WO2014199809A1 - 絶縁状態検出装置 - Google Patents

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佳浩 河村
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矢崎総業株式会社
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    • Y02T90/16—Information or communication technologies improving the operation of electric vehicles

Definitions

  • the present invention relates to an insulation state detection device that detects a ground fault state and an insulation state with respect to a ground potential based on a charge state of a flying capacitor.
  • Electric vehicles and PHVs have been put into practical use and various types of vehicles have been put on the market.
  • electric power is used as a power source (propulsion energy).
  • the insulation state detection apparatus which detects the ground fault and insulation state with respect to the grounding potential part of such DC power supply plays an important role.
  • an insulation state detection device of this type an insulation state detection device using a flying capacitor charged by a DC power source is known. This insulation state detection device charges the flying capacitor with the positive potential or negative potential of the DC power supply, and measures the charging voltage of the flying capacitor with a microcomputer or the like, thereby detecting the ground fault resistance or insulation state on the positive side or the negative side. To detect.
  • the positive potential of the DC power supply may be boosted and supplied to the load in order to increase the drive efficiency of the load.
  • An object of the present invention has been made in view of such a situation, and is to provide a technique for solving the above-described problems.
  • the present invention provides a flying capacitor charged with a voltage corresponding to a ground fault resistance by a DC power source insulated from a ground potential portion, and the flying capacitor insulated from the DC power source after being charged by the DC power source,
  • a measuring circuit connected in series between the measuring means for measuring the charging voltage of the flying capacitor and the ground potential unit; and a positive electrode on the primary side of the boosting power supply circuit that boosts the positive potential of the DC power supply and supplies it to the load;
  • a high-voltage selection circuit that is connected to a secondary-side positive electrode by a separate path and that constitutes a circuit that guides a direct current to the flying capacitor.
  • the high-voltage selection circuit is connected to the primary-side positive electrode and is at least during a boost operation.
  • the primary selection unit and the secondary selection unit flow current from the primary-side positive electrode and the secondary-side positive electrode, and from the high-voltage selection circuit, the primary-side positive electrode and the secondary-side positive electrode. Rectifying means connected so as not to flow current to the positive electrode may be used.
  • the primary selection unit and the secondary selection unit may be switching means that is controlled to be turned on / off, and the primary selection unit may be controlled to be turned off during a boost operation.
  • FIG. 1 is a diagram of a boost power supply circuit including a ground fault sensor according to an embodiment of the invention.
  • FIG. 2 is a diagram of a high voltage selection circuit according to an embodiment of the invention.
  • FIG. 3 is a diagram of a boost power supply circuit showing a first charge state when the booster is stopped, according to an embodiment of the invention.
  • FIG. 4 is a diagram of a boost power supply circuit showing a second state of charge when the booster is stopped, according to an embodiment of the invention.
  • FIG. 5 is a diagram of a boost power supply circuit showing a third charge state when the booster is stopped, according to an embodiment of the invention.
  • FIG. 6 is a diagram of a boost power supply circuit showing a first state of charge when the booster is operating, according to an embodiment of the invention.
  • FIG. 7 is a diagram of a boost power supply circuit showing a second state of charge when the booster is operating, according to an embodiment of the invention.
  • FIG. 8 is a diagram of a boost power supply circuit showing a third charging state when the booster is operating, according to an embodiment of the invention.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining abnormal voltage wraparound in a boost power supply circuit including a ground fault sensor not including a high voltage selection circuit.
  • FIG. 10 is a diagram of a modification of the high voltage selection circuit according to the embodiment of the invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a boost power supply circuit 1 using the ground fault sensor 11 according to the present embodiment as an insulation state detection device.
  • the ground fault (state) and insulation state of the boost power supply circuit 1 are detected by the ground fault sensor 11 connected between the positive electrode and the negative electrode of the high-voltage DC power source B.
  • symbol RLp is a primary side ground fault resistance (primary side + ground fault resistance)
  • symbol RLn is a primary side negative ground fault resistance (primary side-ground fault resistance).
  • symbol RLp2 indicates a secondary-side positive ground fault resistance (secondary side + ground fault resistance)
  • symbol RLn2 indicates a secondary-side negative ground fault resistance (secondary side-ground fault resistance).
  • the ground fault sensor 11 includes a bipolar flying capacitor C1, first and second switches SW1 and SW2 that selectively connect both poles of the flying capacitor C1 to the positive electrode and the negative electrode of the high-voltage DC power supply B, and the flying capacitor C1. From the third and fourth switches SW3, SW4, the current direction selection circuit 30, and the first and second switches SW1, SW2 that selectively connect the two electrodes to the control unit (microcomputer) 15 and the ground potential unit. And a high voltage selection circuit 20 on the upstream side (positive electrode side of the high voltage DC power supply B).
  • the ground fault sensor 11 of the present embodiment is provided with a switch for short-circuiting both poles of the flying capacitor C1 through a resistor for discharging the flying capacitor C1, or one pole (upper pole in the figure) and a fourth described later. Control may be performed to discharge the switch SW4 when it is simultaneously turned on.
  • the control unit 15 is composed of a microcomputer and functions as a measuring device, and is operated by a predetermined low-voltage power supply (not shown) lower than the voltage of the high-voltage DC power supply B.
  • the high-voltage DC power source B is also insulated from the ground potential portion of the control unit 15.
  • the first to fourth switches SW1 to SW4 are constituted by, for example, optical MOSFETs.
  • the first to fourth switches SW1 to SW4 are insulated from the high-voltage DC power supply B and are on / off controlled by the control unit 15.
  • the fifth switch SW5 is a power relay circuit for supplying high-voltage power to the ground fault sensor 11.
  • connection point between the control unit 15 and the third switch SW3 is grounded via the third resistor R3.
  • a fourth resistor R4 is connected between the fourth switch SW4 and the ground potential portion.
  • the first and third switches SW1 and SW3 on one end side of the flying capacitor C1 are connected in series, and between the connection point T1 of the first switch SW1 and the second switch SW3 and one end of the flying capacitor C1.
  • the current direction switching circuit 30 is connected.
  • the current direction switching circuit 30 is a parallel circuit, and one circuit constituting the parallel circuit includes a diode D0 and a first diode D0 that are forwardly directed from the first and third switches SW1 and SW3 toward one end of the flying capacitor C1. It is composed of a series circuit of one resistor R1. The other circuit is composed of a series circuit of a diode D1 and a second resistor R2 that are forward from one end of the flying capacitor C1 toward the first and third switches SW1 and SW3.
  • the high voltage selection circuit 20 is disposed (connected) upstream of the first switch SW1, and is connected to the fifth switch SW5 and the secondary high voltage positive electrode as the upstream connection.
  • the high voltage selection circuit 20 is connected to the first switch SW1 as a downstream connection.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the high voltage selection circuit 20 according to the present embodiment.
  • the specific configuration of the high-voltage selection circuit 20 includes primary and secondary selection diodes D21 and D22 arranged in parallel as two diodes, both cathode sides being connected, and being connected to the first switch SW1. .
  • the anode of the primary selection diode D21 is connected to the primary side high voltage positive electrode (fifth switch SW5).
  • the anode of the secondary selection diode D22 is connected to the secondary high-voltage positive electrode of the booster 3. Therefore, no current flows from the ground fault sensor 11 to the primary high-voltage positive electrode and the secondary high-voltage positive electrode.
  • FIG. 3 is a diagram of a boost power supply circuit showing a first charging state when the booster is stopped according to the present embodiment.
  • the control unit 15 in order to detect a ground fault or an insulation state, first, the control unit 15 first and second switches SW1, SW2 And the third and fourth switches SW3 and SW4 are turned off.
  • the high-voltage selection circuit 20 (primary selection diode D21), the first switch SW1, the diode D0, the first resistor R1, the one end of the flying capacitor C1, the other end, A charging circuit for the flying capacitor C1 that reaches the negative electrode of the high-voltage DC power supply B through the second switch SW2 is formed.
  • the flying capacitor C1 is charged with a charge amount corresponding to the voltage of the high-voltage DC power supply B.
  • one end of the flying capacitor C1 becomes a positive electrode and the other end becomes a negative electrode.
  • the control unit 15 turns off the first and second switches SW1 and SW2 and turns on the third and fourth switches SW3 and SW4.
  • the flying capacitor C1 is connected in parallel to the series circuit of the second resistor R2, the third resistor R3, and the fourth resistor R4.
  • the potential (difference) corresponding to the difference between the voltages at both ends of the third resistor R3, which is obtained by dividing the charging voltage of the flying capacitor C1 by the second, third, and fourth resistors R2, R3, R4, is controlled. It is inputted to a predetermined A / D conversion port of the unit 15 and measured.
  • the controller 15 measures the charging voltage of the flying capacitor C1 from this measured value and the voltage dividing ratio of the second, third, and fourth resistors R2, R3, R4. Therefore, in the present embodiment, a measurement circuit is formed by the diode D1, the second resistor R2, the third switch SW3, the third resistor R3, the fourth switch SW4, and the fourth resistor R4.
  • control unit 15 forms a discharge circuit to discharge the flying capacitor C1. Specifically, for example, the control unit 15 simultaneously turns on a predetermined switch (not shown) and a fourth switch SW4 provided between one end (positive electrode) of the flying capacitor C1 and the ground potential unit. The discharge is performed by discharging the first switch SW3 and the fourth switch SW4 at the same time.
  • FIG. 4 is a diagram of a boost power supply circuit showing a second charging state when the booster is stopped according to the present embodiment.
  • the control unit 15 turns on the first and fourth switches SW1 and SW4 so as to be the second boosted power circuit 1 in the second charging state (when the booster 3 is stopped) shown in FIG.
  • the third switches SW2 and SW3 are turned off.
  • the high-voltage selection circuit 20 (primary selection diode D21), the first switch SW1, the diode D0, the first resistor R1, the one end of the flying capacitor C1, the other end, A charging circuit of the flying capacitor C1 that reaches the negative electrode of the high-voltage DC power supply B is formed through the switch SW4, the fourth resistor R4 (ground potential part), and the negative ground fault resistor RLn.
  • the flying capacitor C1 is charged with an amount of charge corresponding to the negative side ground fault resistance RLn. By this charging, one end of the flying capacitor C1 becomes a positive electrode and the other end becomes a negative electrode.
  • control unit 15 turns off the first and second switches SW1 and SW2 and turns on the third and fourth switches SW3 and SW4, so that the flying capacitor C1 according to the voltage of the high-voltage DC power supply B is turned on.
  • the same measurement circuit as that for charging voltage measurement is formed.
  • control part 15 measures the charging voltage of the flying capacitor C1 using this measuring circuit.
  • control part 15 forms a discharge circuit similarly to the above, and discharges the flying capacitor C1.
  • FIG. 5 is a diagram of a boost power supply circuit showing a third charging state when the booster is stopped according to the present embodiment.
  • the control unit 15 turns on the second and third switches SW2 and SW3 and turns on the first power supply circuit 1 in the third charging state (when the booster 3 is stopped) shown in FIG.
  • the fourth switches SW1 and SW4 are turned off.
  • the flying capacitor C1 A charging circuit for the flying capacitor C1 that reaches the negative electrode of the high-voltage DC power supply B through one end, the other end, and the second switch SW2 is formed.
  • the flying capacitor C1 is charged with a charge amount according to the positive-side ground fault resistance RLp. By this charging, one end of the flying capacitor C1 becomes a positive electrode and the other end becomes a negative electrode.
  • the control unit 15 turns off the first and second switches SW1 and SW2 and turns on the third and fourth switches SW3 and SW4, so that the flying capacitor C1 according to the voltage of the high-voltage DC power supply B is turned on.
  • the same measurement circuit as that at the time of measurement of the charging voltage or the measurement of the charging voltage of the flying capacitor C1 according to the negative ground fault resistance RLn is formed.
  • the control part 15 measures the charging voltage of the flying capacitor C1 using this measuring circuit.
  • control part 15 forms a discharge circuit similarly to the above, and discharges the flying capacitor C1.
  • the control unit 15 is based on the values of the positive side ground fault resistance RLp and the negative side ground fault resistance RLn. The ground fault (state) and insulation state of the high-voltage DC power supply B can be detected.
  • FIG. 6 is a diagram of the boost power supply circuit 1 showing the first charging state when the booster is operating according to the present embodiment.
  • the control unit 15 turns on the first and second switches SW1 and SW2, and the third and fourth switches. SW3 and SW4 are turned off.
  • the high voltage selection circuit 20 secondary selection diode D22
  • the switch SW1 the diode D0
  • the first resistor R1 the one end and the other end of the flying capacitor C1
  • the charging circuit of the flying capacitor C1 which reaches the negative electrode of the high-voltage DC power supply B through the second switch SW2 is formed.
  • a charging circuit for the flying capacitor C1 by the high-voltage DC power source B shown in FIG. 3 is simultaneously formed.
  • the flying capacitor C1 is charged with a charge amount corresponding to the boosted voltage of the booster 3. By this charging, one end of the flying capacitor C1 becomes a positive electrode and the other end becomes a negative electrode.
  • control unit 15 turns off the first and second switches SW1 and SW2 and turns on the third and fourth switches SW3 and SW4, and performs the measurement circuit in the same manner as when the booster 3 is stopped. Once formed, the charging voltage is measured. Then, after the measurement, the control unit 15 forms a discharge circuit and discharges the flying capacitor C1 in the same manner as when the booster 3 is stopped.
  • FIG. 7 is a diagram of a boost power supply circuit showing a second charging state when the booster is operating according to the present embodiment.
  • the control unit 15 turns on the first and fourth switches SW1 and SW4 so as to be the second boosted power circuit 1 in the second charging state (when the booster 3 is operating) shown in FIG.
  • the third switches SW2 and SW3 are turned off. Accordingly, from the positive electrode of the booster 3, the high voltage selection circuit 20 (secondary selection diode D22), the first switch SW1, the diode D0, the first resistor R1, the one end, the other end, and the fourth switch of the flying capacitor C1.
  • the flying capacitor C1 is charged with a charge amount corresponding to the secondary-side negative ground fault resistance (secondary-ground fault resistance) RLn2.
  • the flying capacitor C1 becomes a positive electrode and the other end becomes a negative electrode.
  • control unit 15 turns off the first and second switches SW1 and SW2 and turns on the third and fourth switches SW3 and SW4, and performs the measurement circuit in the same manner as when the booster 3 is stopped. Once formed, the charging voltage is measured. Then, after the measurement, the control unit 15 forms a discharge circuit and discharges the flying capacitor C1 in the same manner as when the booster 3 is stopped.
  • FIG. 8 is a diagram of a boost power supply circuit showing a third charging state when the booster is operating according to the present embodiment.
  • the control unit 15 turns on the second and third switches SW2 and SW3 and turns on the first power supply circuit 1 in the third charging state (when the booster 3 operates) shown in FIG.
  • the fourth switches SW1 and SW4 are turned off.
  • the positive electrode (secondary high voltage positive electrode) of the booster 3 the secondary side ground fault resistor RLp2, (ground potential part), the third resistor R3, the third switch SW3, the diode D0
  • a charging circuit of the flying capacitor C1 that reaches the negative electrode of the high-voltage DC power supply B through the first resistor R1, one end and the other end of the flying capacitor C1, and the second switch SW2 is formed.
  • the flying capacitor C1 is charged with a charge amount corresponding to the secondary side ground fault resistance RLp2. By this charging, one end of the flying capacitor C1 becomes a positive electrode and the other end becomes a negative electrode.
  • control unit 15 turns off the first and second switches SW1 and SW2 and turns on the third and fourth switches SW3 and SW4, and performs the measurement circuit in the same manner as when the booster 3 is stopped. Once formed, the charging voltage is measured. Then, after the measurement, the control unit 15 forms a discharge circuit and discharges the flying capacitor C1 in the same manner as when the booster 3 is stopped.
  • the control unit 15 can calculate the secondary positive ground fault resistance. It is possible to detect the ground fault or the insulation state of the booster 3 based on the values of RLp2 and the negative ground fault resistance RLn2 on the secondary side.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining abnormal voltage wraparound in a boost power supply circuit including a ground fault sensor not including a high voltage selection circuit.
  • the boost power supply circuit 100 having the configuration of FIG. 9 in which the high voltage selection circuit 20 is not provided, the secondary side positive side and negative side ground fault resistors RLp2 are provided.
  • the high-voltage selection circuit 20 a circuit including the primary and secondary selection diodes D21 and D22 is used, but the present invention is not limited to this.
  • a high voltage selection circuit 20a having a configuration in which primary and secondary selection switches SW21 and SW22 are arranged in place of the primary and secondary selection diodes D21 and D22 may be employed.
  • the primary and secondary selection switches SW21 and SW22 are controlled by the control unit 15. That is, when the booster 3 is stopped, the primary selection switch SW21 is turned on and the secondary selection switch SW22 is turned off. Further, during the operation of the booster 3, the primary selection switch SW21 is controlled to be off and the secondary selection switch SW22 is controlled to be on.
  • the high voltage selection circuit 20 may be configured by a switch in which one is a diode and the other is controlled by the control unit 15. Further, since it is not assumed that the high voltage selection circuit 20 goes around to the secondary side positive electrode of the booster 3, the boost power supply circuit 1 has a secondary selection diode D 22 that is a secondary selection unit of the high voltage selection circuit 20 and a secondary selection diode. The switch SW22 may not be provided.

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Abstract

　絶縁状態検出装置（１１）は、接地電位部から絶縁された直流電源（２）により地絡抵抗（ＲＬｐ、ＲＬｎ、ＲＬｐ２、ＲＬｎ２）に応じた電圧で充電されるフライングキャパシタ(Ｃ１)と、直流電源により充電された後に直流電源から絶縁されたフライングキャパシタを、フライングキャパシタの充電電圧を計測する計測手段（Ｄ０、Ｄ１、Ｒ１～Ｒ４）と前記接地電位部との間に直列接続する計測回路（１５）と、直流電源の正電位を昇圧して負荷に供給する昇圧電源回路（３）の１次側の正極と２次側の正極に別経路で接続され直流電流を前記フライングキャパシタへ導く回路を構成する高圧選択回路（２０）と、を備え、高圧選択回路は、１次側の正極に接続され少なくとも昇圧動作時に１次側の正極への電流が流れないように機能する１次選択部（Ｄ２１）と、２次側の正極に接続される２次選択部(Ｄ２２)とを有し、１次側に接続されて、計測手段によるフライングキャパシタの充電電圧の計測結果に基づき、前記昇圧電源回路の絶縁状態を検出するので、昇圧動作時であっても、適切に動作可能な絶縁状態検出装置を実現できる。

Description

絶縁状態検出装置
　本発明は、フライングキャパシタへの充電状態に基づき接地電位に対する地絡状態や絶縁状態を検出する絶縁状態検出装置に関する。
　電気自動車やＰＨＶ（プラグインハイブリット自動車）が実用化され様々な車種が市場に投入されるようになっている。このような車両においては、動力源（推進用エネルギー）として電力が利用される。その場合、例えば２００Ｖに高圧化された直流電源を車体から絶縁する必要がある。そして、このような直流電源の接地電位部に対する地絡や絶縁状態を検出する絶縁状態検出装置が重要な役割を果たすことになる。この種の絶縁状態検出装置として、直流電源により充電されるフライングキャパシタを用いた絶縁状態検出装置が知られている。この絶縁状態検出装置は、直流電源の正電位や負電位によりフライングキャパシタを充電し、フライングキャパシタの充電電圧をマイクロコンピュータ等で計測することで、正側や負側の地絡抵抗又は絶縁状態を検出する。
　ところで、上述したように推進用エネルギーとして電力を利用する車両においては、負荷の駆動効率を高めるために、直流電源の正電位を昇圧して負荷に供給する場合がある。そのような場合には、昇圧前の１次側と昇圧後の２次側とのそれぞれについて、接地電位部に対する地絡や絶縁状態を検出する必要がある。
　また、この場合、部品の耐圧や高圧バッテリの電圧検知バックアップ等を考慮すると、１次側に地絡センサを配置することが望ましい。そして昇圧された２次側の電圧及び地絡抵抗値によっては２次側からの異常な電圧の回り込みが発生してしまうことがあり、各種の対策技術が提案されている。例えば、昇圧中は地絡計測動作を停止する制御を行う技術がある（例えば特許文献１参照）。また、１次側に地絡センサを配置する構成において、追加回路としての負電位計測回路を設け、接地電位部から絶縁された直流電源の正電位を昇圧した２次側の正電位と地絡抵抗との関係に起因して、直流電源の正電位による充電時にフライングキャパシタが２次側の正電位により逆極性で充電されても、フライングキャパシタの充電電圧を計測手段により計測することを可能にした技術もある（例えば特許文献２参照）。
特開２０１０－２３９８２２号公報 特開２０１１－０１７５８６号公報
　ところで、特許文献１に開示の技術では、計測動作が一時的に停止する期間が生じてしまうことから、計測を行える期間に制限ができてしまうという課題があった。また、特許文献２に開示の技術では、追加回路が大がかりになってしまう傾向があり、また、対応するためのアプリケーション（ソフト）の設計負担が大きく、別の技術が求められていた。
　本発明の目的は、このような状況に鑑みてなされたものであり、上記課題を解決する技術を提供することにある。
　本発明は、接地電位部から絶縁された直流電源により地絡抵抗に応じた電圧で充電されるフライングキャパシタと、前記直流電源により充電された後に前記直流電源から絶縁された前記フライングキャパシタを、前記フライングキャパシタの充電電圧を計測する計測手段と前記接地電位部との間に直列接続する計測回路と、前記直流電源の正電位を昇圧して負荷に供給する昇圧電源回路の１次側の正極と２次側の正極に別経路で接続され直流電流を前記フライングキャパシタへ導く回路を構成する高圧選択回路と、を備え、前記高圧選択回路は、前記１次側の正極に接続され少なくとも昇圧動作時に前記１次側の正極への電流が流れないように機能する１次選択部と、前記２次側の正極に接続される２次選択部とを有し、前記直流電源の正電位を昇圧して負荷に供給する昇圧電源回路の１次側に接続されて、前記計測手段による前記フライングキャパシタの充電電圧の計測結果に基づき、前記昇圧電源回路の絶縁状態を検出する、ことを特徴とする絶縁状態検出装置である。
　また、前記１次選択部及び前記２次選択部は、前記１次側の正極及び前記２次側の正極から電流を流し、前記高圧選択回路から前記１次側の正極及び前記２次側の正極へ電流を流さないように接続される整流手段であってもよい。
　また、前記１次選択部及び前記２次選択部は、オンオフ制御されるスイッチング手段であって、昇圧動作時に前記１次選択部はオフに制御されてもよい。
　本発明によれば、昇圧動作時であっても、適切に動作可能な絶縁状態検出装置を実現することができる。
図１は、発明の実施形態に係る、地絡センサを備える昇圧電源回路の図である。 図２は、発明の実施形態に係る、高圧選択回路の図である。 図３は、発明の実施形態に係る、昇圧器が停止時の第１の充電状態を示す昇圧電源回路の図である。 図４は、発明の実施形態に係る、昇圧器が停止時の第２の充電状態を示す昇圧電源回路の図である。 図５は、発明の実施形態に係る、昇圧器が停止時の第３の充電状態を示す昇圧電源回路の図である。 図６は、発明の実施形態に係る、昇圧器が動作時の第１の充電状態を示す昇圧電源回路の図である。 図７は、発明の実施形態に係る、昇圧器が動作時の第２の充電状態を示す昇圧電源回路の図である。 図８は、発明の実施形態に係る、昇圧器が動作時の第３の充電状態を示す昇圧電源回路の図である。 図９は、高圧選択回路を備えない地絡センサを備える昇圧電源回路において電圧の異常回り込みを説明する図である。 図１０は、発明の実施形態に係る、高圧選択回路の変形例の図である。
　以下、発明を実施するための形態（以下、「実施形態」という）を、図面を参照しつつ説明する。
　図１は、本実施形態に係る地絡センサ１１を絶縁状態検出装置として用いた昇圧電源回路１の回路図である。図示のように、昇圧電源回路１は、接地電位部から絶縁された１次側の高圧直流電源Ｂの正電位（＝電圧）を、昇圧器３により昇圧して２次側の負荷５に供給する。昇圧電源回路１の地絡（状態）や絶縁状態は、高圧直流電源Ｂの正極及び負極の間に接続された地絡センサ１１によって検出される。
　なお、図中の符号ＲＬｐは１次側の正側の地絡抵抗（１次側＋地絡抵抗）、符号ＲＬｎは１次側の負側の地絡抵抗（１次側－地絡抵抗）、符号ＲＬｐ２は２次側の正側の地絡抵抗（２次側＋地絡抵抗）、符号ＲＬｎ２は２次側の負側の地絡抵抗（２次側－地絡抵抗）をそれぞれ示す。
　地絡センサ１１は、両極性のフライングキャパシタＣ１と、フライングキャパシタＣ１の両極を高圧直流電源Ｂの正極及び負極にそれぞれ選択的に接続する第１及び第２のスイッチＳＷ１、ＳＷ２と、フライングキャパシタＣ１の両極を制御部（マイクロコンピュータ）１５及び接地電位部に選択的に接続する第３及び第４のスイッチＳＷ３、ＳＷ４と、電流方向選択回路３０と、第１及び第２のスイッチＳＷ１、ＳＷ２より上流側（高圧直流電源Ｂの正極側）の高圧選択回路２０とを有している。
　なお、本実施形態の地絡センサ１１の基本的な計測原理は一般的な計測原理と同一である。従って、以下の説明では、本実施形態において特徴的な点に着目して説明し、一般的な原理等は適宜説明を省略する。また、地絡センサ１１において、フライングキャパシタＣ１の放電のためにフライングキャパシタＣ１の両極を抵抗を介して短絡させるスイッチを設けたり、もしくは一方の極（図中上方の極）と後述の第４のスイッチＳＷ４を同時オンで放電する制御がなされてもよい。
　制御部１５は、マイコンで構成され計測装置として機能し、また、高圧直流電源Ｂの電圧よりも低い低圧系の所定の電源（図示せず）によって動作する。高圧直流電源Ｂは制御部１５の接地電位部からも絶縁されている。第１～第４のスイッチＳＷ１～ＳＷ４は、例えば光ＭＯＳＦＥＴで構成されている。そして第１～第４のスイッチＳＷ１～ＳＷ４は、高圧直流電源Ｂから絶縁して制御部１５によりオンオフ制御される。また、第５のスイッチＳＷ５は、地絡センサ１１へ高圧電源を供給するためのパワーリレー回路である。
　制御部１５と第３のスイッチＳＷ３との接続点は、第３の抵抗Ｒ３を介して接地されている。第４のスイッチＳＷ４と接地電位部との間には、第４の抵抗Ｒ４が接続されている。フライングキャパシタＣ１の一端側の第１及び第３のスイッチＳＷ１、ＳＷ３は直列接続されており、第１のスイッチＳＷ１及び第２のスイッチＳＷ３の接続点Ｔ１とフライングキャパシタＣ１の一端との間には、電流方向切替回路３０が接続されている。
　電流方向切替回路３０は並列回路であり、並列回路を構成している一方の回路は、第１及び第３のスイッチＳＷ１、ＳＷ３からフライングキャパシタＣ１の一端に向けて順方向となるダイオードＤ０と第１の抵抗Ｒ１の直列回路で構成されている。また、他方の回路は、フライングキャパシタＣ１の一端から第１及び第３のスイッチＳＷ１、ＳＷ３に向けて順方向となるダイオードＤ１と第２の抵抗Ｒ２の直列回路で構成されている。
　また、高圧選択回路２０は、第１のスイッチＳＷ１より上流側に配置（接続）されており、上流側の接続として、第５のスイッチＳＷ５及び２次側高圧正極に接続されている。また、高圧選択回路２０は、下流側接続として、第１のスイッチＳＷ１に接続される。
　図２は、本実施形態に係る、高圧選択回路２０の回路図である。
　高圧選択回路２０の具体的な構成は、図２に示すように、二つのダイオードとして１次及び２次選択ダイオードＤ２１、Ｄ２２が並列に配置され、両カソード側が接続され、第のスイッチＳＷ１に繋がる。一方、１次選択ダイオードＤ２１のアノードは、１次側高圧正極（第５のスイッチＳＷ５）に接続される。また、２次選択ダイオードＤ２２のアノードは、昇圧器３の２次側高圧正極に接続される。したがって、地絡センサ１１から１次側高圧正極及び２次側高圧正極に電流が流れることはない。
　以上の構成による地絡や絶縁状態を検出する動作及び処理について図３～図８を参照して説明する。まず、図３～図５を参照して昇圧器３が停止している場合について説明する。
　図３は、本実施形態に係る、昇圧器が停止時の第１の充電状態を示す昇圧電源回路の図である。
　図３に示す第１の充電状態（昇圧器３停止時）の昇圧電源回路１では、地絡や絶縁状態を検出するために、まず、制御部１５は、第１及び第２スイッチＳＷ１、ＳＷ２をオンさせると共に第３及び第４のスイッチＳＷ３、ＳＷ４をオフさせる。これにより、高圧直流電源Ｂの正極から、高圧選択回路２０（１次選択ダイオードＤ２１）、第１のスイッチＳＷ１、ダイオードＤ０、第１の抵抗Ｒ１、フライングキャパシタＣ１の一端、他端、及び、第２のスイッチＳＷ２を経て、高圧直流電源Ｂの負極に至るフライングキャパシタＣ１の充電回路が形成される。
　そして、この充電回路において、フライングキャパシタＣ１は高圧直流電源Ｂの電圧に応じた電荷量で充電される。この充電により、フライングキャパシタＣ１の一端が正極、他端が負極となる。
　つづいて、制御部１５は、第１及び第２スイッチＳＷ１、ＳＷ２をオフさせると共に第３及び第４のスイッチＳＷ３、ＳＷ４をオンさせる。これにより、フライングキャパシタＣ１が、第２の抵抗Ｒ２、第３の抵抗Ｒ３、及び、第４の抵抗Ｒ４の直列回路と並列接続される。そして、フライングキャパシタＣ１の充電電圧を第２、第３及び第４の抵抗Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４で分圧したうちの第３の抵抗Ｒ３の両端電圧の差に相当する電位(差)が、制御部１５の所定のＡ／Ｄ変換ポートに入力されて計測される。制御部１５は、この計測値と、第２、第３及び第４の抵抗Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４の分圧比とから、フライングキャパシタＣ１の充電電圧を計測する。したがって、本実施形態では、ダイオードＤ１、第２の抵抗Ｒ２、第３のスイッチＳＷ３、第３の抵抗Ｒ３、第４のスイッチＳＷ４、及び、第４の抵抗Ｒ４によって、計測回路が形成される。
　そして、制御部１５は、放電回路を形成しフライングキャパシタＣ１を放電させる。具体的には、制御部１５は、例えば、フライングキャパシタＣ１の一端（正極）と接地電位部との間に設けられる所定のスイッチ（図示せず）と第４のスイッチＳＷ４とを同時にオンすることで放電を行ったり、第３のスイッチＳＷ３と第４のスイッチＳＷ４を同時にオンし続けることで放電を行う。
　図４は、本実施形態に係る、昇圧器が停止時の第２の充電状態を示す昇圧電源回路の図である。
　つぎに、図４に示す第２の充電状態（昇圧器３停止時）の昇圧電源回路１になるように、制御部１５は、第１及び第４のスイッチＳＷ１、ＳＷ４をオンさせると共に第２及び第３のスイッチＳＷ２、ＳＷ３をオフさせる。これにより、高圧直流電源Ｂの正極から、高圧選択回路２０（１次選択ダイオードＤ２１）、第１のスイッチＳＷ１、ダイオードＤ０、第１の抵抗Ｒ１、フライングキャパシタＣ１の一端、他端、第４のスイッチＳＷ４、第４の抵抗Ｒ４、（接地電位部）、及び、負側の地絡抵抗ＲＬｎを経て、高圧直流電源Ｂの負極に至るフライングキャパシタＣ１の充電回路を形成する。
　そして、この充電回路において、フライングキャパシタＣ１を負側の地絡抵抗ＲＬｎに応じた電荷量で充電する。この充電により、フライングキャパシタＣ１の一端が正極、他端が負極となる。
　つづいて、制御部１５は、第１及び第２のスイッチＳＷ１、ＳＷ２をオフさせると共に第３及び第４のスイッチＳＷ３、ＳＷ４をオンさせて、高圧直流電源Ｂの電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧の計測の際と同じ計測回路を形成する。そして、制御部１５は、この計測回路を用いて、フライングキャパシタＣ１の充電電圧を計測する。
　そして、計測が完了すると、制御部１５は、上述同様に放電回路を形成してフライングキャパシタＣ１を放電させる。
　図５は、本実施形態に係る、昇圧器が停止時の第３の充電状態を示す昇圧電源回路の図である。
　つぎに、図５に示す第３の充電状態（昇圧器３停止時）の昇圧電源回路１になるように、制御部１５は、第２及び第３のスイッチＳＷ２、ＳＷ３をオンさせると共に第１及び第４のスイッチＳＷ１、ＳＷ４をオフさせる。これにより、高圧直流電源Ｂの正極から、正側の地絡抵抗ＲＬｐ、（接地電位部）、第３の抵抗Ｒ３、第３のスイッチＳＷ３、ダイオードＤ０、第１の抵抗Ｒ１、フライングキャパシタＣ１の一端、他端、及び、第２のスイッチＳＷ２を経て、高圧直流電源Ｂの負極に至るフライングキャパシタＣ１の充電回路が形成される。そして、この充電回路において、フライングキャパシタＣ１を正側の地絡抵抗ＲＬｐに応じた電荷量で充電する。この充電により、フライングキャパシタＣ１の一端が正極、他端が負極となる。
　つづいて、制御部１５は、第１及び第２のスイッチＳＷ１、ＳＷ２をオフさせると共に第３及び第４のスイッチＳＷ３、ＳＷ４をオンさせて、高圧直流電源Ｂの電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧の計測の際や、負側の地絡抵抗ＲＬｎに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧の計測の際と同じ計測回路を形成する。そして、制御部１５は、この計測回路を用いて、フライングキャパシタＣ１の充電電圧を計測する。
　そして、計測が完了すると、制御部１５は、上述同様に放電回路を形成してフライングキャパシタＣ１を放電させる。
　以上のようにして計測した、高圧直流電源Ｂの電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧、負側の地絡抵抗ＲＬｎに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧、及び、正側の地絡抵抗ＲＬｐに応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧を用いて、所定の計測理論式の計算を行うことで、制御部１５は、正側の地絡抵抗ＲＬｐや負側の地絡抵抗ＲＬｎの値に基づいた高圧直流電源Ｂの地絡（状態）や絶縁状態を検出することができる。
　つづいて図６～８を参照して昇圧器３が動作している場合について説明する。
　図６は、本実施形態に係る、昇圧器が動作時の第１の充電状態を示す昇圧電源回路１の図である。
　図６に示す第１の充電状態（昇圧器３動作時）の昇圧電源回路１では、まず、制御部１５は、第１及び第２スイッチＳＷ１、ＳＷ２をオンさせると共に第３及び第４のスイッチＳＷ３、ＳＷ４をオフさせる。これにより、昇圧器３の正極（２次側高圧正極）から、高圧選択回路２０（２次選択ダイオードＤ２２）、スイッチＳＷ１、ダイオードＤ０、第１の抵抗Ｒ１、フライングキャパシタＣ１の一端、他端、及び、第２のスイッチＳＷ２を経て、高圧直流電源Ｂの負極に至るフライングキャパシタＣ１の充電回路が形成される。また、このとき、破線で示すように、図３で示した高圧直流電源ＢによるフライングキャパシタＣ１の充電回路が同時に形成される。
　そして、昇圧器３による充電回路において、フライングキャパシタＣ１は昇圧器３の昇圧後の電圧に応じた電荷量で充電される。この充電により、フライングキャパシタＣ１の一端が正極、他端が負極となる。
　つづいて、制御部１５は、第１及び第２スイッチＳＷ１、ＳＷ２をオフさせると共に第３及び第４のスイッチＳＷ３、ＳＷ４をオンさせて、上述した昇圧器３停止時と同様に、計測回路を形成させたうえで、充電電圧の計測を行う。そして、計測後は、上述した昇圧器３停止時と同様に、制御部１５は、放電回路を形成し、フライングキャパシタＣ１を放電させる。
　図７は、本実施形態に係る、昇圧器が動作時の第２の充電状態を示す昇圧電源回路の図である。
　つぎに、図７に示す第２の充電状態（昇圧器３動作時）の昇圧電源回路１になるように、制御部１５は、第１及び第４のスイッチＳＷ１、ＳＷ４をオンさせると共に第２及び第３のスイッチＳＷ２、ＳＷ３をオフさせる。これにより、昇圧器３の正極から、高圧選択回路２０（２次選択ダイオードＤ２２）、第１のスイッチＳＷ１、ダイオードＤ０、第１の抵抗Ｒ１、フライングキャパシタＣ１の一端、他端、第４のスイッチＳＷ４、第４の抵抗Ｒ４、（接地電位部）、及び、２次側の負側の地絡抵抗（２次側－地絡抵抗）ＲＬｎ２を経て、高圧直流電源Ｂの負極に至る充電回路を形成する。また、このとき、破線で示すように、図４で示した高圧直流電源Ｂによる充電回路が同時に形成される。
　そして、この充電回路において、フライングキャパシタＣ１を２次側の負側の地絡抵抗（２次側－地絡抵抗）ＲＬｎ２に応じた電荷量で充電する。この充電により、フライングキャパシタＣ１の一端が正極、他端が負極となる。
　つづいて、制御部１５は、第１及び第２スイッチＳＷ１、ＳＷ２をオフさせると共に第３及び第４のスイッチＳＷ３、ＳＷ４をオンさせて、上述した昇圧器３停止時と同様に、計測回路を形成させたうえで、充電電圧の計測を行う。そして、計測後は、上述した昇圧器３停止時と同様に、制御部１５は、放電回路を形成し、フライングキャパシタＣ１を放電させる。
　図８は、本実施形態に係る、昇圧器が動作時の第３の充電状態を示す昇圧電源回路の図である。
　つぎに、図８に示す第３の充電状態（昇圧器３動作時）の昇圧電源回路１になるように、制御部１５は、第２及び第３のスイッチＳＷ２、ＳＷ３をオンさせると共に第１及び第４のスイッチＳＷ１、ＳＷ４をオフさせる。これにより、昇圧器３の正極（２次側高圧正極）から、２次側の正側の地絡抵抗ＲＬｐ２、（接地電位部）、第３の抵抗Ｒ３、第３のスイッチＳＷ３、ダイオードＤ０、第１の抵抗Ｒ１、フライングキャパシタＣ１の一端、他端、及び、第２のスイッチＳＷ２を経て、高圧直流電源Ｂの負極に至るフライングキャパシタＣ１の充電回路が形成される。そして、この充電回路において、フライングキャパシタＣ１を２次側の正側の地絡抵抗ＲＬｐ２に応じた電荷量で充電する。この充電により、フライングキャパシタＣ１の一端が正極、他端が負極となる。
　つづいて、制御部１５は、第１及び第２スイッチＳＷ１、ＳＷ２をオフさせると共に第３及び第４のスイッチＳＷ３、ＳＷ４をオンさせて、上述した昇圧器３停止時と同様に、計測回路を形成させたうえで、充電電圧の計測を行う。そして、計測後は、上述した昇圧器３停止時と同様に、制御部１５は、放電回路を形成し、フライングキャパシタＣ１を放電させる。
　以上のようにして計測した、昇圧器３による昇圧後の電圧に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧、２次側の負側の地絡抵抗ＲＬｎ２に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧、及び、２次側の正側の地絡抵抗ＲＬｐ２に応じたフライングキャパシタＣ１の充電電圧を用いて、所定の計測理論式の計算を行うことで、制御部１５は、２次側の正側の地絡抵抗ＲＬｐ２や２次側の負側の地絡抵抗ＲＬｎ２の値に基づいた昇圧器３の地絡や絶縁状態を検出することができる。
　また、高圧選択回路２０が設けられていないと昇圧器３の動作時において、昇圧された２次側の電圧及び地絡抵抗値によっては２次側からの異常な電位（電圧）の回り込みが発生してしまうことが想定されるが、高圧選択回路２０が設けられていることで、このような現象を防止できる。
　図９は、高圧選択回路を備えない地絡センサを備える昇圧電源回路において電圧の異常回り込みを説明する図である。
　例えば、上述の特許文献２も同様の記載があるように、高圧選択回路２０が設けられない図９の構成の昇圧電源回路１００の場合、２次側の正側と負側の地絡抵抗ＲＬｐ２、ＲＬｎ２の分圧比に応じた電位（電圧）ＶＲＬが、１次側の高圧直流電源Ｂの正電位（電圧）を上回ると、２次側からの異常な電位（電圧）の回り込みが発生する。しかし、高圧選択回路２０を構成する１次及び２次選択ダイオードＤ２１、Ｄ２２の整流方向が上流（１次側高圧正極側）から下流方向（地絡センサ１１内の第１のスイッチＳＷ１側）に設定されているので、上記のような異常な電位（電圧）の回り込みは発生しない。
　また、１次及び２次選択ダイオードＤ２１、Ｄ２２で構成される簡易的な高圧選択回路２０を追加するだけで、上記の機能及び効果を実現することができ、既存の回路を実質そのまま流用することができるため、現実の投資負担を非常に軽くすることができる。また、計測原理等も大きく変更することが無いため、制御プログラム等の開発負担も実質無く効果的な昇圧電源回路１（地絡センサ１１）を実現することができる。
　以上、本発明を実施形態をもとに説明した。この実施形態は例示であり、それらの各構成要素及びその組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
　例えば、上述の実施形態では、高圧選択回路２０として、１次及び２次選択ダイオードＤ２１、Ｄ２２で構成される回路が用いられたがこれに限る趣旨ではない。例えば、図１０に示すように、１次及び２次選択ダイオードＤ２１、Ｄ２２に代わってそれぞれ１次及び２次選択スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２が配置された構成の高圧選択回路２０ａが採用されてもよい。
　この場合、１次及び２次選択スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２は、制御部１５によって制御される。つまり、昇圧器３の停止時には１次選択スイッチＳＷ２１がオンに、２次選択スイッチＳＷ２２がオフに制御される。また、昇圧器３の動作時には１次選択スイッチＳＷ２１がオフに、２次選択スイッチＳＷ２２がオンに制御される。
　このような構成を採用することで、目的・状況に応じて意図を持って高圧電圧選択が可能となる。このため、例えば、選択した側の高圧電圧計測値をセル電圧センサ２の計測値や昇圧器３が示す電圧値と比較することによって、１次側及び２次側のそれぞれの回路の故障検知が可能となる。また、高圧選択回路２０は、いずれか一方がダイオードで他方が制御部１５によって制御されるスイッチで構成されてもよい。また、高圧選択回路２０から昇圧器３の２次側正極へ回りこむことは想定されないため、昇圧電源回路１は、高圧選択回路２０の２次選択部である２次選択ダイオードＤ２２や２次選択スイッチＳＷ２２が設けられない構成であってもよい。
１、１００　昇圧電源回路
２　セル電圧センサ
３　昇圧器
１１　地絡センサ
１５　制御部
２０、２０ａ　高圧選択回路
３０　電流方向選択回路
Ｂ　高圧直流電源
Ｃ１　フライングキャパシタ
Ｄ０、Ｄ１　ダイオード
Ｄ２１　１次選択ダイオード
Ｄ２２　２次選択ダイオード
Ｒ１～Ｒ４　第１～第４の抵抗
ＳＷ１～ＳＷ５　第１～第５のスイッチ
ＳＷ２１　１次選択スイッチ
ＳＷ２２　２次選択スイッチ

Claims (3)

  1. 　接地電位部から絶縁された直流電源により地絡抵抗に応じた電圧で充電されるフライングキャパシタと、
    　前記直流電源により充電された後に前記直流電源から絶縁された前記フライングキャパシタを、前記フライングキャパシタの充電電圧を計測する計測手段と前記接地電位部との間に直列接続する計測回路と、
    　前記直流電源の正電位を昇圧して負荷に供給する昇圧電源回路の１次側の正極と２次側の正極に別経路で接続され直流電流を前記フライングキャパシタへ導く回路を構成する高圧選択回路と、を備え、
    　前記高圧選択回路は、前記１次側の正極に接続され少なくとも昇圧動作時に前記１次側の正極への電流が流れないように機能する１次選択部と、前記２次側の正極に接続される２次選択部とを有し、
    　前記１次側に接続されて、前記計測手段による前記フライングキャパシタの充電電圧の計測結果に基づき、前記昇圧電源回路の絶縁状態を検出する、
    　ことを特徴とする絶縁状態検出装置。
  2. 　前記１次選択部及び前記２次選択部は、前記１次側の正極及び前記２次側の正極から電流を流し、前記高圧選択回路から前記１次側の正極及び前記２次側の正極へ電流を流さないように接続される整流手段であることを特徴とする請求項１に記載の絶縁状態検出装置。
  3. 　前記１次選択部及び前記２次選択部は、オンオフ制御されるスイッチング手段であって、昇圧動作時に前記１次選択部はオフに制御されることを特徴とする請求項１に記載の絶縁状態検出装置。
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