WO2016006032A1 - オペアンプ回路及びバイアス電流供給方法 - Google Patents

オペアンプ回路及びバイアス電流供給方法 Download PDF

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WO2016006032A1
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field effect
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amplifier circuit
operational amplifier
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貴之 中井
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an operational amplifier circuit, and more particularly to a technique of an operational amplifier circuit having a plurality of differential pairs.
  • a so-called fully differential amplifier circuit has been used that improves S / N by obtaining a signal amplitude that is twice the power supply voltage by maximizing the signal amplitude through signal differentiation.
  • the output impedance of a sensor element that captures natural world information such as light, acceleration, and sound as an analog signal into a circuit is generally high (several M ⁇ or more). For this reason, in order to connect to such a sensor element, it is necessary to connect a non-inverting amplifier circuit capable of obtaining a high input impedance of several G ⁇ or more.
  • FIG. 15 shows a conventional single-ended operational amplifier circuit.
  • the instrumentation amplifier (instrumentation) shown in FIG. 14 configured by using two single-ended operational amplifiers shown in FIG. ⁇ Amplifier, Non-Patent Document 1) Configuration and configurations shown as symbols of operational amplifiers in FIGS. 10 and 11 (Non-Patent Document 2).
  • the operation of the conventional differential amplifier circuit (for example, FIG. 14) will be briefly described.
  • the potentials of the inverting input terminal and the inverting input terminal are the same as VINP. Since the distinction is clear, no particular explanation will be given.
  • G is a voltage gain of the amplifier circuit. For simplification, the gain of the operational amplifier is infinite.
  • the instrumentation amplifier includes two single-ended operational amplifiers shown in FIG. 15 and a resistor network including resistors R100, R200, and R201.
  • R200 R201 (3)
  • a differential output can be obtained by the equation (2).
  • a configuration using a double differential pair type operational amplifier exhibits the same operation.
  • 10 and 11 show symbols of the double differential pair type operational amplifier.
  • G 1 (5)
  • R100 R101 (6)
  • R200 R201 (7)
  • G (R100 + R200) / R100 (8) It becomes.
  • the instrumentation amplifier shown in FIG. 10 unlike the inverting amplifier circuit in which the input terminal of the operational amplifier is virtually grounded and becomes a constant voltage, a signal is input to the input terminal of the operational amplifier in the non-inverting amplifier circuit. There is no voltage.
  • the signal amplitude may be wide.
  • the differential pair may be turned off as will be described later.
  • PMOS differential pairs D30 and D40 are connected in parallel to the two NMOS differential pairs D10 and D20, respectively.
  • at least one of the NMOS type differential pair and the PMOS type differential pair operates even with a wide range of input voltages in the range from the ground potential to the power supply potential. Therefore, according to this configuration (rail-to-rail), a differential amplification operation is possible in the entire range from the ground potential to the power supply potential.
  • a PMOS differential pair D30 is connected in parallel to the NMOS differential pair D10.
  • This configuration is also a rail-to-rail configuration, and differential signal amplification operation is possible in the entire range from the ground potential to the power supply potential.
  • the mutual conductance of the NMOS type differential pair is gmn
  • the mutual conductance of the PMOS type differential pair is Assuming gmp
  • gmdiff gmn + gmp (10) Will decrease.
  • the mutual conductance of the differential pair of the operational amplifier varies greatly depending on the input voltage. Further, when any one of the differential pairs is turned OFF, the current flowing through the active loads AL101 (FIG. 15) and AL100 (FIG. 13) also changes, and the slew rate degradation and the bandwidth degradation of the operational amplifier occur.
  • Patent Document 1 in order to suppress the influence of fluctuations in the operating state of the differential pair due to the input voltage on the circuit characteristics, a transistor for securing a current path when the differential pair is turned off is provided in parallel for the single-ended operational amplifier. Connecting. A configuration has been proposed in which the current flowing through the active load does not change even when the input voltage is such that the differential pair is turned off by this transistor.
  • Patent Document 2 when a transistor through which a spare current flows is connected in parallel to a differential pair, and one of the NMOS type differential pair and the PMOS type differential pair is turned off, the difference that is turned on. There has been proposed a configuration in which the current of the dynamic pair is increased to suppress the variation in the mutual conductance of the entire differential pair.
  • Patent Document 2 it is possible to suppress fluctuations in mutual conductance in a state where any one of the differential pairs is turned off. However, if all the differential pairs are turned on, There is a problem that the current consumption increases by the current flowing through the transistor.
  • the operational amplifier circuit of the present invention is A first differential pair composed of two field effect transistors having the same channel type of the N channel type and the P channel type, and two field effect transistors different in channel type from the first differential pair, A first parallel portion including a second differential pair connected in parallel to the first differential pair; A third differential pair consisting of two field effect transistors of the same channel type as the first differential pair, and two field effect transistors of the same channel type as the second differential pair, A second parallel portion including a fourth differential pair connected in parallel to the third differential pair; A first current source for supplying a bias current to the first differential pair and the third differential pair; One second current source for supplying a bias current to the second differential pair and the fourth differential pair is provided.
  • the present invention it is possible to keep the current flowing through the active load constant and suppress fluctuations in mutual conductance without increasing the power consumption of the circuit and increasing the circuit scale.
  • FIG. 3 is a diagram of the first embodiment and is a schematic diagram of a circuit of an operational amplifier circuit 1000; 3 is a diagram of the first embodiment and is a circuit diagram illustrating a specific example of an operational amplifier circuit 1000.
  • FIG. FIG. 11 is a diagram of the first embodiment, and is a circuit diagram in the case where an operational amplifier circuit 1000 is applied to the differential amplifier circuit of FIG. 10.
  • FIG. 5 is a diagram of a second embodiment and is a schematic diagram of a circuit of a differential amplifier circuit 2001;
  • FIG. 6 is a diagram of a second embodiment and is a circuit diagram illustrating a specific example of a differential amplifier circuit 2001;
  • FIG. 10 is a diagram of Embodiment 3, and is a schematic diagram of a circuit of a differential amplifier circuit 3001.
  • FIG. 5 is a diagram of a second embodiment and is a schematic diagram of a circuit of a differential amplifier circuit 2001
  • FIG. 6 is a diagram of a second embodiment and is a circuit diagram illustrating a specific example
  • FIG. 9 is a diagram of Embodiment 3, and is a circuit diagram illustrating a specific example of a differential amplifier circuit 3001.
  • FIG. 5 is a diagram of a fourth embodiment, and is a schematic diagram of a circuit of a differential amplifier circuit 4001.
  • FIG. 5 is a diagram of Embodiment 4, and is a circuit diagram illustrating a specific example of a differential amplifier circuit 4001.
  • the circuit diagram which shows another example of the differential amplifier circuit using an operational amplifier symbol.
  • the figure which shows a prior art and is a circuit diagram which shows a double differential operational amplifier. It is a figure which shows a prior art and is a circuit diagram showing an example of the conventional instrumentation amplifier. It is a figure which shows a prior art and is a circuit diagram showing the specific example of the operational amplifier for comprising the conventional instrumentation amplifier.
  • an NMOS transistor N11 that is an N-channel MOS transistor is referred to as a transistor N11.
  • a PMOS transistor P31 which is a P-channel MOS transistor is referred to as a transistor P31. The same applies to other NMOS transistors and PMOS transistors.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of an operational amplifier circuit 1000 constituting a differential amplifier circuit.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific example of the operational amplifier circuit 1000.
  • FIG. 2 is a diagram describing a circuit configuration of the active load AL100 of FIG.
  • the operational amplifier circuit 1000 can be applied to the differential amplifier circuit shown in FIGS. That is, the operational amplifier circuit 1000 may be incorporated in the double differential operational amplifier A100 shown as the operational amplifier symbol in FIGS.
  • the operational amplifier circuit 1000 includes a differential pair D10 (first differential pair), a differential pair D20 (third differential pair), a differential pair D30 (second differential pair), and a differential pair D40 (first differential pair). 4 differential pairs).
  • the differential pair D10, D20, D30, and D40 as in the case of FIG. 13, the differential pair D30 is connected in parallel to the differential pair D10, and the differential pair D40 is connected in parallel to the differential pair D20.
  • the differential pair D10 and the differential pair D30 constitute a first parallel part PC101
  • the differential pair D20 and the differential pair D40 constitute a second parallel part PC102.
  • the differential pair D10 includes transistors N11 and N12. Transistors N11 and N12 have their gate terminals connected to a first inverting input terminal VI1M arranged as an inverting input terminal and a first non-inverting input terminal VI1P arranged as a non-inverting input terminal, respectively.
  • the differential pair D20 includes transistors N21 and N22. Transistors N21 and N22 have their gate terminals connected to a second inverting input terminal VI2M arranged as an inverting input terminal and a second non-inverting input terminal VI2P arranged as a non-inverting input terminal, respectively.
  • the differential pair D30 includes transistors P31 and P32.
  • Transistors P31 and P32 have gate terminals connected to a first inverting input terminal VI1M arranged as an inverting input terminal and a first non-inverting input terminal VI1P arranged as a non-inverting input terminal, respectively.
  • the differential pair D40 includes transistors P41 and P42.
  • Transistors P41 and P42 have their gate terminals connected to a second inverting input terminal VI2M arranged as an inverting input terminal and a second non-inverting input terminal VI2P arranged as a non-inverting input terminal, respectively.
  • the differential pair D10 and D20 is supplied with a bias current from one transistor N10 (first current source). As shown in FIG. 1, the source terminals of the transistor N11 and the transistor N12 are connected to each other. The source terminals of the transistors N21 and N22 are connected to each other. The source terminals of the differential pair D10 and the differential pair D20 are short-circuited.
  • the transistor N10 which is a current source, supplies a bias current from the drain to the source terminals of the shorted differential pair D10 and the differential pair D20.
  • the transistors N10 and N100 are NMOS transistors that constitute a current mirror for bias current of the NMOS type differential pair D10 and D20.
  • a current source IR1 is connected to the drain of the transistor N100.
  • the source of the transistor N100 is grounded.
  • a connection path that connects the drain and gate of the transistor N100 is formed, and the middle of this connection path is connected to the gate of the transistor N10.
  • the source of the transistor N10 is grounded.
  • the drains of the transistors N11 and N21 are short-circuited, and these drains are connected to the first input terminal T1 of the active load AL100. Further, in the differential pair D10 and D20, the drains of the transistors N12 and N22 are short-circuited, and these drains are connected to the second input terminal T2 of the active load AL100.
  • the differential pair D30 and D40 is supplied with a bias current from one transistor P30 (second current source). As shown in FIG. 1, the source terminals of the transistor P31 and the transistor P32 are connected to each other. The source terminals of the transistor P41 and the transistor P42 are connected to each other. The source terminals of the differential pair D30 and the differential pair D40 are short-circuited.
  • the transistor P30 which is a current source, supplies a bias current from the drain to the source terminals of the shorted differential pair D30 and the differential pair D40.
  • the transistors P30 and P101 are PMOS transistors that constitute a current mirror for bias current of the PMOS differential pair D30 and D40.
  • a current source IR2 is connected to the drain of the transistor P101.
  • a connection path that connects the drain and gate of the transistor P101 is formed, and the middle of the connection path is connected to the gate of the transistor P30.
  • the drains are short-circuited, and these drains are connected to the third input terminal T3 of the active load AL100. Further, in the transistors P32 and P42, the drains are short-circuited, and these drains are connected to the fourth input terminal T4 of the active load AL100.
  • the active load AL100 has an inverting output terminal VOM and a non-inverting output terminal VOP.
  • the active load AL100 has the following in accordance with voltages input to the first inverting input terminal VI1M, the first non-inverting input terminal VI1P, the second inverting input terminal VI2M, and the second non-inverting input terminal VI2P.
  • the differential output voltage VOUT expressed by the equation is output.
  • VOUT AP ⁇ VP + AM ⁇ VM (12) here,
  • VOUT VOP-VOM (13)
  • VP VI1P-VI1M (14)
  • VM VI2P-VI2M (15) It is.
  • a bias current is supplied from the transistor N10 which is one current source to the differential pair D10 and D20, and a transistor P30 which is one current source to the differential pair D30 and D40.
  • a bias current is supplied from With this configuration, when a voltage at which one of the differential pair D10 and D20 or one of the differential pair D30 and D40 is OFF is input from the first inverting input terminal VI1M or the like, the other is not OFF. Bias current flows through the differential pair. For example, when the differential pair D10 of the differential pairs D10 and D20 is turned off, all the bias currents of the transistor N10 flow to the differential pair D20 that is not turned off.
  • FIG. 2 shows an embodiment of the active load AL100 using an NMOS transistor and a PMOS transistor.
  • the active load AL100 adds the signal currents obtained from the respective differential pairs, and converts the added current into a voltage signal.
  • the active load AL100 includes cascode-connected transistors P51, P52, P61, and P62, and cascode-connected transistors N71, N72, N81, and N82.
  • the cascode-connected transistors P51, P52, P61, and P62 constitute a first load unit L101.
  • the cascode-connected transistors N71, N72, N81, and N82 constitute a second load unit L102.
  • Transistors P51 and P52, and transistors P61 and P62 are supplied with gate voltages V3 and V4 by transistors P50 and P60 biased by current source IR3 and resistor R1, respectively.
  • Transistors N71 and N72 are supplied with gate voltage V5 by transistor N70 biased by current source IR4.
  • the gate control voltage V6 is supplied to the transistors N81 and N82 by the common mode feedback circuit CMFB.
  • the common mode feedback circuit CMFB monitors the output common mode voltage of the output terminals VOP and VOM, and outputs the gate control voltage V6 so that the output common mode voltage becomes equal to the predetermined input voltage VCOM.
  • the operational amplifier circuit 1000 shown in FIGS. 1 and 2 can be applied to the differential amplifier circuit shown in FIG.
  • FIG. 3 is a circuit diagram when the operational amplifier circuit 1000 is applied to the differential amplifier circuit shown in FIG.
  • the non-inverting input voltage VINP and the inverting input voltage VINM are input to the first non-inverting input terminal VI1P and the second inverting input terminal VI2M.
  • the non-inverted output voltage VOP and the inverted output voltage VOM are the non-inverted output VOUTP and the inverted output VOUTM of the differential amplifier circuit, respectively.
  • the difference between the non-inverted output voltage VOP and the inverted output voltage VOM is output as the differential output voltage VOUT. Further, the non-inverting output voltage VOUTP (VOP in FIG. 2) is fed back to the first inverting input terminal VI1M, and the inverting output signal VOUTM (VOM in FIG. 2) is fed back to the second non-inverting input terminal VI2P.
  • the circuit of FIG. 3 supplies a bias current from the transistor N10, which is one current source, to the differential pair D10 and D20, and bias current from the transistor P30, which is one current source, to the differential pair D30 and D40.
  • Supply Conventionally, the circuit of FIG. 13 has been incorporated in the differential amplifier circuit of FIG. That is, in the conventional differential amplifier circuit of FIG. 10, the differential pairs D10, D20, D30, and D40 are biased from the current sources of the transistors N10, N20, P30, and P40 as shown in FIG. Current was being supplied. In the case of this configuration, when one input voltage becomes the power supply potential and the other input potential becomes the ground potential, the P channel and the N channel of the two P channel differential pairs and the two N channel differential pairs.
  • a bias current is supplied from one current source to the differential pairs D10 and D20, and a bias current is supplied from one current source to the differential pairs D30 and D40.
  • the input voltage VINP is the power supply potential
  • the input voltage VINM is the ground potential
  • the differential pair D20 and the differential pair D30 are turned off, as shown in FIG.
  • the supplied bias current flows to the output stage via the differential pair D10
  • the bias current supplied from the current source transistor P30 flows to the output stage via the differential pair D40. Therefore, even when the differential pair D20 and the differential pair D30 are turned off, the circuit current is kept constant, and fluctuations in frequency characteristics can be suppressed.
  • FIG. 11 shows a non-inverting amplifier circuit using a resistor network. With the configuration of FIG. 11, it is possible to amplify a signal.
  • a differential signal is input as a non-inverted signal and an inverted signal from the first non-inverted input terminal VI1P (VINP) and the second inverted input terminal VI2M (VINM), respectively.
  • the voltage difference between the non-inverting output terminal (VOP) and the inverting output terminal (VOM) of the operational amplifier circuit 1000 is taken out as a differential output signal.
  • the output of the inverting output terminal VOM (VOUTM) is fed back to the second non-inverting input terminal VI2P, and the output of the non-inverting output terminal VOP (VOUTP) is fed back to the first inverting input terminal VI1M.
  • the resistor 200 (first resistor element) is arranged in a path that feeds back from the non-inverting output terminal VOP to the first inverting input terminal VI1M.
  • the resistor R201 (second resistor element) is disposed in a path that feeds back from the inverting output terminal VOM to the second non-inverting input terminal VI2P.
  • the resistor R100 is arranged on a path connecting from the first common voltage terminal VCOM arranged as a common voltage terminal to the resistor R200 and the first inverting input terminal VI1M.
  • the resistor R101 (fourth resistor element) is arranged on a path connected from the second common voltage terminal VCOM arranged as a common voltage terminal to the resistor R201 and the second non-inverting input terminal VI2P.
  • the operational amplifier circuit 1000 in FIG. 1 may be applied to the differential amplifier circuit shown in FIG.
  • the operational amplifier circuit in FIG. 1 is assumed to be built in the operational amplifier A100 in FIG.
  • differential signals are input as a non-inverted signal and an inverted signal from the first non-inverted input terminal VI1P (VINP) and the second inverted input terminal VI2M (VINM), respectively.
  • the voltage difference between the non-inverting output terminal (VOP) and the inverting output terminal (VOM) of the operational amplifier circuit 1000 is taken out as a differential output signal.
  • the output of the inverting output terminal VOM (VOUTM) is fed back to the second non-inverting input terminal VI2P, and the output of the non-inverting output terminal VOP (VOUTP) is fed back to the first inverting input terminal VI1M.
  • the resistor R100 is disposed in a path connecting the first inverting input terminal VI1M and the second non-inverting input terminal VI2P.
  • the resistor R200 is disposed in a path that feeds back from the non-inverting output terminal VOP to the first inverting input terminal VI1M.
  • the resistor R201 is disposed in a path that feeds back from the inverting output terminal VOM to the second non-inverting input terminal VI2P.
  • the gate control voltage V6 of the common mode feedback circuit CMFB is applied to the gate voltages of the transistors N81 and N82.
  • the present invention is not limited to the transistors N81 and N82, and may be configured to be provided to one or more of the transistors P51 and P52, the transistor N10, and the transistor P30.
  • the transistors P61 and P62 and the transistors N71 and N72 may have a gain boost cascode configuration in which the source potential is monitored and the gate voltage is controlled so that the source potential becomes constant. Further, the transistors N10 and P30 of the current source may be cascode connected.
  • the bias current is supplied from one current source to the differential pair D10 and D20 and the differential pair D30 and D40, so that the current flowing through the active load is kept constant. Therefore, it is possible to suppress fluctuations in mutual conductance.
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing a differential amplifier circuit 2001 (op-amp circuit) according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram illustrating a specific example of the differential amplifier circuit 2001 according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing a circuit configuration of the active load AL100 and the output amplifier OA100 of FIG.
  • the differential amplifier circuit 2001 of the second embodiment has a configuration in which a voltage amplifier circuit (output amplifier OA100) is connected to the output section of the active load AL100 of the operational amplifier circuit 1000 of the first embodiment.
  • a voltage amplifier circuit output amplifier OA100
  • FIG. 5 shows a configuration in which an OA 100 that is a voltage amplification circuit is connected to the circuit configuration of the operational amplifier circuit 1000 in FIG.
  • the inverting output terminal T5 (output voltage VM) and the non-inverting output terminal T6 (output voltage VP) of the active load AL100 are connected to the inverting output terminal and the non-inverting input terminal of the output amplifier OA100, respectively.
  • the output amplifier OA100 includes transistors NO11, NO12, PO21, and PO22.
  • Output amplifier OA100 has NO11 that receives and amplifies output voltage VM of active load AL100 at its gate, and NO12 that receives and amplifies output voltage VP at its gate.
  • the output amplifier OA100 includes PO21 and PO22 that receive a predetermined voltage at the gate and supply a bias current to the transistors NO11 and NO12.
  • the output amplifier OA100 is a common source amplifier circuit.
  • the configuration of FIG. 5 to which the output amplifier OA100 is connected improves the gain of the differential amplifier circuit 2001 and enables a more accurate amplification operation. Further, in the configuration of FIG. 5, as described in the first embodiment, since the variation of the mutual conductance of the differential pair due to the input voltage is suppressed, the capacitance value used for the phase compensation network is set to be smaller than the conventional one. can do. Therefore, a reduction in bandwidth due to phase compensation is suppressed, and a wider bandwidth is possible.
  • the output amplifier OA100 is configured as a class A amplifier circuit with transistors NO11 and NO12 biased by transistors PO21 and PO22 connected in a current mirror, but this configuration is an example.
  • a configuration of the output amplifier OA100 it is needless to say that a class A amplifier circuit using a PMOS transistor may be used, or a class AB amplifier circuit may be used.
  • the output amplifier OA100 is a single-stage amplifier circuit, but it may be a multistage connection type.
  • FIG. 6 is a schematic diagram of a differential amplifier circuit 3001 (an operational amplifier circuit) according to the third embodiment.
  • FIG. 7 shows a specific example of the circuit of the differential amplifier circuit 3001 of the third embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a circuit configuration of the active loads AL200 and AL201 of FIG. In the third embodiment, only the difference from the first embodiment will be described.
  • the third embodiment is different from the first embodiment in that the active load AL100 of the first embodiment includes an active load AL200 for inverting output (first active load) and an active load AL201 for non-inverting output (first). 2 active loads).
  • the active load AL200 adds the signal currents obtained by the differential pairs D10 and D30, and converts the added signal current into a voltage signal.
  • the active load AL201 adds the signal currents obtained by the differential pairs D20 and D40, and converts the added signal current into a voltage signal.
  • the drains of the transistors N11, N12, P31, and P32 of the differential pair D10 and D30 are connected to the active load AL200.
  • the drains of the transistors N21, N22, P41, and P42 of the differential pair D20 and D40 are connected to the active load AL201.
  • the active load AL200 includes cascode-connected transistors P51, P52, P61, and P62 and cascode-connected N71, N72, M81, and N82.
  • the active load AL201 includes cascode-connected P53, P54, P63, and P64 and cascode-connected N73, N74, N83, and N84.
  • the active load AL200 has a first connection part L201 and a second connection part L202.
  • the active load AL201 has a third connection portion L203 and a fourth connection portion L204.
  • the first connection L201 is connected to the drains of the transistors N11 and N12 of the differential pair D10
  • the second connection L202 is connected to the drains of the transistors P31 and P32 of the differential pair D30.
  • the third connection L203 is connected to the drains of the transistors N21 and N22 of the differential pair D20
  • the fourth connection L204 is connected to the drains of the transistors P41 and P42 of the differential pair D40.
  • the third embodiment has a configuration of two single-ended operational amplifiers that share only the current sources of the differential pairs D10 and D20 and the differential pairs D30 and D40. 6 and 7, even in the configuration of the conventional instrumentation amplifier in FIG. 14, it is possible to suppress the fluctuation of the mutual conductance of the operational amplifier due to the input voltage, and it is necessary in the first and second embodiments.
  • the circuit design can be facilitated by eliminating the common mode feedback circuit.
  • FIG. 8 is a schematic diagram of a differential amplifier circuit 4001 (an operational amplifier circuit) according to the fourth embodiment.
  • FIG. 9 shows a specific example of the differential amplifier circuit 4001 of the fourth embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing a circuit configuration of the active loads AL200 and AL201, output amplifiers OA200 and OA201 of FIG. In the fourth embodiment, only the difference from the third embodiment will be described.
  • voltage amplification circuits (output amplifier OA200 and output amplifier OA201) are connected to the output sections of active loads AL200 and AL201 described in the third embodiment, respectively. That is, the output amplifiers OA200 and OA201 are arranged between the active load AL200 and the output terminal VOP and between the active load AL201 and the output terminal VOM, respectively.
  • the output amplifier OA200 (first voltage amplification circuit) is configured by transistors NO11 and PO12
  • the output amplifier OA201 (second voltage amplification circuit) is configured by transistors NO21 and PO22. Yes.
  • the output amplifier OA200 is connected to the output terminal T7 of the active load AL200, and the output amplifier OA201 is connected to the output terminal T8 of the active load AL201.
  • the output amplifier OA200 amplifies the voltage output from the output terminal T7, and the output amplifier OA201 amplifies the voltage output from the output terminal T8.
  • the output amplifier OA200 is a common source amplifier circuit having NO11 for receiving and amplifying the output voltage of the output terminal T7 of the active load AL200 at the gate and PO12 for receiving a predetermined voltage at the gate and supplying a bias current to N011. is there.
  • the output amplifier OA201 is a common-source amplifier circuit having NO21 that receives and amplifies the output voltage of the output terminal T8 of the active load AL201 at the gate and PO22 that receives a predetermined voltage at the gate and supplies a bias current to the NO21. is there.
  • the configuration of FIG. 9 improves the gain as a differential amplifier circuit and enables a more accurate amplification operation. Further, in the configuration of FIG. 9, as described in the first embodiment, since the variation in the mutual conductance of the differential pair due to the input voltage is suppressed, the capacitance value used for the phase compensation network should be set smaller than the conventional one. Can do. Therefore, a reduction in bandwidth due to phase compensation is suppressed, and a wider bandwidth is possible.
  • the output amplifier OA200 and the output amplifier OA201 which are voltage amplification circuits, are configured as a class A amplification circuit composed of transistors NO11 and NO21 biased by transistors PO12 and PO22 that are current mirror connected, respectively. It is. It goes without saying that the output amplifier OA200 and the output amplifier OA201 may be configured as a class A amplifier circuit using PMOS transistors, or may be a class AB amplifier circuit. In FIG. 9, the voltage amplifier circuit is a single-stage amplifier circuit, but it may be a multistage connection type.

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Abstract

　差動対（Ｄ１０）及び差動対（Ｄ２０）に対して一つの電流源であるトランジスタＮ１０からバイアス電流を供給する。差動対（Ｄ３０）及び差動対（Ｄ４０）に対して一つの電流源であるトランジスタＰ３０からバイアス電流を供給する。この構成により、入力電圧（ＶＩＮＰ）が電源電位、入力電圧（ＶＩＮＭ）がグランド電位となり、差動対（Ｄ２０）と差動対（Ｄ３０）とがＯＦＦした場合でも、電流源のトランジスタ（Ｎ１０）から供給されるバイアス電流は差動対（Ｄ１０）を介して出力段に流れ、電流源のトランジスタ（Ｐ３０）から供給されるバイアス電流は差動対（Ｄ４０）を介して出力段に流れる。よって、差動対（Ｄ２０）と差動対（Ｄ３０）とがＯＦＦした場合でも回路電流は一定に保たれ、周波数特性の変動を抑えることができる。

Description

オペアンプ回路及びバイアス電流供給方法
　本発明は、オペアンプ回路に関し、特に複数の差動対を有するオペアンプ回路の技術に関する。
　従来では、アナログ電圧を精度よく増幅するため、オペアンプを用いた増幅回路が用いられる。しかし、近年のＣＭＯＳプロセスの微細化に伴う電源電圧の低化により、電圧振幅が縮小し、Ｓ／Ｎ（Ｓｉｇｎａｌ－ｔｏ－Ｎｏｉｓｅ　ｒａｔｉｏ）が悪化するという課題が顕在化してきた。
　その対策として、信号の差動化により信号振幅を最大で電源電圧の２倍の信号振幅を得ることでＳ／Ｎ改善を行う、いわゆる完全差動型増幅回路が用いられるようになった。また、光、加速度、音など、自然界の情報をアナログ信号として回路に取込むセンサ素子の出力インピーダンスは一般的に高い（数ＭΩ以上）。このため、このようなセンサ素子に接続するためには、数ＧΩ以上の高い入力インピーダンスが得られる非反転型の増幅回路を接続する必要がある。
　図１５は、従来のシングルエンド型オペアンプの回路であるが、非反転型増幅回路としては、図１５のシングルエンド型オペアンプを２個用いて構成される図１４の計装アンプ（インスツルメンテーション・アンプ、非特許文献１）構成や、図１０、図１１にオペアンプの記号として示す構成（非特許文献２）が挙げられる。
　ここで、従来の差動増幅回路（例えば図１４）の動作を、簡潔に述べる。以下では、式（１）～（２２）については、例えば図１４に該当する式（１）～（４）の場合、反転入力端子と反転入力端子の電位とはＶＩＮＰとして同じ表記としているが、区別は明らかであるので特に説明はしない。以下、差動入力電圧を、
　ＶＩＮ＝ＶＩＮＰ－ＶＩＮＭ　　　　　　　　　　　　　　　（１）
　ＶＩＮに対する差動出力電圧を、
　ＶＯＵＴ＝Ｇ・ＶＩＮ＝ＶＯＵＴＰ－ＶＯＵＴＭ　　　　　　（２）
とする。
　ここで、Ｇは増幅回路の電圧利得である。尚、簡略化のため、オペアンプの利得は無限大とする。
　まず、計装アンプについて説明する。計装アンプは、図１４のように、図１５に示すシングルエンド型オペアンプを２個と、抵抗Ｒ１００、Ｒ２００、Ｒ２０１によって構成される抵抗ネットワークとからなる。
　Ｒ２００＝Ｒ２０１　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（３）
とすると、その利得Ｇは、
　Ｇ＝（Ｒ１００＋２・Ｒ２００）／Ｒ１００　　　　　　　　（４）
となり、式（２）により差動出力が得られる。
　また、２重差動対型オペアンプを用いた構成も同様の動作を示す。
　図１０、図１１は、２重差動対型オペアンプの記号を示す。
　図１０に対しては、
　Ｇ＝１　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（５）
　また、図１１に対しては、
　Ｒ１００＝Ｒ１０１　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（６）
　Ｒ２００＝Ｒ２０１　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（７）
とすると、
　Ｇ＝（Ｒ１００＋Ｒ２００）／Ｒ１００　　　　　　　　　　（８）
となる。
　図１０に示す計装アンプの構成によると、オペアンプの入力端子が仮想接地され、一定電圧になる反転型増幅回路と異なり、非反転型増幅回路ではオペアンプの入力端子には信号が入力され、一定電圧とならない。特に、センサ素子に接続される場合、その信号振幅は広範に渡る可能性があるという課題を有している。信号振幅が広範に渡る場合、後述のように、差動対がオフになる可能性がある。
　本課題に対し、図１３の２重差動型オペアンプの回路では、２つのＮＭＯＳ型差動対Ｄ１０、Ｄ２０に対し、それぞれＰＭＯＳ型差動対Ｄ３０、Ｄ４０を並列に接続する。この構成により、グランド電位から電源電位の範囲における広範な入力電圧に対しても、ＮＭＯＳ型差動対、ＰＭＯＳ型差動対のうち少なくとも一方が動作する。よって、この構成（ｒａｉｌ－ｔｏ－ｒａｉｌ）によれば、グランド電位から電源電位の全範囲において、差動増幅動作が可能なる。
　図１５のシングルエンド型オペアンプにおいても同様に、ＮＭＯＳ型差動対Ｄ１０に対し、ＰＭＯＳ型差動対Ｄ３０が並列に接続する。この構成もｒａｉｌ－ｔｏ－ｒａｉｌ構成であり、グランド電位から電源電位の全範囲において、差動信号の増幅動作が可能である。
　一方、このように、ＮＭＯＳ型の差動対とＰＭＯＳ型の差動対とが並列に接続された構成では、ＮＭＯＳ型の差動対の相互コンダクタンスをｇｍｎ、ＰＭＯＳ型差動対の相互コンダクタンスをｇｍｐとすると、両者を合算した差動対の実質的な相互コンダクタンスｇｍｄｉｆｆは、
　ｇｍｄｉｆｆ＝ｇｍｎ＋ｇｍｐ　　　　　　　　　　　　　　（９）
となる。
　しかし、たとえばグランド電位付近の電圧が入力された場合、ＮＭＯＳ型差動対がＯＦＦし、動作できなくなることでｇｍｎ≒０となり、
　ｇｍｄｉｆｆ≒ｇｍｐ　　　　　　　　　　　　　　　　　（１０）
に減少してしまう。
　他方、同様の考察により、電源電位付近の電圧が入力された場合、ＰＭＯＳ型差動対がＯＦＦし、動作できなくなることでｇｍｐ≒０となり、
　ｇｍｄｉｆｆ≒ｇｍｎ　　　　　　　　　　　　　　　　　（１１）
となる。
　このように、オペアンプの差動対の相互コンダクタンスは、入力電圧により大きく変動してしまう。また、いずれかの差動対がＯＦＦすることで、能動負荷ＡＬ１０１（図１５）、ＡＬ１００（図１３）に流れる電流も変化してしまい、オペアンプのスルーレート劣化や帯域幅劣化が起こってしまう。
　特許文献１では、入力電圧による差動対の動作状態の変動が回路特性へ与える影響を抑えるため、シングルエンドオペアンプについて、差動対がＯＦＦした場合の電流経路を確保するためのトランジスタを並列に接続する。このトランジスタによって、差動対がＯＦＦするような入力電圧に対しても、能動負荷に流れる電流が変化しない構成が提案されている。
　また、特許文献２では、予備の電流を流したトランジスタが差動対に並列に接続され、ＮＭＯＳ型の差動対、ＰＭＯＳ型の差動対のうち一方がＯＦＦした場合、ＯＮしている差動対の電流を増加させて、差動対全体の相互コンダクタンスの変動が抑制される構成が提案されている。
特開２００９－３３２３０号公報 米国特許第５７３４２９７号明細書
　特許文献１の構成によると、入力電圧の変動時に能動負荷に流れる電流は一定に保てるが、差動対がＯＦＦすることで生じた相互コンダクタンスの減少分は補うことができない。
　また、特許文献２の構成によると、いずれかの差動対がＯＦＦするような状態において、相互コンダクタンスの変動を抑制することはできるが、すべての差動対がＯＮしている場合に、予備のトランジスタに流している電流だけ消費電流が増加するという課題を有していた。
　本発明は、入力電圧変動時の相互コンダクタンスの変動抑制、能動負荷に流れる電流の変化の抑制、消費電流の増加の抑制を、簡単な構成で実現することを目的とする。
　本発明のオペアンプ回路は、
　Ｎチャネル型とＰチャネル型とのうちチャネル型を同じくする２つの電界効果トランジスタからなる第１の差動対と、前記第１の差動対と異なるチャネル型の２つの電界効果トランジスタからなり、前記第１の差動対に並列に接続される第２の差動対とを含む第１の並列部と、
　前記第１の差動対と同一のチャネル型の２つの電界効果トランジスタからなる第３の差動対と、前記第２の差動対と同一のチャネル型の２つの電界効果トランジスタからなり、前記第３の差動対に並列に接続される第４の差動対とを含む第２の並列部と、
　前記第１の差動対と前記第３の差動対とにバイアス電流を供給する一つの第１の電流源と、
　前記第２の差動対と前記第４の差動対とにバイアス電流を供給する一つの第２の電流源と
を備えたことを特徴とする。
　本発明によれば、回路の消費電の増加及び回路規模の増加を伴わずに、能動負荷に流れる電流を一定に保つとともに、相互コンダクタンスの変動の抑制を図ることができる。
実施の形態１の図で、オペアンプ回路１０００の回路の概略図。 実施の形態１の図で、オペアンプ回路１０００の具体例を示す回路図。 実施の形態１の図で、オペアンプ回路１０００を図１０の差動増幅回路に適用する場合の回路図。 実施の形態２の図で、差動増幅回路２００１の回路の概略図。 実施の形態２の図で、差動増幅回路２００１の具体例を示す回路図。 実施の形態３の図で、差動増幅回路３００１の回路の概略図。 実施の形態３の図で、差動増幅回路３００１の具体例を示す回路図。 実施の形態４の図で、差動増幅回路４００１の回路の概略図。 実施の形態４の図で、差動増幅回路４００１の具体例を示す回路図。 オペアンプ記号を用いた差動増幅回路を示す回路図。 オペアンプ記号を用いた差動増幅回路の、別の一例を示す回路図。 オペアンプ記号を用いた差動増幅回路の、さらに別の一例を示す回路図。 従来技術を示す図で、２重差動型オペアンプを示す回路図。 従来技術を示す図で、従来の計装アンプの一例を表す回路図。 従来技術を示す図で、従来の計装アンプを構成するためのオペアンプの具体例を表す回路図。
　以下の実施の形態１～４では、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタであるＮＭＯＳトランジスタＮ１１をトランジスタＮ１１と記載する。またＰチャネル型のＭＯＳトランジスタであるＰＭＯＳトランジスタＰ３１をトランジスタＰ３１と記載する。他のＮＭＯＳトランジスタ、ＰＭＯＳトランジスタも同様である。
　実施の形態１．
　図１は、差動増幅回路を構成するオペアンプ回路１０００の回路図である。
　図２は、オペアンプ回路１０００の具体例を示す回路図である。図２は図１の能動負荷ＡＬ１００の回路構成を記載した図である。後述するが、オペアンプ回路１０００は、図１０、図１１、図１２に示す差動増幅回路に適用できる。つまり、図１０、図１１、図１２でオペアンプ記号として示した２重差動型オペアンプＡ１００には、オペアンプ回路１０００が組み込まれてもよい。
（オペアンプ回路１０００の構成）
　オペアンプ回路１０００は、差動対Ｄ１０（第１の差動対）、差動対Ｄ２０（第３の差動対）、差動対Ｄ３０（第２の差動対）、差動対Ｄ４０（第４の差動対）を備える。差動対Ｄ１０、Ｄ２０、Ｄ３０，Ｄ４０は、図１３の場合と同様に、差動対Ｄ１０に対し差動対Ｄ３０が並列に接続し、差動対Ｄ２０に対し差動対Ｄ４０が並列に接続する。差動対Ｄ１０と差動対Ｄ３０とは第１の並列部ＰＣ１０１を構成し、差動対Ｄ２０と差動対Ｄ４０とは第２の並列部ＰＣ１０２を構成する。
（差動対の構成）
（１）差動対Ｄ１０は、トランジスタＮ１１、Ｎ１２からなる。トランジスタＮ１１、Ｎ１２は、それぞれ、反転入力端子として配置された第１の反転入力端子ＶＩ１Ｍ、非反転入力端子として配置された第１の非反転入力端子ＶＩ１Ｐに、ゲート端子が接続されている。
（２）差動対Ｄ２０は、トランジスタＮ２１、Ｎ２２からなる。トランジスタＮ２１、Ｎ２２は、それぞれ、反転入力端子として配置された第２の反転入力端子ＶＩ２Ｍ、非反転入力端子として配置された第２の非反転入力端子ＶＩ２Ｐに、ゲート端子が接続されている。
（３）差動対Ｄ３０は、トランジスタＰ３１、Ｐ３２からなる。トランジスタＰ３１、Ｐ３２は、それぞれ、反転入力端子として配置された第１の反転入力端子ＶＩ１Ｍ、非反転入力端子として配置された第１の非反転入力端子ＶＩ１Ｐに、ゲート端子が接続されている。
（４）差動対Ｄ４０は、トランジスタＰ４１、Ｐ４２からなる。トランジスタＰ４１、Ｐ４２は、それぞれ、反転入力端子として配置された第２の反転入力端子ＶＩ２Ｍ、非反転入力端子として配置された第２の非反転入力端子ＶＩ２Ｐに、ゲート端子が接続されている。
（バイアス電流の供給）
　差動対Ｄ１０及びＤ２０は、１つのトランジスタＮ１０（第１の電流源）からバイアス電流が供給される。図１のように、トランジスタＮ１１とトランジスタＮ１２とのソース端子どうしは接続されている。トランジスタＮ２１とトランジスタＮ２２とのソース端子どうしも接続されている。差動対Ｄ１０と差動対Ｄ２０のソース端子どうしはショートされている。電流源であるトランジスタＮ１０は、ショートされた差動対Ｄ１０と差動対Ｄ２０とのソース端子に、ドレインからバイアス電流を供給する。
（バイアス電流の電流源）
　トランジスタＮ１０、Ｎ１００は、ＮＭＯＳ型の差動対Ｄ１０、Ｄ２０のバイアス電流用のカレントミラーを構成するＮＭＯＳトランジスタである。トランジスタＮ１００のドレインに電流源ＩＲ１が接続する。トランジスタＮ１００のソースは接地されている。トランジスタＮ１００のドレインとゲートとを接続する接続経路が形成され、この接続経路の途中とトランジスタＮ１０のゲートとが接続される。トランジスタＮ１０のソースは接地されている。
（差動対と能動負荷との接続）
　差動対Ｄ１０及びＤ２０は、トランジスタＮ１１及びＮ２１のドレインがショートされており、これらのドレインは、能動負荷ＡＬ１００の第１の入力端子Ｔ１に接続される。更に、差動対Ｄ１０及びＤ２０では、トランジスタＮ１２及びＮ２２のドレインがショートされており、これらのドレインは、能動負荷ＡＬ１００の第２の入力端子Ｔ２に接続される。
（バイアス電流の供給）
　差動対Ｄ３０及びＤ４０は、１つのトランジスタＰ３０（第２の電流源）からバイアス電流が供給される。図１のように、トランジスタＰ３１とトランジスタＰ３２とのソース端子どうしは接続されている。トランジスタＰ４１とトランジスタＰ４２とのソース端子どうしも接続されている。差動対Ｄ３０と差動対Ｄ４０のソース端子どうしはショートされている。電流源であるトランジスタＰ３０は、ショートされた差動対Ｄ３０と差動対Ｄ４０とのソース端子に、ドレインからバイアス電流を供給する。
（バイアス電流の電流源）
　トランジスタＰ３０、Ｐ１０１は、ＰＭＯＳ型の差動対Ｄ３０、Ｄ４０のバイアス電流用のカレントミラーを構成するＰＭＯＳトランジスタである。トランジスタＰ１０１のドレインに電流源ＩＲ２が接続する。トランジスタＰ１０１のドレインとゲートとを接続する接続経路が形成され、この接続経路の途中とトランジスタＰ３０のゲートとが接続される。
（差動対と能動負荷との接続）
　また、トランジスタＰ３１及びＰ４１では、ドレインがショートされて、これらのドレインは、能動負荷ＡＬ１００の第３の入力端子Ｔ３に接続される。更に、トランジスタＰ３２及びＰ４２では、ドレインがショートされて、これらのドレインは、能動負荷ＡＬ１００の第４の入力端子Ｔ４に接続される。
　図１のように、能動負荷ＡＬ１００は、反転出力端子ＶＯＭと、非反転出力端子ＶＯＰとを有する。能動負荷ＡＬ１００は、第１の反転入力端子ＶＩ１Ｍ、第１の非反転入力端子ＶＩ１Ｐ、第２の反転入力端子ＶＩ２Ｍ、第２の非反転入力端子ＶＩ２Ｐのそれぞれに入力された電圧に応じて、次式で表される差動出力電圧ＶＯＵＴを出力する。
　ＶＯＵＴ＝ＡＰ・ＶＰ＋ＡＭ・ＶＭ　　　　　　　　　　　（１２）
　ここで、
　ＶＯＵＴ＝ＶＯＰ－ＶＯＭ　　　　　　　　　　　　　　　（１３）
　ＶＰ＝ＶＩ１Ｐ－ＶＩ１Ｍ　　　　　　　　　　　　　　　（１４）
　ＶＭ＝ＶＩ２Ｐ－ＶＩ２Ｍ　　　　　　　　　　　　　　　（１５）
である。
　更に、差動対Ｄ１０、Ｄ２０、Ｄ３０、Ｄ４０の相互コンダクタンスをｇｍ１０、ｇｍ２０、ｇｍ３０、ｇｍ４０とおき、
　ｇｍＰ＝ｇｍ１０＋ｇｍ３０　　　　　　　　　　　　　　（１６）
　ｇｍＭ＝ｇｍ２０＋ｇｍ４０　　　　　　　　　　　　　　（１７）
と定義する。この場合、式（１２）において、電圧利得ＡＰ及びＡＭは、
　ＡＰ＝ｇｍＰ・Ｚｏｕｔ　　　　　　　　　　　　　　　　（１８）
　ＡＭ＝ｇｍＭ・Ｚｏｕｔ　　　　　　　　　　　　　　　　（１９）
と表される。
　尚、式（１８）、式（１９）のＺｏｕｔは、能動負荷ＡＬ１００の、電流・電圧変換ノードにおける出力インピーダンスである。
　図１のオペアンプ回路１０００の場合、差動対Ｄ１０及びＤ２０に対して一つの電流源であるトランジスタＮ１０からバイアス電流を供給し、差動対Ｄ３０及びＤ４０に対して一つの電流源であるトランジスタＰ３０からバイアス電流を供給する。この構成により、差動対Ｄ１０とＤ２０との一方、あるいは、差動対Ｄ３０とＤ４０との一方がＯＦＦする電圧が、第１の反転入力端子ＶＩ１Ｍ等から入力された場合、ＯＦＦしていない他方の差動対にバイアス電流が流れる。例えば差動対Ｄ１０とＤ２０とのうち、差動対Ｄ１０がＯＦＦした場合、トランジスタＮ１０のすべてのバイアス電流が、ＯＦＦしていない差動対Ｄ２０に流れる。同様に、差動対Ｄ３０とＤ４０とのうち、差動対Ｄ３０がＯＦＦした場合、トランジスタＰ３０のすべてのバイアス電流が、ＯＦＦしていない差動対Ｄ４０に流れる。このため、上記の例で差動対Ｄ１０がＯＦＦした場合、式（１６）において、
　ｇｍＰ＝ｇｍ１０＋ｇｍ３０
のうちｇｍ１０＝０となったとしても、トランジスタＮ１０のすべてのバイアス電流が差動対Ｄ２０に流れるので、
　式（１７）において、
　ｇｍＭ＝ｇｍ２０＋ｇｍ４０
のうち、ｇｍ２０が増大する。
　よって、式（１２）の
　ＶＯＵＴ＝ＡＰ・ＶＰ＋ＡＭ・ＶＭ
におけるＶＯＵＴの変動を抑制できる。また回路電流は一定に保たれるので周波数特性の変動を抑えることができる。
　図２は、能動負荷ＡＬ１００をＮＭＯＳトランジスタ及びＰＭＯＳトランジスタを用いて具体化したものである。能動負荷ＡＬ１００は、それぞれの差動対から得られた信号電流を加算し、加算した電流を電圧信号に変換する。
（能動負荷の構成）
　能動負荷ＡＬ１００は、カスコード接続されたトランジスタＰ５１、Ｐ５２、Ｐ６１、Ｐ６２、及びカスコード接続されたトランジスタＮ７１、Ｎ７２、Ｎ８１、Ｎ８２で構成される。カスコード接続されたトランジスタＰ５１、Ｐ５２、Ｐ６１、Ｐ６２は、第１の負荷部Ｌ１０１を構成する。カスコード接続されたトランジスタＮ７１、Ｎ７２、Ｎ８１、Ｎ８２は、第２の負荷部Ｌ１０２を構成する。トランジスタＰ５１とＰ５２、トランジスタＰ６１とＰ６２は、それぞれ、電流源ＩＲ３によりバイアスされたトランジスタＰ５０、Ｐ６０、抵抗Ｒ１により、ゲート電圧Ｖ３及びＶ４が供給される。トランジスタＮ７１とＮ７２とは、電流源ＩＲ４によりバイアスされたトランジスタＮ７０により、ゲート電圧Ｖ５が供給される。トランジスタＮ８１とＮ８２とは、ゲート制御電圧Ｖ６が、コモンモード・フィードバック回路ＣＭＦＢにより供給される。コモンモード・フィードバック回路ＣＭＦＢは、出力端子ＶＯＰ及びＶＯＭの出力コモンモード電圧をモニタし、出力コモンモード電圧が所定の入力電圧ＶＣＯＭと等しくなるようゲート制御電圧Ｖ６を出力する。
（図１０への適用）
　図１、図２に示すオペアンプ回路１０００を図１０に示す差動増幅回路に適用することができる。
　図３は、オペアンプ回路１０００を図１０に示す差動増幅回路に適用する場合の回路図である。図３に示す差動増幅回路は、非反転入力電圧ＶＩＮＰ及び反転入力電圧ＶＩＮＭが、第１の非反転入力端子ＶＩ１Ｐ及び第２の反転入力端子ＶＩ２Ｍに入力される。非反転出力電圧ＶＯＰ及び反転出力電圧ＶＯＭは、それぞれ、差動増幅回路の非反転出力ＶＯＵＴＰ及び反転出力ＶＯＵＴＭとする。また、差動増幅回路では、非反転出力電圧ＶＯＰと反転出力電圧ＶＯＭとの差分が、差動出力電圧ＶＯＵＴとして出力される。更に非反転出力電圧ＶＯＵＴＰ（図２のＶＯＰ）は第１の反転入力端子ＶＩ１Ｍに帰還され、反転出力信号ＶＯＵＴＭ（図２のＶＯＭ）は、第２の非反転入力端子ＶＩ２Ｐに帰還される。
　図３の回路は、差動対Ｄ１０及びＤ２０に対して一つの電流源であるトランジスタＮ１０からバイアス電流を供給し、差動対Ｄ３０及びＤ４０に対して一つの電流源であるトランジスタＰ３０からバイアス電流を供給する。従来、図１０の差動増幅回路では、図１３の回路が組み込まれていた。つまり、従来の図１０の差動増幅回路では、差動対Ｄ１０、Ｄ２０、Ｄ３０、Ｄ４０に対しては、図１３のように、トランジスタＮ１０，Ｎ２０、Ｐ３０，Ｐ４０のそれぞれの電流源から、バイアス電流を供給していた。この構成の場合、一方の入力電圧が電源電位となり、他方の入力電位がグランド電位になると、２個のＰチャネル差動対、２個のＮチャネルの差動対のうち、Ｐチャネル、Ｎチャネルの各１個の差動対しか動作しない。これにより出力部（能動負荷）を流れる電流が入力電圧により変動し、変動に伴い、差動増幅回路としての相互コンダクタンスが変化し、回路の周波数特性が変動する。電源電圧が１Ｖ程度と低い微細ＣＭＯＳではこの現象が顕著である。
　従来に対して、図３のように、差動対Ｄ１０及びＤ２０に対して一つの電流源からバイアス電流を供給し、差動対Ｄ３０及びＤ４０に対して一つの電流源からバイアス電流を供給する。この構成により、前述のように、図３において、入力電圧ＶＩＮＰが電源電位、入力電圧ＶＩＮＭがグランド電位となり、差動対Ｄ２０と差動対Ｄ３０とがＯＦＦした場合でも、電流源のトランジスタＮ１０から供給されるバイアス電流は差動対Ｄ１０を介して出力段に流れ、電流源のトランジスタＰ３０から供給されるバイアス電流は差動対Ｄ４０を介して出力段に流れる。よって、差動対Ｄ２０と差動対Ｄ３０とがＯＦＦした場合でも回路電流は一定に保たれ、周波数特性の変動を抑えることができる。
　本構成において、式（１２）における電圧利得ＡＰ及びＡＭが十分大きいと仮定する。
　その場合、ＶＩ１ＰとＶＩ１Ｍ、ＶＩ２ＰとＶＩ２Ｍが、それぞれイマジナリ・ショートされて同電位となる。
　出力電圧として、
　ＶＯＵＴ＝ＶＯＵＴＰ－ＶＯＵＴＭ＝ＶＩＮＰ－ＶＩＮＭ　　　（２０）
が得られる。すなわち、オペアンプ回路１０００を適用した図３の差動増幅回路は、差動信号に対する電圧バッファとして動作する。図１０はボルテージフォロワの場合を示す。
（図１１への適用）
　また、図１のオペアンプ回路１０００は、図１１の差動増幅回路に適用してもよい。図１１は、抵抗ネットワークを用いた非反転増幅回路である。図１１の構成により、信号を増幅することが可能である。
　図１１のように、第１の非反転入力端子ＶＩ１Ｐ（ＶＩＮＰ）と第２の反転入力端子ＶＩ２Ｍ（ＶＩＮＭ）とから、それぞれ非反転信号、反転信号として差動信号が入力される。オペアンプ回路１０００の非反転出力端子（ＶＯＰ）と反転出力端子端子（ＶＯＭ）における電圧の差分が差動出力信号として取り出される。反転出力端子ＶＯＭ（ＶＯＵＴＭ）の出力が、第２の非反転入力端子ＶＩ２Ｐに帰還され、非反転出力端子ＶＯＰ（ＶＯＵＴＰ）の出力が、第１の反転入力端子ＶＩ１Ｍに帰還される。抵抗２００（第１の抵抗要素）は、非反転出力端子ＶＯＰから第１の反転入力端子ＶＩ１Ｍに帰還する経路に配置される。抵抗Ｒ２０１（第２の抵抗要素）は、反転出力端子ＶＯＭから第２の非反転入力端子ＶＩ２Ｐに帰還する経路に配置される。抵抗Ｒ１００は、コモン電圧端子として配置された第１のコモン電圧端子ＶＣＯＭから、抵抗Ｒ２００と第１の反転入力端子ＶＩ１Ｍとの間に接続する経路に配置される。抵抗Ｒ１０１（第４の抵抗要素）は、コモン電圧端子として配置された第２のコモン電圧端子ＶＣＯＭから、抵抗Ｒ２０１と第２の非反転入力端子ＶＩ２Ｐとの間に接続する経路に配置される。
（図１２への適用）
　また、図１のオペアンプ回路１０００は、図１２に示す差動増幅回路に適用してもよい。図１のオペアンプ回路は図１２のオペアンプＡ１００に内蔵されているものとする。
　図１２では、第１の非反転入力端子ＶＩ１Ｐ（ＶＩＮＰ）と第２の反転入力端子ＶＩ２Ｍ（ＶＩＮＭ）とから、それぞれ非反転信号、反転信号として差動信号が入力される。オペアンプ回路１０００の非反転出力端子（ＶＯＰ）と反転出力端子端子（ＶＯＭ）における電圧の差分が差動出力信号として取り出される。反転出力端子ＶＯＭ（ＶＯＵＴＭ）の出力が、第２の非反転入力端子ＶＩ２Ｐに帰還され、非反転出力端子ＶＯＰ（ＶＯＵＴＰ）の出力が、第１の反転入力端子ＶＩ１Ｍに帰還される。抵抗Ｒ１００は、第１の反転入力端子ＶＩ１Ｍと第２の非反転入力端子ＶＩ２Ｐとを接続する経路に配置される。抵抗Ｒ２００は、非反転出力端子ＶＯＰから第１の反転入力端子ＶＩ１Ｍに帰還する経路に配置される。抵抗Ｒ２０１は、反転出力端子ＶＯＭから第２の非反転入力端子ＶＩ２Ｐに帰還する経路に配置される。
　図１２に示す差動増幅回路（計装アンプ）では、
　Ｒ２００＝Ｒ２０１　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２１）
とすると、
　式（２）における利得Ｇは、
　Ｇ＝（Ｒ１００＋２・Ｒ２００）／Ｒ１００　　　　　　　（２２）
となり、コモン電圧ＶＣＯＭを用いず、より簡素な構成で増幅回路を構成することが可能である。
　本実施の形態１におけるオペアンプ回路１００では、図２のように、コモンモード・フィードバック回路ＣＭＦＢのゲート制御電圧Ｖ６をトランジスタＮ８１及びＮ８２のゲート電圧に与えている。しかし、トランジスタＮ８１及びＮ８２に限らず、トランジスタＰ５１及びＰ５２や、トランジスタＮ１０や、トランジスタＰ３０のうちのいずれか、もしくは複数に与える構成としてもよい。
　また、トランジスタＰ６１及びＰ６２、トランジスタＮ７１及びＮ７２については、ソース電位をモニタし、ソース電位が一定になるようにゲート電圧を制御するゲインブースト型カスコード構成としてもよい。また、電流源のトランジスタＮ１０、Ｐ３０をカスコード接続としてもよい。
　実施の形態１のオペアンプ回路１０００によれば、差動対Ｄ１０及びＤ２０、差動対Ｄ３０及びＤ４０に対して一つの電流源からバイアス電流を供給するので、能動負荷に流れる電流を一定に保つとともに、相互コンダクタンスの変動の抑制を図ることができる。
　実施の形態２．
　図４、図５を参照して実施の形態２を説明する。
　図４は、実施の形態２の差動増幅回路２００１（オペアンプ回路）を示す概略図である。
　図５は、実施の形態２の差動増幅回路２００１の具体例を示す回路図である。図５は図４の能動負荷ＡＬ１００、出力アンプＯＡ１００の回路構成を示す図である。
　ここでは、実施の形態１との差分にのみ注目し説明を行う。
　実施の形態２の差動増幅回路２００１は、実施の形態１のオペアンプ回路１０００の能動負荷ＡＬ１００の出力部に、電圧増幅回路（出力アンプＯＡ１００）を接続した構成である。
　図５は、図２のオペアンプ回路１０００の回路構成に、電圧増幅回路であるＯＡ１００を接続した構成である。図５のように、能動負荷ＡＬ１００の反転出力端子Ｔ５（出力電圧ＶＭ）、非反転出力端子Ｔ６（出力電圧ＶＰ）が、それぞれ出力アンプＯＡ１００の反転出力端子、非反転入力端子に接続する。
　図５の具体例において、出力アンプＯＡ１００は、トランジスタＮＯ１１、ＮＯ１２、ＰＯ２１、ＰＯ２２により構成されている。出力アンプＯＡ１００は、能動負荷ＡＬ１００の出力電圧ＶＭをゲートに受けて増幅するＮＯ１１と、出力電圧ＶＰをゲートに受けて増幅するＮＯ１２を有する。また出力アンプＯＡ１００は、所定の電圧をゲートに受けて、トランジスタＮＯ１１、ＮＯ１２にバイアス電流を供給するＰＯ２１及びＰＯ２２を有する。出力アンプＯＡ１００は、ソース接地型増幅回路である。
　出力アンプＯＡ１００を接続する図５の構成により、差動増幅回路２００１の利得が向上し、より精度の高い増幅動作が可能である。また、図５の構成において、実施の形態１で述べたように、入力電圧による差動対の相互コンダクタンスの変動が抑制されているので、位相補償ネットワークに用いる容量値を従来に対して小さく設定することができる。よって、位相補償による帯域幅の低下が抑えられ、広帯域化が可能である。
　尚、図５において、出力アンプＯＡ１００は、カレントミラー接続されたトランジスタＰＯ２１及びＰＯ２２によりバイアスされたトランジスタＮＯ１１及びＮＯ１２によるＡ級増幅回路の構成としているが、この構成は一例である。出力アンプＯＡ１００の構成としては、ＰＭＯＳトランジスタによるＡ級増幅回路の構成としてもよいし、ＡＢ級増幅回路とすることも可能であることは言うまでもない。また、図５において、出力アンプＯＡ１００は１段の増幅回路としているが、多段接続型とすることも可能である。
　実施の形態３．
　図６、図７を参照して実施の形態３を説明する。
　図６は、実施の形態３の差動増幅回路３００１（オペアンプ回路）の概略図である。
　図７は、実施の形態３の差動増幅回路３００１の回路の具体例を示す。図７は図６の能動負荷ＡＬ２００、ＡＬ２０１の回路構成を示す図である。実施の形態３では、実施の形態１との差分にのみ注目し説明を行う。
　実施の形態３は、実施の形態１に対して、実施の形態１の能動負荷ＡＬ１００を、反転出力用の能動負荷ＡＬ２００（第１の能動負荷）と、非反転出力用の能動負荷ＡＬ２０１（第２の能動負荷）とに独立して設けた構成である。能動負荷ＡＬ２００は、差動対Ｄ１０、Ｄ３０により得られた信号電流を加算し、加算された信号電流を電圧信号に変換する。能動負荷ＡＬ２０１は、差動対Ｄ２０、Ｄ４０により得られた信号電流を加算し、加算された信号電流を電圧信号に変換する。
　図７のように、第１の並列部ＰＣ１０１は、差動対Ｄ１０、Ｄ３０のトランジスタＮ１１、Ｎ１２、Ｐ３１、Ｐ３２のドレインが、能動負荷ＡＬ２００に接続する。第２の並列部ＰＣ１０２は、差動対Ｄ２０、Ｄ４０のトランジスタＮ２１、Ｎ２２、Ｐ４１、Ｐ４２のドレインが、能動負荷ＡＬ２０１に接続する。
　図７のように、能動負荷ＡＬ２００は、カスコード接続されたトランジスタＰ５１、Ｐ５２、Ｐ６１、Ｐ６２及びカスコード接続されたＮ７１、Ｎ７２、Ｍ８１、Ｎ８２により構成される。能動負荷ＡＬ２０１は、カスコード接続されたＰ５３、Ｐ５４、Ｐ６３、Ｐ６４及びカスコード接続されたＮ７３、Ｎ７４、Ｎ８３、Ｎ８４により構成される。能動負荷ＡＬ２００は、第１の接続部Ｌ２０１と、第２の接続部Ｌ２０２を有する。能動負荷ＡＬ２０１は、第３の接続部Ｌ２０３と、第４の接続部Ｌ２０４を有する。第１の接続部Ｌ２０１は、差動対Ｄ１０のトランジスタＮ１１，Ｎ１２のドレインが接続し、第２の接続部Ｌ２０２は、差動対Ｄ３０のトランジスタＰ３１，Ｐ３２のドレインが接続する。第３の接続部Ｌ２０３は、差動対Ｄ２０のトランジスタＮ２１，Ｎ２２のドレインが接続し、第４の接続部Ｌ２０４は、差動対Ｄ４０のトランジスタＰ４１，Ｐ４２のドレインが接続する。
　実施の形態３は、差動対Ｄ１０及びＤ２０、差動対Ｄ３０及びＤ４０の電流源のみを共通とした、２つのシングルエンド型オペアンプの構成である。
　図６、図７の構成により、図１４の従来の計装アンプの構成においても、入力電圧によるオペアンプの相互コンダクタンスの変動を抑制することが可能になるとともに、実施の形態１及び２で必要とされるコモンモード・フィードバック回路を不用とすることで回路設計の容易化を図ることが可能である。
　実施の形態４．
　図８、図９を参照して実施の形態４を説明する。
　図８は、実施の形態４の差動増幅回路４００１（オペアンプ回路）の概略図である。
　図９は、実施の形態４の差動増幅回路４００１の具体例を示す。図９は図８の能動負荷ＡＬ２００、ＡＬ２０１，出力アンプＯＡ２００、ＯＡ２０１の回路構成を示す図である。実施の形態４では、実施の形態３との差分にのみ注目し説明を行う。
　実施の形態４は、実施の形態３で述べた能動負荷ＡＬ２００及びＡＬ２０１の出力部に、それぞれ電圧増幅回路（出力アンプＯＡ２００、出力アンプＯＡ２０１）を接続する。つまり、能動負荷ＡＬ２００と出力端子ＶＯＰとの間と、及び能動負荷ＡＬ２０１と出力端子ＶＯＭとの間とに、それぞれ出力アンプＯＡ２００、ＯＡ２０１を配置した。
　図９に示す具体例において、出力アンプＯＡ２００（第１の電圧増幅回路）は，トランジスタＮＯ１１及びＰＯ１２により構成され、出力アンプＯＡ２０１（第２の電圧増幅回路）は、トランジスタＮＯ２１及びＰＯ２２により構成されている。
　出力アンプＯＡ２００は能動負荷ＡＬ２００の出力端子Ｔ７と接続し、出力アンプＯＡ２０１は能動負荷ＡＬ２０１の出力端子Ｔ８と接続する。出力アンプＯＡ２００は出力端子Ｔ７から出力された電圧を増幅し、出力アンプＯＡ２０１は出力端子Ｔ８から出力された電圧を増幅する。
　出力アンプＯＡ２００は、能動負荷ＡＬ２００の出力端子Ｔ７の出力電圧をゲートに受けて増幅するＮＯ１１と、所定の電圧をゲートに受けてＮ０１１にバイアス電流を供給するＰＯ１２とを有するソース接地型増幅回路である。出力アンプＯＡ２０１は、能動負荷ＡＬ２０１の出力端子Ｔ８の出力電圧をゲートに受けて増幅するＮＯ２１と、所定の電圧をゲートに受けてＮＯ２１にバイアス電流を供給するＰＯ２２とを有するソース接地型増幅回路である。
　図９の構成により、差動増幅回路としての利得が向上し、より精度の高い増幅動作が可能になる。また、図９の構成において、実施の形態１で述べた通り、入力電圧による差動対の相互コンダクタンスの変動が抑制されているので、位相補償ネットワークに用いる容量値を従来に対し小さく設定することができる。よって、位相補償による帯域幅の低下が抑えられ、広帯域化が可能である。
　なお、図９において、電圧増幅回路である出力アンプＯＡ２００、出力アンプＯＡ２０１は、カレントミラー接続されたトランジスタＰＯ１２及びＰＯ２２によりそれぞれバイアスされたトランジスタＮＯ１１及びＮＯ２１によるＡ級増幅回路の構成としているが、一例である。出力アンプＯＡ２００、出力アンプＯＡ２０１は、ＰＭＯＳトランジスタによるＡ級増幅回路の構成としてもよいし、ＡＢ級増幅回路などとすることも可能であることは言うまでもない。また、図９において、電圧増幅回路は１段の増幅回路としているが、多段接続型とすることも可能である。
　１０００　オペアンプ回路、２００１，３００１，４００１　差動増幅回路、Ａ１００　２重差動型オペアンプ、Ａ２００，２０１　シングルエンド型オペアンプ、ＡＬ１００，ＡＬ２００，ＡＬ２０１　能動負荷、ＣＭＦＢ　コモンモード・フィードバック回路、Ｄ１０，Ｄ２０　ＮＭＯＳ型差動対、Ｄ３０，Ｄ４０　ＰＭＯＳ型差動対、ＩＲ１～４　電流源、Ｌ１０１　第１の負荷部、Ｌ１０２　第２の負荷部、Ｌ２０１　第１の接続部、Ｌ２０２　第２の接続部、Ｌ２０３　第３の接続部、Ｌ２０４　第４の接続部、Ｎ１１，Ｎ１２，Ｎ２１，Ｎ２２　ＮＭＯＳ型差動対を構成するＮＭＯＳトランジスタ、Ｎ１００，Ｎ１０，Ｎ２０　ＮＭＯＳ型差動対バイアス用カレントミラーを構成するＮＭＯＳトランジスタ、Ｎ７１～７４，Ｎ８１～Ｎ８４　能動負荷を構成するＮＭＯＳトランジスタ、Ｎ７０　能動負荷のバイアス源を構成するＮＭＯＳトランジスタ、ＮＯ１１，ＮＯ２１　出力アンプを構成するＮＭＯＳトランジスタ、ＯＡ１００，ＯＡ２００，ＯＡ２０１　出力アンプ、Ｐ１０１，Ｐ３０，Ｐ４０　ＰＭＯＳ型差動対バイアス用カレントミラーを構成するＰＭＯＳトランジスタ、Ｐ３１，Ｐ３２，Ｐ４１，Ｐ４２　ＰＭＯＳ型差動対を構成するＰＭＯＳトランジスタ、Ｐ５１～５４，Ｐ６１～６４　能動負荷を構成するＰＭＯＳトランジスタ、Ｐ５０，Ｐ６０　能動負荷のバイアス源を構成するＰＭＯＳトランジスタ、ＰＯ１２，ＰＯ２２　出力アンプを構成するＰＭＯＳトランジスタ、ＰＣ１０１　第１の並列部、ＰＣ１０２　第２の並列部、Ｒ１００，Ｒ１０１，Ｒ２００，Ｒ２０１　差動増幅回路の抵抗ネットワークを構成する抵抗、Ｒ１　能動負荷のバイアス源を構成する抵抗、Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４　入力端子、ＶＩＮＰ，ＶＩＮＭ　差動増幅回路の差動入力端子、ＶＯＵＴＰ，ＶＯＵＴＭ　差動増幅回路の差動出力端子、ＶＩ１Ｐ，ＶＩ１Ｍ　２重差動型オペアンプの第１の差動入力端子、ＶＩ２Ｐ，ＶＩ２Ｍ　２重差動型オペアンプの第２の差動入力端子、ＶＯＰ，ＶＯＭ　２重差動型オペアンプの差動出力端子、ＶＣＯＭ　２重差動型オペアンプのコモンモード電圧入力端子、ＶＩＰ，ＶＩＭ　シングルエンド型オペアンプの差動入力端子、ＶＯ　シングルエンド型オペアンプの出力端子。

Claims (15)

  1. 　Ｎチャネル型とＰチャネル型とのうちチャネル型を同じくする２つの電界効果トランジスタからなる第１の差動対と、前記第１の差動対と異なるチャネル型の２つの電界効果トランジスタからなり、前記第１の差動対に並列に接続される第２の差動対とを含む第１の並列部と、
    　前記第１の差動対と同一のチャネル型の２つの電界効果トランジスタからなる第３の差動対と、前記第２の差動対と同一のチャネル型の２つの電界効果トランジスタからなり、前記第３の差動対に並列に接続される第４の差動対とを含む第２の並列部と、
    　前記第１の差動対と前記第３の差動対とにバイアス電流を供給する一つの第１の電流源と、
    　前記第２の差動対と前記第４の差動対とにバイアス電流を供給する一つの第２の電流源と
    を備えたことを特徴とするオペアンプ回路。
  2. 　前記第１の差動対は、
    　２つの前記電界効果トランジスタのソース端子どうしが短絡され、
    　前記第３の差動対は、
    　２つの前記電界効果トランジスタのソース端子どうしが短絡され、
    　前記第１の電流源は、
    　短絡されたそれぞれの前記ソース端子に前記バイアス電流を供給し、
    　前記第２の差動対は、
    　２つの前記電界効果トランジスタのソース端子どうしが短絡され、
    　前記第４の差動対は、
    　２つの前記電界効果トランジスタのソース端子どうしが短絡され、
    　前記第２の電流源は、
    　短絡されたそれぞれの前記ソース端子に前記バイアス電流を供給することを特徴とする請求項１に記載のオペアンプ回路。
  3. 　前記第１の電流源は、
    　前記第１の差動対と前記第３の差動対とに前記バイアス電流を供給する一つのトランジスタを備え、
    　前記第２の電流源は、
    　前記第２の差動対と前記第４の差動対とに前記バイアス電流を供給する一つのトランジスタを備えることを特徴とする請求項１または２に記載のオペアンプ回路。
  4. 　前記オペアンプ回路は、
    　前記第１の並列部と、前記第２の並列部とが接続する能動負荷を備え、
    　前記第１の並列部は、
    　それぞれの差動対を構成する一方の電界効果トランジスタのゲート端子が反転入力端子として配置された第１の反転入力端子に接続され、それぞれの差動対を構成する他方の電界効果トランジスタのゲート端子が非反転入力端子として配置された第１の非反転入力端子に接続され、
    　前記第２の並列部は、
    　それぞれの差動対を構成する一方の電界効果トランジスタのゲート端子が反転入力端子として配置された第２の反転入力端子に接続され、それぞれの差動対を構成する他方の電界効果トランジスタのゲート端子が非反転入力端子として配置された第２の非反転入力端子に接続され、
    　前記第１の並列部と前記第２の並列部とは、
    　前記第１の差動対の前記一方の電界効果トランジスタのドレインと、前記第３の差動対の前記一方の電界効果トランジスタのドレインとが短絡されて前記能動負荷に接続し、
    　前記第１の差動対の前記他方の電界効果トランジスタのドレインと、前記第３の差動対の前記他方の電界効果トランジスタのドレインとが短絡されて前記能動負荷に接続し、
    　前記第２の差動対の前記一方の電界効果トランジスタのドレインと、前記第４の差動対の前記一方の電界効果トランジスタのドレインとが短絡されて前記能動負荷に接続し、
    　前記第２の差動対の前記他方の電界効果トランジスタのドレインと、前記第４の差動対の前記他方の電界効果トランジスタのドレインとが短絡されて前記能動負荷に接続する
    ことを特徴とする請求項１～３のいずれかに記載のオペアンプ回路。
  5. 　前記第１の差動対と前記第３の差動対とは、
    　Ｎチャネル型の電界効果トランジスタからなり、
    　前記第２の差動対と前記第４の差動対とは、
    　Ｐチャネル型の電界効果トランジスタからなり、
    　前記能動負荷は、
    　カスコード接続された４つのＰチャネル型の電界効果トランジスタを有し、前記第１の差動対及び前記第３の差動対が接続する第１の負荷部と、
    　カスコード接続された４つのＮチャネル型の電界効果トランジスタを有し、前記第２の差動対及び前記第４の差動対が接続する第２の負荷部と
    を備えたことを特徴とする請求項４に記載のオペアンプ回路。
  6. 　前記オペアンプ回路は、さらに、
    　前記能動負荷の出力端子に接続する電圧増幅回路を備えたことを特徴とする請求項４または５のいずれかに記載のオペアンプ回路。
  7. 　前記能動負荷は、
    　反転出力電圧を出力する反転出力端子と、非反転出力電圧を出力する非反転出力端子とを備え、
    　前記電圧増幅回路は、
    　前記反転出力端子の前記反転出力電圧がゲート端子に印加され、ソース端子が接地された電界効果トランジスタと、前記非反転出力端子の前記反転出力電圧がゲート端子に印加され、ソース端子が接地された電界効果トランジスタとを備えたソース接地型の電圧増幅回路であることを特徴とする請求項６に記載のオペアンプ回路。
  8. 　前記オペアンプ回路は、
    　前記第１の並列部が接続する第１の能動負荷と、
    　前記第２の並列部が接続する第２の能動負荷と
    を備え、
    　前記第１の並列部は、
    　それぞれの差動対を構成する一方の電界効果トランジスタのゲート端子が第１の反転入力端子に接続され、それぞれの差動対を構成する他方の電界効果トランジスタのゲート端子が第１の非反転入力端子に接続され、
    　前記第２の並列部は、
    　それぞれの差動対を構成する一方の電界効果トランジスタのゲート端子が第２の反転入力端子に接続され、それぞれの差動対を構成する他方の電界効果トランジスタのゲート端子が第２の非反転入力端子に接続され、
    　前記第１の並列部は、
    　前記第１の差動対と前記第２の差動対との前記電界効果トランジスタのドレインが前記第１の能動負荷に接続し、
    　前記第２の並列部は、
    　前記第３の差動対と前記第４の差動対との前記電界効果トランジスタのドレインが前記第２の能動負荷に接続する
    ことを特徴とする請求項１～３のいずれかに記載のオペアンプ回路。
  9. 　前記第１の能動負荷は、
    　カスコード接続された４つの電界効果トランジスタを有し、前記第１の差動対の前記一方の電界効果トランジスタのドレインと、前記第１の差動対の前記他方の電界効果トランジスタのドレインとが接続する第１の接続部と、
    　カスコード接続された４つの電界効果トランジスタを有し、前記第２の差動対の前記一方の電界効果トランジスタのドレインと、前記第２の差動対の前記他方の電界効果トランジスタのドレインが接続する第２の接続部とを備え、
    　第２の能動負荷は、
    　カスコード接続された４つの電界効果トランジスタを有し、前記第３の差動対の前記一方の電界効果トランジスタのドレインと、前記第３の差動対の前記他方の電界効果トランジスタのドレインとが接続する第３の接続部と、
    　カスコード接続された４つの電界効果トランジスタを有し、前記第４の差動対の前記一方の電界効果トランジスタのドレインと、前記第４の差動対の前記他方の電界効果トランジスタのドレインとが接続する第４の接続部とを備えた
    ことを備えたことを特徴とする請求項８に記載のオペアンプ回路。
  10. 　前記オペアンプ回路は、
    　前記第１の能動負荷の出力端子に接続する第１の電圧増幅回路と、
    　前記第２の能動負荷の出力端子に接続する第２の電圧増幅回路と
    を備えたことを特徴とする請求項８に記載のオペアンプ回路。
  11. 　前記第１の電圧増幅回路は、
    　前記第１の能動負荷の前記出力端子から出力される電圧がゲート端子に印加され、ソース端子が接地された電界効果トランジスタを備えたソース接地型の電圧増幅回路であり、
    　前記第２の電圧増幅回路は、
    　前記第２の能動負荷の前記出力端子から出力される電圧がゲート端子に印加され、ソース端子が接地された電界効果トランジスタを備えたソース接地型の電圧増幅回路であることを特徴とする請求項１０に記載のオペアンプ回路。
  12. 　前記能動負荷は、
    　反転出力端子と、非反転出力端子とを備え、
    　前記反転出力端子の出力を前記第２の非反転入力端子に帰還し、
    　前記非反転出力端子の出力を前記第１の反転入力端子に帰還することを特徴とする請求項４に記載のオペアンプ回路。
  13. 　前記能動負荷は、
    　反転出力端子と、非反転出力端子とを備え、
    　前記反転出力端子の出力を前記第２の非反転入力端子に帰還し、
    　前記非反転出力端子の出力を前記第１の反転入力端子に帰還し、
    　前記オペアンプ回路は、さらに、
    　前記非反転出力端子から前記第１の反転入力端子に帰還する経路に配置された第１の抵抗要素と、
    　前記反転出力端子から前記第２の非反転入力端子に帰還する経路に配置された第２の抵抗要素と、
    　コモン電圧端子として配置された第１のコモン電圧端子から、前記第１の抵抗要素と前記第１の反転入力端子との間に接続する経路に配置された第３の抵抗要素と、
    　コモン電圧端子として配置された第２のコモン電圧端子から、前記第２の抵抗要素と前記第２の非反転入力端子との間に接続する経路に配置された第４の抵抗要素と
    を備えたことを特徴とする請求項４に記載のオペアンプ回路。
  14. 　前記能動負荷は、
    　反転出力端子と、非反転出力端子とを備え、
    　前記反転出力端子の出力を前記第２の非反転入力端子に帰還し、
    　前記非反転出力端子の出力を前記第１の反転入力端子に帰還し、
    　前記オペアンプ回路は、さらに、
    　前記第１の反転入力端子と前記第２の非反転入力端子とを接続する経路に配置された抵抗要素と、
    　前記非反転出力端子から前記第１の反転入力端子に帰還する経路に配置された抵抗要素と、
    　前記反転出力端子から前記第２の非反転入力端子に帰還する経路に配置された抵抗要素と
    を備えたことを特徴とする請求項４に記載のオペアンプ回路。
  15. 　Ｎチャネル型とＰチャネル型とのうちチャネル型を同じくする２つの電界効果トランジスタからなる第１の差動対と、前記第１の差動対と異なるチャネル型の２つの電界効果トランジスタからなり、前記第１の差動対に並列に接続される第２の差動対とを含む第１の並列部と、
    　前記第１の差動対と同一のチャネル型の２つの電界効果トランジスタからなる第３の差動対と、前記第２の差動対と同一のチャネル型の２つの電界効果トランジスタからなり、前記第３の差動対に並列に接続される第４の差動対とを含む第２の並列部と
    に対して、
    　一つの第１の電流源が、
    　前記第１の差動対と前記第３の差動対とにバイアス電流を供給し、
    　一つの第２の電流源が、
    　前記第２の差動対と前記第４の差動対とにバイアス電流を供給することを特徴とするバイアス電流供給方法。
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