WO2015133282A1

WO2015133282A1 - 電力変換装置および制御装置

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Publication number: WO2015133282A1
Application number: PCT/JP2015/054527
Authority: WO
Inventors: 貴志兵頭; 修平加藤
Original assignee: オムロン株式会社
Priority date: 2014-03-03
Filing date: 2015-02-19
Publication date: 2015-09-11
Also published as: EP3116116A4; US20170063219A1; CN105940599A; EP3116116A1; JP2015165744A; JP6187318B2; EP3116116B1; US10033266B2; CN105940599B

Abstract

　電力変換装置は、複数のアームにそれぞれスイッチ素子が設けられたブリッジ回路と、ブリッジ回路の交流側に設けられ、中性点に接続されたフィルタと、ブリッジ回路とフィルタとの間に設けられたリアクタと、ブリッジ回路の直流側に設けられた平滑回路と、ブリッジ回路と平滑回路との間に設けられたスナバ回路と、平滑回路とスナバ回路との間に設けられたスイッチ回路とを備える。平滑回路は、正極ラインと負極ラインとの間に直列に接続された２つの平滑コンデンサを含み、２つの平滑コンデンサの間が中性点に接続されている。スナバ回路は、正極ラインと負極ラインとの間に直列に接続された２つのスナバコンデンサを含み、２つのスナバコンデンサの間が中性点に接続されている。スイッチ回路は、正極ラインに設けられた第１スイッチと、負極ラインに設けられた第２スイッチとを含む。

Description

電力変換装置および制御装置

　本発明は、電力変換装置、および、その電力変換装置を制御する制御装置に関する。

　従来、ＰＦＣ（Power Factor Correction：力率改善回路）などの電力変換装置が知られている（たとえば、非特許文献１参照）。

　非特許文献１のＰＦＣは、ブリッジ回路と、ブリッジ回路の交流側に設けられた高周波フィルタと、ブリッジ回路と高周波フィルタとの間に設けられたリアクタと、ブリッジ回路の直流側に設けられた平滑コンデンサと、ブリッジ回路と平滑コンデンサとの間に設けられたスナバコンデンサと、平滑コンデンサとスナバコンデンサとの間に設けられた逆流防止ダイオードとを備えている。ＰＦＣは、入力側に三相交流電源が接続され、出力側に負荷が接続されている。

　ブリッジ回路には、上アームおよび下アームにより構成されるレグが３つ設けられている。各アーム（上アームおよび下アーム）には、それぞれスイッチ素子が設けられ、そのスイッチ素子には、ダイオードが並列に接続されている。そして、ブリッジ回路では、交流電圧（入力電圧）の位相に応じて、各レグにおける上アームまたは下アームのスイッチ素子が選択され、その選択された３つのスイッチ素子が一定のデューティ比で駆動される。また、このＰＦＣは、ＤＣＭ（Discontinuous Current Mode：電流不連続モード）で動作するように構成されており、リアクタには電流が不連続で流れるようになっている。

　そして、非特許文献１のＰＦＣでは、リアクタに電流が流れていないときに、ブリッジ回路のスイッチ素子がターンオンすることにより、ＺＣＳ（Zero Current Switching：ゼロ電流スイッチング）になる。また、ＰＦＣでは、スナバコンデンサが放電された状態で、ブリッジ回路のスイッチ素子がターンオフすることにより、ＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）になる。これにより、スイッチングロスの低減を図ることが可能である。

磯部高範、宮路淳世、臼木一浩、松川達哉、嶋田隆一、「磁気エネルギー回生スイッチの原理を応用したソフトスイッチングアクティブ整流回路」、電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）Ｖｏｌ．１３１（２０１１）Ｎｏ．６ｐ．７９３－８００

　しかしながら、上記した従来のＰＦＣでは、三相交流電源からＰＦＣに入力される入力電流の波形に歪みが生じるという問題点がある。すなわち、ＴＨＤ（Total Harmonic Distortion：全高調波歪）が高くなるという問題点がある。ここで、従来のＰＦＣにおける交流電圧および入力電流の波形を図１６に示した。図１６に示すように、交流電圧がゼロクロス付近のときに入力電流に歪みが生じる。なお、他の相の交流電圧がゼロクロス付近のとき（交流電圧の位相が６０度の時点など）にも、他の相の影響を受けることにより、入力電流に歪みが生じる。

　本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、入力電流の波形を整形することが可能な電力変換装置および制御装置を提供することである。

　本発明による電力変換装置は、複数のアームにそれぞれスイッチ素子が設けられたブリッジ回路と、ブリッジ回路の交流側に設けられ、中性点に接続されたフィルタと、ブリッジ回路とフィルタとの間に設けられたリアクタと、ブリッジ回路の直流側に設けられた平滑回路と、ブリッジ回路と平滑回路との間に設けられたスナバ回路と、平滑回路とスナバ回路との間に設けられたスイッチ回路とを備える。平滑回路は、正極ラインと負極ラインとの間に直列に接続された２つの平滑コンデンサを含み、２つの平滑コンデンサの間が中性点に接続されている。スナバ回路は、正極ラインと負極ラインとの間に直列に接続された２つのスナバコンデンサを含み、２つのスナバコンデンサの間が中性点に接続されている。スイッチ回路は、正極ラインに設けられた第１スイッチと、負極ラインに設けられた第２スイッチとを含む。

　このように構成することによって、交流電圧がゼロクロス付近であっても、スイッチ回路により平滑コンデンサを介したインピーダンスの低い電流経路を形成することにより、リアクタを流れる電流を立ち上がりやすくすることができるので、入力電流の波形を整形することができる。

　上記電力変換装置において、リアクタには、電流が不連続で流れるように構成されていてもよい。

　上記電力変換装置において、ブリッジ回路のスイッチ素子は、異なるデューティ比で駆動され、第１スイッチは、スイッチング周期毎に、ブリッジ回路の上アームのスイッチ素子のいずれかが最初にターンオンするときに、ターンオンするように構成され、第２スイッチは、スイッチング周期毎に、ブリッジ回路の下アームのスイッチ素子のいずれかが最初にターンオンするときに、ターンオンするように構成されていてもよい。

　上記電力変換装置において、ブリッジ回路のスイッチ素子は、２つのスナバコンデンサが放電された状態で、ターンオフするように構成されていてもよい。

　本発明による制御装置は、電力変換装置を制御する制御装置であり、電力変換装置は、複数のアームにそれぞれスイッチ素子が設けられたブリッジ回路と、ブリッジ回路の交流側に設けられ、中性点に接続されたフィルタと、ブリッジ回路とフィルタとの間に設けられたリアクタと、ブリッジ回路の直流側に設けられた平滑回路と、ブリッジ回路と平滑回路との間に設けられたスナバ回路と、平滑回路とスナバ回路との間に設けられたスイッチ回路とを備える。平滑回路は、正極ラインと負極ラインとの間に直列に接続された２つの平滑コンデンサを含み、２つの平滑コンデンサの間が中性点に接続されている。スナバ回路は、正極ラインと負極ラインとの間に直列に接続された２つのスナバコンデンサを含み、２つのスナバコンデンサの間が中性点に接続されている。スイッチ回路は、正極ラインに設けられた第１スイッチと、負極ラインに設けられた第２スイッチとを含む。制御装置は、電力変換装置の入力電圧、入力電流および出力電圧に基づいて、ブリッジ回路とスイッチ回路とを制御するように構成されている。

　本発明の電力変換装置および制御装置によれば、入力電流の波形を整形することができる。

図１は、本発明の第１実施形態によるＰＦＣの構成を示した回路図である。図２は、ＰＦＣを制御する制御装置の構成を示したブロック図である。図３は、ＰＦＣのブリッジ回路のスイッチングパターンを説明するための図である。図４は、ＰＦＣの所定の相の入力側の波形（交流電圧ｅ_ａｃの波形、入力電流Ｉ_{ａｃ，ｆｉｌｔ}の波形およびリアクタを流れる電流Ｉ_Ｌの波形）を模式的に示した概略図である。図５は、ＰＦＣの動作を説明するためのタイミングチャートである。図６は、ＰＦＣのＲ相用のリアクタを流れる電流の波形を拡大して示した模式図である。図７は、ＰＦＣにおいて負極ライン側の平滑コンデンサを含む電流経路が形成された状態を示した図である。図８は、ＰＦＣにおいて負極ライン側のスナバコンデンサを含む電流経路が形成された状態を示した図である。図９は、ＰＦＣにおいて負極ライン側のスナバコンデンサが放電された状態を示した図である。図１０は、ＰＦＣにおいて正極ライン側の平滑コンデンサを含む電流経路が形成された状態を示した図である。図１１は、ＰＦＣにおいて正極ライン側のスナバコンデンサを含む電流経路が形成された状態を示した図である。図１２は、ＰＦＣにおいて正極ライン側のスナバコンデンサが放電された状態を示した図である。図１３は、ＰＦＣにおいて負荷に電力が供給されている状態を示した図である。図１４は、第１実施形態のＰＦＣにおける所定の相の交流電圧および入力電流の波形を示した図である。図１５は、本発明の第２実施形態によるインバータの構成を示した回路図である。図１６は、従来例によるＰＦＣにおける所定の相の交流電圧および入力電流の波形を示した図である。

　以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。

　（第１実施形態）
　－ＰＦＣの回路構成－
　まず、図１を参照して、本発明の第１実施形態によるＰＦＣ１００の回路構成について説明する。なお、ＰＦＣ１００は、本発明の「電力変換装置」の一例である。

　ＰＦＣ１００は、図１に示すように、高周波フィルタ１と、リアクタ部２と、ブリッジ回路３と、スナバ回路４と、スイッチ回路５と、平滑回路６とを備えている。このＰＦＣ１００は、入力側に三相交流電源（系統電源）８０が接続され、出力側に負荷９０が接続されている。なお、三相交流電源８０は、たとえば各相が中性点７ｃに接続されている。

　高周波フィルタ１は、三相交流電源８０とリアクタ部２との間に配置されるとともに、ブリッジ回路３の交流側に配置されている。この高周波フィルタ１は、高周波のノイズ成分を除去するために設けられている。高周波フィルタ１は、Ｒ相用のリアクタ１１ｒおよびコンデンサ１２ｒと、Ｓ相用のリアクタ１１ｓおよびコンデンサ１２ｓと、Ｔ相用のリアクタ１１ｔおよびコンデンサ１２ｔとを含んでいる。

　具体的には、リアクタ１１ｒは、一端が三相交流電源８０のＲ相に接続されるとともに、他端がリアクタ部２に接続されている。コンデンサ１２ｒは、電極の一方がリアクタ１１ｒの他端に接続され、電極の他方が中性点７ｃに接続されている。リアクタ１１ｓは、一端が三相交流電源８０のＳ相に接続されるとともに、他端がリアクタ部２に接続されている。コンデンサ１２ｓは、電極の一方がリアクタ１１ｓの他端に接続され、電極の他方が中性点７ｃに接続されている。リアクタ１１ｔは、一端が三相交流電源８０のＴ相に接続されるとともに、他端がリアクタ部２に接続されている。コンデンサ１２ｔは、電極の一方がリアクタ１１ｔの他端に接続され、電極の他方が中性点７ｃに接続されている。

　リアクタ部２は、高周波フィルタ１とブリッジ回路３との間に配置されている。このリアクタ部２は、共振により電流を不連続にさせるために設けられている。リアクタ部２は、Ｒ相用のリアクタ２ｒと、Ｓ相用のリアクタ２ｓと、Ｔ相用のリアクタ２ｔとを含んでいる。具体的には、リアクタ２ｒの一端は、リアクタ１１ｒの他端に接続され、リアクタ２ｓの一端は、リアクタ１１ｓの他端に接続され、リアクタ２ｔの一端は、リアクタ１１ｔの他端に接続されている。

　ブリッジ回路３は、三相交流電源８０から供給される電力を交流から直流に変換して負荷９０に供給するために設けられている。このブリッジ回路３は、Ｕ相アーム３ｕと、Ｖ相アーム３ｖと、Ｗ相アーム３ｗと、Ｘ相アーム３ｘと、Ｙ相アーム３ｙと、Ｚ相アーム３ｚとを含んでいる。Ｕ相アーム３ｕ、Ｖ相アーム３ｖおよびＷ相アーム３ｗは、上アームであり、Ｘ相アーム３ｘ、Ｙ相アーム３ｙおよびＺ相アーム３ｚは、下アームである。Ｕ相アーム３ｕおよびＸ相アーム３ｘにより１つのレグを構成し、Ｖ相アーム３ｖおよびＹ相アーム３ｙにより１つのレグを構成し、Ｗ相アーム３ｗおよびＺ相アーム３ｚにより１つのレグを構成している。

　Ｕ相アーム３ｕには、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）３１ｕが設けられるとともに、そのＩＧＢＴ３１ｕと並列にダイオード３２ｕが設けられている。ＩＧＢＴ３１ｕは、コレクタが正極ライン７ａに接続され、エミッタがリアクタ２ｒの他端およびＸ相アーム３ｘに接続されている。ダイオード３２ｕは、カソードが正極ライン７ａに接続され、アノードがリアクタ２ｒの他端およびＸ相アーム３ｘに接続されている。

　Ｖ相アーム３ｖには、ＩＧＢＴ３１ｖが設けられるとともに、そのＩＧＢＴ３１ｖと並列にダイオード３２ｖが設けられている。ＩＧＢＴ３１ｖは、コレクタが正極ライン７ａに接続され、エミッタがリアクタ２ｓの他端およびＹ相アーム３ｙに接続されている。ダイオード３２ｖは、カソードが正極ライン７ａに接続され、アノードがリアクタ２ｓの他端およびＹ相アーム３ｙに接続されている。

　Ｗ相アーム３ｗには、ＩＧＢＴ３１ｗが設けられるとともに、そのＩＧＢＴ３１ｗと並列にダイオード３２ｗが設けられている。ＩＧＢＴ３１ｗは、コレクタが正極ライン７ａに接続され、エミッタがリアクタ２ｔの他端およびＺ相アーム３ｚに接続されている。ダイオード３２ｗは、カソードが正極ライン７ａに接続され、アノードがリアクタ２ｔの他端およびＺ相アーム３ｚに接続されている。

　Ｘ相アーム３ｘには、ＩＧＢＴ３１ｘが設けられるとともに、そのＩＧＢＴ３１ｘと並列にダイオード３２ｘが設けられている。ＩＧＢＴ３１ｘは、コレクタがリアクタ２ｒの他端およびＵ相アーム３ｕに接続され、エミッタが負極ライン７ｂに接続されている。ダイオード３２ｘは、カソードがリアクタ２ｒの他端およびＵ相アーム３ｕに接続され、アノードが負極ライン７ｂに接続されている。

　Ｙ相アーム３ｙには、ＩＧＢＴ３１ｙが設けられるとともに、そのＩＧＢＴ３１ｙと並列にダイオード３２ｙが設けられている。ＩＧＢＴ３１ｙは、コレクタがリアクタ２ｓの他端およびＶ相アーム３ｖに接続され、エミッタが負極ライン７ｂに接続されている。ダイオード３２ｙは、カソードがリアクタ２ｓの他端およびＶ相アーム３ｖに接続され、アノードが負極ライン７ｂに接続されている。

　Ｚ相アーム３ｚには、ＩＧＢＴ３１ｚが設けられるとともに、そのＩＧＢＴ３１ｚと並列にダイオード３２ｚが設けられている。ＩＧＢＴ３１ｚは、コレクタがリアクタ２ｔの他端およびＷ相アーム３ｗに接続され、エミッタが負極ライン７ｂに接続されている。ダイオード３２ｚは、カソードがリアクタ２ｔの他端およびＷ相アーム３ｗに接続され、アノードが負極ライン７ｂに接続されている。

　なお、ＩＧＢＴ３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ、３１ｘ、３１ｙおよび３１ｚは、本発明の「スイッチ素子」の一例である。

　スナバ回路４は、ブリッジ回路３とスイッチ回路５との間に配置されている。このスナバ回路４は、過渡的な高電圧を吸収する保護回路として機能する。スナバ回路４は、正極ライン７ａと負極ライン７ｂとの間に直列に接続された２つのスナバコンデンサ４１ａおよび４１ｂを含んでいる。スナバコンデンサ４１ａおよび４１ｂの間には中性点７ｃが接続されている。

　スナバコンデンサ４１ａには、ダイオード４２ａが並列に接続されている。このダイオード４２ａは、カソードが正極ライン７ａに接続され、アノードが中性点７ｃに接続されている。また、スナバコンデンサ４１ｂには、ダイオード４２ｂが並列に接続されている。このダイオード４２ｂは、カソードが中性点７ｃに接続され、アノードが負極ライン７ｂに接続されている。

　スイッチ回路５は、スナバ回路４と平滑回路６との間に配置されている。このスイッチ回路５は、後述する平滑コンデンサ６ａまたは６ｂを介したインピーダンスの低い電流経路を形成するために設けられている。なお、詳細については後述する。

　スイッチ回路５は、正極ライン７ａに設けられたＩＧＢＴ５１ａと、ＩＧＢＴ５１ａと並列に設けられたダイオード５２ａとを含んでいる。ＩＧＢＴ５１ａは、エミッタがスナバ回路４に接続され、コレクタが平滑回路６に接続されている。ダイオード５２ａは、アノードがスナバ回路４に接続され、カソードが平滑回路６に接続されている。なお、ＩＧＢＴ５１ａは、本発明の「第１スイッチ」の一例である。

　また、スイッチ回路５は、負極ライン７ｂに設けられたＩＧＢＴ５１ｂと、ＩＧＢＴ５１ｂと並列に設けられたダイオード５２ｂとを含んでいる。ＩＧＢＴ５１ｂは、コレクタがスナバ回路４に接続され、エミッタが平滑回路６に接続されている。ダイオード５２ｂは、カソードがスナバ回路４に接続され、アノードが平滑回路６に接続されている。なお、ＩＧＢＴ５１ｂは、本発明の「第２スイッチ」の一例である。

　平滑回路６は、スイッチ回路５と負荷９０との間に配置されるとともに、ブリッジ回路３の直流側に配置されている。この平滑回路６は、ブリッジ回路３の出力を平滑化するために設けられている。平滑回路６は、正極ライン７ａと負極ライン７ｂとの間に直列に接続された２つの平滑コンデンサ６ａおよび６ｂを含んでいる。平滑コンデンサ６ａおよび６ｂの間には中性点７ｃが接続されている。平滑コンデンサ６ａおよび６ｂは、たとえば電解コンデンサであり、スナバコンデンサ４１ａおよび４１ｂよりも容量が大きい。

　このＰＦＣ１００は、後述する制御装置２００によりブリッジ回路３およびスイッチ回路５が制御されることによって動作するように構成されている。

　－ＰＦＣの制御装置－
　次に、図１～図３を参照して、上記したＰＦＣ１００を制御する制御装置２００の構成について説明する。

　制御装置２００は、ＰＷＭ信号を生成してブリッジ回路３のＩＧＢＴ３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ、３１ｘ、３１ｙおよび３１ｚを駆動するとともに、ＰＷＭ信号に基づいてスイッチ回路５のＩＧＢＴ５１ａおよび５１ｂを駆動するように構成されている。

　ここで、ブリッジ回路３のスイッチングパターンを図３に示した。図３に示すように、三相交流電源８０からは、正弦波の交流電圧ｅ_ａｃ－Ｒ、ｅ_ａｃ－Ｓおよびｅ_ａｃ－Ｔが出力されている。そして、制御装置２００は、各相の交流電圧が正の場合に対応する下アームのＩＧＢＴを駆動し、各相の交流電圧が負の場合に対応する上アームのＩＧＢＴを駆動するように構成されている。すなわち、交流電圧に応じて各レグの上アームまたは下アームを選択して、その選択された３つのＩＧＢＴがパルス駆動されるようになっている。

　たとえば、図３の期間Ｔ１では、Ｒ相の交流電圧ｅ_ａｃ－ＲおよびＴ相の交流電圧ｅ_ａｃ－Ｔが正であり、Ｓ相の交流電圧ｅ_ａｃ－Ｓが負である。このとき、Ｒ相に対応するレグでは、上アームであるＵ相アーム３ｕのＩＧＢＴ３１ｕがオフのまま固定され、下アームであるＸ相アーム３ｘのＩＧＢＴ３１ｘがスイッチング周波数（キャリア周波数）でパルス駆動される。また、Ｓ相に対応するレグでは、上アームであるＶ相アーム３ｖのＩＧＢＴ３１ｖがスイッチング周波数でパルス駆動され、下アームであるＹ相アーム３ｙのＩＧＢＴ３１ｙがオフのまま固定される。また、Ｔ相に対応するレグでは、上アームであるＷ相アーム３ｗのＩＧＢＴ３１ｗがオフのまま固定され、下アームであるＺ相アーム３ｚのＩＧＢＴ３１ｚがスイッチング周波数でパルス駆動される。なお、パルス駆動されるＩＧＢＴ３１ｘ、３１ｖおよび３１ｚのデューティ比（スイッチング周波数の周期に対するオン期間）については後で詳細に説明する。

　制御装置２００は、図２に示すように、ＣＰＵ２０１と、ＲＯＭ２０２と、ＲＡＭ２０３と、入力インターフェース２０４と、出力インターフェース２０５とを備えている。

　ＣＰＵ２０１は、ＲＯＭ２０２に記憶されたプログラムなどを実行するように構成されている。ＲＯＭ２０２には、プログラムやそのプログラムの実行の際に用いられる設定値などが記憶されている。ＲＡＭ２０３は、センサの検出結果などを一時的に記憶する機能を有する。

　入力インターフェース２０４には、入力電圧センサ２１１、入力電流センサ２１２および出力電圧センサ２１３が接続され、出力インターフェース２０５には、ブリッジ回路３およびスイッチ回路５の各ＩＧＢＴのゲートが接続されている。入力インターフェース２０４には、各センサの検出結果が入力され、出力インターフェース２０５からは、各ＩＧＢＴを駆動する駆動信号が出力される。

　入力電圧センサ２１１は、三相交流電源８０から出力される各相の交流電圧（入力電圧）ｅ_ａｃを検出するために設けられている。具体的には、入力電圧センサ２１１は、Ｒ相の交流電圧ｅ_ａｃ－Ｒ、Ｓ相の交流電圧ｅ_ａｃ－ＳおよびＴ相の交流電圧ｅ_ａｃ－Ｔをそれぞれ検出するように構成されている。

　入力電流センサ２１２は、ＰＦＣ１００の高周波フィルタ１に入力される各相の入力電流Ｉ_{ａｃ，ｆｉｌｔ}を検出するために設けられている。具体的には、入力電流センサ２１２は、Ｒ相の入力電流Ｉ_{ａｃ，ｆｉｌｔ－Ｒ}、Ｓ相の入力電流Ｉ_{ａｃ，ｆｉｌｔ－Ｓ}およびＴ相の入力電流Ｉ_{ａｃ，ｆｉｌｔ－Ｔ}をそれぞれ検出するように構成されている。

　出力電圧センサ２１３は、ＰＦＣ１００から負荷９０に出力される出力電圧Ｖ_ｄｃを検出するために設けられている。

　そして、制御装置２００は、入力電圧センサ２１１の検出結果に基づいて、ブリッジ回路３の駆動するＩＧＢＴを選択するとともに、入力電圧センサ２１１、入力電流センサ２１２および出力電圧センサ２１３の検出結果に基づいて、選択されたＩＧＢＴを駆動するＰＷＭ信号を生成するように構成されている。

　具体的には、制御装置２００は、スイッチング周期毎に、交流電圧ｅ_ａｃ－Ｒに基づいてＩＧＢＴ３１ｕまたは３１ｘを選択し、その選択されたＩＧＢＴ３１ｕまたは３１ｘを以下の式（１）から算出されるデューティ比で駆動する。

　なお、式（１）において、Ｄｕｔｙ＿Ｐｕｘは、選択されたＩＧＢＴ３１ｕまたは３１ｘのデューティ比である。Ｉ_{ａｃ，ｆｉｌｔ－Ｒ}［Ａ］は、Ｒ相からの高周波フィルタ１への入力電流であり、Ｌ_{ｒｅｓｏ－Ｒ}［Ｈ］は、リアクタ２ｒのインダクタンスである。ｆ_ｓｗ［Ｈｚ］は、スイッチング周波数であり、Ｖ_ｄｃ［Ｖ］は、ＰＦＣ１００の出力電圧である。ｅ_ａｃ－Ｒ［Ｖ］は、Ｒ相の交流電圧であり、θ_Ｒ［ｒａｄ］は、Ｒ相の交流電圧の位相である。

　また、制御装置２００は、スイッチング周期毎に、交流電圧ｅ_ａｃ－Ｓに基づいてＩＧＢＴ３１ｖまたは３１ｙを選択し、その選択されたＩＧＢＴ３１ｖまたは３１ｙを以下の式（２）から算出されるデューティ比で駆動する。

　なお、式（２）において、Ｄｕｔｙ＿Ｐｖｙは、選択されたＩＧＢＴ３１ｖまたは３１ｙのデューティ比である。Ｉ_{ａｃ，ｆｉｌｔ－Ｓ}［Ａ］は、Ｓ相からの高周波フィルタ１への入力電流である。Ｌ_{ｒｅｓｏ－Ｓ}［Ｈ］は、リアクタ２ｓのインダクタンスであり、リアクタ２ｒとほぼ同じ値である。ｅ_ａｃ－Ｓ［Ｖ］は、Ｓ相の交流電圧であり、θ_Ｓ［ｒａｄ］は、Ｓ相の交流電圧の位相である。

　また、制御装置２００は、スイッチング周期毎に、交流電圧ｅ_ａｃ－Ｔに基づいてＩＧＢＴ３１ｗまたは３１ｚを選択し、その選択されたＩＧＢＴ３１ｗまたは３１ｚを以下の式（３）から算出されるデューティ比で駆動する。

　なお、式（３）において、Ｄｕｔｙ＿Ｐｗｚは、選択されたＩＧＢＴ３１ｗまたは３１ｚのデューティ比である。Ｉ_{ａｃ，ｆｉｌｔ－Ｔ}［Ａ］は、Ｔ相からの高周波フィルタ１への入力電流である。Ｌ_{ｒｅｓｏ－Ｔ}［Ｈ］は、リアクタ２ｔのインダクタンスであり、リアクタ２ｒおよび２ｓとほぼ同じ値である。ｅ_ａｃ－Ｔ［Ｖ］は、Ｔ相の交流電圧であり、θ_Ｔ［ｒａｄ］は、Ｔ相の交流電圧の位相である。

　上記したように、第１実施形態では、ブリッジ回路３の選択されたＩＧＢＴが異なるデューティ比で駆動されるように構成されている。

　また、制御装置２００は、ＰＷＭ信号に基づいてスイッチ回路５のＩＧＢＴ５１ａおよび５１ｂを駆動するように構成されている。具体的には、制御装置２００は、スイッチング周期毎に、上アームのＩＧＢＴ３１ｕ、３１ｖおよび３１ｗのいずれかが最初にターンオンするときに、ＩＧＢＴ５１ａをターンオンするように構成されている。また、制御装置２００は、スイッチング周期毎に、下アームのＩＧＢＴ３１ｘ、３１ｙおよび３１ｚのいずれかが最初にターンオンするときに、ＩＧＢＴ５１ｂをターンオンするように構成されている。なお、ターンオンしたＩＧＢＴ５１ａおよび５１ｂは、それぞれ所定の期間が経過した後にターンオフされる。

　－ＰＦＣの動作－
　次に、図１～図１３を参照して、制御装置２００により制御されるＰＦＣ１００の動作について説明する。

　まず、ＰＦＣ１００の動作の全体的な流れとしては、三相交流電源８０から、図３に示すような正弦波の交流電圧ｅ_ａｃ－Ｒ、ｅ_ａｃ－Ｓおよびｅ_ａｃ－ＴがＰＦＣ１００に出力される。このとき、制御装置２００により、ＰＦＣ１００のブリッジ回路３およびスイッチ回路５がスイッチング周期毎に駆動される。そして、図３の期間Ｔ１～Ｔ６が繰り返される。なお、スイッチング周期は、予め設定されており、期間Ｔ１などよりも短い期間である。

　ここで、ＰＦＣ１００はＤＣＭ（電流不連続モード）で動作するように制御装置２００により制御される。ＤＣＭは、図４に示すように、リアクタ２ｒ、２ｓおよび２ｔを流れる電流がスイッチング周期毎にゼロになる期間が発生する動作モードである。なお、図４では、見やすさを考慮して、ＰＦＣ１００の入力側の１相分のみを示した。また、ＰＦＣ１００は、ブリッジ回路３の選択されたＩＧＢＴが異なるデューティ比で駆動される。

　次に、ＰＦＣ１００の動作の詳細について説明する。なお、以下では、図３の期間Ｔ１の初期のスイッチング周期を一例として説明する。すなわち、Ｒ相の交流電圧ｅ_ａｃ－Ｒがゼロボルト付近であるときの動作について説明する。

　まず、制御装置２００により、入力電圧センサ２１１の検出結果に基づいて、各レグの駆動されるＩＧＢＴが選択される。期間Ｔ１では、Ｒ相の交流電圧ｅ_ａｃ－ＲおよびＴ相の交流電圧ｅ_ａｃ－Ｔが正であり、Ｓ相の交流電圧ｅ_ａｃ－Ｓが負であることから、ＩＧＢＴ３１ｘ、３１ｖおよび３１ｚが選択される。

　そして、制御装置２００により、入力電圧センサ２１１、入力電流センサ２１２および出力電圧センサ２１３の検出結果に基づいて、上記した式（１）からＩＧＢＴ３１ｘのデューティ比が算出される。また、制御装置２００により、入力電圧センサ２１１、入力電流センサ２１２および出力電圧センサ２１３の検出結果に基づいて、上記した式（２）からＩＧＢＴ３１ｖのデューティ比が算出される。また、制御装置２００により、入力電圧センサ２１１、入力電流センサ２１２および出力電圧センサ２１３の検出結果に基づいて、上記した式（３）からＩＧＢＴ３１ｚのデューティ比が算出される。

　そして、制御装置２００では、図５に示すように、スイッチング周波数でのこぎり波が生成されており、ＩＧＢＴ３１ｘ、３１ｖおよび３１ｚがターンオフするタイミングがのこぎり波の終端に合わされる。ここで、ＩＧＢＴ３１ｘ、３１ｖおよび３１ｚのデューティ比が異なることから、ＩＧＢＴ３１ｘ、３１ｖおよび３１ｚがターンオンするタイミングが異なるようになっている。

　また、図５の例では、上アームにおいてＩＧＢＴ３１ｖのみがターンオンするので、そのＩＧＢＴ３１ｖがターンオンするタイミングに合わせてＩＧＢＴ５１ａがターンオンする。また、下アームにおいてＩＧＢＴ３１ｘおよび３１ｚがターンオンするが、ＩＧＢＴ３１ｘが最初にターンオンするので、そのＩＧＢＴ３１ｘがターンオンするタイミングに合わせてＩＧＢＴ５１ｂがターンオンする。

　次に、図５のタイミングチャートに沿って、スイッチング周期における動作について説明する。

　まず、時点ｔ１において、ＩＧＢＴ３１ｘおよび５１ｂがターンオンされる。これにより、図７に示すように、リアクタ２ｒから、ＩＧＢＴ３１ｘ、５１ｂ、平滑コンデンサ６ｂおよび中性点７ｃを介してＳ相に還流される電流経路Ｐ１が形成される。その後、ＩＧＢＴ３１ｚがターンオンされると、リアクタ２ｔからの電流がＩＧＢＴ３１ｚを介して負極ライン７ｂで合流される。

　ここで、電流経路Ｐ１には、容量が大きく、Ｖ_ｄｃ／２で充電されている平滑コンデンサ６ｂが配置されている。このため、電流経路Ｐ１のインピーダンスを低くすることができるので、Ｒ相の交流電圧ｅ_ａｃ－Ｒがゼロボルト付近であっても、リアクタ２ｒを流れる電流Ｉ_Ｌ－Ｒ（図６参照）が立ち上がりやすい。すなわち、平滑コンデンサ６ｂを電源として機能させることによりリアクタ２ｒの電流Ｉ_Ｌ－Ｒがアシストされる。

　つまり、従来のＰＦＣでは、交流電圧がゼロボルト付近のときに、リアクタの電流が立ち上がりにくいことに起因して入力電流に歪みが生じていたが、第１実施形態では、交流電圧ｅ_ａｃ－Ｒがゼロボルト付近であっても、平滑コンデンサ６ｂを含むインピーダンスの低い電流経路Ｐ１を形成することにより、リアクタ２ｒの電流Ｉ_Ｌ－Ｒを立ち上がりやすくしている。すなわち、交流電圧ｅ_ａｃ－Ｒがゼロボルト付近であっても、リアクタ２ｒの電流Ｉ_Ｌ－Ｒを適切に制御することにより、入力電流Ｉ_{ａｃ，ｆｉｌｔ－Ｒ}の波形を整形することが可能である。

　なお、ＰＦＣ１００はＤＣＭ（電流不連続モード）で動作しており、ＩＧＢＴ３１ｘおよび５１ｂがターンオンするときに、リアクタ２ｒに電流が流れていないので、ＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）になる。また、ＩＧＢＴ３１ｚがターンオンするときに、リアクタ２ｔに電流が流れていないので、ＺＣＳになる。

　次に、図５の時点ｔ２において、ＩＧＢＴ５１ｂがターンオフされる。これにより、図８に示すように、リアクタ２ｒから、ＩＧＢＴ３１ｘ、負極ライン７ｂ、スナバコンデンサ４１ｂおよび中性点７ｃを介してＳ相に還流される電流経路Ｐ２が形成される。なお、リアクタ２ｔからの電流は、ＩＧＢＴ３１ｚを介して負極ライン７ｂで合流される。

　これにより、スナバコンデンサ４１ｂが放電される。ここで、時点ｔ２では、図６に示すように、電流が流れている状態であるので、流れ始めの少ない電流で放電する従来の場合に比べて、短時間で放電を完了することが可能である。その後、放電が完了されると、図９に示すように、リアクタ２ｒから、ＩＧＢＴ３１ｘ、負極ライン７ｂ、ダイオード４２ｂおよび中性点７ｃを介してＳ相に還流される電流経路Ｐ３が形成される。なお、リアクタ２ｔからの電流は、ＩＧＢＴ３１ｚを介して負極ライン７ｂで合流される。

　次に、時点ｔ３において、ＩＧＢＴ３１ｖおよび５１ａがターンオンされる。これにより、図１０に示すように、電流経路Ｐ３に加えて、中性点７ｃから分岐して平滑コンデンサ６ａ、ＩＧＢＴ５１ａおよびＩＧＢＴ３１ｖを介してリアクタ２ｓを流れる電流経路Ｐ４が形成される。なお、ＩＧＢＴ３１ｖおよび５１ａがターンオンするときに、リアクタ２ｓに電流が流れていないので、ＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）になる。

　その後、図５の時点ｔ４において、ＩＧＢＴ５１ａがターンオフされる。これにより、図１１に示すように、電流経路Ｐ３に加えて、中性点７ｃから分岐してスナバコンデンサ４１ａ、正極ライン７ａ、ＩＧＢＴ３１ｖを介してリアクタ２ｓを流れる電流経路Ｐ５が形成される。

　これにより、スナバコンデンサ４１ａが放電される。その後、放電が完了されると、図１２に示すように、電流経路Ｐ３に加えて、中性点７ｃから分岐してダイオード４２ａ、正極ライン７ａ、ＩＧＢＴ３１ｖを介してリアクタ２ｓを流れる電流経路Ｐ６が形成される。なお、インピーダンスによってはこれらの経路に代えて、リアクタ２ｒからの電流が、ダイオード３２ｕ、正極ライン７ａおよびＩＧＢＴ３１ｖを介してリアクタ２ｓに流れたり、ＩＧＢＴ３１ｘ、負極ライン７ｂおよびダイオード３２ｙを介してリアクタ２ｓに流れたりすることがある。なお、リアクタ２ｔからの電流についても同様である。

　次に、図５の時点ｔ５において、ＩＧＢＴ３１ｘ、３１ｖおよび３１ｚがターンオフされる。なお、ＩＧＢＴ３１ｘ、３１ｖおよび３１ｚがターンオフするときに、スナバコンデンサ４１ａおよび４１ｂが放電されており、各レグの間がゼロボルトになるので、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）になる。

　そして、ＩＧＢＴ３１ｘ、３１ｖおよび３１ｚがターンオフされると、図１３に示すように、リアクタ２ｒからダイオード３２ｕおよび５２ａを介して負荷９０側に電流が流れるとともに、リアクタ２ｔからダイオード３２ｗおよび５２ａを介して負荷９０側に電流が流れる。また、負荷９０側からダイオード５２ｂおおび３２ｙを介してリアクタ２ｓに電流が流れる。このとき、スナバコンデンサ４１ａおよび４１ｂが充電され、過渡的な高電圧が吸収される。

　その後、図６に示すように、リアクタ２ｒ、２ｓおよび２ｔに電流が流れなくなる。そして、このような動作がスイッチング周波数で繰り返し行われる。

　なお、上記した例では、下アームのＩＧＢＴ３１ｘが上アームのＩＧＢＴ３１ｖよりも先にターンオンするため、ＩＧＢＴ５１ｂのターンオンにより電流Ｉ_Ｌ－Ｒがアシストされたが、上アームのＩＧＢＴが下アームのＩＧＢＴよりも先にターンオンする場合には、ＩＧＢＴ５１ａのターンオンにより電流がアシストされる。すなわち、三相交流電源８０から供給される交流電圧ｅ_ａｃ－Ｒ、ｅ_ａｃ－Ｓおよびｅ_ａｃ－Ｔの状況に応じて、ＩＧＢＴ５１ｂおよび平滑コンデンサ６ｂにより電流がアシストされる場合と、ＩＧＢＴ５１ａおよび平滑コンデンサ６ａにより電流がアシストされる場合とがある。

　－効果－
　第１実施形態では、上記のように、正極ライン７ａと負極ライン７ｂとの間に直列に接続された２つのスナバコンデンサ４１ａおよび４１ｂと、正極ライン７ａと負極ライン７ｂとの間に直列に接続された２つの平滑コンデンサ６ａおよび６ｂと、スナバコンデンサ４１ａと平滑コンデンサ６ａとの間の正極ライン７ａに設けられたＩＧＢＴ５１ａと、スナバコンデンサ４１ｂと平滑コンデンサ６ｂとの間の負極ライン７ｂに設けられたＩＧＢＴ５１ｂとを備える。そして、スナバコンデンサ４１ａおよび４１ｂの間には中性点７ｃが接続され、平滑コンデンサ６ａおよび６ｂの間には中性点７ｃが接続されている。

　このように構成することによって、交流電圧ｅ_ａｃ－Ｒ（ｅ_ａｃ－Ｓ、ｅ_ａｃ－Ｔ）がゼロクロス付近であっても、ＩＧＢＴ５１ｂ（５１ａ）により平滑コンデンサ６ｂ（６ａ）を介したインピーダンスの低い電流経路Ｐ１を形成することにより、リアクタ２ｒ（２ｓ、２ｔ）を流れる電流を立ち上がりやすくすることができるので、図１４に示すように、入力電流Ｉ_{ａｃ，ｆｉｌｔ－Ｒ}（Ｉ_{ａｃ，ｆｉｌｔ－Ｓ}、Ｉ_{ａｃ，ｆｉｌｔ－Ｔ}）の波形を整形することができる。すなわち、ＴＨＤを低くすることができる。

　また、第１実施形態では、電流が流れている状態からスナバコンデンサ４１ｂ（４１ａ）が放電されることによって、流れ始めの少ない電流で放電する従来の場合に比べて、短時間で放電を完了することができる。これによっても、入力電流Ｉ_{ａｃ，ｆｉｌｔ－Ｒ}（Ｉ_{ａｃ，ｆｉｌｔ－Ｓ}、Ｉ_{ａｃ，ｆｉｌｔ－Ｔ}）の波形を歪みにくくすることができる。

　また、第１実施形態では、ＤＣＭでＰＦＣ１００を動作させることによって、ＩＧＢＴ３１ｘ、３１ｖおよび３１ｚ（３１ｕ、３１ｙ、３１ｗ）のターンオンをＺＣＳにすることができるので、スイッチングロスの低減を図ることができる。

　また、第１実施形態では、スナバコンデンサ４１ａおよび４１ｂが放電した状態で、ＩＧＢＴ３１ｘ、３１ｖおよび３１ｚ（３１ｕ、３１ｙ、３１ｗ）をターンオフすることによって、ＺＶＳになるので、スイッチングロスの低減を図ることができる。

　（第２実施形態）
　次に、図１５を参照して、本発明の第２実施形態によるインバータ３００について説明する。なお、インバータ３００は、本発明の「電力変換装置」の一例である。

　インバータ３００は、入力側に直流電源３０１が接続され、出力側に三相交流電源（系統電源）８０が接続されている。すなわち、インバータ３００では、入出力の方向が第１実施形態のＰＦＣ１００と逆になっている。なお、インバータ３００の回路構成は、ＰＦＣ１００と同様である。

　第２実施形態では、ＰＷＭ信号のデューティ比を算出する計算式が第１実施形態と異なる。

　具体的には、ＩＧＢＴ３１ｕまたは３１ｘを駆動するデューティ比は、以下の式（４）から算出される。

　なお、式（４）において、Ｄｕｔｙ＿Ｉｕｘは、選択されたＩＧＢＴ３１ｕまたは３１ｘのデューティ比である。Ｉ_{ａｃ，ｆｉｌｔ－Ｒ}［Ａ］は、Ｒ相への出力電流であり、Ｖ_ｄｃ［Ｖ］は、直流電源３０１の電圧である。

　また、ＩＧＢＴ３１ｖまたは３１ｙを駆動するデューティ比は、以下の式（５）から算出される。

　なお、式（５）において、Ｄｕｔｙ＿Ｉｖｙは、選択されたＩＧＢＴ３１ｖまたは３１ｙのデューティ比である。Ｉ_{ａｃ，ｆｉｌｔ－Ｓ}［Ａ］は、Ｓ相への出力電流であり、Ｖ_ｄｃ［Ｖ］は、直流電源３０１の電圧である。

　また、ＩＧＢＴ３１ｗまたは３１ｚを駆動するデューティ比は、以下の式（６）から算出される。

　なお、式（６）において、Ｄｕｔｙ＿Ｉｗｚは、選択されたＩＧＢＴ３１ｗまたは３１ｚのデューティ比である。Ｉ_{ａｃ，ｆｉｌｔ－Ｔ}［Ａ］は、Ｔ相への出力電流であり、Ｖ_ｄｃ［Ｖ］は、直流電源３０１の電圧である。

　第２実施形態では、ソフトスイッチングを行うことが可能なインバータ３００を得ることができる。

　（他の実施形態）
　なお、今回開示した実施形態は、すべての点で例示であって、限定的な解釈の根拠となるものではない。したがって、本発明の技術的範囲は、上記した実施形態のみによって解釈されるものではなく、特許請求の範囲の記載に基づいて画定される。また、本発明の技術的範囲には、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれる。

　たとえば、第１実施形態では、ＰＦＣ１００が三相用である例を示したが、これに限らず、ＰＦＣが単相用であってもよい。なお、第２実施形態のインバータ３００についても同様である。

　また、第１および第２実施形態では、ＩＧＢＴ３１ｕおよびダイオード３２ｕがＵ相アーム３ｕに設けられる例を示したが、これに限らず、逆導通型半導体スイッチがＵ相アームに設けられていてもよい。また、Ｖ相アーム、Ｗ相アーム、Ｘ相アーム、Ｙ相アーム、Ｚ相アームについても同様である。同様に、ＩＧＢＴ５１ａおよびダイオード５２ａに代えて逆導通型半導体スイッチを設けてもよいし、ＩＧＢＴ５１ｂおよびダイオード５２ｂに代えて逆導通型半導体スイッチを設けてもよい。

　また、第１実施形態では、スイッチング周期毎に常にスイッチ回路５を駆動する例を示したが、これに限らず、交流電圧ｅ_ａｃ－Ｒ、ｅ_ａｃ－Ｓまたはｅ_ａｃ－Ｔがゼロクロス付近であるときにスイッチ回路５を駆動し、それ以外のとき（交流電圧ｅ_ａｃ－Ｒ、ｅ_ａｃ－Ｓおよびｅ_ａｃ－Ｔがゼロクロス付近ではないとき）にはスイッチ回路５を駆動しないようにしてもよい。

　また、第１実施形態では、スイッチング周期にＩＧＢＴ５１ａおよび５１ｂの両方を異なるタイミングでターンオンする例を示したが、これに限らず、スイッチング周期内においてＩＧＢＴ５１ａおよび５１ｂの一方が先にターンオンされた場合に、他方を駆動しないようにしてもよい。

　また、第１実施形態では、電流をアシストする電源として平滑コンデンサ６ａおよび６ｂを用いたが、これに限らず、電流をアシストする電源が別途設けられていてもよい。

　本発明は、電力変換装置、および、その電力変換装置を制御する制御装置に利用可能である。

　１　　　　　　　　高周波フィルタ（フィルタ）
　２ｒ、２ｓ、２ｔ　リアクタ
　３　　　　　　　　ブリッジ回路
　３ｕ　　　　　　　Ｕ相アーム（アーム）
　３ｖ　　　　　　　Ｖ相アーム（アーム）
　３ｗ　　　　　　　Ｗ相アーム（アーム）
　３ｘ　　　　　　　Ｘ相アーム（アーム）
　３ｙ　　　　　　　Ｙ相アーム（アーム）
　３ｚ　　　　　　　Ｚ相アーム（アーム）
　３１ｕ、３１ｖ、３１ｗ、３１ｘ、３１ｙ、３１ｚ　ＩＧＢＴ（スイッチ素子）
　４　　　　　　　　スナバ回路
　４１ａ、４１ｂ　　スナバコンデンサ
　５　　　　　　　　スイッチ回路
　５１ａ　　　　　　ＩＧＢＴ（第１スイッチ）
　５１ｂ　　　　　　ＩＧＢＴ（第２スイッチ）
　６　　　　　　　　平滑回路
　６ａ、６ｂ　　　　平滑コンデンサ
　７ａ　　　　　　　正極ライン
　７ｂ　　　　　　　負極ライン
　７ｃ　　　　　　　中性点
　１００　　　　　　ＰＦＣ（電力変換装置）
　２００　　　　　　制御装置
　３００　　　　　　インバータ（電力変換装置）

Claims

　複数のアームにそれぞれスイッチ素子が設けられたブリッジ回路と、
　前記ブリッジ回路の交流側に設けられ、中性点に接続されたフィルタと、
　前記ブリッジ回路と前記フィルタとの間に設けられたリアクタと、
　前記ブリッジ回路の直流側に設けられた平滑回路と、
　前記ブリッジ回路と前記平滑回路との間に設けられたスナバ回路と、
　前記平滑回路と前記スナバ回路との間に設けられたスイッチ回路とを備え、
　前記平滑回路は、正極ラインと負極ラインとの間に直列に接続された２つの平滑コンデンサを含み、前記２つの平滑コンデンサの間が前記中性点に接続され、
　前記スナバ回路は、前記正極ラインと前記負極ラインとの間に直列に接続された２つのスナバコンデンサを含み、前記２つのスナバコンデンサの間が前記中性点に接続され、
　前記スイッチ回路は、前記正極ラインに設けられた第１スイッチと、前記負極ラインに設けられた第２スイッチとを含むことを特徴とする電力変換装置。
　請求項１に記載の電力変換装置において、
　前記リアクタには、電流が不連続で流れるように構成されていることを特徴とする電力変換装置。
　請求項１または２に記載の電力変換装置において、
　前記ブリッジ回路のスイッチ素子は、異なるデューティ比で駆動され、
　前記第１スイッチは、スイッチング周期毎に、前記ブリッジ回路の上アームのスイッチ素子のいずれかが最初にターンオンするときに、ターンオンするように構成され、
　前記第２スイッチは、スイッチング周期毎に、前記ブリッジ回路の下アームのスイッチ素子のいずれかが最初にターンオンするときに、ターンオンするように構成されていることを特徴とする電力変換装置。
　請求項１～３のいずれか１つに記載の電力変換装置において、
　前記ブリッジ回路のスイッチ素子は、前記２つのスナバコンデンサが放電された状態で、ターンオフするように構成されていることを特徴とする電力変換装置。
　電力変換装置を制御する制御装置であって、
　前記電力変換装置は、
　複数のアームにそれぞれスイッチ素子が設けられたブリッジ回路と、
　前記ブリッジ回路の交流側に設けられ、中性点に接続されたフィルタと、
　前記ブリッジ回路と前記フィルタとの間に設けられたリアクタと、
　前記ブリッジ回路の直流側に設けられた平滑回路と、
　前記ブリッジ回路と前記平滑回路との間に設けられたスナバ回路と、
　前記平滑回路と前記スナバ回路との間に設けられたスイッチ回路とを備え、
　前記平滑回路は、正極ラインと負極ラインとの間に直列に接続された２つの平滑コンデンサを含み、前記２つの平滑コンデンサの間が前記中性点に接続され、
　前記スナバ回路は、前記正極ラインと前記負極ラインとの間に直列に接続された２つのスナバコンデンサを含み、前記２つのスナバコンデンサの間が前記中性点に接続され、
　前記スイッチ回路は、前記正極ラインに設けられた第１スイッチと、前記負極ラインに設けられた第２スイッチとを含み、
　前記電力変換装置の入力電圧、入力電流および出力電圧に基づいて、前記ブリッジ回路と前記スイッチ回路とを制御するように構成されていることを特徴とする制御装置。