WO2014129583A1

WO2014129583A1 - 周期性外乱抑制制御装置

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Publication number: WO2014129583A1
Application number: PCT/JP2014/054169
Authority: WO
Inventors: 裕吾只野; 一伸大井
Original assignee: 株式会社明電舎
Priority date: 2013-02-21
Filing date: 2014-02-21
Publication date: 2014-08-28
Also published as: JP2014161193A; JP6119297B2

Abstract

　周期性外乱抑制制御装置において、より安定性および応答性の良い学習機能に改善する。　高調波振幅差分ΔＲが連続的に閾値以上となる場合に発散状態と判断し、高調波ベクトル移動量ΔＬ_nが連続的に閾値以下の場合に停滞状態と判断する。発散状態の場合は、学習機能をＯＮとして振幅誤差指令値Ａ^* _nまたは位相誤差指令値φ^* _nを振幅誤差推定値Ａ＾_n，位相誤差推定値φ＾_nに基づいて更新し、振幅誤差指令値Ａ^* _nまたは位相誤差指令値φ^* _n，振幅誤差初期値Ａ^* _0n，位相誤差初期値φ^* _0nに基づいて伝達特性の逆数Ｑ＾_dn，Ｑ＾_qnを補正する。停滞状態の場合は、停滞期間が閾値Ｔ_st以上経過した場合、振幅誤差指令値Ａ^* _nを振幅誤差推定値Ａ＾_nに基づいて更新し、振幅誤差指令値Ａ^* _n，振幅誤差初期値Ａ^* _0nに基づいて伝達特性の逆数Ｑ＾_dn，Ｑ＾_qnを補正する。

Description

周期性外乱抑制制御装置

　本発明は、電源系統母線に接続される電力変換装置において、系統母線の高調波を抑制するアクティブフィルタの制御技術に関する。

　近年、スマートグリッド，マイクログリッドや，太陽光，風力発電等の新エネルギーによる分散型電源の活用に注目が集まっており、今後も普及・拡大が見込まれている。これに伴い、高調波発生源となる負荷や半導体電力変換システムの系統連系台数も増加するため、配電系統における高調波障害が懸念される。高調波は、他の系統連系機器に対して悪影響を及ぼすことから、高調波ガイドライン等で管理・規定されており、電力用アクティブフィルタ等により高調波障害に対する種々の対策がなされてきた。

　しかしながら、不特定多数の分散型電源が至る所で複数台連系されるようになると、積み重なった高調波の増大，発生源の複雑化，配電系統の構成変更，進相コンデンサの切換，運用状況に伴う系統・負荷インピーダンス変動ならびに系統共振特性変動が考えられ、従来の対策方法では高調波補償効果や制御安定性の観点から不十分となる可能性が高い。

　また、アクティブフィルタの適用、または、運用面を考えると、設置箇所に応じて所望の抑制効果が得られるように現地で制御パラメータを調整する手間があり、運用状況が変化すると再調整作業も必要となる。

　上述の背景を踏まえて、本願発明者らがすでに提案している複素ベクトル表現を用いた一般化周期外乱オブザーバ補償法を拡張し、周期外乱の複素ベクトル軌跡情報からオブザーバの実システムの伝達特性の逆数を学習補正する手法として特許文献１が開示されている。特許文献１では、系統電流が制御対象となる電力系統用アクティブフィルタ制御系において、次数ごとに高調波周波数成分を抽出し、各次数の高調波補償指令値から検出値までの周波数伝達関数（検出器や制御演算無駄時間，インピーダンス特性など一括して考慮）を自動的に学習して、周期性外乱である高調波電流を推定および抑制する手法であり、事前のシステム同定も不要かつロバスト性の高い電力用アクティブフィルタ制御系を構築できる。

特開２０１２―５５４１８号公報

　しかしながら、特許文献１における学習機能では、モデル誤差の影響であるか外乱の影響であるかを判別する基準が明確でなく、かつ発散条件を見ていないことで学習機能の安定性や収束性に改善の余地があった。また、周期性外乱抑制応答に関しても改善の余地があった。

　本発明は、周期性外乱抑制制御装置において、より安定性かつ応答性の良い学習機能に改善し、周期性外乱抑制応答も改善することを目的とする。

　本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、電源の系統母線に接続された電力変換装置の指令値に、周期性外乱抑制指令値を重畳して高調波を抑制する周期性外乱抑制制御装置であって、抑制対象の周期性外乱を直流成分の周期性外乱検出値として出力する周期性外乱検出部と、制御系の伝達特性に基づいて決定された周期性外乱抑制指令値から入力信号検出値までの伝達特性の逆数を用いた積算器で前記周期性外乱検出値を掛けた信号と、周期性外乱抑制指令値に検出遅延のみを付加した信号と、の差を取ることにより、周期性外乱を推定する周期性外乱推定部と、前記周期外乱オブザーバによって推定された周期性外乱推定値と、外乱を抑制する周期性外乱指令値と、の偏差をとって周期性外乱抑制指令値を算出する加算器と、前記伝達特性の逆数を、抑制対象の高調波ベクトルにより算出された少なくとも高調波振幅，高調波振幅差分，高調波ベクトルの移動量，振幅誤差推定値，位相誤差推定値のうち、１つ以上に応じて補正する学習制御部と、を備え、前記学習制御部は、前記高調波振幅差分が連続的に閾値以上となる場合に発散状態と判断し、高調波ベクトル移動量が連続的に任意閾値以下の場合、停滞状態と判断し、前記発散状態の場合は、学習機能をＯＮとして前記伝達特性の逆数における振幅誤差指令値または位相誤差指令値を、振幅誤差推定値，および位相誤差推定値に基づいて更新して、振幅誤差指令値，振幅初期値，位相誤差指令値，および位相初期値に基づいて前記伝達特性の逆数を補正し、前記停滞状態の場合は、停滞期間が閾値以上経過した場合、伝達特性の逆数における振幅誤差指令値を、振幅誤差推定値に基づいて更新して、振幅誤差指令値，および振幅初期値に基づいて、前記伝達特性の逆数を補正することを特徴とする。

　また、その一態様として、前記学習制御部において、振幅誤差推定値を、複素平面上の高調波ベクトルの移動量と原点からの距離の比に基づいて算出し、位相誤差推定値を、複素平面上の高調波ベクトル軌跡の原点方向になす角に基づいて算出することを特徴とする。

　さらに、その一態様として、前記学習制御部は、高調波振幅が閾値以下の場合は学習機能をＯＦＦとし、高調波振幅が減少中あるいは発散中は学習機能をＯＮとし、高調波振幅が増加中であるが発散方向でない場合は、学習機能をＯＦＦとし、高調波振幅が閾値以上となった場合は、学習機能をＯＮとし、高調波ベクトルの停滞期間が閾値以上経過した場合、前記伝達関数の逆数における振幅を補正し、振幅誤差推定値，または位相誤差推定値のばらつきや誤差量が閾値以上の期間が閾値時間以上経過した場合、前記伝達特性の逆数を更新し、前記伝達特性の逆数における位相誤差指令値の補正中は、伝達特性の逆数における振幅誤差指令値の補正を行わないことを特徴とする。

　また、その一態様として、前記学習制御部は、前記伝達特性の逆数における振幅初期値を１以上の値に設定してゲインとして与えることを特徴とする。

　さらに、その一態様として、前記学習制御部は、位相誤差の状態に基づいて、前記伝達特性の逆数における振幅初期値を設定することを特徴とする。

　また、その一態様して、前記周期性外乱抑制制御装置を並列化して、複数次数の高調波を抑制することを特徴とする。

　さらに、その一態様として、前記周期性外乱抑制制御装置を用いて、電源電流高調波を抑制することを特徴とする。

　また、別の態様として、前記周期性外乱抑制制御装置を用いて、電源電圧高調波を抑制することを特徴とする。

　本発明によれば、周期性外乱抑制制御装置において、より安定性および応答性の良い学習機能に改善できる。

配電系統システムの一例を示す概念図である。電源電流検出方式の並列型アクティブフィルタの制御モデルを示す回路構成図である。アクティブフィルタ制御システムの基本構成図である。ｎ次周波数成分の高調波に対する周期性外乱オブザーバの制御構成図である。ｄ_nｑ_n座標のｎ次周波数成分のみに着目した周期外乱オブザーバの制御システムを示す図である。モデル誤差の安定境界条件を示すグラフである。ｎ次高調波電流検出値の平均値の挙動を複素平面上に示した図である。ｎ次高調波電流検出値の平均値の挙動を複素平面上に示した図である。高調波電流検出値ｉ_snの複素ベクトルの複素平面上での挙動を示す図である。実施形態１における学習制御部を示すブロック図である。更新フラグ発生部を示す論理回路図である。学習機能の有無を応答波形および複素ベクトル軌跡で比較したグラフである。実施形態２における学習制御部を示すブロック図である。実施形態３における学習制御部を示すブロック図である。実施形態４における周期外乱抑制制御装置を示す図である。実施形態５における周期性外乱オブザーバの制御システムを示す図である。

　本願発明は、電流歪み抑制，電圧歪み抑制の制御手法ならびに学習機能について改良した発明であり、以下に示すアクティブフィルタ装置構成は本願発明の一例である。実施形態では配電系統用の並列形アクティブフィルタにおける電源電流検出方式を代表例として説明するが、そのほかの装置構成（例えば、負荷電流検出方式，電圧検出方式への展開，あるいは電流歪みではなく電源電圧歪みを補償対象とする等）であっても同様の制御手法で流用可能である。

　［実施形態１］
　図１は、従来から存在する代表的な配電系統システムの概念図である。系統電源１から各需要家Ｆｅｅｄｅｒ１，Ｆｅｅｄｅｒ２，…，ＦｅｅｄｅｒＸに電力を供給する配電網において、図中のＦｅｅｄｅｒ２が大口需要家であり、需要家受電点に電源電流検出方式の並列形アクティブフィルタＡＦを設置している。

　需要家Ｆｅｅｄｅｒ２内には高調波発生源（高調波負荷）２ａ，２ｂが存在し、スイッチＳＷ１で高調波負荷電流の変動，スイッチＳＷ２で進相コンデンサ３ａの切換による負荷インピーダンス変動を想定する。また、アクティブフィルタＡＦから見た場合の需要家Ｆｅｅｄｅｒ２の系統インピーダンス変動や他の需要家の影響を考慮するため、需要家Ｆｅｅｄｅｒ１のスイッチＳＷ３で進相コンデンサ３ｂの切換を想定する。

　本実施形態１では、上記のように、通常の配電系統で起こり得る「高調波負荷変動」，「高調波負荷インピーダンス変動」，「系統インピーダンス変動」を考慮して、配電系統に状態変化が生じても安定して高調波抑制制御を実現する制御機能並びに学習機能を提供する。

　図２は、電源電流検出方式の並列型アクティブフィルタＡＦの制御モデルを示す回路構成および制御装置の構成例である。実際の系統４および負荷２ａ，２ｂ，…，２ｎ（ｎは自然数）のインピーダンスは未知であり、負荷変動により高調波発生量も変化する。

　図２に示すように、系統連系点の電圧をｖ_S，系統連系点の電流をｉ_S，アクティブフィルタ電流をｉ_AF，アクティブフィルタ入力電流をｉ_AFi，アクティブフィルタ直流電圧をＶ_dc，負荷電流（総合）をｉ_Lと定義する。アクティブフィルタ制御系の内部については後述する。

　なお、系統連系点の電流ｉ_sを検出する代わりに、アクティブフィルタ入力電流ｉ_AFと負荷電流（総合）ｉ_Lを検出し、コントローラ内で合算して電源電流ｉ_S相当にする構成ももちろん可能である。

　配電系統において、ガイドライン値を超えて問題となる高調波の次数は例えば、５次や７次など限定的であることから、その特定次数の周波数成分を抽出して、次数毎に補償する。

　図３に、本実施形態１の一例としてアクティブフィルタ制御システムの基本構成図を示す。

　まず、系統連系点電圧ｖ_Sから、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）１１によって交流電圧位相θを検出する。この交流電圧位相θを基準位相として同期したｄｑ軸直交回転座標系を構築し、ｄｑ軸上で電流ベクトル制御を行う。

　周期性外乱抑制指令値のｄ軸電流指令値Ｉ^* _dおよびｑ軸電流指令値Ｉ^* _qは、後述する周期外乱オブザーバ（周期性外乱抑制制御装置）１２によって生成され、ｄ軸電流指令値Ｉ^* _dにはアクティブフィルタ直流電圧Ｖ_dcを一定に制御するための電流Ｉ^* _dcを加算する。アクティブフィルタ直流電圧Ｖ_dcの一定制御はＰＩ制御器１３で実現し、アクティブフィルタ直流電圧指令値Ｖ^* _dcに追従させる。

　アクティブフィルタ入力電流ｉ_AFiの検出値は、ｄｑ座標変換部１４によりｄ軸電流検出値Ｉｄ，ｑ軸電流検出値Ｉｑに変換し、それぞれｄ軸電流指令値Ｉ^* _d，ｑ軸電流指令値Ｉ^* _qとの偏差をとり、ＰＩ制御器１５ｄ，１５ｑによってｄ軸電圧指令値Ｖ^* _d，ｑ軸電圧指令値Ｖ^* _qを生成する。これらはｄｑ座標逆変換部１６で前記交流電圧位相θに基づいて３相電圧指令値ｖ^* _AFiとし、三角波比較ＰＷＭ１７でＰＷＭ整流器のゲート制御信号を生成する。

　図４は、ｎ次周波数成分の高調波電流に対する周期外乱オブザーバ１２の制御構成図である。ｄｑ座標変換部２１において、ｎ次周波数成分に同期したｄ_nｑ_n座標軸でｎ次高調波を抽出して抑制制御系を構築するため、（１）式に示すｄ_nｑ_n座標変換で系統連系点３相電流ｉ_S（＝［ｉ_Su　ｉ_Sv　ｉ_Sw］^T）から高調波電流ベクトルのｄ_n軸電流成分ｉ_Sdn，ｑ_n軸電流成分ｉ_Sqnに変換する。

　ｄ_n軸電流成分ｉ_Sdn，ｑ_n軸電流成分ｉ_Sqnには、特定次数として抽出するｎ次以外の周波数成分が変動として現れるため、（２）式に示すＬＰＦ（Ｌｏｗ－Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）２２ｄ，２２ｑを介してｄ_nｑ_n回転座標に同期した直流成分の周期性外乱検出値であるｄ_n軸電流値Ｉ_Sdn，ｑ_n軸電流値Ｉ_Sqnを抽出する。（２）式は、演算の簡素さを優先した最も簡単なＬＰＦの一例であるため、脈動成分抽出時のノイズ等の状況に応じて、次数や型の変更が可能である。あるいは、フーリエ変換等を用いることも可能である。なお、ｄｑ座標変換部２１，ＬＰＦ２２ｄ，２２ｑにより周期性外乱検出部３０を構成している。

　周期外乱オブザーバ１２は、特定周波数成分のみに寄与する制御系を構築していることから、ｄ_nｑ_n座標の実システムの伝達特性Ｐ_nは、（３）式のようにｄ_n軸成分の伝達特性Ｐ_dnを実部，ｑ_n軸成分の伝達特性Ｐ_qnを虚部とした１次元複素ベクトルで表現できる。

　この実システムの伝達特性Ｐ_nは、周期外乱オブザーバ１２の高調波抑制指令値Ｉ^* _n（＝Ｉ^* _dn＋ｊＩ^* _qn）から電流検出値（入力信号検出値）ｉ_Sn（＝ｉ_Sdn＋ｊｉ_Sqn）までのｎ次周波数伝達特性を意味しており、制御対象インピーダンス特性のみならず、インバータ制御特性，演算遅延，無駄時間および電流検出遅れ等の回路特性の外乱以外に制御装置や制御に係わる周辺機器（検出器など）の伝達特性を含んで一般化されたものとなる。

　ここで、周期外乱オブザーバ１２の動作を簡単に説明するため、ｄ_nｑ_n座標のｎ次周波数成分のみに着目した制御システムを図５に示すように表現する。図５中のベクトル表記は複素ベクトルを意味しており、（２）式で示したＧ_F（ｓ）は、実部および虚部成分それぞれに機能するＬＰＦである。

　基本動作は、ＬＰＦ２２を介した電流検出値（周期性外乱検出値）Ｉ_Sn（＝Ｉ_Sdn＋ｊＩ_Sqn）から（４）式に示す実システム伝達特性の逆数Ｑ_nのモデルＱ＾_n（＝Ｐ＾_n ^-1）を用いて、積算器２３により（５）式のように実システム入力電流の推定値Ｉ＾_n（＝Ｉ＾_dn＋ｊＩ＾_qn）を求める。

　実システム入力電流Ｉ_nには、周期外乱電流ｄＩ_nが含まれているため、（６）式に示すとおり、加算器２６において（５）式の実システム入力電流の推定値Ｉ＾_nから、Ｇ_F（ｓ）２５を介した電流指令値Ｉ^* _n（＝Ｉ^* _dn＋ｊＩ^* _qn）を差し引くことで周期外乱電流推定値ｄＩ＾_n（＝ｄＩ＾_dn＋ｊｄＩ＾_qn）を推定する。

　加算器２７において、（６）式の周期外乱電流推定値ｄＩ＾_nを、周期外乱電流指令値ｄＩ^* _n（＝ｄＩ^* _dn＋ｊｄＩ^* _qn）（通常０）から差し引くことで、周期外乱電流ｄＩ_nを打ち消すことができる。

　図５の基本構成をｄ_nｑ_n座標のアクティブフィルタ制御に展開したものが図４となっており、伝達特性の逆数Ｑ_nを用いた学習機能によって、周期外乱を抑制できる高調波抑制電流指令値のｄ_n軸電流指令値Ｉ^* _dn，およびｑ_n軸電流指令値Ｉ^* _qnが得られる。具体的には、まず、積算器２３ｄａ，２３ｄｂ，２３ｑａ，２３ｑｂにおいて、前記周期外乱電流検出値Ｉ_sdn，Ｉ_sqnと、実システムの伝達特性の逆数Ｑ_dn＋ｊＱ_qnとの積を取り、加算器２４ｄ、２４ｑにより加算し、実システム入力電流の推定値Ｉ＾_dn，Ｉ＾_qnを算出する。

　実システムの伝達特性の逆数Ｑ_dn，Ｑ_qnは、周期性外乱抑制指令値Ｉ^* _d，Ｉ^* _qから系統連系点電流（入力信号検出値）ｉ_sまでの伝達特性の逆数である。これにより、位相遅れなどの伝達特性を打ち消すことができる。なお、伝達特性の逆数Ｑは、学習制御部２９により高調波電流ベクトルｉ_Sdn，ｉ_Sqnに基づいて補正される。学習制御部２９については後述する。

　次に、外乱の推定を行う。外乱は２つの信号の偏差をとることで求める。
（１）高調波抑制電流指令値Ｉ^* _dn，Ｉ^* _qnが実システムを通り、実システムの伝達特性の逆数Ｑ_dn，Ｑ_qnとの積をかけて実システムの伝達特性を打ち消したもの（実システム入力電流の推定値Ｉ＾_dn，Ｉ＾_qn）。
（２）高調波抑制電流指令値Ｉ^* _dn，Ｉ^* _qnが実システムを通らず、ＬＰＦ２５ｄ，２５ｑだけを適用したもの。

　前記（１）は実システム上の外乱が重畳された信号、前記（２）は高調波抑制電流指令値Ｉ^* _dn，Ｉ^* _qnに、ＬＰＦ２５ｄ，２５ｑを適用しただけであり、外乱を含まない信号である。この２つの信号の差分を加算器２６ｄ，２６ｑによってとることで、周期外乱電流推定値ｄＩ＾_dn，ｄＩ＾_qnを求めることができる。

　そして、加算器２７ｄ，２７ｑにおいて、前記で求めた周期外乱電流推定値ｄＩ＾_dn，ｄＩ＾_qnと周期外乱電流指令値ｄＩ^* _dn，ｄＩ^* _qnとの偏差を取る。通常は外乱を「０」に抑制するために周期外乱電流指令値を０とする。

　この演算により高調波抑制電流指令値Ｉ^* _dn，Ｉ^* _qnを求める。また、前記高調波抑制電流指令値Ｉ^* _dn，Ｉ^* _qnはＬＰＦ２５ｄ，２５ｑにより、ＬＰＦ処理を行い、実システム入力電流の推定値Ｉ＾_dn，Ｉ＾_qnと比較し、周期外乱電流推定値ｄＩ＾_dn，ｄＩ＾_qnの推定に使用する。

　ｄ_nｑ_n座標の高調波抑制電流指令値Ｉ^* _dn，Ｉ^* _qnは、（７）式に示すように、ｄｑ逆座標変換部２８において、ｄｑ座標の周期性外乱抑制指令値Ｉ^* _d，Ｉ^* _qに変換し、図３のｄｑ軸電流ベクトル制御系の指令値とする。

　ここで、ｄｑ座標逆変換部２８において、（ｎ－１）θを入力しているのは、ｎ－１次で逆変換を行うと、基本波のｎ倍の信号は直流値となる直交２軸成分にできるためである。

　［モデル誤差の影響］
　次に、モデル誤差の影響について考察する。

　実際の電力系統システムは、インピーダンス変動等があるため、実システムの伝達特性Ｐ_nは時変パラメータとなる。そこで、実システムの伝達特性Ｐ_nの逆数のモデル誤差Ｑ＾_n≠Ｑ_nが周期外乱オブザーバ１２の安定性に与える影響を考える。

　図５で示したｄ_nｑ_n座標の制御システムにおいて、周期外乱から検出値までの外乱応答伝達関数は（８）式となる。ただし、（２）式のＬＰＦによって他の周波数成分が除去された理想条件とする。

　ここで、実システムの伝達特性の逆数Ｑｎ（＝Ｐ^-1 _n）のモデル誤差Ｑ＾_nにおける振幅誤差をＡ_n（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　ｅｒｒｏｒ）（Ａ_n＞０），および位相誤差をφ_n（ｐｈａｓｅ　ｅｒｒｏｒ）（－π＜φ_n≦π）として、（９）式のようにモデル誤差Ｑ＾_nを定義し、振幅誤差Ａ_n＝１，および位相誤差φ_n＝０のときにモデルＱ＾が真値となる。

　（９）式を（８）式に代入して整理すると、（１０）式が得られる。ここで、周期外乱応答伝達関数をＣ_n（ｓ）とする。

　Ｃ_n（ｓ）の極の実部が負となる－ｗ_f＜０，－ｗ_fＡ_nｃｏｓφ_n＜０より、位相誤差φ_nに対するロバスト安定条件は（１１）式となる。

　振幅誤差はＡ_n＞０であるため、連続系での安定条件には影響しないが、真値Ａ_n＝１ではなく振幅誤差Ａ_nの値が大きいほど極は安定方向となる。Ａ_n＞１における代表極はＬＰＦの遮断周波数ｗ_fで決定づけられるものの、速応性向上を目的とした一種のオブザーバゲインとしてＡ_n＞１で制御することも可能である。ただし、デジタル制御に伴う演算無駄時間や代数ループ回避を必要とするため、離散系での伝達関数（１２）式でロバスト安定条件を考慮する。

　（２）式のＧ_F（ｓ）を演算周期Ｔ_Sで（１３）式のように双一次変換し、（１２）式に代入して特性方程式を解くと（１４）式が得られる。

　（１４）式の離散系のすべての極が単位円内に配置されれば安定となるが、代数解を求めるのは困難なため、例えば遮断周波数ｗ_f＝２π［ｒａｄ／ｓ］，および演算周期Ｔ_S＝１００［μｓ］として振幅誤差Ａ_nと位相誤差φ_nに対するロバスト安定性を数値的に求めると、図６に示す安定境界条件が得られる。

　位相誤差φ_nがない場合、振幅誤差Ａ_nに対する安定余裕が最も大きくなる。位相誤差φ_nの増加に伴い安定度は低下し、（１１）式の範囲外で不安定となる。安定領域内ｓｔａｂｌｅ　ｒｅｇｉｏｎでは、振幅誤差Ａ_nを大きくして周期外乱抑制の速応性を改善することができるが、実際の運用では系統インピーダンス変動等によるモデル誤差Ｑ＾_nの変動を考慮し、十分な安定余裕を確保して設定することも必要となる。

　以上より、周期外乱オブザーバ１２はモデル誤差Ｑ＾_nに対するロバスト性を有する制御系であることが分かる。また、高調波電流検出や制御演算遅れを改善して安定余裕を高めるアプローチとは異なり、制御系の一連の伝達特性を一般化した単純な一次元複素ベクトルでモデル化し、ロバストな制御系を構築できる利点がある。

　しかしながら、例えば系統共振／反共振点の変動によって振幅または位相特性が大きく変化する厳しい条件では、モデル誤差Ｑ＾_nが図６に示す不安定領域に陥る可能性がある。また、（１０）式で示したとおり、振幅誤差Ａ_n＜１の範囲では代表極が振幅誤差Ａ_nの特性に依存するため、周期外乱抑制応答性能の劣化に繋がるという問題を有していた。本実施形態１の目的は、これらの問題への対策として、不安定領域となるモデル誤差Ｑ＾_nを学習および補正する手段を備えた一般化周期外乱オブザーバ補償法を提案する。

　［モデル学習機能］
　ｎ次高調波電流検出値ｉ_Snの平均値ｉ￣_Sn（後述）の挙動を、複素平面上に描いた例を図７に示す。図７中、左側はｉ￣_Sdn，ｉ￣_Sqnの時間応答波形を、右側はｉ￣_Snの複素ベクトル軌跡を示している。時刻０．５［ｓ］に抑制制御を開始し、時間経過を分かりやすくするため、０．１［ｓ］毎に点をプロットした。この高調波電流検出値ｉ_snの複素ベクトル軌跡が原点に収束すると高調波電流が抑制されたことを意味する。

　モデル誤差Ｑ＾_nがない場合、図７（ａ）に示すように高調波電流検出値ｉ_snの複素ベクトル軌跡は直線的に原点に収束する。位相誤差φ_nがある場合、安定領域では図７（ｂ）のように原点に対して位相誤差量に応じた角度で円を描きながら収束し、（１１）式の範囲外である不安定領域では図７（ｃ）に示すように円を描きながら発散する。

　次に、図７（ｂ）の位相誤差６０［ｄｅｇ］を基準に振幅誤差０．５および２の場合における高調波電流検出値ｉ_snの複素ベクトル軌跡を図８（ａ），（ｂ）にそれぞれ示す。図７（ｂ）の振幅誤差Ａ_nがないＡ_n＝１の場合と比較し、Ａ_n＜１では原点への収束が遅れ、Ａ_n＞１では収束が速まることが分かる。

　以上のように、モデル誤差Ｑ＾_nとベクトル軌跡には関連があり、例えば振幅誤差Ａ_nは原点への収束性に、位相誤差φ_nは原点方向とのなす角に関係している。この点に着目し、ベクトル軌跡の幾何学的情報からモデル誤差Ｑ＾_nを検出する手段を以下で説明する。

　本実施形態１における学習制御は、周期外乱オブザーバ１２の制御性能劣化および不安定化の防止を目的とした補助的機能であるため、高調波抑制制御周期と比較して高速な演算を必要としない。例えば、高調波電流検出値ｉ_snの複素ベクトル軌跡の演算負荷を考慮し、周期外乱オブザーバの演算周期Ｔ_S＝１００［μｓ］に対して学習制御周期Ｔ_L＝２０［ｍｓ］（５０Ｈｚ系統基本波周期）に設定する。また、（１５）式のように周期Ｔ_Lにおける高調波電流検出値ｉ_Snの平均値ｉ￣_Snを求める。

　高調波電流検出値ｉ_snの複素ベクトル軌跡の複素平面上での時間応答を検討するために、（１６）式のように極座標上の振幅Ｒ_nおよび位相Ψ_nを定義する。また、（１７），（１８）式および図９のように原点方向ベクトルＲ_n，高調波移動ベクトルＬ_n，および振幅Ｒ_nと高調波ベクトルＬ_nのなす角ψ_nを定義し、微小時間ΔＴにおける高調波ベクトル移動量ΔＬ_n，振幅変化量ΔＲ_n，位相変化量ΔΨ_nとすると、極座標上の幾何学的関係から（１９），（２０）式が成り立つ。

　次に、図５においてｄＩ_nにステップ外乱入力を与えた場合のｉ￣_Snまでの周期外乱応答を逆ラプラス変換すると、（２１）式の時間応答式が得られる。ただし、微小時間ΔＴ＝学習制御周期Ｔ_Lとして、高調波電流検出値ｉ_snの平均値ｉ￣_Snの平均演算にかかる無駄時間をＴ_Lとする。

　ここで、（２１）式を（１６）式と比較すると、極座標上の原点方向ベクトルＲ_n，位相Ψ_nは（２２），（２３）式のように表現できる。

　（２２），（２３）式および学習制御周期Ｔ_Lにおける差分（２４），（２５）式を（１９），（２０）式に代入すると、（２６），（２７）式が得られる。

　また、（２６）式を（２２）式で除して、振幅誤差Ａ_nに関して整理すると（２８）式の関係が得られる。

　以上の解析結果から、複素平面上の高調波電流検出値ｉ_snの複素ベクトル軌跡とモデル誤差Ｑ＾_nの間に以下の関係が成立する。
・（２７）式より、位相誤差φ_nは複素平面上の高調波電流検出値ｉ_snの複素ベクトル軌跡が原点方向となす角ψ_nに等しい。
・（２８）式より、振幅誤差Ａ_nは高調波電流検出値ｉ_snの複素ベクトルの移動量ΔＬ_nと原点からの距離Ｒ_nの比から検出できる。

　ただし、実際のモデル誤差Ｑ＾_nの検出は、ステップ外乱以外の高調波特性変動，観測ノイズなどの影響を受けることに注意し、任意フィルタ処理を施して検出する。

　本実施形態１では、高調波電流検出値ｉ_snの平均値ｉ￣_Snを用いて、（２８）式より振幅誤差推定値Ａ＾_n，（２０），（２７）式より位相誤差推定値φ＾_nを、それぞれ（２９），（３０）式のように推定する。ここで、サフィックス［Ｎ］はサンプリングＮ番目，［Ｎ－１］はその１サンプル前の値を意味する。また、Ｒ_n［Ｎ］，ΔＲ_n［Ｎ］，ΔＬ_n［Ｎ］は、（３１）～（３３）式で求める。

　（２９），（３０）式で求めたモデル誤差Ｑ＾_nの振幅推定値Ａ＾_n，および位相誤差推定値φ＾_nに基づいて自動的にモデル誤差Ｑ＾_nを補正する手法を説明する。図１０は、学習機能制御部２９のブロック図である。平均値算出部４１において（１５）式より、高調波電流検出値ｉ_Snの複素ベクトルに基づいて学習制御周期Ｔ_Lの高調波電流検出値ｉ_snの平均値ｉ￣_Snを求め、ベクトルパラメータ・モデル誤差算出部４２において、（２９）～（３３）式より振幅誤差推定値Ａ＾_n[N]，位相誤差推定値φ＾_n[N]，極座標上の振幅Ｒ_n[N]，振幅変化量（高調波振幅差分）ΔＲ_n[N]，および高調波電流ベクトルの移動量ΔＬ_n[N]を計算する。次に、フラグ判定部４３ａ～４３ｃにおいて、振幅誤差推定値Ａ＾_n[N]，および位相誤差推定値φ＾_n[N]における状態を示すフラグを表１に示すように生成する。

　実システム伝達特性の逆数のモデル誤差Ｑ＾ｎを更新するためのフラグｆ_A，ｆ_φは、更新フラグ発生部４４において、上記のフラグを用いて図１１のように生成する。

　図１１に示すように、更新フラグ発生部４４は、ＡＮＤ回路５１～５４，５６，６０，ＯＲ回路５５，５９，ＮＯＴ回路６２，経過時間判定部５７，５８，６１から構成される。

　モデル誤差Ｑ＾_nの推定ならびにモデル更新を正しく行うためには、高調波電流検出値ｉ_snの複素ベクトル軌跡の変化がシステム変動によるものか、外乱変動によるものかを区別する必要がある。すなわち、外乱変動による複素ベクトル軌跡の変化に対しては、不用意にモデルを更新しない方が望ましい。

　そこで、本実施形態１では主に以下の点に留意して学習アルゴリズムを生成した。
（１）高調波振幅Ｒ_nが任意閾値以下の場合は、周期外乱オブザーバ１２がロバスト性を維持して正常に抑制していると判断し、学習機能をＯＦＦとする。
（２）高調波振幅Ｒ_nが減少中あるいは発散中は、モデル誤差Ｑ＾_nの影響を推定できると判断し、学習機能をＯＮにする。
（３）高調波振幅Ｒ_nが増加中であるが発散方向ではない場合、外乱増加に対する抑制が効いていると判断して、学習機能はＯＦＦにする。
（４）高調波振幅Ｒ_nが任意閾値（例えば、５％）以上となった場合、モデル誤差Ｑ＾_nによる発散状態の検知の遅れが主要因と判断し、学習機能をＯＮにする。
（５）高調波電流検出値ｉ_snの複素ベクトル軌跡が停滞すると誤差推定ができない。この場合、（１）逆数Ｑのモデル振幅が真値に対して極度に小さい、（２）ランプ状の外乱変化に対して高調波抑制が効いている状態のどちらかと考え、停滞期間がＴ_st以上経過した場合に（１）であると判断し、振幅誤差Ａ_nを補正する。
（６）外乱変動の影響を考慮し、誤差推定値のばらつきや誤差量を監視する。振幅誤差Ａ_n・位相誤差φ_nがそれぞれの停滞期間Ｔ_A，Ｔ_φ以上の間、安定して検知できた場合に逆数Ｑのモデルを更新する。
（７）安定化に重要な位相補正を優先する。位相補正中の振幅補正は推定誤差を発生するため、同時に適用しない。

　前記（１）は、図１１に示す更新フラグ発生部４４においてフラグｆ_ut，ＡＮＤ回路５１により判断している。同様に、（２）はフラグｆ_ΔR，ｆ_div，ＡＮＤ回路５３，５４，ＯＲ回路５５により判断し、（３）はフラグｆ_ΔR，ｆ_div，ＡＮＤ回路５３，５４，ＯＲ回路５５により判断し、（４）はフラグｆ_ot，ＡＮＤ回路５２により判断し、（５）はフラグｆ_st，継続時間判定部５８により判断し、（６）はフラグｆ_ssA，ｆ_ssφ，ｆ_leA，ｆ_leφ，ＡＮＤ回路５６，６０，継続時間判定部５７，６１により判断し、（７）はＮＯＴ回路６２により判断している。

　位相誤差更新部４５ａ，振幅誤差更新部４５ｂにおいて、更新フラグｆ_A，ｆ_φの出力が「１」の場合、逆数Ｑのモデルの振幅誤差指令値Ａ^* _n・位相誤差指令値φ^* _nを振幅誤差推定値Ａ＾_n，位相誤差推定値φ＾_nに更新して出力する。そして、この振幅誤差指令値Ａ^* _n，位相誤差指令値φ^* _nをそれぞれ振幅初期値Ａ^* _onから除算，位相初期値φ^* _onから減算する。補正後の逆数Ｑのモデル振幅および位相に基づいて図１０に示すように実システムの伝達特性の逆数Ｑ＾_dn，Ｑ＾_qnを生成・更新する。

　図１２は、振幅誤差Ａ_n＝０．５，位相誤差φ_n＝５π／９（周期外乱オブザーバのロバスト安定範囲外）において、学習機能の有無を応答波形およびベクトル軌跡で比較した一例である。図１２（ａ）は、逆数Ｑのモデル学習機能がＯＦＦであり、周期外乱オブザーバ１２の不安定領域で発散する。一方、図１２（ｂ）は、逆数Ｑのモデル学習機能がＯＮであり、まず逆数Ｑのモデルの位相誤差φ_nを検知・補正して収束方向に正しく抑制する。続いて振幅誤差Ａ_nが補正され、収束速度を向上している様子が確認できる。なお、システム変動または外乱変動等，種々の動作条件においても学習機能が有効に働くことを確認している。

　以上示したように、本実施形態１によれば、実システムの伝達特性の逆数Ｑ_nの自動学習機能によって、周期外乱オブザーバ１２のロバスト安定範囲を超えた領域であっても周期性外乱の抑制制御を安定化できる。

　（２９），（３０）式に基づいて周期外乱オブザーバ１２のモデルＱ＾_nの振幅誤差Ａ_n，および位相誤差φ_nを推定し、図１０，図１１ならびに表１によって高調波電流検出値ｉ_snの複素ベクトル軌跡の変化の状態を考慮し、それらの状態に適した条件およびタイミングで上記のモデル誤差Ｑ＾_nを補正する。

　また、本実施形態１によれば、特許文献１では考慮されていない「発散条件」（ｆ_div）を学習条件に加えることで、モデル誤差Ｑ＾_nによる制御不安定に陥った場合の発散的挙動を素早く検知して補正することが可能となる。同様に、特許文献１で十分に考慮されていない「停滞状態」（ｆ_st）を学習条件に加えることで、停滞状態の実システム伝達特性の逆数Ｑ_nが過小なモデル誤差Ｑ＾_nにより生じているものか、あるいは周期外乱変動によって停滞しているように見えるのかを切り分けて判断し、モデル誤差Ｑ＾_nによる停滞状態の場合のみ逆数Ｑのモデルを補正することができる。

　さらには、特許文献１では逆数Ｑのモデル振幅誤差Ａ_nの補正をＸ倍あるいは１／Ｘ倍といった段階的補正を行っているのに対し、本実施形態１では（２９）式の振幅誤差推定値Ａ＾_nに基づいて実際の高調波インピーダンスの真値に近い値に補正するため、振幅誤差Ａ＾_nをより早く補正できる。これによって、位相誤差φ_nが少ないときは高調波抑制の応答性の向上に繋がり、位相誤差φ_nが大きなときは発散速度の低減に効果がある。

　［実施形態２］
　本実施形態２における実システムの伝達特性の逆数Ｑ_nの学習制御部の構成を図１３に示す。その他の基本制御構成は実施形態１と同様であるため説明を省略する。

　（８）～（１４）式および図６で求めたように、周期外乱オブザーバ１２が有するロバスト安定条件の範囲内において、実システムの伝達特性の逆数Ｑの振幅誤差Ａ_nを敢えて大きな方向（Ａ_n＞１）に設定することで、高調波抑制の応答性を向上させる。

　振幅初期値Ａ^* _onはモデル誤差Ｑ_nをなくすために、通常は真値Ａ^* _on＝１に設定するが、Ａ^* _on＞１に設定することで実システム伝達特性の逆数Ｑのモデル誤差Ｑ＾_dn，Ｑ＾_qnに対するゲインとして与えられ、ロバスト安定条件の範囲内で応答速度を向上させることができる。

　また、（２９）式で推定された振幅誤差推定値Ａ＾_nの結果に対して、高調波抑制制御の応答性能を向上するために振幅初期値Ａ^* _onを図１１に示すように指令値としてフラグ判定部４３ｃに与える。フラグ判定部４３ｃでは、振幅初期値Ａ^* _onと振幅誤差推定値Ａ＾_nの誤差を評価して振幅誤差評価フラグｆ_leAを生成する。

　本実施形態２によれば、実施形態１の作用効果に加え、振幅初期値Ａ^* _onを敢えて真値より大きく設定することで、高調波抑制制御の応答性を向上させることができる。

　［実施形態３］
　実施形態２では、振幅初期値Ａ^* _onをＡ^* _on＞１に設定していたが、図６に示したとおり、周期外乱オブザーバ１２のロバスト安定条件は、位相誤差φ_nが大きくなるに連れて振幅誤差Ａ_nの安定余裕が小さくなる。したがって、位相誤差φ_nを考慮せずに振幅初期値Ａ^* _0nを大きく設定すると制御の安定性を損なう危険がある。

　そこで本実施形態３では、図４に示すように、位相誤差指令値φ^* _nの状態を用いて振幅初期値Ａ^* _onを決定する。

　本実施形態３によれば、振幅指令値生成部４６では、予め数値解析で決定づけられる図６に示すようなロバスト安定条件に基づき、位相誤差指令値φ^* _nを入力とした振幅初期値Ａ^* _onをテーブル化しておく。また、簡易的な数式または関数として実装しても良い。これにより、実施形態１，２の作用効果に加え、振幅初期値Ａ^* _onが位相誤差指令値φ^* _nの状態に応じて可変となり、制御安定性を損なうことなく効果的に高調波抑制制御の応答性を向上させることができる。

　［実施形態４］
　本実施形態４は、図１５に示すように学習機能付き周期外乱オブザーバ１２の制御構成を並列化して、複数の次数の高調波成分（例えば、－５次，７次，・・・，ｎ次成分）に対応したものである。

　各次数の周期外乱オブザーバ１２内部は、図４で示したものと同様である。補償を行う各次高調波電流指令値のｄ軸，ｑ軸成分Ｉ^* _d5，Ｉ^* _d7，…，Ｉ^* _dn，Ｉ^* _q5，Ｉ^* _q7，…，Ｉ^* _qnはそれぞれ合算して、周期性外乱抑制指令値のｄ軸電流指令値Ｉ^* _d，ｑ軸電流指令Ｉ^* _qとする。

　本実施形態４によれば、実施形態１～３の作用効果に加えて同時に複数次数の高調波成分を抑制することが可能となる。

　［実施形態５］
　これまでの実施形態１～４では、電源電流高調波を抑制することを目的としていたが、本実施形態５では図１６に示すように、電源電圧高調波を検出して同様の高調波抑制制御を行うものである。

　例えば、アクティブフィルタ補償電流ｉ_AFから電源電流ｉ_s検出までの高調波インピーダンスの周波数伝達特性が反共振状態に陥ると、十分な精度で補償することができず、不必要に補償を行う次数の高調波電流値を大きくしてしまう。そのような状態の場合は、電圧検出方式の方が精度良く検出できる可能性がある。

　本実施形態５の基本的な制御構成はこれまでの実施形態１～４と同一であるが、周期外乱オブザーバ１２で電源電流検出ｉ_Sから電源電圧検出ｖ_Sに変更している。したがって，周期外乱オブザーバ１２で使用する実システムの伝達特性Ｐ_nは、補償を行う次数の高調波電流指令値Ｉ^* _d，Ｉ^* _qから電圧検出ｖ_Sまでの周波数伝達特性に相当する。

　本実施形態５によれば、実施形態１～４の作用効果に加え、系統連系点の電圧高調波を抑制することができる。

Claims

　電源の系統母線に接続された電力変換装置の指令値に、周期性外乱抑制指令値を重畳して高調波を抑制する周期性外乱抑制制御装置であって、
　抑制対象の周期性外乱を直流成分の周期性外乱検出値として出力する周期性外乱検出部と、
　制御系の伝達特性に基づいて決定された周期性外乱抑制指令値から入力信号検出値までの伝達特性の逆数を用いた積算器で前記周期性外乱検出値を掛けた信号と、周期性外乱抑制指令値に検出遅延のみを付加した信号と、の差を取ることにより、周期性外乱を推定する周期性外乱推定部と、
　前記周期外乱オブザーバによって推定された周期性外乱推定値と、外乱を抑制する周期性外乱指令値と、の偏差をとって周期性外乱抑制指令値を算出する加算器と、
　前記伝達特性の逆数を、抑制対象の高調波ベクトルにより算出された少なくとも高調波振幅，高調波振幅差分，高調波ベクトルの移動量，振幅誤差推定値，位相誤差推定値のうち、１つ以上に応じて補正する学習制御部と、を備え、
　前記学習制御部は、
　前記高調波振幅差分が連続的に閾値以上となる場合に発散状態と判断し、高調波ベクトル移動量が連続的に任意閾値以下の場合、停滞状態と判断し、
　前記発散状態の場合は、学習機能をＯＮとして前記伝達特性の逆数における振幅誤差指令値または位相誤差指令値を、振幅誤差推定値および位相誤差推定値に基づいて更新して、振幅誤差指令値，振幅初期値，位相誤差指令値および位相初期値に基づいて前記伝達特性の逆数を補正し、
　前記停滞状態の場合は、停滞期間が閾値以上経過した場合、伝達特性の逆数における振幅誤差指令値を、振幅誤差推定値に基づいて更新して、振幅誤差指令値，および振幅初期値に基づいて、前記伝達特性の逆数を補正することを特徴とする周期性外乱抑制制御装置。
　前記学習制御部において、
　振幅誤差推定値を、複素平面上の高調波ベクトルの移動量と原点からの距離の比に基づいて算出し、
　位相誤差推定値を、複素平面上の高調波ベクトル軌跡の原点方向になす角に基づいて算出することを特徴とする請求項１記載の周期性外乱抑制制御装置。
　前記学習制御部は、
　高調波振幅が閾値以下の場合は学習機能をＯＦＦとし、
　高調波振幅が減少中あるいは発散中は学習機能をＯＮとし、
　高調波振幅が増加中であるが発散方向でない場合は、学習機能をＯＦＦとし、
　高調波振幅が閾値以上となった場合は、学習機能をＯＮとし、
　高調波ベクトルの停滞期間が閾値以上経過した場合、前記伝達関数の逆数における振幅を補正し、
　振幅誤差推定値，または位相誤差推定値のばらつきや誤差量が閾値以上の期間が閾値時間以上経過した場合、前記伝達特性の逆数を更新し、
　前記伝達特性の逆数における位相誤差指令値の補正中は、伝達特性の逆数における振幅誤差指令値の補正を行わないことを特徴とする請求項１または２記載の周期性外乱抑制制御装置。
　前記学習制御部は、
　前記伝達特性の逆数における振幅初期値を１以上の値に設定することを特徴とする請求項１～３のうち何れか１項に記載の周期性外乱抑制制御装置。
　前記学習制御部は、
　位相誤差指令値の状態に基づいて、前記伝達特性の逆数における振幅初期値を設定することを特徴とする請求項４記載の周期性外乱抑制制御装置。
　前記周期性外乱抑制制御装置を並列化して、複数次数の高調波を抑制することを特徴とする請求項１～５のうち何れか１項に記載の周期性外乱抑制制御装置。
　前記周期性外乱抑制制御装置を用いて、電源電流高調波を抑制することを特徴とする請求項１～６のうち何れか１項に記載の周期性外乱抑制制御装置。
　前記周期性外乱抑制制御装置を用いて、電源電圧高調波を抑制することを特徴とする請求項１～６のうち何れか１項に記載の周期性外乱抑制制御装置。