RU2692699C1 - Ключевой регулятор напряжения - Google Patents

Ключевой регулятор напряжения Download PDF

Info

Publication number
RU2692699C1
RU2692699C1 RU2018124676A RU2018124676A RU2692699C1 RU 2692699 C1 RU2692699 C1 RU 2692699C1 RU 2018124676 A RU2018124676 A RU 2018124676A RU 2018124676 A RU2018124676 A RU 2018124676A RU 2692699 C1 RU2692699 C1 RU 2692699C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
key
rectifier
pulse
voltage
outputs
Prior art date
Application number
RU2018124676A
Other languages
English (en)
Inventor
Владимир Александрович Александров
Константин Владимирович Игнатьев
Original Assignee
Акционерное Общество "Концерн "Океанприбор"
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Акционерное Общество "Концерн "Океанприбор" filed Critical Акционерное Общество "Концерн "Океанприбор"
Priority to RU2018124676A priority Critical patent/RU2692699C1/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2692699C1 publication Critical patent/RU2692699C1/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Изобретение относится к области преобразовательной техники, а именно к вторичным источникам электропитания с регулируемым выходным напряжением для энергоемкой аппаратуры, в том числе импульсных режимов работы с емкостным накопителем энергии. Техническим результатом является повышение КПД. Технический результат достигается тем, что в состав ключевого регулятора напряжения дополнительно введены два драйвера и две схемы задержки фронта импульсного сигнала, а выпрямитель выполнен по мостовой схеме на полевых транзисторах, причем входы полевых транзисторов диагоналей выпрямителя попарно соединены через соответствующие драйверы и схемы задержки фронта импульсного сигнала с прямым и инверсным выходами ведущего канала фазоимпульсного преобразователя. 2 ил.

Description

Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано во вторичных источниках электропитания с регулируемым выходным напряжением, а также в телекоммуникационном оборудовании и гидроакустической технике для электропитания энергоемких устройств с повышенными требованиями к энергетической эффективности и электромагнитной совместимости аппаратуры.
Известны разнотипные ключевые регуляторы напряжения с гальванической развязкой [1], выполненные на основе однотактных, полумостовых и мостовых схем ключевых усилителей мощности (КУМ) с трансформаторным выходом, нагруженным на диодный выпрямитель, регулировка выходного напряжения в которых достигается применением широтно-импульсной модуляции. К основным недостаткам таких устройств относится ограниченный диапазон регулирования выходного напряжения и пониженная энергетическая эффективность, особенно при большом выходном токе и низком напряжении, что обусловлено остаточными напряжениями диодов выходного выпрямителя.
Расширить диапазон регулирования позволяет переход к двухзвенным схемам ключевого преобразования, использующим амплитудно-импульсную модуляцию посредством изменения электропитания оконечного каскада КУМ [2]. В известном устройстве первое звено преобразования, выполненное на однотактном ключевом усилителе, обеспечивает стабилизацию и регулирование напряжения электропитания второго звена преобразования, в качестве которого используется мостовая схема КУМ, формирующая импульсное напряжение типа меандр заданной амплитуды. В результате после выходного трансформатора и выходного выпрямителя вторичное напряжение практически не требует фильтрации кроме весьма незначительных емкостей в шинах нагрузки.
Для двухзвенной схемы ключевого преобразования [2] по известным правилам может быть в качестве второго звена применено устройство [3], где выпрямительные диоды заменены на схему синхронного выпрямителя, выполненного на сильноточных полевых транзисторах. При этом управление транзисторами каждой диагонали мостового выпрямителя может осуществляться противофазно и синхронно с управлением транзисторами КУМ второго звена преобразования. Применение синхронного выпрямителя позволяет значительно уменьшить потери из-за остаточного напряжения на диодах, которые шунтируются открытыми полевыми транзисторами. Тем самым достигается возможность существенного уменьшения тепловыделения в выпрямителе при большем выходном токе.
Однако такой способ синхронного управления транзисторами КУМ и выпрямителя может быть реализован только в режимах принудительной (жесткой) коммутации, при которых изменение импульсного напряжения достигается одновременным переключением транзисторов. Выделенное обстоятельство обуславливает повышение потерь энергии на переключение и ухудшает показатели ЭМС известных двухзвенных устройств в условиях повышения сложности реализации двух последовательных разнотипных звеньев - ключевого преобразования и синхронного выпрямления.
Выделенные особенности функционирования ключевых регуляторов напряжения с гальванической развязкой, использующих двухзвенные схемы ключевого преобразования на основе известных технических решений [2,3], существенно ухудшают энергетическую эффективность и ограничивают область применения устройств - ближайших аналогов.
Наиболее близким к предлагаемому изобретению по количеству общих признаков является ключевой регулятор напряжения (КРН) [4], выполненный по двухканальной мостовой схеме с фазо-импульсной модуляцией (ФИМ). Ключевой регулятор - прототип содержит фазоимпульсный преобразователь, подключенный входом к шине управления, а прямыми и инверсными выходами ведущего и ведомого каналов соединенный с соответствующими входами каналов ведущего и ведомого ключевого усилителя мощности. Ведущий и ведомый каналы выполнены на полевых транзисторах и включены по полумостовой схеме последовательно между шинами электропитания ключевого усилителя мощности, причем выходы полумостовых схем, являющихся выходами ключевого усилителя мощности, соединены с входами узла трансформаторного согласования, выходы которого подключены ко входам выпрямителя. Выходы выпрямителя соединены через выходной фильтр низкой частоты с выходными шинами ключевого регулятора напряжения, а также через цепь обратной связи по напряжению с входами компенсации фазоимпульсного преобразователя.
Здесь каждый канал КУМ, включающий полумостовую схему оконечного каскада, формирует импульсное напряжение типа "меандр" с относительным фазовым сдвигом, управление которым формируется фазо-импульсным преобразователем. В результате в диагонали мостовой схемы, соединенной с первичной обмоткой трансформатора формируется знакопеременное импульсное напряжение, длительность импульсов которого устанавливается в соответствии с устанавливаемым фазовым сдвигом. Как следствие, после выпрямителя, соединенного с вторичной обмоткой трансформатора, импульсы напряжения управляются по длительности в широком диапазоне регулирования, чем достигается регулирование выходного напряжения КРН, после фильтра нижних частот.
Таким образом в устройстве прототипе исключается необходимость применения дополнительного звена стабилизации и регулирования, являющегося необходимым условием реализации ключевого регулятора напряжения на основе известных технических решений [2,3].
Преимуществом устройства-прототипа по сравнению с известными техническими аналогами, является более глубокий диапазон регулирования выходного напряжения UH в соответствии с уровнем входного сигнала U0 при компенсации дестабилизирующих факторов, связанных с изменением нагрузки и напряжения силового электропитания. Дополнительным достоинством устройства-прототипа является возможность по известным правилам [4] обеспечить квазирезонансные траектории переключений (мягкие переключения) за счет введения параллельной раскачки высокочастотного (ВЧ) тока КУМ. При этом изменения импульсных напряжений каналов ключевого усиления осуществляется во время закрытого состояния транзисторов полумостовой схемы, за счет перезаряда собственных емкостей схемы запасенным током параллельной раскачки к моменту переключения.
В соответствии с принципом действия двухканальной схемы ключевого усиления ключевого регулятора напряжения с ФИМ каналы ключевого усиления разделяются на ведущий и ведомый. Изменение напряжения на выходе ведомого канала соответствует формированию спада импульсного напряжения VB на выходе выпрямителя. В свою очередь фронт напряжения VB соответствует изменению напряжения ведущего канала.
Исключение дополнительного звена преобразования и реализация режимов "мягких" переключений позволяют обеспечить более высокий КПД в устройстве-прототипе при улучшении показателей ЭМС.
Вместе с тем ключевой регулятор напряжения [4] имеет следующие недостатки: так как выходное напряжение выпрямителя при двухканальной схеме ключевого преобразования с ФИМ формируется как последовательность импульсов изменяемой длительности, фронт и спад которых значительно задержаны относительно моментов переключений КУМ, то реализованный в прототипе известный принцип синхронного управления транзисторами мостовой схемы КУМ и мостовой схемы выпрямителя приводит к появлению неустранимых сквозных токов транзистор-транзистор, что понижает надежность и энергетическую эффективность устройства.
Выделенные недостатки существенно ограничивают возможности применения устройства-прототипа и понижают КПД, особенно при низком сильноточном выходном напряжении.
Задачей настоящего изобретения является повышение энергетической эффективности при расширении функциональных возможностей ключевого регулятора напряжения.
Для решения поставленной задачи в известный ключевой регулятор напряжения, содержащий фазоимпульсный преобразователь, подключенный входом к шине управления, а прямыми и инверсными выходами ведущего и ведомого каналов соединенный с соответствующими входами каналов ведущего и ведомого ключевого усилителя мощности, каждый из которых выполнен на полевых транзисторах, включенных по полумостовой схеме последовательно между шинами электропитания ключевого усилителя мощности, причем выходы полумостовых схем, являющиеся выходами ключевого усилителя мощности, соединены с входами узла трансформаторного согласования, выходы которого подключены ко входам выпрямителя, соединенного выходами через выходной фильтр низкой частоты с выходными шинами ключевого регулятора напряжения, а также через цепь обратной связи по напряжению с входами компенсации фазоимпульсного преобразователя, введены новые признаки, а именно: дополнительно введены два драйвера и две схемы задержки фронта импульсного сигнала, а выпрямитель выполнен синхронным на полевых транзисторах, причем входы полевых транзисторов диагоналей выпрямителя попарно соединены через соответствующие драйверы и схемы задержки фронта импульсного сигнала с прямым и инверсным выходами ведущего канала фазоимпульсного преобразователя.
Техническим результатом от введения дополнительных драйверов и схем задержки фронта импульсного сигнала, в сочетании с совокупностью вновь введенных связей, является повышение КПД предлагаемого устройства и уменьшение тепловыделения в выпрямителе, особенно для значительного выходного тока и низкого выходного напряжения при обеспечении расширенного диапазона регулирования, что достигается обеспечением возможности применения синхронного выпрямителя на полевых транзисторах в двухканальном ключевом регуляторе напряжения, что было невозможно в ключевом регуляторе напряжении - прототипе по известным принципам.
Сущность изобретения поясняется фиг. 1 на которой приведена структурная схема заявленного технического решения, а также фиг. 2 с иллюстрацией временных диаграмм сигналов, поясняющих его работу.
Предлагаемый ключевой регулятор напряжения (фиг. 1) содержит фазо-импульсный преобразователь 1 (ФИП-1), ключевой усилитель 2 мощности (КУМ-2), включающий два канала ключевого усиления 2.1 (КУМ-2.1) и 2.2 (КУМ-2.2), узел 3 трансформаторного согласования (ТР-3), синхронный выпрямитель (СВ-4), выходной фильтр низкой частоты 5 (ФНЧ-5), цепь 6 обратной связи по выходному напряжению (OCU-6), а так же первую и вторую схемы 7, 8 задержки фронта импульсов, первый и второй драйверы 9, 10.
Ключевой усилитель 2 мощности выполняется на мощных полевых транзисторах VT1-VT4, включенных по мостовой схеме попарно-последовательно в две стойки (VT1, VT2 и VT3, VT4) между шинами электропитания +Е и -Е. Каждая стойка полумостовой схемы транзисторов является отдельным каналом ключевого усиления (2.1 и 2.2). Синхронный выпрямитель выполнен по мостовой схеме на сильноточных полевых транзисторах VT5-VT8.
Ключевой усилитель мощности работает следующим образом. Транзисторы VT1, VT2 и VT3, VT4 в составе полумостовой схемы управляются противофазно симметричным импульсным сигналом типа меандр частотой f в соответствии с сигналами формируемыми фазо-импульсным преобразователем 1. При этом прямые и инверсные сигналы управления каналами КУМ имеют задержки включения, заданные в фазо-импульсном преобразователе либо по известным правилам непосредственно в схеме управления мощными полевыми транзисторами. Наличие такой задержки является обязательным условием исключения сквозных токов транзистор-транзистор в полумостовых схемах КУМ. Как иллюстрируется на фиг. 2 временными диаграммами сигналов управления каналами ключевого усиления (V1.1, V1.2 для канала КУМ 2.1; V2.1, V2.2 Для канала КУМ 2.2) между импульсами управления транзисторами VT1, VT2 и VT3, VT4 полумостовых схем имеет место временной интервал (τ1 для КУМ 2.1, τ2 для КУМ 2.2), в течении которого оба транзистора соответствующей схемы находятся в закрытом состоянии. В это время после выключения проводящего транзистора фронт и спад импульсного напряжения на выходе канала КУМ может формироваться за счет энергии, запасенной во внешних индуктивных цепях, либо в индуктивности рассеяния узла 3 трансформаторного согласования, либо за счет энергии от протекания высокочастотного тока в параллельных индуктивных цепях, включенных в мостовой схеме КУМ по известным правилам.
В результате на выходах полумостовых схем каналов ключевого усиления 2.1 и 2.2 образуются симметричные импульсные напряжения V1 и V2, изменение фронта и спада которых происходит по плавным траекториям, соответствующих "мягким" режимам коммутации. При этом временной сдвиг между выходными импульсными сигналами фазо-импульсного преобразователя определяет длительность импульсов суммарного импульсного напряжения V в диагонали мостовой схемы КУМ 2, поступающего на вход узла 3 трансформаторного согласования.
На фиг. 2 иллюстрируются два режима работы ключевого регулятора напряжения: режим А - режим полной модуляции, где обеспечивается минимальная пауза между импульсами, обусловленная задержкой переключения транзисторов; режим Б - режим изменения длительности импульсов согласно фазовому сдвигу сигналов управления, формируемых фазо-импульсным преобразователем 1. В режиме регулирования (режим Б) в предлагаемом устройстве на выходе выпрямителя 4 импульсное напряжение VB изменяет длительность импульсов, что обеспечивает широкий диапазон изменения выходного напряжения UH на нагрузке после выходного фильтра.
С учетом относительной длительности X импульсов на выходе выпрямителя X=tИ/T - выходное напряжение на нагрузке может быть определено соотношением:
Figure 00000001
где tИ - длительность импульсов выходного напряжения;
Т - период переключений выходного напряжения выпрямителя;
КТ - коэффициент трансформации;
Е - напряжение электропитания,
VВамп - амплитуда напряжения на выходе выпрямителя.
При отключении транзисторов ведомого канала за время τ1 обеспечивается перезаряд собственных емкостей ключевого усилителя мощности (канал 2.1) посредством протекания выходного тока узла 3 трансформаторного согласования, соответствующего току выходного фильтра. После времени спада tC импульсов VB включается следующий транзистор ведомого канала ключевого усилителя мощности. В это время выходной ток IН преимущественно замыкается через синхронный выпрямитель 4 и не протекает в первичной обмотке узла 3 трансформаторного согласования. Соответственно при отключении транзистора ведущего канала энергия протекания тока в узле трансформаторного согласования отсутствует, что может приводить к "жестким" режимам коммутации при включении следующего транзистора через время задержки τ2.
Принцип действия предлагаемого устройства (фиг. 1) заключается в следующем. В соответствии с уровнем напряжения согнала U0 в шине управления и с учетом напряжения обратной связи на входе компенсации фазо-импульсный преобразователь формирует импульсные сигналы на прямых и инверсных входах ведущего и ведомого каналов ключевого усиления (V1.1, V1.2 и V2.1, V2.2). В результате ключевой усилитель мощности преобразует напряжение шин электропитания +Е, -Е в знакопеременное напряжение V с управляемой длительностью импульсов tИ, таким образом, что после выпрямления и фильтрации выходного напряжения узла трансформаторного согласования, напряжение UH в выходных шинах ключевого регулятора практически пропорционально входному сигналу U0:
Figure 00000002
Где β - коэффициент передачи обратной связи по выходному напряжению.
Для квазистатического режима работы при неизменном входном и выходном напряжении выходной ток IН ключевого регулятора напряжения определяется активной составляющей нагрузки RH
Figure 00000003
При этом через транзисторы ключевого усилителя мощности замыкается ток IКУМ первичной обмотки трансформаторного узла согласования, амплитуда которого определяется током дросселя выходного фильтра IL≈IH с учетом коэффициента трансформации КТ:
Figure 00000004
В свою очередь амплитуда импульсов напряжения на выходе КУМ Vамп≈E соответствующим образом трансформируется в амплитуду напряжения УВамп на выходе выпрямителя
Figure 00000005
В улучшенном ключевом регуляторе напряжения по известным правилам [4] для режима "мягких" переключений реализуются цепи высокочастотной раскачки преимущественно для протекания тока ведущего канала ключевого усиления. В качестве такой цепи используется дроссель, ток которого замыкается через ведущий канал и емкостной делитель, включенный между шинами электропитания ключевого усилителя мощности. При этом к моменту выключения транзисторов ведущего канала в дросселе развивается амплитуда IВЧМамп высокочастотного тока, достаточная для перезаряда собственной емкости канала формирования фронта импульсного напряжения на выходе КУМ.
Таким образом длительность спада tC и фронта tФ импульсного напряжения VВ можно оценить из следующих соотношений:
Figure 00000006
Figure 00000007
где C1, С2, СВ собственная емкость первого и второго канала ключевого усиления и выпрямителя.
Длительность импульсных процессов в ключевом регуляторе напряжения зависит от режимов работы связанных с током нагрузки IН и напряжением электропитания Е. При этом длительность фронта tФ и спада импульсов tC может изменяться в широких пределах но не должна превышать соответственно временных задержек τ2 и τ1 включения транзисторов ведущего и ведомого каналов ключевого усиления.
Следует отметить, что эффективная работа синхронного выпрямителя 4 в предлагаемом ключевом регуляторе напряжения возможна только при включении диагонали полевых транзисторов VT5, VT8 либо VT6, VT7 только на временной интервал прямой проводимости из которого должны быть исключены длительность фронта и спада импульсного напряжения. В противном случае могут иметь место сквозные токи через транзисторы каналов КУМ 2 и транзисторы синхронного выпрямителя 4. Выделенное обстоятельство учитывается в предлагаемом устройстве введением дополнительных схемы задержки 7 импульсного сигнала управления U1 драйвера 9 диагонали транзисторов VT5, VT8 и схемы задержки 8 импульсного сигнала управления U2 драйвера 10 диагонали транзисторов VT6, VT7 мостовой схемы синхронного выпрямителя 4.
В качестве исходного сигнала управления синхронного выпрямителя в предлагаемом устройстве определен сигнал управления ведущим каналом ключевого усиления (канал 2.1), полупериоды которого определяют циклы проводимости синхронного выпрямителя, включающие импульс напряжения VB и последующую паузу. Устанавливая время задержки прямого и инверсного сигналов управления ведущего канала КУМ 2.1 (сигналы V2.1, V2.2 - соответственно) из условия гарантированного исключения фронта и спада импульсов VB даже при максимальной длительности импульсов может быть обеспечен эффективный режим работы синхронного выпрямителя. При этом длительность задержки τ3 фронта импульсных сигналов управления диагоналями транзисторов синхронного выпрямителя должна соответствовать условию:
Figure 00000008
Синхронный выпрямитель 4 в составе предлагаемого ключевого регулятора напряжения работает следующим образом. Во время переходных процессов, связанных с изменением проводимости диагоналей выпрямителя на интервал τ3 транзисторы VT5-VT8 отключены и ток замыкается через собственные обратные диоды транзисторов. При нарастании напряжения выпрямителя VB до максимального значения после задержки τ3 включается диагональ транзисторов синхронного выпрямителя, параллельных открытым диодам. В результате обеспечивается замыкание выходного тока через сильноточные полевые транзисторы, что позволяет значительно уменьшить падение напряжения на элементах выпрямителя и существенно увеличить КПД устройства, особенно при большом токе и низком выходном напряжении. Включение проводящей диагонали транзисторов синхронного выпрямителя осуществляется непосредственно по сигналу синхронизации до начала формирования переходных процессов выходного напряжения синхронного выпрямителя. На это время выходной ток замыкается через обратные диоды транзисторов.
Принимая во внимание, что длительность формирования фронта и спада импульсного напряжения выпрямителя как правило не превышает (5-10)% от периода переключений (τ3<((0,05-0,1)Т)), предложенный алгоритм управления транзисторами синхронного выпрямителя 4 позволяет обеспечить эффективную работу сильноточных транзисторов на (90-95)% длительности цикла проводимости в условиях отсутствия дополнительных сквозных токов и обеспечении "мягких" траекторий переключений. При этом мощность тепловыделения в элементах выпрямителя уменьшается более чем два раза при повышении КПД устройства до (95-97)% по сравнению с техническими аналогами и прототипом, в которых КПД как правило не превышает (90-93)% для режимов номинальной мощности (0,5-2) кВт при номинальном выходном напряжении (24-48) В.
Таким образом реализация новых признаков в заявленном ключевом регуляторе напряжения, выполненном по двухканальной схеме усиления с ФИМ при использовании синхронного выпрямителя, позволяет существенно повысить энергетическую эффективность особенно при значительном выходном токе и низком выходном напряжении.
Совокупность вновь введенных узлов и связей обеспечивает в заявленном ключевом регуляторе напряжения достижение нового технического результата связанного с повышением энергетической эффективности и расширением функциональных возможностей применения в телекоммуникационном оборудовании и гидроакустической технике. Предлагаемое техническое решение характеризуется новизной, имеет ряд существенных отличий от устройства-прототипа и ближайших технических аналогов, и позволяет уменьшить потери энергии на (30-50)% особенно при пониженном выходном напряжении и большой мощности ключевого регулятора напряжения..
На нашем предприятии изготовлен и проходит испытания опытный образец ключевого регулятора напряжения с синхронным выпрямителем при реализации режимов диодного и транзисторного выпрямления. Проведенные исследования подтвердили эффективность использования синхронного выпрямителя при включении транзисторов для прямого протекания выходного тока во всем диапазоне изменения нагрузки. По сравнению с известными техническими аналогами в которых достигается КПД (90-92)% при диапазоне регулирования 101 дБ, в предлагаемом устройстве при номинальной нагрузке КПД превышает 95% при диапазоне регулирования не менее 20 дБ.
Результаты разработки и проведенные испытания подтвердили энергетическую эффективность заявленного технического решения и целесообразность его внедрения для реализации энергоемких устройств электропитания с повышенными требованиями к диапазону регулирования и электромагнитной совместимости с функциональной аппаратурой.
Источники информации
1. Мелешин В.И. Транзисторная преобразовательная техника. - М.: Техносфера, 2005 г., 602 с.
2. Патент РФ №2447571. Преобразователь. Опубл. 10.04.2016.
3. Патент US №2011182087. Method and apparatus for power converter for class D audio power amplifiers. H02M 3/335. Опубл. 80.07.2011.
4. Патент РФ №2586567. Ключевой преобразователь напряжения. Опубл. 17.05.2016

Claims (1)

  1. Ключевой регулятор напряжения, содержащий фазоимпульсный преобразователь, подключенный входом к шине управления, а прямым и инверсным выходами ведущего и ведомого каналов соединенный с соответствующими входами ведущего и ведомого каналов ключевого усилителя мощности, каждый из которых выполнен на полевых транзисторах, включенных по полумостовой схеме последовательно между шинами электропитания ключевого усилителя мощности, причем выходы полумостовых схем, являющихся выходами каналов ключевого усилителя мощности, соединены с входами узла трансформаторного согласования, выходы которого подключены к входам выпрямителя, соединенного выходами через выходной фильтр нижних частот с выходными шинами ключевого регулятора напряжения, а также через цепь обратной связи по напряжению - с входом компенсации фазоимпульсного преобразователя, отличающийся тем, что в состав ключевого регулятора напряжения дополнительно введены два драйвера и две схемы задержки фронта импульсного сигнала, а выпрямитель выполнен по мостовой схеме на полевых транзисторах, причем входы полевых транзисторов диагоналей выпрямителя попарно соединены через соответствующие драйверы и схемы задержки фронта импульсного сигнала с прямым и инверсным выходами ведущего канала фазоимпульсного преобразователя.
RU2018124676A 2018-07-05 2018-07-05 Ключевой регулятор напряжения RU2692699C1 (ru)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2018124676A RU2692699C1 (ru) 2018-07-05 2018-07-05 Ключевой регулятор напряжения

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2018124676A RU2692699C1 (ru) 2018-07-05 2018-07-05 Ключевой регулятор напряжения

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2692699C1 true RU2692699C1 (ru) 2019-06-26

Family

ID=67038368

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2018124676A RU2692699C1 (ru) 2018-07-05 2018-07-05 Ключевой регулятор напряжения

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2692699C1 (ru)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2736058C1 (ru) * 2019-12-16 2020-11-11 Акционерное Общество "Концерн "Океанприбор" Управляемый ключевой преобразователь напряжения
RU2810649C1 (ru) * 2023-04-03 2023-12-28 Акционерное Общество "Концерн "Океанприбор" Ключевой стабилизированный конвертер

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110182087A1 (en) * 2008-06-16 2011-07-28 Eric Mendenhall Method and apparatus for power converter for class d audio power amplifiers
RU2447571C1 (ru) * 2010-12-27 2012-04-10 Сергей Иванович Орлов Преобразователь
RU2586567C1 (ru) * 2015-02-19 2016-06-10 Акционерное Общество "Научно-исследовательский институт "Бриз" Ключевой преобразователь напряжения
US20180034359A1 (en) * 2016-07-12 2018-02-01 Guangdong Redx Electrical Technology Limited High-efficiency fully soft-switching single-stage three-level (ss-3) power amplifier

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110182087A1 (en) * 2008-06-16 2011-07-28 Eric Mendenhall Method and apparatus for power converter for class d audio power amplifiers
RU2447571C1 (ru) * 2010-12-27 2012-04-10 Сергей Иванович Орлов Преобразователь
RU2586567C1 (ru) * 2015-02-19 2016-06-10 Акционерное Общество "Научно-исследовательский институт "Бриз" Ключевой преобразователь напряжения
US20180034359A1 (en) * 2016-07-12 2018-02-01 Guangdong Redx Electrical Technology Limited High-efficiency fully soft-switching single-stage three-level (ss-3) power amplifier

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2736058C1 (ru) * 2019-12-16 2020-11-11 Акционерное Общество "Концерн "Океанприбор" Управляемый ключевой преобразователь напряжения
RU2810649C1 (ru) * 2023-04-03 2023-12-28 Акционерное Общество "Концерн "Океанприбор" Ключевой стабилизированный конвертер

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP3905496B1 (en) Multi-level inverter and method for providing multi-level output voltage by utilizing the multi-level inverter
JP6206502B2 (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
US11121634B2 (en) Bidirectional DC-to-DC converter with inrush current suppression
JP6326135B2 (ja) 駆動装置およびその方法、ならびに無線電力伝送装置
US10361624B2 (en) Multi-cell power converter with improved start-up routine
JP6883489B2 (ja) コンバータ
US6577517B2 (en) Pulse with modulation control circuit for a high frequency series resonant AC/DC converter
US20150381070A1 (en) Ac-ac converter device
US10432101B2 (en) Power conversion apparatus
US11929669B2 (en) Totem-pole bridgeless power factor correction device and power supply
WO2019039489A1 (ja) コンバータ
JP7199520B2 (ja) 電力変換装置
RU2692699C1 (ru) Ключевой регулятор напряжения
JP2009171807A (ja) ３相電圧形インバータシステム
US20150092467A1 (en) Driver Circuit for a Pair of Semiconductor Switches in a Leg of a Three-Level Inverter Half-Bridge
US11563368B2 (en) Power conversion device
RU2586567C1 (ru) Ключевой преобразователь напряжения
RU2567849C1 (ru) Многоканальный трансформатор постоянного напряжения
Seragi et al. Review on Z-Source Inverter
Pan et al. Adaptive hybrid primary/secondary-side digital control for series resonant DC–DC converters in 48 V VR applications
RU2810649C1 (ru) Ключевой стабилизированный конвертер
US20240146202A1 (en) Dual-active bridge converter and control method therefor
Chupryn et al. An Interleaved DC/DC Converter for Automotive Applications with GaN Power Semiconductors
US20240154534A1 (en) Modulation to extend zero-voltage switching margin for dual-active bridge converter
RU2417510C1 (ru) Стабилизированный квазирезонансный преобразователь