WO2015133301A1 - インホイールモータシステム - Google Patents

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vehicle body
voltage
wheel motor
body side
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博志 藤本
岳広 居村
山本　岳
大輔 郡司
基 佐藤
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国立大学法人 東京大学
日本精工株式会社
東洋電機製造株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an in-wheel motor system that controls an in-wheel motor in which a drive source is arranged inside a wheel of an electric vehicle or the like.
  • in-wheel motors In an electric vehicle or the like, it is desirable to provide an in-wheel motor in which a driving source is arranged inside the wheel because the driving force can be directly transmitted to the tire.
  • in-wheel motors are generally supplied with electric power from the vehicle body side by wires.
  • Patent Document 1 discloses a technique of a wheel power supply device including a non-contact electromagnetic power supply unit that uses an electromagnetic induction phenomenon.
  • An object of the present invention made in view of the above-described problems is to provide an in-wheel motor system that can stably drive an in-wheel motor and can supply power from a road surface even when a position shift of a transmission / reception coil occurs. There is.
  • an in-wheel motor system includes a power transmission unit that uses a resonance phenomenon using a magnetic field, and the power transmission unit powers an in-wheel motor built in a wheel from a vehicle body. Is transmitted wirelessly.
  • a communication unit that communicates between the vehicle body and the wheel is provided, and the communication unit communicates a control signal for driving the in-wheel motor.
  • the in-wheel motor a motor conversion unit that converts the first DC voltage during power running into an AC voltage for a motor that drives the in-wheel motor, A wheel-side capacitor that smoothes the first DC voltage; and a wheel-side converter that converts the first AC voltage from the wheel-side coil into the first DC voltage during powering, and the power transmission unit includes: The wheel-side coil that receives electric power wirelessly transmitted during power running on the wheel side, and a wheel-side resonance capacitor that is inserted in series between the wheel-side converter and the wheel-side coil are preferably provided.
  • the wheel side control part which controls switching of the switch with which the said wheel side conversion part is equipped is controlled with a 1st control signal
  • the said wheel side control part is said 1st It is preferable to generate the first control signal so as to control the DC voltage constant.
  • the wheel-side control unit outputs the first control signal so that a fundamental wave power factor of the first AC voltage and the current of the wheel-side coil is 1. It is preferable to produce.
  • the wheel side control unit adjusts a period in which the first AC voltage is zero by the first control signal.
  • the in-wheel motor system includes a wheel-side current detector that detects a current of the wheel-side conversion unit, and the wheel-side control unit uses the wheel-side current detector to detect the wheel-side conversion unit. It is preferable to detect the sign inversion of the current and generate the first control signal in accordance with the detected sign inversion information.
  • the in-wheel motor system further includes a voltage detector that detects the first DC voltage, and the wheel-side control unit has a detection value of the voltage detector and a target of the first DC voltage.
  • the first control signal is preferably generated according to a difference from the value.
  • the wheel-side control unit generates the first control signal according to a rotation speed and a torque command value of the in-wheel motor.
  • the in-wheel motor system includes a vehicle body side conversion unit that converts the second DC voltage from the battery into a second AC voltage and outputs the second AC voltage to the vehicle body side coil during power running, and the battery.
  • the power transmission unit includes the vehicle body side coil that wirelessly transmits power from the vehicle body during power running, and the vehicle body side resonance capacitor inserted in series between the vehicle body side conversion unit and the vehicle body side coil. Is preferred.
  • the vehicle body side control unit that controls the switching of the switch included in the vehicle body side conversion unit with a second control signal according to the control signal from the communication unit, It is preferable that the vehicle body side control unit generates the second control signal so as to control the first DC voltage to be constant.
  • the vehicle body side control unit generates the second control signal in accordance with a rotation speed and a torque command value of the in-wheel motor.
  • the in-wheel motor system further includes a vehicle body side current detector that detects a current of the vehicle body side conversion unit, wherein the vehicle body side control unit includes a detection value of the vehicle body side current detector and the in-wheel. It is preferable to generate the second control signal according to a difference between the motor rotation speed and a current target value corresponding to the torque command value.
  • the wheel side conversion unit functions as an inverter and the vehicle body side conversion unit functions as a converter during regeneration of the in-wheel motor.
  • the in-wheel motor system provides an in-wheel motor system that can stably drive an in-wheel motor and can supply power from a road surface even when a position shift of a transmission / reception coil occurs.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of the in-wheel motor system of the present embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating power transmission that can be performed by the in-wheel motor system of the present embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an implementation example of the in-wheel motor system of the present embodiment.
  • FIG. 4 is a partial configuration diagram of an in-wheel motor system using an equivalent circuit.
  • FIGS. 5A and 5B are diagrams illustrating switching states of the PWM inverter and the PWM converter.
  • 6A and 6B are diagrams for explaining the average passing current of the PWM converter.
  • 7A and 7B are block diagrams of DC link voltage stabilization control.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of an in-wheel motor system 1 according to the present embodiment.
  • the power transmission unit 100 and the communication unit 110 will be described as an overview of the in-wheel motor system 1 with reference to FIG.
  • the in-wheel motor system 1 includes an in-wheel motor 10 that is a motor built in a wheel, and moves the vehicle by rotating the in-wheel motor 10.
  • the in-wheel motor system 1 is installed on the vehicle body side and wheel side of the vehicle.
  • the in-wheel motor system 1 includes a power transmission unit 100 that wirelessly transmits and receives power P between the vehicle body side and the wheel side.
  • the power transmission unit 100 transmits power wirelessly using a method using a resonance phenomenon using a magnetic field.
  • the power transmission unit 100 can wirelessly transmit the necessary power P from the vehicle body side to the wheel side when the in-wheel motor 10 is powered.
  • the power transmission unit 100 can wirelessly transmit the regenerative power from the wheel side to the vehicle body side when the in-wheel motor 10 is regenerated (for example, when the vehicle is decelerated). Since the in-wheel motor system 1 wirelessly transmits and receives the power P between the vehicle body side and the wheel side of the vehicle without using a wire (wired), it is possible to improve the reliability against the risk of wire cutting.
  • the method using the resonance phenomenon using the magnetic field used by the power transmission unit 100 is selected so that sufficient power can be supplied to the in-wheel motor 10 even if the wheel is displaced relative to the vehicle body by the movement of the suspension.
  • a method generally called an electromagnetic resonance method or a magnetic field resonance coupling method can be selected.
  • magnetic resonance coupling is a circuit topology in which the resonance frequencies of the primary side (that is, the vehicle body side) and the secondary side (that is, the wheel side) are made the same.
  • the magnetic field resonance coupling method is more resistant to displacement (displacement between the vehicle body side coil 5 and the wheel side coil 6 in the example of FIG. 1) than the electromagnetic induction method.
  • the in-wheel motor system 1 wirelessly transmits power P between the vehicle body and the wheels as shown in FIG.
  • wireless transmission of electric power P from the road surface to the wheel side is also possible.
  • the power source 21 and the coil 20 in FIG. 2 are embedded in the road surface.
  • the configurations of the power source 21 and the coil 20 may be the same as those of the battery 2 and the vehicle body side coil 5 described later, respectively.
  • the other elements in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 1 and will be described later with reference to FIG.
  • the in-wheel motor system 1 includes a communication unit 110 that wirelessly communicates a control signal CTL for driving the in-wheel motor 10 between the vehicle body side and the wheel side.
  • the communication unit 110 includes, for example, a wheel side communication unit 17 and a vehicle body side communication unit 18, and each has a wireless antenna and can transmit and receive a control signal CTL.
  • the wheel side communication unit 17 and the vehicle body side communication unit 18 are respectively connected to a wheel side control unit 13 and a vehicle body side control unit 14 which will be described later. Therefore, it is possible for the vehicle body side control unit 14 to execute control according to the rotational speed of the in-wheel motor 10 on the wheel side and the torque command value by the control signal CTL.
  • a wireless communication method of the communication unit 110 for example, Bluetooth (registered trademark), a wireless LAN standard, or the like may be used.
  • the in-wheel motor system 1 includes an in-wheel motor 10, a motor conversion unit 9 that converts the first DC voltage Vd ⁇ b> 1 into a motor AC voltage that drives the in-wheel motor 10, A wheel-side capacitor 11 that smoothes the first DC voltage Vd1, a wheel-side converter 8 that converts the first AC voltage Va1 from the wheel-side coil 6 into the first DC voltage Vd1, and a second from the battery 2.
  • the vehicle body side conversion unit 3 that converts the direct current voltage Vd2 into the second AC voltage Va2 and outputs the converted voltage to the vehicle body side coil 5 and the battery 2 are provided.
  • a capacitor 12 may be provided in parallel with the battery 2 on the vehicle body side.
  • the capacitor 12 corresponds to the wheel side capacitor 11 and is provided for stabilizing the second DC voltage Vd2.
  • the power transmission unit 100 of the in-wheel motor 10 includes a wheel side coil 6 that receives wirelessly transmitted power P on the wheel side, and a wheel side that is inserted in series between the wheel side conversion unit 8 and the wheel side coil 6.
  • a resonance capacitor 7, a vehicle body side coil 5 that wirelessly transmits power P from the vehicle body, and a vehicle body side resonance capacitor 4 inserted in series between the vehicle body side conversion unit 3 and the vehicle body side coil 5 are provided.
  • the vehicle body side coil 5 and the wheel side coil 6 are also called antennas.
  • the motor conversion unit 9 is a three-phase voltage type inverter configured with an insulated gate bipolar transistor (IGBT: Insulated Gate Bipolar Transistor), but is not limited to such a configuration. .
  • the wheel side conversion unit 8 of the in-wheel motor system 1 includes four full-bridge switches G1, G2, G3, and G4 (hereinafter referred to as switches G1 to G4).
  • the vehicle body side conversion unit 3 includes four full-bridge switches G 11, G 12, G 13, and G 14 (hereinafter referred to as switches G 11 to G 14).
  • the in-wheel motor system 1 includes a wheel side control unit 13 that controls switching of the switches G1 to G4 included in the wheel side conversion unit 8 using a first control signal CT1.
  • the in-wheel motor system 1 includes a vehicle body side control unit 14 that controls switching of the switches G11 to G14 included in the vehicle body side conversion unit 3 with a second control signal CT2.
  • the switches G1 to G4 and the switches G11 to G14 may be, for example, insulated gate bipolar transistors, but are not limited thereto.
  • the above-described components of the in-wheel motor system 1 are classified into a vehicle body side or a wheel side.
  • the battery 2, the capacitor 12, the vehicle body side conversion unit 3, the vehicle body side resonance capacitor 4, the vehicle body side coil 5, the vehicle body side control unit 14, and the vehicle body side communication unit 18 are arranged on the vehicle body side.
  • condenser 11, the wheel side conversion part 8, the wheel side resonance capacitor 7, the wheel side coil 6, the wheel side control part 13, and the wheel side communication part 17 are the wheel side. Placed in.
  • the wheel-side control unit 13 and the vehicle body-side control unit 14 generate a first control signal CT1 and a second control signal CT2, respectively, so as to control the first DC voltage Vd1 constant. Details of the first control signal CT1 and the second control signal CT2 will be described later.
  • the secondary side with respect to the fluctuation of the load (the motor conversion unit 9 and the in-wheel motor 10) and the relative displacement of the power transmission / reception coil (the vehicle body side coil 5 and the wheel side coil 6) That is, it is known that the voltage and current on the wheel side fluctuate.
  • the motor converter 9 which is a voltage type inverter that drives the in-wheel motor 10
  • the wheel side control unit 13 and the vehicle body side control unit 14 generate appropriate first control signals CT1 and second control signals CT2 to make the first DC voltage Vd1 constant.
  • at least one of the wheel-side control unit 13 and the vehicle body-side control unit 14 may perform control to make the first DC voltage Vd1 constant.
  • the wheel side control unit 13 may make the first DC voltage Vd1 constant.
  • the first AC voltage Va1 and the fundamental wave power factor of the current Ia1 of the wheel side coil 6 are set to 1.
  • the control signal CT1 may be generated.
  • the wheel side control unit 13 may adjust the period in which the first AC voltage Va1 is zero so that the fundamental wave power factor becomes 1.
  • the in-wheel motor system 1 can also be controlled by causing only the wheel side to function.
  • the wheel-side control unit 13 controls the switching of the switches G1 to G4 included in the wheel-side conversion unit 8 by using the first control signal CT1, so that the fluctuation of the electric power P can be made independent from the vehicle body side. It can be adjusted only on the wheel side.
  • the in-wheel motor system 1 is a wheel side current detector 15, the voltage detector 16, and vehicle body side current detection like FIG. A container 19 may be provided.
  • the wheel-side current detector 15 is, for example, a current sensor, detects the current Ia1 of the wheel-side coil 6, and outputs the detected value to the wheel-side control unit 13.
  • the wheel-side control unit 13 may detect the sign inversion of the current Ia1 of the wheel-side coil 6 and generate the first control signal CT1 according to the detected sign inversion information.
  • the voltage detector 16 is, for example, a voltage sensor, detects the first DC voltage Vd1, and outputs the detected value to the wheel side control unit 13.
  • the wheel side control unit 13 may generate the first control signal CT1 according to the difference between the detected value of the first DC voltage Vd1 and the target value of the first DC voltage Vd1.
  • the wheel-side control unit 13 may generate the first control signal CT1 in accordance with the rotational speed of the in-wheel motor 10 and the torque command value indicating the actual running state of the vehicle.
  • the wheel side control unit 13 may receive the rotation speed of the in-wheel motor 10 as the signal MRT and receive the torque command value from the vehicle body side as the control signal CTL.
  • the signal MRT is output from the load state detection unit (not shown) that detects the states of the motor conversion unit 9 and the in-wheel motor 10 to the wheel side control unit 13.
  • the vehicle body side control unit 14 may perform control to make the first DC voltage Vd1 constant instead of the wheel side control unit 13 or together with the wheel side control unit 13.
  • the vehicle body side control unit 14 may receive the signal MRT from the vehicle body side communication unit 18 and generate the second control signal CT2 according to the rotational speed of the in-wheel motor 10 and the torque command value.
  • the wheel side control unit 13 includes the signal MRT in the control signal CTL and wirelessly transmits the signal from the wheel side communication unit 17 to the vehicle body side communication unit 18.
  • the vehicle body side current detector 19 is, for example, a current sensor, detects the current Ia2 of the vehicle body side coil 5, and outputs the detected value to the vehicle body side control unit 14.
  • the vehicle body side control unit 14 determines the difference between the detection value of the vehicle body side current detector 19 (current Ia2 of the vehicle body side coil 5) and the current target value corresponding to the rotational speed and torque command value of the in-wheel motor 10.
  • the second control signal CT2 may be generated.
  • the in-wheel motor system 1 of the present embodiment includes a symmetrical configuration on the vehicle body side and the wheel side.
  • the vehicle body side conversion unit 3 and the wheel side conversion unit 8 have the same configuration. That is, the switches G11 to G14 correspond to the switches G1 to G4, respectively.
  • the configurations of the vehicle body side coil 5 and the wheel side coil 6 are the same, and the configurations of the vehicle body side resonance capacitor 4 and the wheel side resonance capacitor 7 are the same. That is, in the circuit configuration example of FIG. 1, there is a portion that is mirror-symmetric with respect to the virtual boundary line BD between the vehicle body side and the wheel side.
  • the in-wheel motor system 1 can transmit the power P with high efficiency not only when the in-wheel motor 10 is powered but also during regeneration.
  • the wheel side conversion unit 8 functions as an inverter and the vehicle body side conversion unit 3 functions as a converter, contrary to power running.
  • the same configuration of the vehicle body side conversion unit 3 and the wheel side conversion unit 8 means that the basic waveforms of the first control signal CT1 and the second control signal CT2 can be made the same. means. That is, it means that the wheel side control unit 13 and the vehicle body side control unit 14 can share the main part of the control.
  • FIG. 3 is an enlarged view of a part of the inside of the vehicle, and shows a vehicle body portion (left side of the paper) covered with a metal frame and one wheel (right side of the paper).
  • a unit P1 is disposed at a substantially central portion
  • a unit P2 is disposed on the wheel side of the unit P1.
  • a unit P3 is disposed in a portion close to the vehicle body
  • a unit P4 is disposed in a portion close to the wheel.
  • illustration of the battery 2 is abbreviate
  • the unit P2 in FIG. 3 is a vehicle body side coil 5
  • the unit P1 is a vehicle body side component excluding the vehicle body side coil 5 and the battery 2 (capacitor 12, vehicle body side conversion unit 3, vehicle body side resonance capacitor 4, vehicle body side A side control unit 14, a vehicle body side communication unit 18, and a vehicle body side current detector 19).
  • 3 is a wheel side coil 6
  • unit P4 is a wheel side component excluding the wheel side coil 6 (in-wheel motor 10, motor conversion unit 9, wheel side capacitor 11, wheel side conversion unit. 8, wheel side resonance capacitor 7, wheel side control unit 13, wheel side communication unit 17, wheel side current detector 15 and voltage detector 16).
  • the units P1 and P4 do not have to include all the constituent elements illustrated, but may include at least a part.
  • the in-wheel motor system 1 includes a symmetric configuration between the vehicle body side and the wheel side, which reduces the number of parts when mounted on the vehicle in a manner as shown in FIG.
  • the unit P2 that is the vehicle body side coil 5 and the unit P3 that is the wheel side coil 6 can be shared. This reduces the types of units and leads to increased production efficiency during mounting.
  • the first control signal is used for the control method of the wheel side control unit 13 and the vehicle body side control unit 14.
  • a detailed description will be given while showing waveforms of the CT1 and the second control signal CT2.
  • the shapes of the vehicle body side coil 5 and the wheel side coil 6 that are suitable for the in-wheel motor system 1 will also be described.
  • FIG. 4 is a partial configuration diagram of the in-wheel motor system 1 in which the power transmission unit 100 is replaced with an equivalent circuit.
  • the control method of the wheel side control part 13 and the vehicle body side control part 14 is demonstrated in detail using FIG.
  • the wheel side control unit 13, the vehicle body side control unit 14, and the communication unit 110 are not shown in FIG. 4, but these components are the same as those in FIG.
  • the vehicle body side conversion unit 3 and the motor conversion unit 9 are inverters, and the wheel side conversion unit 8 is a converter.
  • control is performed using a PWM signal as described later, and a voltage type inverter and converter are used. Therefore, for easy understanding, the vehicle body side conversion unit 3 is expressed as a voltage type PWM inverter, the wheel side conversion unit 8 is expressed as a voltage type PWM converter, and the motor conversion unit 9 is expressed as a three-phase voltage type PWM inverter.
  • the vehicle body side and the wheel side in FIG. 1 are expressed as a primary side and a secondary side in FIG. 4, respectively.
  • the power P is wirelessly transmitted from the primary side (that is, the vehicle body side). Then, the secondary side (that is, the wheel side) receives the electric power P.
  • the wheel side conversion unit 8 functions as an inverter, and the vehicle body side conversion unit 3 functions as a converter. Is omitted.
  • the power transmission unit 100 is replaced with an equivalent circuit composed of a resistor, a coil, and a capacitor.
  • the resistors are R 1 and R 2 resistance values
  • the coils are L m , L 1 -L m , L 2 -L m inductance values
  • the capacitors are C 1 and C 2 capacitance values, respectively.
  • the current Ia1 of the wheel side coil 6, the first AC voltage Va1, the current Ia2 of the vehicle body side coil 5, and the second AC voltage Va2 in FIG. 1 are represented by a current i conv and a voltage v, respectively.
  • conv , current i inv , and voltage v inv are represented by the wheel side capacitor 11 and the first DC voltage Vd1 in FIG. 1 .
  • the smoothing capacitor Cs and the DC link voltage Vdc respectively, in FIG.
  • the current i cin in FIG. 4 is a current flowing into the smoothing capacitor Cs, and the current I dc is a DC link current.
  • the battery 2, the capacitor 12, and the in-wheel motor 10 in FIG. 4 are the same as those in FIG.
  • the dotted line which surrounds the motor converter 9 and the in-wheel motor 10 in FIG. 4 means that these are handled as loads.
  • the voltage E of the battery 2 is converted into an alternating current having a resonance frequency by a primary-side voltage type PWM inverter (vehicle body side conversion unit 3).
  • the electric power P transmitted by the magnetic resonance coupling is converted into a direct current by the secondary side voltage type PWM converter (wheel side conversion unit 8).
  • the transmission power is controlled by controlling the duty ratio of the voltage type PWM converter and the voltage type PWM inverter by the first control signal CT1 and the second control signal CT2.
  • a three-phase voltage type PWM inverter (motor conversion unit 9) is used to drive the in-wheel motor 10 that is a load.
  • the DC link voltage V dc that is the input voltage constant.
  • the mounting space on the secondary side is particularly limited. Therefore, it is preferable that the DC link voltage V dc can be made constant only by controlling the voltage type PWM converter, for example, even when a load change occurs.
  • the duty ratio control will be described below after modeling the load and examining the equivalent circuit of the power transmission unit 100 in detail.
  • the load is modeled.
  • the fundamental wave power factor of the power receiving side rectifier circuit is 1 and there is no loss
  • the entire load including the rectifier circuit can be equivalently regarded as a pure resistance (load resistance). This is defined as equivalent load resistance RL .
  • load resistance RL is defined as equivalent load resistance RL .
  • the mechanical output Pm of the in-wheel motor 10 is expressed by the following formula (1).
  • ⁇ m is the motor efficiency
  • ⁇ inv is the inverter efficiency
  • I dc is the DC link current
  • the equivalent load resistance R L depends on the mechanical output Pm of the in-wheel motor 10.
  • the transfer function G io from the primary side voltage to the secondary side current is expressed by the following formula (3) by solving the voltage equation.
  • the coefficients are the following formulas (4) to (8), and the symbols (for example, L 1 -L m , C 1, etc.) represent the resistance value, the inductance value, and the capacitance value as described above.
  • the duty ratio of the primary side voltage type PWM inverter (vehicle body side conversion unit 3) and the secondary side voltage type PWM converter (wheel side conversion unit 8) and the DC link voltage Vdc will be described.
  • the voltage type PWM inverter and the voltage type PWM converter operate in the switching state of FIGS. 5A and 5B, respectively. That is, both the voltage type PWM inverter and the voltage type PWM converter perform switching of three levels (in the example of FIG. 5A, + E, 0 (zero), -E).
  • the duty ratio is defined as T p /(0.5T), which is the ratio of the pulse width T p to the half cycle 0.5T (see FIGS. 5A and 5B).
  • the waveform is a square wave with a voltage of ⁇ E and does not take a 0 (zero) state.
  • the fundamental wave amplitude V inv1 of the output voltage with respect to the duty ratio d inv can be obtained by the following formula (10) by Fourier series expansion.
  • the voltage-type PWM converter (wheel-side converter 8) operates in three switching modes that can be switched by the first control signal CT1 (see FIG. 1).
  • the three switching modes are indicated as mode1, mode2, and mode3, respectively.
  • the voltage type PWM inverter also has the second control signal CT2 (FIG. 1), in order to avoid redundant explanation, only the voltage-type PWM converter will be described in detail here.
  • FIG. 6A is an enlarged view of the voltage type PWM converter (wheel side conversion unit 8) of FIG. 4 and shows switches G1 to G4.
  • the three switching modes will be described with reference to FIG.
  • the first control signal CT1 (see FIG. 1) causes the voltage type PWM converter to operate in the first mode (mode1) by turning on the switch G1 and the switch G4.
  • the first control signal CT1 turns on the switch G2 and the switch G3 to operate the voltage type PWM converter in the second mode (mode 2).
  • the first mode and the second mode are modes in which a current is allowed to flow from the secondary coil to the smoothing capacitor Cs, and are connected to a load resistor.
  • the first control signal CT1 operates the voltage type PWM converter in the third mode (mode 3) by turning on the switch G2 and the switch G4.
  • the third mode is a short circuit state where the load resistance is zero.
  • the first control signal CT1 can adjust the period during which the voltage is zero by operating the voltage-type PWM converter in the third mode.
  • the load resistance is zero in the third mode. Therefore, the apparent load resistance varies depending on the ratio of the third mode. Therefore, an apparent load resistance R La according to the duty ratio d conv of the voltage-type PWM converter expressed by the following equation (11) is introduced.
  • the amplitude I conv of the input current of the voltage type PWM converter is expressed by the following equation (12), where ⁇ in is the driving angular frequency of the voltage type PWM inverter.
  • the transfer function G ioa is obtained by replacing the equivalent load resistance R L with the apparent load resistance R La .
  • the time constant of the first-order lag system of the smoothing capacitor Cs is sufficiently slow with respect to the driving frequency, the current i cin flowing into the smoothing capacitor Cs can be handled as an average value.
  • FIG. 6B is an enlarged view of the half period (0 to 0.5T) of FIG. 5B, and shows the average value of the current i cin flowing into the smoothing capacitor Cs. Since the current passes only in the section of the duty ratio d conv , that is, only in the first mode (or the second mode), the average current I Cave flowing into the smoothing capacitor Cs is expressed by the following formula (13).
  • the carrier signal is converted to the converter input current (current i conv ) so that the fundamental wave power factor at the input of the voltage type PWM converter (wheel side conversion unit 8) is 1. Need to synchronize.
  • the wheel side control unit 13 receives the current i conv detected by the wheel side current detector 15 (see FIG. 1). Then, as shown in FIG. 6A , the wheel-side control unit 13 may generate a PWM carrier with reference to the timing at which the current i conv is zero crossed .
  • the wheel side control unit 13 may detect the sign inversion of the current i conv and set the detected timing of the sign inversion as the zero cross point.
  • the stabilization control of the DC link voltage V dc will be studied focusing on the function sharing between the primary side and the secondary side.
  • a load power fluctuation load
  • the equivalent load resistance RL changes according to the power required by the load by keeping the DC link voltage V dc constant. Therefore, supply of necessary power is achieved by controlling the DC link voltage V dc to be constant.
  • the duty ratio of the voltage type PWM converter may be controlled, or the duty ratio of the voltage type PWM inverter may be controlled.
  • the in-wheel motor system 1 since the in-wheel motor system 1 performs information transmission between the primary side and the secondary side through the wireless communication by the communication unit 110, communication speed limitation and communication delay may occur. Therefore, in the in-wheel motor system 1, it is preferable to perform feedforward control with the primary-side voltage type PWM inverter and to perform feedback control with respect to the DC link voltage Vdc with the secondary-side voltage type PWM converter.
  • d convn be the nominal value of the duty ratio operated by the secondary side voltage type PWM converter (value when feedforward control by the primary side voltage type PWM inverter is ideal).
  • the command value d * inv of the duty ratio of the voltage type PWM inverter with respect to the target value V * dc of the DC link voltage is obtained from the equation (16) as the following equation (17).
  • the voltage-type PWM converter on the secondary side controls the DC link voltage V dc with two degrees of freedom using the dynamics of the smoothing capacitor Cs as a plant.
  • the secondary side voltage type PWM converter uses the transfer function from the current flowing into the smoothing capacitor Cs to the DC link voltage V dc represented by the equation (9), and uses the DC link voltage V dc in two degrees of freedom. Control the degree.
  • the transient characteristic of the equivalent circuit of the power transmission unit 100 is sufficiently faster than the response of the smoothing capacitor Cs, it can be ignored.
  • the equivalent load resistance RL the equivalent load resistance R * L is used, and the inductance value Lm is a nominal value.
  • the feedback controller of the wheel-side control unit 13 is arranged at the root of ⁇ p [rad / s] as PI control.
  • the feedforward controller of the wheel side control part 13 follows the following formula
  • the operation amount of the wheel side control unit 13 is an average current I * Cave flowing into the smoothing capacitor Cs, and the command value d * conv of the duty ratio is expressed by the following equation (22) from the equation (16).
  • FIG. 7A and FIG. 7B summarize the stabilization control of the DC link voltage V dc described above.
  • FIG. 7A shows the primary side control
  • FIG. 7B shows the secondary side control.
  • the vehicle body side control unit 14 obtains the mechanical output P * m of the in-wheel motor 10 and the target value V * dc of the DC link voltage, and the equation (2) and the above-mentioned
  • the equivalent load resistance R * L is determined based on at least one of the maps (tables).
  • the vehicle body side control unit 14 obtains a command value d * inv of the duty ratio of the voltage type PWM inverter according to the equation (17), and performs PWM control.
  • the voltage v inv is generated, and the current i conv flows to the secondary side.
  • the wheel-side control unit 13 acquires the target value V * dc of the DC link voltage, performs feedforward control according to the equation (21), and PI according to the equation (18). Take control. And the wheel side control part 13 calculates
  • the types of the vehicle body side coil 5 and the wheel side coil 6 of the in-wheel motor system 1 are not particularly limited, but the following shapes and materials are preferable. In the following, it is assumed that the vehicle body side coil 5 and the wheel side coil 6 have the same shape and material, and these are collectively referred to simply as a coil.
  • the shape of the coil may be, for example, a helical type or a flat type.
  • a flat type that is compact and hardly affected by surrounding objects is preferable.
  • litz wire is considered suitable for the coil wire from the viewpoint of heat resistance and reduction of skin effect.
  • the arrangement of the ferrite there are mainly considered a case where it is arranged on the front surface of the coil and a case where it is arranged on the back surface of the coil. According to some experiments, it was possible to increase the transmission efficiency of the power P by arranging the ferrite on the back surface of the coil. This is considered to be because a large mutual inductance can be obtained when ferrite is arranged on the back surface of the coil.
  • the in-wheel motor system 1 includes the power transmission unit 100 that uses a resonance phenomenon using a magnetic field. Since the power transmission unit 100 uses, for example, a magnetic field resonance coupling method, it is more resistant to displacement than the electromagnetic induction method. Therefore, even if the vehicle body side coil 5 and the wheel side coil 6 are displaced, the in-wheel motor 10 is driven stably. In addition, since the power transmission unit 100 using a resonance phenomenon using a magnetic field is provided, wireless transmission of power P from the road surface to the wheel side (power supply from the road surface) is also possible.

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Abstract

　送受信コイルの位置ずれが生じても安定してインホイールモータを駆動でき、路面からの給電も可能なインホイールモータシステムを提供する。　インホイールモータシステム１であって、磁界を用いた共振現象を利用した電力伝送部１００を備え、電力伝送部１００は、車体から車輪に内蔵されたインホイールモータ１０に電力Ｐを無線送信する。また、車体と車輪の間で通信する通信部１１０を備え、通信部１１０は、インホイールモータを駆動するための制御信号ＣＴＬを通信してもよい。

Description

インホイールモータシステム 関連出願へのクロスリファレンス
　本出願は、日本国特許出願２０１４−４５４７７号（２０１４年３月７日出願）の優先権を主張するものであり、当該出願の開示全体を、ここに参照のために取り込む。
　本発明は、電気自動車等のホイール内部に駆動源を配置するインホイールモータを制御するインホイールモータシステムに関するものである。
　電気自動車等において、ホイール内部に駆動源を配置するインホイールモータを備えることは、駆動力をタイヤに直接伝達できるため望ましい。従来、インホイールモータは車体側からワイヤ（有線）により電力が供給されることが一般的であった。
　電力の供給をワイヤレス（無線）化することでワイヤの切断リスクに対する信頼性の向上や路面からの給電への応用が期待できる。例えば、特許文献１は電磁誘導現象を利用した非接触式電磁給電部を備える車輪給電装置の技術について開示する。
特開２０１３−５５４４号公報
　しかし、インホイールモータはサスペンションの動きにより車体と相対変位するため、位置ずれ（具体的には送受信コイルのずれ）が生じる。電磁誘導現象を利用した非接触式電磁給電部では、位置ずれによって給電の効率が低下し、インホイールモータへ十分な給電を実行できない可能性が高い。また、同様の理由から、路面からの給電も実現が困難である。
　前記のような問題点に鑑みてなされた本発明の目的は、送受信コイルの位置ずれが生じても安定してインホイールモータを駆動でき、路面からの給電も可能なインホイールモータシステムを提供することにある。
　前記課題を解決するため、本発明に係るインホイールモータシステムは、磁界を用いた共振現象を利用した電力伝送部を備え、前記電力伝送部は、車体から車輪に内蔵されたインホイールモータに電力を無線送信する。
　また、本発明に係るインホイールモータシステムにおいて、前記車体と前記車輪の間で通信する通信部を備え、前記通信部は、前記インホイールモータを駆動するための制御信号を通信することが好ましい。
　また、本発明に係るインホイールモータシステムにおいて、前記インホイールモータと、力行時に第１の直流電圧を、前記インホイールモータを駆動するモータ用交流電圧に変換するモータ用変換部と、力行時に前記第１の直流電圧を平滑化する車輪側コンデンサと、力行時に車輪側コイルからの第１の交流電圧を前記第１の直流電圧に変換する車輪側変換部と、を備え、前記電力伝送部は、力行時に無線送信された電力を車輪側で受け取る前記車輪側コイルと、前記車輪側変換部と前記車輪側コイルの間に直列に挿入される車輪側共振コンデンサと、を備えることが好ましい。
　また、本発明に係るインホイールモータシステムにおいて、前記車輪側変換部が備えるスイッチの切り替えを、第１の制御信号で制御する車輪側制御部を備え、前記車輪側制御部は、前記第１の直流電圧を一定に制御するように前記第１の制御信号を生成することが好ましい。
　また、本発明に係るインホイールモータシステムにおいて、前記車輪側制御部は、前記第１の交流電圧と前記車輪側コイルの電流の基本波力率が１になるように前記第１の制御信号を生成することが好ましい。
　また、本発明に係るインホイールモータシステムにおいて、前記車輪側制御部は、前記第１の制御信号によって前記第１の交流電圧が零である期間を調整することが好ましい。
　また、本発明に係るインホイールモータシステムにおいて、前記車輪側変換部の電流を検出する車輪側電流検出器を備え、前記車輪側制御部は、前記車輪側電流検出器により前記車輪側変換部の電流の符号反転を検出し、検出した符号反転の情報に応じて前記第１の制御信号を生成することが好ましい。
　また、本発明に係るインホイールモータシステムにおいて、前記第１の直流電圧を検出する電圧検出器を備え、前記車輪側制御部は、前記電圧検出器の検出値と前記第１の直流電圧の目標値との差分に応じて前記第１の制御信号を生成することが好ましい。
　また、本発明に係るインホイールモータシステムにおいて、前記車輪側制御部は、前記インホイールモータの回転数およびトルク指令値に応じて、前記第１の制御信号を生成することが好ましい。
　また、本発明に係るインホイールモータシステムにおいて、力行時にバッテリからの第２の直流電圧を第２の交流電圧に変換して車体側コイルに出力する車体側変換部と、前記バッテリと、を備え、前記電力伝送部は、力行時に前記車体から電力を無線送信する前記車体側コイルと、前記車体側変換部と前記車体側コイルの間に直列に挿入される車体側共振コンデンサと、を備えることが好ましい。
　また、本発明に係るインホイールモータシステムにおいて、前記車体側変換部が備えるスイッチの切り替えを、前記通信部からの制御信号に応じて、第２の制御信号で制御する車体側制御部を備え、前記車体側制御部は、前記第１の直流電圧を一定に制御するように前記第２の制御信号を生成することが好ましい。
　また、本発明に係るインホイールモータシステムにおいて、前記車体側制御部は、前記インホイールモータの回転数およびトルク指令値に応じて、前記第２の制御信号を生成することが好ましい。
　また、本発明に係るインホイールモータシステムにおいて、前記車体側変換部の電流を検出する車体側電流検出器を備え、前記車体側制御部は、前記車体側電流検出器の検出値と前記インホイールモータの回転数およびトルク指令値に応じた電流目標値との差分に応じて、前記第２の制御信号を生成することが好ましい。
　また、本発明に係るインホイールモータシステムにおいて、前記インホイールモータの回生時に、前記車輪側変換部はインバータとして機能し、前記車体側変換部はコンバータとして機能することが好ましい。
　本発明に係るインホイールモータシステムによれば、送受信コイルの位置ずれが生じても安定してインホイールモータを駆動でき、路面からの給電も可能なインホイールモータシステムが提供される。
図１は、本実施形態のインホイールモータシステムの構成図である。 図２は、本実施形態のインホイールモータシステムが実行可能な電力送信を示す図である。 図３は、本実施形態のインホイールモータシステムの実装例を示す図である。 図４は、等価回路を用いたインホイールモータシステムの部分構成図である。 図５（Ａ）および図５（Ｂ）はＰＷＭインバータおよびＰＷＭコンバータのスイッチング状態を説明する図である。 図６（Ａ）および図６（Ｂ）はＰＷＭコンバータの平均通過電流を説明するための図である。 図７（Ａ）および図７（Ｂ）はＤＣリンク電圧安定化制御のブロック図である。
（全体構成）
　本発明に係るインホイールモータシステム１の実施形態について、図面を参照して説明する。インホイールモータシステム１は車輪を備える様々な移動体で使用可能であるが、本実施形態では車両に使用されているとして以下に説明する。図１は、本実施形態に係るインホイールモータシステム１の構成を示す図である。まず、図１を参照して、インホイールモータシステム１の概略として、電力伝送部１００と通信部１１０について説明する。
　インホイールモータシステム１は、車輪に内蔵されたモータであるインホイールモータ１０を備え、インホイールモータ１０を回転させることで車両を移動させる。インホイールモータシステム１は車両の車体側および車輪側に装備される。そして、インホイールモータシステム１は、車体側と車輪側との間で電力Ｐを無線で送受信する電力伝送部１００を備える。
　電力伝送部１００は、磁界を用いた共振現象を利用した方式を用いて無線で送電する。電力伝送部１００は、インホイールモータ１０の力行時に、必要な電力Ｐを車体側から車輪側へ無線送信できる。また、電力伝送部１００は、インホイールモータ１０の回生時（例えば車両の減速時等）に、回生電力を車輪側から車体側へと無線送信できる。インホイールモータシステム１は車両の車体側と車輪側との電力Ｐの送受信を、ワイヤ（有線）を使わずに無線で行うため、ワイヤの切断リスクに対する信頼性の向上が可能である。
　ここで、電力伝送部１００が用いる磁界を用いた共振現象を利用した方式は、車輪がサスペンションの動きにより車体と相対変位してもインホイールモータ１０へ十分な給電を実行できるものが選択される。例えば、一般に電磁共鳴方式または磁界共振結合方式と呼ばれる方式を選択することができる。磁界共振結合は、電磁誘導とは異なり、一次側（すなわち車体側）と二次側（すなわち車輪側）の共振周波数を同じにした回路トポロジーである。磁界共振結合方式は電磁誘導方式と比べて位置ずれ（図１の例では車体側コイル５と車輪側コイル６とのずれ）に強い。電磁誘導方式の場合、少しの位置ずれでも十分な電力Ｐの送信ができなくなる。一方、磁界共振結合方式は、コイルのＱ（図１の例では車体側コイル５および車輪側コイル６のＱ）が高ければ、結合係数が低下しても高い伝送効率で電力Ｐの送信ができることが知られている。
　電力伝送部１００が磁界を用いた共振現象を利用した方式を用いることにより、本発明に係るインホイールモータシステム１は、図２に示されるように、車体と車輪との間で電力Ｐの無線供給が可能であるだけでなく、路面から車輪側への電力Ｐの無線送信（路面からの給電）も可能である。図２の電源２１とコイル２０は路面に埋め込まれている。なお、電源２１、コイル２０の構成は、それぞれ後述するバッテリ２、車体側コイル５と同じであってもよい。また、図２の他の要素については図１と同じ符号を付しており、図１を参照して後述するので、ここでは言及しない。
　再び図１を参照する。インホイールモータシステム１は、車体側と車輪側との間でインホイールモータ１０を駆動するための制御信号ＣＴＬを無線で通信する通信部１１０を備える。通信部１１０は、例えば車輪側通信部１７と車体側通信部１８とを備え、それぞれが無線アンテナを有しており制御信号ＣＴＬを送受信できる。車輪側通信部１７、車体側通信部１８はそれぞれ後述する車輪側制御部１３、車体側制御部１４と接続されている。そのため、制御信号ＣＴＬによって、車体側制御部１４が例えば車輪側のインホイールモータ１０の回転数およびトルク指令値に応じた制御を実行することも可能である。なお、通信部１１０の無線通信の方式としては、例えばブルートゥース（Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標））、や無線ＬＡＮの規格等が用いられてもよい。
　ここで、インホイールモータシステム１の全体構成の詳細について説明するが、以下において回生時との明記がなければ、インホイールモータ１０の力行時であることを前提とした説明である。図１に示されるように、インホイールモータシステム１は、インホイールモータ１０と、第１の直流電圧Ｖｄ１をインホイールモータ１０を駆動するモータ用交流電圧に変換するモータ用変換部９と、第１の直流電圧Ｖｄ１を平滑化する車輪側コンデンサ１１と、車輪側コイル６からの第１の交流電圧Ｖａ１を第１の直流電圧Ｖｄ１に変換する車輪側変換部８と、バッテリ２からの第２の直流電圧Ｖｄ２を第２の交流電圧Ｖａ２に変換して車体側コイル５に出力する車体側変換部３と、バッテリ２と、を備える。また、車体側にバッテリ２と並列にコンデンサ１２が備えられてもよい。コンデンサ１２は車輪側コンデンサ１１に対応し、第２の直流電圧Ｖｄ２の安定化のために設けられる。また、インホイールモータ１０の電力伝送部１００は、無線送信された電力Ｐを車輪側で受け取る車輪側コイル６と、車輪側変換部８と車輪側コイル６の間に直列に挿入される車輪側共振コンデンサ７と、車体から電力Ｐを無線送信する車体側コイル５と、車体側変換部３と車体側コイル５の間に直列に挿入される車体側共振コンデンサ４と、を備える。なお、車体側コイル５、車輪側コイル６はアンテナとも呼ばれる。また、図１の例では、モータ用変換部９は絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成された三相電圧型インバータであるが、このような構成に限定されるものではない。
　本実施形態において、インホイールモータシステム１の車輪側変換部８は、フルブリッジの４つのスイッチＧ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４（以下、スイッチＧ１~Ｇ４と表記する）で構成される。また、車体側変換部３も、車輪側変換部８と同様に、フルブリッジの４つのスイッチＧ１１、Ｇ１２、Ｇ１３、Ｇ１４（以下、スイッチＧ１１~Ｇ１４と表記する）で構成される。インホイールモータシステム１は、車輪側変換部８が備えるスイッチＧ１~Ｇ４の切り替えを第１の制御信号ＣＴ１で制御する車輪側制御部１３を備える。また、インホイールモータシステム１は、車体側変換部３が備えるスイッチＧ１１~Ｇ１４の切り替えを第２の制御信号ＣＴ２で制御する車体側制御部１４を備える。スイッチＧ１~Ｇ４、スイッチＧ１１~Ｇ１４は、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタであってもよいが、これに限定されるものではない。
　図１に示されるように、インホイールモータシステム１の前記の構成要素は、車体側または車輪側に区分される。具体的には、バッテリ２、コンデンサ１２、車体側変換部３、車体側共振コンデンサ４、車体側コイル５、車体側制御部１４、および車体側通信部１８は車体側に配置される。そして、インホイールモータ１０、モータ用変換部９、車輪側コンデンサ１１、車輪側変換部８、車輪側共振コンデンサ７、車輪側コイル６、車輪側制御部１３、および車輪側通信部１７は車輪側に配置される。電力Ｐを送受信する車体側コイル５と車輪側コイル６との間にワイヤ（有線）による接続はなく、また、制御信号ＣＴＬを送受信する車輪側通信部１７と車体側通信部１８との間にもワイヤ（有線）による接続はない。よって、前記のようにワイヤの切断リスクに対する信頼性の向上が可能であり、路面からの給電も可能である（図２参照）。
　車輪側制御部１３、車体側制御部１４は、第１の直流電圧Ｖｄ１を一定に制御するように、それぞれ第１の制御信号ＣＴ１、第２の制御信号ＣＴ２を生成する。第１の制御信号ＣＴ１、第２の制御信号ＣＴ２の詳細については後述する。
　磁界共振結合方式による電力Ｐの無線送信では負荷（モータ用変換部９およびインホイールモータ１０）の変動や送受電コイル（車体側コイル５および車輪側コイル６）の相対変位に対して二次側、すなわち車輪側の電圧および電流が変動することが知られている。これに対し、インホイールモータ１０を駆動する電圧型のインバータであるモータ用変換部９においては一般にＤＣリンク電圧、すなわち第１の直流電圧Ｖｄ１が一定に保たれる必要がある。そのため、車輪側制御部１３、車体側制御部１４は、適切な第１の制御信号ＣＴ１、第２の制御信号ＣＴ２を生成して、第１の直流電圧Ｖｄ１を一定にする。なお、車輪側制御部１３、車体側制御部１４の少なくとも一方が、第１の直流電圧Ｖｄ１を一定にする制御を実行すればよい。
　例えば、車輪側制御部１３が、第１の直流電圧Ｖｄ１を一定にするために、第１の交流電圧Ｖａ１と車輪側コイル６の電流Ｉａ１の基本波力率が１になるように第１の制御信号ＣＴ１を生成してもよい。このとき、車輪側制御部１３は、第１の交流電圧Ｖａ１が零である期間を調整し、前記の基本波力率が１になるようにしてもよい。
　なお、インホイールモータシステム１は、車輪側のみを機能させて制御することも可能である。後述するように、車輪側制御部１３は、第１の制御信号ＣＴ１によって車輪側変換部８が備えるスイッチＧ１~Ｇ４の切り替えを制御することにより、電力Ｐの変動を、車体側から独立して車輪側のみで調整することができる。
　また、車輪側制御部１３、車体側制御部１４の前記の制御に用いるために、インホイールモータシステム１は、図１のように車輪側電流検出器１５、電圧検出器１６、車体側電流検出器１９を備えていてもよい。車輪側電流検出器１５は、例えば電流センサーであって、車輪側コイル６の電流Ｉａ１を検出し、検出値を車輪側制御部１３に出力する。車輪側制御部１３は、車輪側コイル６の電流Ｉａ１の符号反転を検出し、検出した符号反転の情報に応じて第１の制御信号ＣＴ１を生成してもよい。
　また、電圧検出器１６は、例えば電圧センサーであって、第１の直流電圧Ｖｄ１を検出し、検出値を車輪側制御部１３に出力する。車輪側制御部１３は、第１の直流電圧Ｖｄ１の検出値と、第１の直流電圧Ｖｄ１の目標値との差分に応じて第１の制御信号ＣＴ１を生成してもよい。ここで、車輪側制御部１３は、車両の実際の走行状態等を示すインホイールモータ１０の回転数およびトルク指令値に応じて第１の制御信号ＣＴ１を生成してもよい。このとき、車輪側制御部１３は、インホイールモータ１０の回転数を信号ＭＲＴとして受け取り、車体側からのトルク指令値を制御信号ＣＴＬとして受け取ってもよい。なお、信号ＭＲＴは、モータ用変換部９およびインホイールモータ１０の状態を検出する負荷状態検出部（不図示）から車輪側制御部１３へと出力される。
　ここで、前記のように、車体側制御部１４が車輪側制御部１３に代わって、または車輪側制御部１３とともに第１の直流電圧Ｖｄ１を一定にする制御を行ってもよい。例えば、車体側制御部１４は、車体側通信部１８から信号ＭＲＴを受け取って、インホイールモータ１０の回転数およびトルク指令値に応じて、第２の制御信号ＣＴ２を生成してもよい。このとき、車輪側制御部１３は、制御信号ＣＴＬに信号ＭＲＴを含めて、車輪側通信部１７から車体側通信部１８へと無線送信させる。
　また、車体側電流検出器１９は、例えば電流センサーであって、車体側コイル５の電流Ｉａ２を検出し、検出値を車体側制御部１４に出力する。車体側制御部１４は、車体側電流検出器１９の検出値（車体側コイル５の電流Ｉａ２）とインホイールモータ１０の回転数およびトルク指令値に応じた電流目標値との差分に応じて、第２の制御信号ＣＴ２を生成してもよい。
　ここで、本実施形態のインホイールモータシステム１は、車体側と車輪側とで対称的な構成を含む。例えば、車体側変換部３と車輪側変換部８とは構成が同じである。つまり、スイッチＧ１１~Ｇ１４は、それぞれスイッチＧ１~Ｇ４に対応する。また、電力伝送部１００において、車体側コイル５と車輪側コイル６の構成が同じであり、車体側共振コンデンサ４と車輪側共振コンデンサ７の構成が同じである。つまり、図１の回路構成例では、車体側と車輪側との仮想境界線ＢＤに対して鏡対称になっている部分がある。このような構成により、インホイールモータシステム１は、インホイールモータ１０の力行時だけでなく、回生時にも高い効率で電力Ｐの送信が可能である。ここで、インホイールモータ１０の回生時には、力行時とは逆に、車輪側変換部８はインバータとして機能し、車体側変換部３はコンバータとして機能する。
　また、インホイールモータシステム１において、車体側変換部３と車輪側変換部８の構成が同じであることは、第１の制御信号ＣＴ１と第２の制御信号ＣＴ２の基本波形を同じにできることを意味する。つまり、車輪側制御部１３と車体側制御部１４とが制御の主要部分を共通化できることを意味する。
　以上に説明したインホイールモータシステム１の構成要素は、例えば図３に示すような態様で車両に実装される。図３は、車両の内部の一部を拡大した図であり、金属の枠で覆われた車体部分（紙面左側）と１つの車輪（紙面右側）とが示されている。車体部分には、ほぼ中央部分にユニットＰ１が配置され、ユニットＰ１より車輪側にユニットＰ２が配置されている。また、車輪側には、車体に近い部分にユニットＰ３が配置され、車輪に近い部分にユニットＰ４が配置されている。なお、図３ではバッテリ２の図示を省略している。
　ここで、図３のユニットＰ２は車体側コイル５であり、ユニットＰ１は車体側コイル５とバッテリ２を除く車体側の構成要素（コンデンサ１２、車体側変換部３、車体側共振コンデンサ４、車体側制御部１４、車体側通信部１８および車体側電流検出器１９）を含む。また、図３のユニットＰ３は車輪側コイル６であり、ユニットＰ４は車輪側コイル６を除く車輪側の構成要素（インホイールモータ１０、モータ用変換部９、車輪側コンデンサ１１、車輪側変換部８、車輪側共振コンデンサ７、車輪側制御部１３、車輪側通信部１７、車輪側電流検出器１５および電圧検出器１６）を含む。なお、ユニットＰ１、ユニットＰ４は例示した全ての構成要素を含まないといけないわけではなく、少なくとも一部を含めばよい。
　ここで、前記のように、インホイールモータシステム１が車体側と車輪側とで対称的な構成を含むことは、図３に示すような態様で車両に実装される場合に部品点数の削減やユニットの共通化につながる。例えば、車体側コイル５であるユニットＰ２と、車輪側コイル６であるユニットＰ３とを共通化することが可能である。このことは、ユニットの種類を削減することとなり、実装時の生産効率を高めることにつながる。
　以上のように図１~図３を参照しながらインホイールモータシステム１の全体構成を説明したが、以下では、車輪側制御部１３、車体側制御部１４の制御手法について、第１の制御信号ＣＴ１、第２の制御信号ＣＴ２の波形等を示しながら詳細に説明する。また、インホイールモータシステム１に適している車体側コイル５、車輪側コイル６の形状等についても説明する。
（制御手法の詳細）
　図４は、電力伝送部１００を等価回路に置き換えたインホイールモータシステム１の部分構成図である。以下では、図４を用いて、車輪側制御部１３、車体側制御部１４の制御手法について詳細に説明する。なお、見やすさのために、図４では車輪側制御部１３、車体側制御部１４および通信部１１０の図示を省略しているが、これらの構成要素については図１と同じである。
　ここでは、インホイールモータ１０の力行時の動作を説明する。車体側変換部３、モータ用変換部９はインバータ、車輪側変換部８はコンバータである。ここで、図４の例では、後述するようにＰＷＭ信号を用いて制御を行い、電圧型のインバータ、コンバータを用いる。よって、説明をわかりやすくするため、車体側変換部３を電圧型ＰＷＭインバータ、車輪側変換部８を電圧型ＰＷＭコンバータ、モータ用変換部９を三相電圧型ＰＷＭインバータと表現する。また、図１の車体側、車輪側を図４ではそれぞれ一次側、二次側と表現する。インホイールモータ１０の力行時には、一次側（すなわち車体側）から電力Ｐが無線送信される。そして、二次側（すなわち車輪側）が電力Ｐを受け取る。なお、インホイールモータ１０の回生時には、車輪側変換部８はインバータ、車体側変換部３はコンバータとして機能するが、車輪側制御部１３、車体側制御部１４の制御手法は同じであるため説明を省略する。
　図４では、電力伝送部１００は抵抗、コイル、コンデンサで構成される等価回路に置き換えている。この等価回路において、抵抗はそれぞれＲ１、Ｒ２の抵抗値、コイルはそれぞれ、Ｌｍ、Ｌ１−Ｌｍ、Ｌ２−Ｌｍのインダクタンス値、コンデンサはそれぞれＣ１、Ｃ２の容量値を有する。
　また、説明をわかりやすくするため、図１における車輪側コイル６の電流Ｉａ１、第１の交流電圧Ｖａ１、車体側コイル５の電流Ｉａ２、第２の交流電圧Ｖａ２は、それぞれ電流ｉｃｏｎｖ、電圧ｖｃｏｎｖ、電流ｉｉｎｖ、電圧ｖｉｎｖと言い換えている。また、図１における車輪側コンデンサ１１、第１の直流電圧Ｖｄ１も、図４において、それぞれ平滑コンデンサＣｓ、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃと言い換えている。
　図４の電流ｉｃｉｎは平滑コンデンサＣｓに流れ込む電流であり、電流ＩｄｃはＤＣリンク電流である。なお、図４におけるバッテリ２、コンデンサ１２、インホイールモータ１０については図１と同じであり説明を省略する。また、図４でモータ用変換部９とインホイールモータ１０とを囲む点線は、これらが負荷として扱われることを意味する。
　図４に示されるインホイールモータシステム１において、まず、バッテリ２の電圧Ｅは、一次側の電圧型ＰＷＭインバータ（車体側変換部３）により共振周波数の交流に変換される。磁界共振結合により伝送された電力Ｐは二次側の電圧型ＰＷＭコンバータ（車輪側変換部８）で直流に変換される。インホイールモータシステム１では、第１の制御信号ＣＴ１、第２の制御信号ＣＴ２によって、電圧型ＰＷＭコンバータ、電圧型ＰＷＭインバータのデューティー比を制御することで伝送電力を制御する。負荷であるインホイールモータ１０の駆動には三相電圧型ＰＷＭインバータ（モータ用変換部９）を用いる。したがって、その入力電圧であるＤＣリンク電圧Ｖｄｃを一定に保つ必要がある。ここで、インホイールモータシステム１においては、特に二次側の搭載スペースが限られている。そのため、負荷変動が生じた場合でも、例えば電圧型ＰＷＭコンバータの制御のみでＤＣリンク電圧Ｖｄｃを一定にできることが好ましい。以下に、負荷をモデル化し、電力伝送部１００の等価回路について詳細に検討した上で、前記のデューティー比の制御について説明する。
　まず、負荷についてモデル化する。一般に、受電側整流回路の基本波力率が１で損失がないと仮定すると、等価的に、整流回路を含めた負荷全体を純抵抗（負荷抵抗）とみなせることが知られている。これを等価負荷抵抗ＲＬと定義する。三相電圧型ＰＷＭインバータで駆動されるインホイールモータ１０の負荷に関して、インホイールモータ１０の機械出力Ｐｍは以下の式（１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　ここで、ηｍはモータ効率、ηｉｎｖはインバータ効率、ＩｄｃはＤＣリンク電流である。
　式（１）で等価負荷抵抗ＲＬを用いると以下の式（２）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが一定に保たれている場合、等価負荷抵抗ＲＬはインホイールモータ１０の機械出力Ｐｍに依存する。等価負荷抵抗ＲＬを導入することで、負荷（モータ用変換部９、インホイールモータ１０）を純抵抗負荷と同様の解析手法で取り扱うことができる。
　次に、電力伝送部１００の等価回路について詳細に検討する。この等価回路において、一次側電圧から二次側電流への伝達関数Ｇｉｏはそれぞれ電圧方程式を解くことにより以下の式（３）で表される。ここで、各係数は以下の式（４）~式（８）であり、その記号（例えばＬ１−Ｌｍ、Ｃ１など）は前記のように抵抗値、インダクタンス値、容量値を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　共振周波数におけるゲインに比べ高調波成分のゲインは十分に小さいため、以下では基本波である共振周波数成分のみに着目する。ここで、平滑コンデンサＣｓのダイナミクスについて検討する。平滑コンデンサＣｓ（図１の車輪側コンデンサ１１）に流れ込む電流ｉｃｉｎから等価負荷抵抗ＲＬの端子電圧（ＤＣリンク電圧Ｖｄｃ）までの伝達関数は、以下の式（９）のように一次遅れ系で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　以下では、一次側の電圧型ＰＷＭインバータ（車体側変換部３）、二次側の電圧型ＰＷＭコンバータ（車輪側変換部８）のデューティー比とＤＣリンク電圧Ｖｄｃの関係について説明する。電圧型ＰＷＭインバータ、電圧型ＰＷＭコンバータはそれぞれ図５（Ａ）、図５（Ｂ）のスイッチング状態で動作する。つまり、電圧型ＰＷＭインバータ、電圧型ＰＷＭコンバータはともに３レベル（図５（Ａ）の例では、＋Ｅ、０（零）、−Ｅ）のスイッチングをする。ここで、デューティー比を半周期０．５Ｔに対するパルス幅Ｔｐの比であるＴｐ／（０．５Ｔ）と定義する（図５（Ａ）、図５（Ｂ）参照）。例えば、一次側の電圧型ＰＷＭインバータにおいてデューティー比が１．０である場合、波形は電圧が±Ｅの矩形波になり、０（零）の状態をとらない。
　電圧型ＰＷＭインバータについて基本波のみに着目すると、デューティー比ｄｉｎｖに対する、その出力電圧の基本波振幅Ｖｉｎｖ１はフーリエ級数展開により以下の式（１０）で求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ここで、図５（Ｂ）に示されるように、電圧型ＰＷＭコンバータ（車輪側変換部８）は第１の制御信号ＣＴ１（図１参照）によって切り替え可能な３つのスイッチングモードで動作する。図５（Ｂ）では３つのスイッチングモードは、それぞれｍｏｄｅ１、ｍｏｄｅ２、ｍｏｄｅ３と示されている。なお、前記のように電圧型ＰＷＭコンバータ（車輪側変換部８）と電圧型ＰＷＭインバータ（車体側変換部３）とは同じ構成であるため、電圧型ＰＷＭインバータも第２の制御信号ＣＴ２（図１参照）によって３つのスイッチングモードで動作させることができるが、重複説明回避のために、ここでは電圧型ＰＷＭコンバータについてのみ詳細に説明する。
　図６（Ａ）は、図４の電圧型ＰＷＭコンバータ（車輪側変換部８）の部分を拡大してスイッチＧ１~Ｇ４を示した図である。図６（Ａ）を参照して３つのスイッチングモードについて説明する。第１の制御信号ＣＴ１（図１参照）は、スイッチＧ１およびスイッチＧ４をオン状態とすることで電圧型ＰＷＭコンバータを第１モード（ｍｏｄｅ１）で動作させる。また、第１の制御信号ＣＴ１は、スイッチＧ２およびスイッチＧ３をオン状態とすることで電圧型ＰＷＭコンバータを第２モード（ｍｏｄｅ２）で動作させる。第１モードおよび第２モードは、二次側のコイルから平滑コンデンサＣｓに電流を流入させるモードであり、負荷抵抗に接続された状態である。一方、第１の制御信号ＣＴ１は、スイッチＧ２およびスイッチＧ４をオン状態とすることで電圧型ＰＷＭコンバータを第３モード（ｍｏｄｅ３）で動作させる。第３モードは、短絡状態であって、負荷抵抗がゼロの状態である。第１の制御信号ＣＴ１は、電圧型ＰＷＭコンバータを第３モードで動作させることで、電圧が零である期間を調整することが可能である。
　第１モードおよび第２モードと異なり、第３モードでは負荷抵抗がゼロとなる。そのため、第３モードの割合によってみかけの負荷抵抗が変動する。そこで、下記の式（１１）で示される、電圧型ＰＷＭコンバータのデューティー比ｄｃｏｎｖに応じた、みかけの負荷抵抗ＲＬａを導入する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　電圧型ＰＷＭコンバータの入力電流の振幅Ｉｃｏｎｖは、電圧型ＰＷＭインバータの駆動角周波数をωｉｎとすると下記の式（１２）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　ただし、伝達関数Ｇｉｏａは、等価負荷抵抗ＲＬをみかけの負荷抵抗ＲＬａで置き換えたものである。ここで、平滑コンデンサＣｓの一次遅れ系の時定数が駆動周波数に対して十分遅い場合、平滑コンデンサＣｓに流れ込む電流ｉｃｉｎは平均値で取り扱うことができる。
　ここで、図６（Ｂ）は、図５（Ｂ）の半周期（０~０．５Ｔ）を拡大して、平滑コンデンサＣｓに流れ込む電流ｉｃｉｎの平均値を重ねて示したものである。デューティー比ｄｃｏｎｖの区間のみ、つまり、第１モード（または第２モード）でのみ電流が通過するため、平滑コンデンサＣｓに流れ込む平均電流ＩＣａｖｅは下記の式（１３）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　式（１０）および式（１２）を用いて、式（１３）を再度計算すると、下記の式（１４）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　従って、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの定常値は、下記の式（１５）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ここで、式（１５）のＲＬ｜Ｇｉｏａ（ｊωｉｎ）｜の項において、負荷変動やコイル相対変位により動的に変化するのは、等価負荷抵抗ＲＬ、電圧型ＰＷＭコンバータのデューティー比ｄｃｏｎｖおよび電力伝送部１００のコイルのインダクタンス値のＬｍである。そこで、これをＫ（ＲＬ、Ｌｍ、ｄｃｏｎｖ）に置き換えると下記の式（１６）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　スイッチング信号（第１の制御信号ＣＴ１）の生成においては、電圧型ＰＷＭコンバータ（車輪側変換部８）の入力における基本波力率を１とするためキャリア信号をコンバータ入力電流（電流ｉｃｏｎｖ）と同期させる必要がある。その手法として、車輪側制御部１３は、車輪側電流検出器１５（図１参照）によって検出された電流ｉｃｏｎｖを受け取る。そして、図６（Ａ）に示すように、車輪側制御部１３は、電流ｉｃｏｎｖがゼロクロス（ｚｅｒｏ　ｃｒｏｓｓ）するタイミングを基準としてＰＷＭキャリア（ｃａｒｒｉｅｒ）を生成すればよい。なお、電流ｉｃｏｎｖのゼロクロス点を検出する具体的な手法として、車輪側制御部１３は、電流ｉｃｏｎｖの符号反転を検出し、検出した符号反転のタイミングをゼロクロス点とすればよい。
　次に、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの安定化制御について、一次側と二次側の機能分担を中心に検討する。インホイールモータ１０のように電力が変動する負荷（電力変動負荷）への電力伝送では、負荷が必要な電力を瞬時に供給する必要がある。ここで負荷として電圧型インバータを含む場合、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃを一定に保つことで、負荷が必要とする電力に応じて等価負荷抵抗ＲＬが変化する。そのため、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃを一定に保つように制御することで必要な電力の供給が達成される。ここで、インホイールモータシステム１では、前記のように、電圧型ＰＷＭコンバータのデューティー比を制御してもよいし、電圧型ＰＷＭインバータのデューティー比を制御してもよい。つまり、一次側でも二次側でも制御できるという２つの制御自由度を有している。しかし、インホイールモータシステム１は、一次側と二次側の間の情報伝達を通信部１１０によって無線通信で行うため、通信速度の制限、通信の遅延が生じ得る。そこで、インホイールモータシステム１では、一次側の電圧型ＰＷＭインバータでフィードフォワード制御をし、二次側の電圧型ＰＷＭコンバータでＤＣリンク電圧Ｖｄｃについてフィードバック制御をすることが好ましい。
　まず、一次側の電圧型ＰＷＭインバータでのフィードフォワード制御について説明する。モータの角速度が無線通信により取得可能でモータのトルク応答が指令値に対して十分速い場合、式（２）よりインホイールモータ１０の機械出力Ｐ＊ｍとＤＣリンク電圧の目標値Ｖ＊ ｄｃから等価負荷抵抗Ｒ＊ Ｌが決まる。実際にはインホイールモータ１０、三相電圧型インバータの効率特性を考慮する必要があるため、あらかじめインホイールモータ１０の機械出力Ｐ＊ｍに対する等価負荷抵抗Ｒ＊ Ｌのマップ（テーブル）を用意することが好ましい。このとき、前記のインダクタンス値のＬｍ（相互インダクタンス）はノミナル値を用いてもよい。
　ここで、一次側から送る電力Ｐは二次側でフィードバック制御を行なう余地を持たせる。二次側の電圧型ＰＷＭコンバータで操作されるデューティー比のノミナル値（一次側の電圧型ＰＷＭインバータでのフィードフォワード制御が理想的である場合の値）をｄｃｏｎｖｎとする。このとき、ＤＣリンク電圧の目標値Ｖ＊ ｄｃに対する電圧型ＰＷＭインバータのデューティー比の指令値ｄ＊ ｉｎｖは式（１６）より以下の式（１７）のように求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　一方、二次側の電圧型ＰＷＭコンバータは、平滑コンデンサＣｓのダイナミクスをプラントとしてＤＣリンク電圧Ｖｄｃを二自由度制御する。つまり、二次側の電圧型ＰＷＭコンバータは、式（９）で表される、平滑コンデンサＣｓに流入する電流からＤＣリンク電圧Ｖｄｃへの伝達関数を用いて、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃを二自由度制御する。ここで、電力伝送部１００を等価回路の過渡特性は平滑コンデンサＣｓの応答に比べ十分に速いので無視することができる。また、等価負荷抵抗ＲＬとしては、前記の等価負荷抵抗Ｒ＊ Ｌを用いて、前記のインダクタンス値のＬｍはノミナル値を用いる。例えば、車輪側制御部１３のフィードバックコントローラはＰＩ制御として、−ｐ［ｒａｄ／ｓ］の重根に極配置する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　また、車輪側制御部１３のフィードフォワードコントローラは、逆プラントとカットオフ周波数ωｃ［ｒａｄ／ｓ］のローパスフィルタにより下記の式（２１）に従う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　車輪側制御部１３の操作量は平滑コンデンサＣｓに流れ込む平均電流Ｉ＊ Ｃａｖｅであり、デューティー比の指令値ｄ＊ ｃｏｎｖは式（１６）より下記の式（２２）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　図７（Ａ）、図７（Ｂ）は、以上に説明したＤＣリンク電圧Ｖｄｃの安定化制御についてまとめたものである。図７（Ａ）は一次側の制御を、図７（Ｂ）は二次側の制御を表している。まず、図７（Ａ）のように、車体側制御部１４は、インホイールモータ１０の機械出力Ｐ＊ｍ、ＤＣリンク電圧の目標値Ｖ＊ ｄｃを取得して、式（２）と前記のマップ（テーブル）の少なくとも一方に基づいて等価負荷抵抗Ｒ＊ Ｌを決定する。その後、車体側制御部１４は、式（１７）に従って電圧型ＰＷＭインバータのデューティー比の指令値ｄ＊ ｉｎｖを求めて、ＰＷＭ制御を行う。このとき、電圧ｖｉｎｖが生成されて、二次側に電流ｉｃｏｎｖが流れることになる。
　また、図７（Ｂ）のように、車輪側制御部１３は、ＤＣリンク電圧の目標値Ｖ＊ ｄｃを取得して、式（２１）に従ってフィードフォワード制御を行うとともに、式（１８）に従ってＰＩ制御を行う。そして、車輪側制御部１３は、式（２２）に従って電圧型ＰＷＭコンバータのデューティー比の指令値ｄ＊ ｃｏｎｖを求めて、ＰＷＭ制御を行う。そして、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃが生成され、その値はフィードバックされる。
（コイルの形状と材質）
　インホイールモータシステム１の車体側コイル５、車輪側コイル６は、その種類が特に限定されるものではないが、以下のような形状、材質が好ましい。なお、以下では車体側コイル５、車輪側コイル６は同じ形状、材質であるとし、これらをまとめて単にコイルという。
　まず、コイルの形状は例えばヘリカル型やフラット型が考えられるが、送受電コイルの搭載スペースが図３のように限られているため、コンパクトで周囲物体の影響を受けにくいフラット型が好ましい。
　また、コイルの線材には耐熱性や表皮効果の低減の観点から例えばリッツ線が適していると考えられる。ここで、漏れ磁束を低減するために、コイルにはフェライトを挿入することが好ましい。フェライトの配置としては、コイルの前面に配置する場合とコイルの背面に配置する場合が主に考えられる。いくつかの実験によると、コイルの背面にフェライトを配置することで、電力Ｐの送信の効率を高めることができた。これは、コイルの背面にフェライトを配置した場合に、大きな相互インダクタンスを得られるからだと考えられる。
　以上のように、本実施形態に係るインホイールモータシステム１は、磁界を用いた共振現象を利用した電力伝送部１００を備える。電力伝送部１００は、例えば磁界共振結合方式を用いるため、電磁誘導方式と比べて位置ずれに強い。そのため、車体側コイル５と車輪側コイル６とのずれが生じても安定してインホイールモータ１０が駆動される。また、磁界を用いた共振現象を利用した電力伝送部１００を備えるため、路面から車輪側への電力Ｐの無線送信（路面からの給電）も可能である。
　本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。
１　　　インホイールモータシステム
２　　　バッテリ
３　　　車体側変換部
４　　　車体側共振コンデンサ
５　　　車体側コイル
６　　　車輪側コイル
７　　　車輪側共振コンデンサ
８　　　車輪側変換部
９　　　モータ用変換部
１０　　インホイールモータ
１１　　車輪側コンデンサ
１２　　コンデンサ
１３　　車輪側制御部
１４　　車体側制御部
１５　　車輪側電流検出器
１６　　電圧検出器
１７　　車輪側通信部
１８　　車体側通信部
１９　　車体側電流検出器
２０　　コイル
２１　　電源
１００　電力伝送部
１１０　通信部

Claims (14)

  1. 　磁界を用いた共振現象を利用した電力伝送部を備え、
    　前記電力伝送部は、車体から車輪に内蔵されたインホイールモータに電力を無線送信するインホイールモータシステム。
  2. 　前記車体と前記車輪の間で通信する通信部を備え、
    　前記通信部は、前記インホイールモータを駆動するための制御信号を無線で通信する、請求項１に記載のインホイールモータシステム。
  3. 　前記インホイールモータと、
    　力行時に第１の直流電圧を、前記インホイールモータを駆動するモータ用交流電圧に変換するモータ用変換部と、
    　力行時に前記第１の直流電圧を平滑化する車輪側コンデンサと、
    　力行時に車輪側コイルからの第１の交流電圧を前記第１の直流電圧に変換する車輪側変換部と、を備え、
    　前記電力伝送部は、
    　力行時に無線送信された電力を車輪側で受け取る前記車輪側コイルと、
    　前記車輪側変換部と前記車輪側コイルの間に直列に挿入される車輪側共振コンデンサと、
    を備える、請求項２に記載のインホイールモータシステム。
  4. 　前記車輪側変換部が備えるスイッチの切り替えを、第１の制御信号で制御する車輪側制御部を備え、
    　前記車輪側制御部は、
    　前記第１の直流電圧を一定に制御するように前記第１の制御信号を生成する、請求項３に記載のインホイールモータシステム。
  5. 　前記車輪側制御部は、
    　前記第１の交流電圧と前記車輪側コイルの電流の基本波力率が１になるように前記第１の制御信号を生成する、請求項４に記載のインホイールモータシステム。
  6. 　前記車輪側制御部は、
    　前記第１の制御信号によって前記第１の交流電圧が零である期間を調整する、請求項４または５に記載のインホイールモータシステム。
  7. 　前記車輪側変換部の電流を検出する車輪側電流検出器を備え、
    　前記車輪側制御部は、
    　前記車輪側電流検出器により前記車輪側コイルの電流の符号反転を検出し、検出した符号反転の情報に応じて前記第１の制御信号を生成する、請求項４または５に記載のインホイールモータシステム。
  8. 　前記第１の直流電圧を検出する電圧検出器を備え、
    　前記車輪側制御部は、
    　前記電圧検出器の検出値と前記第１の直流電圧の目標値との差分に応じて前記第１の制御信号を生成する、請求項４または５に記載のインホイールモータシステム。
  9. 　前記車輪側制御部は、
    　前記インホイールモータの回転数およびトルク指令値に応じて、前記第１の制御信号を生成する、請求項８に記載のインホイールモータシステム。
  10. 　力行時にバッテリからの第２の直流電圧を第２の交流電圧に変換して車体側コイルに出力する車体側変換部と、
    　前記バッテリと、を備え、
    　前記電力伝送部は、
    　力行時に前記車体から電力を無線送信する前記車体側コイルと、
    　前記車体側変換部と前記車体側コイルの間に直列に挿入される車体側共振コンデンサと、を備える、請求項３から５のいずれか１項に記載のインホイールモータシステム。
  11. 　前記車体側変換部が備えるスイッチの切り替えを、前記通信部からの制御信号に応じて、第２の制御信号で制御する車体側制御部を備え、
    　前記車体側制御部は、
    　前記第１の直流電圧を一定に制御するように前記第２の制御信号を生成する、請求項１０に記載のインホイールモータシステム。
  12. 　前記車体側制御部は、
    　前記インホイールモータの回転数およびトルク指令値に応じて、前記第２の制御信号を生成する、請求項１１に記載のインホイールモータシステム。
  13. 　前記車体側変換部の電流を検出する車体側電流検出器を備え、
    　前記車体側制御部は、
    　前記車体側電流検出器の検出値と前記インホイールモータの回転数およびトルク指令値に応じた電流目標値との差分に応じて、前記第２の制御信号を生成する、請求項１１に記載のインホイールモータシステム。
  14. 　前記インホイールモータの回生時に、
    　前記車輪側変換部はインバータとして機能し、前記車体側変換部はコンバータとして機能する、請求項１０に記載のインホイールモータシステム。
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