WO2015189998A1 - 駆動装置およびその方法、ならびに無線電力伝送装置 - Google Patents

Abstract

［課題］簡易な構成で漏洩電磁界を低減する。 ［解決手段］本実施形態に係る駆動装置は、第１～第４スイッチング素子を駆動して交流電力を生成し、それぞれ対応する送電コイルユニットに出力するＮ（Ｎは２以上の整数）個のインバータを駆動する駆動装置であって、スイッチング信号生成器を備える。前記スイッチング信号生成器は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子を相補的に駆動し、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子を相補的に駆動し、Ｍ（Ｍは２以上Ｎ以下の整数）番目とＭ－１番目のインバータの出力電流の位相差が、３６０×Ｌ／Ｎ（Ｌは１以上Ｎ未満の整数）度になる、またはこの値に近接するように、各インバータの前記第１～第４スイッチング素子を駆動するスイッチング信号を生成し、前記スイッチング信号を各インバータの前記第１～第４スイッチング素子に供給する、スイッチング信号生成器を備える。

Description

駆動装置およびその方法、ならびに無線電力伝送装置

　本発明の実施形態は、駆動装置およびその方法、ならびに無線電力伝送装置に関する。

　無線電力伝送において、２つのコイルを、各々が発生する電磁界が逆向きになるように接続する手法が知られている。これによれば、コイルの周辺において発生する電磁界を低減することができる。

　しかしながら、複数のコイルを用いる場合、各コイルのインダクタンス、各コイルに接続される部品特性、各コイルが電力を伝送する対向装置の特性、対向装置との位置関係等、多くの要素が、複数のコイルで全て対称でなければ、各コイルに流れる電流の振幅が同一とはならない。さらに、各コイルを流れる電流の位相が異なり、発生する電磁界も逆位相とならない。このため、漏洩電磁界の低減効果が制限される。

特開２０１０－１０２３０１号公報

　本発明の実施形態は、簡易な構成で漏洩電磁界を低減することを目的とする。

　本実施形態として駆動装置は、Ｎ（Ｎは２以上の整数）個のインバータを駆動する駆動装置であって、スイッチング信号生成器を備える。前記インバータは、一端同士が接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、一端同士が接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とを含む。前記第１および第２スイッチング素子の接続ノードが、対応する送電コイルユニットの一端に接続され、前記第３および第４スイッチング素子の接続ノードが、前記対応する送電コイルユニットの他端に接続される。前記インバータは、前記第１および第３スイッチング素子の他端に供給される第１電源電圧と、前記第２および第４スイッチング素子の他端に供給される第２電源電圧に基づき、前記第１～第４スイッチング素子を駆動して交流電力を生成し、それぞれ前記対応する前記送電コイルユニットに出力する。

　前記スイッチ信号生成器は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子を相補的に駆動し、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子を相補的に駆動し、Ｍ（Ｍは２以上Ｎ以下の整数）番目とＭ－１番目のインバータの出力電流の位相差が、３６０×Ｌ／Ｎ（Ｌは１以上、Ｎ未満の整数）になる、またはこの値に近接するように、各インバータの前記第１～第４スイッチング素子を駆動するスイッチング信号を生成し、前記スイッチング信号を各インバータの前記第１～第４スイッチング素子に供給する。

第１の実施形態に係る無線電力伝送装置の例を示す図。 位相差と減衰量の関係を示す図。 第１の実施形態に係る無線電力伝送装置の他の例を示す図。 第１の実施形態に係るスイッチング信号と出力波形の例を示す図。 スイッチング信号間にデッドタイムが存在する場合の波形の例を示す図。 第１の実施形態に係るスイッチング信号と出力波形の他の例を示す図。 第１の実施形態に係るスイッチング信号と出力波形のさらに他の例を示す図。 電圧波形の位相差を１８０度およびそれ以外に調整する例をそれぞれ示す図。 スイッチング信号生成器の第１の例を示す図。 スイッチング信号生成器の第２の例を示す図。 スイッチング信号生成器の第３の例を示す図。 送電コイルユニットの他の構成例を示す図。 複数のＤＣ電源を備える無線電力伝送装置の例を示す図。 第１の実施形態に係る無線電力伝送装置の他の例を示す図。 第２の実施形態に係る無線電力伝送装置の例を示す図。 ３相の場合の電磁界低減効果の説明図。 ３相の場合のスイッチング信号および出力波形の例を示す図。 多相の場合のスイッチング信号生成器の例を示す図。 第３の実施形態に係る無線電力伝送装置の例を示す図。 第３の実施形態に係る無線電力伝送装置の他の例を示す図。 第４の実施形態に係る無線電力伝送装置の例を示す図。 第４の実施形態に係る無線電力伝送装置の他の例を示す図。

　以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。

　（第１の実施形態）
　図１に、第１の実施形態に係る無線電力伝送装置を示す。

　この無線電力電送装置は、送電ユニット１１０、送電ユニット２１０、ＤＣ（直流）電源３１０、および駆動装置３１２を備えた送電側の無線電力装置（送電装置）であり、受電側の無線電力伝送装置（受電装置）に、無線で電力を伝送する。なお、図１では送電ユニットが２つであるが、後述するように３つ以上の形態も可能である。

　ＤＣ電源３１０は、送電ユニット１１０と、送電ユニット２１０の双方に接続され、それぞれに駆動源としてＤＣ電源を供給する。具体的に、送電ユニット１１０と、送電ユニット２１０のそれぞれの一端に電源電圧（第１電源電圧）を供給し、それぞれの他端にグランド電圧（第２電源電圧）を供給する。

　送電ユニット１１０は、単相フルブリッジインバータ１２０と、送電コイルユニット１３０を含む。単相フルブリッジインバータ１２０は、ＤＣ－ＡＣ変換器として動作するインバータであり、スイッチング素子１２０１、１２０２、１２０３、１２０４と、これらのスイッチング素子１２０１～１２０４に逆並列に接続されたダイオード（環流ダイオード）１２０１ａ、１２０２ａ、１２０３ａ、１２０４ａとを備える。逆並列に接続とは、接続された各素子の電流の流れる方向が逆（ＤＣ電源に電流が逆流する向き）という意味である。スイッチング素子１２０１、１２０２、１２０３、１２０４は、それぞれ第１、第２、第３、第４のスイッチング素子に対応する。

　スイッチング素子１２０１と１２０２の一端同士が接続され、スイッチング素子１２０３と１２０４の一端同士が接続されている。スイッチング素子１２０１、１２０３の他端が、ＤＣ電源３１０の電源端子に共通に接続され、これによりＤＣ電源３１０から電源電圧が供給される。スイッチング素子１２０２、１２０４の他端が、ＤＣ電源３１０のグランド端子に共通に接続され、これによりＤＣ電源３１０からグランド電圧が供給される。

　スイッチング素子１２０１、１２０２間の接続ノードは、端子１２０５に接続され、スイッチング素子１２０３、１２０４間の接続ノードは、端子１２０６に接続されている。送電コイルユニット１３０は、少なくともコイル１３０１を含む。送電コイルユニット１３０の一端（ここではコイル１３０１の一端）は、端子１２０５に接続され、送電コイルユニット１３０の他端（ここではコイル１３０１の他端）は、端子１２０６に接続されている。ここでは、端子１２０５が正出力端子、端子１２０６が負出力端子に相当する。端子１２０５と端子１２０６の間の電位差は、単相フルブリッジインバータ１２０の出力電圧に相当する。

　単相フルブリッジインバータ１２０は、ＤＣ電源３１０から供給される電源電圧およびグランド電圧に基づき、駆動装置３１２から与えられるスイッチング信号に応じて、各スイッチング素子を駆動することで、交流電力（交流電圧あるいは交流電流）を生成する。スイッチング素子１２０１およびスイッチング素子１２０４がオン（ＯＮ）で、スイッチング素子１２０２およびスイッチング素子１２０３がオフ（ＯＦＦ）のときは、ＤＣ電源３１０から、スイッチング素子１２０１、コイル１３０１、スイッチング素子１２０４を経由して、ＤＣ電源３１０のグランド側に電流が流れる。スイッチング素子１２０１およびスイッチング素子１２０４がＯＦＦで、スイッチング素子１２０２およびスイッチング素子１２０３がＯＮのときは、ＤＣ電源３１０から、スイッチング素子１２０３、コイル１３０１、スイッチング素子１２０２を経由して、ＤＣ電源３１０のグランド側に電流が流れる。このように各スイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦの切り替えを制御することにより、向きが変化する電流を生成することで、交流電力が生成される。

　単相フルブリッジインバータ１２０は、生成した交流電力を、送電コイルユニット１３０に供給する。より詳細には、端子１２０５、１２０６間に印加される出力電圧と、送電コイルユニット１３０のインピーダンスとにより定まる電流が流れ、送電コイルユニット１３０のコイル１３０１で、この電流に応じた電磁界が発生させられる。この電磁界が、受電側の無線電力伝送装置（受電装置）側のコイルと結合し、これにより電力が伝送される（後述する図１４参照）。

　一方、送電ユニット２１０も、送電ユニット１１０と同様の構成を有する。すなわち、送電ユニット２１０は、単相フルブリッジインバータ２２０と、送電コイルユニット２３０を含む。単相フルブリッジインバータ２２０は、スイッチング素子２２０１、２２０２、２２０３、２２０４と、これらのスイッチング素子に逆並列に接続されたダイオード（環流ダイオード）２２０１ａ、２２０２ａ、２２０３ａ、２２０４ａを含む。スイッチング素子２２０１、２２０２、２２０３、２２０４は、それぞれ第１、第２、第３、第４のスイッチング素子に対応する。

　スイッチング素子２２０１と２２０２の一端同士が接続され、スイッチング素子２２０３と２２０４の一端同士が接続されている。スイッチング素子２２０１、２２０３の他端が、ＤＣ電源３１０の電源端子に共通に接続され、これによりＤＣ電源３１０から電源電圧が供給される。スイッチング素子２２０２、２２０４の他端が、ＤＣ電源３１０のグランド端子に共通に接続され、これによりＤＣ電源３１０からグランド電圧が供給される。

　スイッチング素子２２０１、２２０２間の接続ノードは、端子２２０５に接続され、スイッチング素子２２０３、２２０４間の接続ノードは、端子２２０６に接続されている。送電コイルユニット２３０は、少なくともコイル２３０１を含む。コイル２３０１の一端は、端子２２０５に接続され、コイル２３０１の他端は、端子２２０６に接続されている。

　単相フルブリッジインバータ２２０は、これら電源電圧およびグランド電圧に基づき、駆動装置３１２から与えられるスイッチング信号に応じて、各スイッチング素子を駆動することで、交流電力を生成する。そして、生成した交流電力を、送電コイルユニット２３０に供給する。コイル２３０１は、単相フルブリッジインバータ２２０から交流電力の供給を受け、受電側の無線電力伝送装置（受電装置）側のコイルと結合して、磁気結合により電力を伝送する。

　駆動装置３１２は、スイッチング信号生成器３１１を備え、送電ユニット１１０と、送電ユニット２１０を駆動する。スイッチング信号生成器３１１は、単相フルブリッジインバータ１２０の各スイッチング素子１２０１～１２０４と、単相フルブリッジインバータ２２０の各スイッチング素子２２０１～２２０４を駆動するスイッチング信号を生成し、生成したスイッチング信号を各スイッチング素子に供給する。これらのスイッチング信号は、パルス波形の信号（後述する図４等参照）であり、概ね同じデューティー比および同じ周波数を有する。以下、スイッチング素子１２０１～１２０４、２２０１～２２０４に供給するスイッチング信号を、スイッチング素子と同じ参照符号を用いて、スイッチング信号１２０１～１２０４、２２０１～２２０４と表記することがある。

　スイッチング信号生成器３１１は、単相フルブリッジインバータ１２０において、スイッチング素子１２０１とスイッチング素子１２０２を相補的に駆動し、スイッチング素子１２０３とスイッチング素子１２０４を相補的に駆動するように、スイッチング信号１２０１～１２０４を生成する。単相フルブリッジインバータ２２０において、スイッチング素子２２０１とスイッチング素子２２０２を相補的に駆動し、スイッチング素子２２０３とスイッチング素子２２０４を相補的に駆動するように、スイッチング信号２２０１～２２０４を生成する。これにより各単相フルブリッジインバータで交流電力を生成する。

　ここで、スイッチング信号生成器３１１は、単相フルブリッジインバータ１２０において、スイッチング信号１２０１と１２０３の位相関係を調整することで、コイル１３０１への出力電圧の振幅を調整可能である。同様に、単相フルブリッジインバータ２２０において、スイッチング信号２２０１と２２０３の位相関係を調整することで、コイル２３０１への出力電圧の振幅を調整可能である。コイル１３０１、２３０１への出力電圧の振幅を調整することで、コイル１３０１、２３０１への出力電流の振幅も調整される。また、単相フルブリッジインバータ１２０のスイッチング信号１２０１と、単相フルブリッジインバータ２２０のスイッチング信号２２０１間の位相関係を調整することで、コイル１３０１、２３０１への出力電圧の位相差を調整し、これによりコイル１３０１、２３０１への出力電流の位相差を、所望の位相差に調整可能である。

　本実施形態では、これら出力電圧の振幅の調整機能と、出力電圧の位相差の調整機能を利用して、送電装置から周囲への電磁波漏洩を低減することを特徴の１つとしている。すなわち、送電コイルユニット１３０、２３０から発生する電磁界の一部は、周囲に放出され、漏洩電磁界となる。この漏洩電磁界は、送電装置の周囲の機器へ影響を与える可能性がある。また、金属物が、周囲に存在する場合、漏洩電磁界による加熱が生じる可能性がある。これらの理由のため、周囲に漏洩される電磁界は小さくすることが望ましい。この目的を達成するために、送電コイルユニット１３０から漏洩する電磁界と、送電コイルユニット２３０から漏洩する電磁界とが互いに打ち消すように各送電コイルユニットの電流の振幅および位相差を、各送電コイルユニットへの出力電圧の振幅、および出力電圧の位相差を調整することで制御する。

　送電コイルユニット１３０と送電コイルユニット２３０が、同様の特性を持ったコイルで構成された場合、単相フルブリッジインバータ１２０と単相フルブリッジインバータ２２０の出力電圧を同一振幅、かつ逆位相（１８０度）となるように（あるいは逆位相に近づくように）、各スイッチング信号を制御することで、出力電流が同一振幅かつ逆位相となり、よって、漏洩電磁界が同一振幅、かつ逆位相となって、漏洩電磁界が互いに打ち消し合うと考えられる。この場合、２つの送電コイルユニットの配置箇所から等距離における任意の点や、送電コイルユニットのサイズに対して十分遠方においては、漏洩電磁界が互いに打ち消し、０に近づくことが期待される。

　ただし、実際には、送電コイルユニット１３０と送電コイルユニット２３０の特性にはばらつきが生じる可能性や、受電側との結合状態が異なる場合が考えられる。このような場合、送電コイルユニット１３０と送電コイルユニット２３０のインピーダンスが異なる値となり、単相フルブリッジインバータ１２０と２２０の出力電圧がそれぞれ同一の振幅、かつ逆位相となる場合においても、２つの送電コイルユニットに供給される電流、および発生する電磁界が同一の振幅とならない。このため、十分な漏洩電磁界の低減効果が期待できない。そこで、このような場合も、同一振幅の電流が供給されるように、２つの単相フルブリッジインバータの出力振幅をそれぞれ個別に調整する。また、送電コイルユニット間のインピーダンスの位相成分の差が無視できない場合には、出力電圧の位相差を逆位相にしても、電流位相の差が逆位相にならない。そこで、電流の位相差が逆位相になるように、単相フルブリッジインバータ間の出力電圧の位相関係を調整することで、出力電流の位相差を逆位相にする。これらにより、送電コイルユニットのインピーダンスが異なる場合や位相成分の差が無視できない場合においても、十分な漏洩電磁界の低減を達成することが可能となる。このような漏洩電磁界の低減を達成するためのスイッチング信号の制御についての詳細は、後述する。

　ここで、位相差と減衰量の関係について説明しておく。図２は、２つの送電コイルユニットから等距離の点における漏洩電磁界の振幅と、２つの送電コイルユニットの電流の位相差の関係を示したものである。なお、２つの送電コイルユニットに流れる電流の大きさは同一とし、０度の場合における値で規格化している。位相差が１８０度（逆位相）の場合には、理論上漏洩電磁界は０となる。位相差が１８０度から±３０度の範囲でも－１０ｄＢ以下、すなわち１／１０以下であり、大きな打ち消し効果が得られる。そこで、以下の説明では、位相差を１８０度に調整するといった表現を用いることがあるが、これは、大きな打ち消し効果が得られる程度に位相差を１８０度に近づけることを意味しており、具体的には±３０度程度の範囲で位相差が１８０度に近づくよう調整することを意味することとする。さらには、１８０度以外の任意の位相差Ｘに位相差を調整するとは、Ｘ度±Ｘ／６度程度の範囲で位相差を、目標値（位相差Ｘ）に近づけることを意味することとする。なお、１０ｄＢよりも大きな打ち消し効果を得る必要がある場合、位相差をより狭い範囲で目標値に近づけてもよい。

　なお、本実施形態では送電ユニットが２つであるが、他の実施形態で後述するように、本発明は、より一般的に、Ｎ（２以上の整数）個の送電ユニットを有する場合に、拡張できる（図１５参照）。この場合、漏洩電磁波の低減を達成するには、各送電ユニットの電流の位相差に関しては、Ｍ番目とＭ－１番目の送電ユニットにおける電流の位相差が、３６０×Ｌ／Ｎ度となるように調整すればよい。Ｍは２以上Ｎ以下の整数であり、Ｌは１以上Ｎ未満の整数である。

　図１におけるスイッチング素子１２０１～１２０４、２２０１～２２０４の具体例としては、ＦＥＴまたはＩＧＢＴなどの半導体素子がある。図１では、ＦＥＴ素子の場合が示されている。半導体素子の動作は、ゲート、またはベースに供給される信号によって制御される。例えば、Ｎ型のＦＥＴ素子を用いる場合には、ゲートソース間の電位差が、閾値以上であればＯＮ、閾値以下であれば、ＯＦＦとなる。この場合、スイッチング素子に供給するスイッチング信号は、ゲートソース間の電位差を閾値以上にする電圧信号と、閾値未満にする電圧信号とを、所定のデューティー比および所定の周波数で配置した信号となる。

　以下では、スイッチング信号がハイレベルのときに、スイッチング素子がＯＮ、ローレベルのときに、スイッチング素子がＯＦＦになるものとして説明するが、これと逆の関係でもかまわない。

　ここで、単相フルブリッジインバータ１２０、２２０内の各スイッチング素子に接続された環流ダイオード１２０１ａ～１２０４ａ、２２０１ａ～２２０４ａについて説明する。環流ダイオードの役割の一つは、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの切替えで、コイルに流す電流の向きを変えるとき（すなわちコイルにかかる電圧の向きを反転させるとき）に、各スイッチング素子を保護することである。各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの切替え時、コイルのインダクタンスにより、コイルの電流の向きは急に転換できないため、切替え後のコイルへの印加電圧と逆の電流が流れる。ＩＧＢＴなど、逆方向に大きな電流を流すことのできないスイッチング素子を用いる場合、この電流を、スイッチング素子に逆並列に接続された環流ダイオードに流すことで、各スイッチング素子に逆の電流が流れ込むことにより素子の故障または破壊の発生を阻止する。また、後述するデッドタイムを有するスイッチング信号を用いる場合、スイッチング素子の切替え時に全てのスイッチング素子がＯＦＦとなる期間が発生する。このとき、コイル電流を環流ダイオードに流すことでスイッチング素子の故障または破壊の発生を阻止する。なお、環流ダイオードの接続位置は、図１の位置に限定されず、利用するスイッチング素子の種類に応じて変更されてよい。環流ダイオードは、本実施形態の機能を発揮する上では必須でなく、例えば、図３に示すように、環流ダイオードを接続しない構成も可能である。

　以下、図４を用いて、単相フルブリッジインバータ１２０のスイッチング素子１２０１～１２０４に供給するスイッチング信号１２０１～１２０４と、単相フルブリッジインバータ１２０の出力電圧の波形との関係について説明する。

　図４（ａ）、図４（ｂ）、図４（ｃ）に、単相フルブリッジインバータ１２０におけるスイッチング信号と出力電圧の波形の関係を示す。以下の説明で、ＤＣ電圧源３１０から入力される電圧Ｖ_ＩＮは、一定であるとする。送電を行う周波数はｆ_０［Ｈｚ］とする。すなわち送電周波数の周期はｔ_０＝１／ｆ_０［秒］である。４つのスイッチング素子に供給されるスイッチング信号は、全て同じデューティー比を持つ、同じ周期ｔ_０のパルス信号である。図４（ａ）～（ｃ）では、スイッチ信号１２０１～１２０４のデューティー比は、５０％としている。

　図４（ａ）は、単相フルブリッジインバータ１２０の出力電圧の基本波成分が最大となるように、スイッチング信号１２０１～１２０４を設定した場合の例である。図４（ａ）において、スイッチング信号１２０２は、スイッチング信号１２０１に対して１８０度の位相差（位相進み）を有する。

　ここで、位相差について説明する。位相差とは周期信号間の波形の時間差を意味している。Ｐ度の位相進みとは、周期ｔ_０の周期信号の場合には、Ｐ／３６０×ｔ_０の時間進みと等価である。また、周期波形の場合、３６０度の位相シフトを行うと、波形は同一となる。このため、Ｐ度の位相進みは、３６０－Ｐ度の位相遅れと等価である。以下の説明では、便宜上、位相進み、または位相遅れの表現を用いて波形を説明するが、３６０度の位相シフトにより、位相遅れから位相進み、位相進みから位相遅れに交換しても等価である。また、記載上、負の位相進み、または負の位相遅れにより、波形を表現することもあり得るが、これは絶対値をとることにより、正の位相遅れ、または進みとして表現できる波形と等価な波形を表すとする。すなわち、任意のＰに対して、Ｐ度の位相遅れとは、－Ｐ度の位相進み、Ｐ度の位相進みとは、－Ｐ度の位相遅れと等価であると定義する。

　スイッチング信号１２０３は、スイッチング信号１２０１に対して、１８０度の位相進み（図４（ａ）のＴ１）を有する。スイッチング信号１２０４は、スイッチング信号１２０３に対して１８０度の位相進みを有する。すなわち、スイッチング信号１２０４はスイッチング信号１２０１に対して、３６０度の位相進みを有するが、３６０度の位相進みとは１周期分の時間波形のずれを表しており、周期信号に対しては、０度の位相進みと等価である。すなわち、スイッチング信号１２０１は、スイッチング信号１２０４と同一の波形である。

　スイッチング信号１２０１～１２０４がこのような位相関係にあるとき、図４（ａ）に示すように、単相フルブリッジインバータ１２０の出力電圧は矩形波となる。図において、この矩形波に重ねて表示している破線の波形は、出力電圧の基本波成分を表している。基本波成分は、出力電圧の波形の周波数ｆ_０の成分として定義されることができる。基本波成分は、出力電圧の信号を周波数分解し、基本波成分のみを抽出することで得られる。

　図４（ｂ）は、図４（ａ）に比べて、出力電圧の基本波成分の振幅を低く設定する場合の例である。図４（ａ）と同様に、スイッチング信号１２０２は、スイッチング信号１２０１に対して１８０度の位相進みを有する。スイッチング信号１２０３は、スイッチング信号１２０１に対して、１８０－Ｐ_１度の位相進み（図４（ｂ）のＴ２）を有する。Ｐ_１＞０とする。スイッチング信号１２０４は、スイッチング信号１２０３に対して、１８０度の位相進みを有する。このとき、出力電圧波形には、図４（ｂ）に示すように１周期あたり、ｔ_０×Ｐ_１／３６０秒だけ、出力電圧が０となる期間（図４（ｂ）のＴ３）が挿入される。これにより、出力電圧の基本波成分の振幅は、図４（ａ）に示した場合に比べて小さくなる。

　図４（ｃ）は、図４（ｂ）と同様に、図４（ａ）に比べて、出力電圧の基本波成分の振幅を低く設定する場合の別の例である。図４（ｂ）において、Ｐ_１は正の値としていたが、図４（ｃ）は、これを負の値とした場合である。スイッチング信号１２０３は、スイッチング信号１２０１に対して、１８０－Ｐ_１度の位相進み（図４（ｃ）のＴ４）を有する。Ｐ_１＜０である。この場合も、１周期あたりｔ_０×｜Ｐ_１｜／３６０秒だけ、０となる期間（図４（ｃ）のＴ５）が出力電圧波形に挿入される。これにより、出力電圧の基本波成分の振幅が、図４（ａ）と比べて小さくなる。

　このように、出力電圧の基本波成分の大きさは、Ｐ_１で決まる。任意のＰ_１は、－１８０度から１８０度の範囲で表現できる。この範囲外のＰ_１に対しては、３６０度の整数倍の位相シフトにより、この範囲内に変換できる。Ｐ_１を－１８０度から１８０度の範囲で表現した場合、｜Ｐ_１｜が小さいほど、出力電圧の基本波成分が大きくなり、｜Ｐ_１｜が大きいほど、出力電圧の基本波成分が小さくなる。つまり、Ｐ_１の大きさを調整することにより、出力の基本波成分の振幅を調整できる。図４（ａ）はＰ_１が０度の場合に対応している。なお、Ｐ_１が－１８０度または１８０度のとき、理想的には出力電圧は常にゼロとなる。

　以下、Ｐ_１は、－１８０度から１８０度の範囲で表現するものとし、Ｐ_１を“振幅調整用パラメータ”と呼ぶ。

　以上の説明では、典型的には出力電圧のうち最大の振幅を持つ周波数成分である、基本波に対する出力振幅の調整例を示した。ただし、単相フルブリッジインバータの出力は、基本波成分以外にも、基本波の高調波成分を含む。この高調波成分に対しても、同様に｜Ｐ_１｜を調整することにより、振幅の制御は可能である。

　図４（ａ）～図４（ｃ）では、スイッチング信号のデューティー比が５０％の場合を示したが、この場合、スイッチング信号のタイミングにばらつきが生じると、スイッチング素子１２０１とスイッチング素子１２０２が同時にＯＮ、およびスイッチング素子１２０３とスイッチング素子１２０４が同時にＯＮする可能性がある。この場合、ＤＣ電源３１０の出力が短絡され、大電流が発生しうる。そこで、デューティー比を５０％未満とすることで、これらのスイッチング素子が同時にＯＮすることを、より安全に避ける方法を示す。

　図５に、デューティー比を５０％未満とした場合の各スイッチング信号および出力電圧の波形の例を示す。デューティー比を５０％未満とすることで、スイッチング信号１２０１とスイッチング信号１２０２の間、およびスイッチング信号１２０３とスイッチング信号１２０４の間に、共にレベルがローレベルとなるデッドタイムＤＴを設定できる。これにより、スイッチング信号のタイミングにばらつきが生じても、スイッチング素子が同時にＯＮすることを防止できる。このように、デッドタイムＤＴを設定した場合においても、デッドタイムよりも大きな時間差となる位相差Ｐ_１を設定することで、図４と同様に、出力電圧の基本波成分の振幅を制御可能である。

　これまで単相フルブリッジインバータ１２０を例に、スイッチング信号１２０１～１２０４と出力電圧波形の関係について説明したが、単相フルブリッジインバータ２２０についても、単相フルブリッジインバータ１２０と同様にして、出力電圧の振幅を制御可能である。単相フルブリッジインバータ２２０に対しても、単相フルブリッジインバータ１２０におけるＰ_１と同様に、振幅調整用パラメータを定義でき、これをＰ_２とする。つまり、単相フルブリッジインバータ２２０の出力振幅は、Ｐ_２を用い、｜Ｐ_２｜により制御できる。

　以上から、単相フルブリッジインバータ１２０と２２０の出力振幅を、それぞれ｜Ｐ_１｜と｜Ｐ_２｜を調整することにより、独立に制御することが可能となる。これにより、送電コイルユニット１３０、２３０のインピーダンスが異なる場合でも、同一の振幅の出力電流を発生させ、よって、同一振幅の漏洩電磁界を発生させることが可能となる。

　一方、上述したように、漏洩磁界を打ち消すためには、各単相フルブリッジインバータから出力される漏洩電磁界の位相を逆位相（１８０度）にする必要がある。つまり、各送電コイルユニットに、逆位相の電流を流す必要がある。送電コイルユニット間で、インピーダンスの位相成分の差分が無視できる程度に小さい場合は、２つの単相フルブリッジインバータを逆位相で駆動すれば（２つの単相フルブリッジインバータ間で出力電圧の位相差を１８０度にすれば）よい。この場合、電流の位相差も逆位相になることから、漏洩電磁界も逆位相になる。

　図６に、２つの単相フルブリッジインバータ間で出力電圧の位相差を１８０度に調整する場合のスイッチング信号および出力電圧の波形の例を示す。

　単相フルブリッジインバータ１２０に対する振幅調整用パラメータがＰ_１、単相フルブリッジインバータ２２０に対する振幅調整用パラメータがＰ_２で与えられている。図６ではＰ_１＞０、Ｐ_２＞０、Ｐ_１＜Ｐ_２、とするが、任意のＰ_１、Ｐ_２の組み合わせに対して、同様の波形が定義可能である。

　スイッチング信号１２０１と１２０２、１２０３と１２０４、２２０１と２２０２、２２０３と２２０４は、それぞれ１８０度の位相差を有する。スイッチング信号１２０３は、スイッチング信号１２０１に対して１８０－Ｐ_１度の位相進み（Ｔ１１）を有し、スイッチング信号２２０３は、スイッチング信号２２０１に対して１８０－Ｐ_２度の位相進み（Ｔ１２）を有する。

　さらに、スイッチング信号２２０１はスイッチング信号１２０１に対して１８０－０．５（Ｐ_１－Ｐ_２）度の位相進み（Ｔ１３）を有する。図において、Ｔ１７は、当該位相進み（１８０－０．５（Ｐ_１－Ｐ_２）度）と、１８０度との差分の期間を表し、その長さは、０．５×ｔ_０×｜Ｐ_１－Ｐ_２｜／３６０秒である。

　任意のＰ_１、Ｐ_２に対して、このような位相関係に設定されたスイッチング信号を供給することで、２つの単相フルブリッジインバータの出力電圧の基本波成分を逆位相（Ｔ１４）としつつ、任意の振幅を得ることができる。なお、Ｔ１５は、単相フルブリッジインバータ１２０の出力電圧が０となる期間を表し、その長さは、ｔ_０×｜Ｐ_１｜／３６０秒である。Ｔ１６は、単相フルブリッジインバータ２２０の出力電圧が０となる期間を表し、その長さは、ｔ_０×｜Ｐ_２｜／３６０秒である。

　ここで、送電コイルユニット間のインピーダンスの位相成分の差が無視できない場合には、出力電圧の位相差を逆位相にしても、電流位相の差が逆位相にならないから、漏洩電磁界の位相差が逆位相にならず、漏洩磁界の低減効果が減少する。そこで、電流の位相差が逆位相になるように、単相フルブリッジインバータ間で出力電圧の位相差を適正に設定することで、漏洩電磁界の位相を逆位相にすることが望まれる。

　この場合、スイッチング信号２２０１はスイッチング信号１２０１に対してＰＰ_１－０．５（Ｐ_１－Ｐ_２）度の位相進みを有するように調整すればよい。他のスイッチング信号２２０２～２２０４、１２０２～１２０４はこれまでと同様の関係を、スイッチング信号２２０１およびスイッチング信号１２０１に対してそれぞれ維持すればよい。ここで、ＰＰ_１は、２つの送電コイルユニットの電流位相、すなわち２つの送電コイルユニットから発生する漏洩電磁界の位相が、逆位相となる単相フルブリッジインバータ１２０と単相フルブリッジインバータ２２０の出力電圧の位相差を表し、“電流位相調整用パラメータ”と呼ぶ。

　図７に、２つの単相フルブリッジインバータ間で出力電圧の位相差をＰＰ_１度に設定する場合のスイッチング信号および出力電圧の波形の例を示す。先に図６に示した例は、ＰＰ_１＝１８０度にした場合に対応する。

　図７において、スイッチング信号１２０３は、スイッチング信号１２０１に対して１８０－Ｐ_１度の位相進み（Ｔ２１）を有し、スイッチング信号２２０３は、スイッチング信号２２０１に対して１８０－Ｐ_２度の位相進み（Ｔ２２）を有する。

　さらに、スイッチング信号２２０１はスイッチング信号１２０１に対して、ＰＰ_１－０．５（Ｐ_１－Ｐ_２）度の位相進み（Ｔ２３）を有する。任意のＰ_１、Ｐ_２に対して、このような位相関係に設定されたスイッチング信号を供給することで、２つの単相フルブリッジインバータの出力電圧の基本波成分の位相差を、ＰＰ_１度（Ｔ２４）としつつ、任意の振幅を得ることができる。なお、Ｔ２５は、単相フルブリッジインバータ１２０の出力電圧が０となる期間を表し、その長さは、ｔ_０×｜Ｐ_１｜／３６０秒である。Ｔ２６は、単相フルブリッジインバータ２２０の出力電圧が０となる期間を表し、その長さは、ｔ_０×｜Ｐ_２｜／３６０秒である。Ｔ２７は、上記のＴ２３の期間と、１８０度の差分の期間を表し、その長さは、ｔ_０×｜ＰＰ_１－１８０＋０．５｜Ｐ_１－Ｐ_２｜｜／３６０秒である。

　ここで、出力電圧の位相差を１８０度に調整するのが有効な場合と、１８０度以外に調整するのが有効な場合についてより具体的に説明するとともに、１８０度以外に調整する場合に、具体的にどのような値に出力電圧の位相差を設定すべきかを説明する。

　図８（ａ）に、単相フルブリッジインバータ１２０の出力電圧に対する出力電流の位相進みＱ_１と、単相フルブリッジインバータ２２０の出力電圧に対する出力電流の位相進みＱ_２が概ね同一の場合を示す。実線は電圧の基本波成分、破線は電流の基本波成分を表す。この場合、単相フルブリッジインバータ２２０の電圧の基本波成分の、単相フルブリッジインバータ１２０の電圧の基本波成分に対する位相差を、１８０度（Ｔ３１）に調整することで電流位相差も、ほぼ１８０度の位相差（Ｔ３２）となる。このとき、有効な漏洩電磁界の低減効果が期待される。

　図８（ｂ）に、単相フルブリッジインバータ１２０の出力電圧に対する出力電流の位相進みＱ_１と、単相フルブリッジインバータ２２０の出力電圧に対する出力電流の位相進みＱ_２が異なる場合を示す。Ｑ_１とＱ_２が異なる場合には、単相フルブリッジインバータ２２０の電圧の基本波成分の、単相フルブリッジインバータ１２０の電圧の基本波成分に対する位相差を、１８０度以外の位相差、１８０＋Ｑ_１－Ｑ_２度の位相進み（Ｔ３３）に設定することで、電流波形が逆位相（Ｔ３４）となり、大きな漏洩電磁界の低減効果が期待できる。なお図８（ｂ）は、Ｑ_１＜０、Ｑ_２＞０としており、位相進みＱ_１が負である波形が含まれるが、先に定義したとおりこれはＱ_１度の位相遅れと等価である。図８（ｂ）に示した例以外にも、任意の符号、および大きさのＱ_１、Ｑ_２に対して同様の説明が成立する。

　なお、２つの単相フルブリッジインバータのうちの一方に対応するコイルを、当該単相フルブリッジインバータからの出力電流の向きに対して逆向きの電磁界が発生するように配置してもよい。この場合、単相フルブリッジインバータ間で０度の位相差の電流において、大きな打ち消し効果が得られるため、ＰＰ_１を０度またはその付近（すなわちＱ_１とＱ_２を考慮した値）に調整すればよい。このような配置は、例えばスパイラル形状またはソレノイダル形状のコイルの場合において、巻き線の方向を逆向きにすることで実現できる。

　図９は、スイッチング信号生成器３１１の構成例を示す。スイッチング信号生成器３１１は、移相器２０１～２０７を備える。スイッチング信号１２０１～１２０４、２２０１～２２０４は、これらの移相器を用いて、基準信号２００から生成される。基準信号２００は、各スイッチング信号と同一のデューティー比および同一の周波数を持つパルス信号である。基準信号２００は、例えば位相同期回路（ＰＬＬ：Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）などを用いて生成することができる。スイッチング信号生成器３１１は、基準信号２００を発生させる信号発生器を備えていてもよい。

　スイッチング信号１２０１は、基準信号２００をそのまま用いる。スイッチング信号１２０２は、スイッチング信号１２０１に対して１８０度の位相進みを有するので、移相器２０１により１８０度の位相進み（位相差）を基準信号に付加することで生成できる。スイッチング信号１２０３は、スイッチング信号１２０１に対して１８０－Ｐ_１度の位相進みを有するため、移相器２０２により、この位相進みを与えることで生成できる。スイッチング信号１２０４は、スイッチング信号１２０３に対して１８０度の位相進みを有するため、移相器２０３により１８０度の位相進みを、スイッチング信号１２０３に付加することで生成できる。

　スイッチング信号２２０１はスイッチング信号１２０１に対して、（ＰＰ_１－０．５（Ｐ_１－　Ｐ_２））度の位相進みを有するため、この位相進みを移相器２０４により与えることで生成できる。スイッチング信号２２０２はスイッチング信号２２０１に対して１８０度の位相進みを有するため、１８０度の位相進みを移相器２０５によりスイッチング信号２２０１に付加することで生成できる。スイッチング信号２２０３はスイッチング信号２２０１に対して１８０－Ｐ_２度の位相進みを有するため、この位相進みをスイッチング信号２２０１に対して移相器２０６で付加することで生成できる。スイッチング信号２２０４はスイッチング信号２２０３に対して１８０度の位相進み持つため、スイッチング信号２２０３に１８０度の位相進みを移相器２０７で付加することで生成できる。

　ここで、Ｒ度の位相進みを付加するとは３６０－Ｒ度の位相遅れを付加することと同義である。このため、位相の遅れ、または位相の進みを付加する任意の構成で、各移相器は実現できる。

　なお、移相器は同様の効果を与える遅延器により構成してもよい。Ｒ度の位相進みを付加する移相器は、３６０－Ｒ度の位相遅れと等価である。よって、Ｒ度の位相進みを付加する移相器は、周期ｔ_０に対してｔ_０×（３６０－Ｒ）／３６０秒の遅延を発生させる遅延器に置き換えることができる。

　また、５０％のデューティーをもつ波形の場合には、１８０度の移相器は、ハイレベルとローレベルを反転する反転器により構成してもよい。

　図１０は、スイッチング信号生成器３１１の別の構成例を示す。スイッチング信号生成器３１１は、移相器２１１～２１７を備える。スイッチング信号１２０１は基準信号２００をそのまま用いる。スイッチング信号１２０２は、基準信号２００に移相器２１１で１８０度の移相進みを付加することで生成する。その他のスイッチング信号１２０３～１２０４、２２０１～２２０４は、これらの２つのスイッチング信号１２０１、１２０２に対して、対応する位相進みの分だけ、移相器２１２～２１７により位相進みを付加することで生成できる。すなわち、スイッチング信号１２０３、１２０４は、スイッチング信号１２０１、１２０２に対し、移相器２１２、２１３により、１８０度の位相進みを付加することで生成する。スイッチング信号２２０１、２２０２は、スイッチング信号１２０１、１２０２に対し、移相器２１４、２１５により、ＰＰ_１－０．５（Ｐ_１－Ｐ_２）度の位相進みを付加することで生成する。スイッチング信号２２０３、２２０４は、スイッチング信号１２０１、１２０２に対し、移相器２１６、２１７により、１８０＋ＰＰ_１－０．５（Ｐ_１＋Ｐ_２）度の位相進みを付加することで生成する。

　図１１は、スイッチング信号生成器３１１のさらに他の構成例を示す。スイッチング信号生成器３１１は、移相器２２１～２２７を備える。スイッチング信号１２０１は基準信号２００をそのまま用いる。その他のスイッチング信号１２０２～１２０４、２２０１～２２０４は、スイッチング信号１２０１に対して、対応する位相進みをそれぞれ移相器２２１～２２７で付加することで生成する。すなわち、スイッチング信号１２０２は、スイッチング信号１２０１に対し、移相器２２１により、１８０度の位相進みを付加することで生成する。スイッチング信号１２０３は、スイッチング信号１２０１に対し、移相器２２２により、１８０－Ｐ_１度の位相進みを付加することで生成する。スイッチング信号１２０４は、スイッチング信号１２０１に対し、移相器２２３により、－Ｐ_１度の位相進みを付加することで生成する。スイッチング信号２２０１は、スイッチング信号１２０１に対し、移相器２２４により、ＰＰ_１－０．５（Ｐ_１－Ｐ_２）度の位相進みを付加することで生成する。スイッチング信号２２０２は、スイッチング信号１２０１に対し、移相器２２５により、１８０＋ＰＰ_１－０．５（Ｐ_１－Ｐ_２）度の位相進みを付加することで生成する。スイッチング信号２２０３は、スイッチング信号１２０１に対し、移相器２２６により、１８０＋ＰＰ_１－０．５（Ｐ_１＋Ｐ_２）度の位相進みを付加することで生成する。スイッチング信号２２０４は、スイッチング信号１２０１に対し、移相器２２７により、ＰＰ_１－０．５（Ｐ_１＋Ｐ_２）度の位相進みを付加することで生成する。

　その他、所定の位相関係を満たすスイッチング信号の組み合わせが得られる限り、スイッチング信号を発生させる任意の構成を用いることが可能である。

　図１に示した送電コイルユニット１３０、および送電コイルユニット２３０はそれぞれコイル１３０１、コイル２３０１によって構成されていたが、送電コイルユニット内に他の素子を備えてもよい。図１２（ａ）および図１２（ｂ）に、送電コイルユニットの他の構成例を示す。

　図１２（ａ）では、コイル３３１に直列に容量素子３３２が接続され、これによりＬＣの共振子が構成される。本例では、正出力端子３３３に容量素子３３２が接続されているが、負出力端子３３４に容量素子が接続されてもよい。図１２（ｂ）では、正出力端子３４３および負出力端子３４４間に、コイル３４１と容量素子３４２が並列に接続され、これにより、ＬＣの共振子が構成される。図１２（ａ）と図１２（ｂ）の構成を組み合わせて、コイルに対し、直列および並列にそれぞれ容量素子を接続してもよい。

　また、図１では、１つのＤＣ電源３１０を単相フルブリッジインバータ１２０、２２０に共通に接続したが、単相フルブリッジインバータごとに、別々のＤＣ電源を接続してもよい。

　図１３に、各単相ブリッジインバータに別々のＤＣ電源を接続した構成の例を示す。単相フルブリッジインバータ１２０にはＤＣ電源４１０が、単相フルブリッジインバータ２２０にはＤＣ電源５１０が接続されている。この場合、単相フルブリッジインバータ１２０、２２０の出力電圧の振幅制御の一部を、ＤＣ電源４１０およびＤＣ電源５１０の出力ＤＣ電圧の振幅調整により行い、振幅制御の残りの一部を、これまで説明した振幅調整用パラメータＰ_１およびＰ_２による調整により行ってもよい。例えば、ＤＣ電源４１０、５１０の出力電圧の振幅制御で、大きな変更単位（ステップ幅）で振幅の粗い調整を行い、振幅調整用パラメータＰ_１、Ｐ_２による調整で、より細かな調整を行ってもよい。

　図１４に、図１に示した送電装置（送電側の無線電力伝送装置）と、受電装置（受電側の無線電力伝送装置）とを備えた無線電力伝送装置を示す。受電装置は２つの受電コイルユニット６１０、７１０、整流器（ＡＣ－ＤＣ変換器）８１０、９１０、および負荷１０１０を備える。受電コイルユニット６１０、７１０は、それぞれ１つのコイル６１０１、７１０１を備えている。

　送電コイルユニット１３０と受電コイルユニット６１０との結合、および送電コイルユニット２３０と受電コイルユニット７１０の結合を介して、無線で電力が伝送される。伝送された電力は、整流器８１０、９１０により直流に変換されて、負荷１０１０に供給される。負荷１０１０は、供給された直流電力を消費または蓄積する装置である。

　受電装置の構成は、図１４に示した構成に限定されるものではなく、例えば、整流器と負荷１０１０の間に、さらにＤＣ－ＤＣコンバータを備えてもよい。また、負荷１０１０が受電コイルユニット６１０、７１０に共通に接続されるのではなく、受電コイルユニットごとに別々の負荷が接続される構成でもよい。受電ユニットコイルは、１つのコイルを備えることに限定されず、送電コイルユニットと同様に、図１２に示したような種々の変形が可能である。また、図１４の構成では、２つのコイルから送信した電力を、それぞれ対応する２つのコイルで受電したが、受電側のコイルが１つまたは３つ以上で、２つのコイルから送信した電力を１つのコイル、または３つ以上のコイルで受電する構成でも構わない。

　以上、本実施形態によれば、送電コイルユニットに対応配置された単相フルブリッジインバータを駆動するスイッチング信号の位相を調整することで、送電コイルユニットごとに電圧振幅および電圧位相を個別に調整する。これにより、送電コイルユニットの特性および配置等が対称でなくても、各送電コイルユニットの電流の位相差を所定の関係（逆相）にできるとともに、漏洩電磁界が互いに打ち消し合うように各送電コイルユニットの電流の振幅を制御することが可能となる。

（第２の実施形態）
　図１５に、第２の実施形態に係る無線力伝送装置を示す。図１に示した第１の実施形態では送電ユニットが２つであったが、本実施形態は、送電ユニットを３つに拡張したものである。図１と同一名称の要素には同一の符号を付して、変更または拡張された処理を除き、重複する説明を省略する。

　送電ユニット１１０、２１０に加えて、送電ユニット１１１０が追加されている。送電ユニット１１１０は、単相フルブリッジインバータ１１２０、送電コイルユニット１１３０を持つ。単相フルブリッジインバータ１１２０は、４つのスイッチング素子１１２０１、１１２０２、１１２０３、１１２０４と、それぞれに逆並列に接続されたダイオード１１２０１ａ、１１２０２ａ、１１２０３ａ、１１２０４ａとを備える。スイッチング素子１１２０１、１１２０２、１１２０３、１１２０４は、それぞれ、第１、第２、第３、第４のスイッチング素子に対応する。送電コイルユニット１１３０は、コイル１１３０１を備える。単相フルブリッジインバータ１１２０と送電コイルユニット１１３０は、端子１１２０５、１１２０６を介して接続されている。単相フルブリッジインバータ１１２０の構成は、単相フルブリッジインバータ１２０または２２０と同様であるため、説明を省略する。

　３つの送電ユニットを用いる場合に、有効な漏洩電磁界の低減効果を得るには、各コイルの電流位相が、３６０／３＝１２０度ずつ、異なるように設定すればよい。位相関係をこのように調整し、かつ漏洩電磁界の振幅が一致するように調整した場合の、漏洩電磁界のベクトル図を図１６に示す。このように、３相の場合にも大きな低減効果を得ることができる。

　各送電コイルユニットの電流位相が、１２０度ずつ異なるようにするには、単相フルブリッジインバータ２２０の出力電圧の基本波成分の位相を、単相フルブリッジインバータ１２０に対して、１２０度進むように設定する。これは、第１の実施形態において、ＰＰ_１＝１２０度に設定することに相当する。さらに、単相フルブリッジインバータ１１２０の出力電圧の基本波成分の位相を、単相フルブリッジインバータ１２０に対して、２４０度進みになるよう設定する。これは、単相フルブリッジインバータ１２０に対する単相フルブリッジインバータ１１２０の出力電圧の基本波成分の位相進みを電流位相調整用パラメータＰＰ_２によって表すと、ＰＰ_２を２４０度に設定することに相当する。ここでは、単相フルブリッジインバータ１２０の出力電流の電圧に対する位相進みＱ_１と、単相フルブリッジインバータ２２０の出力電圧に対する出力電流の位相進みＱ_２、単相フルブリッジインバータ１１２０の出力電圧に対する出力電流の位相進みＱ₃が概ね同一の場合を想定している。

　図１７に、このようにＰＰ_１、ＰＰ_２を設定した場合に、スイッチング信号生成器３１１が、各単相フルブリッジインバータに与えるスイッチング信号の波形の例を示す。これまでと同様にして、振幅調整用パラメータをＰ_１、Ｐ_２、Ｐ_３（Ｐ_１、Ｐ_２、Ｐ_３＞０）とすると、スイッチング信号１２０３は、スイッチング信号１２０１に対して１８０－Ｐ_１度の位相進み（Ｔ４１）を有し、スイッチング信号２２０３は、スイッチング信号２２０１に対して１８０－Ｐ_２度の位相進み（Ｔ４２）を有し、スイッチング信号１１２０３は、スイッチング信号１１２０１に対して１８０－Ｐ₃度の位相進み（Ｔ４３）を有する。スイッチング信号２２０１は、スイッチング信号１２０１に対して、１２０－０．５（Ｐ_１－Ｐ_２）の位相進みを有する（Ｔ４４）。Ｐ_１－Ｐ_２＜０とする。また、スイッチング信号１１２０１は、スイッチング信号１１０１に対して、２４０－０．５（Ｐ_１－Ｐ_３）の位相進みを有する（Ｔ４５）。Ｐ_１－Ｐ_３＜０とする。このように設定することで、単相フルブリッジインバータ２２０の出力電圧の基本波成分が、単相フルブリッジインバータ１２０の出力電圧の基本波成分に対して１２０度の位相進みを有し（Ｔ４６）、単相フルブリッジインバータ１１２０の出力電圧の基本波成分が、単相フルブリッジインバータ１２０の出力電圧の基本波成分に対して２４０度の位相進みを有する（Ｔ４７）。

　ここでは、各単相フルブリッジインバータの出力電圧に対する出力電流の位相進みＱ_１、Ｑ_２、Ｑ₃が略同一の場合を想定したが、これらの位相進みが異なる場合は、第１の実施形態で述べたのと同様に、これらの位相進みＱ_１、Ｑ_２、Ｑ₃の相違を考慮して、電流の位相差が、１２０度ずつになるよう調整すればよい。例えば、単相フルブリッジインバータ２２０の電圧の基本波成分の、単相フルブリッジインバータ１２０の電圧の基本波成分に対する位相差を、１２０＋Ｑ_１－Ｑ_２度に設定し、単相フルブリッジインバータ１１２０の電圧の基本波成分の、単相フルブリッジインバータ１２０の電圧の基本波成分に対する位相差を、２４０＋Ｑ_１－Ｑ_３度に設定すればよい。Ｑ_１＜０、Ｑ_２＞０、Ｑ_３＞０であるとする。なお、ここでは１番目の単相フルブリッジインバータ１２０を基準にして、電圧の基本波成分に対する位相差の調整（上記位相進みの違いを考慮した調整）を行ったが、基準とする単相フルブリッジインバータは、２番目の単相フルブリッジインバータ２２０など、他の単相フルブリッジインバータでもよい。

　図１５では送電ユニットが３つの場合を示したが、本発明は、より一般的に、Ｎ（２以上の整数）個の送電ユニットを有する場合に、拡張できる。この場合、Ｍ番目とＭ－１番目の送電ユニットにおける単相フルブリッジインバータの出力電流の基本波成分の位相差が、３６０×Ｌ／Ｎ度となるように調整すればよい。Ｍは２以上Ｎ以下の整数であり、Ｌは１以上Ｎ未満の整数である。これによりＮ相の出力電流が得られ、Ｎ個の送電コイルユニットからＮ相の漏洩電磁界が発生するが、これらの漏洩電磁界が、互いに打ち消し合うことで、漏洩電磁界の低減が図れる。なお、各単相フルブリッジインバータの出力電流の電圧に対する位相進みが同一の場合は、出力電圧の基本波成分の位相差が３６０×Ｌ／Ｎ度となるように調整することで、出力電流の基本波成分の位相差が３６０×Ｌ／Ｎ度に調整される。

　図１８に、Ｎ（２以上の整数）個の送電ユニットを有する場合におけるスイッチング信号生成器３１１の構成例を示す。図１８の構成は、図９に示した構成をＮ相の場合に拡張したものである。Ｍ番目の単相フルブリッジインバータと単相フルブリッジインバータ１２０の基本波成分の位相差（Ｍ番目の単相フルブリッジインバータに対する電流位相調整用パラメータ）をＰＰ_Ｍ－１と表すとする。また、Ｍ番目の単相フルブリッジインバータに対する振幅調整用パラメータをＰ_Ｍと表す。なお、図１０や図１１と同様にして、Ｎ相の場合も、スイッチング信号を生成する種々の構成が可能である。以下、図９との差分を説明する。

　３番目の単相フルブリッジインバータ１１２０（図１５参照）のスイッチング素子１１２０１に対するスイッチング信号１１２０１は、基準信号２００に対し、ＰＰ_２－０．５（Ｐ_１－Ｐ_３）の位相進みを移相器５０１により与えることで生成する。スイッチング素子１１２０２に対するスイッチング信号１１２０２は、スイッチング信号１１２０１に対し、１８０度の位相進みを移相器５０２により与えることで生成する。スイッチング素子１１２０３に対するスイッチング信号１１２０３は、スイッチング信号１１２０１に対し、１８０－Ｐ_３度の位相進みを移相器５０３により与えることで生成する。スイッチング素子１１２０４に対するスイッチング信号１１２０４は、スイッチング信号１１２０３に対し、１８０度の位相進みを移相器５０４により与えることで生成する。

　また、Ｍ番目の単相フルブリッジインバータの第１スイッチング素子に対するスイッチング信号Ｍ０１は、基準信号２００に対し、ＰＰ_Ｍ－１－０．５（Ｐ_１－Ｐ_Ｍ）の位相進みを移相器５１１により与えることで生成する。第２スイッチング素子に対するスイッチング信号Ｍ０２は、スイッチング信号Ｍ０１に対し、１８０度の位相進みを移相器５１２により与えることで生成する。第３スイッチング素子に対するスイッチング信号Ｍ０３は、スイッチング信号Ｍ０１に対し、１８０－Ｐ_Ｍ度の位相進みを移相器５１３により与えることで生成する。第４スイッチング素子に対するスイッチング信号Ｍ０４は、スイッチング信号Ｍ０３に対し、１８０度の位相進みを移相器５１４により与えることで生成する。

　以上、本実施形態によれば、送電ユニット数が３つ以上の場合にも、各単相フルブリッジインバータ間のスイッチング信号の位相関係を適切に設定することで、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
　図１９に、第３の実施形態に係る無線電力伝送装置を示す。

　図１９は、図１の構成に加え、電流振幅検出器１４０と電流振幅検出器２４０を備える。また、駆動装置３１２は、スイッチング信号生成器３１１に加え、振幅調整用パラメータを算出するパラメータ決定部３１３を備える。

　電流振幅検出器１４０は、単相フルブリッジインバータ１２０の出力電流の振幅を検出し、検出した振幅を表す情報を駆動装置３１２に通知する。電流振幅検出器２４０は、単相フルブリッジインバータ２２０の出力電流の振幅を検出し、検出した振幅を表す情報を駆動装置３１２に通知する。

　駆動装置３１２におけるパラメータ決定部３１３は、電流振幅検出器１４０、２４０から取得した情報に基づき、各出力電流の振幅の差を小さくするように、例えば当該差が０に近づくように、振幅調整用パラメータＰ_１およびＰ_２の値を調整する。

　具体的に、単相フルブリッジインバータ１２０の出力電流の振幅が、単相フルブリッジインバータ２２０の出力電流振幅よりも大きい場合には、単相フルブリッジインバータ１２０の出力電流を低下させるため、｜Ｐ_１｜が大きくなるようにＰ_１を変更する。または、単相フルブリッジインバータ２２０の出力電流を増加させるため、｜Ｐ_２｜が小さくなるようにＰ_２を変更する。これにより、電流の振幅差を小さくできる。

　スイッチング信号生成器３１１は、パラメータ決定部３１３で計算されたパラメータＰ_１およびＰ_２に従って、スイッチング信号１２０１～１２０４、２２０１～２２０４を生成し、単相フルブリッジインバータ１２０、２２０に供給する。電流位相差調整用パラメータＰＰ_１は、予め与えられた値を用いればよい。例えば、単相フルブリッジインバータ１２０、２２０のＱ_１、Ｑ_２の差異による影響を無視できる場合は、ＰＰ_１＝１８０度に設定すればよい。

　図１９では、各単相フルブリッジインバータの出力電流を検出したが、同様に、各単相フルブリッジインバータの入力電流を検出し、入力電流の振幅が一致するよう制御してもよい。典型的な構成において、入力電流と出力電流には十分な相関があるため、この構成においても目的を達成できる。入力電流を検出する場合の電流振幅検出器１４０、２４０の構成を、図の破線によって示す。

　図２０に、第３の実施形態に係る無線電力伝送装置の他の例を示す。図１９の電流振幅検出器１４０、２４０が、電流振幅／位相検出器１４１、２４１に置き換わっている。また、駆動装置３１２に、パラメータ決定部３１３に加えて、パラメータ決定部３１４が追加されている。

　電流振幅／位相検出器１４１は、単相フルブリッジインバータ１２０の出力電流の振幅および位相を検出し、検出した振幅および位相を表す情報を駆動装置３１２に通知する。電流振幅／位相検出器２４０は、単相フルブリッジインバータ２２０の出力電流の振幅および位相を検出し、検出した振幅および位相を表す情報を駆動装置３１２に通知する。

　パラメータ決定部３１３は、図１９と同様に、各出力電流の振幅の差を小さくするように、振幅調整用パラメータＰ_１およびＰ_２の値を調整する。一方、パラメータ決定部３１４は、検出された位相の差が１８０度に近づくように、電流位相差調整用パラメータＰＰ_１を調整する。

　スイッチング信号生成器３１１は、パラメータ決定部３１３、３１４で計算されたパラメータＰ_１およびＰ_２、ＰＰ_１に従って、スイッチング信号１２０１～１２０４、２２０１～２２０４を生成して、単相フルブリッジインバータ１２０、２２０に供給する。

　図１９および図２０において、送電コイルユニット１３０、２３０の構成が異なる場合には、その構成の違いに応じて、各単相フルブリッジインバータの出力電流振幅を調整してもよい。例えば、コイル１３０１とコイル２３０１の巻き数が異なる場合には、電流振幅が巻き数の比に応じた比率となるよう、電流振幅を調整することで、発生する電磁界の大きさを概略同一になるよう調整できる。

　また、漏洩電磁界を低減したい箇所と、各送電コイルユニットの位置関係が既知の場合には、その位置関係に応じて、各電流振幅の調整を行ってもよい。例えば、当該箇所と送電コイルユニット１、２の各々との距離の比に応じた比率となるよう、各電流振幅を調整してもよい。

　図１９および図２０では、送電ユニットが２つの場合を示したが、３以上の場合も同様にして実施可能である。

　図１９に示した電流振幅検出器１４０および電流振幅検出器２４０、ならびに図２０に示した電流振幅／位相検出器１４１および電流振幅／位相検出器２４０は、駆動装置３１２外に配置されていたが、これらの要素が駆動装置３１２内に配置されてもよい。

　図１９および図２０に示したパラメータ決定部３１３、３１４およびスイッチング信号生成部３１１の全部または一部は、プロセッサ、ＦＰＧＡ，ＡＳＩＣなどのハードウェアによって実現してもよい。プロセッサの場合は、事前にメモリやＳＳＤ等の記録媒体に格納したプログラムをプロセッサが読み出して実行することで、これらの処理部の機能が実現される。

　以上、本実施形態によれば、各単相フルブリッジインバータの出力電流の振幅を検出して、各出力電流の振幅の差を小さくするように、各単相フルブリッジインバータのスイッチング信号を制御することで、漏洩電磁界を低減できる。また、各単相フルブリッジインバータの出力電流の振幅および位相を検出して、各出力電流の振幅の差を小さくし、かつ電流の位相差が１８０度になるようにスイッチング信号の位相を制御することで、送電コイルユニットごとのインピーダンス特性が異なる場合であっても、漏洩電磁界を低減できる。

（第４の実施形態）
　図２１に、第４の実施形態に係る無線電力伝送装置の例を示す。図２１の装置は、漏洩電磁界を検出し、検出した漏洩磁界の大きさに応じて、振幅調整用パラメータおよび電流位相調整用パラメータを調整する。図２１の装置は、図１の構成に加え、漏洩電磁界検出器３１６を備える。また駆動装置３１２は、スイッチング信号生成器３１１の他に、パラメータ決定部３１５を備える。

　漏洩電磁界検出器３１６は、所定の箇所の電磁界を、無線電力伝送装置の漏洩電磁界として検出し、検出した漏洩電磁界の大きさを表す情報を駆動装置３１２に通知する。電磁界を検出する箇所は、無線電力伝送装置内でもよいし、無線電力伝送装置外でもよい。後者の場合、漏洩電磁界検出器３１６は、無線電力伝送装置から分離された形態で配置されてもよい。このとき、漏洩電磁界検出器３１６から無線電力伝送装置の双方に無線ＩＦまたは有線ＩＦを搭載し、漏洩電磁界検出器３１６から無線電力伝送装置へ無線または有線により、検出した電磁界の大きさを表す情報を通知してもよい。ここでは、漏洩電磁界検出器３１５は、電磁界を検出したが、代わりに、磁界、電界、または、これらの双方を検出してもよい。磁界または電界の検出でも、漏洩電磁界の大きさを把握可能であるためである。

　パラメータ決定部３１５は、漏洩電磁界検出器３１５から取得した情報に基づき、漏洩電磁界が小さくなるように、パラメータＰ_１、Ｐ_２、ＰＰ_１を調整する。変更する方法として、例えばＰ_１、Ｐ_２、ＰＰ_１のいずれかのパラメータを、所定の量だけ増加（あるいは減少）させ、その前後における漏洩電磁界の大きさを比較する。漏洩電磁界が減少した場合には、当該パラメータをさらに所定の量だけ増加（あるいは減少）し、漏洩電磁界が増加した場合には、当該パラメータを所定の量だけ減少（あるいは増加）させる。これを繰り返すことで、漏洩電磁界が極力小さくなるよう各パラメータを調整できる。または、閾値を設け、漏洩電磁界の大きさが閾値以下となるまで、パラメータ調整を繰り返し行ってもよい。

　ここで、パラメータ決定部３１５は、ＰＰ_１を暫定的に０に設定、すなわち各送電コイルユニットから発生する漏洩電磁界が同相となるように設定し、検出された漏洩電磁界の大きさが閾値以下の場合には、ＰＰ_１を０に決定してもよい。閾値は、許容できる漏洩電磁界の大きさの上限を表す。漏洩電磁界が同相となるように送電を行う場合、逆位相となるよう送電する場合に比べ、２つの送電コイルユニットから発生する電磁界が互いに強め合うよう干渉する。このため、小さな電流で大きな電力を送る効果が期待できる。

　図２２に、第４の実施形態に係る無線電力伝送装置の他の例を示す。図２１の漏洩電磁界検出器３１６が、漏洩電磁界検出器３１７、３１８に置き換わっている。図２１では、漏洩電磁界を低減したい箇所に漏洩電磁界検出器３１６を配置したが、図２２では、漏洩電磁界検出器３１７、３１８を、任意の異なる箇所に配置する。

　漏洩電磁界検出器３１７、３１８は、それぞれ配置された箇所の漏洩電磁界を検出し、検出した漏洩電磁界の大きさを表す情報を駆動装置３１２に通知する。図１９と同様、漏洩電磁界検出器３１７、３１８は無線電力伝送装置の内部に配置されても、無線電力伝送装置の外側に配置されてもよい。

　駆動装置３１２におけるパラメータ決定部３１９は、漏洩電磁界検出器３１７、３１８から取得した情報に基づき、各漏洩電磁界の大きさの比が、所定の値となる、または所定の値に近づくように、パラメータＰ_１、Ｐ_２、ＰＰ_１を調整する。所定の値は、漏洩電磁界を低減したい箇所と、漏洩電磁界検出器３１７、３１８の箇所との位置関係に基づき定める。

　例えば、漏洩電磁界検出器３１７、３１８が、それぞれ送電コイルユニット１３０と送電コイルユニット２３０の直近に配置される場合、この２つの検出器の出力の比が１となるようパラメータを調整する。これにより、２つの送電コイルユニットが発する電磁界の量が概略等しくなる。このとき、２つの送電コイルユニットから等距離にある点、およびコイルサイズに比べて十分遠方の点においては、漏洩電磁界が相殺され、大きな低減効果が期待できる。

　図２１および図２２では、送電コイルユニットが２つの場合を示したが、３以上の場合も同様にして実施可能である。

　図２１および図２２に示したパラメータ決定部３１５、３１９およびスイッチング信号生成部３１１の全部または一部は、プロセッサ、ＦＰＧＡ，ＡＳＩＣなどのハードウェアによって実現してもよい。プロセッサの場合は、事前にメモリやＳＳＤ等の記録媒体に格納したプログラムをプロセッサが読み出して実行することで、これらの処理部の機能が実現される。

　以上、本実施形態によれば、所定の箇所の漏洩電磁界を検出し、検出した漏洩電磁界の大きさを小さくするように、振幅調整用パラメータＰ_１、Ｐ_２および電流位相差調整用パラメータ、ＰＰ_１を調整することにより、所定の箇所の漏洩電磁界を低減できる。また、複数箇所の漏洩電磁界を検出し、検出した漏洩電磁界の大きさの比率が所定の値になるように、振幅調整用パラメータＰ_１、Ｐ_２および電流位相差調整用パラメータＰＰ_１を調整することにより、所望の箇所の漏洩電磁界を低減できる。

　なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

１１０、２１０、１１１０：送電ユニット
１２０、２２０、１１２０：単相フルブリッジインバータ
１３０、２３０：送電コイルユニット
１４０、２４０：電流振幅検出器
１４１、２４１：電流振幅／移相検出器
２０１～２０７、２１１～２１７、２２１～２２７、５０１～５０４、５１１～５１４：移相器
３１０、４１０、５１０：ＤＣ電源
３１１：スイッチング信号生成器
３１２：駆動装置
３１３、３１４、３１５、３１９：パラメータ決定部
３１６、３１７、３１８：漏洩電磁界検出器
３３１、３４１、１３０１、２３０１、６１０１、７１０１：コイル
３３２、３４２：容量素子
３３３、３３４、３４３、３４４：端子
６１０、７１０：受電コイルユニット
８１０、９１０：整流器
１２０１～１２０４、２２０１～２２０４、１１２０１～１１２０４：スイッチング素子
１２０１ａ～１２０４ａ、２２０１ａ～２２０４ａ、１１２０１ａ～１１２０４ａ：ダイオード

Claims (14)

1. 　一端同士が接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、一端同士が接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とを含み、前記第１および第２スイッチング素子の接続ノードが、対応する送電コイルユニットの一端に接続され、前記第３および第４スイッチング素子の接続ノードが、前記対応する送電コイルユニットの他端に接続され、前記第１および第３スイッチング素子の他端に供給される第１電源電圧と、前記第２および第４スイッチング素子の他端に供給される第２電源電圧に基づき、前記第１～第４スイッチング素子を駆動して交流電力を生成し、それぞれ前記対応する前記送電コイルユニットに出力するＮ（Ｎは２以上の整数）個のインバータを駆動する駆動装置であって、
   　前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子を相補的に駆動し、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子を相補的に駆動し、Ｍ（Ｍは２以上Ｎ以下の整数）番目とＭ－１番目のインバータの出力電流の位相差が、３６０×Ｌ／Ｎ（Ｌは１以上、Ｎ未満の整数）になる、またはこの値に近接するように、各インバータの前記第１～第４スイッチング素子を駆動するスイッチング信号を生成し、前記スイッチング信号を各インバータの前記第１～第４スイッチング素子に供給する、スイッチング信号生成器
   　を備えた駆動装置。
2. 　前記スイッチング信号は、それぞれ同一のデューティー比および同一の周波数を有するパルス信号である
   　請求項１に記載の駆動装置。
3. 　Ｍ－１番目のインバータにおける前記第１スイッチング素子のスイッチング信号と、前記Ｍ－１番目のインバータにおける前記第３スイッチング素子のスイッチング信号との位相差は、１８０－Ｐ_Ｍ－１度であり、
   　Ｍ番目のインバータにおける前記第１スイッチング素子のスイッチング信号と、前記Ｍ番目のインバータにおける前記第３スイッチング素子のスイッチング信号との位相差は、１８０－Ｐ_Ｍ度であり、
   　Ｍ番目のインバータにおける前記第１スイッチング素子のスイッチング信号と、Ｍ－１番目のインバータにおける前記第１スイッチング素子のスイッチング信号との位相差が、ＰＰ_Ｍ－１－０．５（Ｐ_Ｍ－１－Ｐ_Ｍ）度、またはこの値に近接するように、前記スイッチング信号を生成し、前記ＰＰ_Ｍ－１は、前記３６０×Ｌ／Ｎに基づく値を有する
   　請求項１または２に記載の駆動装置。
4. 　前記ＰＰ_Ｍ－１は、前記Ｍ番目のインバータの出力電圧に対する出力電流の位相進みと、前記Ｎ個のインバータのうち基準となるインバータの出力電圧に対する出力電流の位相進みとに応じて、前記３６０×Ｌ／Ｎを調整した値を有する
   　請求項２に記載の駆動装置。
5. 　各インバータの出力電流、または入力電流の大きさを検出する検出器から、前記各インバータの出力電流、または入力電流の大きさ表す情報を取得し、各インバータ間で前記出力電流または前記入力電流の大きさの差を小さくするように、Ｐ_１～Ｐ_Ｎを調整するパラメータ決定部
   　をさらに備えた請求項３または４に記載の駆動装置。
6. 　各インバータの出力電流の位相を検出する検出器から、前記各インバータの出力電流の位相を表す情報を取得し、前記検出器から取得した情報に基づき、Ｍ番目のインバータの出力電流とＭ－１番目のインバータの出力電流の位相差が、前記３６０×Ｌ／Ｎになる、または３６０×Ｌ／Ｎに近づくように、ＰＰ_１～ＰＰ_Ｎ－１を調整するパラメータ決定部
   　をさらに備えた請求項３ないし５のいずれか一項に記載の駆動装置。
7. 　各送電コイルユニットから離れた箇所の電界、磁界または電磁界を検出する検出器から、前記箇所の電界、磁界または電磁界の大きさを表す情報を取得し、取得した情報に基づいて、前記ＰＰ_Ｍ－１、前記Ｐ_Ｍ－１、前記Ｐ_Ｍの少なくともいずれかを調整するパラメータ決定部
   　をさらに備えた請求項３ないし６のいずれか一項に記載の駆動装置。
8. 　各送電コイルユニットから離れた異なる箇所の電界、磁界または電磁界を検出する複数の検出器から、前記箇所の電界、磁界または電磁界の大きさを表す情報を取得し、取得した情報の関係に基づいて、前記ＰＰ_Ｍ－１、前記Ｐ_Ｍ－１、前記Ｐ_Ｍの少なくともいずれかを調整するパラメータ決定部
   　をさらに備えた請求項３ないし６のいずれか一項に記載の駆動装置。
9. 　各送電コイルユニットから離れた箇所の電界、磁界または電磁界を検出する検出器から、前記箇所の電界、磁界または電磁界の大きさを表す情報を取得し、前記ＰＰ_Ｍ－１を暫定的に０にしたときに前記検出器から取得される前記情報の値が閾値以下である場合は、前記ＰＰ_Ｍ－１を０に決定するパラメータ決定部
   　をさらに備えた請求項３ないし６のいずれか一項に記載の駆動装置。
10. 　前記第１電源電圧および前記第２電源電圧は、同一のＤＣ電源から前記Ｎ個のインバータに共通に供給される
    　請求項１ないし９のいずれか一項に記載の駆動装置。
11. 　前記Ｌの値は、１である
    　請求項１ないし１０のいずれか一項に記載の駆動装置。
12. 　前記Ｎの値は、２および３のいずれか一方である
    　請求項１ないし１１のいずれか一項に記載の駆動装置。
13. 　請求項１ないし１２のいずれか一項に記載の駆動装置と、
    　前記Ｎ個のインバータと、
    　前記Ｎ個のインバータから前記交流電力の供給を受けるＮ個の前記送電コイルユニットと
    　を備えた無線電力伝送装置。
14. 　一端同士が接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、一端同士が接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とを含み、前記第１および第２スイッチング素子の接続ノードが、対応する送電コイルユニットの一端に接続され、前記第３および第４スイッチング素子の接続ノードが、前記対応する送電コイルユニットの他端に接続され、前記第１および第３スイッチング素子の他端に供給される第１電源電圧と、前記第２および第４スイッチング素子の他端に供給される第２電源電圧に基づき、前記第１～第４スイッチング素子を駆動して交流電力を生成し、それぞれ前記対応する前記送電コイルユニットに出力するＮ（Ｎは２以上の整数）個のインバータを駆動する駆動方法であって、
    　前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子を相補的に駆動し、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子を相補的に駆動し、Ｍ（Ｍは２以上Ｎ以下の整数）番目とＭ－１番目のインバータの出力電流の位相差が、３６０×Ｌ／Ｎ（Ｌは１以上Ｎ未満の整数）になる、またはこの値に近接するように、各インバータの前記第１～第４スイッチング素子を駆動するスイッチング信号を、同一のデューティー比および同一の周波数を有するパルス信号として生成するステップと、
    　生成したスイッチング信号を各インバータの前記第１～第４スイッチング素子に供給するステップと
    　を備えた駆動方法。

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