WO2015029744A1 - 変圧装置 - Google Patents

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line
circuit
lines
terminal pair
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弘津　研一
信夫 志賀
英章 中幡
大平　孝
恭平 山田
Original Assignee
住友電気工業株式会社
国立大学法人豊橋技術科学大学
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/38—Impedance-matching networks
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/06—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using impedances
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    • H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/293—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates to a transformer device.
  • Transformers are used for commercial AC transmission and distribution systems. Near the customer, for example, a pole transformer that transforms 6600 V (50 Hz or 60 Hz) to 200 V is used (see Non-Patent Document 1). In such a transformer on a pole, a thick coil serving as a conducting wire is wound around an iron core and has a corresponding weight. Further, if insulating oil and a case are further included, for example, a type having a diameter of 40 cm and a height of 80 cm has a weight of about 200 kg.
  • SST Solid-State Transformer
  • a high-frequency transformer is used for SST (see, for example, Non-Patent Document 2).
  • the present invention provides a revolutionary next-generation transformer that is small and light and does not require magnetic coupling, electromagnetic induction, a coil for mutual inductance, an iron core, or the like as in a conventional transformer.
  • the purpose is to provide.
  • the present invention relates to a transformer provided between a power supply and a load having a resistance value R, and a two-terminal pair circuit configured by connecting n reactance elements to each other, where n is a natural number of 4 or more. with respect to any of the resistance value R of the load, the input impedance Z in of the two-port network, the real component, the k as a constant, is represented by k ⁇ R, and in the imaginary component is zero There is a transformer.
  • the reactance element is an inductor having inductive reactance or a capacitor having capacitive reactance.
  • the transformer device of the present invention as a power transformer, a conventional transformer including a coil and an iron core becomes unnecessary. Therefore, a dramatic reduction in size and weight of the transformer and a cost reduction associated therewith can be realized.
  • FIG. It is a figure which shows the concept of the transformation apparatus by a two terminal pair circuit (four terminal circuit). It is a figure which shows the view of the number of elements which comprise a circuit. It is a figure which shows 4 patterns of the circuit structures which can be comprised by the minimum number of elements 4.
  • FIG. It is a figure which shows 4A type circuit structure. It is a figure which shows the example 6 pattern of a 4A type circuit structure. It is a figure which shows 4B type circuit structure. It is a figure which shows the example 6 pattern of a 4B type circuit structure. It is a figure which shows 4C type circuit structure. It is a figure which shows the example 6 pattern of a 4C type circuit structure. It is a figure which shows 4D type circuit structure.
  • FIG. 16A is a circuit diagram illustrating a state of actual connection when two switches on the upper side of the four switches in FIG. 15 are on and two switches on the lower side are off.
  • FIG. 16A is a circuit diagram illustrating a state of actual connection when two switches on the lower side are on and two switches on the upper side are off among the four switches in FIG. 15.
  • (B) is a circuit diagram in which the same circuit diagram as (a) is rewritten in a staircase pattern. It is a wave form diagram showing the input voltage and input current with respect to the transformer of FIG.
  • FIG. 16 is a waveform diagram illustrating voltage and current in an intermediate stage of voltage transformation in the voltage transformer of FIG. 15.
  • FIG. 16 is a waveform diagram illustrating an output voltage and an output current from the transformer device of FIG. 15.
  • FIG. 16 is a circuit diagram in which the transformer device shown in FIG.
  • FIG. 16 is a circuit diagram in which the transformer device shown in FIG. 15 and the transformer device having a 4A type circuit configuration are combined.
  • FIG. 16 is a circuit diagram in which the transformer device shown in FIG. 15 and the transformer device having a 4B type circuit configuration are combined.
  • FIG. 16 is a circuit diagram in which the transformer device shown in FIG. 15 and the transformer device having a 4C type circuit configuration are combined.
  • FIG. 16 is a circuit diagram in which the transformer device shown in FIG. 15 and the transformer device having a 4D type circuit configuration are combined.
  • the gist of the embodiment of the present invention includes at least the following.
  • This is a transformer provided between a power source and a load having a resistance value R, and a two-terminal pair configured by connecting n reactance elements to each other, where n is a natural number of 4 or more.
  • the input impedance Z in of the two-terminal pair circuit is expressed by k ⁇ R, where k is a constant, and the imaginary component is 0 is a transformer.
  • an output voltage proportional to the input voltage can be obtained regardless of the resistance value R of the load. That is, a transformer device that converts an input voltage into an output voltage at a constant transformation ratio (1 / k) 1/2 is obtained.
  • the symbol “ ⁇ ” represents a logical product (the same applies hereinafter).
  • the reactances of the four reactance elements are X 1 , X 2 , X 3 , and X 4 , respectively, in the order of the two-terminal pair circuit as viewed from the input side.
  • X 2 is between X 1, 2-wire in the line, the by the T-type circuit composed, and X 4 in parallel with the series of X 1 and X 3 by X 3, in the one line
  • a two-terminal pair circuit is configured and the following conditions are satisfied.
  • the two-terminal pair circuit 2 in order from the input side.
  • the two-terminal pair circuit in which the interconnection point is an output terminal is configured and the following conditions are satisfied.
  • the two terminal pairs are sequentially viewed from the input side.
  • the two-terminal pair circuit is configured by X A on one line of the circuit, X B between the two lines, X C on the one line, X D between the two lines, and X E on the one line.
  • the two terminal pairs are sequentially viewed from the input side.
  • the two-terminal pair circuit is configured by X A between two lines of the circuit, X B on one line, X C between two lines, X D on the one line, X E between the two lines.
  • the transformer device may include a circuit that performs switching and any one of the transformer devices (1) to (9) inserted in the circuit. In this case, it is possible to utilize a lumped constant circuit transformer using the switching environment.
  • a cable capacitance and a cable inductance can be used as the reactance element.
  • the cable can easily ensure pressure resistance performance and is low in cost.
  • the switching frequency is at least 1 MHz. In this case, it is possible to utilize a lumped constant circuit transformer using an environment in which switching is performed at a high frequency.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a concept of a transformer 200 using a two-terminal pair circuit (four-terminal circuit).
  • Z in k ⁇ R (k is a constant)
  • the relationship needs to hold.
  • the input impedance Z in changes linearly with respect to the load variation, and the transformation ratio is constant.
  • the input impedance Z in has no reactance component.
  • the input impedance Z in needs to have a real component of k ⁇ R and an imaginary component of 0.
  • LILT Liad-Invariant Linear Transformer
  • the transformer device 200 As described above, an output voltage proportional to the input voltage is obtained regardless of the resistance value R of the load. That is, the transformer 200 that converts the input voltage into the output voltage at a constant transformation ratio (1 / k) 1/2 is obtained.
  • a transformer device 200 As a transformer, a conventional commercial frequency transformer or a high-frequency transformer becomes unnecessary. Therefore, a dramatic reduction in size and weight of the transformer and a cost reduction associated therewith can be realized. Furthermore, the problems of parasitic capacitance and leakage magnetic field generation, which are problems with high-frequency transformers, are eliminated, and a low-loss transformer can be realized.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of the concept of the number n of elements constituting the circuit.
  • the left figure apparently has three elements X 1 , X 2 , and X 3 .
  • topologically equivalent X 1 and X 2 are counted as one, and X 3 that does not make sense as an electric circuit is not counted. Therefore, the left circuit configuration is the same as the right circuit configuration, and the number of elements n is one.
  • FIG. 3 is a diagram showing four patterns of a circuit configuration that can be configured with a minimum number of elements of 4, and in the order of (a), (b), (c), and (d), “4A type”, “ They shall be referred to as “4B type”, “4C type”, and “4D type”.
  • FIG. 4 is a diagram showing a 4A type circuit configuration.
  • reactances of four reactance elements are X 1 , X 2 , X 3 , and X 4 , respectively, X 1 , X 2 in between the two wires, wherein the X 3, the X 4 in between two lines two-port network in 1 line is constructed.
  • the input impedance Z in in this case is expressed by the upper part of the following equation.
  • the input impedance Z in is represented by the lower stage. Note that “j” in each of the following expressions represents an imaginary number ( ⁇ 1) 1/2 .
  • FIG. 5 is a diagram showing Example 6 patterns of a 4A type circuit configuration.
  • FIG. 6 is a diagram showing a 4B type circuit configuration.
  • X 1 in between two lines of two-port network
  • X 2 on the first line X 3 between the two lines, and X 4 on the first line
  • the input impedance Z in in this case is expressed by the upper part of the following equation.
  • the input impedance Z in is represented by the lower stage.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating patterns of Example 6 of a 4B type circuit configuration.
  • FIG. 8 is a diagram showing a 4C type circuit configuration.
  • reactances of four reactance elements are X 1 , X 2 , X 3 , and X 4 , respectively, X 1
  • a two-terminal pair circuit is configured by a T-type circuit configured by X 2 between two lines, X 3 on the one line, and X 4 in parallel with a series body of X 1 and X 3. ing.
  • the input impedance Z in in this case is expressed by the upper part of the following equation. Further, when the condition for setting the imaginary component to 0 by parallel resonance and series resonance is set, the input impedance Z in is represented by the lower stage.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating patterns of Example 6 of a 4C type circuit configuration.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a 4D type circuit configuration.
  • the input impedance Z in in this case is expressed by the upper part of the following equation. Further, when the condition for setting the imaginary component to 0 by parallel resonance and series resonance is set, the input impedance Z in is represented by the lower stage.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating Example 2 patterns of a 4D circuit configuration.
  • the reactances of the five reactance elements are X A , X B , X C , X D , and X E , X A on the one line of the two-terminal pair circuit in order from the input side.
  • X B between the two lines, X C on the one line, X D between the two lines, and X E on the one line constitute a two-terminal pair circuit.
  • FIG. 12B shows a T-type circuit.
  • the input impedance Z in is expressed by the upper part of the following equation, and the parameter condition of the lower part is necessary to make the imaginary component zero.
  • R comes to the denominator, so it does not become LILT.
  • Z in k ⁇ R
  • an output voltage proportional to the input voltage can be obtained. Therefore, assuming that the reactances of the five reactance elements in the circuit of FIG. 12A are X A , X B , X C , X D , and X E , respectively, in the order of the two-terminal pair circuit as viewed from the input side. It is assumed that the two-terminal pair circuit is configured by X A on the line, X B between the two lines, X C on the one line, X D between the two lines, and X E on the one line.
  • the input voltage needs to be alternating current.
  • the reactances of the five reactance elements are X A , X B , X C , X D , and X E , respectively, the X between the two lines of the two-terminal pair circuit is sequentially viewed from the input side.
  • a two-terminal pair circuit is configured by A 1, X B on one line, X C between two lines, X D on the one line, and X E between two lines.
  • FIG. 13B shows a ⁇ -type circuit.
  • the input impedance Z in is expressed by the upper part of the following equation, and the parameter condition of the lower part is necessary to make the imaginary component zero.
  • R comes to the denominator, so it does not become LILT.
  • Z in k ⁇ R
  • an output voltage proportional to the input voltage can be obtained. Therefore, assuming that the reactances of the five reactance elements in the circuit of FIG. 13A are X A , X B , X C , X D , and X E , 2 in the two-terminal pair circuit in order from the input side.
  • the two-terminal pair circuit is configured by X A between the lines, X B on the one line, X C between the two lines, X D on the one line, and X E between the two lines.
  • the input voltage needs to be alternating current.
  • the reactances of the six reactance elements are X A , X B , X C , X D , X E , and X F , respectively, on the one line of the two-terminal pair circuit in order from the input side X A , X B between the two lines, X C on the one line, X D between the two lines, X E on the one line, X F between the two lines, and so on. It is configured.
  • R is not the LILT because R comes to the denominator.
  • Z in k ⁇ R
  • an output voltage proportional to the input voltage can be obtained. Therefore, when the reactances of the six reactance elements in the circuit of FIG. 14A are respectively X A , X B , X C , X D , X E , and X F , the two terminal pairs are sequentially viewed from the input side.
  • the reactances of the six reactance elements are X A , X B , X C , X D , X E , and X F , respectively, the two terminals of the two-terminal pair circuit are connected in order from the input side.
  • the above-described transformer device 200 using a lumped constant circuit can be used in combination with a transformer device having another configuration.
  • a transformer device having another configuration.
  • FIG. 15 is a circuit diagram showing an example of the transformer device 1.
  • the transformer device 1 is provided between an AC power supply 2 and a load R.
  • the transformer 1 includes a pair of capacitors C1 and C2, a pair of inductors L1 and L2, four switches S r1 , S r2 , S b1 , and S b2 , and these switches S r1 , S r2 , S b1 , S and a switching control unit 3 for controlling on / off of b2 .
  • the switching frequency of the switching control unit 3 is, for example, about 1 MHz.
  • the switching frequency is preferably 1 MHz or more, but can be less than 1 MHz.
  • the switches S r1 , S r2 , S b1 , S b2 and the switching control unit 3 constitute a switch device 4 that switches the circuit connection state of the transformer 1.
  • the switches S r1 and S r2 operate in synchronization with each other, and the switches S b1 and S b2 operate in synchronization with each other.
  • the pair of switches S r1 and S r2 and the pair of switches S b1 and S b2 operate so as to be alternately turned on.
  • the switches S r1 , S r2 , S b1 , S b2 are, for example, semiconductor switching elements made of SiC elements or GaN elements. An SiC element or a GaN element can be switched at a higher speed than, for example, an Si element. Further, a sufficient breakdown voltage (for example, 6 kV / 1 unit is possible) can be obtained without connecting the elements in multiple stages.
  • the pair of capacitors C1 and C2 are connected in series with each other at the connection point P1.
  • AC power supply 2 is connected to both ends of the series body.
  • the input voltage V in is applied to the series body of the pair of capacitors C1 and C2, and the input current I in flows.
  • the pair of inductors L1 and L2 are connected in series with each other at the connection point P2. Then, the both ends of the series connection body, are applied input voltage V m over the capacitors C1, C2 flows input current I m.
  • a current flows through the load R when one of the switches S r2 and S b2 is on.
  • a voltage applied to the load R is V out
  • an output current flowing from the transformer 1 to the load R is I out .
  • FIG. 16B is a circuit diagram in which the same circuit diagram as in FIG. On the other hand, (a) in FIG.
  • FIG. 17B is a circuit diagram in which the same circuit diagram as in FIG.
  • the voltage taken out via the connection point P1 of the series body of the capacitors C1 and C2 is further taken out via the connection point P2 of the series body of the inductors L1 and L2.
  • the input voltage may be output at about 1/4. This has been confirmed by the inventors' experiments.
  • FIG. 18 is a waveform diagram in which the upper part represents the input voltage to the transformer 1 and the lower part represents the input current.
  • FIG. 19 is a waveform diagram showing the voltage V m and the current I m at the intermediate stage of voltage transformation. This is actually constituted by a pulse train by switching, and has a waveform as shown in the figure as a whole.
  • FIG. 20 is a waveform diagram in which the upper part represents the output voltage from the transformer 1 and the lower part represents the output current. As is clear from the comparison between FIGS. 18 and 20, the voltage is transformed to 1 ⁇ 4, and the current is quadrupled accordingly.
  • FIG. 21 is a circuit diagram in which the transformer device 1 shown in FIG. 15 and the transformer device 200 having the 4A type circuit configuration are combined.
  • a transformer device 200 is interposed between the capacitor stage and the inductor stage in the transformer device 1 shown in FIG.
  • the transformer device 200 of the lumped constant circuit can be utilized using an environment where switching is performed at a high frequency of 1 MHz, for example. Even if the AC power supply 2 is replaced with a DC power supply, the transformer device 200 can be used because a switching waveform is input by switching the previous stage of the transformer device 1 (the same applies hereinafter).
  • FIG. 22 is a circuit diagram in which the transformer 1 shown in FIG. 15 and the transformer 200 having the 4B type circuit configuration are combined.
  • a transformer device 200 is interposed between the capacitor stage and the inductor stage in the transformer device 1 shown in FIG. In this way, by combining the transformation functions of the two types of transformers 1,200, a wide range of transformation ratios can be designed.
  • FIG. 23 is a circuit diagram in which the transformer device 1 shown in FIG. 15 and the transformer device 200 having the 4C type circuit configuration are combined.
  • a transformer device 200 is interposed between the capacitor stage and the inductor stage in the transformer device 1 shown in FIG. In this way, by combining the transformation functions of the two types of transformers 1,200, a wide range of transformation ratios can be designed.
  • FIG. 24 is a circuit diagram in which the transformer device 1 shown in FIG. 15 and the transformer device 200 having the 4D circuit configuration are combined.
  • a transformer device 200 is interposed between the capacitor stage and the inductor stage in the transformer device 1 shown in FIG. In this way, by combining the transformation functions of the two types of transformers 1,200, a wide range of transformation ratios can be designed.
  • the capacitance of the cable and the inductance of the cable as the reactance element.
  • the cable has an advantage that the pressure resistance performance can be easily secured and the cost is low.

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Abstract

　電源と抵抗値Ｒの負荷との間に設けられる変圧装置であって、４以上の自然数をｎとして、ｎ個のリアクタンス素子を相互に接続して構成された二端子対回路を備え、負荷の任意の抵抗値Ｒに対して、二端子対回路の入力インピーダンスＺｉｎは、その実数成分が、ｋを定数として、ｋ・Ｒで表され、かつ、虚数成分が０である、という変圧装置である。このような変圧装置は、小型軽量で、従来のトランスのようなコイルや鉄心等を必要としない。

Description

変圧装置
　本発明は、変圧装置に関する。
　商用交流の送配電系統には、変圧器が用いられる。需要家の直近では、例えば６６００Ｖ（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）を、２００Ｖに変圧する柱上トランスが用いられる（非特許文献１参照。）。このような柱上トランスは、導線となる太いコイルが鉄心に巻回されており、相応の重量がある。また、さらに絶縁油やケースを含めると、例えば直径４０ｃｍ、高さ８０ｃｍのタイプでは２００ｋｇ程度の重量がある。
　一方、次世代の電力システムであるスマートグリッドの実現に向け、ＳＳＴ（Solid-State Transformer）の研究が行われている。ＳＳＴには、高周波トランスが用いられる（例えば、非特許文献２参照。）。
中部電力ホームページ、「柱上変圧器」、［online］、［平成２５年７月１９日検索］、インターネット<URL:http://www.chuden.co.jp/e-museum/guide/3floor/exhibit_c23.html> Falcones, S.: et al., Power and Energy Society General Meeting, 2010 IEEE, pp. 1-8, Minneapolis, July 2010
　従来の柱上トランスは重く、従って、取り扱いが容易ではない。また、その外形寸法を収めるに足る大きな取付スペースが、柱上に必要である。
　一方、高周波トランスは、寄生容量の影響が回避できず、設計上の困難性がある。
　かかる従来の問題点に鑑み、本発明は、小型軽量で、従来のトランスのような磁気結合や電磁誘導、相互インダクタンス用のコイルや鉄心等を必要としない画期的な次世代の変圧装置を提供することを目的とする。
　本発明は、電源と抵抗値Ｒの負荷との間に設けられる変圧装置であって、４以上の自然数をｎとして、ｎ個のリアクタンス素子を相互に接続して構成された二端子対回路を備え、前記負荷の任意の抵抗値Ｒに対して、前記二端子対回路の入力インピーダンスＺｉｎは、その実数成分が、ｋを定数として、ｋ・Ｒで表され、かつ、虚数成分が０である、変圧装置である。
　なお、リアクタンス素子とは、誘導性リアクタンスを有するインダクタ、又は、容量性リアクタンスを有するキャパシタである。
　本発明の変圧装置を電力用の変圧器として用いることにより、コイルや鉄心等を含む従来のトランスは不要となる。従って、変圧器の飛躍的な小型軽量化及び、それに伴う低コスト化を実現することができる。
二端子対回路（四端子回路）による変圧装置の概念を示す図である。 回路を構成する要素数の考え方を示す図である。 最小の要素数４で構成できる回路構成のうちの４パターンを示す図である。 ４Ａ型の回路構成を示す図である。 ４Ａ型の回路構成の実例６パターンを示す図である。 ４Ｂ型の回路構成を示す図である。 ４Ｂ型の回路構成の実例６パターンを示す図である。 ４Ｃ型の回路構成を示す図である。 ４Ｃ型の回路構成の実例６パターンを示す図である。 ４Ｄ型の回路構成を示す図である。 ４Ｄ型の回路構成の実例２パターンを示す図である。 （ａ）は、ｎ＝５の第１例の回路構成を示す図である。（ｂ）は、Ｔ型回路を示す。 （ａ）は、ｎ＝５の第２例の回路構成を示す図である。（ｂ）は、π型回路を示す。 （ａ）は、ｎ＝６の第１例の回路構成を示す図である。（ｂ）は、ｎ＝６の第２例の回路構成を示す図である。 他の構成による変圧装置を示す回路図である。 （ａ）は、図１５における４つのスイッチのうち、上側にある２つのスイッチがオンで、下側にある２つのスイッチがオフであるときの、実体接続の状態を示す回路図である。（ｂ）は、（ａ）と同じ回路図を、階段状に書き換えた回路図である。 （ａ）は、図１５における４つのスイッチのうち、下側にある２つのスイッチがオンで、上側にある２つのスイッチがオフであるときの、実体接続の状態を示す回路図である。また、（ｂ）は、（ａ）と同じ回路図を、階段状に書き換えた回路図である。 図１５の変圧装置に対する入力電圧及び入力電流をそれぞれ表す波形図である。 図１５の変圧装置における、変圧の中間段階での電圧及び電流をそれぞれ表す波形図である。 図１５の変圧装置からの出力電圧及び出力電流をそれぞれ表す波形図である。 図１５に示した変圧装置と、４Ａ型の回路構成を有する変圧装置とを、組み合わせた回路図である。 図１５に示した変圧装置と、４Ｂ型の回路構成を有する変圧装置とを、組み合わせた回路図である。 図１５に示した変圧装置と、４Ｃ型の回路構成を有する変圧装置とを、組み合わせた回路図である。 図１５に示した変圧装置と、４Ｄ型の回路構成を有する変圧装置とを、組み合わせた回路図である。
　［実施形態の要旨］
　本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
　（１）これは、電源と抵抗値Ｒの負荷との間に設けられる変圧装置であって、４以上の自然数をｎとして、ｎ個のリアクタンス素子を相互に接続して構成された二端子対回路を備え、前記負荷の任意の抵抗値Ｒに対して、前記二端子対回路の入力インピーダンスＺｉｎは、その実数成分が、ｋを定数として、ｋ・Ｒで表され、かつ、虚数成分が０である、変圧装置である。
　上記のような変圧装置では、負荷の抵抗値Ｒに関わらず、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。すなわち、一定の変圧比（１／ｋ）１／２で入力電圧を出力電圧に変換する変圧装置が得られる。このような変圧装置を変圧器として用いることにより、従来の商用周波トランスや、高周波トランスは不要となる。従って、変圧器の飛躍的な小型軽量化及び、それに伴う低コスト化を実現することができる。さらに、高周波トランスで課題となる寄生容量、漏れ磁界発生の問題も解消され、低損失な変圧器を実現できる。
　（２）また、（１）の変圧装置において、４個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４とすると、入力側から見て順に、前記二端子対回路の１線上にあるＸ１，２線間にあるＸ２，前記１線上にあるＸ３、２線間にあるＸ４によって前記二端子対回路が構成され、以下の条件が満たされることが好ましい。
　（１／Ｘ１）＋（１／Ｘ２）＋（１／Ｘ３）＝０　∧　Ｘ２＋Ｘ３＋Ｘ４＝０
　この場合、入力インピーダンスＺｉｎは、Ｚｉｎ＝（Ｘ２ ２／Ｘ４ ２）・Ｒとなり、負荷の抵抗値Ｒに比例し、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。
　なお、記号「∧」は論理積を表している（以下同様）。
　（３）また、（１）の変圧装置において、４個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４とすると、入力側から見て順に、前記二端子対回路の２線間にあるＸ１，１線上にあるＸ２，２線間にあるＸ３、前記１線上にあるＸ４によって前記二端子対回路が構成され、以下の条件が満たされることが好ましい。
　Ｘ１＋Ｘ２＋Ｘ３＝０　∧　（１／Ｘ２）＋（１／Ｘ３）＋（１／Ｘ４）＝０
　この場合、入力インピーダンスＺｉｎは、Ｚｉｎ＝（Ｘ１ ２／Ｘ３ ２）・Ｒとなり、負荷の抵抗値Ｒに比例し、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。
　（４）また、（１）の変圧装置において、４個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４とすると、入力側から見て順に、前記二端子対回路の１線上にあるＸ１，２線間にあるＸ２，前記１線上にあるＸ３、によって構成されるＴ型回路と、Ｘ１及びＸ３の直列体に対して並列にあるＸ４とによって前記二端子対回路が構成され、以下の条件が満たされることが好ましい。
　Ｘ１＋Ｘ３＋Ｘ４＝０　∧　（１／Ｘ１）＋（１／Ｘ２）＋（１／Ｘ３）＝０
　この場合、入力インピーダンスＺｉｎは、Ｚｉｎ＝（Ｘ１ ２／Ｘ３ ２）・Ｒとなり、負荷の抵抗値Ｒに比例し、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。
　（５）また、（１）の変圧装置において、４個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４とすると、入力側から見て順に、前記二端子対回路の２線間にあるＸ１，Ｘ２の第１直列体、及び、２線間にあるＸ３，Ｘ４の第２直列体を含み、前記第１直列体の相互接続点及び前記第２直列体の相互接続点が出力端子となる前記二端子対回路が構成され、以下の条件が満たされることが好ましい。
　Ｘ１＋Ｘ２＋Ｘ３＋Ｘ４＝０　∧　（１／Ｘ１）＋（１／Ｘ２）＋（１／Ｘ３）＋（１／Ｘ４）＝０
　この場合、入力インピーダンスＺｉｎは、Ｚｉｎ＝｛（Ｘ１＋Ｘ２）２／（Ｘ１－Ｘ２）２｝・Ｒとなり、負荷の抵抗値Ｒに比例し、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。
　（６）また、（１）の変圧装置において、５個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸＡ，ＸＢ，ＸＣ，ＸＤ，ＸＥとすると、入力側から見て順に、前記二端子対回路の１線上にあるＸＡ，２線間にあるＸＢ，前記１線上にあるＸＣ、２線間にあるＸＤ、前記１線上にあるＸＥ、によって前記二端子対回路が構成され、
　ＸＡ＝－ＸＢ　∧　ＸＥ＝－ＸＤ　∧　ＸＣ＝ＸＡ＋ＸＥ
の関係にあることが好ましい。
　この場合、入力インピーダンスＺｉｎは、Ｚｉｎ＝（ＸＡ ２／ＸＥ ２）・Ｒとなり、負荷の抵抗値Ｒに比例し、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。
　（７）また、（１）の変圧装置において、５個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸＡ，ＸＢ，ＸＣ，ＸＤ，ＸＥとすると、入力側から見て順に、前記二端子対回路の２線間にあるＸＡ，１線上にあるＸＢ，２線間にあるＸＣ、前記１線上にあるＸＤ、２線間にあるＸＥ、によって前記二端子対回路が構成され、
　ＸＡ＝－ＸＢ　∧　ＸＥ＝－ＸＤ　∧　ＸＣ＝ＸＡ・ＸＥ／（ＸＡ＋ＸＥ）
の関係にあることが好ましい。
　この場合、入力インピーダンスＺｉｎは、Ｚｉｎ＝（ＸＡ ２／ＸＥ ２）・Ｒとなり、負荷の抵抗値Ｒに比例し、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。
　（８）また、（１）の変圧装置において、６個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸＡ，ＸＢ，ＸＣ，ＸＤ，ＸＥ，ＸＦとすると、入力側から見て順に、前記二端子対回路の１線上にあるＸＡ，２線間にあるＸＢ，前記１線上にあるＸＣ、２線間にあるＸＤ、前記１線上にあるＸＥ、２線間にあるＸＦ、によって前記二端子対回路が構成され、
　ＸＡ＝ＸＣ＝－ＸＢ　∧　ＸＤ＝ＸＦ＝－ＸＥ
の関係にあることが好ましい。
　この場合、入力インピーダンスＺｉｎは、Ｚｉｎ＝（ＸＡ ２／ＸＦ ２）・Ｒとなり、負負荷の抵抗値Ｒに比例し、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。
　（９）また、（１）の変圧装置において、６個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸＡ，ＸＢ，ＸＣ，ＸＤ，ＸＥ，ＸＦとすると、入力側から見て順に、前記二端子対回路の２線間にあるＸＡ，１線上にあるＸＢ，２線間にあるＸＣ、前記１線上にあるＸＤ、２線間にあるＸＥ、前記１線上にあるＸＦ、によって前記二端子対回路が構成され、
　ＸＡ＝ＸＣ＝－ＸＢ　∧　ＸＤ＝ＸＦ＝－ＸＥ
の関係にあることが好ましい。
　この場合、入力インピーダンスＺｉｎは、Ｚｉｎ＝（ＸＡ ２／ＸＦ ２）・Ｒとなり、負荷の抵抗値Ｒに比例し、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。
　（１０）また、変圧装置は、スイッチングを行う回路と、当該回路内に介挿された（１）～（９）のいずれかの変圧装置とを含むものであってもよい。
　この場合、スイッチングを行っている環境を利用して集中定数回路の変圧装置を活用することができる。
　（１１）また、（１）～（９）のいずれかの変圧装置において、前記リアクタンス素子として、ケーブルのキャパシタンス及びケーブルのインダクタンスを利用することも可能である。
　この場合、ケーブルは耐圧性能を容易に確保することができ、また、低コストである。
　（１２）また、（１０）の変圧装置において、前記スイッチングの周波数は少なくとも１ＭＨｚであることが好ましい。
　この場合、高周波でスイッチングを行っている環境を利用して集中定数回路の変圧装置を活用することができる。
　［実施形態の詳細］
　＜集中定数回路による変圧装置＞
　次に、本発明の実施形態に係る、集中定数回路を用いた変圧装置の詳細について説明する。
　《概論》
　図１は、二端子対回路（四端子回路）による変圧装置２００の概念を示す図である。変圧装置として機能するには、入力インピーダンスＺｉｎと負荷Ｒ（抵抗値Ｒ）との間に、
　Ｚｉｎ＝ｋ・Ｒ　　（ｋは定数）
の関係が成り立つ必要がある。これにより、負荷変動に対して入力インピーダンスＺｉｎが線形に変化し、変圧比は一定である。また、入力インピーダンスＺｉｎは、リアクタンス成分を持たない。すなわち、入力インピーダンスＺｉｎは、実数成分がｋ・Ｒであり、虚数成分が０であることが必要である。このような入力インピーダンスＺｉｎとなる変圧装置２００を、ＬＩＬＴ（Load-Invariant Linear Transformer）と称する。
　上記のような変圧装置２００では、負荷の抵抗値Ｒに関わらず、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。すなわち、一定の変圧比（１／ｋ）１／２で入力電圧を出力電圧に変換する変圧装置２００が得られる。このような変圧装置２００を変圧器として用いることにより、従来の商用周波トランスや、高周波トランスは不要となる。従って、変圧器の飛躍的な小型軽量化及び、それに伴う低コスト化を実現することができる。さらに、高周波トランスで課題となる寄生容量、漏れ磁界発生の問題も解消され、低損失な変圧器を実現できる。
　ＬＩＬＴとなる回路構成は無数に考えられるが、リアクタンス素子の要素数ｎは少ない方が良い。本発明者らは、ｎの値を１から順に、１，２，３，４，・・・と全探索を行った結果、最小の要素数ｎは４であるという知見を得た。
　図２は、回路を構成する要素数ｎの考え方の一例を示す図である。図において、左の図には見かけ上、３つの要素Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３が存在する。しかし、トポロジー的に等価なＸ１，Ｘ２は１つとカウントし、電気回路として意味を成さないＸ３はカウントしない。従って、左の回路構成は、右の回路構成と同じであり、要素数ｎは１である。
　図３は、最小の要素数４で構成できる回路構成のうちの４パターンを示す図であり、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の順にそれぞれ、「４Ａ型」、「４Ｂ型」、「４Ｃ型」、「４Ｄ型」と呼ぶものとする。
　《第１実施形態：４Ａ型》
　図４は、４Ａ型の回路構成を示す図である。文言上で表現すると、例えば、４個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４とすると、入力側から見て順に、二端子対回路の１線上にあるＸ１，２線間にあるＸ２，前記１線上にあるＸ３、２線間にあるＸ４によって二端子対回路が構成されている。この場合の入力インピーダンスＺｉｎは、以下の式の上段部で表される。また、並列共振及び直列共振により虚数成分を０にする条件を設定すると、入力インピーダンスＺｉｎは、下段部で表される。
　なお、以下の各式中の「ｊ」は虚数（－１）１／２を表す。
 
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001

 
　すなわち、パラメータ条件が、
　（１／Ｘ１）＋（１／Ｘ２）＋（１／Ｘ３）＝０　∧　Ｘ２＋Ｘ３＋Ｘ４＝０
であるとき、言い換えれば、（１／Ｘ１）＋（１／Ｘ２）＋（１／Ｘ３）＝０であり、かつ、Ｘ２＋Ｘ３＋Ｘ４＝０であるとき、Ｚｉｎ＝（Ｘ２ ２／Ｘ４ ２）・Ｒとなり、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。なお、この機能発揮のためには、入力電圧は交流であることが必要である。
　図５は、４Ａ型の回路構成の実例６パターンを示す図である。
　《第２実施形態：４Ｂ型》
　図６は、４Ｂ型の回路構成を示す図である。文言上で表現すると、例えば、４個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４とすると、入力側から見て順に、二端子対回路の２線間にあるＸ１，１線上にあるＸ２，２線間にあるＸ３、前記１線上にあるＸ４によって二端子対回路が構成されている。この場合の入力インピーダンスＺｉｎは、以下の式の上段部で表される。また、並列共振及び直列共振により虚数成分を０にする条件を設定すると、入力インピーダンスＺｉｎは、下段部で表される。
 
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002

 
　すなわち、パラメータ条件が、
　Ｘ１＋Ｘ２＋Ｘ３＝０　∧　（１／Ｘ２）＋（１／Ｘ３）＋（１／Ｘ４）＝０
であるとき、Ｚｉｎ＝（Ｘ１ ２／Ｘ３ ２）・Ｒとなり、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。なお、この機能発揮のためには、入力電圧は交流であることが必要である。
　図７は、４Ｂ型の回路構成の実例６パターンを示す図である。
　《第３実施形態：４Ｃ型》
　図８は、４Ｃ型の回路構成を示す図である。文言上で表現すると、例えば、４個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４とすると、入力側から見て順に、二端子対回路の１線上にあるＸ１，２線間にあるＸ２，前記１線上にあるＸ３、によって構成されるＴ型回路と、Ｘ１及びＸ３の直列体に対して並列にあるＸ４とによって二端子対回路が構成されている。この場合の入力インピーダンスＺｉｎは、以下の式の上段部で表される。また、並列共振及び直列共振により虚数成分を０にする条件を設定すると、入力インピーダンスＺｉｎは、下段部で表される。
 
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003

 
　すなわち、パラメータ条件が、
　Ｘ１＋Ｘ３＋Ｘ４＝０　∧　（１／Ｘ１）＋（１／Ｘ２）＋（１／Ｘ３）＝０
であるとき、Ｚｉｎ＝（Ｘ１ ２／Ｘ３ ２）・Ｒとなり、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。なお、この機能発揮のためには、入力電圧は交流であることが必要である。
　図９は、４Ｃ型の回路構成の実例６パターンを示す図である。
　《第４実施形態：４Ｄ型》
　図１０は、４Ｄ型の回路構成を示す図である。文言上で表現すると、例えば、４個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４とすると、入力側から見て順に、二端子対回路の２線間にあるＸ１，Ｘ２の第１直列体、及び、２線間にあるＸ３，Ｘ４の第２直列体を含み、第１直列体の相互接続点及び第２直列体の相互接続点が出力端子となる二端子対回路が構成されている。この場合の入力インピーダンスＺｉｎは、以下の式の上段部で表される。また、並列共振及び直列共振により虚数成分を０にする条件を設定すると、入力インピーダンスＺｉｎは、下段部で表される。
 
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004

 
　すなわち、パラメータ条件が、
　Ｘ１＋Ｘ２＋Ｘ３＋Ｘ４＝０　∧　（１／Ｘ１）＋（１／Ｘ２）＋（１／Ｘ３）＋（１／Ｘ４）＝０
であるとき、Ｚｉｎ＝｛（Ｘ１＋Ｘ２）２／（Ｘ１－Ｘ２）２｝・Ｒとなり、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。なお、この機能発揮のためには、入力電圧は交流であることが必要である。
　図１１は、４Ｄ型の回路構成の実例２パターンを示す図である。
　《第５実施形態：ｎ＝５（Ｔ型の応用）》
　次に、要素数ｎ＝５の回路構成について考える。ｎ＝４よりも要素数は１つ増えるが、実用性はある。
　図１２の（ａ）は、ｎ＝５の第１例の回路構成を示す図である。文言上で表現すると、５個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸＡ，ＸＢ，ＸＣ，ＸＤ，ＸＥとすると、入力側から見て順に、二端子対回路の１線上にあるＸＡ，２線間にあるＸＢ，前記１線上にあるＸＣ、２線間にあるＸＤ、前記１線上にあるＸＥ、によって二端子対回路が構成されている。
　一方、図１２の（ｂ）は、Ｔ型回路を示す。このＴ型回路において入力インピーダンスＺｉｎは、以下の式の上段部で表され、虚数成分を０とするには下段部のパラメータ条件が必要である。
 
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005

 
　Ｔ型回路ではＲが分母に来るため、ＬＩＬＴにはならない。しかし、Ｔ型回路を２段に構成すれば、Ｚｉｎ＝ｋ・Ｒとなり、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。そこで、図１２の（ａ）の回路における５個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸＡ，ＸＢ，ＸＣ，ＸＤ，ＸＥとすると、入力側から見て順に、二端子対回路の１線上にあるＸＡ，２線間にあるＸＢ，前記１線上にあるＸＣ、２線間にあるＸＤ、前記１線上にあるＸＥ、によって前記二端子対回路が構成されているとして、
　ＸＡ＝－ＸＢ　∧　ＸＥ＝－ＸＤ　∧　ＸＣ＝ＸＡ＋ＸＥ
の関係とする。この場合、入力インピーダンスＺｉｎは、Ｚｉｎ＝（ＸＡ ２／ＸＥ ２）・Ｒとなり、負荷の抵抗値Ｒに比例し、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。なお、この機能発揮のためには、入力電圧は交流であることが必要である。
　《第６実施形態：ｎ＝５（π型の応用）》
　図１３の（ａ）は、ｎ＝５の第２例の回路構成を示す図である。文言上で表現すると、５個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸＡ，ＸＢ，ＸＣ，ＸＤ，ＸＥとすると、入力側から見て順に、二端子対回路の２線間にあるＸＡ，１線上にあるＸＢ，２線間にあるＸＣ、前記１線上にあるＸＤ、２線間にあるＸＥ、によって二端子対回路が構成されている。
　一方、図１３の（ｂ）は、π型回路を示す。このπ型回路において入力インピーダンスＺｉｎは、以下の式の上段部で表され、虚数成分を０とするには下段部のパラメータ条件が必要である。
 
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006

 
　π型回路ではＲが分母に来るため、ＬＩＬＴにはならない。しかし、π型回路を２段に構成すれば、Ｚｉｎ＝ｋ・Ｒとなり、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。そこで、図１３の（ａ）の回路における５個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸＡ，ＸＢ，ＸＣ，ＸＤ，ＸＥとすると、入力側から見て順に、二端子対回路の２線間にあるＸＡ，１線上にあるＸＢ，２線間にあるＸＣ、前記１線上にあるＸＤ、２線間にあるＸＥ、によって前記二端子対回路が構成されているとして、
　ＸＡ＝－ＸＢ　∧　ＸＥ＝－ＸＤ　∧　ＸＣ＝ＸＡ・ＸＥ／（ＸＡ＋ＸＥ）
の関係とする。
　この場合、入力インピーダンスＺｉｎは、Ｚｉｎ＝（ＸＡ ２／ＸＥ ２）・Ｒとなり、負荷の抵抗値Ｒに比例し、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。なお、この機能発揮のためには、入力電圧は交流であることが必要である。
　《第７実施形態：ｎ＝６（前Ｔ・後π）》
　次に、要素数ｎ＝６の回路構成について考える。ｎ＝４よりも要素数は２つ増えるが、実用性はある。
　図１４の（ａ）は、ｎ＝６の第１例の回路構成を示す図である。文言上で表現すると、６個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸＡ，ＸＢ，ＸＣ，ＸＤ，ＸＥ，ＸＦとすると、入力側から見て順に、二端子対回路の１線上にあるＸＡ，２線間にあるＸＢ，前記１線上にあるＸＣ、２線間にあるＸＤ、前記１線上にあるＸＥ、２線間にあるＸＦ、によって二端子対回路が構成されている。
　前述のように、Ｔ型回路及びπ型回路では共にＲが分母に来るため、ＬＩＬＴにはならない。しかし、Ｔ型回路＋π型回路で回路を構成すれば、Ｚｉｎ＝ｋ・Ｒとなり、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。そこで、図１４の（ａ）の回路における６個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸＡ，ＸＢ，ＸＣ，ＸＤ，ＸＥ，ＸＦとすると、入力側から見て順に、二端子対回路の１線上にあるＸＡ，２線間にあるＸＢ，前記１線上にあるＸＣ、２線間にあるＸＤ、前記１線上にあるＸＥ、２線間にあるＸＦ、によって前記二端子対回路が構成されているとして、
　ＸＡ＝ＸＣ＝－ＸＢ　∧　ＸＤ＝ＸＦ＝－ＸＥ
の関係とする。
　この場合、入力インピーダンスＺｉｎは、Ｚｉｎ＝（ＸＡ ２／ＸＦ ２）・Ｒとなり、負負荷の抵抗値Ｒに比例し、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。なお、この機能発揮のためには、入力電圧は交流であることが必要である。
　《第８実施形態：ｎ＝６（前π・後Ｔ）》
　図１４の（ｂ）は、ｎ＝６の第２例の回路構成を示す図である。文言上で表現すると、６個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸＡ，ＸＢ，ＸＣ，ＸＤ，ＸＥ，ＸＦとすると、入力側から見て順に、二端子対回路の２線間にあるＸＡ，１線上にあるＸＢ，２線間にあるＸＣ、前記１線上にあるＸＤ、２線間にあるＸＥ、前記１線上にあるＸＦ、によって二端子対回路が構成されている。
　前述のように、π型回路及びＴ型回路では共にＲが分母に来るため、ＬＩＬＴにはならない。しかし、π型回路＋Ｔ型回路で回路を構成すれば、Ｚｉｎ＝ｋ・Ｒとなり、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。そこで、図１４の（ｂ）の回路における６個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸＡ，ＸＢ，ＸＣ，ＸＤ，ＸＥ，ＸＦとすると、入力側から見て順に、二端子対回路の２線間にあるＸＡ，１線上にあるＸＢ，２線間にあるＸＣ、前記１線上にあるＸＤ、２線間にあるＸＥ、前記１線上にあるＸＦ、によって前記二端子対回路が構成されているとして、
　ＸＡ＝ＸＣ＝－ＸＢ　∧　ＸＤ＝ＸＦ＝－ＸＥ
の関係とする。
　この場合、入力インピーダンスＺｉｎは、Ｚｉｎ＝（ＸＡ ２／ＸＦ ２）・Ｒとなり、負荷の抵抗値Ｒに比例し、入力電圧に比例した出力電圧が得られる。なお、この機能発揮のためには、入力電圧は交流であることが必要である。
　上述の、集中定数回路による変圧装置２００は、他の構成による変圧装置と組み合わせて使用することも可能である。例えば、他の構成による変圧装置としては、以下のものがある。
　＜リアクタンス素子を用いたスイッチングによる変圧装置＞
　図１５は、かかる変圧装置１の一例を示す回路図である。図において、変圧装置１は、交流電源２と、負荷Ｒとの間に設けられている。変圧装置１は、一対のキャパシタＣ１，Ｃ２と、一対のインダクタＬ１，Ｌ２と、４つのスイッチＳｒ１，Ｓｒ２，Ｓｂ１，Ｓｂ２と、これらのスイッチＳｒ１，Ｓｒ２，Ｓｂ１，Ｓｂ２のオン／オフを制御するスイッチング制御部３とを備えている。スイッチング制御部３のスイッチング周波数は、例えば１ＭＨｚ程度である。なお、スイッチング周波数は１ＭＨｚ以上が好ましいが、１ＭＨｚ未満でも可能である。
　スイッチＳｒ１，Ｓｒ２，Ｓｂ１，Ｓｂ２及びスイッチング制御部３により、変圧装置１の回路接続の状態を切り替えるスイッチ装置４が構成されている。スイッチＳｒ１，Ｓｒ２は互いに同期して動作し、また、スイッチＳｂ１，Ｓｂ２は互いに同期して動作する。そして、スイッチＳｒ１，Ｓｒ２のペアと、スイッチＳｂ１，Ｓｂ２のペアとは、排他的に交互にオンとなるよう動作する。スイッチＳｒ１，Ｓｒ２，Ｓｂ１，Ｓｂ２は、例えば、ＳｉＣ素子又はＧａＮ素子からなる半導体スイッチング素子である。ＳｉＣ素子又はＧａＮ素子は、例えばＳｉ素子に比べて、より高速なスイッチングが可能である。また、素子を多段に接続しなくても、充分な耐圧（例えば６ｋＶ／１個も可能）が得られる。
　図１５において、一対のキャパシタＣ１，Ｃ２は、接続点Ｐ１において互いに直列に接続されている。そして、その直列体の両端に、交流電源２が接続されている。一対のキャパシタＣ１，Ｃ２の直列体には入力電圧Ｖｉｎが印加され、入力電流Ｉｉｎが流れる。
　また、一対のインダクタＬ１，Ｌ２は、接続点Ｐ２において互いに直列に接続されている。そして、その直列体の両端に、キャパシタＣ１，Ｃ２を介した入力電圧Ｖｍが印加され、入力電流Ｉｍが流れる。負荷Ｒには、スイッチＳｒ２，Ｓｂ２のいずれかがオンのとき電流が流れる。ここで、負荷Ｒに印加される電圧をＶｏｕｔ、変圧装置１から負荷Ｒに流れる出力電流をＩｏｕｔとする。
　図１６の（ａ）は、図１５における４つのスイッチＳｒ１，Ｓｒ２，Ｓｂ１，Ｓｂ２のうち、上側にある２つのスイッチＳｒ１，Ｓｒ２がオンで、下側にある２つのスイッチＳｂ１，Ｓｂ２がオフであるときの、実体接続の状態を示す回路図である。なお、図１５におけるスイッチ装置４の図示は省略している。また、図１６の（ｂ）は、（ａ）と同じ回路図を、階段状に書き換えた回路図である。
　一方、図１７の（ａ）は、図１５における４つのスイッチＳｒ１，Ｓｒ２，Ｓｂ１，Ｓｂ２のうち、下側にある２つのスイッチＳｂ１，Ｓｂ２がオンで、上側にある２つのスイッチＳｒ１，Ｓｒ２がオフであるときの、実体接続の状態を示す回路図である。また、図１７の（ｂ）は、（ａ）と同じ回路図を、階段状に書き換えた回路図である。
　図１６，図１７の状態を交互に繰り返すことにより、キャパシタＣ１，Ｃ２の直列体の接続点Ｐ１を介して取り出される電圧は、さらに、インダクタＬ１，Ｌ２の直列体の接続点Ｐ２を介して取り出される電圧となる。すなわち、キャパシタ側を前段とし、インダクタ側を後段とする変圧が行われる。ここで、入力電圧は約１／４となって出力されるのではないかと推定される。そして、このことは、発明者らの実験によって確認されている。
　図１８は、上が、変圧装置１に対する入力電圧、下が、入力電流をそれぞれ表す波形図である。
　図１９は、変圧の中間段階での電圧Ｖｍ、電流Ｉｍをそれぞれ表す波形図である。これは実際には、スイッチングによるパルス列によって構成され、全体として図示のような波形となる。
　また、図２０は、上が、変圧装置１からの出力電圧、下が、出力電流をそれぞれ表す波形図である。図１８，図２０の対比により明らかなように、電圧は１／４に変圧され、それに伴って、電流は４倍となる。
　＜組み合わせの例示＞
　図２１は、図１５に示した変圧装置１と、上記４Ａ型の回路構成を有する変圧装置２００とを、組み合わせた回路図である。図において、図１５に示した変圧装置１におけるキャパシタ段と、インダクタ段との間に、変圧装置２００が介挿されている。このようにして、２種類の変圧装置１，２００の変圧機能を組み合わせることにより、変圧比の広範囲な設計が可能となる。
　また、この場合、例えば１ＭＨｚの高周波でスイッチングを行っている環境を利用して集中定数回路の変圧装置２００を活用することができる。なお、交流電源２が仮に直流電源に置き換わったとしても、変圧装置２００には、変圧装置１の前段のスイッチングによるスイッチング波形が入力されるので、使用可能である（以下同様）。
　図２２は、図１５に示した変圧装置１と、上記４Ｂ型の回路構成を有する変圧装置２００とを、組み合わせた回路図である。図において、図１５に示した変圧装置１におけるキャパシタ段と、インダクタ段との間に、変圧装置２００が介挿されている。このようにして、２種類の変圧装置１，２００の変圧機能を組み合わせることにより、変圧比の広範囲な設計が可能となる。
　図２３は、図１５に示した変圧装置１と、上記４Ｃ型の回路構成を有する変圧装置２００とを、組み合わせた回路図である。図において、図１５に示した変圧装置１におけるキャパシタ段と、インダクタ段との間に、変圧装置２００が介挿されている。このようにして、２種類の変圧装置１，２００の変圧機能を組み合わせることにより、変圧比の広範囲な設計が可能となる。
　図２４は、図１５に示した変圧装置１と、上記４Ｄ型の回路構成を有する変圧装置２００とを、組み合わせた回路図である。図において、図１５示した変圧装置１におけるキャパシタ段と、インダクタ段との間に、変圧装置２００が介挿されている。このようにして、２種類の変圧装置１，２００の変圧機能を組み合わせることにより、変圧比の広範囲な設計が可能となる。
　《その他》
　なお、上述のリアクタンス素子として、ケーブルのキャパシタンス及びケーブルのインダクタンスを利用することも可能である。
　この場合、ケーブルは耐圧性能を容易に確保することができ、また、低コストであるという利点がある。
　なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
　１　変圧装置
　２　交流電源
　３　スイッチング制御部
　４　スイッチ装置
　２００　変圧装置
　Ｃ１，Ｃ２　キャパシタ
　Ｌ１，Ｌ２　インダクタ
　Ｓｂ１，Ｓｂ２　スイッチ
　Ｓｒ１，Ｓｒ２　スイッチ
　Ｐ１，Ｐ２　接続点
　Ｒ　負荷

Claims (12)

  1. 　電源と抵抗値Ｒの負荷との間に設けられる変圧装置であって、
    　４以上の自然数をｎとして、ｎ個のリアクタンス素子を相互に接続して構成された二端子対回路を備え、
    　前記負荷の任意の抵抗値Ｒに対して、前記二端子対回路の入力インピーダンスＺｉｎは、その実数成分が、ｋを定数として、ｋ・Ｒで表され、かつ、虚数成分が０である、変圧装置。
  2. 　４個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４とすると、入力側から見て順に、前記二端子対回路の１線上にあるＸ１，２線間にあるＸ２，前記１線上にあるＸ３、２線間にあるＸ４によって前記二端子対回路が構成され、以下の条件が満たされる請求項１に記載の変圧装置。
    　（１／Ｘ１）＋（１／Ｘ２）＋（１／Ｘ３）＝０　∧　Ｘ２＋Ｘ３＋Ｘ４＝０
  3. 　４個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４とすると、入力側から見て順に、前記二端子対回路の２線間にあるＸ１，１線上にあるＸ２，２線間にあるＸ３、前記１線上にあるＸ４によって前記二端子対回路が構成され、以下の条件が満たされる請求項１に記載の変圧装置。
    　Ｘ１＋Ｘ２＋Ｘ３＝０　∧　（１／Ｘ２）＋（１／Ｘ３）＋（１／Ｘ４）＝０
  4. 　４個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４とすると、入力側から見て順に、前記二端子対回路の１線上にあるＸ１，２線間にあるＸ２，前記１線上にあるＸ３、によって構成されるＴ型回路と、Ｘ１及びＸ３の直列体に対して並列にあるＸ４とによって前記二端子対回路が構成され、以下の条件が満たされる請求項１に記載の変圧装置。
    　Ｘ１＋Ｘ３＋Ｘ４＝０　∧　（１／Ｘ１）＋（１／Ｘ２）＋（１／Ｘ３）＝０
  5. 　４個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４とすると、入力側から見て順に、前記二端子対回路の２線間にあるＸ１，Ｘ２の第１直列体、及び、２線間にあるＸ３，Ｘ４の第２直列体を含み、前記第１直列体の相互接続点及び前記第２直列体の相互接続点が出力端子となる前記二端子対回路が構成され、以下の条件が満たされる請求項１に記載の変圧装置。
    　Ｘ１＋Ｘ２＋Ｘ３＋Ｘ４＝０　∧　（１／Ｘ１）＋（１／Ｘ２）＋（１／Ｘ３）＋（１／Ｘ４）＝０
  6. 　５個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸＡ，ＸＢ，ＸＣ，ＸＤ，ＸＥとすると、入力側から見て順に、前記二端子対回路の１線上にあるＸＡ，２線間にあるＸＢ，前記１線上にあるＸＣ、２線間にあるＸＤ、前記１線上にあるＸＥ、によって前記二端子対回路が構成され、
    　ＸＡ＝－ＸＢ　∧　ＸＥ＝－ＸＤ　∧　ＸＣ＝ＸＡ＋ＸＥ
    の関係にある請求項１に記載の変圧装置。
  7. 　５個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸＡ，ＸＢ，ＸＣ，ＸＤ，ＸＥとすると、入力側から見て順に、前記二端子対回路の２線間にあるＸＡ，１線上にあるＸＢ，２線間にあるＸＣ、前記１線上にあるＸＤ、２線間にあるＸＥ、によって前記二端子対回路が構成され、
    　ＸＡ＝－ＸＢ　∧　ＸＥ＝－ＸＤ　∧　ＸＣ＝ＸＡ・ＸＥ／（ＸＡ＋ＸＥ）
    の関係にある請求項１に記載の変圧装置。
  8. 　６個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸＡ，ＸＢ，ＸＣ，ＸＤ，ＸＥ，ＸＦとすると、入力側から見て順に、前記二端子対回路の１線上にあるＸＡ，２線間にあるＸＢ，前記１線上にあるＸＣ、２線間にあるＸＤ、前記１線上にあるＸＥ、２線間にあるＸＦ、によって前記二端子対回路が構成され、
    　ＸＡ＝ＸＣ＝－ＸＢ　∧　ＸＤ＝ＸＦ＝－ＸＥ
    の関係にある請求項１に記載の変圧装置。
  9. 　６個のリアクタンス素子のリアクタンスをそれぞれＸＡ，ＸＢ，ＸＣ，ＸＤ，ＸＥ，ＸＦとすると、入力側から見て順に、前記二端子対回路の２線間にあるＸＡ，１線上にあるＸＢ，２線間にあるＸＣ、前記１線上にあるＸＤ、２線間にあるＸＥ、前記１線上にあるＸＦ、によって前記二端子対回路が構成され、
    　ＸＡ＝ＸＣ＝－ＸＢ　∧　ＸＤ＝ＸＦ＝－ＸＥ
    の関係にある請求項１に記載の変圧装置。
  10. 　スイッチングを行う回路と、当該回路内に介挿された請求項１～請求項９のいずれか１項に記載の変圧装置とを含む変圧装置。
  11. 　前記リアクタンス素子として、ケーブルのキャパシタンス及びケーブルのインダクタンスを利用する請求項１～請求項９のいずれか１項に記載の変圧装置。
  12. 　前記スイッチングの周波数は少なくとも１ＭＨｚである請求項１０に記載の変圧装置。
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5695712B2 (ja) * 2013-08-29 2015-04-08 住友電気工業株式会社 変圧装置
JP5695782B1 (ja) * 2013-09-12 2015-04-08 住友電気工業株式会社 変圧装置
JP6359950B2 (ja) 2014-11-05 2018-07-18 住友電気工業株式会社 変圧装置
JP6297963B2 (ja) 2014-11-05 2018-03-20 住友電気工業株式会社 変圧装置
JP6905452B2 (ja) * 2017-11-08 2021-07-21 住友電気工業株式会社 変圧装置
CN113537528B (zh) * 2021-07-28 2022-05-03 贵州电网有限责任公司 一种输变电设备状态监测数据的预处理方法及系统

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08305450A (ja) * 1995-04-28 1996-11-22 Tsubakimoto Chain Co 交流電源装置及びこれに用いるインピーダンス変換器
JP2002049428A (ja) * 2000-08-04 2002-02-15 Kansai Tlo Kk イミタンス変換器、電源装置および非接触給電装置
JP2002095241A (ja) * 2000-09-14 2002-03-29 Toshihisa Shimizu イミタンス変換回路及びこれを使用したコンバータ
JP2002272127A (ja) * 2001-03-07 2002-09-20 Tsubakimoto Chain Co 給電装置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR1064891A (fr) * 1952-10-18 1954-05-18 Csf Perfectionnements aux réseaux transformateurs d'impédances
FR2549314B1 (fr) * 1983-07-12 1985-11-08 Thomson Csf Quadrupole d'adaptation, independante de la frequence de fonctionnement, d'une reactance, et amplificateur a ondes progressives utilisant un tel quadrupole
US4951009A (en) * 1989-08-11 1990-08-21 Applied Materials, Inc. Tuning method and control system for automatic matching network
JPH10174436A (ja) * 1996-12-09 1998-06-26 Mitsui Chem Inc 圧電素子駆動回路
CN102404908B (zh) * 2010-09-08 2014-10-15 惠州元晖光电股份有限公司 用于电子变压器驱动led器件的稳定网络
JP5695712B2 (ja) * 2013-08-29 2015-04-08 住友電気工業株式会社 変圧装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08305450A (ja) * 1995-04-28 1996-11-22 Tsubakimoto Chain Co 交流電源装置及びこれに用いるインピーダンス変換器
JP2002049428A (ja) * 2000-08-04 2002-02-15 Kansai Tlo Kk イミタンス変換器、電源装置および非接触給電装置
JP2002095241A (ja) * 2000-09-14 2002-03-29 Toshihisa Shimizu イミタンス変換回路及びこれを使用したコンバータ
JP2002272127A (ja) * 2001-03-07 2002-09-20 Tsubakimoto Chain Co 給電装置

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
FALCONES, S. ET AL., POWER AND ENERGY SOCIETY GENERAL MEETING, 2010 IEEE, July 2010 (2010-07-01), pages 1 - 8
KYOHEI YAMADA ET AL.: "Load-Invariant Constant-Voltage-Ratio Transformer without Employing Mutual Inductance", 2013 NEN PROCEEDINGS OF THE SOCIETY CONFERENCE OF IEICE TSUSHIN (2) B-9-3, 3 September 2013 (2013-09-03), pages 202, XP008182819 *
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