JPH10505218A - 改良された零電圧遷移（ｚｖｔ）３相ｐｗｍ電圧リンク変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 改良された零電圧遷移（ＺＶＴ）パルス幅変調（ＰＷＭ）リンク変換器が提供され、この変換器は、空間ベクトル変調スキーム及び共振インダクタ（Ｌ_a、Ｌ_b、Ｌ_c）電流を零に放電するため及び整流エネルギを回復するために用いられる転流電源（２０）又は特別なスイッチ回路（Ｓ１〜Ｓ６）を含む補助回路を備えている。別の実施例においては、改良されたＺＶＴ・ＰＷＭリンク変換器は、ＺＶＴを達成するために変換器内の各主スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）に対して補助スイッチ（Ｓ_xu、Ｓ_xd）を備えている。この新規なＺＶＴ変換器は、主スイッチのスイッチング動作を増加することなく、零電圧スイッチングを提供することができる。このようにして、ＰＷＭ制御の利点が維持される。主スイッチの導通損失、ターンオフ損失及び電圧ストレスは、従来のＰＷＭ変換器と同じであるが、支配的であるターンオン損失が除去されるため、合計の電力損失が低減される。

Description

【発明の詳細な説明】 改良された零電圧遷移（ＺＶＴ）３相ＰＷＭ電圧リンク変換器 説明 発明の背景 発明の分野 本発明は一般に、零電圧遷移（zero-voltage-transition）（ＺＶＴ）の３相 電圧リンク変換器（3-phase voltage link converter）（ＶＬＣ）に関連し、特 に、主電源スイッチのスイッチング変調スキームに影響せずに、ＺＶＴを達成す ることができる３相電圧リンク変換器に関連する。 従来技術の説明 ３相ＰＷＭ電圧変換器（ＶＬＣ）は、電圧源インバータ（ＶＳＩ）、ブースト 整流器、及び電圧源アクティブ・パワー・フィルタを含んでおりみ、中間電力及 び高電力の変換システム及び電力調整システムにおいて、広く用いられている。 図１は、従来例の３相ＶＬＣの例を示している。高性能、低重量、かつ小型にす るためには、スイッチング周波数を高くすることが好ましい。しかしながら、こ のような高周波動作は幾つかの問題を問題点を含んでおり、例えば、スイッチン グ損失が極めて大きく、ダイオード逆方向回復、及び負荷の電圧変化ｄＶ／ｄｔ が大きくなるという問題点を含んでいる。これらの問題点によって、回路効率が 低下し、高いＥＭＩ放射を生じ、しかも、ＶＬＣに接続された電気モータの絶縁 材質の早期故障の原因となっている。高周波数でのスイッチングに関連するこれ らの問題を避けるために、ほとんどの従来のＶＬＣのスイッチング周波数は、通 常、高電力の応用分野において１０ＫＨｚ以下に保持されている。 高いスイッチング周波数による損失は、主に、アクティブ・スイッチのターン オンのときに、ＶＬＣにおいて起こる急激な電圧変化から生じると認識されてい る。最近、スイッチング損失を減少させ、かつ高いスイッチング周波数の使用を 可能にするために、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）等の、ソフト・スイッチング 技術が開発されている。ＶＬＣにおいてＺＶＳを用いることには、多くの利点が ある。ＺＶＳは、ダイオード逆方向回復及びスイッチのターンオン損失を除去し 、そして、スイッチのターンオフ損失及び出力電圧におけるｄＶ／ｄｔを低下さ せるための、より大きいキャパシタ・スナッバ（snubber）の使用を可能にして いる。 近年、ＶＬＣのソフト・スイッチング技術を実現するために多くの研究努力が なされ、幾つかのＺＶＳのトポロジーが提案されてきた。殆どのＺＶＳの問題が 「堅い(stiff)」ＤＣバス電圧から生じるため、殆どのＺＶＳトポロジーは、電 圧源とブリッジ・スイッチとの間にインターフェース回路を挿入することによっ て電圧源を「ソフト」にするよう試みている。インターフェース回路は、零電圧 スイッチングを行うために、スイッチのターンオンの前に、ＤＣバス電圧を零に するようにする。これが、例えば、共振ＤＣリンク・インバータ（resonant DC link inverter）（ＲＤＣＬＩ）において用いられる、ＤＣリンク転流（整流） （DC Link Commutation）の基本概念である。零電圧スイッチングによってＲＤ ＣＬＩにおけるスイッチング損失は減少するが、一方、例えば、高循環エネルギ 、高いスイッチィング電圧ストレス、及び低ＰＷＭ制御分解能のような、他の問 題が生じてしまう。 ＺＶＳ回路のトポロジーは、全範囲（レンジ）のＰＷＭ制御能力を有するもの として知られている。しかしながら、これらのトポロジーにおけるインバータ・ スイッチによるソフト・スイッチングは、ＤＣバス上の補助スイッチの急激なタ ーンオフによって達成されるものである。このＤＣバス上のスイッチは主電源経 路に挿入されているので、かなりの導電損失及びターンオフ損失が生じてしまう 。また、これらのトポロジーにおいてスイッチのターンオンを同期させることに より、最適のＰＷＭスキームを得ることができない。これらの問題点を改善する ために、ＤＣリンク・ソフト・スイッチングの実現の助けとなるＤＣレール・ダ イオード（DC rail diode）を備えるＺＶＳ整流器が、当該技術分野に導入され ている。ＤＣレール・ダイオードのスキームは大変有効であるが、ＺＶＳ整流器 を 一方向の電力変換しか提供できないという欠点を有する。 ＤＣリンク転流（整流）変換器の欠点は、補助デバイスを主電源経路に配置し なければならないことである。これは、ＶＬＣのＡＣ側にソフト・スイッチング 回路を配置することによって解決できるものである。ＡＣ側転流変換器の通常の 動作は、それらのＰＷＭ相対物の動作とかなり類似している。ソフト・スイッチ ング回路は、ダイオードからスイッチへの短い転流遷移期間にのみ、アクティブ となる。この概念は、ＤＣ−ＤＣ変換器の零電圧遷移（ＺＶＴ）技術と同じであ る。 ２つのＺＶＴトポロジーは、図２及び図３にそれぞれ示された、補助共振転流 インバータ（auxiliary resonant commutated inverter）（ＡＲＣＰＩ）及び３ 相ＺＶＴ・ＰＷＭ整流器／インバータを含んでいる。主に考慮されていることは 、補助回路１０をどのように簡略化するか、及び３相ＺＶＴ・ＰＷＭ整流器／イ ンバータにおける過大なターンオフ損失をどのようにして避けるかである。 図２に示されたＡＲＣＰＩの場合、ＡＣ側転流の概念が用いられている。この インバータは、ＺＶＴ遷移に関する或る特殊のスイッチング回路を用いているＰ ＷＭスキームに従って制御される。ソフト・スイッチングの動作は、相ごとに独 立している。Ｄ₁（Ｓ₁に並列のダイオード）が導通し、Ｓ₂をターンオンすべき であると仮定する。ＺＶＴ転流は、以下のように実行される。 ａ）開始時に、Ｓ₁及びＳ_xaがターンオンする。次に、共振インダクタＬ_xaが Ｄ₁を通じて充電される。 ｂ）インダクタの電流が相Ａの負荷電流に達すると、Ｄ₂が自然にターンオフ する。 ｃ）インダクタの電流が負荷電流と「トリップ」電流との和に等しくなると、 Ｓ₁がターンオフし、ノードＡのキャパシタンスとＬ_aとの間の共振が開始される 。 ｄ）該ノードの電圧Ｖ（Ａ）が負のバス電圧に追従（共振）するとき、Ｄ₂が 導通を開始し、Ｓ₂が零電圧でターンオンされる。この後、Ｌ_xaは放電し、その 電流が零に減少する。 ｅ）Ｓ_xaはその電流が零に達したときにターンオフする。これで、ＺＶＳ転流 が完了する。 ＡＲＣＰＩは、補助スイッチ１４（Ｓ_xa、Ｓ_xb、Ｓ_xc）の耐圧がＤＣバス電圧 の１／２で十分であり、かつ零電流状態でターンオンされる、という利点を有す る。しかしながら、６つの補助スイッチが必要であり、極めて高電力における応 用以外では、一般にコスト効率も悪い。 図３に示したＺＶＴ変換器は、図２に示したＡＲＣＰＩの欠点を克服すること を意図している。図３に示したＺＶＴ変換器は、１つの補助スイッチＳ_xのみを 用いる。しかしながら、これにも幾つかの問題点がある。最も重大な問題は、電 圧供給段１２の３つの高位側スイッチ又は３つの低位側スイッチが導通している ときに、（零電圧ベクトルにおいて）ＺＶＴ変換器が動作できないことである。 これは、ＺＶＴ回路入力に電圧が与えられないからである。この問題を解決する ために、ダイオードＤ₁〜Ｄ₆からアクティブ・スイッチへの転流が３相のすべて において同時に発生するように、空間ベクトル変調（space vector modulation ）（ＳＶＭ）スキームが変更されている。例えば、相Ａの電流がブリッジへ流れ 込み、かつ相Ｂ及び相Ｃの電流がブリッジから流れ出すならば、唯一のターンオ ン転流は、Ｄ₁、Ｄ₄、Ｄ₆からＳ₂、Ｓ₃、Ｓ₅へのものである。転流プロセスは以 下のステップに分割できる。 ａ）転流の開始時に、Ｓ_x、Ｓ₁、Ｓ₄、及びＳ₆がターンオンし、それによって 、共振インダクタがＶ_iに充電される。 ｂ）ＡＲＣＰＩの場合のように、共振インダクタ（Ｌ_a、Ｌ_b、Ｌ_c）の電流が 或る値に達すると、Ｓ₁、Ｓ₄、Ｓ₆がターンオフし、それによって、共振インダ クタがノード・キャパシタンス（Ａ、Ｂ、Ｃ）と共振する。 ｃ）３つのノード（Ａ、Ｂ、Ｃ）の電圧すべてが反対側のレールに共振した後 、Ｓ₂、Ｓ₃、Ｓ₅が零電圧状態でターンオンされる。この動作モードにおいて、 共振インダクタ（Ｌ_a、Ｌ_b、Ｌ_c）はＶ_iに放電される。 ｄ）何れかの共振インダクタの電流が零に減少する前に、独立しているスイッ チＳ_xがターンオンする。共振インダクタの残りの電流は、フィードバック・ダ イオード１６を介して零になるまで放電され続ける。 ｅ）３つの共振インダクタの電流が零に達した後に、ＺＶＴ転流が完了し、変 換器は従来のＰＷＭ変換器として通常の動作を再開する。 上述のトポロジーの重大な問題点は、ＺＶＳ状態を確実にするために、主スイ ッチのスイッチング動作をより多く必要とすることである。その結果、ターンオ フ損失が多くなり、かつ制御が複雑になるため、効率が悪くなる。 発明の概要 従って、本発明の目的は、改良された零電圧遷移（ＺＶＴ）パルス幅変調（Ｐ ＷＭ）電圧リンク変換器（ＶＬＣ）を提供することである。 本発明の更に別の目的は、変換器の電力段において、主スイッチのスイッチン グ動作を増加させることなく零電圧スイッチングを提供できるＺＶＴ・ＰＷＭリ ンク変換器を提供することである。 本発明の更に別の目的は、各サイクルの終わりに共振インダクタの電流を零に 放電し、かつ転流エネルギを回復する新規な回路トポロジーを提供することであ る。 本発明によれば、第１実施例においては、改良された零電圧遷移（ＺＶＴ）パ ルス幅変調（ＰＷＭ）リンク変換器が提供され、該変換器は、空間ベクトル変調 スキームを導入し、かつ、共振インダクタの電流を零に放電し転流エネルギを回 復するために用いられる転流電力源または特別のスイッチ回路を有する補助回路 を備えている。別の実施例においては、改良された零電圧遷移（ＺＶＴ）パルス 幅変調（ＰＷＭ）リンク変換器は、ＺＶＴを達成するために変換器の各主スイッ チに対して補助スイッチを備えている。新規なＺＶＴ変換器の実施例の両方とも 、主スイッチのスイッチング動作を増加させることなく、零電圧スイッチングを 提供することができる。このようにして、ＰＷＭ制御の利点が維持される。主ス イッチの導通損失、ターンオフ損失、及び電圧ストレス（耐電圧）は、従来のＰ ＷＭ変換器のものと同じであるが、主要であるターンオン損失が除去されるので 、合計の電力損失を低減することができる。 図面の簡単な説明 前述及び他の目的、特徴及び利点は、本発明の好適な実施例の以下の詳細な説 明及び図面から良く理解されるであろう。 図１は、従来例の３相電圧リンク変換器である。 図２は、従来例の補助共振補極インバータである。 図３は、従来例の零電圧遷移（ＺＶＴ）パルス幅変調（ＰＷＭ）整流器／イン バータである。 図４は、本発明による改良されたＺＶＴ・ＰＷＭ電圧リンク変換器である。 図５は、空間ベクトル変調スキーム（ＳＶＭ）に関する３相電圧及び電圧空間 ベクトルを示す図である。 図６は、整流モードにおける図５に示された回路に関するＳＶＭスキームであ る（相Ａが最大電流を有する）。 図７は、インバータ・モードにおける図５に示された回路に関するＳＶＭスキ ームである（相Ａが最大電流を有する）。 図８は、図６に示されたセクタＩに関するＳＶＭスキームである（相Ｂが最大 電流を有する）。 図９は、エネルギ・フィードバック回路として構成された転流電力源である。 図１０は、再生モードにおける図５に示す回路に対するＳＶＭスキームである （相Ａが最大電流を有する）。 図１１は、本発明による３相ＰＷＭ・ＺＶＴブースト整流器の例である。 図１２は、本発明によるＰＷＭ・ＺＶＴブースト整流器である。 図１３は、整流器モードにおける図１２に示す回路のＺＶＴ整流サブ・トポロ ジーである。 図１４は、図１３に示されたサブ・トポロジーに関するＺＶＴ転流波形である 。 図１５は、ＺＶＴ転流のシミュレーションである。 図１６は、再生モードにおける図１２に示された回路のＺＶＴ転流のサブ・ト ポロジーである。 図１７は、図１６に示されたサブ・トポロジーに関するターンオン整流波形で ある。 図１８は、ターンオン転流のシミュレーションである。 図１９は、本発明によるＺＶＴ・３レベル・ブースト変換器である。 図２０は、本発明によるＺＶＴ・３レベルＰＷＭブースト整流器である。 図２１は、変換器の各主スイッチに対する補助スイッチを有する高電力応用の ためのＺＶＴ・ＰＷＭ電圧リンク変換器である。 図２２は、Ｄ₂からＳ₁への転流に関する図２１に示された回路のサブ・トポロ ジーである。 図２３は、Ｄ₂からＳ₁への転流のシミュレーションである。 本発明の好適な実施例の詳細な説明 ここで図面、特に、図４を参照すると、本発明による改良されたＺＶＴ・ＰＷ Ｍ電圧リンク変換器が示されている。変換器のコストを低減させるために、６つ の主スイッチを３つの高位側スイッチと３つの低位側スイッチとから構成される ２つのグループに分割するのが好適である。ソフト・スイッチングに関しては、 各グループはＤＣ／ＤＣ変換器として見なすことができ、かつＺＶＴ回路の組を 用いることができる。改良されたリンク変換器において、３つの低位側スイッチ Ｓ₂、Ｓ₄、Ｓ₆にＺＶＳ状態を提供するためにＳ_xdが用いられ、３つの高位側ス イッチＳ₁、Ｓ₃、Ｓ₅にＺＶＳ状態を提供するためにＳ_xuが用いられれる。 主スイッチの零電圧スイッチングは、任意の状況の下で達成することができ、 変換器の制御は、任意の適切なＰＷＭスキームに従って実現される。電圧空間ベ クトル変調（ＳＶＭ）は、高い出力電圧、低い高調波歪み、低いスイッチング電 力損失、及びマイクロコンピュータによる容易な実現性の利点を有するので、該 ＳＶＭを基にした制御が好適である。転流回路２０のアクチュエーション（actu ation）を減少させるために、可能である時に主スイッチのターンオン（Ｓ₁〜Ｓ₆ ）を同期させるために、改良された空間ベクトルＰＷＭスキームを用いること ができる。このスキームは、相電流の相対的な振幅に従って、スイッチング・シ ーケンスを変更する。インバータの動作を例にとり、基準電圧空間ベクトルが図 ５に示されるセクタＩの６０°期間にあるとすると、ＳＶＭスキームは以下のよ うになる。 スキーム（Ａ）：相Ａ又は相Ｃの電流が他の２つの相の電流よりも大きい場合 、Ｓ₁又はＳ₆はその間閉じられ、他の２つの相はＰＷＭ動作する。主スイッチの ターンオンは容易く同期する。このスキームはまた、最大電流の相が切り換えら れ ないので、主スイッチのターンオフ損失が最小となることに留意されたい。相Ａ の最大電流を例にとると、図６は整流器モードにおける変調スキームを示し、図 ７はインバータ・モードにおける変調スキームを示している。 スキーム（Ｂ）：相Ｂが最大電流を有する場合、ＰＷＭスキームは、例えば、 １９９４年のプロシーディング・オブ・ＰＥＳＣの第１６〜２３ページのＣ．キ ュアドロスその他による「空間ベクトル変調、零電圧遷移３相ＤＣ双方向変換器 」（C．Cuadros et al.，Space Vector Modulation，Zero Voltage Transition Three-Phase DC Bidirectional Converter，Proceedings of PESC，1994,pp．16 -23）に記載された標準電圧空間ベクトル変調に戻り、ターンオン同期は用いら れない。この文献を、ここで参照として援用する。転流回路２０は、スイッチン グ・サイクル中に１回より多く活性化されなければならない。主スイッチのター ンオフ回数が最小に減少されるので、主スイッチのスイッチング損失もまた最小 化される。 図５のセクタＩの変調スキームが図８に示されている。位相角φが３０°より 小さい場合、スキームＡのみが用いられる。しかしながら、大きい位相角の場合 、６０°のインターバルにおける（φ−３０°）の期間に対してスキームＢを使 用しなければならない。ＺＶＴ補助回路の動作を、以下の２つの動作例で説明す る。 例Ａ：Ｄ₁、Ｄ₄、Ｄ₆が導通しており、Ｄ₄、Ｄ₆が切り替えられるべきである 場合。この転流は、整流器動作における典型的なターンオン転流である。転流は 以下のステップで行われる。 （１）転流の開始時にＳ_xuがターンオンする。共振インダクタＬ_b及びＬ_cの線 形的充電が開始される。 （２）Ｌ_bとＬ_cの電流の和が相Ｂと相Ｃの電流の和に達すると、ダイオードＤ₄ 及びＤ₆が自然にターンオフする。この後、Ｌ_b及びＬ_cが相Ｂ及び相Ｃのノード ・キャパシタンスと共振し始め、ノードＢ及びＣの電圧が正のＤＣレールの方に 増加する。 （３）ノードＢ及びＣの電圧が正のＤＣレールに達すると、Ｄ₃及びＤ₅が導通 し始める。この後、Ｓ₃及びＳ₅が零電圧でターンオフし、かつＳ_xuがターンオフ することができる。 （４）Ｓ_xuがターンオフした後、Ｌ_b及びＬ_cがＤ_xu、転流電圧源Ｖ_xd、及びＤ Ｃバス電圧Ｖ_sを介して放電される。 （５）Ｌ_b及びＬ_cの電流が零になるまで放電されると、Ｄ_xu及び補助ダイオー ド・ブリッジがターンオフし、ＺＶＴ転流が完了する。 例Ｂ：Ｓ₁、Ｄ₃及びＤ_sが導通しており、Ｄ₃及びＤ₅が切り替えられべきであ る場合。この転流はインバータ動作における典型的なターンオン転流である。転 流プロセスは、以下のステップから構成される。 （１）転流の開始時にＳ_xdがターンオンする。次に、共振インダクタＬ_a、Ｌ_b 、Ｌ_cがそれぞれ、Ｓ₁、Ｄ₃、Ｄ₅を通じてＤＣレール電圧源Ｖ_sによって線形的 に充電される。 （２）Ｌ_bとＬ_cの電流の和が相Ｂと相Ｃの電流の和に達すると、Ｄ₃及びＤ₅が 自然にターンオフする。Ｌ_b及びＬ_cとノードＢ及びＣのキャパシタンスとの間で 共振が始まる。ノードＢ及びＣの電圧は負のＤＣレールの方に共振（追従）する 。共振インダクタＬ_aの充電は、Ｓ_adがターンオフするまで継続する。 （３）ノードＢ及びＣの電圧が負のＤＣレール電圧に達すると、Ｄ₄及びＤ₆が 導通し始める。この後、Ｓ₄及びＳ₆が零電圧で閉じ、かつＳ_adがターンオフする ことができる。 （４）Ｓ_xdがターンオフされた後、Ｌ_b及びＬ_cが、Ｄ_xd、転流電圧源Ｖ_xd、及 びＤＣバス電圧Ｖ_sを通じて放電される。その間、Ｌ_aが、Ｄ_xd及び転流電圧源Ｖ_xd を通じて放電される。 （５）Ｌ_a、Ｌ_b、Ｌ_cの電流が零になるまで放電されると、Ｄ_xd及び補助ダイ オード・ブリッジがターンオフし、ＺＶＴ転流が完了する。 例（Ａ）と例（Ｂ）の転流プロセスが類似であることに留意されたい。主な差 異は、補助電流ピークが例Ｂの方が高く、零まで放電するのにより長い時間を要 することである。 例示したように、共振インダクタを放電しかつ転流エネルギを回復するために 付加的な転流電圧源が用いられる。転流電圧源の電力及び電圧の定格は、主回路 と比較して小さい。この電圧源は電力制御回路及び駆動回路に用いることができ 、また、ＤＣ側に転流エネルギを送信するエネルギ・フイードバック回路として 実 現することができる。図９は、フイードバック回路として転流電源Ｖ_xを実現す る回路の例を示している。主スイッチがターンオンされた後、Ｓ_xをターンオフ することができる。Ｌ_xの電流は転流電源Ｖ_xを通じて流れ、Ｌ_xのエネルギは結 合されたインダクタＬを介してＶ_sに送られる。Ｌ_xのエネルギの殆どがＶ_sに送 られた後にＬを放電するために、キャパシタＣが用いられ、他方、インダクタＬ のリーケージによってＤ_z及びＲは発振を減衰することができる。 本発明のＺＶＴ電圧リンク変換器は、高電力及び中電力の応用分野に最適であ る。これは、この変換器が比較的簡単な補助回路を用いて零電圧スイッチングと ＰＷＭ制御の利点と組み合わせているからである。この新しいトポロジーの基本 的な目標は、何れの動作モードにおいても主スイッチのターンオフ損失を増加さ せることのないＺＶＴを達成することである。以下に、双方向整流器及び高電力 応用のために構成されたトポロジーの幾つかの構成を説明する。ブースト整流器 が力率修正（power factor correction）（ＰＦＣ）回路として働くとき、その 力率（ｐｆ）は常に零に近似し、即ち、相電流と相電圧との間の位相角が非常に 小さくなるように制御される。相電流と相電圧との間の関係が十分に固定されて いるので、制御及びソフト・スイッチング・スキームを簡素化することができる 。まず、空間ベクトルＰＷＭスキームを、以下のように簡単な方法で実現するこ とができる。 （Ａ）整流器モード：整流器モードにおいては、最大電流を有する相が常にＤ Ｃバスにクランプされ、他の２つの相がＰＷＭで制御される。例えば、図５に示 すセクタＩにおいて、相Ａが最大電流を有する場合には、Ｄ₁が常に導通するよ うにＳ₁がオン状態に維持される。Ｓ₃及びＳ₅はＰＷＭ様式で制御され、それら のターンオンは同期される。即ち、ターンオン転流は常に、Ｄ₄及びＤ₆からＳ₃ 及びＳ₅へのものである。この種の制御を用いると、ターンオフ損失が最小化さ れる。ＳＶＭスキームは、図６で例示されるようになる。 （Ｂ）再発生（regenerative）モード：再発生モードにおいては、３相電流の 極性が反転される。変調スキームは３相におけるアクティブ・スイッチ・ターン オンを同期するように変更され、相補電圧ベクトル（complementary voltage ve ctor）が零ベクトルを同期するために用いられる。これは、例（Ａ）のものと同 じ条件の図１０に示されたものと同じＳＶＭスキームである。このモードにおい て、主スイッチＳ₁〜Ｓ₆のスイッチングがより多く実行され、それによって、通 常のＳＶＭ・ＰＷＭ変換器よりも多くのターンオフ損失が発生する。しかしなが ら、すべてのスイッチのターンオン時が同期されるので、ターンオン損失を減少 させるために零電圧スイッチングをより容易に用いることができる。従って、ソ フト・スイッチング変換器における合計のスイッチング損失は、通常のＳＶＭ・ ＰＷＭ変換器よりも少ない。 ここで図１１を参照する。上記のＳＶＭスキームに関して、ＺＶＴ回路が更に 簡略化できる。スイッチ・ターンオン転流は、常に３つのダイオードが導電して 開始し、１組のダイオード（高位側又は低位側）は常に同時にターンオフし、共 振インダクタは補助ダイオード・ブリッジにシフトされて１つのＬ_xに組み合わ される、ということに留意されたい。従って、１つのみの補助スイッチＳ_x、補 助ダイオードＤ_x、及び低流電力源Ｖ_xが必要とされる。 図１１に示されたトポロジーは転流電力源Ｖ_xにより好適に動作する。しかし ながら、幾つかのアプリケーションに対しては、付加的な転流電力源を置換して 直接に転流エネルギを出力に送ることが望ましい。図１２を参照すると、このト ポロジーの動作原理は図１１のものと全く同じであるが、Ｓ、を２つのスイッチ （Ｓ_x1、Ｓ_x2）で構成するところが異なり、それによって、ＺＶＴ転流の終わり にＶ_sによってＬ_xが直接放電される。転流の前に、電圧空間ベクトルが図５に示 されたようにセクタＩにあると仮定する。上述の空間ベクトル変調スキームでは 、図１２に示すＺＶＴブースト整流器に関して、２タイプのターンオン転流が存 在する。 （Ａ）整流器モード［Ｄ₄及びＤ₆からＳ₃及びＳ₅］：Ｄ₁、Ｄ₄、Ｄ₆が、Ｄ₁の 最大電流で導電し、Ｓ₃、Ｓ₄がターンオンされるものと仮定する。全転流プロセ スは、図１３及び図１４に示されている。スイッチＳ₁は転流の間、オンに維持 されることに留意されたい。転流プロセスは以下のステージからなっている。 （１）［ｔ₀，ｔ₁］ 補助スイッチＳ_x1、Ｓ_x2がｔ₁でターンオンし、そ れによって共振インダクタＬ_xが出力電圧Ｖ_sによって充電され、その電流が線形 的に増加する。 （２）［ｔ₁，ｔ₂］ 電流Ｉ_Lxがｔ₁で相Ｂ及びＣの負荷電流の合計に達 すると、ダイオードＤ₄及びＤ₆が自然にターンオフし、Ｌ_xが相Ｂ及びＣのノー ド・キャパシタンスとの共振を開始する。ノードＢ及びＣの電圧は共振様式で正 のＤＣレールの方に増加する。 （３）［ｔ₂，ｔ₃］ ノードＢ及びＣの電圧がｔ₂でＤＣレール電圧に達 すると、ボディ・ダイオードＤ₃及びＤ₅は導電を開始し、それによって、Ｌ_xの 電流はＳ₁、Ｄ₃、Ｄ₅を通じて自由に流れる。Ｄ₃及びＤ₅のクランプ動作により 、Ｓ₃及びＳ₅のスイッチ電圧は零に維持される。 （４）［ｔ₃，ｔ₄］ ｔ₂の後、Ｓ₃及びＳ₅は零電圧状態でターンオンさ れるので、ターンオン損失及びダイオード逆方向回復が除かれる。同時に、Ｓ_x1 及びＳ_x2はターンオフされることができ、Ｌ_xの転流エネルギがＤ_x1及びＤ_x2を 通じてＶ_sに与えられる。その間に、Ｌ_xはＶ_sによって零に放電される。 （５）［ｔ₄，ｔ₀］ 共振インダクタの電流がｔ₄で零に減少すると、Ｄ_{x 1} 及びＤ_x2が自然にターンオフする。ここでＺＶＴ転流が完了し、補助回路は次 のＺＶＴ転流まで非作動状態を維持する。 図１５は、図１２に示した回路の整流器モードにおける転流プロセスのシミュ レーションの結果を示している。Ｓ₃及びＳ₅におけるスイッチ電圧とスイッチ電 流との間にオーバーラップがなく、ターンオン損失が完全に除去されていること に留意されたい。 （Ｂ）再生モード［Ｄ₂、Ｄ₃、Ｄ₅からＳ₁、Ｓ₄、Ｓ₆へ］：電圧空間ベクトル が依然としてセクタＩにありＤ₂、Ｄ₃、Ｄ₅が導電しており、Ｓ₁、Ｓ₄、Ｓ₆がタ ーンオンされるものと仮定する。転流プロセスは図１６及び図１７に示されてお り、以下のようなプロセスを含んでいる。 （１）［ｔ₀，ｔ₁］ ターンオン転流は、ｔ₀でＳ_x1及びＳ_x2がターンオ ンされて開始される。補助スイッチがターンオンした後、Ｌ_xは導電している３ つのダイオードを介して出力電圧によって充電され、その電流は線形的に増加す る。 （２）［ｔ₁，ｔ₂］ 電流Ｉ_Lxが最大負荷電流（ここでは相Ａの電流）に 達すると、３つのダイオードが自然にターンオフし、Ｌ_xはノードＡ、Ｂ、Ｃの ノード・キャパシタンスとで共振を開始する。３つのノード電圧は、それらの反 対側のＤＣレールの方にそれぞれ共振する。 （３）［ｔ₂，ｔ₃］ ３つのノードの電圧が等しくなると（この場合、出 力電圧の２／３）、補助ダイオード・ブリッジ３０は短絡され、共振が終了する 。Ｌ_xの電流は、Ｓ_x1、Ｓ_x2及び短絡したダイオード・ブリッジ３０を通じて自 由に流れる。 （４）［ｔ₃，ｔ₄］ ｔ₂の後、主ブリッジのすべてのダイオードが導通 を停止する。また、Ｓ₁の両端の電圧がＶ_s／３に減少され、Ｓ₄及びＳ₆の両端の 電圧が両方とも、２Ｖ_s／３に減少される。アクティブ・スイッチＳ₁、Ｓ₄、Ｓ₆ は、ｔ₃で減少された電圧でターンオンすることができる。同時に、Ｓ_x1及びＳ_{x 2} はターンオフされるべきであり、Ｌ_xは、このステージで、Ｄ_x1及びＤ_x2を通じ てＶ_sによって放電される。 （５）［ｔ₄，ｔ₅］ Ｌ_xの電流がｔ₅で零に放電されると、Ｄ_x1及びＤ_x2 は自然にターンオフする。転流は完了され、補助回路は次のスイッチング・サイ クルのターンオン転流まで非作動状態を維持する。 図１８は、図１２に示された回路の再発生モードにおける転流プロセスのシミ ュレーションの結果を示している。ダイオード逆方向回復が除かれ、かつターン オン電圧が減少されるので、「部分的」ソフト・スイッチング状態によってター ンオン損失が大きく減少され、それによって、再発生モードにおいても、高効率 が達成される。 次に、図１９及び２０を参照する。上述のコンセプトが３レベル・ブースト整 流器に拡張することができる。３レベル整流器の主な利点は、アクティブ・スイ ッチの電圧定格が従来のブースト整流器と比較して低くてよいことである。また 、その制御が３つの独立の相の制御装置として実現することができ、３つの相に おけるターンオン時が同期される。ＺＶＴ回路は再発生モードで動作する、図１ ２の回路と類似の様式で動作する。主スイッチ、Ｓ₁、Ｓ₂、Ｓ₃のターンオンの 前に、補助スイッチ（図１９のＳ_x、又は図２０のＳ_x1及びＳ_x2）がターンオン される。共振インダクタＬ_xは、導通するダイオードＤ₁〜Ｄ₆を介して充電され る。Ｌ_xの電流が負荷電流に達すると、ダイオードＤ₁〜Ｄ₆はソフトにターンオ フし、 それによってダイオード逆方向回復の問題を除去することができる。この後、主 スイッチの両端の電圧はＬ_xによって零に共振し、Ｓ₁〜Ｓ₃が零電圧でターンオ ンすることを可能にする。その後、補助スイッチはターンオフされ、Ｌ_xのエネ ルギはフィードバック・ダイオード４１を通じて出力に送られる。図２０の補助 スイッチは出力電圧の１／２に耐えるのみでよく、高電圧の応用に対して、この 回路を魅力的なものにしている。これらを除けば、図１９と２０の回路の動作は 類似している。各主スイッチの制御は、単相ブースト整流器（single phase boo st rectifier）における制御と同じであることに留意されたい。 図２１には、本発明の別の実施例が示されている。上記の第１の実施例におい ては、補助スイッチ及び付加的転流電力手段が、共振インダクタの放電のため及 び転流エネルギの回復のために用いられている。幾つかの高電力における応用に おいて、各主スイッチに対して１つの付加的な補助スイッチを用いることによっ て、補助電力源を排除することができる。この場合、図２１に示されるトポロジ ーが用いられる。補助共振補極インバータ（ＡＲＣＰＩ）（auxiliary resonant commutation pole inverter）と比較すると、この新しいトポロジーの動作及び 補助スイッチの数は類似しているが、共振インダクタの電流を負荷電流より高く 充電する必要がないという点において、大きな利点を有する。従って、ＺＶＳタ ーンオンを達成するために余分な主スイッチのスイッチングが必要ではなく、か つ補助スイッチに過剰な電流ピークが現れることがない。また、ＺＶＴ遷移にお ける制御タイミングが重要問題ではなくなる。これは、所望される限り零電圧状 態を維持することができるからである。 このトポロジーのＺＶＴ転流は、すべてのアクティブ・スイッチに対して独立 しており、その制御は、ＺＶＴ・ＤＣ／ＤＣブースト・コンバータにおける制御 とほぼ同じである。例えば、Ｄ₂が導電しており、かつ切り替えられる（スイッ チング）されるべき場合、ＺＶＴ転流は、図２２に示されるようになり、以下の ステップを実行する。 （１）Ｓ_x1が転流の開始時にターンオンされる。次に、インダクタＬ_aの電流 がＤ₂、Ｓ_x1、及びＤＣリンク電圧を通じて充電される。 （２）補助電流が相Ａの電流に達すると、Ｄ₂が自然にターンオフする。イン ダクタＬ_aはノード・キャパシタンスと共振を開始する。ノードＡの電圧は正の ＤＣレールの方へ共振する。 （３）ノードＡの電圧が正のＤＣレールに達すると、Ｄ₁が導通を開始する。 補助電流は、Ｄ₁、Ｌ_a、Ｓ_x1の経路を自由に流れる。次に、Ｓ₁が零電圧状態の 下でターンオンされ、Ｓ_x1がターンオフされる。 （４）Ｓ_x1がターンオフされた後、インダクタＬ_aは、Ｓ₁及びＤ_x2（補助スイ ッチＳ_x2の並列のダイオード）を通じてＤＣバス電圧に放電される。 （５）インダクタＬ_aの電流が零に減少すると、Ｄ_x2が自然にターンオフし、 転流が完了する。 この転流プロセスのシミュレーションが図２３に示されており、スイッチ電流 が増加する前にスイッチ電圧が零に低下しているから、零電圧スイッチングが達 成されていることが、明瞭である。従って、ターンオン損失及び逆方向回復が除 去される。 本発明を１つの好適実施例に関連して説明したが、本発明が添付の請求項の技 術思想及び範囲内で変更されて実施することができることは、当業者には認識さ れるであろう。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 マオ，ヘンチャン アメリカ合衆国ヴァージニア州24060，ブ ラックスバーグ，ハントクラブ・ロード 1200，アパートメント 601

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．零電圧遷移３相電圧リンク変換器において、 直流電源と、 前記直流電源と３相交流出力との間に接続された主スイッチング回路と、 前記直流電源と前記主スイッチング回路との間に接続された補助回路であって 、 前記３相交流出力の少なくとも１つの相に接続された少なくとも１つの共 振インダクタ、及び 前記共振インダクタを放電するための補助電源手段 を含んでいる補助回路と、 前記補助回路を前記直流電源に切り替え可能に接続するスイッチ手段と を備えていることを特徴とする零電圧遷移３相電圧リンク変換器。 ２．請求項１記載の零電圧遷移３相電圧リンク変換器において、前記補助電源手 段は独立した電源であることを特徴とする零電圧遷移３相電圧リンク変換器。 ３．請求項１記載の零電圧遷移３相電圧リンク変換器において、前記補助電源手 段は、誘導結合により前記共振インダクタを前記直流電源に誘導的に結合するフ ィードバック回路であることを特徴とする零電圧遷移３相電圧リンク変換器。 ４．請求項１記載の零電圧遷移３相電圧リンク変換器において、前記補助電源手 段は、一対の逆接続されたダイオードを介して前記共振インダクタに接続された 前記直流電源を用いて構成されていることを特徴とする零電圧遷移３相電圧リン ク変換器。 ５．請求項１記載の零電圧遷移３相電圧リンク変換器において、該変換器はさら に、前記補助電源手段と前記スイッチ手段との間に電気的に接続されているダイ オード・ブリッジを備えていることを特徴とする零電圧遷移３相電圧リンク変換 器。 ６．請求項１記載の零電圧遷移３相電圧リンク変換器において、前記補助回路は さらに、 前記３相交流出力の各相に対して１つ設けられた共振インダクタと、 前記共振インダクタを放電するための複数の補助電源手段と、 前記補助回路を前記直流電源に切り替え可能に接続する複数のスイッチ手段と を備えていることを特徴とする零電圧遷移３相電圧リンク変換器。 ７．零電圧遷移３相電圧リンク変換器において、 直流電源と、 前記直流電源と並列に接続された３対の電力スイッチを有する主スイッチング 回路であって、前記電力スイッチの各対は３相交流出力の１つの相に対応して設 けられている主スイッチング回路と、 前記主スイッチング回路において零電圧遷移を達成するための補助回路であっ て、 前記直流電源と並列に接続された３対の補助スイッチであって、前記補助 スイッチの各対は前記３相交流出力の１つの相に対応し、かつ前記補助スイッチ の各対は共振インダクタとともに前記電力スイッチの対応する１つの対に接続さ れている 補助回路と を備えていることを特徴とする零電圧遷移３相電圧リンク変換器。