WO2014119194A1 - 無線電力伝送システム - Google Patents

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WO2014119194A1
WO2014119194A1 PCT/JP2013/084673 JP2013084673W WO2014119194A1 WO 2014119194 A1 WO2014119194 A1 WO 2014119194A1 JP 2013084673 W JP2013084673 W JP 2013084673W WO 2014119194 A1 WO2014119194 A1 WO 2014119194A1
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WO
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electrode
power transmission
coupler
electrodes
power
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PCT/JP2013/084673
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English (en)
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正弘 楠
満 増田
Original Assignee
古河電気工業株式会社
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B5/00—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems
    • H04B5/20—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems characterised by the transmission technique; characterised by the transmission medium
    • H04B5/22—Capacitive coupling
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/05—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using capacitive coupling
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
    • H02J50/12—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling of the resonant type
    • H—ELECTRICITY
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B5/00—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems
    • H04B5/70—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems specially adapted for specific purposes
    • H04B5/79—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems specially adapted for specific purposes for data transfer in combination with power transfer

Definitions

  • the present invention relates to a wireless power transmission system.
  • Patent Document 1 discloses a wireless power transmission device that transmits power between two non-contact electric circuits using electromagnetic induction.
  • Patent Document 1 has a problem in that power cannot be efficiently transmitted because power loss in the coil for transmitting power is large.
  • an obstacle such as a magnetic body exists in the vicinity of the coils on the power transmission side and the power reception side, there is a problem that the characteristics change and the power cannot be transmitted efficiently.
  • an object of the present invention is to provide a wireless power transmission system that can efficiently transmit power even when an obstacle or the like exists.
  • the present invention provides a wireless power transmission system that wirelessly transmits AC power from a power transmission device to a power reception device, wherein the power transmission device is arranged at a predetermined distance from each other.
  • a first inductor inserted between at least one of the two output terminals of the generator, and the power receiving device includes third and fourth electrodes disposed at a predetermined distance, and the third electrode.
  • a second inductor, And at least one of the first to fourth electrodes is housed in a conductive casing having an opening corresponding to the opposing electrode, and is configured by the first and second electrodes and the first inductor.
  • the resonance frequency of the power transmission coupler and the resonance frequency of the power reception coupler configured by the third and fourth electrodes and the second inductor are set to be substantially equal. According to such a configuration, power can be transmitted efficiently even when an obstacle or the like exists.
  • the first and second electrodes constituting the power transmission coupler are juxtaposed at a predetermined distance on a first plane, and a total width including the predetermined distance is a near field.
  • the third and fourth electrodes constituting the power receiving coupler are not more than a certain ⁇ / 2 ⁇ , and are juxtaposed at a predetermined distance on a second plane parallel to the first plane, and include the predetermined distance
  • the total width is equal to or less than ⁇ / 2 ⁇ , which is a near field, and at least one of the power transmission coupler and the power reception coupler is accommodated in the casing, and the two electrodes constituting the coupler accommodated in the casing are It arrange
  • the first to fourth electrodes have the same rectangular shape, and the two sides having the same length of the first electrode and the second electrode are arranged to face each other. Two sides having the same length of the third electrode and the fourth electrode are arranged to face each other, and the length of the housing in the direction from the first electrode to the second electrode is DB, the first electrode
  • the length in the direction orthogonal to the direction from the electrode to the second electrode is LB
  • the depth from the opening to the bottom is PB
  • the distance from the bottom to the electrode is d3.
  • the length in the direction from the first electrode to the second electrode is D
  • the length in the direction orthogonal to the direction from the first electrode to the second electrode is L
  • the depth from the opening to the bottom is P.
  • the second and fourth electrodes each have an annular shape and are arranged in parallel so as to face each other, and the first electrode is arranged in an annular hollow portion of the second electrode.
  • the third electrode is disposed in an annular hollow portion of the fourth electrode, and at least one of the power transmission coupler and the power reception coupler is accommodated in the casing, and two sheets accommodated in the casing
  • the electrode is disposed in the opening of the casing. According to such a configuration, it is possible to reduce the influence of an obstacle and efficiently transmit power even when the vehicle rotates.
  • an inner diameter of the casing is RB
  • a depth from the opening to the bottom is PB
  • a distance from the bottom to the electrode is d3.
  • the radius of the electrode having the shape is R
  • the depth from the opening to the bottom surface is P
  • the distance between the power transmitting and receiving couplers is d2
  • RB ⁇ 1.1 ⁇ R PB ⁇ d3 ⁇ d2 / 2 is established. According to such a configuration, it is possible to reduce the influence of an obstacle and reduce changes in transmission characteristics.
  • the first and second electrodes constituting the power transmission coupler are arranged in parallel so as to face each other with a predetermined distance, and the predetermined distance is ⁇ / 2 ⁇ that is a near field.
  • the third and fourth electrodes constituting the power receiving coupler are arranged in parallel so as to face each other with a predetermined distance, and the predetermined distance is equal to or less than ⁇ / 2 ⁇ , which is a near field, and
  • the third electrode is arranged in parallel so as to face the first electrode, at least one of the power transmission coupler and the power reception coupler is accommodated in the casing, and two electrodes are accommodated in the casing One of these is disposed in the opening of the casing, and the other is electrically connected to the casing. According to such a configuration, it is possible to reduce the influence of an obstacle and efficiently transmit power even when the vehicle rotates.
  • One aspect of the present invention is characterized in that the casing is made of aluminum or copper. According to such a configuration, the influence of an obstacle can be reliably prevented by efficiently reducing the spread of the electric field.
  • One aspect of the present invention is characterized in that the opening of the casing has a radome made of a dielectric. According to such a configuration, the electrode can be protected from physical force and corrosion.
  • Another aspect of the present invention is characterized by having a fixing member for fixing the coupler to the housing. According to such a configuration, it is possible to prevent changes in characteristics due to fluctuations in the electrodes.
  • FIG. 2 It is a figure which shows the detailed structural example of the power transmission apparatus which comprises the wireless power transmission system using a series resonance. It is a figure which shows the structural example of the wireless power transmission system using a series resonance. 3 is an equivalent circuit of the wireless power transmission system shown in FIG. 2. It is a figure which shows the frequency characteristic of the transmission efficiency and reflection loss of the wireless power transmission system shown in FIG. It is a figure which shows the Smith chart of the impedance of the coupler for power transmission shown in FIG. It is a figure which shows the state at the time of arrange
  • FIG. 10 is a diagram illustrating frequency characteristics of transmission efficiency and reflection loss in the case illustrated in FIG. 9.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a Smith chart of impedance of a power transmission coupler in the case illustrated in FIG. 9.
  • FIG. 10 is a figure which shows the structural example of 1st Embodiment of this invention.
  • FIG. 10 shows the cross section of 1st Embodiment shown in FIG.
  • FIG. 10 shows the state which accommodates the coupler for power transmission shown in FIG.
  • FIG. 35 is a diagram showing frequency characteristics of transmission efficiency and reflection loss in the state shown in FIG. 34. It is a figure which shows the Smith chart of the impedance of the coupler for power transmission in the state shown in FIG. It is a figure which shows the state which has arrange
  • FIG. 41 is a diagram showing a detailed configuration around an inductor in FIG. 40. It is a figure for demonstrating the principle of operation of the structure of FIG. It is a figure which shows the simulation result of the current distribution of embodiment shown in FIG. It is a figure which shows the frequency characteristic of the transmission efficiency and reflection loss of embodiment shown in FIG. It is a figure which shows the Smith chart of the impedance of the coupler for power transmission shown in FIG.
  • FIG. 41 is a diagram showing a state where the power receiving coupler is rotated by d ⁇ about the Y axis in the embodiment shown in FIG. 40.
  • FIG. 47 is a diagram showing the relationship between the rotational deviation d ⁇ shown in FIG. 46, transmission efficiency, and reflection loss. It is a figure for demonstrating 3rd Embodiment of this invention.
  • FIG. 1 shows a detailed configuration example of a power transmission coupler constituting a wireless power transmission system using series resonance.
  • a power transmission coupler 110 is a table (mainly) of a circuit board 118 formed of an insulating member (dielectric substrate) having a rectangular plate shape.
  • the electrodes 111 and 112 made of a conductive member having a rectangular shape are arranged on the surface 118A.
  • no electrode or the like is disposed on the back surface 118 ⁇ / b> B of the circuit board 118.
  • electrodes 111 and 112 are formed of a conductive thin film such as copper on a circuit board 118 formed of a glass epoxy board, a glass composite board, or the like.
  • the electrodes 111 and 112 are arranged in parallel at positions separated by a predetermined distance d1.
  • the width D of the electrodes 111 and 112 including the distance d1 is set to be narrower than the near field indicated by ⁇ / 2 ⁇ when the wavelength of the electric field radiated from these electrodes is ⁇ . .
  • each of inductors 113 and 114 is connected to the ends of the electrodes 111 and 112 of the circuit board 118 in the short direction.
  • the other ends of the inductors 113 and 114 are connected to one ends of connection lines 115 and 116, respectively.
  • the connection lines 115 and 116 are disposed so as to avoid the regions of the electrodes 111 and 112 and the region sandwiched between them, and are disposed so as to extend in a direction away from these regions (lower left direction in FIG. 1). Yes. More specifically, the rectangular regions of the electrodes 111 and 112 and the region sandwiched between the two electrodes 111 and 112 are arranged so as to avoid the region, and the electrodes 111 and 112 are arranged so as to extend away from these regions.
  • connection lines 115 and 116 are configured by, for example, a coaxial cable or a balanced cable. Note that the other ends of the connection lines 115 and 116 are respectively connected to output terminals of an AC power generation unit (not shown). By connecting the AC power generation unit to the power transmission coupler 110 by the connection lines 115 and 116, a power transmission device is configured.
  • the power transmission coupler 110 constitutes a series resonance circuit composed of the capacitance C of the capacitor formed by arranging the electrodes 111 and 112 at a predetermined distance d1 and the inductance L of the inductors 113 and 114. It has a unique resonance frequency f C.
  • the power receiving coupler 120 has the same configuration as that of the power transmitting coupler 110.
  • electrodes 121 and 122 and inductors 123 and 124 made of a conductive member having a rectangular shape are arranged.
  • Connection lines 125 and 126 are connected to the other ends of the inductors 123 and 124.
  • the capacitance C of the capacitor formed by the electrodes 121 and 122 and the resonance frequency f C of the series resonance circuit due to the inductance L of the inductors 123 and 124 are set to be substantially the same as those of the power transmission coupler 110.
  • the connection lines 125 and 126 are configured by, for example, a coaxial cable or a balanced cable.
  • a load (not shown) is connected to the other ends of the connection lines 125 and 126 of the power receiving coupler 120.
  • a power receiving device is configured by connecting a load to the power receiving coupler 120 through the connection lines 125 and 126.
  • FIG. 2 is a diagram showing a state in which the power transmission coupler 110 and the power reception coupler 120 are arranged to face each other. As shown in this figure, the power transmission coupler 110 and the power reception coupler 120 are arranged so that the circuit boards 118 and 128 are parallel to each other with a distance d2 so that the surfaces 118A and 128A of the circuit boards 118 and 128 face each other. Is done.
  • FIG. 3 is a diagram showing an equivalent circuit of the wireless power transmission system 1 shown in FIG.
  • the AC power generator 211 generates and outputs AC power having a frequency corresponding to the resonance frequency.
  • the power supply unit load 212 shows a value equal to the characteristic impedance of the connection lines 115 and 116 and the connection lines 125 and 126, and has a value of Z0.
  • the inductor 213 corresponds to the inductors 113 and 114 and has an element value of L1.
  • a resistor 214 indicates a resistor associated with a power transmission side circuit, mainly an inductor, and has an element value of R1.
  • the capacitor 215 is a capacitor having an element value C 1 generated between the electrodes 111 and 112.
  • the capacitor 221 is a capacitor having an element value C 2 generated between the electrodes 121 and 122.
  • the inductor 222 corresponds to the inductors 123 and 124 and has an element value of L2.
  • the resistor 223 indicates a resistor associated with the power receiving side circuit, mainly the inductor, and has an element value of R2.
  • the load 224 is supplied with power output from the AC power generation unit 211 and transmitted through the power transmission coupler and the power reception coupler.
  • the capacitor 241 indicates a capacitor generated between the electrodes 111 and 112 and the electrodes 121 and 122, and has an element value of Cm1.
  • the load 224 is comprised by the rectifier, the secondary battery, etc., for example. Of course, it may be other than this.
  • d2 200 mm.
  • reflection loss eta 11
  • the horizontal axis indicates the frequency (MHz) of AC power to be transmitted
  • the vertical axis indicates transmission efficiency.
  • the inductors 113, 114, 123, and 124 each have 13 turns and an inductance value of 2.8 ⁇ H, and the circuit boards 118 and 128 have a size (D and L) of 250 ⁇ .
  • the gap d1 between the electrodes 111 and 112 and the electrodes 121 and 122 is 34.4 mm.
  • FIG. 5 shows a Smith chart of the impedance S11 of the power transmission coupler 110 of the wireless power transmission system using the series resonance shown in FIG.
  • the port impedance of the measuring instrument is set to a value equal to the characteristic impedance Z0 (real value) of the connection line.
  • Z0 real value
  • FIG. 6 shows a window of the ground plate 220 in which the power transmission coupler 110 of the wireless power transmission system shown in FIG. 2 is arranged in the window portion 211 of the ground plate 210 having the window portion 211 and the power receiving coupler 120 has the window portion 221.
  • positioned in the part 221 is shown.
  • the size of the main plates 210 and 220 is 1000 mm ⁇ 1000 mm, and the size of the window portions 211 and 221 is 450 mm ⁇ 350 mm.
  • FIG. 7 shows the transmission efficiency ⁇ 21 from the power transmission coupler 110 to the power reception coupler 120 and the impedances S11 and S21 when the power transmission coupler 110 and the power reception coupler 120 of the wireless power transmission system shown in FIG. It is a figure which shows the frequency characteristic of absolute value.
  • FIG. 8 shows a Smith chart of the impedance S11 of the power transmission coupler 110 of the wireless power transmission system shown in FIG. As shown in FIGS. 7 and 8, the resonance frequency is reduced from 27 MHz in the case of FIG. 2 to 26.1 MHz, the impedance is reduced from 50 ⁇ to 26 ⁇ , and the transmission efficiency is reduced from 95% to 81%. Yes.
  • FIG. 9 shows a state in which the power transmission coupler 110 of the wireless power transmission system shown in FIG. 2 is disposed close to the ground plane 215 and the power receiving coupler 120 is disposed close to the ground plane 225.
  • the size of the main plates 215 and 225 is 1000 mm ⁇ 1000 mm.
  • FIG. 10 shows that the power transmission coupler 110 and the power reception coupler 120 of the wireless power transmission system shown in FIG. It is a figure which shows the frequency characteristic of the absolute value of transmission efficiency (eta) 21 and impedance S11, S21.
  • FIG. 11 shows a Smith chart of the impedance S11 of the power transmission coupler 110 of the wireless power transmission system shown in FIG. As shown in FIGS. 10 and 11, the resonance frequency is reduced from 27 MHz in the case of FIG. 2 to 25.9 MHz, the impedance is reduced from 50 ⁇ to 31 ⁇ , and the transmission efficiency is reduced from 95% to 89%. Yes.
  • the coupler when the coupler is arranged close to the ground plane, the resonance frequency and impedance characteristics change due to the influence of the ground plane, and the transmission efficiency decreases.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of the first embodiment.
  • the power transmission coupler 110 is accommodated in the casing 310
  • the power receiving coupler 120 is accommodated in the casing 320.
  • the casings 310 and 320 are made of a highly conductive member such as aluminum or copper, and have a cubic structure in which a surface on which electrodes are arranged is opened.
  • the lengths of the casings 310 and 320 in the direction parallel to the electric field generated by the electrodes are DB, the length in the direction orthogonal to the electric field is LB, and the depth from the openings 311 and 321 to the bottom is PB. is there.
  • FIG. 13 is a view of the first embodiment shown in FIG. 12 as viewed from the Y-axis direction shown in FIG. As shown in FIG. 13, the electrode is disposed at substantially the center of the opening portions 311 and 321 of the housing. The distance from the electrode to the bottom surface is d3.
  • DB and LB must be greater than or equal to predetermined values for D and L, respectively.
  • the transmission / reception distance is 20 cm assuming EV (Electric Vehicle) or other power transmission
  • impedance matching can be achieved if DB and LB can be secured 1.2 times and 1.3 times D and L, respectively, and good power transmission Is possible.
  • PB if the value of half or more of the facing distance d2 of the power transmission / reception coupler can be secured from the principle of mirror image, impedance matching can be achieved and good power transmission can be achieved.
  • FIG. 16 is a diagram showing the transmission efficiency ⁇ 21 from the power transmission coupler 110 to the power reception coupler 120 of the wireless power transmission system shown in FIGS. 12 and 13 and the frequency characteristics of the absolute values of the impedances S11 and S21.
  • d1 158 mm
  • d2 200 mm
  • d3 100 mm
  • D 350 mm
  • L 250 mm
  • DB 450 mm
  • LB 350 mm
  • PB ⁇ 100 mm FIG. 17 shows a Smith chart of the impedance S11 of the power transmission coupler 110 of the wireless power transmission system.
  • the resonance frequency is 26.9 MHz
  • the impedance is 50 ⁇
  • the transmission efficiency is 96% as in the case of FIG.
  • FIG. 18 shows a state in which the base plates 210 and 220 are arranged in the vicinity of the openings 311 and 321 of the casings 310 and 320 in the same manner as in FIG. 6 with respect to the first embodiment shown in FIG.
  • the size of the ground planes 210 and 220 is 1000 mm ⁇ 1000 mm.
  • FIG. 19 is a diagram showing the transmission efficiency ⁇ 21 from the power transmission coupler 110 to the power reception coupler 120 and the frequency characteristics of the absolute values of the impedances S11 and S21 in the state shown in FIG.
  • FIG. 20 shows a Smith chart of the impedance S11 of the power transmission coupler 110 in the state shown in FIG. As shown in FIGS. 19 and 20, even when the ground planes 315 and 325 are arranged, the resonance frequency is 27 MHz, the impedance is 50 ⁇ , and the transmission efficiency is 96% as in the case of FIG. And is not affected by the main plates 210 and 220.
  • FIG. 21 shows a state in which the base plates 215 and 225 are arranged at the same positions as the bottom surfaces of the casings 310 and 320 in the same manner as in FIG. 9 with respect to the first embodiment shown in FIG.
  • the size of the ground plates 215 and 225 is set to 1000 mm ⁇ 1000 mm.
  • FIG. 22 is a diagram showing the transmission efficiency ⁇ 21 from the power transmission coupler 110 to the power reception coupler 120 and the frequency characteristics of the absolute values of the impedances S11 and S21 in the state shown in FIG.
  • FIG. 23 shows a Smith chart of the impedance S11 of the power transmission coupler 110 in the state shown in FIG. As shown in FIGS. 22 and 23, even when the ground planes 215 and 225 are arranged, the resonance frequency is 27.1 MHz, the impedance is 50 ⁇ , as in the case of FIG. Is 96% and is not affected by the main plates 215 and 225.
  • the power transmission coupler 110 and the power reception coupler 120 are accommodated in the housings 310 and 320, and the housings 310 and 320 are used in the back direction and the lateral direction.
  • the ground plane and the coupling capacity can be reduced, and the influence of the ground plane can be reduced. This makes it possible to obtain stable characteristics.
  • FIG. 24 is a diagram for explaining the principle of the second embodiment.
  • the circular center electrode 411, the annular ring electrode 412, the inductors 413, 414, and the connection lines 415, 416 constitute the power transmission coupler 410, and the circular center electrode 421, circle
  • the power receiving coupler 420 is configured by the annular electrode 422, the inductors 423 and 424, and the connection lines 425 and 426.
  • FIG. 24 is a diagram for explaining the principle of the second embodiment.
  • the circular center electrode 411, the annular ring electrode 412, the inductors 413, 414, and the connection lines 415, 416 constitute the power transmission coupler 410
  • the power receiving coupler 420 is configured by the annular electrode 422, the inductors 423 and 424, and the connection lines 425 and 426.
  • the sizes of the elements constituting the power transmission coupler 410 and the power reception coupler 420 are the same. Of course, even if the size of each element is different, power can be transmitted by adjusting the resonance frequency to be the same. In the example of FIG. 24, only the electrodes are shown. However, as in FIGS. 1 and 2, the electrodes are formed on a substrate or substrate formed of a glass epoxy substrate, a glass composite substrate, or the like. can do.
  • the center electrode 411 is configured by a plate-like conductive member (for example, a member such as copper or aluminum) having a circular shape with a radius r1.
  • the annular electrode 412 is configured by a plate-like conductive member having an annular shape with an outer peripheral radius R and a width w.
  • the center electrode 411 and the annular electrode 412 are arranged on the same plane, and the distance between the outer periphery of the center electrode 411 and the inner periphery of the annular electrode 412 is d1.
  • One end of the inductor 413 is connected to the center electrode 411, and the other end is connected to one end of the connection line 415.
  • connection lines 415 and 416 are configured by, for example, coaxial cables or balanced cables.
  • the other ends of the connection lines 415 and 416 are connected to output terminals of an AC power generation unit (not shown).
  • the AC power generator is connected to the power transmission coupler 410 by the connection lines 415 and 416, whereby a power transmission device is configured. Note that the resonance frequency of the series resonance circuit formed by the capacitance C of the capacitor formed by the center electrode 411 and the annular electrode 412 and the inductance L of the inductors 413 and 414 is f C.
  • the center electrode 421 constituting the power receiving coupler 420 is constituted by a plate-like conductive member having a circular shape with a radius r1.
  • the annular electrode 422 is configured by a plate-like conductive member having an annular shape with an outer peripheral radius R and a width w.
  • the center electrode 421 and the annular electrode 422 are arranged on the same plane, and the distance between the outer periphery of the center electrode 421 and the inner periphery of the annular electrode 422 is d1. Further, the plane on which the center electrode 411 and the annular electrode 412 are arranged and the plane on which the center electrode 421 and the annular electrode 422 are arranged are kept substantially parallel.
  • connection lines 425 and 426 are configured by, for example, a coaxial cable or a balanced cable.
  • the other ends of the connection lines 425 and 426 are respectively connected to load input terminals (not shown).
  • a power receiving device is configured by connecting a load to the power receiving coupler 420 through connection lines 425 and 426.
  • the capacitance C of the capacitor formed by the center electrode 421 and the annular electrode 422 and the resonance frequency f C of the series resonance circuit by the inductance L of the inductors 423 and 424 are set to be the same as those of the power transmission coupler 410.
  • 2 ) and reflection loss (eta) 11 (
  • the horizontal axis indicates the frequency (MHz) of AC power to be transmitted, and the vertical axis indicates transmission efficiency. In the example shown in FIG. 24, a transmission efficiency of about 96% is achieved around 27 MHz.
  • FIG. 26 shows a Smith chart of the impedance S11 of the power transmission coupler 410 of the wireless power transmission system shown in FIG.
  • the port impedance of the measuring instrument is set to a value equal to the characteristic impedance Z0 (real value) of the connection line.
  • Z0 real value
  • the center electrode 411 and the annular electrode 412 and the center electrode 421 and the annular electrode 422 are coupled by electric field resonance, and the center electrode 411 and the annular electrode 412 are connected to the center electrode 421 and the annular electrode 422.
  • AC power is transmitted by an electric field. That is, in the embodiment shown in FIG. 24, the center electrode 411 and the annular electrode 412 are separated from the center electrode 421 and the annular electrode 422 by a distance d2 shorter than ⁇ / 2 ⁇ that is the near field.
  • the center electrode 421 and the annular electrode 422 are arranged in a region where the electric field component radiated from the electrode 411 and the annular electrode 412 is dominant.
  • the resonance frequency by the capacitor and inductors 413 and 414 formed between the center electrode 411 and the annular electrode 412 and the resonance frequency by the capacitor and inductors 423 and 424 formed between the center electrode 421 and the annular electrode 422 are described. It is set to be approximately equal. As described above, since the center electrode 411 and the annular electrode 412 are coupled to the center electrode 421 and the annular electrode 422 by electric field resonance, the AC power is efficiently generated by the electric field from the power transmission coupler 410 to the power reception coupler 420. It is transmitted well.
  • FIG. 27 shows a state in which the ground planes 515 and 525 are arranged in the vicinity of the power transmission coupler 410 and the power reception coupler 420 of the wireless power transmission system shown in FIG.
  • the distance between the ground plane 515 and the power transmission coupler 410 and the distance between the ground plane 525 and the power reception coupler 420 are set to about 80 mm.
  • FIG. 28 is a diagram illustrating frequency characteristics of absolute values of transmission efficiency ⁇ 21, reflection loss ⁇ 11, and impedances S11 and S21 from the power transmission coupler 110 to the power reception coupler 120 in the state illustrated in FIG.
  • FIG. 29 shows a Smith chart of the impedance S11 of the power transmission coupler 110 of the wireless power transmission system in the state shown in FIG.
  • the resonance frequency is reduced from 27 MHz in the case of FIG. 24 to 25.9 MHz
  • the impedance is reduced from 50 ⁇ to 28 ⁇
  • the transmission efficiency is also reduced from 95% to 87%. Yes.
  • FIG. 30 is a diagram showing a configuration example of the second embodiment of the present invention.
  • a casing 510 and a casing 520 having a cylindrical shape are added to the power transmission coupler 410 and the power reception coupler 420 shown in FIG.
  • Other configurations are the same as those in FIG.
  • the housing 510 is formed of a cylindrical conductive member having an opening 511.
  • a power transmission coupler 410 is disposed in the opening 511.
  • the housing 520 is formed of a cylindrical conductive member having an opening 521.
  • the conductive member for example, a highly conductive member such as copper or aluminum can be used. Note that when the electrode shown in FIG. 24 is simply accommodated in the casing, the resonance frequency varies due to the influence of the casing.
  • the coupling coefficient between the couplers is increased to compensate the impedance. More specifically, in FIG. 31, the radius of the center electrodes 411 and 421 is changed from 70 mm to 90 mm, the radius of the annular electrodes 412 and 422 is changed from 240 mm to 290 mm, and the width is changed from 15 mm to 25 mm. . By such adjustment, the coupling coefficient between the couplers is increased and the impedance is compensated.
  • RB indicates a radius inside the casings 510 and 520
  • R indicates a radius of the annular electrodes 412 and 422
  • d2 indicates a distance between the couplers at the time of resonance
  • PB indicates a depth of the casings 510 and 520
  • D3 indicates the distance from the electrodes 412 and 422 to the bottom surfaces of the casings 510 and 520.
  • RB needs to be a predetermined value or more with respect to R.
  • the transmission / reception transmission distance is 20 cm assuming EV or other power transmission
  • impedance matching can be achieved and good power transmission can be achieved.
  • PB from the principle of mirror image, if a value equal to or more than half the opposing distance d2 of the power transmission / reception coupler can be secured, impedance matching can be achieved and good power transmission can be achieved.
  • FIG. 32 is a diagram showing the frequency characteristics of the transmission efficiency ⁇ 21 from the power transmission coupler 110 to the power reception coupler 120 and the reflection loss ⁇ 11 in the second embodiment shown in FIG.
  • the radius of the center electrodes 411 and 421 is 60 mm
  • the radius of the annular electrodes 412 and 422 is 290 mm
  • the distance between the power transmitting and receiving couplers is 200 mm
  • the radius of the casings 510 and 520 is 340 mm
  • the depth is 100 mm.
  • Is set to FIG. 33 shows a Smith chart of the impedance S11 of the power transmission coupler 410 of the wireless power transmission system shown in the second embodiment.
  • the resonance frequency is 27.1 MHz similar to that in FIG. 24, the impedance is 50 ⁇ , and the transmission efficiency is 96%.
  • FIG. 34 shows a state where the base plates 515 and 525 similar to FIG. 27 are provided in the second embodiment shown in FIG.
  • the ground plates 515 and 525 are disposed in the vicinity of the openings 511 and 512 of the casings 510 and 520.
  • FIG. 35 is a diagram showing the frequency characteristics of the transmission efficiency ⁇ 21 from the power transmission coupler 110 to the power reception coupler 120 and the reflection loss ⁇ 11 in the state shown in FIG.
  • FIG. 36 shows a Smith chart of the impedance S11 of the power transmission coupler 110 of the wireless power transmission system in the state shown in FIG.
  • the resonance frequency is 27 MHz as in FIG. 24, the impedance is 50 ⁇ , and the transmission efficiency is 96%.
  • the second embodiment it can be seen that even if the base plates 515 and 525 are provided in the vicinity of the openings 511 and 521, they are not affected.
  • FIG. 37 shows a state in which ground plates 515 and 525 similar to FIG. 27 are arranged in the vicinity of the bottom surfaces of the casings 510 and 520 in the second embodiment shown in FIG.
  • FIG. 38 is a diagram showing the frequency characteristics of the transmission efficiency ⁇ 21 from the power transmission coupler 110 to the power reception coupler 120 and the reflection loss ⁇ 11 in the state shown in FIG.
  • FIG. 39 shows a Smith chart of the impedance S11 of the power transmission coupler 110 of the wireless power transmission system in the state shown in FIG.
  • the resonance frequency is 27.1 MHz, as in the case of FIG. 24, the impedance is 50 ⁇ , and the transmission efficiency is 96%.
  • FIG. 40 is a diagram for explaining the principle of the third embodiment.
  • the wireless power transmission system includes a power transmission coupler 610 and a power reception coupler 620.
  • the power transmission coupler 610 includes an electrode 611 having a rectangular shape, an electrode 612 having the same rectangular shape, an inductor 613, and connection lines 615 and 616.
  • the power receiving coupler 620 includes an electrode 621 having a rectangular shape, an electrode 622 having the same rectangular shape, an inductor 623, and connection lines 625 and 626.
  • the electrodes 611, 612, 621, and 622 are made of, for example, a conductive plate member such as copper or aluminum.
  • the electrodes 611 and 621 have a square shape with a side length of W
  • the electrodes 612 and 622 have a square shape with a side length of L.
  • the distance between the electrodes 611 and 612 is G
  • the distance between the electrodes 621 and 622 is G
  • the distance between the electrodes 611 and 621 is D.
  • W, D, and L can be set to satisfy the following formulas (6) and (7), for example.
  • equation (6) is a condition that the electric field coupling of the electrodes 611 and 621 is stronger than the electric field coupling of the electrode 611 and the electrode 612 or the electrode 621 and the electrode 622 based on a mirror image effect described later.
  • the width of the electrode 611 becomes narrower than the distance between the electrode 611 and the electrode 612
  • the amount of fringe electric field generated between the electrode 611 and the electrode 612 increases.
  • the width of the electrode 621 becomes smaller than the distance between the electrode 621 and the electrode 622
  • the amount of fringe electric field generated between the electrode 621 and the electrode 622 increases.
  • Equation (7) shows the condition.
  • the inductor 613 is disposed so as to fit in a space sandwiched between the electrodes 611 and 612, and the inductor 623 is also disposed so as to fit in a space sandwiched between the electrodes 621 and 622.
  • the inductor 613 is disposed near the center of the electrode 611, and the inductor 623 is disposed near the center of the electrode 621.
  • FIG. 41 is a cross-sectional view showing a configuration around the inductor 623 of the power receiving coupler 620 shown in FIG.
  • one terminal of an inductor 623 is electrically connected to the center of the electrode 621 of the power receiving coupler 620 by a joint 621b formed by soldering or welding.
  • the other terminal of the inductor 623 is connected to the connection line 625.
  • the connection line 625 is drawn to the outside of the electrode 622 through a through hole 622 a provided in the center of the electrode 622.
  • a connection line 626 is electrically connected in the vicinity of the through hole 622a of the electrode 622 by a joint 622b by soldering or welding.
  • the power receiving coupler 620 exhibits series resonance electrical characteristics, and an equivalent circuit is the same as that in FIG.
  • the input impedance at the resonance frequency is approximately 0 ⁇ .
  • the input impedance increases as the coupling amount increases.
  • the power transmission coupler 610 has the same configuration as that of the power reception coupler 620, and a description thereof will be omitted.
  • the power transmission coupler 610 also has series resonance electrical characteristics.
  • FIG. 42 is a diagram for explaining the operation of the embodiment.
  • the electrode 612 functions as a ground
  • a mirror image 611 'of the electrode 611 is formed at a line-symmetrical position with the electrode 612 in between.
  • the electrode 622 functions as a ground
  • a mirror image 621 ′ of the electrode 621 is formed at a line-symmetrical position with the electrode 622 interposed therebetween.
  • the coupling amount of 611 and 621 is larger than the coupling amount of 611 and 611 ′ of the power transmission coupler or the coupling amount of 621 and 621 ′ of the power reception coupler. Become. That is, this positional relationship corresponds to the above formula (6). In other words, if the electrode arrangement satisfies Expression (6), the electric field coupling between the power transmission coupler 610 and the power reception coupler 620 becomes strong, so that the transmission distance can be extended.
  • FIG. 43 is a diagram showing a simulation result of current distribution in the basic form of the third embodiment.
  • the inductors 613 and 623 have a diameter of 42 mm, a length of 39.6 mm, and a number of turns of 10.
  • the current is distributed symmetrically around the inductors 113 and 123, and it can be easily determined that the accompanying magnetic field and electric field are also distributed symmetrically.
  • the horizontal axis indicates the frequency (MHz) of AC power to be transmitted, and the vertical axis indicates transmission efficiency.
  • a transmission efficiency of about 95% is achieved around 27 MHz.
  • the port impedance of the measuring instrument is set to a value equal to the characteristic impedance Z0 (real value) of the connection line.
  • Z0 real value
  • FIG. 46 shows a state where the power receiving coupler 620 is displaced by dx in the X direction with respect to the power transmitting coupler 610 of the basic form of the third embodiment shown in FIG. 40, and FIG. It is a figure which shows the relationship between transmission efficiency and reflection loss.
  • the horizontal axis indicates the deviation dx in the X direction shown in FIG. 46
  • the vertical axis indicates the transmission efficiency ⁇ 21 and the reflection loss ⁇ 11.
  • the transmission efficiency is gradually attenuated according to the deviation dx, and there is no null point that is a singular point. If the deviation is 150 mm or less, the transmission efficiency can be 80% or more. The same result can be obtained even if the direction of displacement is changed to the Y direction. That is, the directionality of the characteristic change due to the displacement does not occur.
  • FIG. 48 shows a state where the power receiving coupler 620 has a rotational shift of d ⁇ around the Y axis with respect to the power transmitting coupler 610 of the basic form of the third embodiment shown in FIG.
  • FIG. 49 is a diagram showing changes in transmission efficiency and reflection loss with respect to rotational deviation d ⁇ .
  • the horizontal axis represents the rotational deviation d ⁇ of the power receiving coupler 620 relative to the power transmitting coupler 610
  • the vertical axis represents the transmission efficiency ⁇ 21 and the reflection loss ⁇ 11.
  • the graphs of transmission efficiency ⁇ 21 and reflection loss ⁇ 11 are flat, and there is almost no change in transmission efficiency and reflection loss with respect to rotational deviation d ⁇ .
  • FIG. 50 is a diagram illustrating a configuration example of the third embodiment of the present invention.
  • casings 710 and 720 are added as compared to FIG. Other configurations are the same as those in FIG.
  • the housing 710 is made of a highly conductive material such as copper or aluminum and has an opening 711.
  • An electrode 611 is disposed in the center of the opening 711.
  • the bottom surface of the housing 710 is electrically connected to the electrode 612.
  • the housing 720 is also made of a highly conductive member such as copper or aluminum and has an opening 721.
  • An electrode 621 is disposed at the center of the opening 721.
  • the bottom surface of the housing 720 is electrically connected to the electrode 622.
  • the influence is reduced even when the ground planes are arranged close to each other due to the shielding effect of the casings 710 and 720. be able to.
  • both the power transmission coupler and the power reception coupler are accommodated in the housing, but one of them may be accommodated.
  • the coupler that is susceptible to the influence of the ground plane may be accommodated.
  • the power transmission coupler and the power reception coupler may be adjusted to have the same resonance frequency.
  • the opening of the housing is in an open state.
  • a resin radome may be provided in the opening.
  • the method for fixing the electrode is not specifically shown.
  • the electrode may be fixed in the housing by a resin fixing member.
  • at least one resin support column may be provided on the back surface of the electrode, and the electrode may be fixed by this support column. Or you may make it fix an electrode to the radome mentioned above.
  • the two inductors 113 and 114 are inserted between the connection lines 115 and 116 and the electrodes 111 and 112, but may be inserted into either one of them.
  • the two inductors 123 and 124 are inserted between the connection lines 125 and 126 and the electrodes 121 and 122, they may be inserted into any one of these.
  • the inductor is configured by winding a conductor wire in a cylindrical shape.
  • the inductor has a shape meandering on a plane as used in a microstrip line. Further, it may be configured by a spiral shape on a plane.

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Abstract

【課題】障害物等が存在する場合でも電力を効率良く伝送できる無線電力伝送システムを提供する。 【解決手段】送電装置は、第１および第２電極（１１１，１１２）と、第１および第２接続線（１１５，１１６）と、第１インダクタ（１１３，１１４）と、を有し、受電装置は、第３および第４電極（１２１，１２２）と、第３および第４接続線（１２５，１２６）と、第２インダクタ（１２３，１２４）と、を有し、第１乃至第４電極の少なくとも１つは対向する電極に応じた開口部を有する導電性の筐体（３１０，３２０）に収容され、第１および第２電極と第１インダクタ（１１３，１１４）によって構成される送電用カプラの共振周波数と、第３および第４電極と第２インダクタ（１２３，１２４）によって構成される受電用カプラの共振周波数が略等しくなるように設定される。

Description

無線電力伝送システム
　本発明は、無線電力伝送システムに関するものである。
　特許文献１には、電磁誘導を用いて、非接触の二つの電気回路間で電力の伝送を行う無線電力伝送装置が開示されている。
特開平８－３４０２８５号公報
　ところで、特許文献１に開示された技術では、電力を伝送するためのコイルにおける電力の損失が大きいため、電力を効率良く伝送できないという問題点がある。また、送電側と受電側のコイルの近傍に磁性体等の障害物等が存在する場合には特性が変化し、電力を効率良く伝送できないという問題点がある。
　そこで、本発明は、障害物等が存在する場合でも電力を効率良く伝送できる無線電力伝送システムを提供することを目的としている。
　上記課題を解決するために、本発明は、送電装置から受電装置に対して無線で交流電力を伝送する無線電力伝送システムにおいて、前記送電装置は、所定の距離を隔てて配置された第１および第２電極と、前記第１および第２電極と交流電力発生部の２つの出力端子とをそれぞれ電気的に接続する第１および第２接続線と、前記第１および第２電極と前記交流電力発生部の２つの出力端子の少なくとも一方の間に挿入される第１インダクタと、を有し、前記受電装置は、所定の距離を隔てて配置された第３および第４電極と、前記第３および第４電極と負荷の２つの入力端子とをそれぞれ電気的に接続する第３および第４接続線と、前記第３および第４電極と前記負荷の２つの入力端子の少なくとも一方の間に挿入される第２インダクタと、を有し、前記第１乃至第４電極の少なくとも１つは対向する電極に応じた開口部を有する導電性の筐体に収容され、前記第１および第２電極と前記第１インダクタによって構成される送電用カプラの共振周波数と、前記第３および第４電極と前記第２インダクタによって構成される受電用カプラの共振周波数が略等しくなるように設定される、ことを特徴とする。
　このような構成によれば、障害物等が存在する場合でも電力を効率良く伝送できる。
　また、本発明の一側面は、前記送電用カプラを構成する前記第１および第２電極は第１平面上に所定の距離を隔てて並置され、当該所定の距離を含む合計幅が近傍界であるλ／２π以下であり、前記受電用カプラを構成する前記第３および第４電極は前記第１平面に平行な第２平面上に所定の距離を隔てて並置され、当該所定の距離を含む合計幅が近傍界であるλ／２π以下であり、前記送電用カプラおよび前記受電用カプラの少なくとも一方は前記筐体に収容され、前記筐体に収容されるカプラを構成する２枚の電極は前記筐体の開口部に配置されることを特徴とする。
　このような構成によれば、電極の裏面からの電界の広がりを筐体によって低減することにより、地板等の障害物による影響を抑制することができる。
　また、本発明の一側面は、前記第１乃至第４電極は同一の矩形形状を有し、前記第１電極と前記第２電極の同一の長さを有する２辺を対向して配置し、前記第３電極と前記第４電極の同一の長さを有する２辺を対向して配置し、前記筐体の前記第１電極から前記第２電極へ向かう方向の長さをＤＢ、前記第１電極から前記第２電極へ向かう方向に直交する方向の長さをＬＢ、開口部から底面までの深さをＰＢ、底面から前記電極までの距離をｄ３とし、前記筐体の収容されるカプラの前記第１電極から前記第２電極へ向かう方向の長さをＤ、前記第１電極から前記第２電極へ向かう方向に直交する方向の長さをＬ、開口部から底面までの深さをＰとし、前記送受電用カプラ間の距離をｄ２とした場合に、これらの間に、　ＤＢ≧１．２×Ｄ　ＬＢ≧１．３×Ｌ　ＰＢ≧ｄ３≧ｄ２／２　が成立することを特徴とする。
　このような構成によれば、障害物による影響を低減するとともに、伝送特性の変化を低減することができる。
　また、本発明の一側面は、前記第２および第４電極はそれぞれが環状形状を有するとともに対向するように平行配置され、前記第１電極は前記第２電極の環状形状の中空部に配置され、前記第３電極は前記第４電極の環状形状の中空部に配置され、前記送電用カプラおよび前記受電用カプラの少なくとも一方は前記筐体に収容され、前記筐体に収容される２枚の電極は前記筐体の開口部に配置されることを特徴とする。
　このような構成によれば、障害物による影響を低減するとともに、回転した場合であっても電力を効率良く伝送することが可能になる。
　また、本発明の一側面は、前記筐体の内径をＲＢ、開口部から底面までの深さをＰＢ、前記底面から前記電極までの距離をｄ３とし、前記筐体の収容されるカプラの環状形状を有する電極の半径をＲ、開口部から底面までの深さをＰとし、前記送受電用カプラ間の距離をｄ２とした場合に、これらの間に、　ＲＢ≧１．１×Ｒ　ＰＢ≧ｄ３≧ｄ２／２　が成立することを特徴とする。
　このような構成によれば、障害物による影響を低減するとともに、伝送特性の変化を低減することができる。
　また、本発明の一側面は、前記送電用カプラを構成する前記第１および第２電極は所定の距離を隔てて対向するように平行配置され、当該所定の距離は近傍界であるλ／２π以下であり、前記受電用カプラを構成する前記第３および第４電極は所定の距離を隔てて対向するように平行配置され、当該所定の距離は近傍界であるλ／２π以下であり、かつ、前記第３電極は前記第１電極と対向するように平行配置され、前記送電用カプラおよび前記受電用カプラの少なくとも一方は前記筐体に収容され、前記筐体に収容される２枚の電極の一方は前記筐体の開口部に配置され、他方は筐体と電気的に接続されることを特徴とする。
　このような構成によれば、障害物による影響を低減するとともに、回転した場合であっても電力を効率良く伝送することが可能になる。
　また、本発明の一側面は、前記筐体はアルミニウムまたは銅によって構成されることを特徴とする。
　このような構成によれば、電界の広がりを効率良く低減することにより、障害物の影響を確実に防ぐことができる。
　また、本発明の一側面は、前記筐体の開口部に誘電体によって構成されるレドームを有することを特徴とする。
　このような構成によれば、電極を物理的な力や腐食から保護することができる。
　また、本発明の一側面は、前記カプラを前記筐体に固定する固定部材を有することを特徴とする。
　このような構成によれば、電極の変動することによる特性の変化を防ぐことが可能になる。
　本発明によれば、障害物等が存在する場合でも電力を効率良く伝送できる無線電力伝送システムを提供することが可能となる。
直列共振を利用する無線電力伝送システムを構成する送電装置の詳細な構成例を示す図である。 直列共振を利用する無線電力伝送システムの構成例を示す図である。 図２に示す無線電力伝送システムの等価回路である。 図２に示す無線電力伝送システムの伝送効率および反射損の周波数特性を示す図である。 図２に示す送電用カプラのインピーダンスのスミスチャートを示す図である。 図２に示す送受電用カプラを地板の窓部内に配置した場合の状態を示す図である。 図６に示す場合の伝送効率および反射損の周波数特性を示す図である。 図６に示す場合の送電用カプラのインピーダンスのスミスチャートを示す図である。 図２に示す送受電用カプラの近傍に地板を配置した状態を示す図である。 図９に示す場合の伝送効率および反射損の周波数特性を示す図である。 図９に示す場合の送電用カプラのインピーダンスのスミスチャートを示す図である。 本発明の第１実施形態の構成例を示す図である。 図１２に示す第１実施形態の断面を示す図である。 図１に示す送電用カプラを筐体に収容する状態を示す図である。 筐体に収容した場合でも特性が変化しないための変形例を示す図である。 図１２に示す第１実施形態の伝送効率および反射損の周波数特性を示す図である。 図１２に示す第１実施形態の送電用カプラのインピーダンスのスミスチャートを示す図である。 図１２に示す第１実施形態に地板を配置した状態を示す図である。 図１８に示す状態における伝送効率および反射損の周波数特性を示す図である。 図１８に示す状態における送電用カプラのインピーダンスのスミスチャートを示す図である。 図１２に示す第１実施形態に地板を配置した状態を示す図である。 図２１に示す状態における伝送効率および反射損の周波数特性を示す図である。 図２１に示す状態における送電用カプラのインピーダンスのスミスチャートを示す図である。 本発明の第２実施形態の原理を説明するための図である。 図２４に示す例の伝送効率および反射損の周波数特性を示す図である。 図２４に示す例の送電用カプラのインピーダンスのスミスチャートを示す図である。 図２４に示す例の送受電用カプラの近傍に地板を配置した状態を示す図である。 図２７に示す状態における伝送効率および反射損の周波数特性を示す図である。 図２７に示す状態における送電用カプラのインピーダンスのスミスチャートを示す図である。 本発明の第２実施形態の構成例を示す図である。 筐体に収容した場合でも特性が変化しないための変形例を示す図である。 図３０に示す第２実施形態の伝送効率および反射損の周波数特性を示す図である。 図３０に示す第２実施形態の送電用カプラのインピーダンスのスミスチャートを示す図である。 図３０に示す第２実施形態の送受電用カプラの近傍に地板を配置した状態を示す図である。 図３４に示す状態における伝送効率および反射損の周波数特性を示す図である。 図３４に示す状態における送電用カプラのインピーダンスのスミスチャートを示す図である。 図３０に示す第２実施形態の送受電用カプラの近傍に地板を配置した状態を示す図である。 図３７に示す状態における伝送効率および反射損の周波数特性を示す図である。 図３７に示す状態における送電用カプラのインピーダンスのスミスチャートを示す図である。 本発明の第３実施形態の原理を説明するための図である。 図４０のインダクタ周辺の詳細な構成を示す図である。 図４０の構成の動作原理を説明するための図である。 図４０に示す実施形態の電流分布のシミュレーション結果を示す図である。 図４０に示す実施形態の伝送効率および反射損の周波数特性を示す図である。 図４０に示す送電用カプラのインピーダンスのスミスチャートを示す図である。 図４０に示す実施形態において送電用カプラをＸ方向にオフセットさせた状態を示す図である。 図４６に示す位置ずれｄｘと伝送効率および反射損の関係を示す図である。 図４０に示す実施形態において受電用カプラをＹ軸周りにｄθ回転させた状態を示す図である。 図４６に示す回転ずれｄθと伝送効率および反射損の関係を示す図である。 本発明の第３実施形態を説明するための図である。
　次に、本発明の実施形態について説明する。
（Ａ）直列共振を利用した無線伝送システムの説明
　以下では、直列共振を利用した無線伝送システムについて説明した後に、本発明の実施形態について説明する。
　図１は直列共振を利用した無線電力伝送システムを構成する送電用カプラの詳細な構成例を示している。この図に示すように、直列共振を利用した無線電力伝送システムでは、送電用カプラ１１０は、矩形の板状形状を有する絶縁部材（誘電体基板）によって構成される回路基板１１８の表（おもて）面１１８Ａ上に、矩形形状を有する導電性部材によって構成される電極１１１，１１２が配置されて構成される。回路基板１１８の裏面１１８Ｂには、この図１の例では、電極等は配置されていない。具体的な構成例としては、例えば、ガラスエポキシ基板やガラスコンポジット基板等によって構成される回路基板１１８上に、銅等の導電性の薄膜によって電極１１１，１１２が形成される。電極１１１，１１２は、所定の距離ｄ１だけ離れた位置に平行に配置されている。また、距離ｄ１を含む電極１１１，１１２の幅Ｄは、これらの電極から放射される電界の波長をλとした場合に、λ／２πで示される近傍界よりも狭くなるように設定されている。
　回路基板１１８の電極１１１，１１２の短手方向の端部には、インダクタ１１３，１１４の一端がそれぞれ接続されている。また、インダクタ１１３，１１４の他端は、接続線１１５，１１６の一端にそれぞれ接続されている。接続線１１５，１１６は、電極１１１，１１２の領域およびこれらに挟まれる領域を回避するように配置されるとともに、これらの領域から遠ざかる方向（図１の左下方向）に伸延するように配置されている。より詳細には、電極１１１，１１２のそれぞれの矩形領域と、これら２つの電極１１１，１１２によって挟まれた領域を回避して配置されるとともに、これらの領域から遠ざかる方向に伸延するように配置されている。このように配置することで、電極１１１，１１２と接続線１１５，１１６の間の干渉を少なくすることができるので、伝送効率の低下を防止できる。接続線１１５，１１６は、例えば、同軸ケーブルまたは平衡ケーブルによって構成されている。なお、接続線１１５，１１６の他端は、図示しない交流電力発生部の出力端子にそれぞれ接続されている。接続線１１５，１１６によって送電用カプラ１１０に交流電力発生部が接続されることにより、送電装置が構成される。
　送電用カプラ１１０は、電極１１１，１１２が所定の距離ｄ１を隔てて配置されることによって形成されるキャパシタのキャパシタンスＣと、インダクタ１１３，１１４のインダクタンスＬによる直列共振回路を構成するので、これらによる固有の共振周波数ｆＣを有している。
　受電用カプラ１２０は、送電用カプラ１１０と同様の構成とされ、回路基板１２８の表面１２８Ａ上に、矩形形状を有する導電性部材によって構成される電極１２１，１２２およびインダクタ１２３，１２４が配置され、インダクタ１２３，１２４の他端に接続線１２５，１２６が接続されて構成される。電極１２１，１２２によって形成されるキャパシタのキャパシタンスＣと、インダクタ１２３，１２４のインダクタンスＬによる直列共振回路の共振周波数ｆＣは送電用カプラ１１０と略同じに設定される。接続線１２５，１２６は、例えば、同軸ケーブルまたは平衡ケーブルによって構成されている。受電用カプラ１２０の接続線１２５，１２６の他端には、図示しない負荷が接続される。接続線１２５，１２６によって受電用カプラ１２０に負荷が接続されることにより、受電装置が構成される。
　図２は、送電用カプラ１１０と受電用カプラ１２０を対向配置した状態を示す図である。この図に示すように、送電用カプラ１１０と受電用カプラ１２０は、回路基板１１８，１２８の表面１１８Ａ，１２８Ａが対向するように距離ｄ２を隔て、回路基板１１８，１２８が平行になるように配置される。
　図３は、図２に示す無線電力伝送システム１の等価回路を示す図である。この図３において、交流電力発生部２１１は、共振周波数に対応する周波数の交流電力を生成して出力する。電源部負荷２１２は、接続線１１５，１１６および接続線１２５，１２６の特性インピーダンスと等しい値を示し、Ｚ０の値を有している。インダクタ２１３はインダクタ１１３，１１４に対応し、Ｌ１の素子値を有している。抵抗２１４は、送電側回路、主にインダクタに付随する抵抗を示し、Ｒ１の素子値を有している。キャパシタ２１５は、電極１１１，１１２の間に生じる素子値Ｃ１のキャパシタである。キャパシタ２２１は、電極１２１，１２２の間に生じる素子値Ｃ２のキャパシタである。インダクタ２２２はインダクタ１２３，１２４に対応し、Ｌ２の素子値を有している。抵抗２２３は、受電側回路、主にインダクタに付随する抵抗を示し、Ｒ２の素子値を有している。負荷２２４は、交流電力発生部２１１から出力され、送電用カプラおよび受電用カプラを介して伝送された電力が供給される。キャパシタ２４１は、電極１１１，１１２と電極１２１，１２２の間に生じるキャパシタを示し、Ｃｍ１の素子値を有している。なお、負荷２２４は、例えば、整流装置および二次電池等によって構成されている。もちろん、これ以外であってもよい。
　つぎに、図２に示す直列共振を利用した無線電力伝送システムの動作について説明する。図４は、図２に示す無線電力伝送システムの送電用カプラ１１０と受電用カプラ１２０を２００ｍｍ隔てて対向配置した場合（ｄ２＝２００ｍｍの場合）における送電用カプラ１１０から受電用カプラ１２０への伝送効率η２１（＝｜Ｓ２１｜２）と、反射損η１１（＝｜Ｓ１１｜２）の周波数特性を示す図である。この図において横軸は伝送する交流電力の周波数（ＭＨｚ）を示し、縦軸は伝送効率を示している。図４に示す例では、２７ＭＨｚ周辺において、伝送効率約９５％を達成していることが分かる。なお、図２では、例えば、インダクタ１１３，１１４，１２３，１２４は、それぞれ、巻き数が１３回、インダクタンス値が２．８μＨとされ、回路基板１１８，１２８のサイズ（ＤとＬ）は２５０×２５０ｍｍとされ、電極１１１，１１２および電極１２１，１２２間のギャップｄ１は３４．４ｍｍとされている。
　図５は、図２に示す直列共振を利用した無線電力伝送システムの送電用カプラ１１０のインピーダンスＳ１１のスミスチャートを示している。この場合、測定器のポートインピーダンスは接続線路の特性インピーダンスＺ０（実数値）と等しい値に設定している。これらの図に示すように、図２に示す無線電力伝送システムでは、送電用カプラ１１０および受電用カプラ１２０のインピーダンスの軌跡は、スミスチャートの円の中心付近を通過することから、この付近において伝送を行うように設定することにより反射を抑えて効率良く電力を伝送することができる。
　ところで、図２に示す無線電力伝送システムの送電用カプラ１１０および受電用カプラ１２０は、グランドに対して近接して配置される場合がある。そのような場合には、グランドの影響を受けることがある。これについて説明する。図６は、図２に示す無線電力伝送システムの送電用カプラ１１０が窓部２１１を有する地板２１０の窓部２１１内に配置されるとともに、受電用カプラ１２０が窓部２２１を有する地板２２０の窓部２２１内に配置された状態を示している。なお、地板２１０，２２０のサイズは１０００ｍｍ×１０００ｍｍであり、窓部２１１，２２１のサイズは４５０ｍｍ×３５０ｍｍである。図７は図６に示す無線電力伝送システムの送電用カプラ１１０と受電用カプラ１２０を２００ｍｍ隔てて対向配置した場合における送電用カプラ１１０から受電用カプラ１２０への伝送効率η２１と、インピーダンスＳ１１，Ｓ２１の絶対値の周波数特性を示す図である。図８は、図６に示す無線電力伝送システムの送電用カプラ１１０のインピーダンスＳ１１のスミスチャートを示している。図７および図８に示すように、共振周波数は図２の場合の２７ＭＨｚから２６．１ＭＨｚに低下し、インピーダンスも５０Ωが２６Ωに低下し、また、伝送効率も９５％が８１％に低下している。
　図９は、図２に示す無線電力伝送システムの送電用カプラ１１０が地板２１５に近接して配置されるとともに、受電用カプラ１２０が地板２２５に近接して配置された状態を示している。なお、地板２１５，２２５のサイズは１０００ｍｍ×１０００ｍｍである。図１０は図９に示す無線電力伝送システムの送電用カプラ１１０と受電用カプラ１２０を２００ｍｍ隔てて対向配置するとともに地板２１５，２２５から１００ｍｍ隔てて配置した場合における送電用カプラ１１０から受電用カプラ１２０への伝送効率η２１と、インピーダンスＳ１１，Ｓ２１の絶対値の周波数特性を示す図である。図１１は、図９に示す無線電力伝送システムの送電用カプラ１１０のインピーダンスＳ１１のスミスチャートを示している。図１０および図１１に示すように、共振周波数は図２の場合の２７ＭＨｚから２５．９ＭＨｚに低下し、インピーダンスも５０Ωが３１Ωに低下し、また、伝送効率も９５％が８９％に低下している。
　このように、カプラが地板に近接して配置されると、地板の影響を受けて共振周波数やインピーダンス特性が変化するとともに、伝送効率が低下してしまう。
（Ｂ）本発明の第１実施形態の説明
　つぎに、図１２から図１７を参照して、本発明の第１実施形態に係る無線電力伝送システムの基本構成について説明する。図１２は第１実施形態の構成例を示す図である。この図に示すように、第１実施形態では送電用カプラ１１０が筐体３１０に収容され、受電用カプラ１２０が筐体３２０に収容されている。筐体３１０，３２０はアルミニウムまたは銅等の良導電性の部材によって構成され、電極が配置される面が開口された立方体構造を有している。筐体３１０，３２０は電極が発生する電界に平行な方向の長さがＤＢであり、電界に直交する方向の長さがＬＢであり、開口部３１１，３２１から底面までの深さがＰＢである。
　図１３は、図１２に示す第１実施形態を図１２に示すＹ軸の方向から眺めた図である。図１３に示すように、電極は筐体の開口部３１１，３２１の略中央に配置されている。また電極から底面までの距離はｄ３である。
　なお、図１４に示すように図１に示す電極を筐体内に単に収容しただけでは、筐体の影響により共振周波数が変動する。このため、本実施形態では図１５に示すように２枚の電極を電界と平行な方向に離間（ｄ１を増加）し、対向する方向（Ｘ方向）への電界の広がりを増加することにより、カプラ間の結合係数を増加してインピーダンスを補償している。
　このように送電用カプラ１１０および受電用カプラ１２０を筐体３１０，３２０内に収容することにより、カプラの背面方向および横方向への電界の広がりを抑制し、グランド（地板）との電界結合を減少することによって、周波数の変動を抑制することができる。
　なお、図１２および図１３に示すＤＢ，Ｄ，ＬＢ，Ｌ，ｄ２，ＰＢ，ｄ３の間には、以下の式（１）～（３）を満たすように設定されている。
　ＤＢ≧１．２×Ｄ　・・・（１）
　ＬＢ≧１．３×Ｌ　・・・（２）
　ＰＢ≧ｄ３≧ｄ２／２　・・・（３）
　ここで、ＤＢがＤに、また、ＬＢがＬに近い場合、筐体側面がカプラ電極に近づくため、カプラの電極と筐体側面間との電界結合が強くなり、送受カプラ間の電界結合が弱くなる。この場合、カプラの入力インピーダンスの低下と、伝送距離の短縮が生じる。よって、ＤＢ，ＬＢはそれぞれＤ，Ｌに対して所定の値以上とする必要がある。送受伝送距離がＥＶ（Electric Vehicle）その他の電力伝送を想定した２０ｃｍの場合、ＤＢ，ＬＢはそれぞれＤ，Ｌの１．２倍、１．３倍程度確保できればインピーダンス整合が取れ、良好な電力伝送が可能となる。また、ＰＢについては鏡像の原理から、送受電用カプラの対向距離ｄ２の半分の値以上を確保できれば、インピーダンス整合が取れ、良好な電力伝送が可能となる。
　図１６は図１２および図１３に示す無線電力伝送システムの送電用カプラ１１０から受電用カプラ１２０への伝送効率η２１と、インピーダンスＳ１１，Ｓ２１の絶対値の周波数特性を示す図である。なお、図１６では、ｄ１＝１５８ｍｍ、ｄ２＝２００ｍｍ、ｄ３＝１００ｍｍ、Ｄ＝３５０ｍｍ、Ｌ＝２５０ｍｍ、ＤＢ＝４５０ｍｍ、ＬＢ＝３５０ｍｍ、ＰＢ≒１００ｍｍに設定してある。図１７は、無線電力伝送システムの送電用カプラ１１０のインピーダンスＳ１１のスミスチャートを示している。図１６および図１７に示すように、共振周波数は図２の場合と同様に２６．９ＭＨｚであり、インピーダンスも５０Ωであり、また、伝送効率も９６％である。
　図１８は図１２に示す第１実施形態に対して、図６と同様に地板２１０，２２０を筐体３１０，３２０の開口部３１１，３２１付近に配置した状態を示している。なお、地板２１０，２２０のサイズは１０００ｍｍ×１０００ｍｍとされている。図１９は図１８に示す状態において、送電用カプラ１１０から受電用カプラ１２０への伝送効率η２１と、インピーダンスＳ１１，Ｓ２１の絶対値の周波数特性を示す図である。図２０は図１８に示す状態における送電用カプラ１１０のインピーダンスＳ１１のスミスチャートを示している。図１９および図２０に示すように、地板３１５，３２５を配置した場合であっても、共振周波数は図１２の場合と同様に２７ＭＨｚであり、インピーダンスも５０Ωであり、また、伝送効率も９６％であり、地板２１０，２２０の影響を受けない。
　図２１は図１２に示す第１実施形態に対して、図９と同様に地板２１５，２２５を筐体３１０，３２０の底面と同じ位置に配置した状態を示している。なお、地板２１５，２２５のサイズは１０００ｍｍ×１０００ｍｍとされている。図２２は図２１に示す状態において、送電用カプラ１１０から受電用カプラ１２０への伝送効率η２１と、インピーダンスＳ１１，Ｓ２１の絶対値の周波数特性を示す図である。図２３は図２１に示す状態における送電用カプラ１１０のインピーダンスＳ１１のスミスチャートを示している。図２２および図２３に示すように、地板２１５，２２５を配置した場合であっても、共振周波数は図１２の場合と略同様に２７．１ＭＨｚであり、インピーダンスも５０Ωであり、また、伝送効率も９６％であり、地板２１５，２２５の影響を受けない。
　以上に説明したように、本発明の第１実施形態によれば送電用カプラ１１０および受電用カプラ１２０を筐体内３１０，３２０内に収容し、筐体３１０，３２０によって背面方向および横方向への電界の広がりを抑制することで、地板と結合容量を減少し、地板による影響を低減することが可能になる。これにより、安定した特性を得ることが可能になる。
（Ｃ）本発明の第２実施形態の説明
　つぎに、図２４から図３７を参照して、本発明の第２実施形態に係る無線電力伝送システムの基本構成について説明する。まず、第２実施形態の基本源理について説明する。図２４は第２実施形態の原理を説明するための図である。この図に示す例では、円形状の中心電極４１１、円環状の環状電極４１２、インダクタ４１３，４１４、および、接続線４１５，４１６によって送電用カプラ４１０が構成され、円形状の中心電極４２１、円環状の環状電極４２２、インダクタ４２３，４２４、および、接続線４２５，４２６によって受電用カプラ４２０が構成される。図２４の例では、送電用カプラ４１０と受電用カプラ４２０を構成する各素子のサイズは同じとされている。もちろん、各素子のサイズが異なっても、共振周波数が同じになるように調整することで、電力を伝送することができる。なお、図２４の例では、電極だけが示されているが、図１および図２と同様に、ガラスエポキシ基板やガラスコンポジット基板等によって形成される基板または基材上に電極を形成するようにすることができる。
　ここで、中心電極４１１は、半径ｒ１の円形形状を有する板状の導電性部材（例えば、銅、アルミニウム等の部材）によって構成される。環状電極４１２は、外周の半径がＲであり幅ｗの円環形状を有する板状の導電性部材によって構成される。なお、中心電極４１１と環状電極４１２は同一平面上に配置され、中心電極４１１の外周と環状電極４１２の内周間の距離はｄ１とされている。インダクタ４１３の一端は中心電極４１１に接続され、他端は接続線４１５の一端に接続される。インダクタ４１４の一端は環状電極４１２に接続され、他端は接続線４１６の一端に接続される。接続線４１５，４１６は、例えば、同軸ケーブルまたは平衡ケーブルによって構成されている。接続線４１５，４１６の他端は、図示しない交流電力発生部の出力端子にそれぞれ接続されている。接続線４１５，４１６によって送電用カプラ４１０に交流電力発生部が接続されることにより、送電装置が構成される。なお、中心電極４１１と環状電極４１２によって形成されるキャパシタのキャパシタンスＣと、インダクタ４１３，４１４のインダクタンスＬによる直列共振回路の共振周波数はｆＣとされる。
　一方、受電用カプラ４２０を構成する中心電極４２１は、半径ｒ１の円形形状を有する板状の導電性部材によって構成される。環状電極４２２は、外周の半径がＲであり幅ｗの円環形状を有する板状の導電性部材によって構成される。中心電極４２１と環状電極４２２は同一平面上に配置され、中心電極４２１の外周と環状電極４２２の内周間の距離はｄ１とされている。また、中心電極４１１と環状電極４１２が配置される平面と、中心電極４２１と環状電極４２２が配置される平面は略平行に保たれる。インダクタ４２３の一端は中心電極４２１に接続され、他端は接続線４２５の一端に接続される。インダクタ４２４の一端は環状電極４２２に接続され、他端は接続線４２６の一端に接続される。接続線４２５，４２６は、例えば、同軸ケーブルまたは平衡ケーブルによって構成されている。接続線４２５，４２６の他端は、図示しない負荷の入力端子にそれぞれ接続されている。接続線４２５，４２６によって受電用カプラ４２０に負荷が接続されることにより、受電装置が構成される。なお、中心電極４２１と環状電極４２２によって形成されるキャパシタのキャパシタンスＣと、インダクタ４２３，４２４のインダクタンスＬによる直列共振回路の共振周波数ｆＣは送電用カプラ４１０と同じになるように設定される。
　図２５は、図２４に示す無線電力伝送システムの送電用カプラ４１０と受電用カプラ４２０を２０ｃｍ隔てて対向配置した場合（ｄ２＝２０ｃｍの場合）における送電用カプラ４１０から受電用カプラ４２０への伝送効率η２１（＝｜Ｓ２１｜２）と、反射損η１１（＝｜Ｓ１１｜２）の周波数特性を示す図である。より詳細には、中心電極４１１，４２１の半径ｒ１は７ｃｍであり、環状電極４１２，４２２の外周の半径Ｒは２４ｃｍであり、環状電極４１２，４２２の幅ｗは１．５ｃｍであり、ｄ１は１５．５ｃｍに設定している。この図２５において横軸は伝送する交流電力の周波数（ＭＨｚ）を示し、縦軸は伝送効率を示している。図２４に示す例では、２７ＭＨｚ周辺において、伝送効率約９６％を達成している。
　図２６は、図２４に示す無線電力伝送システムの送電用カプラ４１０のインピーダンスＳ１１のスミスチャートを示している。この場合、測定器のポートインピーダンスは接続線路の特性インピーダンスＺ０（実数値）と等しい値に設定している。この図に示すように、図２４に示す無線電力伝送システムでは、送電用カプラ４１０のインピーダンスの軌跡は、スミスチャートの円の中心付近を通過することから、この付近において伝送を行うように設定することにより反射を抑えて効率良く電力を伝送することができる。
　すなわち、図２４に示す構成では、中心電極４１１および環状電極４１２と、中心電極４２１および環状電極４２２とは、電界共振結合されており、中心電極４１１および環状電極４１２から中心電極４２１および環状電極４２２に対して電界によって交流電力が伝送される。つまり、図２４に示す形態では、中心電極４１１および環状電極４１２と、中心電極４２１および環状電極４２２とは、近傍界であるλ／２πよりも短い距離ｄ２だけ隔てて配置されているので、中心電極４１１および環状電極４１２から放射される電界成分が支配的である領域に中心電極４２１および環状電極４２２が配置される。また、中心電極４１１と環状電極４１２の間に形成されるキャパシタおよびインダクタ４１３，４１４による共振周波数と、中心電極４２１と環状電極４２２の間に形成されるキャパシタおよびインダクタ４２３，４２４による共振周波数とは略等しくなるように設定されている。このように、中心電極４１１および環状電極４１２と、中心電極４２１および環状電極４２２とは、電界共振結合されていることから、送電用カプラ４１０から受電用カプラ４２０に対して電界によって交流電力が効率よく伝送される。
　図２７は図２４に示す無線電力伝送システムの送電用カプラ４１０と受電用カプラ４２０の近傍に地板５１５，５２５を配置した状態を示している。なお、この例では地板５１５と送電用カプラ４１０の距離および地板５２５と受電用カプラ４２０の距離は約８０ｍｍに設定されている。図２８は図２７に示す状態において、送電用カプラ１１０から受電用カプラ１２０への伝送効率η２１、反射損η１１、インピーダンスＳ１１，Ｓ２１の絶対値の周波数特性を示す図である。図２９は、図２７に示す状態において、無線電力伝送システムの送電用カプラ１１０のインピーダンスＳ１１のスミスチャートを示している。図２７および図２８に示すように、共振周波数は図２４の場合の２７ＭＨｚから２５．９ＭＨｚに低下し、インピーダンスも５０Ωが２８Ωに低下し、また、伝送効率も９５％が８７％に低下している。
　図３０は、本発明の第２実施形態の構成例を示す図である。第１実施形態では図２４に示す送電用カプラ４１０および受電用カプラ４２０に対して円筒形状を有する筐体５１０および筐体５２０が追加されている。なお、これ以外の構成は図２４の場合と同様である。筐体５１０は開口部５１１を有する円筒形状の導電性部材によって構成される。この開口部５１１には送電用カプラ４１０が配置される。筐体５２０は開口部５２１を有する円筒形状の導電性部材によって構成される。導電性部材としては、例えば、銅またはアルミニウム等の良導電性部材を用いることができる。なお、図２４に示す電極を筐体内に単に収容しただけでは、筐体の影響により共振周波数が変動する。このため、第２実施形態では図３１に示すように２枚の電極のサイズを調整することにより、カプラ間の結合係数を増加してインピーダンスを補償している。より詳細には、図３１では、中心電極４１１，４２１の半径を７０ｍｍから９０ｍｍに変更し、環状電極４１２，４２２の半径を２４０ｍｍから２９０ｍｍに変更するとともにその幅を１５ｍｍから２５ｍｍに変更している。このような調整により、カプラ間の結合係数を増加させ、インピーダンスを補償している。
　ここで、図３０に示すＲＢ，Ｒ，ｄ２，ＰＢ，ｄ３の間には、以下の式（４），（５）を満たすように設定されている。なお、ＲＢは筐体５１０，５２０の内側の半径を示し、Ｒは環状電極４１２，４２２の半径を示し、ｄ２は共振時におけるカプラ間の距離を示し、ＰＢは筐体５１０，５２０の深さを示し、ｄ３は電極４１２，４２２から筐体５１０，５２０の底面までの距離を示している。
　ＲＢ≧１．１×Ｒ　・・・（４）
　ＰＢ≧ｄ３≧ｄ２／２　・・・（５）
　ここで、ＲＢがＲに近い場合、筐体側面がカプラ電極に近づくため、カプラの電極と筐体側面間との電界結合が強くなり、送受電用カプラ間の電界結合が弱くなる。この場合、カプラの入力インピーダンスの低下、伝送距離の短縮が生じる。よって、ＲＢはＲに対して所定の値以上とする必要がある。送受伝送距離がＥＶその他の電力伝送を想定した２０ｃｍの場合、ＲＢはＲの１．２倍程度確保できれば、インピーダンス整合が取れ、良好な電力伝送が可能となる。またＰＢについては鏡像の原理から、送受電用カプラの対向距離ｄ２の半分の値以上を確保できれば、インピーダンス整合が取れ、良好な電力伝送が可能となる。
　図３２は図３０に示す第２実施形態において、送電用カプラ１１０から受電用カプラ１２０への伝送効率η２１と、反射損η１１の周波数特性を示す図である。なお、この例では、中心電極４１１，４２１の半径は６０ｍｍ、環状電極４１２，４２２の半径は２９０ｍｍ、送受電用カプラ間の距離は２００ｍｍ、筐体５１０，５２０の半径は３４０ｍｍ、深さは１００ｍｍに設定されている。図３３は、第２実施形態に示す無線電力伝送システムの送電用カプラ４１０のインピーダンスＳ１１のスミスチャートを示している。図３２および図３３に示すように、共振周波数は図２４の場合と同様の２７．１ＭＨｚであり、インピーダンスも５０Ωであり、また、伝送効率も９６％である。
　図３４は図３０に示す第２実施形態に図２７と同様の地板５１５，５２５を設けた場合の状態を示している。なお、図３４の例では、地板５１５，５２５は筐体５１０，５２０の開口部５１１，５１２付近に配置されている。図３５は図３４に示す状態において、送電用カプラ１１０から受電用カプラ１２０への伝送効率η２１と、反射損η１１の周波数特性を示す図である。図３６は、図３４に示す状態において、無線電力伝送システムの送電用カプラ１１０のインピーダンスＳ１１のスミスチャートを示している。図３５および図３６に示すように、共振周波数は図２４の場合と同様に２７ＭＨｚであり、インピーダンスも５０Ωであり、また、伝送効率も９６％である。この結果、第２実施形態では地板５１５，５２５を開口部５１１，５２１付近に設けてもその影響を受けないことが分かる。
　図３７は図３０に示す第２実施形態に図２７と同様の地板５１５，５２５を筐体５１０，５２０の底面付近に配置した状態を示している。図３８は図３７に示す状態において、送電用カプラ１１０から受電用カプラ１２０への伝送効率η２１と、反射損η１１の周波数特性を示す図である。図３９は、図３７に示す状態において、無線電力伝送システムの送電用カプラ１１０のインピーダンスＳ１１のスミスチャートを示している。図３８および図３９に示すように、共振周波数は図２４の場合と略同様に２７．１ＭＨｚであり、インピーダンスも５０Ωであり、また、伝送効率も９６％である。この結果、第２実施形態では地板５１５，５２５を底面付近に設けてもその影響を受けないことが分かる。
（Ｄ）本発明の第３実施形態の説明
　つぎに、図４０から図５０を参照して、本発明の第３実施形態に係る無線電力伝送システムの基本構成について説明する。まず、第３実施形態の基本源理について説明する。図４０は第３実施形態の原理を説明するための図である。この図の例では、無線電力伝送システムは、送電用カプラ６１０および受電用カプラ６２０を有している。送電用カプラ６１０は、矩形形状を有する電極６１１と、同じく矩形形状を有する電極６１２と、インダクタ６１３と、接続線６１５，６１６とを有している。受電用カプラ６２０は、矩形形状を有する電極６２１と、同じく矩形形状を有する電極６２２と、インダクタ６２３と、接続線６２５，６２６とを有している。電極６１１，６１２，６２１，６２２は、例えば、銅またはアルミニウム等の導電性の板状部材によって構成される。
　なお、電極６１１，６２１は一辺の長さがＷの正方形の形状を有し、電極６１２，６２２は一辺の長さがＬの正方形の形状を有している。また、電極６１１と電極６１２の間隔はＧとされ、電極６２１と電極６２２の間隔はＧとされ、電極６１１と電極６２１の間隔はＤとされている。ここで、Ｗ，Ｄ，Ｌの関係は、例えば、つぎの式（６），（７）を満たすように設定することができる。また、ＬはＧの数倍以上に設定することができる。なお、以下では、一例として、Ｄ＝２００ｍｍ、Ｇ＝１００ｍｍ、Ｌ＝１０００ｍｍの場合を例に挙げて説明する。
　Ｇ≧Ｄ／２　・・・（６）
　Ｇ≧Ｗ／２　・・・（７）
　ここで、式（６）は後述の鏡像効果に基づき、電極６１１，６２１の電界結合が電極６１１と電極６１２、もしくは電極６２１と電極６２２、の電界結合以上に強くなる条件である。電極６１１の幅が電極６１１と電極６１２の間隔に対して狭くなると、電極６１１と電極６１２間に生じるフリンジ電界量が増加する。同様に電極６２１の幅が電極６２１と電極６２２の間隔に対して小さくなると、電極６２１と電極６２２間に生じるフリンジ電界量が増加する。フリンジ電界量が増加することで送電カプラ６１０と受電カプラ６２０の電界結合が生じやすくなる。式（７）はその条件を示している。
　インダクタ６１３は、例えば、電極６１１と電極６１２に挟まれた空間内に収まるように配置され、また、インダクタ６２３も、電極６２１と電極６２２に挟まれた空間内に収まるように配置される。図４０の例では、インダクタ６１３は、電極６１１の中央付近に配置され、また、インダクタ６２３は、電極６２１の中央付近に配置されている。
　図４１は、図４０に示す受電用カプラ６２０のインダクタ６２３周辺の構成を示す断面図である。この図４１に示すように、受電用カプラ６２０の電極６２１の中央部にはインダクタ６２３の一方の端子が、半田または溶接による接合部６２１ｂによって電気的に接続されている。インダクタ６２３の他方の端子は接続線６２５に接続されている。接続線６２５は電極６２２の中央部に設けられた貫通孔６２２ａを通じて電極６２２の外側に引き出される。また、電極６２２の貫通孔６２２ａの近傍には接続線６２６が、半田または溶接による接合部６２２ｂによって電気的に接続されている。本構成において、受電用カプラ６２０は、直列共振の電気特性を示し、等価回路は図３と同様となる。送電用カプラ６１０と結合していない状態では共振周波数での入力インピーダンスはほぼ０Ωとなる。送電用カプラ６１０と結合している状態では結合量の増加にともない、入力インピーダンスは増大する。なお、送電用カプラ６１０も受電用カプラ６２０と同様の構成とされているので、その説明は省略する。送電用カプラ６１０も直列共振の電気特性となる。
　図４２は実施形態の動作を説明するための図である。本実施形態では、図４２に示すように、電極６１２がグランドとして機能することから、電極６１２を挟んで線対称の位置に電極６１１の鏡像６１１’が形成される。同様に、電極６２２がグランドとして機能することから、電極６２２を挟んで線対称の位置に電極６２１の鏡像６２１’が形成される。送受のカップリング量を増やすには送電用カプラの６１１と６１１’のカップリング量、もしくは受電用カプラの６２１、６２１’のカップリング量より６１１と６２１のカップリング量を増やすのが望ましい。電極の位置関係より、Ｄ≦２Ｇ以下であれば、６１１と６２１のカップリング量は送電用カプラの６１１と６１１’のカップリング量、もしくは受電用カプラの６２１、６２１’のカップリング量より大きくなる。すなわち本位置関係が上記式（６）に該当する。言い換えれば、式（６）を満たす電極配置となれば、送電用カプラ６１０と受電用カプラ６２０の電界結合が強くなることから、伝送距離を伸ばすことができる。
　図４３は第３実施形態の基本形態の電流分布のシミュレーション結果を示す図である。なお、このシミュレーションでは、電極６１２，６２２は１０００ｍｍ×１０００ｍｍ（Ｌ＝１０００ｍｍ）のサイズとされ、電極６１１，６２１は２００ｍｍ×２００ｍｍ（Ｗ＝２００ｍｍ）のサイズとされている。また、電極６１１と電極６１２の間隔は１００ｍｍ（Ｇ＝１００ｍｍ）とされ、電極６２１と電極６２２の間隔は１００ｍｍ（Ｇ＝１００ｍｍ）とされ、また、電極６１１と電極６２１の間隔は２００ｍｍ（Ｄ＝２００ｍｍ）とされている。また、インダクタ６１３，６２３は直径が４２ｍｍ、長さが３９．６ｍｍ、巻き数が１０回とされている。図４３に示すように、電流はインダクタ１１３、１２３を中心に対称に分布しており、それに付随する磁界、電界も対称に分布することが容易に判断できる。
　図４４は図４０に示す第３実施形態の基本形態の送電用カプラ６１０と受電用カプラ６２０を２００ｍｍ隔てて対向配置した場合（Ｄ＝２００ｍｍの場合）における送電用カプラ６１０から受電用カプラ６２０への伝送効率η２１と、反射損η１１の周波数特性を示す図である。この図において横軸は伝送する交流電力の周波数（ＭＨｚ）を示し、縦軸は伝送効率を示している。図４４に示す例では、２７ＭＨｚ周辺において、伝送効率約９５％を達成している。
　図４５は、図４０に示す第３実施形態の基本形態の送電用カプラ６１０のインピーダンスＳ１１のスミスチャートを示している。この場合、測定器のポートインピーダンスは接続線路の特性インピーダンスＺ０（実数値）と等しい値に設定している。この図に示すように、図４０に示す実施形態では、送電用カプラ６１０および受電用カプラ６２０のインピーダンスの軌跡は、スミスチャートの円の中心付近を通過することから、この付近において伝送を行うように設定することにより反射を抑えて効率良く電力を伝送することができる。
　図４６は、図４０に示す第３実施形態の基本形態の送電用カプラ６１０に対して受電用カプラ６２０をＸ方向にｄｘ変位させた状態を示し、図４７は受電用カプラ６２０のずれ量と、伝送効率および反射損の関係を示す図である。図４７において横軸は図４６に示すＸ方向のずれｄｘを示し、縦軸は伝送効率η２１および反射損η１１を示す。この図４７に示すように、伝送効率はずれｄｘに応じて徐々に減衰し、特異点であるヌル点が存在しない。また、１５０ｍｍの以下のずれであれば伝送効率は８０％以上を達成することができる。なお、変位の方向をＹ方向に変えても、同様の結果が得られる。即ち変位による特性変化の方向性は生じない。
　図４８は、図４０に示す第３実施形態の基本形態の送電用カプラ６１０に対して受電用カプラ６２０をＹ軸を中心としてｄθの回転ずれを有する状態を示している。図４９は、回転ずれｄθに対する伝送効率と反射損の変化を示す図である。図４９において横軸は送電用カプラ６１０に対する受電用カプラ６２０の回転ずれｄθを示し、縦軸は伝送効率η２１および反射損η１１を示している。この図に示すように、伝送効率η２１および反射損η１１のグラフはフラットで、回転ずれｄθに対する伝送効率と反射損の変化はほとんどない。
　以上に示したように、本発明の第３実施形態の基本形態によれば、位置ずれおよび回転ずれに対しても伝送特性の劣化を少なくすることができる。
　図５０は、本発明の第３実施形態の構成例を示す図である。図５０の例では、図４０と比較して、筐体７１０，７２０が追加されている。これ以外の構成は、図４０の場合と同様である。筐体７１０は、銅またはアルミニウム等の良導性の部材によって構成され、開口部７１１を有している。この開口部７１１の中央には電極６１１が配置されている。また、筐体７１０の底面は電極６１２に電気的に接続されている。筐体７２０も、銅またはアルミニウム等の良導電性の部材によって構成され、開口部７２１を有している。この開口部７２１の中央には電極６２１が配置されている。また、筐体７２０の底面は電極６２２に電気的に接続されている。筐体が追加された本実施例においても、位置ずれおよび回転ずれに対する伝送特性の劣化を少なくする機能は引き継がれる。
　図５０に示す第３実施形態の場合も第１および第２実施形態の場合と同様に、筐体７１０，７２０の遮蔽効果により、地板が接近して配置された場合でも、その影響を低減することができる。
（Ｄ）変形実施形態
　以上の各実施形態では、送電用カプラと受電用カプラの双方を筐体内に収容するようにしたが、これらの一方を収容するようにしてもよい。例えば、地板の影響を受けやすい方のカプラのみを収容するようにしてもよい。なお、その場合には、送電用カプラと受電用カプラの共振周波数が同じになるように調整すればよい。
　また、以上の各実施形態では、筐体の開口部は開放した状態としたが、例えば、開口部に樹脂製のレドームを設けるようにしてもよい。このようにレドームを設けることにより、電極を物理的な力や腐食から保護することができる。
　また、以上の各実施形態では、電極を固定する方法については具体的には示していないが、例えば、樹脂製の固定部材によって、電極を筐体内に固定するようにしてもよい。具体的には、電極の裏面に樹脂製の支柱を少なくとも１箇所以上設け、この支柱によって電極を固定するようにしてもよい。あるいは、前述したレドームに電極を固定するようにしてもよい。
　また、以上の各実施形態では、接続線１１５，１１６と電極１１１，１１２の間に２つのインダクタ１１３，１１４を挿入するようにしたが、これらのいずれか一方に挿入するようにしてもよい。同様に、接続線１２５，１２６と電極１２１，１２２の間に２つのインダクタ１２３，１２４を挿入するようにしたが、これらのいずれか一方に挿入するようにしてもよい。
　また、以上の実施形態では、インダクタとしては、導体線を円柱状に巻回して構成するようにしたが、例えば、マイクロストリップラインで使用されるような、平面上を蛇行する形状を有するものや、平面上で螺旋形状を有するものによって構成するようにしてもよい。
　１１０　送電用カプラ
　１１１，１１２　電極（第１電極、第２電極）
　１１３，１１４　インダクタ（第１インダクタ）
　１１５，１１６　接続線
　１２０　受電用カプラ
　１２１，１２２　電極（第３電極、第４電極）
　１２３，１２４　インダクタ（第２インダクタ）
　１２５，１２６　接続線
　３１０，３２０　筐体
　３１１，３２１　開口部
　４１０　送電用カプラ
　４１１，４２１　中心電極（第１電極、第３電極）
　４１２，４２２　環状電極（第２電極、第４電極）
　４２０　受電用カプラ
　４１３，４１４　インダクタ（第１インダクタ）
　４２３，４２４　インダクタ（第２インダクタ）
　５１０，５２０　筐体
　６１０　送電用カプラ
　６１１，６１２　電極（第１電極、第２電極）
　６２１，６２２　電極（第３電極、第４電極）
　６１３　インダクタ（第１インダクタ）
　６２３　インダクタ（第２インダクタ）
　７１０，７２０　筐体

Claims (9)

  1. 　送電装置から受電装置に対して無線で交流電力を伝送する無線電力伝送システムにおいて、
    　前記送電装置は、
    　所定の距離を隔てて配置された第１および第２電極と、
    　前記第１および第２電極と交流電力発生部の２つの出力端子とをそれぞれ電気的に接続する第１および第２接続線と、
    　前記第１および第２電極と前記交流電力発生部の２つの出力端子の少なくとも一方の間に挿入される第１インダクタと、を有し、
    　前記受電装置は、
    　所定の距離を隔てて配置された第３および第４電極と、
    　前記第３および第４電極と負荷の２つの入力端子とをそれぞれ電気的に接続する第３および第４接続線と、
    　前記第３および第４電極と前記負荷の２つの入力端子の少なくとも一方の間に挿入される第２インダクタと、を有し、
    　前記第１乃至第４電極の少なくとも１つは対向する電極に応じた開口部を有する導電性の筐体に収容され、前記第１および第２電極と前記第１インダクタによって構成される送電用カプラの共振周波数と、前記第３および第４電極と前記第２インダクタによって構成される受電用カプラの共振周波数が略等しくなるように設定される、
    　ことを特徴とする無線電力伝送システム。
  2. 　前記送電用カプラを構成する前記第１および第２電極は第１平面上に所定の距離を隔てて並置され、当該所定の距離を含む合計幅が近傍界であるλ／２π以下であり、
    　前記受電用カプラを構成する前記第３および第４電極は前記第１平面に平行な第２平面上に所定の距離を隔てて並置され、当該所定の距離を含む合計幅が近傍界であるλ／２π以下であり、
    　前記送電用カプラおよび前記受電用カプラの少なくとも一方は前記筐体に収容され、前記筐体に収容されるカプラを構成する２枚の電極は前記筐体の開口部に配置されることを特徴とする請求項１に記載の無線電力伝送システム。
  3. 　前記第１乃至第４電極は同一の矩形形状を有し、前記第１電極と前記第２電極の同一の長さを有する２辺を対向して配置し、前記第３電極と前記第４電極の同一の長さを有する２辺を対向して配置し、
    　前記筐体の前記第１電極から前記第２電極へ向かう方向の長さをＤＢ、前記第１電極から前記第２電極へ向かう方向に直交する方向の長さをＬＢ、開口部から底面までの深さをＰＢ、底面から前記電極までの距離をｄ３とし、
    　前記筐体の収容されるカプラの前記第１電極から前記第２電極へ向かう方向の長さをＤ、前記第１電極から前記第２電極へ向かう方向に直交する方向の長さをＬ、開口部から底面までの深さをＰとし、前記送受電用カプラ間の距離をｄ２とした場合に、これらの間に、
    　ＤＢ≧１．２×Ｄ
    　ＬＢ≧１．３×Ｌ
    　ＰＢ≧ｄ３≧ｄ２／２
    　が成立することを特徴とする請求項２に記載の無線電力伝送システム。
  4. 　前記第２および第４電極はそれぞれが環状形状を有するとともに対向するように平行配置され、前記第１電極は前記第２電極の環状形状の中空部に配置され、前記第３電極は前記第４電極の環状形状の中空部に配置され、
    　前記送電用カプラおよび前記受電用カプラの少なくとも一方は前記筐体に収容され、前記筐体に収容される２枚の電極は前記筐体の開口部に配置されることを特徴とする請求項１に記載の無線電力伝送システム。
  5. 　前記筐体の内径をＲＢ、開口部から底面までの深さをＰＢ、前記底面から前記電極までの距離をｄ３とし、前記筐体の収容されるカプラの環状形状を有する電極の半径をＲ、開口部から底面までの深さをＰとし、前記送受電用カプラ間の距離をｄ２とした場合に、これらの間に、
    　ＲＢ≧１．１×Ｒ
    　ＰＢ≧ｄ３≧ｄ２／２
    　が成立することを特徴とする請求項４に記載の無線電力伝送システム。
  6. 　前記送電用カプラを構成する前記第１および第２電極は所定の距離を隔てて対向するように平行配置され、当該所定の距離は近傍界であるλ／２π以下であり、
    　前記受電用カプラを構成する前記第３および第４電極は所定の距離を隔てて対向するように平行配置され、当該所定の距離は近傍界であるλ／２π以下であり、かつ、前記第３電極は前記第１電極と対向するように平行配置され、
    　前記送電用カプラおよび前記受電用カプラの少なくとも一方は前記筐体に収容され、前記筐体に収容される２枚の電極の一方は前記筐体の開口部に配置され、他方は筐体と電気的に接続されることを特徴とする請求項１に記載の無線電力伝送システム。
  7. 　前記筐体はアルミニウムまたは銅によって構成されることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の無線電力伝送システム。
  8. 　前記筐体の開口部に誘電体によって構成されるレドームを有することを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の無線電力伝送システム。
  9. 　前記カプラを前記筐体に固定する固定部材を有することを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の無線電力伝送システム。
     
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