WO2015029273A1 - 単相インバータ - Google Patents

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WO2015029273A1
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switching
switching element
state
resonance
circuit
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譲原　逸男
真一 小玉
俊幸 安達
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株式会社京三製作所
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a single-phase inverter that can be used, for example, as a power source that supplies current to a load such as a plasma load.
  • a voltage source inverter and a current source inverter are known as inverters that convert DC power into AC power.
  • the voltage source inverter supplies a square wave alternating current as a voltage source to the load by switching between the load and the DC voltage source with a semiconductor switch.
  • a circuit configuration of an inverter As a circuit configuration of an inverter, a circuit configuration is known in which an anti-parallel connection of a switching element of a transistor or a thyristor and a feedback diode is configured as an arm of a bridge circuit, and each switching element is orthogonally converted by PWM control.
  • FIG. 19 is a circuit diagram for explaining a general circuit configuration of a single-phase inverter circuit.
  • the upper arm of the bridge circuit is connected to the positive terminal, and the lower arm is connected to the negative terminal.
  • Element of one of the upper and lower arm switching element Q 1 and the feedback diode D 1, and a switching element Q 2 feedback diode D 2 and the connection point of the elements of the other arm (switching element Q 3 and the feedback diode D 3 , and it connects the switching element Q 4 and the connection point of the feedback diode D 4) to load.
  • the switching element Q 1, Q 4 are driven based on the base signal (upward in FIG 19 (b)), is driven based on the switching element Q 2 and Q 3 are base signal (lower part of FIG. 19 (b)) .
  • the direction of the current flowing through the bridge circuit is switched by setting both base signals in opposite phases, thereby inverting the output voltage (FIG. 19C) and outputting an AC output current (FIG. 19D).
  • Q 1 to Q 4 and D 1 to D 4 in FIG. 19D represent devices (switching elements, feedback diodes) through which an output current flows in the bridge circuit.
  • the dead time Td in FIG. 19B is provided to prevent a short circuit between the upper and lower arms of the bridge circuit when the base signal is switched.
  • Resonant inverters composed of three-phase bridge circuits are known as soft switch inverters that reduce switching losses.
  • a resonance type inverter a commutation diode and a resonance capacitor are connected in parallel to a switching element, and a resonance circuit is constituted by the resonance capacitor, a resonance inductor, and a switching element connected to the resonance circuit.
  • Zero voltage switching (ZVS) and zero current switching (ZCS) of the switching element are realized by charging / discharging of the resonance capacitor by the resonance current of the resonance circuit and conduction of the commutation diode (for example, Patent Document 1).
  • the resonance circuit has a configuration in which a resonance capacitor is connected in parallel to the switching element, there is a problem that the capacitance due to the capacitor increases.
  • Patent Document 2 a configuration in which a resonance circuit is formed by an auxiliary circuit including auxiliary switching elements has been proposed.
  • Patent Document 3 a diode and a snubber capacitor are connected in parallel to a first main switch and a second main switch connected in series, and a first auxiliary switch and a second auxiliary switch connected in series and a resonance inductor are provided.
  • Auxiliary resonance circuit is connected to a DC power source, a voltage signal of a voltage across each of the main switch and the auxiliary switch is input, and before the turn-on signal as a switching signal is given to the first main switch, the first and second It is described that a control for giving a turn-on signal to the auxiliary switch is performed.
  • Patent Document 4 discloses an auxiliary circuit including first to fourth auxiliary switches, first to fourth auxiliary diodes, first and second auxiliary capacitors, and a resonant reactor for soft switching.
  • a first resonance current path including a first auxiliary capacitor, a first auxiliary switch, a resonance reactor, and a fourth auxiliary switch, wherein the auxiliary switch is turned on / off by an auxiliary switch control circuit; It is described that a second resonance current path consisting of an auxiliary capacitor, a second auxiliary switch, a resonant reactor, and a third auxiliary switch is alternatively formed.
  • the conventionally known inverter circuit has a problem that a plurality of elements such as a resonance capacitor or an auxiliary switch or an auxiliary capacitor are required to perform soft switching.
  • the present invention aims to solve the above-described conventional problems and to perform soft switching with a simple configuration in an inverter circuit, particularly a single-phase inverter, to prevent switching loss of a switching element.
  • a resonance circuit is constituted by a resonance capacitor provided on the power supply side of the bridge circuit constituting the single-phase inverter, a resonance inductor provided on the output side of the bridge circuit, and the bridge circuit, and by a resonance current flowing through the resonance circuit.
  • Zero voltage switching (ZVS) and zero current switching (ZCS) are performed when the main switching element constituting the bridge circuit rises, and zero voltage switching is performed when the main switching element constituting the bridge circuit falls due to the zero voltage of the resonance capacitor. I do.
  • the single-phase inverter of the present invention includes an auxiliary switching circuit that electrically separates the circuit configuration after the resonance capacitor from the power supply side in order to form a resonance circuit, and in the auxiliary switching element provided in the auxiliary switching circuit, By setting the voltage of the resonant capacitor to the same voltage as that of the power source by charging the resonant current, zero voltage switching is performed with the voltage across the auxiliary switching element as the zero voltage.
  • the single-phase inverter of the present invention has a series connection of first and second main switching elements and a series connection of third and fourth main switching elements connected in parallel to a DC power source,
  • a bridge circuit formed by connecting a diode in parallel with a DC power source with a reverse bias, a smoothing circuit, an auxiliary switching circuit, a resonance capacitor, and a resonance inductor are provided.
  • the smoothing circuit, auxiliary switching circuit, and resonant capacitor are connected in order from the DC power supply side between the DC power supply and the bridge circuit.
  • the resonant inductor is connected between a connection point of the first main switching element and the second main switching element of the bridge circuit and a connection point of the third main switching element and the fourth main switching element.
  • the auxiliary switching circuit shuts off between the smoothing circuit and the resonance capacitor by the opening operation, and electrically isolates the circuit after the resonance capacitor from the power supply side.
  • the circuits after the resonance capacitor are separated from the power supply side, thereby forming a resonance circuit including a resonance capacitor, a resonance inductor, and a bridge circuit.
  • (Soft switching of the main switching element) In the switching operation of the main switching element, (A) In the switching operation for switching the main switching element from the OFF state to the ON state, when a resonance current flows through the resonance circuit, the voltage across the main switching element is set to zero voltage, and the switching operation is set to zero voltage switching. When the resonance current flows through a diode connected in parallel to the main switching element, the switching operation of the main switching element is set to zero current switching. (B) In the switching operation for switching the main switching element from the on state to the off state, the resonance capacitor flows in the main switching element in the on state to discharge the resonance capacitor, and the voltage across the main switching element is zero voltage. Thus, the switching operation of the main switching element is set to zero voltage switching.
  • Soft switching of the main switching element performs zero voltage switching and zero current switching in the switching operation to switch from the off state to the on state, and performs zero voltage switching in the switching operation to switch from the on state to the off state.
  • the smoothing circuit includes a smoothing capacitor connected between the positive side and the negative side of the DC power supply, and the resonance capacitor is connected between the positive side and the negative side of the DC power supply.
  • the auxiliary switching circuit may include an auxiliary switching element that opens and closes a connection between the smoothing capacitor and the resonance capacitor, and a diode connected in parallel to the auxiliary switching element.
  • the auxiliary switching circuit forms a resonance circuit including a resonance capacitor, a resonance inductor, and a bridge circuit by cutting the connection between the smoothing capacitor and the resonance capacitor.
  • auxiliary switching element In the switching operation of the auxiliary switching element, (A) In the switching operation for switching the auxiliary switching element from the on state to the off state, the supply current flows from the DC power source toward the load side, so that the voltage of the resonance capacitor and the voltage of the smoothing capacitor are the same voltage, The voltage across the auxiliary switching element is set to zero voltage, and the switching operation is set to zero voltage switching. (B) In the switching operation for switching the auxiliary switching element from the OFF state to the ON state, charging of the resonance capacitor with the current flowing through the resonance circuit sets the voltage of the resonance capacitor to the same voltage as that of the smoothing capacitor, and the switching operation is switched to zero voltage.
  • Soft switching of the auxiliary switching element performs zero voltage switching in the switching operation for switching from the on state to the off state, and performs zero current switching and zero voltage switching in the switching operation for switching from the off state to the on state.
  • the resonant inductor that constitutes the resonant circuit is composed of an inductor element connected between the bridge circuit and the load and the load induction.
  • the resonant inductor is constituted by an inductor element
  • a current path is formed between the middle point of the upper and lower arms of the bridge circuit and the load via the inductor element, and an output current is supplied to the load.
  • the resonant circuit for performing the soft switching operation can be configured by a resonant capacitor, a resonant inductor, and a bridge circuit, and the circuit configuration forming the resonant circuit is configured by a smoothing circuit and an auxiliary switching circuit. Therefore, a simple circuit configuration can be obtained.
  • the resonant capacitor and the smoothing capacitor can be constituted by one capacitor element, and the auxiliary switching circuit can also be constituted by one switching element, so that the number of elements required for the circuit can be reduced.
  • FIG. 6 is a diagram showing signal states of respective parts in operation mode 1 to operation mode 10 for explaining an operation example of the single-phase inverter according to the present invention. It is an operation diagram of mode 1 for explaining an operation example of the single phase inverter of the present invention. It is an operation diagram of mode 1 ⁇ 2 for explaining an operation example of the single phase inverter of the present invention.
  • mode 9 It is an operation diagram of mode 9 for explaining an operation example of the single phase inverter of the present invention. It is an operation
  • FIG. 1 the schematic structural example of the single phase inverter of this invention is demonstrated using FIG. 1, FIG. 2, and the circuit structural example of the single phase inverter of this invention is demonstrated using FIG. 4 to 16, an example of the operation of the single-phase inverter of the present invention will be described, and an example of the configuration of the plasma power supply device using the single-phase inverter of the present invention will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 2 shows an example using a resonant inductor.
  • a single-phase inverter 1 of the present invention includes a smoothing circuit 2, an auxiliary switching circuit 3, a resonant capacitor 4, a bridge circuit 5, and a resonant inductor 6, and converts a direct current from a direct current power source 10 into an alternating current.
  • the AC output is supplied to the load 7.
  • the smoothing circuit 2, the auxiliary switching circuit 3, and the resonance capacitor 4 are connected in order from the DC power supply 10 side between the DC power supply 10 and the bridge circuit 5.
  • the resonance capacitor 4 and the bridge circuit 5 are connected.
  • the resonant inductor 6 constitute a resonant circuit.
  • the auxiliary switching circuit 3 opens the circuit between the smoothing circuit 2 and the resonance capacitor 4 by the opening operation, and electrically isolates the bridge circuit 5 and the resonance inductor 6 that are circuit configurations after the resonance capacitor 4 from the power supply side.
  • the resonance capacitor 4, the bridge circuit 5, and the resonance inductor 6 are separated from the power supply side to form a resonance circuit.
  • the present invention utilizes the fact that the resonance current by this resonance circuit and the capacitor voltage of the resonance capacitor become zero voltage, and the main switching elements (Q U , Q X , Q V , Q Y ) and auxiliary that constitute the bridge circuit 5.
  • the switching element (Q A ) is switched by soft switching.
  • FIGS. 1B and 1C are diagrams for explaining soft switching of the main switching element of the bridge circuit.
  • FIG. 1B is a diagram for explaining soft switching of the main switching elements Q U and Q Y constituting one arm of the bridge circuit 5.
  • the resonance capacitor When the main switching elements Q U and Q Y are switched from the off state to the on state, the resonance capacitor is charged or discharged with a resonance current, and the voltage V c2 of the resonance capacitor is in a zero voltage state. Zero voltage switching can be performed by performing a switching operation at the time. Further, the resonant current is the main switching element Q U, diodes are connected in parallel Q Y and reverse bias D U, to flow the D Y, it is possible to perform zero current switching by performing a switching operation at this point.
  • Zero voltage switching can be performed by performing a switching operation in a state where the voltage V c2 of the resonance capacitor is zero voltage.
  • FIG. 1C is a diagram for explaining soft switching of the main switching elements Q V and Q X constituting the other arm of the bridge circuit 5.
  • Soft switching of the main switching elements Q V and Q X performs soft switching in the same manner as the main switching elements Q U and Q Y.
  • the resonance capacitor When the main switching elements Q V and Q X are switched from the off state to the on state, the resonance capacitor is charged or discharged with a resonance current, and the voltage V c2 of the resonance capacitor is in a zero voltage state. Zero voltage switching can be performed by performing a switching operation at the time. Further, since the resonance current flows through the diodes D V and D X connected in parallel with the main switching elements Q V and Q X in reverse bias, the zero current switching can be performed by performing the switching operation at this time.
  • the resonance capacitor discharges the accumulated charge through the resonance circuit.
  • Zero voltage switching can be performed by performing a switching operation in a state where the voltage V c2 of the resonance capacitor is zero voltage.
  • Figure 1 (d) is a diagram for explaining the soft switching of the auxiliary switching element Q A of the auxiliary switching circuit 3.
  • the switching operation of the auxiliary switching element in the switching operation for switching the auxiliary switching element from the on state to the off state, the supply current flows from the DC power source toward the load side, so that the voltage of the resonant capacitor and the voltage of the smoothing capacitor are the same voltage.
  • the potential difference between the voltages across the auxiliary switching element becomes zero voltage.
  • the switching operation can be zero voltage switching.
  • the resonance capacitor voltage becomes the same voltage as the smoothing capacitor voltage by charging the resonance capacitor with the current flowing through the resonance circuit.
  • the switching operation can be zero voltage switching.
  • a diode connected in parallel with the auxiliary switching element becomes conductive, and a regenerative current regenerated from the load side toward the DC power source flows through the diode.
  • the switching operation of the auxiliary switching element can be set to zero current switching.
  • the soft switching of the auxiliary switching element performs zero voltage switching in the switching operation for switching from the on state to the off state, and performs zero current switching and zero voltage switching in the switching operation for switching from the off state to the on state.
  • FIG. 2 shows a configuration example of a resonant inductor of a single phase inverter.
  • a reactor element 6A is inserted between the output end of the bridge circuit 5 and the load 7, and the resonant inductor 6 is configured by the reactor element 6A.
  • a resonance circuit can be configured in the single-phase inverter of the present invention even when the load 7 is a capacitive load.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a circuit configuration example of the single-phase inverter 1 of the present invention.
  • Smoothing circuit 2 and the resonant capacitor 4 can be constituted by the capacitor C 1 and capacitor C 2 are connected in parallel between the positive and negative output terminals of each DC power supply 10.
  • Auxiliary switching circuit 3 an auxiliary switching element connected between the positive side terminal and between the positive side terminal of the capacitor C 2 or the negative end and the negative end of the capacitor C 2 of the capacitor C 1, the capacitor C 1 Q A and the diode D A connected in parallel to the auxiliary switching element Q A can be used.
  • FIG. 3A shows a configuration example in which the auxiliary switching element Q A and the diode D A are provided between the negative side end of the capacitor C 1 and the negative side end of the capacitor C 2 .
  • the auxiliary switching element Q A is connected in a direction in which the current I QA flows from the bridge circuit 5 side to the DC power supply 10 side, and the diode D A has the current I DA from the DC power supply 10 side to the bridge circuit 5 side. Connected in the direction of flow.
  • FIG. 3B shows a configuration example in which the auxiliary switching element Q A and the diode D A are provided between the positive side end of the capacitor C 1 and the positive side end of the capacitor C 2 .
  • the auxiliary switching element Q A is connected in a direction in which the current I QA flows from the DC power supply 10 side toward the bridge circuit 5, and the diode D A flows in the current I DA from the bridge circuit 5 side toward the DC power supply 10 side. Connected in the direction.
  • the bridge circuit 5 is configured to connect the first and second main switching elements Q U and Q X in series and the third and fourth main switching elements Q V and Q Y in series with positive and negative voltages of the DC power supply 10.
  • the main switching elements Q U , Q X , Q V , and Q Y have diodes D U , D X , D V , and DY with respect to the voltage direction of the DC power supply 10. They are connected in parallel with reverse bias.
  • the resonant inductor 6 is constituted by a resonant reactor L.
  • the inductor current I L flowing through the resonance reactor L becomes an output current when supplied to the load, becomes a regenerative current when returning from the load to the power supply side, and becomes a resonance current when the resonance circuit is formed.
  • soft switching of the zero-voltage switching (ZVS) and or zero current switching (ZCS) uses a resonance current generated by the resonance operation of the resonance capacitor C 2 and the resonance reactor L.
  • the energy (L ⁇ I L 2 ) / 2 accumulated in the resonance reactor L when the resonance circuit is formed is the energy (C 2 ⁇ V) accumulated in the resonance capacitor C 2. From the energy relationship of greater than c 2 ) / 2, the following relationship must be satisfied in the resonant operation voltage V c , current I L , resonant capacitor C 2 , and resonant reactor L: (C 2 ⁇ V c 2 ) / 2 ⁇ (L ⁇ I L 2 ) / 2 (1)
  • the stray capacitance C of the switching element and the resonant capacitor C 2 are reduced by shortening the distance between the resonance capacitor C 2 and the main switching elements Q U , Q X , Q V , and Q Y of the bridge circuit as much as possible.
  • the resonance operation caused by the wiring reactor between and the main switching element can be suppressed, and the generation of the surge voltage when the main switching element is off can be suppressed.
  • FIG. 4 is an operation diagram of the switching element for explaining the operation of the single-phase inverter.
  • the gate signal G A for driving the auxiliary switching element Q A, and the main switching element Q U, Q V, Q X , the gate signal G U for driving the Q Y respectively, G V, G X, dividing the output state of the G Y 10 phase of operation mode 10 from the operation mode 1 is shown.
  • the bridge circuit 5 performs orthogonal transformation according to the on / off states of the main switching elements Q U , Q V , Q X , and Q Y. First a first main switching element Q U of the bridge circuit 5 4 a set of the switching elements of the main switching element Q Y, a second set of main switching elements Q X and the third switching element of the main switching element Q V Are alternately driven to switch the current direction of the output current toward the load, and orthogonal switching is performed by switching the main switching elements.
  • the connection point between the first and second main switching elements Q U and Q X is directed to the load 7 and from the load 7 to the third and A current flows in a current direction toward the connection point of the fourth main switching elements Q V and Q Y.
  • the single-phase inverter of the present invention uses a resonance current flowing in a resonance circuit including a bridge circuit in order to perform the switching operation of the main switching element by soft switching.
  • the resonance current is formed by electrically separating the circuit after the resonance capacitor from the DC power supply 10 side by the auxiliary switching circuit and forming a resonance circuit by the resonance capacitor, the bridge circuit, and the resonance inductor.
  • Auxiliary switching circuit outputs a gate signal G A the auxiliary switching element Q A turned on in the operation mode 10,1 and the operation mode 5,6.
  • a resonance circuit is formed by this operation mode.
  • the time width of each section of the operation modes 1, 2, 4, 5, 6, 7, 9, and 10 for driving the main switching element is variable depending on the drive frequency.
  • the auxiliary switching element Q A of the operation mode 2 to 4 and 7 to 9 is off interval, and the main switching element Q U of the upper and lower arms, Q V, Q X, operation is Q Y immobility time (dead time)
  • the time width of the sections of modes 3 and 8 is a fixed value set based on the time constant of the voltage change determined by the value of the circuit element.
  • FIG. 5 shows signal states of the respective parts in the operation modes 1 to 10.
  • the auxiliary switching element Q A the gate signals of the main switching elements Q U , Q V , Q X , and Q Y , the voltage V c2 of the resonant capacitor C 2 , the main switching elements Q U , Q Y , Q V , and Q current flowing through the X I QU, I QY, I QV, I QX, diode D V, the current flowing through the D X I DV, I DX, shows a resonance current I out.
  • FIG. 6 shows an operation state in the operation mode 1.
  • the auxiliary switching element Q A and the main switching elements Q U and Q Y are in the on state.
  • the positive terminal of the DC power supply passes through the main switching element Q U , the resonance reactor L, the main switching element Q Y , and the auxiliary switching element Q A to the negative terminal of the DC power supply.
  • a path through which a current flows is formed in the current path, and an output current is supplied to the load.
  • FIG. 7 shows an operation state of the operation mode 1 ⁇ 2, transition from the operation mode 1 to the operation mode 2 is performed by switching operation to turn OFF the auxiliary switching element Q A from the ON state.
  • the auxiliary switching element resonant capacitor C 2 at the time of turning off the Q A is a smoothing capacitor C 1 and the voltage, the voltage V c2 of the resonant capacitor C 2 no potential difference between the smoothed voltage V c1 of the capacitor C 1, the voltage across the auxiliary switching element is zero. Therefore, in this state, the switching operation of the auxiliary switching element Q A from the ON state to the OFF state, a zero-current switching (ZVS).
  • ZVS zero-current switching
  • FIG. 8 shows operation mode 2. When the voltage V c2 reaches 0 voltage due to the discharge of the resonant capacitor C 2 , the operation mode 2 is entered.
  • the resonance capacitor C 2 , the bridge circuit, and the resonance reactor L are electrically separated from the DC power supply side to form a resonance circuit.
  • the current flowing through the main switching element Q Y and the main switching element Q U is shunted to the diode D X and a diode D V.
  • FIG. 9 shows an operation mode 3 in which the main switching elements Q U and Q Y are switched from the on state to the off state.
  • the voltage V c2 by the discharge of the resonant capacitor C 2 reaches the zero voltage in the operation mode 2, it is shifted from the operation mode 2 to the operation mode 3, switch off state of the main switching element from the on state.
  • the resonance capacitor C 2 is the start of the charging from zero voltage, resonance current will flow in the diode D V and the diode D X is inverted.
  • FIG. 10 shows an operation mode 4 in which the main switching elements Q V and Q X are switched from the off state to the on state.
  • the voltage V c2 of the resonant capacitor C 2 is zero voltage
  • the main switching element Q V each of the voltage across V QV of Q X, is V QX is zero voltage. Therefore, at this time, the main switching elements Q V and Q X can be switched from the off state to the on state by zero voltage switching (ZVS).
  • the zero-current It can be done by switching (ZCS).
  • the resonance capacitor C 2 is charged, the voltage V c2 of the resonant capacitor when it is charged to a voltage that can conduct diode D A, diode D A shifts to the operation mode 4 is conducted. Ignoring the voltage drop of the diode D A, a smoothing capacitor C 1 and the resonant capacitor C 2 becomes the same potential, so that the regenerative current flows to the power supply side from the resonance circuit side.
  • FIG. 11 shows the operation mode 5, and shows a state in which switched on the auxiliary switching element Q A from the off state.
  • the operation mode 4 and the smoothing capacitor C 1 is the resonance capacitor C 2 in the state where the same potential, switch the auxiliary switching element Q A from the OFF state to the ON state, the voltage across the auxiliary switching element Q A is the zero voltage Therefore, you are possible to perform zero voltage switching (ZVS), also can be done in zero-current switching element (ZCS) for regenerative current is flowing through the diode D a.
  • ZVS zero voltage switching
  • ZCS zero-current switching element
  • operation mode 1 to operation mode 5 are half-cycle operations, and the one-cycle operation is completed together with the next operation mode 6 to operation mode 10 half-cycle operations.
  • the operation modes 6 to 10 are the same operations as the operation modes 1 to 5 in which the combination of Q U and Q Y of the main switching element to be operated and the combination of Q V and Q X are interchanged.
  • FIG. 12 shows an operation state of the operation mode 6.
  • the auxiliary switching element Q A and the main switching element Q V, Q X is an ON state.
  • the negative N terminal of the DC power supply passes through the main switching element Q V , the resonance reactor L, the main switching element Q X , and the auxiliary switching element Q A from the positive P terminal of the DC power supply.
  • a path through which a current flows is formed in the current path, and an output current is supplied to the load.
  • Transition from the operation mode 6 to the operation mode 7 is performed by switching operation to the off state from the on state of the auxiliary switching element Q A.
  • resonant capacitor C 2 In the transition to the off state from the on state of the auxiliary switching element Q A, at the time of turning off the auxiliary switching element Q A resonant capacitor C 2 is the same voltage as the smoothing capacitor C 1, the voltage V of the resonant capacitor C 2 c2 and not potential difference between the voltage V c1 of the smoothing capacitor C 1, the voltage across the auxiliary switching element is zero. Therefore, in this state, the switching operation of the auxiliary switching element Q A from the ON state to the OFF state, a zero-current switching (ZVS).
  • ZVS zero-current switching
  • the resonance capacitor C 2 begins to discharge the voltage V c2.
  • FIG. 13 shows the operation mode 7. Voltage V c2 by the discharge of the resonant capacitor C 2 is changed from the operation mode 6 to the operation mode 7 when it reaches zero voltage.
  • the resonance capacitor C 2 , the bridge circuit, and the resonance reactor L are electrically separated from the DC power supply side to form a resonance circuit.
  • the current flowing through the main switching element Q X and the main switching element Q V shunts the diode D Y and the diode D U.
  • FIG. 14 shows an operation mode 8 in which the main switching elements Q V and Q X are switched from the on state to the off state.
  • the voltage V c2 by the discharge of the resonant capacitor C 2 reaches the zero voltage in the operation mode 7, it is shifted from the operation mode 7 to the operation mode 8, switch off state of the main switching element from the on state.
  • the resonance capacitor C 2 is the start of the charging or zero voltage, resonance current will flow in the diode D U and the diode D Y inverted.
  • FIG. 15 shows an operation mode 9 in which the main switching elements Q U and Q Y are switched from the off state to the on state.
  • the voltage V c2 of the resonant capacitor C 2 is zero voltage
  • the main switching element Q U each of the voltage across V QU of Q Y
  • the V QY is zero voltage. Therefore, at this time, the main switching elements Q U and Q Y can be switched from the off state to the on state by zero voltage switching (ZVS).
  • the switching of the main switching elements Q U and Q Y from the OFF state to the ON state at this time is zero current. It can be done by switching (ZCS).
  • FIG. 16 shows the operation mode 10 shows a state in which switched on the auxiliary switching element Q A from the off state.
  • the operating mode 9 and the smoothing capacitor C 1 resonant capacitor C 2 in the state where the same potential, switch the auxiliary switching element Q A from the OFF state to the ON state, the voltage across the auxiliary switching element Q A is the zero voltage Therefore, it is possible to perform zero voltage switching (ZVS), also can be done in zero-current switching element (ZCS) the regenerative current flows through the diode D a.
  • ZVS zero voltage switching
  • ZCS zero-current switching element
  • FIG. 17 shows a configuration example of a dual cathode power supply device using the single-phase inverter of the present invention.
  • the dual cathode power supply is a power supply that supplies high-frequency power to the load of the plasma generator, and the plasma generator includes two electrodes, electrode 1 and electrode 2, in a grounded case. According to this dual cathode power supply device, an electrically symmetrical AC voltage can be applied to the two electrodes.
  • the dual cathode power supply device converts a DC power voltage input from a rectifying unit that rectifies AC power of an AC power source, a snubber unit that constitutes a protection circuit that suppresses transiently generated high voltage, into a predetermined voltage.
  • a current source step-down chopper unit that outputs DC current
  • a single-phase inverter that converts the DC output of the current source step-down chopper unit into a multi-phase AC output
  • a single-phase transformer that converts the AC output of the single-phase inverter into a predetermined voltage .
  • the dual cathode power supply device supplies one output of the single-phase transformer to one electrode 1 via an output cable, and supplies the other output to the other electrode 2 via an output cable.
  • FIG. 18 shows a configuration example of a DC power supply device using the single-phase inverter of the present invention.
  • the DC power supply is a power supply that supplies high-frequency power to a load of the plasma generator, and the plasma generator includes two electrodes, an electrode A for inputting a DC voltage from the DC power supply and a grounded electrode B. According to this DC power supply device, one electrode B can be grounded and a DC voltage can be applied to the other electrode A.
  • the DC power supply device converts the DC power voltage input from the rectifying unit that rectifies AC power of the AC power source, the snubber unit that constitutes a protection circuit that suppresses transient high voltage, Current source step-down chopper unit that outputs current, single-phase inverter that converts DC output of current source step-down chopper unit into multi-phase AC output, single-phase transformer that converts AC output of single-phase inverter into predetermined voltage, single-phase A rectifier is provided for rectifying the AC output of the transformer.
  • the DC power supply device supplies the output of the rectifier to the electrode A through the output cable.
  • the single-phase inverter of the present invention can be applied to a dual cathode power supply device that outputs alternating current and a direct current power supply device that outputs direct current.

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Abstract

インバータ回路特に単相インバータにおいて、簡易な構成によってソフトスイッチングを行い、スイッチング素子のスイッチング損失を防ぐ。単相インバータを構成するブリッジ回路の電源側に設けた共振コンデンサとブリッジ回路の出力側に設けた共振インダクタ、およびブリッジ回路によって共振回路を構成し、この共振回路を流れる共振電流によってブリッジ回路を構成する主スイッチング素子の立ち上がり時において零電圧スイッチング（ＺＶＳ）および零電流スイッチング（ＺＣＳ）を行い、共振コンデンサの零電圧によってブリッジ回路を構成する主スイッチング素子の立ち下がり時において零電圧スイッチングを行う。

Description

単相インバータ
　本願発明は、例えば、プラズマ負荷等の負荷に電流を供給する電源に用いることができる単相インバータに関する。
　直流電力を交流電力に変換するインバータとして、電圧形インバータおよび電流形インバータが知られている。電圧形インバータは、負荷と直流電圧源との間を半導体スイッチで切り換えることによって負荷に電圧源として方形波の交流を供給する。
　インバータの一回路構成として、トランジスタやサイリスタのスイッチング素子と帰還ダイオードとの逆並列接続をブリッジ回路のアームとして構成し、各スイッチング素子をＰＷＭ制御することによって直交変換する回路構成が知られている。
　図１９は単相インバータ回路の一般的な回路構成を説明するための回路図である。図１９（ａ）において、単相インバータは、スイッチング素子Ｑ１に帰還ダイオードＤ１を逆並列接続した回路素子とスイッチング素子Ｑ２に帰還ダイオードＤ２を逆並列接続した回路素子とを直列接続してブリッジ回路の一方の上下のアームとし、スイッチング素子Ｑ３に帰還ダイオードＤ３を逆並列接続した回路素子とスイッチング素子Ｑ４に帰還ダイオードＤ４を逆並列接続した回路素子とを直列接続してブリッジ回路の他方の上下のアームとしている。ここでは、ブリッジ回路の上方のアームを正端子に接続し、下方のアームを負端子に接続する構成としている。一方の上下のアームの素子（スイッチング素子Ｑ１と帰還ダイオードＤ１、およびスイッチング素子Ｑ２と帰還ダイオードＤ２）の接続点と、他方のアームの素子の（スイッチング素子Ｑ３と帰還ダイオードＤ３、およびスイッチング素子Ｑ４と帰還ダイオードＤ４）の接続点とを負荷に接続する。
　スイッチング素子Ｑ１とＱ４はベース信号（図１９（ｂ）の上方）に基づいて駆動され、スイッチング素子Ｑ２とＱ３はベース信号（図１９（ｂ）の下方）に基づいて駆動される。両ベース信号を互いに逆位相とすることによってブリッジ回路を流れる電流方向を切り換え、これによって出力電圧（図１９（ｃ））を反転させ、交流の出力電流を出力する（図１９（ｄ））。なお、図１９（ｄ）中のＱ１～Ｑ４、およびＤ１～Ｄ４は、ブリッジ回路において出力電流が流れるデバイス（スイッチング素子、帰還ダイオード）を表している。図１９（ｂ）中のデットタイムTdは、ベース信号の切り換え時においてブリッジ回路の上下アームの短絡を防止するために設けている。
　スイッチング素子によるオン／オフ動作において、インバータ回路を構成するスイッチング素子をソフトスイッチング（零電圧スイッチング（ＺＶＳ）、零電流スイッチング（ＺＣＳ））とすることでスイッチング損失を低減する構成が提案されている。
　スイッチング損失を低減するソフトスイッチインバータとして３相ブリッジ回路で構成された共振形インバータが知られている。共振形インバータは、スイッチング素子に転流ダーオードおよび共振用コンデンサを並列接続し、この共振用コンデンサと共振用インダクタ、および共振回路に接続したスイッチング素子とによって共振回路を構成する。共振回路の共振電流による共振用コンデンサの充放電と転流ダーオードの導通とによって、スイッチング素子の零電圧スイッチング（ＺＶＳ）、零電流スイッチング（ＺＣＳ）を実現している（例えば、特許文献１）。
　また、共振回路は、スイッチング素子に共振用コンデンサを並列接続する構成であるため、コンデンサによる容量が増加するという問題がある。この問題を解決するために、補助スイッチング素子からなる補助回路によって共振回路を形成する構成が提案されている（特許文献２）。
　また、単相ブリッジ回路で構成されるインバータ回路においても、インバータ回路の他に補助回路を設けることによってソフトスイッチングを行う構成が提案されている（特許文献３，４）。
　特許文献３には、直列接続された第１主スイッチ及び第２主スイッチにダイオードとスナバコンデンサを並列接続し、直列接続された第１補助スイッチおよび第２補助スイッチと共振用インダクタとからなる第１補助共振回路を直流電源に接続し、主スイッチおよび補助スイッチの各々の両端電圧の電圧信号を入力して、第１主スイッチにスイッチング信号としてのターンオン信号が与えられる前に第１および第２補助スイッチにターンオン信号を与える制御を行うことが記載されている。
　また、特許文献４には、ソフトスイッチングのために、第１～第４の補助スイッチ、第１～第４の補助ダイオード、第１および第２の補助コンデンサ、および共振リアクトルとからなる補助回路を備え、補助スイッチ制御回路によって補助スイッチをオン／オフ制御して、第１の補助コンデンサと第１の補助スイッチと共振リアクトルと第４の補助スイッチとからなる第１の共振電流通路と、第２の補助コンデンサと第２の補助スイッチと共振リアクトルと第３の補助スイッチとからなる第２の共振電流通路を択一的に形成することが記載されている。
特開２００２－３２５４６４号公報 特開２００４－２３８８１号公報 国際公開ＷＯ０１／０８４６９９号 特開２００９－２１９３１１公報
　共振型インバータの場合には、スイッチング素子に並列に共振コンデンサを接続する必要があるという問題がある。
　また、単相ブリッジ回路において補助回路を設けることによってソフトスイッチングを行う構成では、補助回路を構成するために複数の補助スイッチや補助コンデンサを要するという問題がある。
　したがって、従来知られているインバータ回路では、ソフトスイッチングを行うために共振コンデンサ、あるいは補助スイッチや補助コンデンサ等の複数の素子を必要とするという問題がある。
　本発明は前記した従来の問題点を解決し、インバータ回路、特に単相インバータにおいて、簡易な構成によってソフトスイッチングを行い、スイッチング素子のスイッチング損失を防ぐことを目的とする。
　本願発明は、単相インバータを構成するブリッジ回路の電源側に設けた共振コンデンサとブリッジ回路の出力側に設けた共振インダクタ、およびブリッジ回路によって共振回路を構成し、この共振回路を流れる共振電流によってブリッジ回路を構成する主スイッチング素子の立ち上がり時において零電圧スイッチング（ＺＶＳ）および零電流スイッチング（ＺＣＳ）を行い、共振コンデンサの零電圧によってブリッジ回路を構成する主スイッチング素子の立ち下がり時において零電圧スイッチングを行う。
　さらに、本願発明の単相インバータは、共振回路を形成するために共振コンデンサ以降の回路構成を電源側から電気的に分離する補助スイッチング回路を備え、この補助スイッチング回路が備える補助スイッチング素子においても、共振コンデンサの電圧を共振電流の充電によって電源側と同電圧とすることによって、補助スイッチング素子の両端電圧を零電圧として零電圧スイッチングを行う。
　本願発明の単相インバータは、第１および第２の主スイッチング素子の直列接続と、第３および第４の主スイッチング素子の直列接続とを直流電源に対して並列接続し、各主スイッチング素子は直流電源に対して逆バイアスでダイオードを並列接続してなるブリッジ回路と、平滑回路、補助スイッチング回路、共振コンデンサ、および共振インダクタを備える。
　平滑回路、補助スイッチング回路、および共振コンデンサは、直流電源とブリッジ回路との間に直流電源側から順に接続される。共振インダクタは、ブリッジ回路の第１の主スイッチング素子と第２の主スイッチング素子の接続点と、第３の主スイッチング素子と第４の主スイッチング素子の接続点との間に接続される。補助スイッチング回路は、開動作によって平滑回路と共振コンデンサとの間を遮断状態とし、共振コンデンサ以降の回路を電源側から電気的に分離する。共振コンデンサ以降の回路は電源側から分離されることによって、共振コンデンサ、共振インダクタおよびブリッジ回路による共振回路が形成される。
　（主スイッチング素子のソフトスイッチング）
　主スイッチング素子のスイッチング動作において、
　（ａ）主スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り換えるスイッチング動作において、共振回路に共振電流が流れることによって、その主スイッチング素子の両端電圧を零電圧としてスイッチング動作を零電圧スイッチングとし、共振回路の共振電流が主スイッチング素子に並列接続されるダイオードに流れることによってその主スイッチング素子のスイッチング動作を零電流スイッチングとする。
　（ｂ）主スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り換えるスイッチング動作において、オン状態にある主スイッチング素子において、共振電流が流れることによって共振コンデンサが放電して、その主スイッチング素子の両端電圧が零電圧となることによって主スイッチング素子のスイッチング動作を零電圧スイッチングとする。
　主スイッチング素子のソフトスイッチングは、オフ状態からオン状態に切り換えるスイッチング動作では零電圧スイッチングおよび零電流スイッチングを行い、オン状態からオフ状態に切り換えるスイッチング動作では零電圧スイッチングを行う。
　（補助スイッチング素子のソフトスイッチング）
　さらに、本願発明の単相インバータにおいて、平滑回路は直流電源の正側と負側との間に接続された平滑コンデンサを備え、共振コンデンサは直流電源の正側と負側との間に接続された共振コンデンサを備え、補助スイッチング回路は平滑コンデンサと共振コンデンサとの間の接続を開閉する補助スイッチング素子およびこの補助スイッチング素子に並列接続されるダイオードを備える構成とすることができる。
　補助スイッチング回路は、平滑コンデンサと共振コンデンサとの接続を切断することにより、共振コンデンサ、共振インダクタ、およびブリッジ回路による共振回路を構成する。
　補助スイッチング素子のスイッチング動作において、
　（ａ）補助スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り換えるスイッチング動作において、直流電源から負荷側に向かって供給電流が流れることで共振コンデンサの電圧と平滑コンデンサの電圧とは同電圧であることにより、補助スイッチング素子の両端電圧を零電圧として、スイッチング動作を零電圧スイッチングとする。
　（ｂ）補助スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り換えるスイッチング動作において、共振回路を流れる電流による共振コンデンサの充電によって、共振コンデンサの電圧を平滑コンデンサの電圧と同電圧として、スイッチング動作を零電圧スイッチングとし、また、共振コンデンサの充電によって、補助スイッチング素子と並列接続されるダイオードが導通して、負荷側から直流電源に向かって回生電流が当該ダイオードを流れることによって、スイッチング動作を零電流スイッチングとする。
　補助スイッチング素子のソフトスイッチングは、オン状態からオフ状態に切り換えるスイッチング動作では零電圧スイッチングを行い、オフ状態からオン状態へ切り換えるスイッチング動作では零電流スイッチングおよび零電圧スイッチングを行う。
　共振回路を構成する共振インダクタは、ブリッジ回路と負荷との間に接続されるインダクタ素子と負荷の誘導分で構成する。
　共振インダクタをインダクタ素子で構成する場合には、ブリッジ回路の上下アームの中点からインダクタ素子を介して負荷との間で電流路を形成し、負荷に出力電流を供給する。
　本願発明によれば、ソフトスイッチング動作を行うための共振回路は共振コンデンサ、共振インダクタ、およびブリッジ回路で構成することができ、共振回路を形成する回路構成は、平滑回路、補助スイッチング回路で構成することができるため、簡易な回路構成とすることができる。また、共振コンデンサおよび平滑コンデンサは一つのコンデンサ素子で構成することができ、補助スイッチング回路においても、一つのスイッチング素子で構成することができるため、回路に要する素子数を低減させることができる。
　以上説明したように、本願発明の単相インバータによれば、簡易な構成によってソフトスイッチングを行い、スイッチング素子のスイッチング損失を防ぐことができる。
本願発明の単相インバータの概略構成例を説明するための図である。 本願発明の単相インバータの概略構成例を説明するための図である。 本願発明の単相インバータの回路構成例を説明するための図である。 本願発明の単相インバータの動作を説明するためのスイッチング素子の動作図である。 本願発明の単相インバータの動作例を説明するための動作モード１～動作モード１０の各部の信号状態を示す図である。 本願発明の単相インバータの動作例を説明するためのモード１の動作図である。 本願発明の単相インバータの動作例を説明するためのモード１→２の動作図である。 本願発明の単相インバータの動作例を説明するためのモード２の動作図である。 本願発明の単相インバータの動作例を説明するためのモード３の動作図である。 本願発明の単相インバータの動作例を説明するためのモード４の動作図である。 本願発明の単相インバータの動作例を説明するためのモード５の動作図である。 本願発明の単相インバータの動作例を説明するためのモード６の動作図である。 本願発明の単相インバータの動作例を説明するためのモード７の動作図である。 本願発明の単相インバータの動作例を説明するためのモード８の動作図である。 本願発明の単相インバータの動作例を説明するためのモード９の動作図である。 本願発明の単相インバータの動作例を説明するためのモード１０の動作図である。 本願発明の単相インバータを用いたプラズマ用電源装置の構成例を説明するための図である。 本願発明の単相インバータを用いたプラズマ用電源装置の構成例を説明するための図である。 単相インバータ回路の一般的な回路構成を説明するための回路図である。
　以下、本願発明の実施の形態について、図を参照しながら詳細に説明する。以下では、本願発明の単相インバータについて、図１、図２を用いて本願発明の単相インバータの概略構成例を説明し、図３を用いて本願発明の単相インバータの回路構成例を説明し、図４～図１６を用いて本願発明の単相インバータの動作例を説明し、図１７，１８を用いて本願発明の単相インバータを用いたプラズマ用電源装置の構成例について説明する。
 [単相インバータの構成例]
　はじめに、本願発明の単相インバータの概略構成例について図１，図２を用いて説明する。なお、図２は共振インダクタによる例を示している。
　図１において、本願発明の単相インバータ１は、平滑回路２、補助スイッチング回路３、共振コンデンサ４、ブリッジ回路５、および共振インダクタ６を備え、直流電源１０からの直流を交流に変換し、変換した交流出力を負荷７に供給する。平滑回路２、補助スイッチング回路３、および共振コンデンサ４は、直流電源１０とブリッジ回路５との間において直流電源１０側から順に接続され、本願発明の単相インバータにおいて、共振コンデンサ４、ブリッジ回路５、および共振インダクタ６によって共振回路が構成される。
　補助スイッチング回路３は、開動作によって平滑回路２と共振コンデンサ４との間を遮断状態とし、共振コンデンサ４以降の回路構成であるブリッジ回路５および共振インダクタ６を電源側から電気的に分離する。共振コンデンサ４、ブリッジ回路５および共振インダクタ６は電源側から分離されることによって共振回路が形成される。本願発明はこの共振回路による共振電流および共振コンデンサのコンデンサ電圧が零電圧となることを利用して、ブリッジ回路５を構成する主スイッチング素子（ＱＵ，ＱＸ，ＱＶ，ＱＹ）および補助スイッチング素子（ＱＡ）をソフトスイッチングでスイッチング動作させる。
　図１（ｂ），（ｃ）はブリッジ回路の主スイッチング素子のソフトスイッチングを説明するための図である。
　図１（ｂ）はブリッジ回路５の一方のアームを構成する主スイッチング素子ＱＵ，ＱＹのソフトスイッチングを説明するための図である。
　主スイッチング素子ＱＵ，ＱＹをオフ状態からオン状態に切り換える際には、共振コンデンサには共振電流の充電あるいは放電が行われ、共振コンデンサの電圧Ｖｃ２は零電圧の状態であるため、この時点でスイッチング動作を行うことで零電圧スイッチングを行うことができる。また、共振電流は主スイッチング素子ＱＵ，ＱＹと逆バイアスで並列接続されているダイオードＤＵ，ＤＹを流れるため、この時点でスイッチング動作を行うことで零電流スイッチングを行うことができる。
　一方、主スイッチング素子ＱＵ，ＱＹをオン状態からオフ状態に切り換える際には、共振コンデンサは共振回路を通して蓄積した電荷を放電する。共振コンデンサの電圧Ｖｃ２が零電圧となる状態でスイッチング動作を行うことで零電圧スイッチングを行うことができる。
　図１（ｃ）はブリッジ回路５の他方のアームを構成する主スイッチング素子ＱＶ，ＱＸのソフトスイッチングを説明するための図である。
　主スイッチング素子ＱＶ，ＱＸのソフトスイッチングは、主スイッチング素子ＱＵ，ＱＹと同様にソフトスイッチングを行う。
　主スイッチング素子ＱＶ，ＱＸをオフ状態からオン状態に切り換える際には、共振コンデンサには共振電流の充電あるいは放電が行われ、共振コンデンサの電圧Ｖｃ２は零電圧の状態であるため、この時点でスイッチング動作を行うことで零電圧スイッチングを行うことができる。また、共振電流は主スイッチング素子ＱＶ，ＱＸと逆バイアスで並列接続されているダイオードＤＶ，ＤＸを流れるため、この時点でスイッチング動作を行うことで零電流スイッチングを行うことができる。
　一方、主スイッチング素子ＱＶ，ＱＸをオン状態からオフ状態に切り換える際には、共振コンデンサは共振回路を通して蓄積した電荷を放電する。共振コンデンサの電圧Ｖｃ２が零電圧となる状態でスイッチング動作を行うことで零電圧スイッチングを行うことができる。
　図１（ｄ）は補助スイッチング回路３の補助スイッチング素子ＱＡのソフトスイッチングを説明するための図である。
　補助スイッチング素子のスイッチング動作において、補助スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り換えるスイッチング動作では、直流電源から負荷側に向かって供給電流が流れることで共振コンデンサの電圧と平滑コンデンサの電圧とは同電圧となり、補助スイッチング素子の両端電圧の電位差は零電圧となる。これによって、スイッチング動作を零電圧スイッチングとすることができる。
　一方、補助スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り換えるスイッチング動作では、共振回路を流れる電流による共振コンデンサの充電によって、共振コンデンサの電圧は平滑コンデンサの電圧と同電圧となる。これによって、スイッチング動作を零電圧スイッチングとすることができる。
　また、共振コンデンサの充電によって、補助スイッチング素子と並列接続されるダイオードが導通して、負荷側から直流電源に向かって回生する回生電流が当該ダイオードを流れる。これによって、補助スイッチング素子のスイッチング動作を零電流スイッチングとすることができる。
　これにより、補助スイッチング素子のソフトスイッチングは、オン状態からオフ状態に切り換えるスイッチング動作では零電圧スイッチングを行い、オフ状態からオン状態へ切り換えるスイッチング動作では零電流スイッチングおよび零電圧スイッチングを行う。
　図２は、単相インバータの共振インダクタの構成例を示している。図２に示す構成例では、ブリッジ回路５の出力端と負荷７との間にリアクトル素子６Ａを挿入し、リアクトル素子６Ａによって共振インダクタ６を構成している。この構成例によれば、負荷７が容量性負荷の場合においても本願発明の単相インバータにおいて共振回路を構成することができる。
　 [単相インバータの回路構成例]
　図３は本願発明の単相インバータ１の一回路構成例を示す回路図である。
　平滑回路２および共振コンデンサ４は、それぞれ直流電源１０の正負の出力端間に並列接続されるコンデンサＣ１およびコンデンサＣ２によって構成することができる。
　補助スイッチング回路３は、コンデンサＣ１の正側端とコンデンサＣ２の正側端との間、あるいはコンデンサＣ１の負側端とコンデンサＣ２の負側端との間を接続する補助スイッチング素子ＱＡおよびこの補助スイッチング素子ＱＡに並列接続されるダイオードＤＡによって構成することができる。
　図３（ａ）は、補助スイッチング素子ＱＡおよびダイオードＤＡをコンデンサＣ１の負側端とコンデンサＣ２の負側端との間に設けた構成例である。補助スイッチング素子ＱＡは、電流ＩＱＡがブリッジ回路５側から直流電源１０側に向かって流れる方向に接続され、ダイオードＤＡは、電流ＩＤＡが直流電源１０側からブリッジ回路５側に向かって流れる方向に接続される。
　図３（ｂ）は、補助スイッチング素子ＱＡおよびダイオードＤＡをコンデンサＣ１の正側端とコンデンサＣ２の正側端との間に設けた構成例である。補助スイッチング素子ＱＡは、電流ＩＱＡが直流電源１０側からブリッジ回路５に向かって流れる方向に接続され、ダイオードＤＡは、電流ＩＤＡがブリッジ回路５側から直流電源１０側に向かって流れる方向に接続される。
　コンデンサＣ１の入力端間には直流電源１０の直流電圧Ｅｄが印加され、両端電圧Ｖｃ１はＥｄとなる。一方、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２は、補助スイッチング回路３が閉じて導通している間はＥｄとなり、補助スイッチング回路３が開いて非導通である間はコンデンサＣ１が放電することによって、Ｖｃ２はＥｄより低電圧となる。
　ブリッジ回路５は、第１および第２の主スイッチング素子ＱＵ，ＱＸの直列接続と、第３および第４の主スイッチング素子ＱＶ，ＱＹの直列接続とを直流電源１０の正負の電圧間に対して並列接続して構成され、各主スイッチング素子ＱＵ，ＱＸ，ＱＶ，ＱＹにはダイオードＤＵ，ＤＸ，ＤＶ，ＤＹが直流電源１０の電圧方向に対して逆バイアスで並列接続されている。
　図３において、共振インダクタ６は共振リアクトルＬによって構成される。共振リアクトルＬを流れるインダクタ電流ＩＬは、負荷に供給される際には出力電流となり、負荷から電源側に戻る際には回生電流となり、共振回路が形成される際には共振電流となる。
　主スイッチング素子のスイッチング動作において、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）および又は零電流スイッチング（ＺＣＳ）のソフトスイッチングは、共振コンデンサＣ２および共振リアクトルＬの共振動作により発生する共振電流を用いている。
　この共振動作を形成するためには、共振回路が形成された際に共振リアクトルＬに蓄積されたエネルギー（Ｌ×ＩＬ ２）／２は共振コンデンサＣ２に蓄積されるエネルギー（Ｃ２×Ｖｃ ２）／２よりも大きいというエネルギーの関係から、共振動作の電圧Ｖｃ、電流ＩＬ、共振コンデンサＣ２、および共振リアクトルＬにおいて以下の関係を満たす必要がある。
　（Ｃ２×Ｖｃ ２）／２＜（Ｌ×ＩＬ ２）／２　　　・・・（１）
　また、共振コンデンサＣ２とブリッジ回路の各主スイッチング素子ＱＵ，ＱＸ，ＱＶ，ＱＹまでの配線やパターンの距離を極力短くすることによって、スイッチング素子の浮遊容量Ｃと共振コンデンサＣ２との間の配線リアクトルによって生じる共振動作を抑制し、主スイッチング素子のオフ時のサージ電圧の発生を抑制することができる。
　図４は、単相インバータの動作を説明するためのスイッチング素子の動作図である。図４の動作図では、補助スイッチング素子ＱＡを駆動するゲート信号ＧＡ、および主スイッチング素子ＱＵ，ＱＶ，ＱＸ，ＱＹをそれぞれ駆動するゲート信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＸ，ＧＹの出力状態を動作モード１から動作モード１０の１０段階に分けて示している。
　ブリッジ回路５は主スイッチング素子ＱＵ，ＱＶ，ＱＸ，ＱＹのオン／オフ状態によって直交変換を行う。ブリッジ回路５の第１の主スイッチング素子ＱＵと第４の主スイッチング素子ＱＹのスイッチング素子の組と、第２の主スイッチング素子ＱＸと第３の主スイッチング素子ＱＶのスイッチング素子の組とを交互に駆動することによって、負荷に向かう出力電流の電流方向を切り換え、この主スイッチング素子の切り換えによって直交変換を行う。
　例えば、第１の主スイッチング素子ＱＵと第４の主スイッチング素子ＱＹのスイッチング素子の組をオン状態とし、第２の主スイッチング素子ＱＸと第３の主スイッチング素子ＱＶのスイッチング素子の組をオフ状態とした場合（動作モード９，１０，１，２）には、第１および第２の主スイッチング素子ＱＵ，ＱＸの接続点から負荷７に向かい、負荷７から第３および第４の主スイッチング素子ＱＶ，ＱＹの接続点に向かう電流方向に電流が流れる。
　主スイッチング素子の駆動状態の位相を反転させて、第１の主スイッチング素子ＱＵと第４の主スイッチング素子ＱＹのスイッチング素子の組をオフ状態とし、第２の主スイッチング素子ＱＸと第３の主スイッチング素子ＱＶのスイッチング素子の組をオン状態とした場合（動作モード４～７）には、負荷７から第１および第２の主スイッチング素子ＱＵ，ＱＸの接続点に向かい、第３および第４の主スイッチング素子ＱＶ，ＱＹの接続点から負荷７向かう電流方向に電流が流れる。
　スイッチング素子の駆動状態が切り替わって、第１の主スイッチング素子ＱＵと第４の主スイッチング素子ＱＹのスイッチング素子の組をオフ状態とし、第２の主スイッチング素子ＱＸと第３の主スイッチング素子ＱＶのスイッチング素子の組をオン状態とした場合（動作モード４、５，６，７）には、第３および第４の主スイッチング素子ＱＶ，ＱＹの接続点から負荷７に向かい、負荷７から第１および第２の主スイッチング素子ＱＵ，ＱＸの接続点に向かう電流方向に流れる。
　第１の主スイッチング素子ＱＵおよび第４の主スイッチング素子ＱＹのオン状態（動作モード９，１０，１，２）と、第２の主スイッチング素子ＱＸおよび第３の主スイッチング素子ＱＶのオン状態（動作モード４、５，６，７）との間には、インバータ回路の上下のアームが短絡することを防ぐために、全ての主スイッチング素子ＱＵ，ＱＶ，ＱＸ，ＱＹをオフ状態とする動作モード３，８を設ける。
　本願発明の単相インバータは、主スイッチング素子のスイッチング動作をソフトスイッチングで行うために、ブリッジ回路を含む共振回路に流れる共振電流を利用している。共振電流は、補助スイッチング回路によって共振コンデンサ以降の回路を直流電源１０側と電気的に分離するとともに、共振コンデンサとブリッジ回路と共振インダクタとにより共振回路を形成することによって形成する。
　補助スイッチング回路は、動作モード１０，１および動作モード５，６においてゲート信号ＧＡを出力して補助スイッチング素子ＱＡをオン状態とする。この動作モードにより共振回路が形成される。
　主スイッチング素子を駆動する動作モード１，２，４，５，６，７，９，１０の各区間の時間幅は駆動周波数によって可変である。一方、補助スイッチング素子ＱＡのオフ区間である動作モード２～４、７～９、および上下アームの主スイッチング素子ＱＵ，ＱＶ，ＱＸ，ＱＹの不動時間（dead time）である動作モード３，８の区間の時間幅は、回路素子の値等で定まる電圧変化の時定数等に基づいて設定した固定値とする。
　 [動作例]
　図５は動作モード１～動作モード１０における各部の信号状態を示している。図５では、補助スイッチング素子ＱＡ、主スイッチング素子ＱＵ，ＱＶ，ＱＸ，ＱＹのゲート信号、共振コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２、主スイッチング素子ＱＵ，ＱＹ，ＱＶ，ＱＸを流れる電流ＩＱＵ，ＩＱＹ，ＩＱＶ，ＩＱＸ、ダイオードＤＶ，ＤＸを流れる電流ＩＤＶ，ＩＤＸ，共振電流Ｉｏｕｔを示している。
　以下、図６～図１６を用いて動作モード１～１０について説明する。
（動作モード１）
　図６は動作モード１の動作状態を示している。動作モード１において、補助スイッチング素子ＱＡおよび主スイッチング素子ＱＵ，ＱＹはオン状態である。この動作モード１では、直流電源の正側のＰ端子から主スイッチング素子ＱＵ、共振リアクトルＬ、主スイッチング素子ＱＹ、および補助スイッチング素子ＱＡとを通って直流電源の負側のＮ端子に電流路に電流が流れる経路が形成され、負荷に出力電流が供給される。
（動作モード１→２）
　図７は動作モード１→２の動作状態を示し、動作モード１から動作モード２への移行は、補助スイッチング素子ＱＡをオン状態からオフ状態への切換え動作によって行う。
　補助スイッチング素子ＱＡのオン状態からオフ状態への移行において、補助スイッチング素子ＱＡをオフとする時点では共振コンデンサＣ２は平滑コンデンサＣ１と同電圧であり、共振コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２と平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１との間に電位差はなく、補助スイッチング素子の両端電圧は零である。したがって、この状態において、補助スイッチング素子ＱＡをオン状態からオフ状態への切り換え動作は、零電流スイッチング（ＺＶＳ）となる。
　補助スイッチング素子ＱＡをオン状態からオフ状態に切り換えると、共振コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２から放電を開始する。
（動作モード２）
　図８は動作モード２を示している。共振コンデンサＣ２の放電によって電圧Ｖｃ２が０電圧に達した時点で動作モード２に移行する。
　動作モード２では、共振コンデンサＣ２、ブリッジ回路、および共振リアクトルＬは、直流電源側から電気的に分離されて共振回路が形成される。共振回路を流れる共振電流において、主スイッチング素子ＱＹと主スイッチング素子ＱＵに流れる電流はダイオードＤＸとダイオードＤＶに分流する。図８中の破線は分流を示している。
（動作モード３）
　図９は動作モード３を示し、主スイッチング素子ＱＵ，ＱＹをオン状態からオフ状態に切り換えた状態を示している。動作モード２において共振コンデンサＣ２の放電によって電圧Ｖｃ２が０電圧に達した時点で、動作モード２から動作モード３へ移行しては、主スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り換える。
　この時点において、共振コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が０電圧であるため、主スイッチング素子ＱＵ，ＱＹのそれぞれの両端電圧ＶＱＵ，ＶＱＹは０電圧である。したがって、この時点で主スイッチング素子ＱＵ，ＱＹのオン状態からオフ状態への切り換えは、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）で行うことができる。
　主スイッチング素子ＱＵ，ＱＹをオフ状態に移行することによって、主スイッチング素子ＱＵ，ＱＹの電流ＩＱＵ，ＩＱＹは０になる。その後、共振コンデンサＣ２は０電圧から充電を開始して、共振電流は反転してダイオードＤＶとダイオードＤＸに流れるようになる。
　（動作モード４）
　図１０は動作モード４を示し、主スイッチング素子ＱＶ，ＱＸをオフ状態からオン状態に切り換えた状態を示している。動作モード３において、共振コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が０電圧であるため、主スイッチング素子ＱＶ，ＱＸのそれぞれの両端電圧ＶＱＶ，ＶＱＸは０電圧である。したがって、この時点で主スイッチング素子ＱＶ，ＱＸのオフ状態からオン状態への切り換えは、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）で行うことができる。
　また、動作モード３において、ダイオードＤＶとダイオードＤＸは導通して共振電流が流れているため、この時点で主スイッチング素子ＱＶ，ＱＸのオフ状態からオン状態への切り換えは、零電流スイッチング（ＺＣＳ）で行うことができる。
　動作モード３において、共振コンデンサＣ２が充電され、共振コンデンサの電圧Ｖｃ２がダイオードＤＡを導通できる電圧まで充電されると、動作モード４に移行してダイオードＤＡが導通する。ダイオードＤＡの電圧降下を無視すれば、平滑コンデンサＣ１と共振コンデンサＣ２は同電位になり、共振回路側から電源側に向かって回生電流が流れるようになる。
（動作モード５）
　図１１は動作モード５を示し、補助スイッチング素子ＱＡをオフ状態からオン状態に切り換えた状態を示している。動作モード４により平滑コンデンサＣ１と共振コンデンサＣ２は同電位になった状態において、補助スイッチング素子ＱＡをオフ状態からオン状態に切り換えると、補助スイッチング素子ＱＡの両端電圧は０電圧であるため、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）で行うことができ、また、ダイオードＤＡに回生電流が流れているため零電流スイッチング素子（ＺＣＳ）で行うことができる。
　上記した動作モード１から動作モード５は半サイクル動作であり、次の動作モード６から動作モード１０の半サイクル動作と合わせて一サイクル動作が完了する。
　動作モード６～動作モード１０は、動作する主スイッチング素子のＱＵ，ＱＹとの組み合わせとＱＶ，ＱＸの組み合わせを入れ替えた動作モード１～動作モード５と同様の動作である。
（動作モード６）
　図１２は動作モード６の動作状態を示している。動作モード６において、補助スイッチング素子ＱＡおよび主スイッチング素子ＱＶ，ＱＸはオン状態である。この動作モード６では、直流電源の正側のＰ端子から主スイッチング素子ＱＶ、共振リアクトルＬ、主スイッチング素子ＱＸ、および補助スイッチング素子ＱＡとを通って直流電源の負側のＮ端子の電流路に電流が流れる経路が形成され、負荷に出力電流が供給される。
　動作モード６から動作モード７への移行は、補助スイッチング素子ＱＡのオン状態からオフ状態への切換え動作によって行う。
　補助スイッチング素子ＱＡのオン状態からオフ状態への移行において、補助スイッチング素子ＱＡをオフとする時点では共振コンデンサＣ２は平滑コンデンサＣ１と同電圧であり、共振コンデンサＣ２との電圧Ｖｃ２と平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１との間に電位差はなく、補助スイッチング素子の両端電圧は零である。したがって、この状態において、補助スイッチング素子ＱＡをオン状態からオフ状態への切り換え動作は、零電流スイッチング（ＺＶＳ）となる。
　補助スイッチング素子ＱＡをオン状態からオフ状態に切り換えると、共振コンデンサＣ２は電圧Ｖｃ２から放電を開始する。
（動作モード７）
　図１３は動作モード７を示している。共振コンデンサＣ２の放電によって電圧Ｖｃ２が０電圧に達した時点で動作モード６から動作モード７に移行する。
　動作モード７では、共振コンデンサＣ２、ブリッジ回路、および共振リアクトルＬは、直流電源側から電気的に分離されて共振回路が形成される。共振回路を流れる共振電流において、主スイッチング素子ＱＸと主スイッチング素子ＱＶに流れる電流はダイオードＤＹとダイオードＤＵに分流する。
（動作モード８）
　図１４は動作モード８を示し、主スイッチング素子ＱＶ，ＱＸをオン状態からオフ状態に切り換えた状態を示している。動作モード７において共振コンデンサＣ２の放電によって電圧Ｖｃ２が０電圧に達した時点で、動作モード７から動作モード８へ移行しては、主スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り換える。
　この時点において、共振コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が０電圧であるため、主スイッチング素子ＱＶ，ＱＸのそれぞれの両端電圧ＶＱＶ，ＶＱＸは０電圧である。したがって、この時点で主スイッチング素子ＱＶ，ＱＸのオン状態からオフ状態への切り換えは、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）で行うことができる。
　主スイッチング素子ＱＶ，ＱＸをオフ状態に移行することによって、主スイッチング素子ＱＶ，ＱＸの電流ＩＱＶ，ＩＱＸは０になる。その後、共振コンデンサＣ２は０電圧か充電を開始して、共振電流は反転してダイオードＤＵとダイオードＤＹに流れるようになる。
（動作モード９）
　図１５は動作モード９を示し、主スイッチング素子ＱＵ，ＱＹをオフ状態からオン状態に切り換えた状態を示している。動作モード８において、共振コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が０電圧であるため、主スイッチング素子ＱＵ，ＱＹのそれぞれの両端電圧ＶＱＵ，ＶＱＹは０電圧である。したがって、この時点で主スイッチング素子ＱＵ，ＱＹのオフ状態からオン状態への切り換えは、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）で行うことができる。
　また、動作モード８において、ダイオードＤＵとダイオードＤＹは導通して共振電流が流れているため、この時点で主スイッチング素子ＱＵ，ＱＹのオフ状態からオン状態への切り換えは、零電流スイッチング（ＺＣＳ）で行うことができる。
　動作モード８において、共振コンデンサＣ２が充電され、共振コンデンサの電圧Ｖｃ２がダイオードＤＡを導通できる電圧まで充電されると、動作モード９に移行してダイオードＤＡが導通する。ダイオードＤＡの電圧降下を無視すれば、平滑コンデンサＣ１と共振コンデンサＣ２は同電位になり、共振回路側から電源側に向かって回生電流が流れるようになる。
（動作モード１０）
　図１６は動作モード１０を示し、補助スイッチング素子ＱＡをオフ状態からオン状態に切り換えた状態を示している。動作モード９により平滑コンデンサＣ１と共振コンデンサＣ２は同電位になった状態において、補助スイッチング素子ＱＡをオフ状態からオン状態に切り換えると、補助スイッチング素子ＱＡの両端電圧は０電圧であるため、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）で行うことができ、また、ダイオードＤＡに回生電流が流れているため零電流スイッチング素子（ＺＣＳ）で行うことができる。
　上記した動作モード１～５、および動作モード６～１０を、それぞれ以下の表１，２に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
[単相インバータを用いた電源装置の構成例]　
（デュアルカソード電源装置の構成例）
　図１７は本願発明の単相インバータを用いたデュアルカソード電源装置の構成例を示している。
　デュアルカソード電源装置はプラズマ発生装置の負荷に高周波電力を供給する電源であり、プラズマ発生装置は接地したケース内に電極１と電極２の二つの電極を備える。このデュアルカソード電源装置によれば、二つの電極に電気的に対称な交流電圧を印加することができる。
　デュアルカソード電源装置は、交流電源の交流電力を整流する整流部、過渡的に生じる高電圧を抑制する保護回路を構成するスナバー部、整流部から入力した直流電力の電圧を所定電圧に変換して直流電流を出力する電流形降圧チョッパ部、電流形降圧チョッパ部の直流出力を多相の交流出力に変換する単相インバータ、単相インバータの交流出力を所定電圧に変換する単相変圧器を備える。
　デュアルカソード電源装置は、単相変圧器の一方の出力を出力ケーブルを介して一方の電極１に供給し、他方の出力を出力ケーブルを介して他方の電極２に供給する。
　図１８は本願発明の単相インバータを用いた直流電源装置の構成例を示している。
　直流電源装置はプラズマ発生装置の負荷に高周波電力を供給する電源であり、プラズマ発生装置は、直流電源装置から直流電圧入力する電極Ａと、接地された電極Ｂの二つの電極を備える。この直流電源装置によれば、一方の電極Ｂを接地し、他方の電極Ａに直流電圧を印加することができる。
　直流電源装置は、交流電源の交流電力を整流する整流部、過渡的に生じる高電圧を抑制する保護回路を構成するスナバー部、整流部から入力した直流電力の電圧を所定電圧に変換して直流電流を出力する電流形降圧チョッパ部、電流形降圧チョッパ部の直流出力を多相の交流出力に変換する単相インバータ、単相インバータの交流出力を所定電圧に変換する単相変圧器、単相変圧器の交流出力を整流する整流器を備える。直流電源装置は、整流器の出力を出力ケーブルを介して電極Ａに供給する。
　なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本願発明に係る電流形インバータ装置および電流形インバータ装置の制御方法の一例であり、本願発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本願発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本願発明の範囲から排除するものではない。
　本願発明の単相インバータは、交流を出力するデュアルカソード電源装置、および直流を出力する直流電源装置に適用することができる。
　１　　単相インバータ
　２　　平滑回路
　３　　補助スイッチング回路
　４　　共振コンデンサ
　５　　ブリッジ回路
　６　　共振インダクタ
　６Ａ　　リアクトル素子
　７　　負荷
　１０　　直流電源
　Ａ，Ｂ　　電極
　Ｃ　　浮遊容量
　Ｃ１　　平滑コンデンサ
　Ｃ２　　共振コンデンサ
　Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４　　帰還ダイオード
　ＤＡ　　ダイオード
　ＤＵ，ＤＸ，ＤＶ，ＤＹ　　ダイオード
　Ｅｄ　　直流電圧
　ＧＡ　　ゲート信号
　ＧＵ，ＧＶ，ＧＸ，ＧＹ　　ゲート信号
　ＩＤＡ　　電流
　ＩＤＶ，ＩＤＸ　　電流
　ＩＬ　　インダクタ電流
　ＩＱＡ　　電流
　ＩＱＵ，ＩＱＹ，ＩＱＶ，ＩＱＸ　　電流
　Ｉｏｕｔ　　共振電流
　Ｌ　　共振リアクトル
　Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４　　スイッチング素子
　ＱＡ　　補助スイッチング素子
　ＱＵ，ＱＶ，ＱＸ，ＱＹ　　主スイッチング素子

Claims (2)

  1. 　第１および第２の主スイッチング素子の直列接続と、第３および第４の主スイッチング素子の直列接続とを直流電源に対して並列接続し、各主スイッチング素子は直流電源に対して逆バイアスでダイオードを並列接続してなるブリッジ回路と、
    　前記直流電源と前記ブリッジ回路との間に直流電源側から順に接続される、平滑回路、補助スイッチング回路、および共振コンデンサと、
    　前記ブリッジ回路の第１の主スイッチング素子と第２の主スイッチング素子の接続点と、第３の主スイッチング素子と第４の主スイッチング素子の接続点との間に接続される共振インダクタとを備え、
    　前記補助スイッチング回路の開動作による前記平滑回路と前記共振コンデンサとの間の遮断状態において、前記共振コンデンサと前記共振インダクタは共振回路を形成し、
    　（ａ）主スイッチング素子のオフ状態からオン状態へのスイッチング動作において、
    　前記共振回路の共振電流が当該主スイッチング素子に並列接続されるダイオードに流れることによって当該主スイッチング素子を零電流スイッチングとし、共振回路に共振電流が流れることによって当該主スイッチング素子の両端電圧を零電圧として、当該スイッチング素子のオフ状態からオン状態へのスイッチング動作を零電流スイッチングおよび零電圧スイッチングとし、
    　（ｂ）主スイッチング素子のオン状態からオフ状態へのスイッチング動作において、
    　前記共振電流によって前記共振コンデンサが放電して両端電圧が零電圧となることによって当該主スイッチング素子の両端電圧を零電圧として、当該スイッチング素子のオン状態からオフ状態へのスイッチング動作を零電圧スイッチングとし、
    　主スイッチング素子のスイッチング動作をソフトスイッチングで行うことを特徴とする、単相インバータ。
  2. 　前記平滑回路は、前記直流電源の正側と負側との間に接続された平滑コンデンサを備え、
    　前記共振コンデンサは、前記直流電源の正側と負側との間に接続された共振コンデンサを備え、
    　前記補助スイッチング回路は、前記平滑コンデンサと前記共振コンデンサとの間の接続を開閉する補助スイッチング素子および当該補助スイッチング素子に並列接続されるダイオードを備え、
    　前記補助スイッチング回路は、前記平滑コンデンサと前記共振コンデンサとの接続を切断することにより、前記共振コンデンサと前記共振インダクタとの共振回路を構成し、
    　（ａ）補助スイッチング素子のオン状態からオフ状態へのスイッチング素子動作において、
    　直流電源から負荷に向かって供給電流が流れることによって前記共振コンデンサの電圧と前記平滑コンデンサの電圧とを同電圧として、当該補助スイッチング素子のオン状態からオフ状態へのスイッチング動作を零電圧スイッチングとし、
    　（ｂ）補助スイッチング素子のオフ状態からオン状態へのスイッチング素子動作において、
    　前記共振回路を流れる電流による前記共振コンデンサの充電によって前記共振コンデンサの電圧と前記平滑コンデンサの電圧とを同電圧として、当該補助スイッチング素子のオフ状態からオン状態へのスイッチング動作を零電圧スイッチングとし、
    　前記共振コンデンサの充電によって前記補助スイッチング素子と並列接続されるダイオードを導通させ、負荷側から直流電源に向かい回生電流が当該ダイオードを流れることによって当該補助スイッチング素子を零電流スイッチングとして、当該補助スイッチング素子のオフ状態からオン状態へのスイッチング動作を零電流スイッチングおよび零電圧スイッチングとし、
    　補助スイッチング素子のスイッチング動作をソフトスイッチングで行うことを特徴とする、請求項１に記載の単相インバータ。
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