequency 7fm multiplied by 7 is the seventh harmonic.
  • the rectangular wave waveform signal Sw is composed of odd harmonic components with respect to the fundamental wave.
  • the waveform forming unit 620 forms a rectangular wave with reference to the frequency fm of the fundamental wave, so that the waveforms of the alternating currents I1 and I2 become the same rectangular wave as the waveform signal Sw.
  • the currents I1 and I2 can be output to the fuel cell stack 1. For this reason, the range of the frequency which can be measured with the impedance measuring apparatus 5 can be expanded.
  • the internal impedance of the fuel cell stack 1 can be measured for each of a plurality of different frequencies without providing a plurality of oscillation circuits in the impedance measuring device 5. Therefore, it is possible to measure internal impedance at a plurality of different frequencies while suppressing an increase in circuit scale and manufacturing cost of the impedance measuring device 5.
  • a rectangular wave having the same H level period and L level period is generated.
  • a rectangular wave having a different H level period and L level period that is, a rectangular wave having a duty ratio not 50% is generated.
  • Such an AC signal includes even-order harmonic components in addition to odd-order harmonic components, so that interference between adjacent harmonics increases and the number of harmonic components increases. As the frequency increases, the amplitude of each harmonic component becomes smaller.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of the synchronous detection circuits 5411 and 5412 that synchronously detect the detection signals V1 and V2 including harmonic components.
  • the synchronous detection circuit 5411 includes a multiplier 5411A and a low-pass filter (LPF) 5411B.
  • LPF low-pass filter
  • the multiplier 5411A multiplies the detection signal of the AC potential difference V1 output from the positive electrode side detection unit 521 by the waveform signal Sw. As a result, the multiplier 5411A outputs a rectified waveform signal corresponding to the degree to which the waveform of the detection signal V1 matches the waveform of the waveform signal Sw.
  • the low-pass filter 5411B removes and smoothes the high-frequency region component of the rectified waveform signal output from the multiplier 5411A. That is, the low-pass filter 5411B extracts the DC component of the rectified waveform signal.
  • the DC component of the rectified waveform signal increases as the phase shift between the detection signal V1 and the AC current I1 decreases.
  • the synchronous detection circuit 5411 multiplies the detection signal V1 by the waveform signal Sw having the same phase as the alternating current I1, and has the same frequency component as the alternating current I1 from the detection signal V1, and the alternating current I1.
  • the signal component having the same phase as is extracted.
  • the synchronous detection circuit 5412 has the same configuration as that of the synchronous detection circuit 5411, and thus the description thereof is omitted here.
  • the synchronous detection circuit 5312 shown in FIG. 4 is also realized by the same configuration as the synchronous detection circuit 5411.
  • the calculation unit 550 includes AD converters 551A to 551D, a synchronization signal generator 551E, data holding units 552A to 552D, a Fourier transform processing unit 553, and an impedance calculation unit 554.
  • the synchronization signal generator 551E generates a synchronization signal S clk that synchronizes the sampling timings of the AD converters 551A to 551D.
  • the AD converters 551A to 551D simultaneously sample the detection signals indicating the alternating currents I1 and I2 and the detection signals indicating the AC potential differences V1 and V2, and convert the sampled detection signals into digital signals for each detection signal. Parts.
  • the AD converters 551A to 551D convert an analog signal into a digital signal based on the common synchronization signal S clk output from the synchronization signal generator 551E.
  • the AD converters 551 to 551D record the converted digital signals in the data holding unit 552A.
  • the AD converter 551A converts the detection signal output from the synchronous detection circuit 5312 of the positive power supply unit 531 into a digital signal and records the digital signal as the positive AC current I1 in the data holding unit 552A.
  • the AD converter 551B converts the detection signal output from the positive electrode side detection unit 521 into a digital signal and records it as a positive electrode side AC potential difference V1 in the data holding unit 552B.
  • the AD converter 551C converts the detection signal output from the negative electrode side detection unit 522 into a digital signal and records the digital signal in the data holding unit 552C as the negative electrode side AC potential difference V2.
  • the AD converter 551D converts the detection signal output from the synchronous detection circuit of the negative power supply unit 532 into a digital signal and records the digital signal as the negative AC current I2 in the data holding unit 552D.
  • the data holding units 552A to 552D are memories that hold the digital signals generated by the AD converters 551A to 551D in time series, respectively.
  • the Fourier transform processing unit 553 constitutes a processing unit that calculates the amplitude spectrum of each detection signal by time division based on each digital signal converted by the AD converters 551A to 551D. Then, the Fourier transform processing unit 553 extracts each measurement frequency of the fundamental wave and the harmonic component based on the amplitude spectrum of each detection signal.
  • the Fourier transform processing unit 553 performs a fast Fourier transform process on the digital signals held in the data holding units 552A to 552D.
  • the Fourier transform processing unit 553 and the impedance calculation unit 554 are configured by, for example, one microchip.
  • Fourier transform processing unit 553 converts time-series digital signal I1 held in data holding unit 552A from the time domain to the frequency domain. Subsequently, the Fourier transform processing unit 553 converts the time-series digital signal V1 held in the data holding unit 552B from the time domain to the frequency domain.
  • the Fourier transform processing unit 553 converts the time-series digital signal V2 held in the data holding unit 552C from the time domain to the frequency domain. Subsequently, the Fourier transform processing unit 553 converts the time-series digital signal I2 held in the data holding unit 552D from the time domain to the frequency domain.
  • the Fourier transform processing unit 553 calculates the amplitude and phase of the frequency components included in the alternating currents I1 and I2, and calculates the amplitude and phase of the frequency included in the AC potential differences V1 and V2. Specifically, the Fourier transform processing unit 553 extracts the fundamental wave and the harmonic component from the amplitude spectrum of the detection signals I1, I2, V1, and V2.
  • the Fourier transform processing unit 553 outputs the amplitude and phase of the AC potential difference V1 and the amplitude and phase of the AC current I1 to the impedance calculation unit 554 for each frequency component of the detection signal. Subsequently, the Fourier transform processing unit 553 outputs the amplitude and phase of the AC potential difference V2 and the amplitude and phase of the AC current I2 to the impedance calculation unit 554 for each frequency component of the detection signal.
  • the impedance calculation unit 554 acquires the amplitude of the AC potential difference V1 and the amplitude of the AC current I1 for each frequency component of the detection signal from the Fourier transform processing unit 553.
  • the impedance calculation unit 554 calculates the internal resistance R1 based on the amplitude of the AC potential difference V1 acquired for each frequency component and the amplitude of the AC current I1.
  • the impedance calculation unit 554 acquires the amplitude of the AC potential difference V2 and the amplitude of the AC current I2 for each frequency component of the detection signal from the Fourier transform processing unit 553. And the impedance calculating part 554 calculates internal resistance R2 based on the amplitude of AC potential difference V2 acquired for every frequency component, and the amplitude of AC current I2.
  • the impedance calculation unit 554 calculates the internal resistance R at the fundamental frequency fm, and calculates the internal resistance R at the third harmonic frequency 3fm.
  • the impedance calculator 554 calculates the internal resistance R at the fifth harmonic frequency 5fm, and calculates the internal resistance R at the seventh harmonic frequency 7fm.
  • the impedance measuring apparatus 5 measures the internal resistance R of the fuel cell stack 1 for each frequency of the harmonic component included in the detection signals V1 and V2.
  • the impedance calculation unit 554 may correct the internal impedance of the fuel cell stack 1 according to the phase shift between the alternating current and the alternating potential difference of each frequency output from the Fourier transform processing unit 553.
  • the impedance calculation unit 554 calculates impedance components such as a resistance component and a reaction resistance component of the electrolyte membrane of the fuel cell stack 1 based on the measured internal impedance of each frequency. The impedance calculation unit 554 outputs these calculation results to the control unit 6.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of each detection signal input to the calculation unit 550.
  • FIG. 9A is a diagram showing a change with time of the amplitude of the alternating current I1.
  • FIG. 9B is a diagram showing a change over time of the amplitude of the AC potential difference V1.
  • the horizontal axes in FIGS. 9A and 9B are common time axes.
  • the waveform of the detection signal is a triangular wave, the envelope changes in the same way even with a rectangular wave.
  • the amplitudes of the detection signal I1 and the detection signal V1 vary within the period of the synchronization signal S clk due to the variation of the fuel cell stack 1 and the load 3 and the like. . For this reason, the accuracy of measuring the impedance decreases as the difference between the sampling timings of the detection signal I1 and the detection signal V1 increases.
  • the difference in sampling timing between the detection signals I1, I2, V1, and V2 is small. Become. Therefore, the internal impedance can be accurately measured even in a situation where the amplitudes of the detection signals I1, I2, V1, and V2 vary within the period of the synchronization signal S clk .
  • 10A and 10B are diagrams illustrating an example of the arithmetic processing performed by the Fourier transform processing unit 553.
  • FIG. 10A is a diagram illustrating an amplitude spectrum of a detection signal calculated by the Fourier transform processing unit 553.
  • FIG. 10A shows an amplitude spectrum of a detection signal obtained by detecting the AC potential difference V1 on the positive electrode side.
  • the horizontal axis is the frequency freq
  • the vertical axis is the amplitude Amp.
  • the Fourier transform processing unit 553 calculates the amplitude A of each frequency f by performing fast Fourier transform on the detection signal of the AC potential difference V1 held in the data holding unit 552A. Similarly, the Fourier transform processing unit 553 calculates an amplitude spectrum for detection signals of the alternating current I1, the alternating potential difference V2, and the alternating current I2. These calculation results can be expressed as follows.
  • FIG. 10B is a diagram showing the amplitude A of the frequencies h1 to h4 of the fundamental wave and the harmonic components extracted from the amplitude spectrum shown in FIG. 10A.
  • the signal component of frequency h1 corresponds to the fundamental wave
  • the signal component of frequency h2 corresponds to the third harmonic
  • the signal component of frequency h3 corresponds to the fifth harmonic
  • the signal component of frequency h4 corresponds to the first harmonic.
  • the Fourier transform processing unit 553 identifies the frequencies h1 to h4 that are vertices in the amplitude spectrum shown in FIG. 10A as the measurement frequencies of the fundamental wave and the harmonics, and these frequencies h1 to h4. Is extracted. Similarly, the Fourier transform processing unit 553 extracts the frequencies of the fundamental wave h1 and the harmonics h2 to h4 and their amplitude A from the amplitude spectrum for the alternating current I1, the alternating potential difference V2, and the alternating current I2. These calculation results can be expressed as follows.
  • FIG. 11A is a diagram illustrating a phase spectrum of a detection signal calculated by the Fourier transform processing unit 553.
  • FIG. 11A shows a phase spectrum of a detection signal obtained by detecting the AC potential difference V1 on the positive electrode side.
  • the horizontal axis is the frequency freq
  • the vertical axis is the phase ⁇ .
  • the Fourier transform processing unit 553 calculates the phase ⁇ of each frequency f by performing fast Fourier transform on the detection signal of the AC potential difference V1 held in the data holding unit 552A. Similarly, the Fourier transform processing unit 553 calculates a phase spectrum for detection signals of the alternating current I1, the alternating potential difference V2, and the alternating current I2. These calculation results can be expressed as follows.
  • FIG. 11B is a diagram showing the phase ⁇ of the frequencies h1 to h4 of the fundamental wave and the harmonic components extracted from the phase spectrum shown in FIG. 11A.
  • the Fourier transform processing unit 553 extracts the phase ⁇ corresponding to the frequencies h1 to h4 specified in FIG. 10B from the phase spectrum shown in FIG. 11A. Similarly, for the alternating current I1, the alternating potential difference V2, and the alternating current I2, the Fourier transform processing unit 553 extracts the frequencies of the fundamental wave h1 and the harmonics h2 to h4 and their phases ⁇ from the phase spectrum.
  • the impedance calculation unit 554 causes the resistance component R of the impedance included in the fuel cell stack 1 for each measurement frequency h of the fundamental wave h1 and the harmonics h2 to h4. (H) and the reactance component X (h) are calculated.
  • the impedance calculation unit 554 calculates the phase of the AC potential difference V1 from the phase ⁇ i1 (h) of the AC current I1 for each measurement frequency h of the fundamental wave and the harmonic component. by subtracting ⁇ v1 (h), to calculate the impedance angle .theta.1 (h). At the same time, the impedance calculation unit 554 subtracts the phase ⁇ v2 (h) of the AC potential difference V2 from the phase ⁇ i2 (h) of the AC current I2 for each frequency h of the fundamental wave and the harmonic component to thereby reduce the impedance angle ⁇ 2. (H) is calculated.
  • the impedance calculation unit 554 generates the amplitude A v1 (h) of the AC potential difference V1 and the amplitude A i1 (h of the AC current I1 for each frequency h of the fundamental wave and the harmonic component. ) And the impedance angle ⁇ 1 (h), the positive-side resistance component R1 (h) and reactance component X1 (h) are calculated. At the same time, the impedance calculation unit 554 sets the amplitude A v2 (h) of the AC potential difference V2, the amplitude A i2 (h) of the AC current I2, and the impedance angle ⁇ 2 (h) for each frequency h of the fundamental wave and the harmonic component. Based on this, the resistance component R2 (h) and the reactance component X2 (h) on the negative electrode side are calculated.
  • the impedance calculation unit 554 calculates the overall resistance component R (h) and reactance component X (h) of the fuel cell stack 1 for each extracted frequency h as shown in the following equation (8).
  • the Fourier transform processing unit 553 extracts a plurality of harmonic components included in the detection signal, and the impedance calculation unit 554 determines whether the internal frequency of the fuel cell stack 1 is based on the amplitude and phase at each frequency of the harmonic components. Impedance is calculated for each harmonic.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating a control method when the control performed by the AC adjustment unit 540 is realized by a controller.
  • step S1 the controller activates a fundamental wave oscillation circuit 610 that oscillates a fundamental AC signal Sf to the positive power supply unit 531 and the negative power supply unit 532. That is, this step constitutes an output step for outputting an alternating current to the laminated battery.
  • step S1 the controller determines whether or not the AC potential difference V1 corresponding to the positive AC potential Va is larger than a predetermined value Vs. If the determination result is negative, the controller proceeds to step S2, and if the determination result is positive, the controller proceeds to step S3.
  • step S2 the controller determines whether or not the AC potential difference V1 is smaller than a predetermined value Vs. If the determination result is negative, the controller proceeds to step S4, and if the determination result is positive, the controller proceeds to step S5.
  • step S3 the controller reduces the output of the positive power supply unit 531. That is, the controller decreases the amplitude of the alternating current I1. As a result, the amplitude of the AC potential difference V1 decreases.
  • step S4 the controller maintains the output of the positive power supply unit 531. As a result, the amplitude of the AC potential difference V1 is maintained.
  • step S5 the controller increases the output of the positive power supply unit 531. This increases the amplitude of the AC potential difference V1.
  • step S6 the controller determines whether or not the AC potential difference V2 corresponding to the negative AC potential Vb is greater than a predetermined value Vs. If the determination result is negative, the controller proceeds to step S7, and if the determination result is positive, the controller proceeds to step S8.
  • step S7 the controller determines whether or not the AC potential difference V2 is smaller than a predetermined value Vs. If the determination result is negative, the controller proceeds to step S9, and if the determination result is positive, the controller proceeds to step S10.
  • step S8 the controller reduces the output of the negative power source unit 532. As a result, the amplitude of the AC potential difference V2 decreases.
  • step S9 the controller maintains the output of the negative power supply unit 532. As a result, the amplitude of the AC potential difference V2 is maintained.
  • step S10 the controller increases the output of the negative power source unit 532. This increases the amplitude of the AC potential difference V2.
  • step S11 the controller determines whether or not the AC potential difference V1 and the AC potential difference V2 are the predetermined value Vs. If the determination result is positive, the controller proceeds to step S20, and if the determination result is negative, the controller returns to step S1.
  • step S20 the calculation unit 550 executes an impedance calculation process for calculating the internal resistance R of the fuel cell stack 1 based on the above-described equations (1-1) and (1-2). That is, in step S20, the internal impedance is determined based on the alternating currents I1 and I2 output from the positive power supply unit 531 and the negative power supply unit 532 and the alternating current components V1 and V2 of the potential output from the stacked battery 1.
  • a calculation step for calculating is configured.
  • FIG. 13 is a flowchart showing an example of the impedance calculation process executed in step 20.
  • step 21 the waveform forming unit 620 determines the waveforms of the alternating currents I 1 and I 2 output from the positive power supply unit 531 and the negative power supply unit 532 based on the frequency fm of the alternating current signal output from the fundamental wave oscillation circuit 610. Form a rectangular wave. That is, step S21 constitutes a forming step of forming the waveform of the alternating current output from the fundamental wave oscillation circuit 610 into a shape including a corner.
  • step 22 the AD converters 551A to 551D both detect the synchronization signal S clk output from the synchronization signal generator 551E at a predetermined cycle.
  • step S23 when the AD converters 551A to 551D detect the synchronization signal S clk , the AD converters 551A to 551D set the count value d of the number of times of converting the analog signal to the digital signal to zero (0). Thereby, the count value is initialized.
  • step S24 the AD converters 551A to 551D increment the count value d by 1.
  • step S25 the AD converter 551A converts the detection signal of the alternating current I1 output from the positive power supply unit 531 from an analog signal to a digital signal, and records the converted digital signal as the alternating current I1 in the data holding unit 552A.
  • the AD converter 551D converts the detection signal of the alternating current I2 output from the negative power supply unit 532 from an analog signal to a digital signal, and records the converted digital signal as the alternating current I2 in the data holding unit 552D. .
  • step S26 the AD converter 551B converts the detection signal of the AC potential difference V1 output from the positive electrode side detection unit 521 from an analog signal to a digital signal, and records the converted digital signal as the AC potential difference V1 in the data holding unit 552B.
  • the AD converter 551C converts the detection signal of the AC potential difference V2 output from the negative electrode side detection unit 522 from an analog signal to a digital signal, and records the converted digital signal as the AC potential difference V2 in the data holding unit 552C.
  • step S27 the AD converters 551A to 551D both determine whether or not the count value d has reached a predetermined number of times of sampling.
  • the number of samplings is a value determined by the arithmetic processing capability of the AD converters 551A to 551D, and is set to “1024” in the present embodiment. The number of samplings is not limited to “1024”.
  • the AD converters 551A to 551D return to step S24 when the count value d is smaller than the number of samplings.
  • the AD converters 551A to 551D repeat a series of processing from step S24 to step S26 until the count value d becomes equal to the number of samplings.
  • the AD converters 551A to 551D stop the AD conversion processing for converting the analog signal into the digital signal, and proceed to step S28.
  • step S28 after the AD conversion process is stopped, the Fourier transform processing unit 553 executes the fast Fourier transform process using the digital signals stored in time series in the data holding units 552A to 552D.
  • step S29 the Fourier transform processing unit 553 extracts each measurement frequency h of the fundamental wave and the harmonic component included in the detection signal by the fast Fourier transform process. Then, the Fourier transform processing unit 553 outputs the amplitude A and phase ⁇ of the detection signals I1 and I2 and the amplitude A and phase ⁇ of the detection signals V1 and V2 to the impedance calculation unit 554 for each measurement frequency h.
  • step S30 the impedance calculator 554 determines the fuel cell based on the amplitude A i1 (h) of the alternating current I1 and the amplitude A v1 (h) of the alternating potential difference V1 for each measurement frequency h of the fundamental wave and the harmonic component.
  • the positive side resistance R1 (h) of the stack 1 is calculated.
  • the impedance calculator 554 determines the fuel cell stack 1 based on the amplitude A i2 (h) of the alternating current I2 and the amplitude A v2 (h) of the alternating potential difference V2 for each measurement frequency h of the fundamental wave and the harmonic component.
  • the negative side internal resistance R2 (h) is calculated.
  • the impedance calculation unit 554 calculates the internal resistance R (h) of the entire fuel cell stack 1 as an impedance component for each measurement frequency h of the fundamental wave and the harmonic.
  • the impedance calculation unit 554 acquires the phase ⁇ from the Fourier transform processing unit 553 in addition to the AC current and AC potential difference amplitude A at each measurement frequency h, and the AC current and AC potential difference amplitude A at each measurement frequency h. And impedance components R (h) and X (h) may be calculated based on the phase ⁇ .
  • step S30 an impedance calculation process is complete
  • FIG. 14 is a time chart showing an example of a control method of the impedance measuring apparatus 5. Note that step numbers are also written so that the correspondence with the flowcharts can be easily understood.
  • the controller starts control.
  • the controller When the negative AC potential Vb reaches the control level and becomes the same level as the positive AC potential Va at time t2 (FIG. 14C), the controller performs steps S1, S2, S4, S6, S7, S9, S11, and S12. Process. As a result, the positive side alternating current I1 and the negative side alternating current I2 are maintained. Based on the equation (1-1), the positive-side internal resistance R1 and the negative-side internal resistance R2 are calculated. Then, the internal resistance R1 on the positive electrode side and the internal resistance R2 on the negative electrode side are added together to obtain the total internal resistance R.
  • the controller repeats steps S1, S2, S4, S6, S8, S11, and S12.
  • the negative-side AC current I2 is lowered as the negative-side internal resistance R2 increases, so the negative-side AC potential Vb is maintained at the same level as the positive-side AC potential Va. Therefore, even in this state, the internal resistance R is calculated.
  • the negative-side internal resistance R2 matches the positive-side internal resistance R1 (FIG. 14A).
  • the controller repeats steps S1, S2, S4, S6, S7, S9, S11, and S12. By processing in this way, the positive AC potential Va and the negative AC potential Vb are maintained at the same level (FIG. 14C), and the internal resistance R is calculated.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a change in the positive electrode potential generated at the positive electrode terminal 211 of the fuel cell stack 1 and a change in the negative electrode potential generated at the negative electrode terminal 212.
  • the fundamental wave component of the alternating current I1 and the fundamental wave component of the alternating current I2 are shown.
  • a DC stack voltage Vdc output from the fuel cell stack 1 to the load 3 is generated between the positive electrode terminal 211 and the negative electrode terminal 212 of the fuel cell stack 1.
  • the positive electrode potential of the positive electrode terminal 211 and the negative electrode potential of the negative electrode terminal 212 are both constant as shown by the dotted line, which is a potential difference between the positive electrode potential and the negative electrode potential.
  • a stack voltage Vdc is supplied to the load 3.
  • the impedance measuring device 5 when the impedance measuring device 5 is activated and the alternating currents I1 and I2 are output from the positive power supply unit 531 and the negative power supply unit 532, the alternating current potential Va is superimposed on the positive terminal 211 and the negative alternating current potential is applied to the negative terminal 212. Vb is superimposed.
  • the alternating current I2 output from the negative electrode side power supply unit 532 is supplied to the negative electrode terminal 212 of the fuel cell stack 1 via the negative electrode side DC blocking unit 512 and passes through the halfway terminal 213 and the halfway DC blocking unit 513. And output to the negative electrode side detection unit 522.
  • the AC potential difference V2 is detected by the negative electrode side detection unit 522.
  • the potential difference (V1 ⁇ V2) between the AC potential difference V1 on the positive electrode side and the AC potential difference V2 on the negative electrode side, that is, the difference (Va ⁇ Vb) between the positive AC potential Va and the negative AC potential Vb is always small.
  • the positive power supply unit 531 and the negative power supply unit 532 are adjusted.
  • the amplitude of the positive AC component Va is equal to the amplitude of the negative AC component Vb, so that the stack voltage Vdc generated between the positive terminal 211 and the negative terminal 212 remains constant without fluctuation.
  • the calculation unit 550 converts the AC potential differences V1 and V2 output from the positive electrode side detection unit 521 and the negative electrode side detection unit 522 and the AC currents I1 and I2 output from the positive electrode side power supply unit 531 and the negative electrode side power supply unit 532. Apply Ohm's law based on. Thereby, the internal resistance R1 on the positive electrode side and the internal resistance R2 on the negative electrode side of the fuel cell stack 1 are calculated.
  • the load 3 such as a traveling motor is connected to the positive electrode terminal 211 and the negative electrode terminal 212. Even in this state, the leakage of the alternating current I1 or I2 to the load 3 can be suppressed.
  • the internal resistance R1 and R2 of the operating fuel cell stack 1 can be measured to accurately calculate the overall internal resistance R. Further, since the alternating currents I1 and I2 are output from the positive power supply unit 531 and the negative power supply unit 532, the internal resistance R can be measured even when the fuel cell stack 1 is stopped.
  • FIG. 16 is a timing chart showing the operation of the impedance calculation process shown in FIG.
  • the synchronization signal S clk is switched from the L (Low) level to the H (High) level.
  • the AD converters 551A to 551D detect the synchronization signal S clk and start sampling.
  • the AD converters 551A to 551D detect the detection signals V1, I1, V2, and I2. Are converted into digital signals.
  • the AD converter 551A converts the detection signal V1 at the first sampling time t1 into data d1 during the hold period, and the detection signal V1 at the second sampling time t2 It is converted into data d2 during the hold period, and the detection signal V1 at the third sampling time t3 is converted into data d3 during the hold period.
  • each of the AD converters 551A to 551D records 1024 pieces of time-series data d1 to d1024 in the data holding units 552A to 552D in the capture period Tc.
  • the waveform data Wave1 ⁇ (V1, I1, V2, I2), d1024 ⁇ is held in the data holding units 552A to 552D.
  • the AD converters 551A to 551D detect the L level of the synchronization signal S clk again, and the same processing as the AD conversion processing in the capture period Tc from time t11 Execute.
  • the Fourier transform processing unit 553 performs the fast Fourier transform on the waveform data Wave1 as described in FIGS. 10A and 11A, whereby the amplitude A and the phase ⁇ of each measurement frequency h. Are calculated as an amplitude spectrum and a phase spectrum.
  • the Fourier transform processing unit 553 specifies the measurement frequencies h of the fundamental component and the harmonic component for each of the detection signals, as described in FIGS. 10B and 11B.
  • the amplitude A and the phase ⁇ are extracted for each measurement frequency h.
  • the impedance calculation unit 554 performs the resistance component R1 (h) and the resistance component R1 (h) of the fuel cell stack 1 for each measurement frequency h of the fundamental wave and the harmonic component as shown in Expression (7).
  • R2 (h) and reactance components X1 (h) and X2 (h) are calculated.
  • the impedance calculator 554 as shown in the equation (8), for each measurement frequency h of the fundamental wave and the harmonic component, the resistance component R (h) of the entire fuel cell stack 1.
  • the reactance component X (h) is calculated as an impedance component.
  • the synchronization signal S clk is again switched from the H level to the L level. Accordingly, the AD converters 551A to 551D execute AD conversion processing, and the Fourier transform processing unit 553 executes fast Fourier transform processing using the waveform data Wave2.
  • the arithmetic unit 550 performs the fast Fourier transform process on the waveform data recorded by the AD conversion process every time the synchronization signal S clk is detected, and calculates the internal impedance for each frequency component of the detection signal. Repeat the impedance calculation process.
  • the impedance measuring device 5 serves as a power supply unit that outputs an alternating current to the fuel cell stack 1 as a positive power supply unit 531, a negative power supply unit 532, and a fundamental oscillation circuit 610. including. Furthermore, the impedance measuring device 5 uses a calculation unit 550 as calculation means for calculating the impedance of the fuel cell stack 1 based on the alternating current output by the power supply means and the alternating current component of the potential output by the fuel cell stack 1. Including. And the impedance measuring apparatus 5 is provided with the waveform formation part 620 as a formation means which forms the waveform of the alternating current output by a power supply means in the shape containing a corner
  • the alternating current output to the fuel cell stack 1 includes many harmonic components with respect to the fundamental wave. For this reason, compared with an impedance measuring device provided with a large number of signal oscillation circuits, it is possible to suppress an increase in circuit scale and manufacturing cost while expanding a frequency range in which internal impedance can be measured.
  • the waveform forming unit 620 forms a square waveform signal Sw including a large number of harmonic components by deforming the waveform of the AC signal Sf output from the fundamental wave oscillation circuit 610. To do.
  • the AC currents S1 and I2 including a plurality of frequency components are generated by transforming the AC signal Sf output from one fundamental wave oscillation circuit 610, so that the number of signal oscillation circuits can be reduced. Can do.
  • a circuit with a low withstand voltage can be used as compared with the case where the waveform forming unit 620 is disposed between the positive-side DC blocking unit 511 and the positive-side power supply unit 531, the product cost can be reduced. .
  • the waveform forming unit 620 is a square waveform having only odd-order harmonic components such as the third harmonic, the fifth harmonic, and the seventh harmonic shown in FIG. 6B.
  • the signal Sw is output to the positive power supply unit 531 and the negative power supply unit 532.
  • the frequency interval between the frequency of the harmonic h2 adjacent to the fundamental wave and the frequency h1 of the fundamental wave is wider than when generating a waveform signal including even-order harmonic components. Therefore, adjacent interference between the fundamental wave h1 and the harmonic h2 can be suppressed. Therefore, it is possible to suppress a decrease in accuracy in detecting the alternating currents I1 and I2 and the alternating potential differences V1 and V2.
  • the fundamental wave oscillation circuit 610 outputs the sine wave signal Sf to each of the positive terminal 211 and the negative terminal 212 of the fuel cell stack 1.
  • the waveform forming unit 620 transforms the sine wave signal Sf into a square wave-like rectangular wave.
  • the internal impedance of the fuel cell stack 1 can be calculated even when the generated power is supplied from the fuel cell stack 1 to the load 3. it can.
  • the waveform forming unit 620 is disposed in both the positive power supply unit 531 and the negative power supply unit 532, the waveform is formed by directly deforming the waveform of the AC signal output from the fundamental wave oscillation circuit 610. Since only one unit 620 is required, an increase in circuit scale can be suppressed.
  • the impedance measuring device 5 includes the positive electrode side detection unit 521 and the negative electrode side detection unit 522 as detection means for detecting at least one of the AC potential difference V1 and the AC potential difference V2.
  • the calculating part 550 extracts each frequency of a fundamental wave and a harmonic component based on the detection signal which shows alternating current potential difference V1 or V2 by a fast Fourier-transform process.
  • the computing unit 550 calculates the internal impedance component R (h) for each extracted frequency based on the amplitude of the alternating current I1 or I2 and the amplitude of the alternating potential difference V1 or V2.
  • the internal impedance can be measured at a frequency having the largest amplitude compared to the case where a predetermined frequency is used, and the decrease in measurement accuracy is suppressed. be able to.
  • the arithmetic unit 550 simultaneously samples a detection signal indicating the square-wave AC current I1 and a detection signal indicating the AC potential difference V1, and converts each sampled detection signal into a digital signal. 551A and 551B. Further, the calculation unit 550 performs Fourier transform processing in a time division manner using the time-series data after conversion for each of the detection signals I1 and V1, and extracts each frequency of the fundamental wave and the harmonic component. 553.
  • the detection signal I1 and the detection signal V1 are sampled at the same timing, even if the amplitudes of the detection signals I1 and V1 are likely to fluctuate due to external noise or the like as shown in FIG. It is possible to suppress a decrease in measurement accuracy due to the deviation.
  • the impedance measuring device 5 causes the alternating current component Va generated at the positive terminal 211 and the alternating current component Vb generated at the negative terminal 212 to match based on the alternating potential differences V1 and V2.
  • an AC adjusting unit 540 is included as an adjusting means for adjusting the amplitude of the square-wave AC currents I1 and I2.
  • the AC adjustment unit 540 maintains the state where the AC component Va and the AC component Vb coincide with each other, thereby ensuring the measurement accuracy of the internal impedance. can do. Therefore, it is possible to suppress a decrease in measurement accuracy of the internal impedance while outputting the square-wave alternating currents I1 and I2 including the harmonic component to the fuel cell stack 1.
  • the waveform forming unit 620 forms rectangular waves as the square-wave alternating currents I1 and I2 has been described.
  • the waveform is distorted by the capacitors of the DC blockers 511 and 512 at a portion where the current is constant.
  • the amount of distortion becomes large, so equipotential control may not be performed correctly.
  • a countermeasure for reducing the capacitance of the DC blocking units 511 to 513 while suppressing waveform distortion caused by the DC blocking units 511 and 512 will be described in the following embodiment.
  • FIG. 17A is a conceptual diagram showing waveforms of alternating currents I1 and I2 in the second embodiment of the present invention.
  • the waveforms of the alternating currents I1 and I2 are formed in a square wave shape in which the amplitude of each half width portion including the apex and the bottom of the sine wave signal Sf is distorted to be small.
  • the waveform in which the maximum amplitude portion of the sine wave signal Sf is crushed becomes a square waveform, and the alternating currents I1 and I2 having such a waveform are expressed by the following equations.
  • FIG. 17B is a diagram showing amplitude spectra of the square-wave alternating currents I1 and I2 shown in FIG. 17A.
  • the square-wave AC currents I1 and I2 are composed of odd-order harmonic components with respect to the fundamental wave, as shown in the above equation (9).
  • the amplitude of the harmonic component of each order is attenuated in a relationship of a fraction of the harmonic order with respect to the amplitude of the fundamental wave.
  • the square-wave AC currents I1 and I2 are suppressed in the attenuation of the harmonic component compared to the harmonic component of the triangular wave shown in FIG. 25B, and detection of the detection signal performed by the AC adjustment unit 540 and the calculation unit 550 is performed. Accuracy can be improved.
  • FIG. 18 is a circuit diagram showing a configuration of the waveform forming unit 620A in the present embodiment.
  • the impedance measuring device of this embodiment includes a waveform forming unit 620A instead of the waveform forming unit 620.
  • a waveform forming unit 620A instead of the waveform forming unit 620.
  • symbol is attached
  • the waveform forming unit 620A outputs a square-wave waveform signal Sw by distorting the apex portion and the bottom portion of the sine wave output from the fundamental wave oscillation circuit 610.
  • the waveform forming unit 620A includes resistance elements 621 and 624 and diodes 622 and 623.
  • the resistance elements 621 and 624 have resistance values determined by the design of the impedance measuring device 5.
  • Diodes 622 and 623 are elements that allow current to flow only in one direction.
  • the forward voltage of the diodes 622 and 623 is, for example, 0.7V.
  • the diode 622 and the diode 623 are connected in parallel to each other, and are arranged so that the forward currents of the diodes are opposite to each other.
  • one end of the resistance element 621 is connected to the fundamental wave oscillation circuit 610, and the other end of the resistance element 621 is connected to the cathode of the diode 622, the anode of the diode 623, and one end of the resistance element 624.
  • the anode of the diode 622 and the cathode of the diode 623 are both connected to the ground line (GND).
  • the other end of the resistance element 624 is also connected to the ground line (GND).
  • FIG. 19 is a diagram illustrating a waveform of an AC signal output from the waveform forming unit 620A.
  • a sine wave signal Sf output from the fundamental wave oscillation circuit 610 is indicated by a broken line, and a square wave waveform signal Sw in which the top and bottom portions of the sine wave signal are distorted by the waveform forming unit 620A is obtained. It is indicated by a solid line.
  • FIG. 20A is a diagram showing an amplitude spectrum of the sine wave signal Sf shown in FIG. 20B is a diagram showing an amplitude spectrum of the waveform signal Sw shown in FIG.
  • the sinusoidal signal Sf is transformed into a square waveform signal Sw by the non-linear transfer characteristics of the diodes 622 and 623, so that a large number of harmonic components are generated in the alternating currents I1 and I12. Further, since the waveform signal Sw has a narrower frequency range in which harmonic components are generated than the pulse wave shown in FIG. 6A, no measures are required to satisfy EMC (ElectroMagnetic Compatibility) performance. Therefore, an increase in manufacturing cost associated with EMC countermeasures can be reduced.
  • EMC ElectroMagnetic Compatibility
  • the waveform forming unit 620A distorts the apex portion of the sine wave signal Sf, thereby forming the waveforms of the alternating currents I1 and I2 in a square wave shape.
  • the direct current blocking unit 511 is compared with the rectangular wave of the first embodiment.
  • the capacitance of 512 can be reduced. Therefore, the size of the DC blocking units 511 and 512 can be reduced, and the impedance measuring device 5 can be simplified.
  • FIG. 21 is a circuit diagram showing a configuration of a waveform forming unit 620B in the third embodiment of the present invention.
  • the waveform forming unit 620B adds an oscillation circuit 631 and an adder 632 to the configuration of the waveform forming unit 620A shown in FIG. Since other configurations are the same as those of the waveform forming unit 620A, the same reference numerals are given and description thereof is omitted here.
  • the oscillation circuit 631 has an alternating current having a predetermined frequency fh required for measuring the impedance of the fuel cell stack 1 among the frequencies of a plurality of harmonic components included in the square waveform signal Sw shown in FIG. 20B. Oscillate signal.
  • the frequency fh of the AC signal output from the oscillation circuit 631 is set, for example, between several kHz and 10 kHz.
  • the adder 632 adds the AC signal output from the oscillation circuit 631 to the waveform signal Sw generated by the diodes 622 and 623.
  • the waveform forming unit 620B generates a waveform of an AC signal having a predetermined frequency fh necessary for measuring the internal impedance among the frequencies of the harmonic components included in the square waveform signal Sw shown in FIG. 20B.
  • the signal Sw is combined.
  • FIG. 22A is a diagram illustrating a waveform signal Sw output from the waveform forming unit 620B.
  • 22B is a diagram showing an amplitude spectrum of the waveform signal Sw shown in FIG. 22A.
  • the waveform signal Sw is formed by an AC signal having a frequency fh output from the oscillation circuit 631, and the envelopes at the top and bottom of the waveform signal Sw are both shown in FIG. 20A. It fluctuates in the same way as the waveform signal Sw.
  • the amplitude of the harmonic component of the predetermined frequency fh among the harmonic components of the waveform signal Sw shown in FIG. 22A increases to a level equivalent to the amplitude of the fundamental frequency fm.
  • the harmonic (fh) of the highest frequency 10 kHz is the 100th harmonic. It becomes.
  • the amplitude of the fundamental wave is normalized to “1”
  • the amplitude of the 100th harmonic becomes 1/100.
  • the resolution required for measuring the amplitude of the 10 kHz harmonic is 0.01%.
  • 16-bit (bit) AD converters 551A to 551D are required, resulting in an increase in component costs.
  • the SN ratio (Signal to Noise) of the harmonic of the highest frequency fh is reduced while reducing the increase in the component cost. Detection accuracy can be increased.
  • the size of the DC blockers 511 and 512 can be reduced while improving detection accuracy.
  • the costs of the AD converters 551A to 551D can be reduced.
  • the DC blocking unit 511 is provided between the positive electrode terminal 211 and the positive electrode side power supply unit 531 of the fuel cell stack 1 as a DC blocking unit that blocks the DC signal.
  • a direct current blocking unit 512 is provided between the negative electrode side power source unit 532 and 212.
  • the waveform forming unit 620 outputs an AC signal Sh having a predetermined frequency fh required for impedance measurement among the harmonic components of the AC currents I1 and I2 output to the DC blocking units 511 and 512. Add to I2.
  • the amplitude of the harmonic component of the frequency fh included in the alternating currents I1 and I2 is increased, the electrostatic capacities of the DC blocking units 511 and 512 can be reduced. Therefore, it is possible to reduce the component size of the DC blockers 511 and 512. Furthermore, since the amplitude of the harmonic component with the smallest amplitude among the harmonic components is increased, the resolution requirement of the AD converters 551A to 551D, which is the minimum necessary for detecting a plurality of harmonic components used for measurement, is eased. can do.
  • FIG. 23 is a circuit diagram showing a configuration of a waveform forming unit 620C in the fourth embodiment of the present invention.
  • the waveform forming unit 620C distorts the waveforms of the alternating currents I1 and I2 by increasing the slope of the waveform portion whose amplitude is near zero in the sine wave signal Sf output from the fundamental wave oscillation circuit 610. Thereby, the alternating currents I1 and I2 are deformed into a square wave shape.
  • the waveform forming unit 620C is realized by a zero cross distortion reduction circuit, for example.
  • the waveform forming unit 620C includes resistance elements 641 and 645, an operational amplifier 642, and diodes 643 and 644.
  • one end of the resistance element 641 is connected to the fundamental wave oscillation circuit 610, and the other end of the resistance element 641 is the inverting input terminal ( ⁇ ) of the operational amplifier 642, the anode of the diode 643, and the cathode of the diode 644. Connected to.
  • the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 642 is connected to the ground line (GND).
  • the output terminal of the operational amplifier 642 is connected to the cathode of the diode 643, the anode of the diode 644, and one end of the resistance element 645.
  • the other end of the resistance element 645 is connected to a ground line (GND).
  • FIG. 24A is a diagram showing a waveform signal Sw output from the waveform forming unit 620C.
  • FIG. 24B is a conceptual diagram showing an amplitude spectrum of the waveform signal Sw shown in FIG. 24A.
  • the sine wave signal Sf output from the fundamental wave oscillation circuit 610 is indicated by a broken line, and the waveform forming unit 620C distorts the intermediate portion between the vertex and the bottom of the sine wave signal, and the square wave waveform signal Sw. Is indicated by a solid line.
  • the square-wave waveform signal Sw has a larger slope than the waveform in the vicinity of zero (0) of the sine wave signal Sf.
  • the waveform signal Sw is composed of odd-order harmonic components with respect to the fundamental wave Sf.
  • the waveform forming unit 620C distorts the portion of the sine wave signal Sf output from the fundamental wave oscillation circuit 610 whose amplitude is close to zero, whereby the AC signals I1 and I2 Is formed in a square wave shape.
  • the waveform signal Sw including the harmonic component can be generated by distorting the sine wave signal Sf in the height direction or the width direction.
  • the triangular wave shown in FIG. 25A or the sawtooth wave shown in FIG. 26 may be used.
  • the sawtooth AC currents I1 and I2 shown in FIG. 26 are composed of even-order harmonics such as second, fourth, and sixth harmonics in addition to odd-order harmonic components.
  • the triangular wave alternating currents I1 and I2 are composed of odd-order harmonic components with respect to the fundamental wave as shown in the following equation (10).
  • the alternating currents I1 and I2 of the triangular wave can reduce interference between fundamental waves and harmonics adjacent to each other, and interference between adjacent harmonics compared to the alternating currents I1 and I2 of the sawtooth wave. It is possible to suppress a decrease in accuracy of detecting.
  • the waveform signal Sw including the harmonic component may be formed by configuring the waveform forming unit 620 with a log amplifier to distort the entire sine wave.
  • the square-wave waveform signal Sw formed by the waveform forming unit 620 is an AC signal having a shape including a corner and a distortion component, and distorts a triangular wave, a sawtooth wave, a rectangular wave, a trapezoidal wave, and a fundamental wave. Waveforms etc. are included.
  • FIG. 27 is a diagram showing a configuration of the impedance measuring apparatus 5 according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the function of the AC adjustment unit 540 shown in FIG. 5 is realized by the calculation unit 550A. Therefore, the calculation unit 550A includes an AC adjustment unit 540D having the function of the AC adjustment unit 540. In addition, about another structure, it is the same as the impedance measuring apparatus 5 shown in FIG.
  • FIG. 28 is a block diagram showing a configuration of the calculation unit 550A in the present embodiment.
  • the calculation unit 550A includes a synchronization signal generator 551F, an AC adjustment unit 540D, and DA converters 561A and 562B instead of the synchronization signal generator 551E of the calculation unit 550 shown in FIG.
  • the synchronization signal generator 551F generates the synchronization signal S clk (I) based on the in-phase signal having the same phase as the AC signal Sf output from the fundamental wave oscillation circuit 610 of the AC adjustment unit 540. Then, the synchronization signal generator 551F outputs the synchronization signal S clk (I) to the AD converters 551A to 551D.
  • the waveform of the synchronization signal S clk (I) is not shown, but is a signal different from the synchronization signal S clk shown in FIG.
  • the AD converters 551A and 551D convert the detection signals I1 and I2 into in-phase digital signals based on the in-phase signal S clk (I) having the same phase as the fundamental waves of the alternating currents I1 and I2.
  • the AD converters 551B and 551C constitute a converter that converts the detection signals V1 and V2 into digital signals based on the in-phase signal S clk (I) having the same phase as the fundamental waves of the alternating currents I1 and I2. .
  • the digital signal converted based on the in-phase signal S clk (I) is hereinafter referred to as “in-phase digital signal”.
  • the Fourier transform processing unit 553 calculates the amplitude and phase of the fundamental wave and the harmonic component of each of the detection signals I1, I2, V1, and V2, which are in-phase digital signals. Then, the Fourier transform processing unit 553 outputs the amplitude and phase of the fundamental wave and the harmonic component of each detection signal I1, I2, V1, and V2 to the AC adjustment unit 540D.
  • the AC adjustment unit 540D adjusts the amplitudes of the AC command voltages V i1 and V i2 that generate the AC currents I1 and I2 so that the detection signal VI and the detection signal V2 have the same amplitude and phase.
  • the AC adjustment unit 540D realizes the function of the AC adjustment unit 540 illustrated in FIG. 5 by digital processing.
  • the AC adjustment unit 540D has the function shown in FIG. Specifically, the AC adjustment unit 540D includes a reference power source 542, synchronous detection circuits 5411 and 5412, subtracters 5421 and 5422, integration circuits 5431 and 5432, multipliers 5441 and 5442, and a fundamental wave oscillation circuit 610. And a waveform forming unit 620.
  • AC adjustment unit 540D outputs a digital signal indicating AC command voltage V i1 to DA converter 561A, and outputs a digital signal indicating AC command voltage V i2 to DA converter 561B.
  • the DA converter 561A converts the AC command voltage V i1 into an analog signal and outputs the analog signal to the positive power supply unit 531
  • the DA converter 561B converts the AC command voltage V i2 into an analog signal and converts it to the negative power supply unit 532. Output to.
  • the AC adjustment unit 540 constitutes a processing unit that performs synchronous detection processing on the basis of the amplitude and phase of each of the detection signals V1 and V2 for each measurement frequency of the fundamental wave and the harmonic component included in the detection signal. To do.
  • the AC adjustment unit 540 extracts the in-phase component of the detection signal V1 with respect to the AC current I1 for each measurement frequency by performing synchronous detection processing on the detection signal V1. Furthermore, AC adjustment unit 540 extracts the in-phase component of detection signal V2 for AC current I2 for each measurement frequency by performing synchronous detection processing on detection signal V2.
  • AC adjustment part 540 outputs the in-phase component of each frequency of a fundamental wave and a harmonic component to impedance calculation part 554 about each of detection signals V1 and V2.
  • the impedance calculation unit 554 divides the in-phase component of the detection signal V1 by the amplitude of the alternating current I1, for example, an average value or an effective value, for each measurement frequency of the fundamental wave and the harmonic component of the detection signal V1, thereby generating an internal signal on the positive electrode side.
  • the resistor R1 is calculated for each measurement frequency.
  • the impedance calculation unit 554 calculates the negative-side internal resistance R2 for each measurement frequency by dividing the in-phase component of the detection signal V2 by the amplitude of the alternating current I2 for each measurement frequency.
  • the impedance calculation unit 554 uses the calculation results of the positive and negative internal resistances R1 and R2 of each measurement frequency of the fundamental wave and the harmonic component, and calculates the fuel for each measurement frequency as shown in Expression (8).
  • the resistance component R (h) of the entire battery stack is calculated.
  • the example in which the resistance component R (h) of the internal impedance is calculated has been described.
  • the reactance component X (h) can also be calculated.
  • the synchronization signal generator 551F is based on the orthogonal signal obtained by shifting the phase of the AC signal Sf output from the fundamental wave oscillation circuit 610 by 90 degrees, and the synchronization signal S clk (Q ) Is generated. Then, the synchronization signal generator 551F outputs the synchronization signal S clk (Q) to the AD converters 551A to 551D together with the synchronization signal S clk (I).
  • the AD converters 551B and 551C convert the detection signals V1 and V2 into digital signals based on the synchronization signal S clk (Q), respectively.
  • the digital signal converted based on the synchronization signal S clk (Q) is hereinafter referred to as “orthogonal digital signal”.
  • the AC adjustment unit 540D calculates the amplitude spectrum and phase spectrum of the orthogonal digital signal, and performs synchronous detection processing based on the amplitude and phase for each measurement frequency of the fundamental wave and the harmonic component extracted from the amplitude spectrum. Thereby, AC adjustment part 540D calculates the orthogonal component (imaginary axis component) of detection signals V1 and V2 with respect to AC currents I1 and I2 for each measurement frequency.
  • the impedance calculation unit 554 generates reactance components X1 (h) and X2 (for each frequency of the fundamental and harmonic components of the detection signal based on the imaginary axis components of the detection signals V1 and V2 and the amplitudes of the alternating currents I1 and I2. h) is calculated, and the entire reactance component X (h) is obtained.
  • FIG. 29 is a diagram illustrating a configuration of the synchronous detection circuit 5411 of the AC adjustment unit 540D in the present embodiment.
  • FIG. 29 shows rectangular wave signals ⁇ i1 (fm), ⁇ generated based on the phases of the fundamental wave fm, the third harmonic 3fm, and the fifth harmonic 5fm of the predetermined alternating current I1.
  • i1 (3fm) and ⁇ i1 (5fm) is shown.
  • the rectangular wave signal ⁇ i1 (fm) is an AC signal obtained by shifting the phase of the rectangular wave signal (duty ratio 50%) generated based on the fundamental frequency fm by the phase angle ⁇ i1 .
  • the phase angle ⁇ i1 here is based on, for example, a phase lag that occurs constantly in a circuit.
  • FIG. 29 shows detection signals V1 (fm), V1 (3fm), and V1 (5fm) generated based on the amplitude and phase of each frequency of the fundamental wave and harmonic components of the detection signal V1. .
  • the synchronous detection circuit 5411 includes multipliers 711 to 713 and LPFs 714 to 716.
  • the multiplier 711 generates a rectified waveform signal by multiplying the detection signal V1 (fm) by the rectangular wave signal ⁇ i1 (fm) of the alternating current I1 at the frequency fm of the fundamental wave.
  • This rectified waveform signal corresponds to the in-phase component of the detection signal V1 (fm) whose phase matches the alternating current I1 (fm).
  • the LPF 714 extracts the resistance component V1r (fm) of the detection signal V1 (fm) by smoothing the rectified waveform signal generated by the multiplier 711.
  • the multiplier 712 generates a rectified waveform signal by multiplying the detection signal V1 (3fm) by the rectangular wave signal ⁇ i1 (3fm) of the alternating current I1 at the third harmonic frequency 3fm.
  • This rectified waveform signal corresponds to the in-phase component of the detection signal V1 (3fm) whose phase matches the alternating current I1 (3fm).
  • the LPF 715 extracts the resistance component V1r (3fm) of the detection signal V1 (3fm) by smoothing the rectified waveform signal generated by the multiplier 712.
  • the multiplier 713 generates a rectified waveform signal by multiplying the detection signal V1 (5fm) by the rectangular wave signal ⁇ i1 (5fm) of the alternating current I1 at the frequency fm of the fifth harmonic.
  • This rectified waveform signal corresponds to the in-phase component of the detection signal V1 (5fm) whose phase matches the alternating current I1 (5fm).
  • the LPF 716 extracts the resistance component V1r (5fm) of the detection signal V1 (5fm) by smoothing the rectified waveform signal generated by the multiplier 713.
  • the synchronous detection circuit 5411 is based on the phases ⁇ i1 (fm), ⁇ i1 (3fm), ⁇ i1 (5fm) of the alternating current I1, and the resistance component V1r (fm) of each frequency of the detection signal I1.
  • V1r (3fm) and V1r (5fm) are calculated.
  • the synchronous detection circuit 5411 outputs the resistance component V1r (fm) of the detection signal V1 to the subtracter 5421 as shown in FIG.
  • the subtractor 5421 outputs the difference between the resistance component V1r (fm) of the detection signal V1 and the reference voltage Vs to the integration circuit 5431, and the integration circuit 5431 integrates the difference and outputs the result to the multiplier 5441.
  • 5441 multiplies the integrated value by the waveform signal Sw and outputs the result to the positive power supply unit 531.
  • the AC adjustment unit 540D adjusts the amplitude of the AC current I1 so that the resistance component V1r (fm) of the detection signal V1 becomes the reference voltage Vs.
  • the signal component composed of the frequency fm of the fundamental wave having the largest amplitude for the amplitude adjustment of the alternating currents I1 and I2 equipotential control can be performed with high accuracy and the circuit configuration of the AC adjusting unit 540D can be made inexpensive.
  • the synchronous detection circuit 5411 outputs the resistance components V1r (fm), V1r (3fm), and V1r (5fm) at each frequency of the fundamental wave and the harmonic component to the impedance calculation unit 554.
  • the impedance calculation unit 554 calculates the internal impedance of the fundamental frequency fm by dividing the resistance component V1r (fm) of the detection signal V1 by the amplitude component of the alternating current I1 (fm) with respect to the fundamental frequency fm. Similarly, the internal impedances of the third harmonic 3fm and the fifth harmonic 5fm are calculated.
  • the synchronous detection circuit 5411 calculates the resistance component at each frequency of the detection signal V1. Similarly, the synchronous detection circuit 5411 may calculate a reactance component at each frequency of the detection signal V1.
  • the AD converter 551B converts the detection signal of the AC potential difference V1 into an orthogonal digital signal based on the synchronization signal S clk (Q).
  • the Fourier transform processing unit 553 converts the quadrature digital signal into an amplitude spectrum, extracts each frequency of the fundamental wave and the harmonic component from the amplitude spectrum, and generates a detection signal V1 of the quadrature component of each frequency.
  • the synchronous detection circuit 5411 converts the rectangular wave signals of the respective frequencies obtained by shifting the phases of the rectangular wave signals ⁇ i1 (fm), ⁇ i1 (3fm), and ⁇ i1 (5fm) by 90 degrees into the detection signals V1 of the respective frequencies. Is multiplied by the orthogonal component to generate a rectified waveform signal of each frequency and smoothing. Thereby, a reactance component at each frequency of the detection signal V1 is calculated.
  • the synchronous detection circuit 5412 has the same configuration as the synchronous detection circuit 5411.
  • the AC adjustment unit 540D is provided in the calculation unit 550D has been described.
  • the AC adjustment unit 540D may be realized by an analog circuit as in the first embodiment.
  • the AD converters 551B and 551C receive the detection signals V1 and V2 based on the in-phase signal S clk (I) having the same phase as the fundamental waves of the alternating currents I1 and I2. Convert to in-phase digital signal. At the same time, the AD converters 551B and 551C convert the detection signals V1 and V2 into orthogonal digital signals based on the orthogonal signal S clk (Q) whose phase is orthogonal to the fundamental wave.
  • AC adjustment unit 540D calculates a resistance component of AC potential difference V1 based on the phase spectrum of AC current I1 and the amplitude spectrum of in-phase digital signal V1 for each measurement frequency of the fundamental wave and the harmonic component of the detection signal. To do. At the same time, the AC adjustment unit 540D calculates the reactance component of the AC potential difference V1 based on the phase spectrum of the AC signal obtained by shifting the phase of the AC current I1 by 90 degrees and the amplitude spectrum of the orthogonal digital signal V1 for each measurement frequency. .
  • the AC adjustment unit 540D calculates the resistance component of the AC potential difference V2 based on the phase spectrum of the AC current I2 and the amplitude spectrum of the in-phase digital signal V2 for each measurement frequency. At the same time, the AC adjustment unit 540D calculates the reactance component of the AC potential difference V2 based on the phase spectrum of the AC signal obtained by shifting the phase of the AC current I2 by 90 degrees and the amplitude spectrum of the quadrature digital signal V2 for each measurement frequency. To do.
  • the AC adjustment unit 540 synchronously detects the resistance component (in-phase component) and the reactance component (orthogonal component) of the detection signals V1 and V2 based on the waveform signal Sw that generates the AC currents 1 and 2.
  • the equipotential control can be executed accurately and the accuracy of measuring the impedance component can be improved. Can be improved. Further, it is possible to cope with increasing the measurement frequency without adding a new circuit.
  • the fundamental wave oscillation circuit 610 outputs a sine wave AC signal, but it may output a rectangular wave or a triangular wave AC signal. Even in this case, it is possible to obtain the same effect as that of the present embodiment.
  • the waveform forming unit 620 is disposed in the vicinity of the fundamental wave oscillation circuit 610.
  • the waveform forming unit 620 is disposed between the positive-side DC blocking unit 511 and the positive-side power source unit 531, and between the negative-side DC blocking unit 512 and the negative-side power source.
  • a waveform forming portion 620 may be disposed between the portion 532 and the portion 532. Even in this case, it is possible to obtain the same effect as that of the above embodiment.
  • the measurement object should just be a laminated battery by which several battery cells were laminated, for example, a laminated type A lithium ion battery may be used.
  • the circuit configuration of the impedance measuring device 5 may be simplified as long as the internal resistance on the positive electrode side and the negative electrode side is not easily changed.
  • the AC adjustment unit 540 is omitted, and the AC currents I1 and I2 whose amplitude and phase match are fixedly output from the power supply units 531 and 532.
  • one of the detection units 521 and 522 is omitted, and an AC potential difference (for example, AC potential difference V1) detected only by the other detection unit (for example, the positive electrode side detection unit 521) and an AC current (for example, AC current) that causes the AC potential difference.
  • the internal resistance is calculated using the current I1). Even with such a circuit configuration, the same effect as in the above embodiment can be obtained.
  • the halfway point terminal 213 is provided in the middle of the fuel cell stack 1, and the AC currents I1 and I2 are set so that the AC adjustment unit 540 sets the AC potential differences V1 and V2 to the same reference value Vs.
  • the midpoint terminal 213 may be provided in the power generation cell 10 that is out of the power generation cell 10 located in the middle of the fuel cell stack 1. Even in this case, the AC potential Va generated at the positive electrode terminal 211 and the AC potential Vb generated at the negative electrode terminal only need to coincide with each other, so that the internal resistance R1 and the internal resistance R2 depend on the position of the power generation cell 10 provided with the halfway point terminal 213.
  • a reference value Vs of each amplitude of the AC potential differences V1 and V2 may be set in accordance with the resistance ratio.
  • the impedance measuring apparatus that performs equipotential control has been described.
  • the present invention may be applied to an apparatus that measures an impedance of a laminated battery by superimposing an AC signal by a DC / DC converter connected between the laminated battery and the battery.

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Abstract

　インピーダンス測定装置は、複数の電池セルが積層された積層電池に対して交流電流を出力する電源手段と、電源手段により出力される交流電流と、積層電池から出力される電位の交流成分とに基づいて、積層電池が有するインピーダンスを演算する演算手段とを含む。そしてインピーダンス測定装置は、電源手段により出力される交流電流の波形を角及び歪み成分のうち少なくとも一方を含む形状に形成する形成手段を含む。

Description

インピーダンス測定装置及びインピーダンス測定方法
　この発明は、積層電池のインピーダンスを測定するインピーダンス測定装置及びインピーダンス測定方法に関する。
　国際公開第２０１２／０７７４５０号公報には、積層電池から出力される電力に交流信号を重畳することにより、積層電池の内部抵抗を測定する測定装置が開示されている。
　積層電池の内部には、電解質膜の抵抗成分だけでなく、電極反応に伴う抵抗成分や容量成分などの電気成分が含まれている。これらの電気成分は、互いに異なる複数の周波数の交流電流を用いて各周波数でのインピーダンスを測定することにより求めることが可能である。
　しかしながら、互いに異なる周波数の交流信号を出力するために、上述のような測定装置に複数の発振回路を設けようとすると、測定装置の回路規模や製造コストが増加するという問題がある。
　本発明は、このような問題点に着目してなされたものであり、複数の周波数の交流信号を出力可能なインピーダンス測定装置において回路規模の増加を抑制しつつ製造コストの増加を低減することを目的とする。
　本発明のある態様によれば、インピーダンス測定装置は、複数の電池セルが積層された積層電池に対して交流電流を出力する電源手段と、前記電源手段により出力される交流電流と前記積層電池により出力される電位の交流成分とに基づいて前記積層電池が有するインピーダンスを演算する演算手段とを含む。そしてインピーダンス測定装置は、前記電源手段により出力される交流電流の波形を、角及び歪み成分のうち少なくとも一方を含む形状に形成する形成手段を含む。
図１Ａは、本発明の第１実施形態におけるインピーダンス測定装置の測定対象である積層電池の一例を示す図である。 図１Ｂは、積層電池に形成される電池セルの構造を示す分解図である。 図２は、本実施形態におけるインピーダンス測定装置の基本構成を示す図である。 図３は、積層電池の正極端子と中途点端子との間に生じる交流電位差と、積層電池の負極端子と中途点端子との間に生じる交流電位差とを検出する検出部の構成を示す図である。 図４は、交流調整部から出力される電流指令信号に基づいて、積層電池の正極端子に交流電流を出力する電源部の構成を示す図である。 図５は、積層電池の正極端子及び負極端子の各々に出力される交流電流の振幅を調整する交流調整部の構成を示す図である。 図６Ａは、交流電流の波形を形成する波形形成部から電源部に出力される方形波状の交流信号を示す図である。 図６Ｂは、図６Ａに示した方形波状の交流信号の振幅スペクトルを示す図である。 図７は、方形波状の交流信号に基づいて検出部から出力される交流電位差の検出信号を検波する同期検波回路の構成を示す図である。 図８は、積層電池の内部インピーダンスを演算する演算部の構成を示す図である。 図９は、検出信号のサンプリング周期に対する交流電流及び交流電位差の変動を示す図である。 図１０Ａは、検出部から出力される検出信号の振幅スペクトルの一例を示す図である。 図１０Ｂは、図１０Ａに示した振幅スペクトルから抽出される基本波及び高調波成分を示す図である。 図１１Ａは、検出部から出力される交流電位差を示す検出信号の位相スペクトルの一例を示す図である。 図１１Ｂは、図１１Ａに示したスペクトルから抽出される基本波及び高調波成分を示す図である。 図１２は、インピーダンス測定装置の測定方法を示すフローチャートである。 図１３は、図１２に示したインピーダンス演算処理の処理手順例を示すフローチャートである。 図１４は、正極側の交流電位差と負極側の交流電位差とを一致させる等電位制御を実行したときの一例を示すタイムチャートである。 図１５は、等電位制御によって積層電池の正極端子及び負極端子に生じる交流電位成分を示す図である。 図１６は、インピーダンス演算処理の一例を示すタイムチャートである。 図１７Ａは、本発明の第２実施形態における方形波状の交流信号を示す概念図である。 図１７Ｂは、図１７Ａに示した方形波状の交流信号の振幅スペクトルを示す概念図である。 図１８は、本実施形態における波形形成部の構成を示す図である。 図１９は、波形形成部により基本波が変形された方形波状の波形を示す図である。 図２０Ａは、図１９に示した基本波信号の振幅スペクトルを示す図である。 図２０Ｂは、図１９に示した方形波状の交流信号の振幅スペクトルを示す図である。 図２１は、本発明の第３実施形態における波形形成部の構成を示す図である。 図２２Ａは、波形形成部により形成される方形波状の交流信号を示す図である。 図２２Ｂは、図２２Ａに示した方形波状の交流信号の振幅スペクトルを示す図である。 図２３は、本発明の第４実施形態における波形形成部の構成を示す図である。 図２４Ａは、波形形成部により形成される方形波状の交流信号を示す図である。 図２４Ｂは、図２４Ａに示した方形波状の交流信号の振幅スペクトルを示す図である。 図２５Ａは、波形形成部により形成される方形波状の交流信号の他の例を示す図である。 図２５Ｂは、図２５Ａに示した方形波状の交流信号の振幅スペクトルを示す図である。 図２６は、偶数次の高調波成分を含む方形波状の交流信号を示す図である。 図２７は、本発明の第５実施形態におけるインピーダンス測定装置の構成を示す図である。 図２８は、本実施形態における演算部の構成を示す図である。 図２９は、演算部により行われる同期検波処理の機能構成を示す図である。
　以下、添付図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。
 （第１実施形態）
　図１Ａは、本発明の第１実施形態におけるインピーダンス測定装置の測定対象である積層電池の一例を示す図である。図１Ａには、積層電池の一例として複数の電池セルが積層された燃料電池スタック１の外観斜視図が示されている。
　図１Ａに示したように、燃料電池スタック１は、複数の発電セル１０と、集電プレート２０と、絶縁プレート３０と、エンドプレート４０と、４本のテンションロッド５０とを備える。
　発電セル１０は、いわゆる電池セルのことであり、燃料電池スタック１に積層された複数の燃料電池のうちのひとつの燃料電池を指す。発電セル１０は、例えば１Ｖ（ボルト)程度の起電圧を発生させる。発電セル１０の詳細な構成については図１Ｂを参照して後述する。
　集電プレート２０は、各発電セル１０を積層した発電セル群の外側にそれぞれ配置される。集電プレート２０は、ガス不透過性の導電性部材、例えば緻密質カーボンにより形成される。燃料電池スタック１のプラス電極（正極）に相当する集電プレート２０には、正極端子２１１が設けられ、燃料電池スタック１のマイナス電極（負極）に相当する集電プレート２０には、負極端子２１２が設けられている。なお、負極端子２１２から、各発電セル１０で生じた電子ｅ-が外部に取り出される。
　また、正極端子２１１と負極端子２１２との間の中途点に位置する発電セル１０には中途点端子２１３が設けられている。本実施形態では、中途点端子２１３は、正極端子２１１から負極端子２１２へ積層された複数枚の発電セル１０のうち中間（中点）に位置する発電セル１０に設けられている。なお、中途点端子２１３は、正極端子２１１と負極端子２１２との中点から外れた位置にある電池セルに設けられてもよい。
　絶縁プレート３０は、集電プレート２０の外側にそれぞれ配置される。絶縁プレート３０は、絶縁性の部材、例えばゴムなどで形成される。
　エンドプレート４０は、絶縁プレート３０の外側にそれぞれ配置される。エンドプレート４０は、剛性のある金属材料、例えば鋼などで形成される。
　一方のエンドプレート４０(図１Ａでは、左手前のエンドプレート４０)には、アノード供給口４１ａと、アノード排出口４１ｂと、カソード供給口４２ａと、カソード排出口４２ｂと、冷却水供給口４３ａと、冷却水排出口４３ｂとが設けられている。本実施形態では、アノード排出口４１ｂ、冷却水排出口４３ｂ及びカソード供給口４２ａは図中右側に設けられている。またカソード排出口４２ｂ、冷却水供給口４３ａ及びアノード供給口４１ａは図中左側に設けられている。
　テンションロッド５０は、エンドプレート４０の四隅付近にそれぞれ配置される。燃料電池スタック１は内部に貫通した孔(不図示)が形成されている。この貫通孔にテンションロッド５０が挿通される。テンションロッド５０は、剛性のある金属材料、例えば鋼などで形成される。テンションロッド５０は、発電セル１０同士の電気短絡を防止するため、表面には絶縁処理されている。このテンションロッド５０にナット(奥にあるため図示されない)が螺合する。テンションロッド５０とナットとが燃料電池スタック１を積層方向に締め付ける。
　アノード供給口４１ａにアノードガスとしての水素を供給する方法としては、例えば水素ガスを水素貯蔵装置から直接供給する方法、又は水素を含有する燃料を改質して供給する方法などがある。なお、水素を含有する燃料としては、天然ガス、メタノール、ガソリンなどがある。また、カソード供給口４２ａに供給するカソードガスとしては、一般的に空気が利用される。
　図１Ｂは、燃料電池スタック１に積層された発電セル１０の構造を示す分解図である。
　図１Ｂに示したように、発電セル１０は、膜電極接合体(Membrane Electrode Assembly；ＭＥＡ)１１の両面に、アノードセパレーター１２ａ及びカソードセパレーター１２ｂが配置される構造である。
　ＭＥＡ１１は、イオン交換膜からなる電解質膜１１１の両面に電極触媒層１１２が形成される。この電極触媒層１１２の上にガス拡散層(Gas Diffusion Layer；ＧＤＬ)１１３が形成される。
　電極触媒層１１２は、例えば白金が担持されたカーボンブラック粒子で形成される。
　ＧＤＬ１１３は、十分なガス拡散性及び導電性を有する部材、例えばカーボン繊維で形成される。
　アノード供給口４１ａから供給されたアノードガスは、ＧＤＬ１１３ａを流れてアノード電極触媒層１１２(１１２ａ)と反応し、アノード排出口４１ｂから排出される。
　カソード供給口４２ａから供給されたカソードガスは、ＧＤＬ１１３ｂを流れてカソード電極触媒層１１２(１１２ｂ)と反応し、カソード排出口４２ｂから排出される。
　アノードセパレーター１２ａは、ＧＤＬ１１３ａ及びシール１４ａを介してＭＥＡ１１の片面(図１Ｂの裏面)に重ねられる。カソードセパレーター１２ｂは、ＧＤＬ１１３ｂ及びシール１４ｂを介してＭＥＡ１１の片面(図１Ｂの表面)に重ねられる。アノードセパレーター１２ａ及びカソードセパレーター１２ｂは、例えばステンレスなどの金属製のセパレーター基体がプレス成型されて、一方の面に反応ガス流路が形成され、その反対面に反応ガス流路と交互に並ぶように冷却水流路が形成される。図１Ｂに示すようにアノードセパレーター１２ａ及びカソードセパレーター１２ｂが重ねられて、冷却水流路が形成される。
　ＭＥＡ１１、アノードセパレーター１２ａ及びカソードセパレーター１２ｂには、それぞれ孔４１ａ，４１ｂ，４２ａ，４２ｂ，４３ａ，４３ｂが形成されており、これらが重ねられて、アノード供給口４１ａ、アノード排出口４１ｂ、カソード供給口４２ａ、カソード排出口４２ｂ、冷却水供給口４３ａ及び冷却水排出口４３ｂが形成される。
　図２は、本発明の第１実施形態におけるインピーダンス測定装置５の構成を示す図である。
　燃料電池スタック１は、負荷３に接続されて負荷３に電力を供給する積層電池である。燃料電池スタック１は、内部にインピーダンスを有する。燃料電池スタック１は、例えば車両に搭載される。
　負荷３は、例えば、電動モータや、燃料電池スタック１の発電に用いられる補機などの電気負荷である。燃料電池スタック１に接続される補機は、例えば、燃料電池スタック１にカソードガスを供給するためのコンプレッサや、燃料電池スタック１を暖機するときに燃料電池スタック１の冷却水を加熱するヒータなどである。
　コントロールユニット（Ｃ／Ｕ）６は、燃料電池スタック１の発電状態や、湿潤状態、内部の圧力状態、温度状態などの運転状態を、負荷３の作動状態に応じて制御する。例えば、コントロールユニット６は、負荷３から要求される電力に基づいて、燃料電池スタック１に供給されるカソードガス及びアノードガスの流量及び圧力を制御する。
　燃料電池スタック１では、電解質膜１１１が乾いた状態になると発電特性が低下し、また電解質膜１１１が過剰に湿った状態になると、ガス流路に生成水が滞留するためガス流量が不足して発電電力が低下する。この対策として、コントロールユニット６は、電解質膜１１１の湿潤度と相関のある燃料電池スタック１の内部抵抗の測定値を利用して、電解質膜１１１が乾いた状態や過剰に湿った状態にならないようにガス流量やガス圧力などを調整する。このように燃料電池スタック１が有する内部インピーダンスの測定値は、燃料電池スタック１の発電性能を維持する目的や異常を検出する目的などで利用される。
　インピーダンス測定装置５は、燃料電池スタック１の内部インピーダンスを測定する。例えば、インピーダンス測定装置５は、燃料電池スタック１の内部抵抗Ｒを測定し、その測定値をコントロールユニット６に送信する。
　インピーダンス測定装置５は、正極側直流遮断部５１１と、負極側直流遮断部５１２と、中途点直流遮断部５１３と、正極側検出部５２１と、負極側検出部５２２と、正極側電源部５３１と、負極側電源部５３２と、交流調整部５４０と、演算部５５０とを含む。
　正極側直流遮断部５１１、負極側直流遮断部５１２及び中途点直流遮断部５１３（以下、「直流遮断部５１１～５１３」という。）は、それぞれ直流信号を遮断しつつ交流信号を通す直流遮断手段を構成する。直流遮断部５１１～５１３は、例えば、コンデンサやトランスにより実現される。なお、波線により示された中途点直流遮断部５１３については省略することが可能である。
　正極側検出部５２１及び負極側検出部５２２は、正極端子２１１と中途点端子２１３との間に生じる交流電位差と、負極端子２１２と中途点端子２１３との間に生じる交流電位差との少なくとも一方の交流電位差を検出する検出手段を構成する。
　正極側検出部５２１は、正極端子２１１に生じる電位の交流成分となる交流電位Ｖａと、直流遮断部５１３及び接地線（ＧＮＤ）の間に生じる電位Ｖｃとの間の電位差（以下、「交流電位差Ｖ１」という。）を検出する。
　正極側検出部５２１は、交流電位差Ｖ１の振幅に応じて値が変化する検出信号を、交流調整部５４０及び演算部５５０に出力する。例えば、交流電位差Ｖ１が大きくなるほど検出信号のレベルは高くなり、交流電位差Ｖ１が小さくなるほど検出信号のレベルは低くなる。
　正極側検出部５２１については、第１入力端子が直流遮断部５１１を介して正極端子２１１と接続され、第２入力端子が接地され、出力端子が交流調整部５４０及び演算部５５０の各々に接続される。
　負極側検出部５２２は、負極端子２１２に生じる電位の交流成分となる交流電位Ｖｂと、直流遮断部５１３及び接地線（ＧＮＤ）の間に生じる電位Ｖｃとの間の電位差（以下「交流電位差Ｖ２」という。）を検出する。
　負極側検出部５２２は、交流電位差Ｖ２の振幅に応じて値が変化する検出信号を演算部５５０に出力する。負極側検出部５２２については、第１入力端子が直流遮断部５１２を介して負極端子２１２と接続され、第２入力端子が接地され、出力端子が交流調整部５４０及び演算部５５０の各々に接続される。
　正極側電源部５３１及び負極側電源部５３２は、燃料電池スタック１に対して交流電流を出力する電源手段である。
　正極側電源部５３１は、燃料電池スタック１の内部インピーダンスを測定するために形成された交流電流Ｉ１を、正極側直流遮断部５１１を介して正極端子２１１へ出力する。交流電流Ｉ１の振幅は、交流調整部５４０によって制御される。正極側電源部５３１は、例えば、オペアンプ(Operational Amplifier；ＯＡ)で構成される電圧電流変換回路により実現される。
　負極側電源部５３２は、交流電流Ｉ１と同じ周波数成分を有する交流電流Ｉ２を、負極側直流遮断部５１２を介して負極端子２１２へ出力する。交流電流Ｉ２の振幅は、交流調整部５４０によって制御される。なお、負極側検出部５２２の構成は、正極側検出部５２１の構成と同じである。
　交流調整部５４０は、正極交流電位Ｖａと負極交流電位Ｖｂとが互いに一致するように、正極側電源部５３１及び負極側電源部５３２のうち少なくとも一方の電源部から出力される交流電流の振幅を調整する調整手段である。交流調整部５４０は、例えばＰＩ（Proportional Integral）制御回路により実現される。なお、交流調整部５４０は、正極交流電位Ｖａと負極交流電位Ｖｂとの振幅ズレを調整するだけでなく位相ズレを調整するものであってもよい。
　演算部５５０は、交流調整部５４０により調整された交流電流Ｉ１及びＩ２と交流電位差Ｖ１及びＶ２とに基づいて、燃料電池スタック１の内部インピーダンスを演算する演算手段を構成する。
　演算部５５０には、正極側検出部５２１及び負極側検出部５２２の各々から交流電位差Ｖ１及びＶ２を示す検出信号が入力され、正極側電源部５３１及び負極側電源部５３２の各々から交流電流Ｉ１及びＩ２を示す検出信号が入力される。
　演算部５５０は、交流電位差Ｖ１の振幅を交流電流Ｉ１の振幅により除算して、燃料電池スタック１の正極側の内部抵抗Ｒ１を算出する。これと共に演算部５５０は、交流電位差Ｖ２の振幅を交流電流Ｉ２の振幅により除算して、燃料電池スタック１の負極側の内部抵抗Ｒ２を算出する。そして演算部５５０は、正極側の内部抵抗Ｒ１及び負極側の内部抵抗Ｒ２を加算することにより、燃料電池スタック１全体の内部抵抗Ｒを算出する。
　あるいは、演算部５５０は、交流電流Ｉ１及びＩ２に対する交流電位差Ｖ１及びＶ２の位相ズレを求め、これらの位相ズレに応じて燃料電池スタック１の内部インピーダンスを補正するものであってもよい。
　演算部５５０は、例えばＡＤ（Analog Digital）変換器やマイコンチップにより実現される。あるいは、演算部５５０として、アナログ演算ＩＣを含んで構成されるアナログ演算回路を用いてもよい。アナログ演算回路を用いることにより、時間的に連続した抵抗値の変化をコントロールユニット６に出力することが可能となる。
　コントロールユニット６は、演算部５５０から出力される内部抵抗Ｒを受信すると、内部抵抗Ｒの大きさに応じて、燃料電池スタック１の運転状態を制御する。例えば、コントロールユニット６は、内部抵抗Ｒが予め定められた基準値よりも高くなる場合には燃料電池スタック１の電解質膜１１１が乾いた状態であると判断し、燃料電池スタック１に供給されるカソードガスの流量を減らす。これにより、カソードガスの流量によって燃料電池スタック１から持ち出される水分量を減少させることができる。
　なお、インピーダンス測定装置５は、燃料電池スタック１の正極端子２１１と中途点端子２１３との間の内部抵抗Ｒ１と、燃料電池スタック１の負極端子２１２と中途点端子２１３との間の内部抵抗Ｒ２とを測定したが、これに限られるものではない。
　例えば、燃料電池スタック１に積層されたｎ個の発電セル１０の各々に接続端子を設け、隣接する接続端子間の各電池セルｎのインピーダンスＲｎを演算し、次式のとおり、燃料電池スタック１全体の内部抵抗Ｒを算出するようにしてもよい。
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 　次に、正極側直流遮断部５１１、負極側直流遮断部５１２、中途点直流遮断部５１３、正極側検出部５２１、及び負極側検出部５２２の詳細について図３を参照して説明する。
　図３では、直流遮断部５１１～５１３は、共にコンデンサにより実現され、正極側検出部５２１及び負極側検出部５２２は、共に差動アンプにより実現される。
　正極側直流遮断部５１１を構成するコンデンサの一方の電極は、燃料電池スタック１の正極端子２１１と接続され、他方の電極は、正極側電源部５３１の出力端子との間に接続される。
　負極側直流遮断部５１２を構成するコンデンサの一方の電極は、燃料電池スタック１の負極端子２１２と接続され、他方の電極は、負極側電源部５３２の出力端子との間に接続される。
　中途点直流遮断部５１３を構成するコンデンサの一方の電極は、燃料電池スタック１の中途点端子２１３と接続され、他方の電極は、正極側検出部５２１の第２入力端子と共に負極側検出部５２２の第２入力端子と接続される。さらに他方の電極は、接地線５３３と接続される。
　接地線５３３は、電位が０Ｖ（ボルト）となるようにアース（ＧＮＤ）された信号線である。
　正極側検出部５２１は、交流電位Ｖａから電位Ｖｃを減算した値を交流電位差Ｖ１の検出信号として出力する。交流電位Ｖａは、正極端子２１１から出力される信号のうち、正極側直流遮断部５１１を通過する交流成分により構成される信号である。電位Ｖｃは、中途点端子２１３から出力される信号のうち、中途点直流遮断部５１３を通過する交流成分により構成される信号である。
　負極側検出部５２２は、正極側検出部５２１と基本的に同じ構成である。そのため、ここでは負極側検出部５２２の構成についての説明は省略する。
　正極側電源部５３１の詳細について図４を参照して説明する。
　正極側電源部５３１は、電圧電流変換回路５３１１と同期検波回路５３１２とを含む。
　電圧電流変換回路５３１１は、燃料電池スタック１のインピーダンスを測定するのに必要となる周波数成分を有する交流指令電圧Ｖi1を交流電流Ｉ１に変換し、その交流電流Ｉ１を直流遮断部５１１へ出力する。ここにいう交流指令電圧Ｖi1は、交流調整部５４０から正極側電源部５３１に出力される電流指令信号である。
　電圧電流変換回路５３１１は、交流指令電圧Ｖi1に応じて交流電流Ｉ１を出力するオペアンプＯＡ１と、検出抵抗素子Ｒｓと、検出抵抗素子Ｒｓの端子間に生じる検出電圧Ｖi1_sに応じて交流電流Ｉ１の増幅率を調整するオペアンプＯＡ２と、抵抗素子Ｒ１～Ｒ５とを含む。
　オペアンプＯＡ１は、交流指令電圧Ｖｉ１に比例する交流電流Ｉ１を出力する。オペアンプＯＡ１の非反転入力端子（＋）は、交流調整部５４０の正極側端子と接続され、反転入力端子（－）は、抵抗素子Ｒ５を介して電流調整用のオペアンプＯＡ２の出力端子と接続される。またオペアンプＯＡ１の出力端子は、抵抗素子Ｒ２及び抵抗素子Ｒ３を介して接地される。
　検出抵抗素子Ｒｓは、オペアンプＯＡ１から出力される交流電流Ｉ１の大きさを検出するために設けられた抵抗素子である。検出抵抗素子Ｒｓの一端はオペアンプＯＡ１の出力端子に接続され、検出抵抗素子Ｒｓの他端は、オペアンプＯＡ２の反転入力端子（－）と正極側直流遮断部５１１とに接続される。
　検出抵抗素子Ｒｓに生じる検出電圧Ｖi1_sは、燃料電池スタック１に出力される交流電流Ｉ１の値と検出抵抗素子Ｒｓの抵抗値とを乗算した値（Ｉ×Ｒ）となり、交流電流Ｉ１の大きさに比例する。
　オペアンプＯＡ２は、検出抵抗素子Ｒｓに生じる検出電圧Ｖi1_sの大きさを検出する。オペアンプＯＡ２から出力される検出信号Ｖi1_sは、オペアンプＯＡ１の反転入力端子（－）にフィードバックされる。そしてオペアンプＯＡ１は、検出信号Ｖi1_sに応じて交流電流Ｉ１を増減する。これにより、交流電流Ｉ１の振幅が交流指令電圧Ｖi1の振幅と比例するように調整される。
　抵抗素子Ｒ１～Ｒ５の各抵抗値は、インピーダンス測定装置５の回路設計に応じて適宜設定される。
　同期検波回路５３１２は、検出信号Ｖi1_sに含まれる不要信号を除去する。同期検波回路５３１２は、交流電流Ｉ１と同じ周波数成分を有する信号であって交流電流Ｉ１と位相が同じ信号のみを抽出する。
　同期検波回路５３１２は、不要信号を除去した検出信号Ｉ１を演算部５５０に出力する。同期検波回路５３１２から出力される検出信号Ｉ１は、交流電流Ｉ１の振幅に比例する直流信号である。
　以上のように正極側電源部５３１では、オペアンプＯＡ１が、交流調整部５４０からの電流指令信号Ｖi1に基づいて交流電流Ｉ１を出力する。これと共にオペアンプＯＡ１から出力される交流電流Ｉ１が検出抵抗素子Ｒｓ及びオペアンプＯＡ２によって検出され、検出された信号Ｖi1_sから不要信号成分が同期検波回路５３１２によって除去される。そして不要信号が除去された検出信号Ｉ１が演算部５５０へ出力される。
　次に交流調整部５４０の構成について図５を参照して説明する。
　図５では、交流調整部５４０は、正極側電源部５３１から出力される交流電流Ｉ１の振幅と、負極側電源部５３２から出力される交流電流Ｉ２の振幅とを互いに調整する。
　交流調整部５４０は、振幅調整回路５４１と交流信号源６００とを含む。
　振幅調整回路５４１は、正極側の同期検波回路５４１１、減算器５４２１、積分回路５４３１及び乗算器５４４１と、負極側の同期検波回路５４１２、減算器５４２２、積分回路５４３２及び乗算器５４４２とを含む。さらに振幅調整回路５４１は、互いに同じ構成である２つの基準電源５４２を備える。
　基準電源５４２は、燃料電池スタック１に生じる正極側の交流電位差Ｖ１と負極側の交流電位差Ｖ２とを一致させるために、０Ｖ（ボルト）を基準に設定された電圧（以下、「基準電圧Ｖｓ」という。）を出力する。基準電圧Ｖｓの値は、インピーダンス測定装置５の設計や実験等によって適宜設定される。
　ここでは、正極側の減算器５４２１に基準電圧Ｖｓを出力する基準電源５４２と、負極側の減算器５４２２に基準電圧Ｖｓを出力する基準電源５４２とが別々に設けられているが、ひとつの基準電源５４２から出力される信号を減算器５４２１及び５４２２に入力してもよい。
　同期検波回路５４１１は、正極側検出部５２１から出力される検出信号Ｖ１のうち、交流電流Ｉ１と同じ周波数を有し、かつ、交流電流Ｉ１と位相が同じ信号成分を抽出する。すなわち、同期検波回路５４１１は、検出信号Ｖ１の同相成分、すなわち実軸成分のみを抽出する。ここにいう同相成分とは、検出信号Ｖ１のうち交流電流Ｉ１に対して位相が同じ信号成分のことである。同相成分は、燃料電池スタック１の内部抵抗の算出に用いられるため、抵抗成分と呼ぶこともできる。
　具体的には、同期検波回路５４１１は、交流電流Ｉ１と同じ周波数成分を有する交流信号であって交流電流Ｉ１と位相が一致した同相の信号Ｓｗを検出信号Ｖ１に乗算し、その乗算された交流の検出信号を平滑化して直流の検出信号に変換する。変換後の検出信号は、交流電位差Ｖ１の振幅の大きさに応じて変化する。同期検波回路５４１１は、変換した検出信号を交流電位差Ｖ１の振幅として減算器５４２１に出力する。
　減算器５４２１は、同期検波回路５４１１から出力された検出信号に基準電圧Ｖｓを減算することにより、基準電圧Ｖｓからのズレ幅に比例した差分信号を積分回路５４３１に出力する。例えば、差分信号のレベルは、基準電圧Ｖｓからのズレ幅がゼロよりも大きくなるほど高くなる。
　積分回路５４３１は、減算器５４２１から出力された差分信号を積分することにより、差分信号を平均化する又は感度を調節する。そして積分回路５４３１は、積分した差分信号を乗算器５４４１に出力する。
　乗算器５４４１は、積分回路５４３１から出力された差分信号を交流信号Ｓｗに乗算することにより、燃料電池スタック１に生じる交流電位差Ｖ１の振幅を基準電圧Ｖｓに収束させる交流指令電圧Ｖi1を生成する。交流指令電圧Ｖi1の振幅は、減算器５４２１から出力される差分信号のレベルが大きくなるほど大きくなる。
　乗算器５４４１は、生成した交流指令電圧Ｖi1を交流電流Ｉ１の指令信号として正極側電源部５３１へ出力する。交流指令電圧Ｖi1は、正極側電源部５３１によって交流電流Ｉ１に変換される。
　なお、負極側の同期検波回路５４１２、減算器５４２２、積分回路５４３２及び乗算器５４４２は、それぞれ、正極側の同期検波回路５４１１、減算器５４２１、積分回路５４３１及び乗算器５４４１と同じ構成である。そのため、ここではこれらの構成についての説明を省略する。
　このように、振幅調整回路５４１は、燃料電池スタック１に生じる交流電位差Ｖ１の振幅が基準電圧Ｖｓに収束するように、正極側電源部５３１から出力される交流電流Ｉ１の振幅を調整する。同様に振幅調整回路５４１は、燃料電池スタック１に生じる交流電位差Ｖ２の振幅が基準電圧Ｖｓに収束するように、負極側電源部５３２から出力される交流電流Ｉ２の振幅を調整する。
　すなわち、正極側直流遮断部５１１と正極側電源部５３１との間の交流電位Ｖａの振幅、及び、負極側直流遮断部５１２と負極側電源部５３２との間の交流電位Ｖｂの振幅が互いに同じレベルに制御される。
　これにより、燃料電池スタック１の正極端子２１１に重畳される交流電位Ｖａと、負極端子２１２に重畳される交流電位Ｖｂとが一致することになる。したがって、インピーダンス測定装置５から燃料電池スタック１へ出力された交流電流Ｉ１及びＩ２が負荷３の方に漏れ出るのを抑制することができる。以下では、交流電位Ｖａと交流電位Ｖｂとが互いに等しくなるように正極側電源部５３１及び負極側電源部５３２を制御することを「等電位制御」という。
　交流信号源６００は、交流電流Ｉ１及びＩ２の波形を形成するための波形信号Ｓｗを出力する回路である。
　燃料電池スタック１には、電解質膜の抵抗成分や、電極反応に伴う抵抗成分、容量成分などの電気成分が含まれている。これらの電気成分は、交流電流Ｉ１及びＩ２の周波数に応じて値が変化するため、測定周波数とその内部インピーダンスとの関係を求めることにより各電気成分を推定することが可能となる。
　そのため、インピーダンス測定装置５を燃料電池スタック１に複数の周波数成分を有する交流電流Ｉ１及びＩ２を出力できる回路構成にするのが望ましい。しかしながら、インピーダンス測定装置５に交流信号を発振させる発振回路が測定周波数ごとに複数設けられると、インピーダンス測定装置５の回路規模が増加するとともに製造コストが増加してしまう。
　そこで交流信号源６００は、交流電流Ｉ１及びＩ２の基本波に対して高調波成分を含む波形信号Ｓｗを生成する。これにより、波形信号Ｓｗの基本波成分の周波数に加えて高調波成分の周波数についても内部インピーダンスの測定に用いることが可能となる。
　本実施形態では、交流信号源６００は、波形信号Ｓｗとして矩形波の交流信号を出力する。交流信号源６００は、矩形波の交流信号を同期検波回路５４１１及び同期検波回路５４１２に出力するとともに、正極側電源部５３１及び負極側電源部５３２の同期検波回路５３１２に出力する。
　この波形信号Ｓｗに含まれる基本波の周波数ｆｍは、燃料電池スタック１の内部インピーダンスを測定するのに適した所定の値に設定される。例えば、基本波の周波数ｆｍの値は、数Ｈｚ（ヘルツ）から数十Ｈｚまでの間に設定される。
　交流信号源６００は、基本波発振回路６１０と波形形成部６２０とを含む。
　基本波発振回路６１０は、燃料電池スタック１に対して交流電流Ｉ１及びＩ２を出力する電源手段を構成する。基本波発振回路６１０は、予め定められた周波数ｆｍを有する交流信号を交流電流Ｉ１及びＩ２の基本波として出力する。基本波発振回路６１０は、例えば、１０Ｈｚの正弦波からなる交流信号である正弦波信号を波形形成部６２０に出力する。
　波形形成部６２０は、基本波発振回路６１０から出力される基本波の周波数ｆｍに基づいて、矩形波を形成する。
　波形形成部６２０は、ＲＯＭ（Read Only Memory）を備え、ＲＯＭには矩形波を形成するための波形データが格納される。例えば、波形形成部６２０は、正弦波信号が「＋１」から「０」に達した時点で、波形信号Ｓｗを「＋１」から「－１」に切り替え、その後、正弦波信号が「－１」から「０」に達した時点で、波形信号Ｓｗを「－１」から「＋１」に切り替える。
　図６は、波形形成部６２０により形成される波形信号Ｓｗに関する図である。図６Ａは、矩形波の時間変化を示す波形図である。図６Ｂは、図６Ａに示した矩形波の振幅スペクトルを示す図である。
　図６Ａには、波形形成部６２０から出力される波形信号Ｓｗの波形が示されている。図６Ａでは、波形データに示された波形信号Ｓｗの振幅がＶｍであり、頂点が「＋Ｖｍ」であり、底点が「－Ｖｍ」である。
　図６Ａに示すように、波形信号Ｓｗは、０（ゼロ）を中心として「＋Ｖｍ」から「－Ｖｍ」までの間を変動する矩形波である。この矩形波は、基本波の周波数ｆｍに基づいてＨ（Ｈｉｇｈ）レベルとＬレベル（Ｈｉｇｈ）レベルとが交互に切り替えられることで形成される。
　また、「＋Ｖｍ」で一定に維持されるＨレベル期間と、「－Ｖｍ」で一定に維持されるＬレベル期間とが互いに等しくなるように矩形波が設定される。すなわち、矩形波のデューティ比は５０％に設定される。
　図６Ｂには、図６Ａに示した矩形波の基本波に対する高調波成分が示されている。基本波の周波数ｆｍを３倍した周波数３ｆｍの信号成分が第３高調波であり、基本波の周波数ｆｍを５倍した周波数５ｆｍの信号成分が第５高調波であり、基本波の周波数ｆｍを７倍した周波数７ｆｍの信号成分が第７高調波である。
　図６Ｂに示すように矩形波の波形信号Ｓｗは、基本波に対する奇数次の高調波成分により構成される。このため、波形形成部６２０が基本波の周波数ｆｍを基準に矩形波を形成することにより、交流電流Ｉ１及びＩ２の波形が波形信号Ｓｗと同じ矩形波となるので、複数の周波数成分を含む交流電流Ｉ１及びＩ２を燃料電池スタック１に出力することが可能となる。このため、インピーダンス測定装置５により測定できる周波数の範囲を広げることができる。
　したがって、複数の発振回路をインピーダンス測定装置５に設けることなく、互いに異なる複数の周波数の各々について燃料電池スタック１の内部インピーダンスを測定することができる。よって、インピーダンス測定装置５の回路規模及び製造コストの増加を抑制しつつ、互いに異なる複数の周波数で内部インピーダンスを測定することが可能となる。
　なお、本実施形態ではＨレベル期間とＬレベル期間とが等しい矩形波を生成したが、Ｈレベル期間とＬレベル期間とが異なる矩形波、すなわちデューティ比が５０％ではない矩形波を生成してもよい。このような交流信号には、奇数次の高調波成分に加えて、偶数次の高調波成分が含まれることになるので、互いに隣接する高調波同士の干渉が大きくなるとともに、高調波成分の数の増加に伴い各高調波成分の振幅が小さくなってしまう。
　図７は、高調波成分を含む検出信号Ｖ１及びＶ２を同期検波する同期検波回路５４１１及び５４１２の構成を示す図である。
　同期検波回路５４１１は、乗算器５４１１Ａと低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５４１１Ｂとを含む。
　乗算器５４１１Ａは、正極側検出部５２１から出力される交流電位差Ｖ１の検出信号に対して波形信号Ｓｗを乗算する。これにより、乗算器５４１１Ａから、検出信号Ｖ１の波形と波形信号Ｓｗの波形とが一致する度合いに応じた整流波形信号が出力される。
　例えば、検出信号Ｖ１と波形信号Ｓｗとの位相が完全に一致している場合には、全波整流波形の信号が出力される。なお、検出信号Ｖ１と波形信号Ｓｗの一致度合いが大きいほど、すなわち、検出信号Ｖ１と交流電流Ｉ１との位相ズレが少ないほど、検出信号Ｖ１の同相成分は大きくなる。
　低域通過フィルタ５４１１Ｂは、乗算器５４１１Ａから出力される整流波形信号の高周波領域成分を除去して平滑化する。すなわち、低域通過フィルタ５４１１Ｂは、整流波形信号の直流成分を抽出する。整流波形信号の直流成分は、検出信号Ｖ１と交流電流Ｉ１との位相ズレが少ないほど、大きくなる。
　このように、同期検波回路５４１１は、交流電流Ｉ１と同位相の波形信号Ｓｗを検出信号Ｖ１に乗算して、検出信号Ｖ１から、交流電流Ｉ１と同じ周波数成分を有し、かつ、交流電流Ｉ１と同じ位相である信号成分を抽出する。これにより、検出信号Ｖ１がノイズに埋もれている状態でも、確実に検出信号Ｖ１の同相成分を検波することができる。
　また、周波数の異なる交流信号を乗算して複数の周波数成分を有する混合波信号を生成する回路構成では、混合波周波数ごとに複数の乗算器を同期検波回路５４１１に設けなければならなくなる。これに対して本実施形態のように、高調波成分が含まれる波形信号Ｓｗを生成することにより、ひとつの乗算器を用いて同期検波処理を行えるので、同期検波回路５４１１の回路構成を簡素にすることができる。
　なお、同期検波回路５４１２については同期検波回路５４１１と同じ構成であるので、ここでの説明を省略する。また、図４に示した同期検波回路５３１２についても同期検波回路５４１１と同じ構成により実現される。
　次に演算部５５０の構成について図８を参照して説明する。
　演算部５５０は、ＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄと、同期信号発生器５５１Ｅと、データ保持部５５２Ａ～５５２Ｄと、フーリエ変換処理部５５３と、インピーダンス演算部５５４とを含む。
　同期信号発生器５５１Ｅは、ＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄの各サンプリングタイミングを同期させる同期信号Ｓclkを生成する。
　ＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄは、交流電流Ｉ１及びＩ２を示す検出信号と交流電位差Ｖ１及びＶ２を示す検出信号とを同時にサンプリングし、各検出信号ごとに、サンプリングした検出信号をデジタル信号に変換する変換部を構成する。
　ＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄは、同期信号発生器５５１Ｅから出力される共通の同期信号Ｓclkに基づいてアナログ信号をデジタル信号に変換する。そしてＡＤ変換器５５１～５５１Ｄは、それぞれ変換したデジタル信号をデータ保持部５５２Ａに記録する。
　具体的には、ＡＤ変換器５５１Ａは、正極側電源部５３１の同期検波回路５３１２から出力される検出信号をデジタル信号に変換してデータ保持部５５２Ａに正極側の交流電流Ｉ１として記録する。ＡＤ変換器５５１Ｂは、正極側検出部５２１から出力される検出信号をデジタル信号に変換してデータ保持部５５２Ｂに正極側の交流電位差Ｖ１として記録する。ＡＤ変換器５５１Ｃは、負極側検出部５２２から出力される検出信号をデジタル信号に変換してデータ保持部５５２Ｃに負極側の交流電位差Ｖ２として記録する。ＡＤ変換器５５１Ｄは、負極側電源部５３２の同期検波回路から出力される検出信号をデジタル信号に変換してデータ保持部５５２Ｄに負極側の交流電流Ｉ２として記録する。
　データ保持部５５２Ａ～５５２Ｄは、それぞれ、ＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄにより生成されるデジタル信号を時系列に保持するメモリである。
　フーリエ変換処理部５５３は、ＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄにより変換された各デジタル信号に基づいて、各検出信号の振幅スペクトルを時分割により演算する処理部を構成する。そしてフーリエ変換処理部５５３は、各検出信号の振幅スペクトルに基づいて基本波及び高調波成分の各測定周波数を抽出する。
　本実施形態では、フーリエ変換処理部５５３は、データ保持部５５２Ａ～５５２Ｄに保持されたデジタル信号を高速フーリエ変換処理する。フーリエ変換処理部５５３及びインピーダンス演算部５５４は、例えば、ひとつのマイクロチップにより構成される。
　フーリエ変換処理部５５３は、データ保持部５５２Ａに保持された時系列のデジタル信号Ｉ１を時間領域から周波数領域に変換する。続いてフーリエ変換処理部５５３は、データ保持部５５２Ｂに保持された時系列のデジタル信号Ｖ１を時間領域から周波数領域に変換する。
　さらに、フーリエ変換処理部５５３は、データ保持部５５２Ｃに保持された時系列のデジタル信号Ｖ２を時間領域から周波数領域に変換する。続いてフーリエ変換処理部５５３は、データ保持部５５２Ｄに保持された時系列のデジタル信号Ｉ２を時間領域から周波数領域に変換する。
　フーリエ変換処理部５５３は、交流電流Ｉ１及びＩ２に含まれる周波数成分の振幅及び位相を算出するとともに、交流電位差Ｖ１及びＶ２に含まれる周波数の振幅及び位相を算出する。具体的にはフーリエ変換処理部５５３は、検出信号Ｉ１、Ｉ２、Ｖ１及びＶ２の振幅スペクトルから基本波及び高調波成分を抽出する。
　そして、フーリエ変換処理部５５３は、検出信号の周波数成分ごとに、交流電位差Ｖ１の振幅及び位相と交流電流Ｉ１の振幅及び位相とをインピーダンス演算部５５４に出力する。続いてフーリエ変換処理部５５３は、検出信号の周波数成分ごとに、交流電位差Ｖ２の振幅及び位相と交流電流Ｉ２の振幅及び位相とをインピーダンス演算部５５４に出力する。
　インピーダンス演算部５５４は、フーリエ変換処理部５５３から、検出信号の周波数成分ごとに交流電位差Ｖ１の振幅と交流電流Ｉ１の振幅とを取得する。そしてインピーダンス演算部５５４は、周波数成分ごとに取得した交流電位差Ｖ１の振幅と交流電流Ｉ１の振幅とに基づいて内部抵抗Ｒ１を演算する。
　さらにインピーダンス演算部５５４は、フーリエ変換処理部５５３から、検出信号の周波数成分ごとに交流電位差Ｖ２の振幅と交流電流Ｉ２の振幅とを取得する。そしてインピーダンス演算部５５４は、周波数成分ごとに取得した交流電位差Ｖ２の振幅と交流電流Ｉ２の振幅とに基づいて内部抵抗Ｒ２を演算する。
　例えば、インピーダンス演算部５５４は、基本波の周波数ｆｍでの内部抵抗Ｒを算出し、第３高調波の周波数３ｆｍでの内部抵抗Ｒを算出する。そしてインピーダンス演算部５５４は、第５高調波の周波数５ｆｍでの内部抵抗Ｒを算出し、第７高調波の周波数７ｆｍでの内部抵抗Ｒを算出する。このようにインピーダンス測定装置５は、検出信号Ｖ１及びＶ２に含まれる高調波成分の周波数ごとに燃料電池スタック１の内部抵抗Ｒを測定する。
　あるいは、インピーダンス演算部５５４は、フーリエ変換処理部５５３から出力される各周波数の交流電流及び交流電位差の位相ズレに応じて、燃料電池スタック１の内部インピーダンスを補正するものであってもよい。
　インピーダンス演算部５５４は、測定した各周波数の内部インピーダンスに基づいて、燃料電池スタック１の電解質膜の抵抗成分や、反応抵抗成分などのインピーダンス成分を演算する。インピーダンス演算部５５４は、これらの演算結果をコントロールユニット６に出力する。
　図９は、演算部５５０に入力される各検出信号の一例を示す図である。図９（ａ）は、交流電流Ｉ１の振幅の時間変化を示す図である。図９（ｂ）は、交流電位差Ｖ１の振幅の時間変化を示す図である。図９（ａ）及び図９（ｂ）の横軸は、互いに共通の時間軸である。なお、検出信号の波形は三角波であるが、矩形波でも包絡線は同じように変動する。
　図９（ａ）及び図９（ｂ）に示すように、燃料電池スタック１や負荷３の変動などが原因で、同期信号Ｓclkの周期内において検出信号Ｉ１及び検出信号Ｖ１の振幅は変動する。このため、検出信号Ｉ１及び検出信号Ｖ１のサンプリングタイミングのズレが大きくなるほど、インピーダンスを測定する精度が低下することになる。
　本実施形態では、図８に示したようにＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄに対して同一の同期信号Ｓclkが入力されるので、各検出信号Ｉ１、Ｉ２、Ｖ１及びＶ２のサンプリングタイミングのズレが小さくなる。したがって、同期信号Ｓclkの周期内に各検出信号Ｉ１、Ｉ２、Ｖ１及びＶ２の振幅が変動するような状況であっても、内部インピーダンスを正確に測定することができる。
　図１０Ａ及び図１０Ｂは、フーリエ変換処理部５５３により行われる演算処理の一例を示す図である。
　図１０Ａは、フーリエ変換処理部５５３により演算される検出信号の振幅スペクトルを示す図である。図１０Ａには、正極側の交流電位差Ｖ１を検出した検出信号の振幅スペクトルが示されている。ここでは、横軸が周波数ｆｒｅｑであり、縦軸が振幅Ａｍｐである。
　図１０Ａに示すように、フーリエ変換処理部５５３は、データ保持部５５２Ａに保持された交流電位差Ｖ１の検出信号に対して高速フーリエ変換することにより、各周波数ｆの振幅Ａを算出する。同様にフーリエ変換処理部５５３は、交流電流Ｉ１、交流電位差Ｖ２及び交流電流Ｉ２の検出信号についても振幅スペクトルを演算する。これらの演算結果については、以下のとおり表わすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　図１０Ｂは、図１０Ａに示した振幅スペクトルから抽出される基本波及び高調波成分の周波数ｈ１～ｈ４の振幅Ａを示す図である。ここでは、周波数ｈ１の信号成分が基本波に対応し、周波数ｈ２の信号成分が第３高調波に対応し、周波数ｈ３の信号成分が第５高調波に対応し、周波数ｈ４の信号成分が第７高調波に対応する。
　図１０Ｂに示すように、フーリエ変換処理部５５３は、図１０Ａに示した振幅スペクトルのうち、頂点となる周波数ｈ１～ｈ４を基本波及び高調波の測定周波数として特定し、これらの周波数ｈ１～ｈ４に対応する振幅Ａを抽出する。同様にフーリエ変換処理部５５３は、交流電流Ｉ１、交流電位差Ｖ２及び交流電流Ｉ２についても振幅スペクトルから基本波ｈ１及び高調波ｈ２～ｈ４の周波数とこれらの振幅Ａを抽出する。これらの演算結果については、以下のとおり表わすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　図１１Ａは、フーリエ変換処理部５５３により演算される検出信号の位相スペクトルを示す図である。図１１Ａには、正極側の交流電位差Ｖ１を検出した検出信号の位相スペクトルが示されている。ここでは、横軸が周波数ｆｒｅｑであり、縦軸が位相θである。
　図１１Ａに示すように、フーリエ変換処理部５５３は、データ保持部５５２Ａに保持された交流電位差Ｖ１の検出信号に対して高速フーリエ変換することにより、各周波数ｆの位相θを算出する。同様にフーリエ変換処理部５５３は、交流電流Ｉ１、交流電位差Ｖ２及び交流電流Ｉ２の検出信号についても位相スペクトルを演算する。これらの演算結果については、以下のとおり表わすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　図１１Ｂは、図１１Ａに示した位相スペクトルから抽出される基本波及び高調波成分の周波数ｈ１～ｈ４の位相θを示す図である。
　図１１Ｂに示すように、フーリエ変換処理部５５３は、図１１Ａに示した位相スペクトルのうち、図１０Ｂで特定した周波数ｈ１～ｈ４に対応する位相θを抽出する。同様に交流電流Ｉ１、交流電位差Ｖ２及び交流電流Ｉ２についてもフーリエ変換処理部５５３は、位相スペクトルから、基本波ｈ１及び高調波ｈ２～ｈ４の周波数とこれらの位相θとを抽出する。これらの演算結果については、以下のとおり表わすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　上述の演算結果（３）及び（５）を用いて、インピーダンス演算部５５４は、基本波ｈ１及び高調波ｈ２～ｈ４の各々の測定周波数ｈについて、燃料電池スタック１に含まれるインピーダンスの抵抗成分Ｒ（ｈ）及びリアクタンス成分Ｘ（ｈ）を演算する。
　具体的には、インピーダンス演算部５５４は、次式（６）に示すように、基本波及び高調波成分の測定周波数ｈごとに、交流電流Ｉ１の位相θi1（ｈ）から交流電位差Ｖ１の位相θv1（ｈ）を減算することにより、インピーダンス角θ１（ｈ）を算出する。これと共に、インピーダンス演算部５５４は、基本波及び高調波成分の周波数ｈごとに、交流電流Ｉ２の位相θi2（ｈ）から交流電位差Ｖ２の位相θv2（ｈ）を減算することによりインピーダンス角θ２（ｈ）を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　次にインピーダンス演算部５５４は、次式（７）に示すように、基本波及び高調波成分の周波数ｈごとに、交流電位差Ｖ１の振幅Ａv1（ｈ）と交流電流Ｉ１の振幅Ａi1（ｈ）とインピーダンス角θ１（ｈ）とに基づき、正極側の抵抗成分Ｒ１（ｈ）及びリアクタンス成分Ｘ１（ｈ）を算出する。これと共にインピーダンス演算部５５４は、基本波及び高調波成分の周波数ｈごとに、交流電位差Ｖ２の振幅Ａv2（ｈ）と交流電流Ｉ２の振幅Ａi2（ｈ）とインピーダンス角θ２（ｈ）とに基づき、負極側の抵抗成分Ｒ２（ｈ）及びリアクタンス成分Ｘ２（ｈ）を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　そして、インピーダンス演算部５５４は、次式（８）のとおり、抽出された周波数ｈごとに燃料電池スタック１の全体の抵抗成分Ｒ（ｈ）及びリアクタンス成分Ｘ（ｈ）を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 　このように、フーリエ変換処理部５５３が、検出信号に含まれる複数の高調波成分を抽出し、高調波成分の各周波数における振幅及び位相に基づいてインピーダンス演算部５５４が、燃料電池スタック１の内部インピーダンスを高調波ごとに算出する。
　図１２は、交流調整部５４０で行われる制御をコントローラによって実現するときの制御方法を例示するフローチャートである。
　まず、ステップＳ１の前のステップにおいてコントローラは、正極側電源部５３１及び負極側電源部５３２に対して基本波の交流信号Ｓｆを発振する基本波発振回路６１０を起動する。すなわち、このステップは、積層電池に対して交流電流を出力する出力ステップを構成する。
　ステップＳ１においてコントローラは、正極交流電位Ｖａに相当する交流電位差Ｖ１が所定値Ｖｓよりも大きいか否かを判定する。コントローラは、判定結果が否であればステップＳ２へ処理を移行し、判定結果が肯であればステップＳ３へ処理を移行する。
　ステップＳ２においてコントローラは、交流電位差Ｖ１が所定値Ｖｓよりも小さいか否かを判定する。コントローラは、判定結果が否であればステップＳ４へ処理を移行し、判定結果が肯であればステップＳ５へ処理を移行する。
　ステップＳ３においてコントローラは、正極側電源部５３１の出力を下げる。すなわち、コントローラは、交流電流Ｉ１の振幅を小さくする。これによって交流電位差Ｖ１の振幅が下がる。
　ステップＳ４においてコントローラは、正極側電源部５３１の出力を維持する。これによって交流電位差Ｖ１の振幅が維持される。
　ステップＳ５においてコントローラは、正極側電源部５３１の出力を上げる。これによって交流電位差Ｖ１の振幅が上がる。
　ステップＳ６においてコントローラは、負極交流電位Ｖｂに相当する交流電位差Ｖ２が所定値Ｖｓよりも大きいか否かを判定する。コントローラは、判定結果が否であればステップＳ７へ処理を移行し、判定結果が肯であればステップＳ８へ処理を移行する。
　ステップＳ７においてコントローラは、交流電位差Ｖ２が所定値Ｖｓよりも小さいか否かを判定する。コントローラは、判定結果が否であればステップＳ９へ処理を移行し、判定結果が肯であればステップＳ１０へ処理を移行する。
　ステップＳ８においてコントローラは、負極側電源部５３２の出力を下げる。これによって交流電位差Ｖ２の振幅が下がる。
　ステップＳ９においてコントローラは、負極側電源部５３２の出力を維持する。これによって交流電位差Ｖ２の振幅が維持される。
　ステップＳ１０においてコントローラは、負極側電源部５３２の出力を上げる。これによって交流電位差Ｖ２の振幅が上がる。
　ステップＳ１１においてコントローラは、交流電位差Ｖ１及び交流電位差Ｖ２が所定値Ｖｓであるか否かを判定する。コントローラは、判定結果が肯であればステップＳ２０へ進み、判定結果が否であればステップＳ１へ戻る。
　ステップＳ２０において演算部５５０は、上述の式（１－１）及び式（１－２）に基づいて燃料電池スタック１の内部抵抗Ｒを演算するインピーダンス演算処理を実行する。すなわち、ステップＳ２０は、正極側電源部５３１及び負極側電源部５３２により出力される交流電流Ｉ１及びＩ２と、積層電池１により出力される電位の交流成分Ｖ１及びＶ２とに基づいて、内部インピーダンスを演算する演算ステップを構成する。
　図１３は、ステップ２０で実行されるインピーダンス演算処理の一例を示すフローチャートである。
　ステップ２１において波形形成部６２０は、基本波発振回路６１０から出力される交流信号の周波数ｆｍに基づいて、正極側電源部５３１及び負極側電源部５３２から出力される交流電流Ｉ１及びＩ２の波形を矩形波に形成する。すなわち、ステップＳ２１は、基本波発振回路６１０により出力される交流電流の波形を、角を含む形状に形成する形成ステップを構成する。
　ステップ２２においてＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄは、共に同期信号発生器５５１Ｅから所定周期で出力される同期信号Ｓclkを検出する。
　ステップＳ２３においてＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄは、同期信号Ｓclkを検出すると、アナログ信号をデジタル信号に変換する回数のカウント値ｄをゼロ（０）に設定する。これにより、カウント値が初期化される。
　ステップＳ２４においてＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄは、カウント値ｄを１だけカウントアップする。
　ステップＳ２５においてＡＤ変換器５５１Ａは、正極側電源部５３１から出力された交流電流Ｉ１の検出信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、変換後のデジタル信号を交流電流Ｉ１としてデータ保持部５５２Ａに記録する。これと共にＡＤ変換器５５１Ｄは、負極側電源部５３２から出力された交流電流Ｉ２の検出信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、変換後のデジタル信号を交流電流Ｉ２としてデータ保持部５５２Ｄに記録する。
　ステップＳ２６においてＡＤ変換器５５１Ｂは、正極側検出部５２１から出力される交流電位差Ｖ１の検出信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、変換後のデジタル信号を交流電位差Ｖ１としてデータ保持部５５２Ｂに記録する。これと共にＡＤ変換器５５１Ｃは、負極側検出部５２２から出力される交流電位差Ｖ２の検出信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、変換後のデジタル信号を交流電位差Ｖ２としてデータ保持部５５２Ｃに記録する。
　ステップＳ２７においてＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄは、共に、カウント値ｄが所定のサンプリング回数に達したか否かを判断する。サンプリング回数は、ＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄの演算処理能力などにより定められる値であり、本実施形態では「１０２４」に設定される。なお、サンプリング回数は「１０２４」に限られるものいではない。
　ＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄは、カウント値ｄがサンプリング回数よりも小さい場合には、ステップＳ２４に戻る。そしてＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄは、カウント値ｄがサンプリング回数と等しくなるまで、ステップＳ２４からステップＳ２６までの一連の処理を繰り返す。
　一方、ＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄは、カウント値ｄがサンプリング回数と等しくなったときには、アナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換処理を停止し、ステップＳ２８に進む。
　ステップＳ２８においてフーリエ変換処理部５５３は、ＡＤ変換処理の停止後、データ保持部５５２Ａ～５５２Ｄに時系列に記憶されたデジタル信号を用いて高速フーリエ変換処理を実行する。
　ステップＳ２９においてフーリエ変換処理部５５３は、高速フーリエ変換処理によって検出信号に含まれる基本波及び高調波成分の各測定周波数ｈを抽出する。そしてフーリエ変換処理部５５３は、測定周波数ｈごとに、検出信号Ｉ１及びＩ２の振幅Ａ及び位相θと、検出信号Ｖ１及びＶ２の振幅Ａ及び位相θとをインピーダンス演算部５５４に出力する。
　ステップＳ３０においてインピーダンス演算部５５４は、基本波及び高調波成分の測定周波数ｈごとに、交流電流Ｉ１の振幅Ａi1（ｈ）と交流電位差Ｖ１の振幅Ａv1（ｈ）とに基づいて、燃料電池スタック１の正極側抵抗Ｒ１（ｈ）を演算する。そしてインピーダンス演算部５５４は、基本波及び高調波成分の測定周波数ｈごとに、交流電流Ｉ２の振幅Ａi2（ｈ）と交流電位差Ｖ２の振幅Ａv2（ｈ）とに基づいて、燃料電池スタック１の負極側内部抵抗Ｒ２（ｈ）を演算する。
　そしてインピーダンス演算部５５４は、式（８）に示したように、基本波及び高調波の測定周波数ｈごとに、燃料電池スタック１全体の内部抵抗Ｒ（ｈ）をインピーダンス成分として算出する。
　なお、インピーダンス演算部５５４は、フーリエ変換処理部５５３から、各測定周波数ｈの交流電流及び交流電位差の振幅Ａに加えて位相θを取得し、各測定周波数ｈの交流電流及び交流電位差の振幅Ａ及び位相θに基づいてインピーダンス成分Ｒ（ｈ）及びＸ（ｈ）を演算するものであってもよい。
　そしてステップＳ３０の処理が完了した後、インピーダンス演算処理が終了し、図１２の処理に戻ってインピーダンス測定装置５の制御方法を終了する。
　図１４は、インピーダンス測定装置５の制御手法の一例を示すタイムチャートである。なお、フローチャートとの対応が判りやすくなるようにステップ番号を併記する。
　図１４の初期では、正極側の内部抵抗Ｒ１が負極側の内部抵抗Ｒ２よりも高い状態である(図１４（Ａ）)。このような状態でコントローラが制御を開始する。
　時刻ｔ０では、正極交流電位Ｖａも負極交流電位Ｖｂも制御レベルに達していない(図１４（Ｃ）)。すなわち、正極側の交流電位差Ｖ１も負極側の交流電位差Ｖ２も制御レベルに達していない。この状態では、コントローラは、ステップＳ１→Ｓ２→Ｓ５→Ｓ６→Ｓ７→Ｓ１０→Ｓ１１を繰り返す。これによって正極側の交流電流Ｉ１及び負極側の交流電流Ｉ２が増大する(図１４（Ｂ）)。
　時刻ｔ１で正極交流電位Ｖａが制御レベルに達したら(図１４（Ｃ）)、コントローラは、ステップＳ１→Ｓ２→Ｓ４→Ｓ６→Ｓ７→Ｓ１０→Ｓ１１を繰り返す。これによって正極側交流電流Ｉ１が維持されるとともに、負極側の交流電流Ｉ２は増大する(図１４（Ｂ）)。
　時刻ｔ２で負極交流電位Ｖｂも制御レベルに達して正極交流電位Ｖａと同レベルになったら(図１４（Ｃ）)、コントローラは、ステップＳ１→Ｓ２→Ｓ４→Ｓ６→Ｓ７→Ｓ９→Ｓ１１→Ｓ１２を処理する。これによって正極側の交流電流Ｉ１及び負極側の交流電流Ｉ２が維持される。そして式（１－１）に基づいて、正極側の内部抵抗Ｒ１及び負極側の内部抵抗Ｒ２が演算される。そして正極側の内部抵抗Ｒ１と負極側の内部抵抗Ｒ２とが足し合わされて全体の内部抵抗Ｒが求められる。
　時刻ｔ３以降は、燃料電池スタックの湿潤状態が変化するなどして負極側の内部抵抗Ｒ２が上昇している(図１４（Ａ）)。この場合には、コントローラは、ステップＳ１→Ｓ２→Ｓ４→Ｓ６→Ｓ８→Ｓ１１→Ｓ１２を繰り返す。このように処理することで負極側の内部抵抗Ｒ２の上昇に合わせて負極側の交流電流Ｉ２を下げるので、負極交流電位Ｖｂは正極交流電位Ｖａと同レベルに維持される。したがって、この状態であっても内部抵抗Ｒが演算される。
　時刻ｔ４以降は、負極側の内部抵抗Ｒ２が正極側の内部抵抗Ｒ１に一致するようになる(図１４（Ａ）)。この場合には、コントローラは、ステップＳ１→Ｓ２→Ｓ４→Ｓ６→Ｓ７→Ｓ９→Ｓ１１→Ｓ１２を繰り返す。このように処理することで正極交流電位Ｖａと負極交流電位Ｖｂとが同レベルに維持され(図１４（Ｃ）)、内部抵抗Ｒが演算される。
　次にインピーダンス測定装置５による等電位制御の作用効果を説明する。
　図１５は、燃料電池スタック１の正極端子２１１に生じる正極電位の変化と、負極端子２１２に生じる負極電位の変化とを例示する図である。ここでは、理解を容易にするため、交流電流Ｉ１の基本波成分と交流電流Ｉ２の基本波成分とが示されている。
　燃料電池スタック１の出力中は、燃料電池スタック１の正極端子２１１及び負極端子２１２の端子間に、燃料電池スタック１から負荷３に出力される直流のスタック電圧Ｖｄｃが生じる。インピーダンス測定装置５が起動（ＯＮ）される前は、正極端子２１１の正極電位、及び負極端子２１２の負極電位は、点線で示すように共に一定であり、正極電位と負極電位との電位差であるスタック電圧Ｖｄｃが負荷３に供給される。その後インピーダンス測定装置５が起動され、正極側電源部５３１及び負極側電源部５３２から交流電流Ｉ１及びＩ２が出力されると、正極端子２１１に交流電位Ｖａが重畳され、負極端子２１２に負極交流電位Ｖｂが重畳される。
　正極側電源部５３１から出力された交流電流Ｉ１は、正極側直流遮断部５１１を介して燃料電池スタック１の正極端子２１１に供給され、中途点端子２１３及び中途点直流遮断部５１３を介して正極側検出部５２１に出力される。このとき、正極端子２１１と中途点端子２１３との端子間には、内部抵抗Ｒ１での電圧降下により交流電位差Ｖ１(＝Ｖａ－Ｖｃ)が生じる。この交流電位差Ｖ１は、正極側検出部５２１によって検出される。
　一方、負極側電源部５３２から出力された交流電流Ｉ２は、負極側直流遮断部５１２を介して燃料電池スタック１の負極端子２１２に供給され、中途点端子２１３及び中途点直流遮断部５１３を介して負極側検出部５２２に出力される。このとき、負極端子２１２と中途点端子２１３との端子間には、内部抵抗Ｒ２での電圧降下により交流電位差Ｖ２(＝Ｖｂ－Ｖｃ)が生じる。この交流電位差Ｖ２は、負極側検出部５２２によって検出される。
　交流調整部５４０は、正極側の交流電位差Ｖ１と負極側の交流電位差Ｖ２との電位差(Ｖ１－Ｖ２)、すなわち正極交流電位Ｖａと負極交流電位Ｖｂとの差（Ｖａ－Ｖｂ）が常に小さくなるように正極側電源部５３１及び負極側電源部５３２を調節する。これにより、正極交流成分Ｖａの振幅と負極交流成分Ｖｂの振幅とが等しくなるので、正極端子２１１と負極端子２１２との間に生じるスタック電圧Ｖｄｃは変動せずに一定となる。
　そして演算部５５０は、正極側検出部５２１及び負極側検出部５２２から出力される交流電位差Ｖ１及びＶ２と、正極側電源部５３１及び負極側電源部５３２から出力される交流電流Ｉ１及びＩ２とに基づいてオームの法則を適用する。これにより、燃料電池スタック１の正極側の内部抵抗Ｒ１及び負極側の内部抵抗Ｒ２が算出される。
　また、等電位制御によって正極端子２１１及び負極端子２１２に生じる交流電位成分の位相が一致し、かつ、振幅が等しくなるので、正極端子２１１及び負極端子２１２に走行用モータなどの負荷３が接続された状態であっても、交流電流Ｉ１又はＩ２が負荷３に漏洩するのを抑制できる。
　さらに負荷３の作動状態によらず、運転中の燃料電池スタック１の内部抵抗Ｒ１及びＲ２を測定して全体の内部抵抗Ｒを正確に算出することができる。また、正極側電源部５３１及び負極側電源部５３２から交流電流Ｉ１及びＩ２が出力されるので、燃料電池スタック１が停止中であっても内部抵抗Ｒを測定することができる。
　図１６は、図１３に示したインピーダンス演算処理の動作を示すタイミングチャートである。
　時刻ｔ１０では、図１６（ａ）に示すように、同期信号ＳclkがＬ（Ｌｏｗ）レベルからＨ（Ｈｉｇｈ）レベルに切り替えられる。これにより、ＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄは、同期信号Ｓclkを検出し、サンプリングを開始する。
　時刻ｔ１１では、図１６（ｂ）に示すように、Ｓ／Ｈパルスがサンプリング（Ｓ）からホールド（Ｈ）に切り替えられると、ＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄは、検出信号Ｖ１、Ｉ１、Ｖ２及びＩ２の各々をデジタル信号に変換する。
　例えば、図１６（ｃ）に示すように、ＡＤ変換器５５１Ａは、１回目のサンプリング時ｔ１の検出信号Ｖ１がホールド期間中にデータｄ１に変換され、２回目のサンプリング時ｔ２の検出信号Ｖ１がホールド期間中にデータｄ２に変換され、３回目のサンプリング時ｔ３の検出信号Ｖ１がホールド期間中にデータｄ３に変換される。
　そして図１６（ｅ）に示すように、ＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄの各々は、取込み期間Ｔｃに１０２４個の時系列データｄ１～ｄ１０２４をデータ保持部５５２Ａ～５５２Ｄに記録する。これにより、データ保持部５５２Ａ～５５２Ｄには、波形データＷａｖｅ１｛（Ｖ１，Ｉ１，Ｖ２，Ｉ２），ｄ１０２４｝が保持される。
　時刻ｔ１２では、図１６（ａ）に示すように、ＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄは、再び同期信号ＳclkのＬレベルを検出し、時刻ｔ１１からの取込み期間ＴｃでのＡＤ変換処理と同様の処理を実行する。
　これと共に図１６（ｆ）に示すように、フーリエ変換処理部５５３は、図１０Ａ及び図１１Ａで述べたとおり、波形データＷａｖｅ１を高速フーリエ変換することにより、各測定周波数ｈの振幅Ａ及び位相θを振幅スペクトル及び位相スペクトルとして算出する。
　そして図１６（ｇ）に示すように、フーリエ変換処理部５５３は、図１０Ｂ及び図１１Ｂで述べたとおり、検出信号の各々について基本波成分及び高調波成分の各測定周波数ｈを特定し、これらの測定周波数ｈごとに振幅Ａ及び位相θを抽出する。
　その後、図１６（ｈ）に示すように、インピーダンス演算部５５４は、式（７）のとおり、基本波及び高調波成分の測定周波数ｈごとに、燃料電池スタック１の抵抗成分Ｒ１（ｈ）及びＲ２（ｈ）とリアクタンス成分Ｘ１（ｈ）及びＸ２（ｈ）とを算出する。
　そして、図１６（ｉ）に示すように、インピーダンス演算部５５４は、式（８）のとおり、基本波及び高調波成分の測定周波数ｈごとに、燃料電池スタック１全体の抵抗成分Ｒ（ｈ）及びリアクタンス成分Ｘ（ｈ）をインピーダンス成分として算出する。
　時刻ｔ１３では、図１６（ａ）に示すように、同期信号Ｓclkが再びＨレベルからＬレベルに切り替えられる。これに伴いＡＤ変換器５５１Ａ～５５１ＤがＡＤ変換処理を実行するとともに、フーリエ変換処理部５５３が波形データＷａｖｅ２を用いて高速フーリエ変換処理を実行する。
　このように演算部５５０は、同期信号Ｓclkが検出されるたびにＡＤ変換処理により記録される波形データに対して高速フーリエ変換処理を実行し、検出信号の周波数成分ごとに内部インピーダンスを算出するというインピーダンス演算処理を繰り返す。
　本発明の第１実施形態によれば、インピーダンス測定装置５は、燃料電池スタック１に対して交流電流を出力する電源手段として、正極側電源部５３１、負極側電源部５３２及び基本波発振回路６１０を含む。さらにインピーダンス測定装置５は、電源手段により出力される交流電流と燃料電池スタック１により出力される電位の交流成分とに基づいて、燃料電池スタック１が有するインピーダンスを演算する演算手段として演算部５５０を含む。そしてインピーダンス測定装置５は、電源手段により出力される交流電流の波形を、角を含む形状に形成する形成手段として波形形成部６２０を備える。
　このように波形形成部６２０を備えることにより、燃料電池スタック１に出力される交流電流には、基本波に対する高調波成分が多数含まれることになる。このため、信号発振回路が多数備えられたインピーダンス測定装置に比べて、内部インピーダンスが測定できる周波数範囲を広げつつ、回路規模及び製造コストの増加を抑制することができる。
　したがって、本実施形態によれば、インピーダンス測定装置５の回路規模及び製造コストの増加を抑制しつつ、複数の周波数の交流信号を燃料電池スタック１に出力することができる。
　また、本実施形態によれば、波形形成部６２０は、基本波発振回路６１０により出力される交流信号Ｓｆの波形を変形させることにより、多数の高調波成分を含む方形波状の波形信号Ｓｗを形成する。
　このように、ひとつの基本波発振回路６１０から出力される交流信号Ｓｆを変形させることにより、複数の周波数成分を含む交流電流Ｉ１及びＩ２が生成されるので、信号発振回路の数を削減することができる。また、波形形成部６２０を正極側直流遮断部５１１と正極側電源部５３１との間に配置する場合に比べて、耐電圧が低い回路を用いることができるので、製品コストを低減することができる。
　また、本実施形態によれば、波形形成部６２０は、図６Ｂに示した第３高調波、第５高調波、第７高調波のような奇数次の高調波成分のみからなる方形波状の波形信号Ｓｗを正極側電源部５３１及び負極側電源部５３２に出力する。
　これにより、偶数次の高調波成分を含む波形信号を生成する場合に比べて、図１０Ｂに示すように、基本波に隣接する高調波ｈ２の周波数と基本波の周波数ｈ１との周波数間隔が広くなるので、基本波ｈ１と高調波ｈ２との隣接干渉を抑制することができる。したがって、交流電流Ｉ１及びＩ２並びに交流電位差Ｖ１及びＶ２を検出する精度の低下を抑制することができる。
　また、本実施形態によれば、基本波発振回路６１０は、燃料電池スタック１の正極端子２１１及び負極端子２１２の各々に対して正弦波信号Ｓｆを出力する。波形形成部６２０は、その正弦波信号Ｓｆを方形波状の矩形波に変形する。
　これにより、燃料電池スタック１の内部抵抗Ｒ１及びＲ２が等しいときには、燃料電池スタック１から負荷３に発電電力が供給されている状態であっても、燃料電池スタック１の内部インピーダンスを算出することができる。また、正極側電源部５３１及び負極側電源部５３２の両方に波形形成部６２０を配置する場合に比べて、基本波発振回路６１０から出力される交流信号の波形を直接変形することにより、波形形成部６２０が１個で済むので、回路規模の増加を抑えることができる。
　また、本実施形態によれば、インピーダンス測定装置５は、交流電位差Ｖ１と交流電位差Ｖ２のうち少なくとも一方を検出する検出手段として正極側検出部５２１及び負極側検出部５２２を含む。
　そして演算部５５０は、高速フーリエ変換処理により、交流電位差Ｖ１又はＶ２を示す検出信号に基づいて基本波及び高調波成分の各周波数を抽出する。演算部５５０は、抽出した周波数ごとに、交流電流Ｉ１又はＩ２の振幅と交流電位差Ｖ１又はＶ２の振幅とに基づいて、内部インピーダンス成分Ｒ（ｈ）を算出する。
　このように、高速フーリエ変換処理により実際の高調波成分が特定されるので、予め定められた周波数を用いる場合に比べて振幅の最も大きな周波数で内部インピーダンスを測定でき、測定精度の低下を抑制することができる。
　また、本実施形態では、演算部５５０は、方形波状の交流電流Ｉ１を示す検出信号と交流電位差Ｖ１を示す検出信号とを同時にサンプリングし、サンプリングした各検出信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器５５１Ａ及び５５１Ｂを備える。さらに演算部５５０は、検出信号Ｉ１及びＶ１の各々について変換後の時系列データを用いてフーリエ変換処理を時分割で実行して、基本波及び高調波成分の各周波数を抽出するフーリエ変換処理部５５３を備える。
　このように検出信号Ｉ１と検出信号Ｖ１とが同じタイミングでサンプリングされるので、図９に示したように、検出信号Ｉ１及びＶ１の振幅が外来ノイズ等によって変動しやすい状態であっても、サンプリングずれに伴う測定精度の低下を抑制するこができる。
　また、本実施形態によれば、インピーダンス測定装置５は、交流電位差Ｖ１及びＶ２に基づいて、正極端子２１１に生じる電位の交流成分Ｖａと負極端子２１２に生じる電位の交流成分Ｖｂとが一致するように、方形波状の交流電流Ｉ１及びＩ２の振幅を調整する調整手段として交流調整部５４０を含む。
　これにより、燃料電池スタック１の内部抵抗Ｒが変化する状況であっても、交流調整部５４０によって交流成分Ｖａと交流成分Ｖｂとが一致した状態が維持されるので、内部インピーダンスの測定精度を確保することができる。したがって、高調波成分を含む方形波状の交流電流Ｉ１及びＩ２を燃料電池スタック１に出力しつつ、内部インピーダンスの測定精度の低下を抑制することができる。
　本実施形態では波形形成部６２０が方形波状の交流電流Ｉ１及びＩ２として矩形波を形成する例について説明した。しかしながら、矩形波の場合、電流が一定となる部分では直流遮断部５１１及び５１２のコンデンサによって波形が歪んでしまう。特に低周波数の信号成分については歪み量が大きくなることから、等電位制御が正しく行えなくなる可能性がある。この対策としては、直流遮断部５１１及び５１２のコンデンサの静電容量を大きくすることが考えられるが、直流遮断部５１１及び５１２のサイズ及び部品コストが増加してしまう。そこで直流遮断部５１１及び５１２による波形歪みを抑えつつ直流遮断部５１１～５１３の静電容量を小さくするための対策を以下の実施形態で説明する。
　（第２実施形態）
　図１７Ａは、本発明の第２実施形態における交流電流Ｉ１及びＩ２の波形を示す観念図である。
　図１７Ａに示すように、交流電流Ｉ１及びＩ２の波形は、正弦波信号Ｓｆのうち頂点及び底点を含む各半値幅部分の振幅を小さく歪ませた方形波状の形状に形成される。正弦波信号Ｓｆのうち最大振幅部分が押し潰された波形は方形波状となり、このような波形の交流電流Ｉ１及びＩ２は、次式のように表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 　図１７Ｂは、図１７Ａに示した方形波状の交流電流Ｉ１及びＩ２の振幅スペクトルを示す図である。
　方形波状の交流電流Ｉ１及びＩ２は、上式（９）に示したように、基本波に対して奇数次の高調波成分により構成される。また、各次数の高調波成分の振幅は、基本波の振幅に対して高調波の次数分の１の関係で減衰する。このため、方形波状の交流電流Ｉ１及びＩ２は、図２５Ｂに示した三角波の高調波成分に比べて高調波成分の減衰が抑えられ、交流調整部５４０及び演算部５５０により行われる検出信号の検出精度を向上させることができる。
　図１８は、本実施形態における波形形成部６２０Ａの構成を示す回路図である。
　本実施形態のインピーダンス測定装置は、波形形成部６２０に代えて波形形成部６２０Ａを備えている。その他の構成については、第１実施形態のインピーダンス測定装置５の構成と同じである。なお、以下ではインピーダンス測定装置５と同じ構成のものについては、同一符号を付して説明を省略する。
　波形形成部６２０Ａは、図１７に示したように、基本波発振回路６１０から出力される正弦波のうち頂点部分と底点部分とを歪めせることにより、方形波状の波形信号Ｓｗを出力する。
　波形形成部６２０Ａは、抵抗素子６２１及び６２４と、ダイオード６２２及び６２３とを備える。
　抵抗素子６２１及び６２４は、インピーダンス測定装置５の設計によって定められた抵抗値を有する。
　ダイオード６２２及び６２３は、電流を一方向にのみ流す素子である。ダイオード６２２及び６２３の順方向電圧は、例えば０．７Ｖである。ダイオード６２２とダイオード６２３は、互いに並列に接続されるとともに、互いにダイオードの順方向電流が反対の向きとなるように配置される。
　波形形成部６２０Ａでは、抵抗素子６２１の一端は、基本波発振回路６１０に接続され、抵抗素子６２１の他端は、ダイオード６２２のカソードとダイオード６２３のアノードと抵抗素子６２４の一端とに接続される。ダイオード６２２のアノードとダイオード６２３のカソードとは、共に接地線（ＧＮＤ）に接続される。抵抗素子６２４の他端についても、接地線（ＧＮＤ）に接続される。
　図１９は、波形形成部６２０Ａから出力される交流信号の波形を示す図である。図１９には、基本波発振回路６１０から出力される正弦波信号Ｓｆが破線により示され、波形形成部６２０Ａによって正弦波信号の頂点部分及び底点部分が歪まされた方形波状の波形信号Ｓｗが実線により示されている。
　図１９に示すように、正弦波信号Ｓｆがゼロ（０）から大きくなるにつれて、ダイオード６２３に電流が流れ、ダイオード６２３の順方向電圧によって波形信号Ｓｗの頂点部分の歪み量が大きくなる。そして正弦波信号Ｓｆが頂点部分からゼロに近づくにつれて波形信号Ｓｗの歪み量が小さくなる。このときにダイオード６２２には電流は流れない。
　続いて、正弦波信号Ｓｆが０から底点に近づくにつれて、ダイオード６２２に電流が流れ、ダイオード６２２の順方向電圧によって波形信号Ｓｗの底点部分の歪み量が大きくなる。そして正弦波信号Ｓｆが底点部分から０に近づくにつれて波形信号Ｓｗの歪み量が小さくなる。このときには、ダイオード６２３に電流は流れない。
　図２０Ａは、図１９に示した正弦波信号Ｓｆの振幅スペクトルを示す図である。図２０Ｂは、図１９に示した波形信号Ｓｗの振幅スペクトルを示す図である。
　図２０Ｂに示すように、ダイオード６２２及び６２３の非線形伝達特性により正弦波信号Ｓｆが方形波状の波形信号Ｓｗに変形されるので、交流電流Ｉ１及び１２には多数の高調波成分が発生する。また、波形信号Ｓｗは、図６Ａに示したパルス波に比べて高調波成分が発生する周波数範囲が狭くなるので、ＥＭＣ（ElectroMagnetic Compatibility）性能を満たすための対策が不要となる。したがって、ＥＭＣ対策に伴う製造コストの増加を低減することができる。
　なお、本実施形態では、正弦波信号Ｓｆのうち頂点部分及び底点部分の双方を歪ませる例について説明したが、いずれか一方を歪ませた形状であっても、複数の高調波成分を発生させることができる。
　本発明の第２実施形態によれば、波形形成部６２０Ａが正弦波信号Ｓｆのうち頂点部分を歪ませることにより、交流電流Ｉ１及びＩ２の波形を方形波状に形成する。これにより、正極側電源部５３１及び負極側電源部５３２から出力される交流電流Ｉ１及びＩ２の波形が一定となる平坦部分がなくなるので、第１実施形態の矩形波に比べて、直流遮断部５１１及び５１２の静電容量を小さくすることができる。したがって、直流遮断部５１１及び５１２のサイズを小さくでき、インピーダンス測定装置５を簡素にできる。
　（第３実施形態）
　図２１は、本発明の第３実施形態における波形形成部６２０Ｂの構成を示す回路図である。
　波形形成部６２０Ｂは、図１８に示した波形形成部６２０Ａの構成に発振回路６３１及び加算器６３２を追加している。他の構成については、波形形成部６２０Ａと同じであるため、同一符号を付してここでの説明を省略する。
　発振回路６３１は、図２０Ｂに示した方形波状の波形信号Ｓｗに含まれる複数の高調波成分の周波数のうち、燃料電池スタック１のインピーダンスを測定するのに必要となる所定の周波数ｆｈを有する交流信号を発振する。発振回路６３１から出力される交流信号の周波数ｆｈは、例えば数ｋＨｚから十ｋＨｚまでの間に設定される。
　加算器６３２は、発振回路６３１から出力される交流信号を、ダイオード６２２及び６２３により生成される波形信号Ｓｗに加算する。
　このように波形形成部６２０Ｂは、図２０Ｂに示した方形波状の波形信号Ｓｗに含まれる高調波成分の周波数のうち、内部インピーダンスを測定するのに必要となる所定の周波数ｆｈの交流信号を波形信号Ｓｗに合成する。
　図２２Ａは、波形形成部６２０Ｂから出力される波形信号Ｓｗを示す図である。図２２Ｂは、図２２Ａに示した波形信号Ｓｗの振幅スペクトルを示す図である。
　図２２Ａに示すように、波形信号Ｓｗは、発振回路６３１から出力される周波数ｆｈの交流信号により形成されるとともに、波形信号Ｓｗの頂点及び底点の各包絡線が、共に図２０Ａに示した波形信号Ｓｗと同じように変動する。
　図２２Ｂに示すように、図２２Ａに示した波形信号Ｓｗの高調波成分のうち予め定められた周波数ｆｈの高調波成分の振幅が、基本波の周波数ｆｍの振幅と同等のレベルまで高くなる。
　例えば、測定周波数が１００Ｈｚ～１０ｋＨｚの範囲で内部インピーダンスを測定するインピーダンス測定装置５においては、基本波の周波数ｆｍを最低周波数１００Ｈｚとすると、最高周波数１０ｋＨｚの高調波（ｆｈ）は１００次の高調波となる。そして基本波の振幅を「１」に正規化すると、第１００高調波の振幅は１００分の１となる。仮に基本波を１％（パーセント）の分解能で測定しようとすると、１０ｋＨｚの高調波の振幅を測定するのに必要となる分解能は０．０１％となる。これに加えて固体差を考慮すると、１６ｂｉｔ（ビット）のＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄが必要となり、部品コストが増加してしまう。
　これに対して本実施形態では、最高周波数ｆｈの正弦波信号を波形信号Ｓｗに加算することにより、部品コストの増加を低減しつつ最高周波数ｆｈの高調波のＳＮ比（Signal to Noise）、すなわち検出精度を高めることができる。
　また、燃料電池スタック１に出力される交流電流Ｉ１及びＩ２の周波数が高くなるほど、直流遮断部５１１及び５１２を構成するコンデンサの静電容量を小さくできるので、直流遮断部５１１及び５１２のサイズを小型にできる。このため、交流電流Ｉ１及びＩ２の高調波成分のうち、比較的周波数が高い高調波成分の振幅を大きくすることにより、直流遮断部５１１及び５１２のサイズを小さくすることができる。
　このように、基本波の周波数ｆｍから周波数ｆｈまでの測定周波数範囲において最も高い周波数の高調波成分を高くすることにより、検出精度を向上させつつ、直流遮断部５１１及び５１２のサイズを小さくでき、ＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄのコストを低減できる。
　本発明の第３実施形態によれば、直流信号を遮断する直流遮断手段として、燃料電池スタック１の正極端子２１１と正極側電源部５３１との間には直流遮断部５１１が設けられ、負極端子２１２と負極側電源部５３２との間には直流遮断部５１２が設けられる。そして波形形成部６２０は、直流遮断部５１１及び５１２に出力される交流電流Ｉ１及びＩ２の高調波成分のうち、インピーダンスの測定に必要となる所定の周波数ｆｈを有する交流信号Ｓｈを交流電流Ｉ１及びＩ２に加算する。
　これにより、交流電流Ｉ１及びＩ２に含まれる周波数ｆｈの高調波成分の振幅が大きくなるので、直流遮断部５１１及び５１２の静電容量を小さくできる。したがって、直流遮断部５１１及び５１２の部品サイズを小さくすることが可能となる。さらに高調波成分のうち最も振幅が小さい高調波成分の振幅が大きくなるので、測定に用いられる複数の高調波成分を検出するのに最低限必要となるＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄの分解能要求を緩和することができる。
　（第４実施形態）
　図２３は、本発明の第４実施形態における波形形成部６２０Ｃの構成を示す回路図である。
　波形形成部６２０Ｃは、基本波発振回路６１０から出力される正弦波信号Ｓｆのうち、振幅がゼロ近傍の波形部分の傾斜を大きくすることにより、交流電流Ｉ１及びＩ２の波形を歪ませる。これにより、交流電流Ｉ１及びＩ２が方形波状に変形される。
　波形形成部６２０Ｃは、例えばゼロクロス歪み低減回路により実現される。波形形成部６２０Ｃは、抵抗素子６４１及び６４５と、オペアンプ６４２と、ダイオード６４３及び６４４とを含む。
　波形形成部６２０Ｃでは、抵抗素子６４１の一端は、基本波発振回路６１０に接続され、抵抗素子６４１の他端は、オペアンプ６４２の反転入力端子（－）とダイオード６４３のアノードとダイオード６４４のカソードとに接続される。オペアンプ６４２の非反転入力端子（＋）は接地線（ＧＮＤ）に接続される。オペアンプ６４２の出力端子は、ダイオード６４３のカソードとダイオード６４４のアノードと抵抗素子６４５の一端とに接続される。抵抗素子６４５の他端は接地線（ＧＮＤ）に接続される。
　図２４Ａは、波形形成部６２０Ｃから出力される波形信号Ｓｗを示す図である。図２４Ｂは、図２４Ａに示した波形信号Ｓｗの振幅スペクトルを示す観念図である。
　図２４Ａには、基本波発振回路６１０から出力される正弦波信号Ｓｆが破線により示され、波形形成部６２０Ｃによって正弦波信号の頂点及び底点の中間部分が歪まされた方形波状の波形信号Ｓｗが実線により示されている。
　図２４Ａに示すように、方形波状の波形信号Ｓｗは、正弦波信号Ｓｆのゼロ（０）近傍の波形に比べて傾斜が大きくなっている。図２４Ｂに示すように、波形信号Ｓｗは、基本波Ｓｆに対する奇数次の高調波成分により構成される。
　本発明の第４実施形態によれば、波形形成部６２０Ｃは、基本波発振回路６１０から出力される正弦波信号Ｓｆのうち、振幅がゼロ近傍の部分を歪ませることにより、交流信号Ｉ１及びＩ２の波形を方形波状に形成する。これにより、第１実施形態に比べて直流遮断部５１１及び５１２の静電容量を小さくできるので、直流遮断部５１１及び５１２を小型にすることができる。
　以上のように第２から第４実施形態によれば、正弦波信号Ｓｆを高さ方向又は幅方向に歪ませることにより高調波成分を含む波形信号Ｓｗを生成することができる。
　なお、高調波成分を含む交流電流Ｉ１及びＩ２としては、図２５Ａに示した三角波や、図２６に示したノコギリ波が用いられてもよい。図２６に示したノコギリ波の交流電流Ｉ１及びＩ２は、奇数次の高調波成分に加えて、第２高調波、第４高調波、第６高調波のような偶数次の高調波により構成される。
　一方、図２５Ｂに示したように、三角波の交流電流Ｉ１及びＩ２は、次式（１０）のとおり、基本波に対して奇数次の高調波成分により構成される。このため、三角波の交流電流Ｉ１及びＩ２は、ノコギリ波の交流電流Ｉ１及びＩ２に比べて、互いに隣接する基本波と高調波の干渉や、互いに隣接する高調波同士の干渉を低減でき、交流電位差を検出する精度の低下を抑制できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 　また、上記実施形態では波形形成部６２０として波形データや、振幅制限回路、ゼロクロス歪み低減回路を用いる例について説明したが、これらに限られるものではない。例えば、波形形成部６２０をログアンプで構成して正弦波全体を歪ませることにより、高調波成分を含む波形信号Ｓｗを形成するようにしてもよい。
　以上のように波形形成部６２０により形成される方形波状の波形信号Ｓｗは、角や歪み成分を含む形状の交流信号であり、三角波や、ノコギリ波、矩形波、台形波、基本波を歪ませた波形などが含まれる。
　次に、図２に示した交流調整部５４０をデジタル回路により実現する例について説明する。
　（第５実施形態）
　図２７は、本発明の第５実施形態におけるインピーダンス測定装置５の構成を示す図である。
　本実施形態のインピーダンス測定装置５では、図５に示した交流調整部５４０の機能が演算部５５０Ａにより実現される。そのため、演算部５５０Ａは、交流調整部５４０の機能を有する交流調整部５４０Ｄを備えている。なお、他の構成については図２に示したインピーダンス測定装置５と同じである。
　図２８は、本実施形態における演算部５５０Ａの構成を示すブロック図である。
　演算部５５０Ａは、図８に示した演算部５５０の同期信号発生器５５１Ｅに代えて、同期信号発生器５５１Ｆと交流調整部５４０ＤとＤＡ変換器５６１Ａ及び５６２Ｂとを備えている。
　同期信号発生器５５１Ｆは、交流調整部５４０の基本波発振回路６１０から出力される交流信号Ｓｆと位相が同じである同相信号に基づいて、同期信号Ｓclk（Ｉ）を生成する。そして、同期信号発生器５５１Ｆは、その同期信号Ｓclk（Ｉ）をＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄに出力する。なお、同期信号Ｓclk（Ｉ）の波形は図示されていないが、図１６に示した同期信号Ｓclkとは別の信号である。
　ＡＤ変換器５５１Ａ及び５５１Ｄは、交流電流Ｉ１及びＩ２の基本波と位相が同じである同相信号Ｓclk（Ｉ）に基づいて、検出信号Ｉ１及びＩ２を同相デジタル信号に変換する。ＡＤ変換器５５１Ｂ及び５５１Ｃは、交流電流Ｉ１及びＩ２の基本波と位相が同じである同相信号Ｓclk（Ｉ）に基づいて、検出信号Ｖ１及びＶ２をデジタル信号に変換する変換部を構成する。なお、同相信号Ｓclk（Ｉ）に基づいて変換されたデジタル信号のことを以下では「同相デジタル信号」という。
　フーリエ変換処理部５５３は、図８で述べたとおり、同相デジタル信号である各検出信号Ｉ１、Ｉ２、Ｖ１及びＶ２の基本波及び高調波成分の振幅及び位相を算出する。そしてフーリエ変換処理部５５３は、各検出信号Ｉ１、Ｉ２、Ｖ１及びＶ２の基本波及び高調波成分の振幅及び位相を交流調整部５４０Ｄに出力する。
　交流調整部５４０Ｄは、検出信号ＶＩと検出信号Ｖ２の振幅及び位相が一致するように交流電流Ｉ１及びＩ２を生成する交流指令電圧Ｖi1及びＶi2の振幅を調整する。交流調整部５４０Ｄは、図５に示した交流調整部５４０の機能をデジタル処理により実現する。
　交流調整部５４０Ｄには、基本波発振回路６１０のみ示されているが、交流調整部５４０Ｄは、図５に示した機能を備えている。具体的には交流調整部５４０Ｄは、基準電源５４２と、同期検波回路５４１１及び５４１２と、減算器５４２１及び５４２２と、積分回路５４３１及び５４３２と、乗算器５４４１及び５４４２と、基本波発振回路６１０と、波形形成部６２０とを備えている。
　そして交流調整部５４０Ｄは、交流指令電圧Ｖi1を示すデジタル信号をＤＡ変換器５６１Ａに出力すると共に、交流指令電圧Ｖi2を示すデジタル信号をＤＡ変換器５６１Ｂに出力する。ＤＡ変換器５６１Ａは、交流指令電圧Ｖi1をアナログ信号に変換して正極側電源部５３１に出力し、ＤＡ変換器５６１Ｂは、交流指令電圧Ｖi2をアナログ信号に変換して負極側電源部５３２に出力する。
　また、交流調整部５４０は、検出信号Ｖ１及びＶ２の各々について、検出信号に含まれる基本波及び高調波成分の測定周波数ごとに、その振幅及び位相に基づいて同期検波処理を施す処理部を構成する。
　交流調整部５４０は、検出信号Ｖ１に対して同期検波処理を施すことにより、交流電流Ｉ１に対する検出信号Ｖ１の同相成分を測定周波数ごとに抽出する。さらに交流調整部５４０は、検出信号Ｖ２に対して同期検波処理を施すことにより、交流電流Ｉ２に対する検出信号Ｖ２の同相成分を測定周波数ごとに抽出する。
　そして交流調整部５４０は、検出信号Ｖ１及びＶ２の各々について、基本波及び高調波成分の各周波数の同相成分をインピーダンス演算部５５４に出力する。
　インピーダンス演算部５５４は、検出信号Ｖ１の基本波及び高調波成分の測定周波数ごとに交流電流Ｉ１の振幅、例えば平均値や実効値で検出信号Ｖ１の同相成分を除算することにより、正極側の内部抵抗Ｒ１を測定周波数ごとに算出する。さらにインピーダンス演算部５５４は、測定周波数ごとに交流電流Ｉ２の振幅で検出信号Ｖ２の同相成分を除算することにより、負極側の内部抵抗Ｒ２を測定周波数ごとに算出する。
　インピーダンス演算部５５４は、基本波及び高調波成分の各測定周波数の正極側及び負極側の内部抵抗Ｒ１及びＲ２の算出結果を用いて、式（８）に示したように、測定周波数ごとに燃料電池スタック全体の抵抗成分Ｒ（ｈ）を算出する。
　なお、本実施形態では内部インピーダンスの抵抗成分Ｒ（ｈ）を算出する例について説明したが、リアクタンス成分Ｘ（ｈ）について算出することも可能である。
　リアクタンス成分Ｘ（ｈ）を算出するには、同期信号発生器５５１Ｆが、基本波発振回路６１０から出力される交流信号Ｓｆの位相を９０度ずらした直交信号に基づいて、同期信号Ｓclk（Ｑ）を生成する。そして同期信号発生器５５１Ｆは、その同期信号Ｓclk（Ｑ）を同期信号Ｓclk（Ｉ）と共に、ＡＤ変換器５５１Ａ～５５１Ｄに出力する。
　ＡＤ変換器５５１Ｂ及び５５１Ｃは、その同期信号Ｓclk（Ｑ）に基づいて検出信号Ｖ１及びＶ２をデジタル信号にそれぞれ変換する。なお、同期信号Ｓclk（Ｑ）に基づいて変換されたデジタル信号のことを以下では「直交デジタル信号」という。交流調整部５４０Ｄは、直交デジタル信号の振幅スペクトル及び位相スペクトルを演算し、振幅スペクトルから抽出される基本波及び高調波成分の測定周波数ごとに、その振幅及び位相に基づいて同期検波処理を施す。これにより、交流調整部５４０Ｄは、交流電流Ｉ１及びＩ２に対する検出信号Ｖ１及びＶ２の直交成分（虚軸成分）を測定周波数ごとに算出する。
　インピーダンス演算部５５４は、検出信号の基本波及び高調波成分の周波数ごとに、検出信号Ｖ１及びＶ２の虚軸成分と交流電流Ｉ１及びＩ２の振幅とに基づいてリアクタンス成分Ｘ１（ｈ）及びＸ２（ｈ）を算出し、全体のリアクタンス成分Ｘ（ｈ）を求める。
　図２９は、本実施形態における交流調整部５４０Ｄの同期検波回路５４１１の構成を例示する図である。
　図２９には、予め定められた交流電流Ｉ１の基本波ｆｍ、第３高調波３ｆｍ、及び第５高調波５ｆｍの各周波数の位相に基づいて生成された矩形波信号θi1（ｆｍ）、θi1（３ｆｍ）及びθi1（５ｆｍ）が示されている。例えば、矩形波信号θi1（ｆｍ）は、基本波周波数ｆｍに基づいて生成された矩形波信号（デューティ比５０％）の位相を位相角θi1だけシフトさせた交流信号である。ここにいう位相角θi1は、例えば回路において定常的に生じる位相遅れに基づくものである。
　さらに図２９には、検出信号Ｖ１の基本波及び高調波成分の各周波数の振幅及び位相に基づいて生成された検出信号Ｖ１（ｆｍ）、Ｖ１（３ｆｍ）及びＶ１（５ｆｍ）が示されている。
　図２９に示すように、同期検波回路５４１１は、乗算器７１１～７１３とＬＰＦ７１４～７１６とを備える。
　乗算器７１１は、基本波の周波数ｆｍにおいて、交流電流Ｉ１の矩形波信号θi1（ｆｍ）を検出信号Ｖ１（ｆｍ）に乗算することにより整流波形信号を生成する。この整流波形信号は、交流電流Ｉ１（ｆｍ）と位相が一致する検出信号Ｖ１（ｆｍ）の同相成分に相当する。
　ＬＰＦ７１４は、乗算器７１１により生成される整流波形信号を平滑化することにより、検出信号Ｖ１（ｆｍ）の抵抗成分Ｖ１ｒ（ｆｍ）を抽出する。
　乗算器７１２は、第３高調波の周波数３ｆｍにおいて、交流電流Ｉ１の矩形波信号θi1（３ｆｍ）を検出信号Ｖ１（３ｆｍ）に乗算することにより整流波形信号を生成する。この整流波形信号は、交流電流Ｉ１（３ｆｍ）と位相が一致する検出信号Ｖ１（３ｆｍ）の同相成分に相当する。
　ＬＰＦ７１５は、乗算器７１２により生成される整流波形信号を平滑化することにより、検出信号Ｖ１（３ｆｍ）の抵抗成分Ｖ１ｒ（３ｆｍ）を抽出する。
　乗算器７１３は、第５高調波の周波数ｆｍにおいて、交流電流Ｉ１の矩形波信号θi1（５ｆｍ）を検出信号Ｖ１（５ｆｍ）に乗算することにより整流波形信号を生成する。この整流波形信号は、交流電流Ｉ１（５ｆｍ）と位相が一致する検出信号Ｖ１（５ｆｍ）の同相成分に相当する。
　ＬＰＦ７１６は、乗算器７１３により生成される整流波形信号を平滑化することにより、検出信号Ｖ１（５ｆｍ）の抵抗成分Ｖ１ｒ（５ｆｍ）を抽出する。
　このように、同期検波回路５４１１は、交流電流Ｉ１の位相θi1（ｆｍ）、θi1（３ｆｍ）、θi1（５ｆｍ）に基づいて、検出信号Ｉ１の各周波数の抵抗成分Ｖ１ｒ（ｆｍ）、Ｖ１ｒ（３ｆｍ）及びＶ１ｒ（５ｆｍ）を演算する。
　そして同期検波回路５４１１は、検出信号Ｖ１の抵抗成分Ｖ１ｒ（ｆｍ）を、図５に示したように減算器５４２１に出力する。減算器５４２１は、検出信号Ｖ１の抵抗成分Ｖ１ｒ（ｆｍ）と基準電圧Ｖｓとの差分を積分回路５４３１に出力し、積分回路５４３１は、その差分を積分して乗算器５４４１に出力し、乗算器５４４１は、積分した値を波形信号Ｓｗに乗算して正極側電源部５３１に出力する。
　このように、交流調整部５４０Ｄは、検出信号Ｖ１の抵抗成分Ｖ１ｒ（ｆｍ）が基準電圧Ｖｓとなるように交流電流Ｉ１の振幅を調整する。最も振幅が大きい基本波の周波数ｆｍからなる信号成分を交流電流Ｉ１及びＩ２の振幅調整に用いることにより、等電位制御を精度良く行うことができると共に、交流調整部５４０Ｄの回路構成を安価にできる。
　さらに同期検波回路５４１１は、基本波及び高調波成分の各周波数での抵抗成分Ｖ１ｒ（ｆｍ）、Ｖ１ｒ（３ｆｍ）及びＶ１ｒ（５ｆｍ）をインピーダンス演算部５５４に出力する。インピーダンス演算部５５４は、基本波の周波数ｆｍについて、検出信号Ｖ１の抵抗成分Ｖ１ｒ（ｆｍ）を交流電流Ｉ１（ｆｍ）の振幅成分で除算することにより基本波の周波数ｆｍの内部インピーダンスを算出し、同様に第３高調波３ｆｍ及び第５高調波５ｆｍの内部インピーダンスを算出する。
　このように同期検波回路５４１１は、検出信号Ｖ１の各周波数での抵抗成分を算出する。同様に同期検波回路５４１１は、検出信号Ｖ１の各周波数でのリアクタンス成分を演算するものであってもよい。具体的には、ＡＤ変換器５５１Ｂは、同期信号Ｓclk（Ｑ）に基づいて交流電位差Ｖ１の検出信号を直交デジタル信号に変換する。フーリエ変換処理部５５３は、その直交デジタル信号を振幅スペクトルに変換し、振幅スペクトルから基本波及び高調波成分の各周波数を抽出して、各周波数の直交成分の検出信号Ｖ１を生成する。
　そして、同期検波回路５４１１は、矩形波信号θi1（ｆｍ）、θi1（３ｆｍ）、θi1（５ｆｍ）の位相を９０度シフトさせた各周波数の矩形波信号を、各周波数の検出信号Ｖ１の直交成分に乗算して各周波数の整流波形信号を生成して平滑化する。これにより、検出信号Ｖ１の各周波数でのリアクタンス成分が算出される。
　なお、同期検波回路５４１２についても同期検波回路５４１１と同じ構成である。また本実施形態では交流調整部５４０Ｄを演算部５５０Ｄに備える例について説明したが、第１実施形態と同様に交流調整部５４０Ｄをアナログ回路により実現してもよい。
　本発明の第５実施形態によれば、ＡＤ変換器５５１Ｂ及び５５１Ｃは、交流電流Ｉ１及びＩ２の基本波と位相が同じである同相信号Ｓclk（Ｉ）に基づいて検出信号Ｖ１及びＶ２を同相デジタル信号に変換する。これと共にＡＤ変換器５５１Ｂ及び５５１Ｃは、基本波と位相が直交する直交信号Ｓclk（Ｑ）に基づいて、検出信号Ｖ１及びＶ２を直交デジタル信号に変換する。
　そして、交流調整部５４０Ｄは、検出信号の基本波及び高調波成分の測定周波数ごとに、交流電流Ｉ１の位相スペクトルと同相デジタル信号Ｖ１の振幅スペクトルとに基づいて、交流電位差Ｖ１の抵抗成分を算出する。これと共に交流調整部５４０Ｄは、測定周波数ごとに、交流電流Ｉ１の位相を９０度ずらした交流信号の位相スペクトルと直交デジタル信号Ｖ１の振幅スペクトルとに基づいて、交流電位差Ｖ１のリアクタンス成分を算出する。
　同様に、交流調整部５４０Ｄは、測定周波数ごとに、交流電流Ｉ２の位相スペクトルと同相デジタル信号Ｖ２の振幅スペクトルとに基づいて、交流電位差Ｖ２の抵抗成分を算出する。これと共に交流調整部５４０Ｄは、測定周波数ごとに、交流電流Ｉ２の位相を９０度ずらした交流信号の位相スペクトルと、直交デジタル信号Ｖ２の振幅スペクトルとに基づいて、交流電位差Ｖ２のリアクタンス成分を算出する。
　このように、交流調整部５４０は、交流電流１及び２を生成する波形信号Ｓｗを基準として検出信号Ｖ１及びＶ２の抵抗成分（同相成分）及びリアクタンス成分（直交成分）を同期検波する。これにより、燃料電池スタック１の内部状態によって検出信号Ｖ１と検出信号Ｖ２との間の位相ズレが生じた場合であっても、正確に等電位制御を実行できると共に、インピーダンス成分を測定する精度を向上させることができる。また、測定周波数を増加する際には、新たに回路を追加せずに対応することが可能となる。
　以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。
　上記実施形態では、基本波発振回路６１０が正弦波の交流信号を出力したが、矩形波や三角波の交流信号を出力するものであってもよい。この場合でも本実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
　また、上記実施形態では波形形成部６２０を基本波発振回路６１０の近傍に配置したが、正極側直流遮断部５１１と正極側電源部５３１との間、及び負極側直流遮断部５１２と負極側電源部５３２との間に波形形成部６２０を配置してもよい。この場合でも上記実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
　また、上記実施形態ではインピーダンス測定装置５により燃料電池スタック１の内部インピーダンスを測定する例について説明したが、測定対象は、複数の電池セルが積層された積層電池であればよく、例えば積層型のリチウムイオンバッテリーであってもよい。
　また、正極側及び負極側の内部抵抗が変動しにくいリチウムイオンバッテリーであれば、インピーダンス測定装置５の回路構成を簡略化してもよい。例えば、交流調整部５４０を省略して電源部５３１及び５３２からは、振幅と位相とが一致した交流電流Ｉ１及びＩ２を固定的に出力する。また検出部５２１及び５２２の一方を省略して他方の検出部（例えば正極側検出部５２１）のみで検出される交流電位差（例えば交流電位差Ｖ１）と、その交流電位差を生じさせる交流電流（例えば交流電流Ｉ１）とを用いて内部抵抗を演算する。このような回路構成であっても、上記実施形態と同じような効果を得ることができる。
　また、本実施形態では、中途点端子２１３が燃料電池スタック１の中間に設けられ、交流調整部５４０によって交流電位差Ｖ１及びＶ２の振幅が同一の基準値Ｖｓとなるように交流電流Ｉ１及びＩ２の振幅を制御する例について説明した。しかしながら、中途点端子２１３は、燃料電池スタック１の中間に位置する発電セル１０から外れた発電セル１０に設けられてもよい。この場合においても正極端子２１１に生じる交流電位Ｖａと、負極端子に生じる交流電位Ｖｂとが一致すればよいので、中途点端子２１３が設けられた発電セル１０の位置によって内部抵抗Ｒ１と内部抵抗Ｒ２との抵抗比を予め求め、その抵抗比に合わせて交流電位差Ｖ１及びＶ２の各振幅の基準値Ｖｓをそれぞれ設定すればよい。
　また、上記実施形態では等電位制御を実行するインピーダンス測定装置について説明した。しかしながら、積層電池とバッテリとの間に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータにより交流信号を重畳して積層電池のインピーダンスを測定する装置に本願発明を適用してもよい。
　なお、上記実施形態は、適宜組み合わせ可能である。

Claims (12)

  1. 　複数の電池セルが積層された積層電池に対して交流電流を出力する電源手段と、
    　前記電源手段により出力される交流電流と、前記積層電池により出力される電位の交流成分とに基づいて、前記積層電池が有するインピーダンスを演算する演算手段と、
    　前記電源手段により出力される交流電流の波形を、角及び歪み成分のうち少なくとも一方を含む形状に形成する形成手段と、
    を含むインピーダンス測定装置。
  2. 　請求項１に記載のインピーダンス測定装置であって、
    　前記形成手段は、前記電源手段により出力される交流電流の波形を、前記形状として所定の方形波状に変形させる、
    インピーダンス測定装置。
  3. 　請求項１又は請求項２に記載のインピーダンス測定装置であって、
    　前記形成手段は、前記形状の交流信号として、前記積層電池に出力される交流電流の基本波に対して奇数次の高調波成分からなる交流信号を生成する、
    インピーダンス測定装置。
  4. 　請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載のインピーダンス測定装置であって、
    　前記電源手段は、前記積層電池の正極及び負極の各々に前記交流電流として正弦波信号を出力し、
    　前記形成手段は、前記電源手段から出力される正弦波信号を前記形状に変形する、
    インピーダンス測定装置。
  5. 　請求項４に記載のインピーダンス測定装置であって、
    　前記形成手段は、前記正弦波信号のうち頂点部分を歪ませることにより、前記形状を生成する、
    インピーダンス測定装置。
  6. 　請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載のインピーダンス測定装置であって、
    　前記形成手段は、前記電源手段により出力される交流電流に基づいて、三角波、ノコギリ波、又は、矩形波を前記形状として生成する、
    インピーダンス測定装置。
  7. 　請求項１から請求項６までのいずれか１項に記載のインピーダンス測定装置であって、
    　前記積層電池と前記電源手段との間に設けられ、前記積層電池から前記電源手段に出力される直流信号を遮断する直流遮断手段をさらに含み、
    　前記形成手段は、前記直流遮断手段に出力される交流電流の高調波成分のうち、所定の周波数を有する交流信号を当該交流電流に加算する、
    インピーダンス測定装置。
  8. 　請求項１から請求項７までのいずれか１項に記載のインピーダンス測定装置であって、
    　前記積層電池の中途点と前記正極との間の交流電位差と、前記中途点と前記負極との間の交流電位差とのうち少なくとも一方の交流電位差を前記交流成分として検出する検出手段をさらに含み、
    　前記演算手段は、前記検出手段が検出した交流電位差を示す検出信号に基づいて、当該検出信号の基本波及び高調波成分の各周波数を抽出し、当該周波数ごとに前記交流電流及び前記交流電位差の振幅に基づいて前記インピーダンスを算出する、
    インピーダンス測定装置。
  9. 　請求項８項に記載のインピーダンス測定装置であって、
    　前記演算手段は、
    　前記電源手段により出力される前記形状の交流電流を示す検出信号と前記交流電位差を示す検出信号とを同時にサンプリングし、各検出信号ごとに前記サンプリングした検出信号をデジタル信号に変換する変換部と、
    　前記変換部により変換されるデジタル信号に基づいて当該デジタル信号の振幅スペクトルを演算し、当該振幅スペクトルに基づいて前記検出信号の基本波及び高調波成分の各周波数を抽出する処理部と、を含む、
    インピーダンス測定装置。
  10. 　請求項９に記載のインピーダンス測定装置であって、
    　前記変換部は、前記交流電流の基本波と位相が同じである同相信号に基づいて前記交流電位差を示す検出信号を同相デジタル信号に変換するとともに、前記基本波と位相が直交する直交信号に基づいて、当該検出信号を直交デジタル信号に変換し、
    　前記処理部は、前記検出信号の基本波及び高調波成分の周波数ごとに、前記交流電流の位相スペクトルと前記同相デジタル信号の振幅スペクトルとに基づいて前記交流電位差の抵抗成分を算出するとともに、前記交流電流の位相を９０度ずらした位相スペクトルと前記直交デジタル信号の振幅スペクトルとに基づいて前記交流電位差のリアクタンス成分を算出する、
    インピーダンス測定装置。
  11. 　請求項１から請求項９までのいずれか１項に記載のインピーダンス測定装置であって、
    　前記検出手段により検出される交流電位差に基づいて、前記正極に生じる電位の交流成分と前記負極に生じる電位の交流成分とが一致するように、前記形成手段により形成される前記形状の交流電流の振幅を調整する調整手段をさらに含む、
    インピーダンス測定装置。
  12. 　複数の電池セルが積層された積層電池のインピーダンスを測定する測定方法であって、
    　前記積層電池に対して交流電流を出力する出力ステップと、
    　前記出力ステップにより出力される交流電流と、前記積層電池により出力される電位の交流成分とに基づいて、前記積層電池が有するインピーダンスを演算する演算ステップと、
    　前記出力ステップにより出力される交流電流の波形を、角及び歪み成分のうち少なくとも一方を含む形状に形成する形成ステップと、
    を含むインピーダンス測定方法。
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