WO2014053116A1 - Schaltungsanordnung zum betreiben einer laserdiode - Google Patents

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WO2014053116A1
WO2014053116A1 PCT/DE2013/000561 DE2013000561W WO2014053116A1 WO 2014053116 A1 WO2014053116 A1 WO 2014053116A1 DE 2013000561 W DE2013000561 W DE 2013000561W WO 2014053116 A1 WO2014053116 A1 WO 2014053116A1
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comparator
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Bernd Fingerle
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Balluff Gmbh
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    • H01S5/068—Stabilisation of laser output parameters
    • H01S5/06825—Protecting the laser, e.g. during switch-on/off, detection of malfunctioning or degradation

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for the clocked operation of a laser diode according to the preamble of the independent claim.
  • a laser diode has a high sensitivity to voltage and current peaks
  • Laser diodes are offered as modules, wherein in a housing next to the laser diode, a monitor receiver is arranged, which is realized, for example, as directly irradiated by the laser diode photodiode.
  • Monitor receiver allows monitoring or control of the laser diode output power.
  • Monitor receiver provided.
  • the radiation power received by the monitor photodiode is converted to a voltage which is expressed in a
  • Differential amplifier trained comparator is compared with a reference voltage.
  • the differential amplifier controls a voltage / current converter, which is realized as a simple controllable current source, which specifies the operating current of the continuously operated laser diode.
  • Protection circuit which receives the overcurrent, via a current path is derived, which is parallel to the laser diode.
  • the limiter circuit provided independently of the control circuit achieves a significantly shorter reaction time than the control circuit.
  • a division of the power source to three separate power sources is proposed, which can be controlled individually and whose currents are superimposed.
  • both the measurement voltage obtained from the signal of a monitor photodiode and the reference voltage are constantly applied to a comparator.
  • the previously known circuit arrangement has the peculiarity that the clocked operation of the laser diode is not performed by switching the power source, but by switching a lying in the laser diode circuit separate circuit breaker.
  • the invention has for its object to provide a circuit arrangement for the clocked operation of a laser diode, with simple
  • circuit means allows a reliable operation of a laser diode in clocked operation.
  • the circuit arrangement according to the invention for clocked operation of a laser diode assumes that a monitor photodiode is provided, from whose signal a measure of the radiation emitted by the laser diode as
  • Measuring voltage is obtained, and that a comparator is provided, which compares the measuring voltage with a reference voltage and provides as a differential signal to a controller, wherein both the measuring voltage and the reference voltage constantly applied to the comparator.
  • the circuit arrangement according to the invention is characterized in that a clocked operation of the power supply of the comparator is provided for carrying out the pulsed operation of the laser diode.
  • the circuit arrangement according to the invention initially has a very good transient response without significant overshoot.
  • the risk of overloading of the laser diode by overshoot is thereby significantly reduced.
  • the improved transient response results from the reduction of dead times, which may occur due to parasitic capacitance of the monitor photodiode and dynamically acting Miller capacitances as well as saturation effects in the comparator.
  • the dead times therefore no longer have an effect because the two inputs of the comparator are constantly supplied with the measurement voltage or the reference voltage obtained from the signal of the monitor photodiode.
  • the monitor photodiode capacity always remains biased.
  • the measurement voltage obtained from the signal of the monitor photodiode changes in time with the radiation emitted by the laser diode. Due to the switching off of the comparator in pulse intervals, however, eliminates the constant reloading between each of the inputs and the outputs of transistors of the comparator becoming effective Miller capacitances both in the transistor, the constant
  • Measuring voltage is supplied. During the pulse pauses, the comparator is turned off and therefore can not go into a saturated state. In addition, the reaction time is reduced by the fact that the maximum possible control difference at the comparator during the pulse pauses by increasing the measurement voltage by a bias voltage is kept as small as possible.
  • the comparator can be realized as a symmetrical DC differential amplifier by means of two field-effect transistors whose source terminals are connected together. Due to the emitter drive or source drive, the comparator realized as a differential amplifier can be activated very quickly with the occurrence of the switch-on pulses in the course of the clocked operation.
  • the displacement of the drive to the emitter drive or source drive means that the requirements for the accuracy of the amplitudes of the switching signal to turn on and turn off the comparator are very low.
  • Circuit arrangement provides for the realization of the regulator as a voltage / current converter.
  • the controller can be realized in this case as a comparatively simple voltage-controlled current source with a transistor, wherein the manipulated variable of the regulator is the operating current of the laser diode.
  • a development of this embodiment provides that in the voltage / current converter, a current limiting arrangement is provided, which can be realized comparatively easily as a current-negative feedback resistor.
  • Differential amplifier output can be considered as a first protective measure by which the pulsed operating current of the laser diode is limited to a maximum value.
  • a protective resistor may be provided, which is connected in series with the laser diode, which the operating current during the
  • Pulse durations of the laser diode limited to a maximum value.
  • the laser diode may be protected by a current limiting arrangement provided in the laser diode power supply.
  • the laser diode is protected from a possible overtemperature by an over-temperature protection circuit which interrupts the operating current of the laser diode from a temperature threshold.
  • FIG. 1 shows a circuit arrangement for clocked operation of a laser diode according to the prior art, in which a reference voltage lying at a comparator is clocked,
  • FIG. 2 shows a circuit arrangement for the clocked operation of a laser diode according to the prior art, in which a measuring voltage lying at a comparator is given in clocked form,
  • FIG. 3 shows a circuit arrangement for clocked operation of a laser diode according to the prior art, in which a clocked controlled switch is provided in the circuit of a laser diode,
  • Figure 4 is a functional diagram of a circuit arrangement according to the invention for the clocked operation of a laser diode
  • FIG. 5 is a more detailed circuit diagram of an inventive
  • Figure 6 is a detailed circuit diagram of a circuit arrangement according to the invention for the clocked operation of a laser diode with alternative embodiments.
  • Figure 1 shows a circuit arrangement for clocked operation of a
  • a laser diode 10 which in operation emits radiation 12, is operated by means of a regulator 14 with an operating current 16 which is provided by a laser diode power source 18.
  • the operating current 16 is the manipulated variable of the regulator 14, which is regulated as a function of an output voltage 20 of a comparator 22.
  • the comparator 22 is provided as the actual value of a measuring voltage 24, which is obtained from the signal of a monitor photodiode 26 which is acted upon by the radiation 12 of the laser diode 10.
  • the laser diode 10 and the Monitor photodiode 26 are preferably included in a laser diode module.
  • a trim resistor 28 is provided in the embodiment shown, which is connected between the monitor photodiode 26 and a circuit ground 30. With the trim resistor 28, the bias of the monitor photodiode 26 is set.
  • the comparator 22 is further provided as a setpoint reference voltage 32, which is provided by a clock generator 34.
  • the laser diode 10 is used for example in an optoelectronic sensor for providing the transmission radiation.
  • the laser diode 10 provides monochromatic and coherent radiation which can be easily focused or collimated by simple optics.
  • the observance in particular of the operating current 16 should be ensured with the controller 14, which the operating current 16 as a controller control variable as a function of the obtained from the signal of the monitor photodiode 26 measuring voltage 24 as the actual value and in response to the provided by the clock generator 34 reference voltage 32nd adjusted as setpoint.
  • the circuit arrangement according to the prior art shown in FIG. 1 assumes that the pulsed operation of the laser diode 10, for example an operation with a pulse width modulation from the clock generator 34
  • the comparison voltage 32 as the setpoint Comparator 22 provides.
  • the comparator 22 implemented as a differential amplifier is always ready for operation both during the operating phases of the laser diode 10 and during the operating pauses of the laser diode 10. Due to the clocked comparison voltage 32, the comparator is switched between extreme values that correspond to a corresponding one
  • the circuit arrangement for pulsed operation of the laser diode 10 shown in FIG. 2 shows an alternative embodiment according to the prior art.
  • the comparison voltage 32 of the comparator 22 is held at a constant desired value by means of a reference voltage generator 40.
  • the specification of the pulsed operation of the laser diode 10 is again specified in this circuit arrangement by the clock generator 34, but instead of the comparison voltage 32 clocked from the signal of the monitor photodiode 26 measured voltage 24 clocked as the actual value of the comparator 22 is available.
  • the comparator 22 is both during the Pulse duration and during the pulse break of the clock generator 34 is always ready. The problem of the overshoot during the transitions between the pulse durations and the pulse pauses occurs in the same way as in the circuit arrangement shown in FIG. In addition, the dynamic properties of the circuit arrangement are adversely affected by the clocked operation of the monitor photodiode 26, in particular by its parasitic capacitance.
  • Laser diode 10 is connected.
  • the switch 50 is opened or closed by the clock generator 34 with the predetermined clock.
  • the comparator 22 is constantly in operation both during the pulse durations and during the pulse pauses of the signal provided by the clock generator 34.
  • interference signals can be coupled into the circuit arrangement during the pulse break which, in particular, can act on the comparator 22 realized as a differential amplifier due to its voltage-boosting function.
  • An unwanted emission of radiation 12 of the laser diode 10 during the pulse pauses can not be completely ruled out.
  • comparatively strong interference signals in particular during the pulse pauses defined by the clock generator 34, can lead to a short-term and thus harmful overloading of the laser diode 10.
  • the circuit arrangements shown in FIGS. 1 to 3 have in common that the comparator 22 remains permanently active and thus tilts in the pulse pauses in a saturated state, which has a negative effect on the reaction rate.
  • Comparator 22 is clocked.
  • the operating voltage or the operating current of the comparator 22 is completely switched on or off.
  • Circuitry is set by the clock generator 34, the operating voltage 60 of the comparator 22 clocked, so that the comparator 22 is switched off only during the pulse durations in operation, but during the pulse pauses.
  • Noise signals which could have a negative effect on the comparator 22, in particular during the pulse pauses, remain ineffective and do not influence the output voltage 20 of the comparator 22.
  • the measuring voltage 24 derived from the monitor photodiode 26 is adjusted to one of the voltage of the voltage by means of a bias voltage source 36
  • Reference voltage generator 40 raised at least similar level.
  • both the reference voltage 32 and the measuring voltage 24 can be constantly made available to the comparator 22, so that
  • FIG. 5 shows a more detailed circuit diagram as an embodiment of the inventive circuit arrangement according to FIG 4.
  • the comparator 22 is realized with the two transistors 70, 72, wherein in the shown Embodiment of bipolar transistors is assumed.
  • the two transistors 70, 72 wherein in the shown Embodiment of bipolar transistors is assumed.
  • Transistors 70, 72 form a balanced differential amplifier, in which the emitter terminals of the two transistors 70, 72 connected to each other and via a resistor 74 to the clock generator 34th
  • Reference voltage source 40 provides. At the base terminal of the second transistor 72, the measurement voltage 24 obtained from the signal of the monitor photodiode 26 is present as an actual value.
  • the reference voltage 32 is applied continuously. Likewise, that of the
  • Bias source 36 raised measurement voltage 24 during the
  • Pulse break of the clocked operation is not switched off, so that the
  • Capacity of the monitor photodiode 26 always remains biased. However, the measurement voltage 24 changes due to the omission of the radiation 12 emitted from the laser diode 10 during the pulse pauses.
  • reaction time is reduced by the fact that the maximum possible control difference at the comparator 22 during the pulse pauses by increasing the measurement voltage 24 by the voltage of the bias voltage source 36 is kept as small as possible.
  • Measuring voltage 24 in the clock of the clock generator 34 Due to the complete shutdown of the comparator 22 during the pulse intervals, the reloading of the parasitic capacitance between the base terminal and the collector terminal of the second transistor 72 has no effect on the turn-off time. In addition, turning off the comparator 22 during the pulse pauses prevents saturation of the transistor 72 or 70 in the differential amplifier.
  • the emitter drive of the balanced differential amplifier of the comparator 22 also brings with it the advantage that the demands on the amplitude accuracy of the pulse signal provided by the clock generator 34 only play a minor role.
  • Differential amplifier of the comparator 22 is implemented with bipolar transistors.
  • the two transistors 70, 72 may be implemented as field effect transistors, in which case the two source terminals of the field effect transistors.
  • Transistors are connected to each other and are supplied via the resistor 74 by means of the clock generator 34 with energy.
  • the controller 14 which is preferably realized as a voltage / current converter is realized according to a particularly simple embodiment as a voltage-controlled current source.
  • the difference amplifier amplified differential voltage occurs as
  • Output voltage 20 at the load resistor 76 The output voltage 20 is supplied to the base terminal of a third transistor 78.
  • the emitter terminal of the third transistor 78 is connected to the circuit ground 30 via a current negative feedback resistor 80.
  • the operating current 16 of the laser diode 10 during the pulse durations is in
  • the resistance of the current-negative feedback resistor 80 and the current applied to the current-negative feedback resistor 80 voltage corresponds to the output voltage 20 of the comparator 22, from which the base-emitter voltage of the third transistor 78 is subtracted. In this case, the maximum output voltage 20 of the comparator 22 via the common emitter or source current of
  • Differential amplifier 22 and the resistor 76 defines limited.
  • the collector terminal of the third transistor 78 is via another
  • Resistor 82 and a protective resistor 84 connected to the laser diode power supply 18. While the resistance of the
  • Protective resistor 84 is in the range of, for example 1-50 ohms, the resistance value of the further working resistance, for example, 10 kOhm.
  • a negative feedback capacitor 86 is provided, which leads from the output of the regulator 14 to an input of the comparator 22, in the illustrated embodiment, to the base terminal of the first transistor 70.
  • the negative feedback capacitor 86 whose capacitance is in the range of 10 - 100 pF for example, suppresses vibration tendency at higher frequencies.
  • Pulse durations operating current 16 to a maximum value.
  • the protective resistor 84 limits the operating current 16 flowing through the laser diode 10 during the pulse durations to a maximum value in the event of a fault.
  • Current limiting arrangement 87 may be provided, which additionally or alternatively also limits the maximum occurring during the pulse durations operating current 16 through the laser diode 10.
  • a buffer capacitor 88 is provided whose capacity is, for example, in the range of 1-10.
  • a buffer capacitor 88 is provided whose capacity is, for example, in the range of 1-10.
  • the (pulse) operating current 16 of the laser diode 10 is essentially provided by the buffer capacitor 88 during a pulse duration.
  • the laser diode power supply 18 only has to be able to supply the average operating current 16 via the protective resistor 84.
  • glitches on the laser diode power supply 18 are filtered and the pulse current load is decoupled from the reference voltage source 40 and bias source 36.
  • an over-temperature protection circuit 90 is provided, which is a temperature signal 92 is provided.
  • the temperature signal 92 provides, for example, a temperature sensor not shown in greater detail, which is preferably thermally coupled to the laser diode 10.
  • the temperature signal 92 ensures a response of the over-temperature protection circuit 90, which is realized for example as a switch that is opened at an overtemperature.
  • FIG. 6 shows an embodiment of the circuit arrangement according to the invention for clocked operation of the laser diode 10, in which alternative positions of the over-temperature protection circuit 90 are provided.
  • the over-temperature protection circuit 90 can be connected in series with the resistor 74 in the power supply circuit of the comparator 22. If an overtemperature occurs, the over-temperature protection circuit 90 ensures that the comparator 22 remains switched off independently of the specification of the clock generator 34 and thus can no longer control the laser diode 10.
  • a further alternative position of the over-temperature protection circuit 90 provides for the arrangement of the over-temperature protection circuit 90 in the controller 14.
  • the over-temperature protection circuit 90 briefly closes the base terminal of the transistor 78 against the circuit ground 30 when the overtemperature has occurred so that the transistor 78 can no longer put the laser diode 10 into operation. Due to the representation of several alternative positions of the over-temperature protection circuit 90, the overtemperature protection circuit 90 is shown in dashed lines in Figure 6 respectively.

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Abstract

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum getakteten Betreiben einer Laserdiode (10) geht aus von einer Monitor-Fotodiode (26), aus deren Signal ein Maß für die von der Laserdiode (10) emittierten Strahlung (12) als Messspannung (24) gewonnen wird, und von einem Vergleicher (22), der die Messspannung (24) mit einer Referenzspannung (32) vergleicht und als Differenzsignal (20) einem Regler (14) zur Verfügung stellt, wobei sowohl die Messspannung (24) als auch die Referenzspannung (32) ständig am Vergleicher (22) anliegen. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zeichnet sich dadurch aus, dass zur Durchführung des getakteten Betriebs der Laserdiode (10) ein getaktetes Betreiben der Energieversorgung des Vergleichers (22) vorgesehen ist.

Description

Titel
Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Laserdiode
Stand der Technik
Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung zum getakteten Betreiben einer Laserdiode nach der Gattung des unabhängigen Anspruchs.
Bei der Ansteuerung von Laserdioden sind zum sicheren Betrieb einige
Vorsichtsmaßnahmen zu treffen. Die vom Hersteller der Laserdiode angegebene maximale optische Ausgangsleistung darf nicht überschritten werden. Selbst ein nur kurzzeitiges Überschreiten der Spitzenleistung kann zu einer Schädigung oder einer vollständigen Zerstörung der Laserdiode führen. Eine Laserdiode weist eine hohe Empfindlichkeit gegenüber Spannungs- und Stromspitzen auf, die
beispielsweise von einer elektrostatischen Entladung oder von einer Störsignal- Einkopplung in die Ansteuerschaltung verursacht werden können. Weiterhin muss bei Laserdioden mit einer hohen Exemplarstreuung des Arbeitspunktes bei konstanter optischer Ausgangsleistung gerechnet werden. Zusätzlich tritt eine vergleichsweise große Temperaturdrift der optischen Ausgangsleistung auf.
Vorschädigungen, selbst durch eine einmalige kurzzeitige Überlastung durch eine Spannungsspitze, eine Stromspitze, ein Überschreiten der maximal zulässigen Strahlungsleistung oder ein Überschreiten der maximal zulässigen Temperatur können die Abstrahlcharakteristik der Laserdiode ändern und zu einem Frühausfall
Bestätigungskopiel beim Einsatz der Laserdiode führen.
In der Fachzeitschrift Photonik, Heft 5/2003, Seiten 2 - 4 sind Grundlagen der Ansteuerung von Laserdioden beschrieben, wobei auf unterschiedliche
Sicherheitsaspekte eingegangen ist.
Laserdioden werden als Module angeboten, wobei in einem Gehäuse neben der Laserdiode ein Monitorempfänger angeordnet ist, der beispielsweise als unmittelbar von der Laserdiode bestrahlte Fotodiode realisiert ist. Der
Monitorempfänger ermöglicht eine Überwachung beziehungsweise eine Regelung der Laserdioden-Ausgangsleistung.
In der Patentschrift DE 29 11 858 C2 ist eine Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Laserdiode geschrieben, welche die von der Laserdiode emittierte
Strahlungsleistung begrenzt. Anstelle eines Laserdiodenmoduls ist bei der bereits 1979 eingereichten Patentanmeldung eine separate Fotodiode als
Monitorempfänger vorgesehen. Die von der Monitor-Fotodiode empfangene Strahlungsleistung wird in eine Spannung konvertiert, die in einem als
Differenzverstärker ausgebildeten Vergleicher mit einer Referenzspannung verglichen wird. Der Differenzverstärker steuert einen Spannungs-/Strom-Wandler an, der als einfache steuerbare Stromquelle realisiert ist, welche den Betriebsstrom der kontinuierlich betriebenen Laserdiode vorgibt.
In der Patentschrift DE 33 31 132 C1 ist eine Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Laserdiode beschrieben, die eine Begrenzerschaltung für die Laserdioden- Ausgangsleistung enthält. Die Regelung der optischen Strahlung der Laserdiode wird mittels einer Regelschaltung durchgeführt, welche mit einem Teil der von der Laserdiode emittierten Strahlung angesteuert wird, die von einem Strahlteiler von der Ausgangsstrahlung ausgekoppelt wird. Die Begrenzerschaltung, welche einen als Fotodiode realisierten Monitorempfänger enthält, begrenzt den durch die Laserdiode fließenden Strom mittels einer als Emitterfolger aufgebauten
Schutzschaltung, welche den Überstrom aufnimmt, der über einen Strompfad abgeleitet wird, welcher parallel zur Laserdiode liegt. Die unabhängig von der Regelschaltung vorgesehene Begrenzerschaltung erreicht eine deutlich kürzere Reaktionszeit als die Regelschaltung.
In der Fachzeitschrift "elektronik industrie", Heft 05-2004, Seiten 44 und 45 ist eine Schaltungsanordnung zum geschalteten Betrieb einer Laserdiode beschrieben, welche eine Mittelwertregelung der optischen Strahlungsleistung mit einer
Impulsbreitenmodulation durchführt. Ausgegangen wird hierbei von einer
Mittelwertbildung mittels eines Integrationskondensators, welcher während der Impulsdauer entladen und während der Impulspause geladen wird. Bei kleinen Tastverhältnissen mit entsprechend längeren Impulspausen kann die Spannung am Integrationskondensator so weit ansteigen, dass beim nächsten Impuls die Laserdiode einem Überstrom ausgesetzt sein kann. Zur Lösung des Problems wird eine Aufteilung der Stromquelle auf drei separate Stromquellen vorgeschlagen, die einzeln angesteuert werden können und deren Ströme sich überlagern. Bei der vorbekannten Schaltungsanordnung liegen sowohl die aus dem Signal einer Monitor-Fotodiode gewonnene Messspannung als auch die Referenzspannung an einem Vergleicher ständig an. Die vorbekannte Schaltungsanordnung weist die Besonderheit auf, dass der getaktete Betrieb der Laserdiode nicht durch ein Schalten der Stromquelle, sondern durch ein Schalten eines im Laserdioden- Stromkreis liegenden separaten Leistungsschalters durchgeführt wird.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zum getakteten Betreiben einer Laserdiode anzugeben, die mit einfachen
schaltungstechnischen Mitteln ein zuverlässiges Betreiben einer Laserdiode im getakteten Betrieb ermöglicht.
Die Aufgabe wird durch die im unabhängigen Anspruch angegebenen Merkmale gelöst.
Offenbarung der Erfindung Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum getakteten Betreiben einer Laserdiode geht davon aus, dass eine Monitor-Fotodiode vorgesehen ist, aus deren Signal ein Maß für die von der Laserdiode emittierten Strahlung als
Messspannung gewonnen wird, und dass ein Vergleicher vorgesehen ist, der die Messspannung mit einer Referenzspannung vergleicht und als Differenzsignal einem Regler zur Verfügung stellt, wobei sowohl die Messspannung als auch die Referenzspannung ständig am Vergleicher anliegen.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zeichnet sich dadurch aus, dass zur Durchführung des getakteten Betriebs der Laserdiode ein getaktetes Betreiben der Energieversorgung des Vergleichers vorgesehen ist.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weist zunächst ein sehr gutes Einschwingverhalten ohne wesentlichen Überschwinger auf. Die Gefahr der Überlastung der Laserdiode durch Überschwinger ist dadurch deutlich vermindert. Das verbesserte Einschwingverhalten resultiert aus der Reduzierung von Totzeiten, welche durch eine parasitäre Kapazität der Monitor-Fotodiode und dynamisch wirkende Miller-Kapazitäten sowie Sättigungseffekte im Vergleicher auftreten können.
Die Totzeiten wirken sich deshalb nicht mehr aus, weil die beiden Eingänge des Vergleichers ständig mit der aus dem Signal der Monitor-Fotodiode gewonnenen Messspannung beziehungsweise der Referenzspannung beaufschlagt sind. Die Monitor-Fotodiodenkapazität bleibt dabei immer vorgespannt. Die aus dem Signal der Monitor-Fotodiode gewonnene Messspannung ändert sich im Takt der von der Laserdiode emittierten Strahlung. Aufgrund des Abschaltens des Vergleichers in Impulspausen entfällt jedoch das ständige Umladen der zwischen jeweils den Eingängen und den Ausgängen von Transistoren des Vergleichers wirksam werdenden Miller-Kapazitäten sowohl beim Transistor, dem die konstante
Vergleichsspannung zugeführt ist, als auch beim Transistor, dem die
Messspannung zugeführt ist. Während der Impulspausen ist der Vergleicher abgeschaltet und kann daher nicht in einen gesättigten Zustand übergehen. Zusätzlich wird die Reaktionszeit dadurch verringert, dass die maximal mögliche Regeldifferenz am Vergleicher während der Impulspausen durch Erhöhung der Messspannung um eine Vorspannung möglichst klein gehalten wird.
Durch das Abschalten des Vergleichers während der Impulspausen wird eine unerwünschte und unkontrollierte Aussendung von Laserdioden-Strahlung oder eine Zerstörung der Laserdiode durch Überlast, verursacht durch gegebenenfalls auftretende Störsignal-Einkopplungen an den vergleichsweise hochohmigen Eingängen des Vergleichers vermieden. Starke Störsignale können bei einem Einsatz der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, insbesondere in einem Umfeld mit einer hohen elektromagnetischen Belastung, beispielsweise in einer industriellen Fertigung, nicht ausgeschlossen werden.
Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung ergeben sich aus abhängigen Ansprüchen.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung sieht eine Realisierung des Vergleichers als symmetrischen Gleichspannungs-Differenz-Verstärker mittels zweier
Bipolartransistoren, deren Emitter-Anschlüsse miteinander verbunden sind, mit einer gemeinsamen Emitter-Leitung vor. Alternativ kann der Vergleicher als symmetrischer Gleichspannungs-Differenz-Verstärker mittels zweier Feldeffekt- Transistoren realisiert sein, deren Source-Anschlüsse miteinander verbunden sind. Durch die Emitter-Ansteuerung beziehungsweise Source-Ansteuerung kann der als Differenzverstärker realisierte Vergleicher mit dem Auftreten der Einschaltimpulse im Rahmen des getakteten Betriebs sehr schnell aktiviert werden.
Die Verlagerung der Ansteuerung auf die Emitter-Ansteuerung beziehungsweise Source-Ansteuerung führt dazu, dass die Anforderungen an die Genauigkeit der Amplituden des Schaltsignals zum Einschalten und Abschalten des Vergleichers sehr gering werden. Eine andere vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung sieht die Realisierung des Reglers als einen Spannungs- /Strom-Wandler vor. Der Regler kann in diesem Fall als vergleichsweise einfache spannungsgesteuerte Stromquelle mit einem Transistor realisiert werden, wobei die Stellgröße des Reglers der Betriebsstrom der Laserdiode ist.
Eine Weiterbildung dieser Ausgestaltung sieht vor, dass im Spannungs-/Strom- Wandler eine Strombegrenzungs-Anordnung vorgesehen ist, die vergleichsweise einfach als Strom-Gegenkopplungswiderstand realisiert werden kann. Der Strom- Gegenkopplungswiderstand kann zusammen mit der Aussteuergrenze des
Differenz-Verstärkerausgangs als eine erste Schutzmaßnahme betrachtet werden, durch welche der gepulste Betriebsstrom der Laserdiode auf einen Maximalwert begrenzt wird.
Alternativ oder zusätzlich kann ein Schutzwiderstand vorgesehen sein, der in Serie mit der Laserdiode geschaltet ist, welcher den Betriebsstrom während der
Impulsdauern der Laserdiode auf einen Maximalwert begrenzt.
Alternativ oder zusätzlich kann die Laserdiode durch eine Strombegrenzungs- Anordnung geschützt werden, die in der Laserdioden-Energieversorgung vorgesehen ist.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung wird die Laserdiode gegenüber einer möglichen Übertemperatur von einer Übertemperatur-Schutzschaltung geschützt, welche ab einem Temperatur-Schwellenwert den Betriebsstrom der Laserdiode unterbricht.
Weitere vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Es zeigen:
Figur 1 eine Schaltungsanordnung zum getakteten Betreiben einer Laserdiode gemäß dem Stand der Technik, bei welcher eine an einem Vergleicher liegende Referenzspannung getaktet vorgegeben ist,
Figur 2 eine Schaltungsanordnung zum getakteten Betreiben einer Laserdiode gemäß dem Stand der Technik, bei welcher eine an einem Vergleicher liegende Messspannung getaktet vorgegeben ist,
Figur 3 eine Schaltungsanordnung zum getakteten Betreiben einer Laserdiode gemäß dem Stand der Technik, bei welcher im Stromkreis einer Laserdiode ein getaktet angesteuerter Schalter vorgesehen ist,
Figur 4 ein Funktionsschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum getakteten Betreiben einer Laserdiode
Figur 5 ein detaillierteres Schaltbild einer erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung zum getakteten Betreiben einer Laserdiode und
Figur 6 ein detailliertes Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum getakteten Betreiben einer Laserdiode mit alternativen Ausgestaltungen.
Ausführungsbeispiele
Figur 1 zeigt eine Schaltungsanordnung zum getakteten Betreiben einer
Laserdiode gemäß dem Stand der Technik. Eine Laserdiode 10, welche im Betrieb eine Strahlung 12 emittiert, wird mittels eines Reglers 14 mit einem Betriebsstrom 16 betrieben, welcher von einer Laserdioden-Energiequelle 18 bereitgestellt wird. Der Betriebsstrom 16 ist die Stellgröße des Reglers 14, welche in Abhängigkeit von einer Ausgangsspannung 20 eines Vergleichers 22 eingeregelt wird.
Dem Vergleicher 22 wird als Istwert eine Messspannung 24 zur Verfügung gestellt, welche aus dem Signal einer Monitor-Fotodiode 26 gewonnen wird, die von der Strahlung 12 der Laserdiode 10 beaufschlagt wird. Die Laserdiode 10 und die Monitor-Fotodiode 26 sind vorzugsweise in einem Laserdioden-Modul enthalten. Zur Einstellung des Arbeitspunkts der Monitor-Fotodiode 26 ist im gezeigten Ausführungsbeispiel ein Trimmwiderstand 28 vorgesehen, der zwischen die Monitor-Fotodiode 26 und einer Schaltungsmasse 30 geschaltet ist. Mit dem Trimmwiderstand 28 wird die Vorspannung der Monitor-Fotodiode 26 eingestellt.
Dem Vergleicher 22 wird weiterhin als Sollwert eine Referenzspannung 32 Verfügung gestellt, welche von einem Taktgenerator 34 bereitgestellt wird.
Die Laserdiode 10 ist beispielsweise in einem optoelektronischen Sensor zur Bereitstellung der Sendestrahlung eingesetzt. Die Laserdiode 10 stellt eine monochromatische und kohärente Strahlung bereit, welche sich mittels einer einfachen Optik leicht fokussieren oder kollimieren lässt. Die Vorteile der Laserdiode 10 in einem optoelektronischen Sensor sind beispielsweise ein vergleichsweise kleines Strahlprofil, mit dem beispielsweise eine
Kleinteileerkennung vereinfacht wird oder beispielsweise eine höhere
Energiedichte, die eine höhere Reichweite des optoelektronischen Sensors ermöglicht.
Wie bereits eingangs erwähnt, dürfen die vom Hersteller der Laserdiode 10 vorgegebenen Grenzwerte hinsichtlich der Leistung der Strahlung 12, der Betriebsspannung und des Betriebsstroms 16 nicht überschritten werden. Die Einhaltung insbesondere des Betriebsstroms 16 soll mit dem Regler 14 gewährleistet werden, welcher den Betriebsstrom 16 als Regler-Stellgröße in Abhängigkeit von der aus dem Signal der Monitor-Fotodiode 26 gewonnenen Messspannung 24 als Istwert und in Abhängigkeit von der vom Taktgenerator 34 bereitgestellten Referenzspannung 32 als Sollwert eingeregelt.
Die in Figur 1 gezeigte Schaltungsanordnung gemäß dem Stand der Technik geht davon aus, dass der getaktete Betrieb der Laserdiode 10, beispielsweise ein Betrieb mit einer Impulsbreiten-Modulation vom Taktgenerator 34
vorgegeben wird, der die Vergleichsspannung 32 als Sollwert dem Vergleicher 22 zur Verfügung stellt. Der als Differenzverstärker realisierte Vergleicher 22 ist sowohl während der Betriebsphasen der Laserdiode 10 als auch während der Betriebspausen der Laserdiode 10 ständig betriebsbereit. Aufgrund der getakteten Vergleichsspannung 32 wird der Vergleicher zwischen Extremwerten geschaltet, die zu einer entsprechenden
geschalteten Ausgangsspannung 20 des Vergleichers 22 führen. Die aufgrund der schaltungstechnischen Realisierung des Vergleichers 22 unvermeidlichen parasitären Kapazitäten beeinflussen die Schaltvorgänge, wobei Schwingungsvorgänge beim Übergang zwischen einer Betriebsphase beziehungsweise Impulsdauer und einer Betriebspause beziehungsweise Impulspause der Laserdiode 10 nicht ganz vermieden werden können, die ein Gefährdungspotenzial für die Laserdiode 10 darstellen können. Bei der Dimensionierung des Vergleichers 22 müssen daher derartige Effekte berücksichtigt werden.
Die in Figur 2 gezeigte Schaltungsanordnung zum getakteten Betreiben der Laserdiode 10 zeigt eine alternative Ausgestaltung gemäß dem Stand der Technik.
Diejenigen in Figur 2 gezeigten Komponenten, die mit den in Figur 1 gezeigten Komponenten übereinstimmen, tragen jeweils dieselben
Bezugszeichen. Diese Vereinbarung gilt sinngemäß auch für die folgenden Figuren.
Bei dieser Schaltungsanordnung wird die Vergleichsspannung 32 des Vergleichers 22 mittels eines Referenzspannungsgenerators 40 auf einem konstanten Sollwert gehalten. Die Vorgabe des getakteten Betriebs der Laserdiode 10 wird bei dieser Schaltungsanordnung wieder durch den Taktgenerator 34 vorgegeben, der jedoch anstelle der Vergleichsspannung 32 die aus dem Signal der Monitor-Fotodiode 26 gewonnene Messspannung 24 getaktet als Istwert dem Vergleicher 22 zur Verfügung stellt. Auch bei dieser Schaltungsanordnung ist der Vergleicher 22 sowohl während der Impulsdauer als auch während der Impulspause des Taktgenerators 34 ständig betriebsbereit. Die Problematik des Überschwingens während der Übergänge zwischen den Impulsdauern und den Impulspausen tritt in gleicher weise wie bei der in Figur 1 gezeigten Schaltungsanordnung auf. Zusätzlich werden die dynamischen Eigenschaften der Schaltungsanordnung durch den getakteten Betrieb der Monitor-Fotodiode 26, insbesondere durch deren parasitäre Kapazität, ungünstig beeinflusst.
Bei der in Figur 3 gezeigten Schaltungsanordnung gemäß dem Stand der Technik zum getakteten Betreiben der Laserdiode 10 liegen am Vergleicher 22 sowohl die Referenzspannung 32 als auch die aus dem Signal der Monitor- Fotodiode 26 gewonnene Messspanung 24 ständig an, sodass Schaltvorgänge im Vergleicher 22, zumindest art demjenigen Eingang, an welchem die Referenzspannung 32 liegt, vermieden werden. Der getaktete Betrieb der Laserdiode 10 wird bei dieser Schaltungsanordnung mittels eines zusätzlichen elektronischen Schalters 50 realisiert, der in Serie zur
Laserdiode 10 geschaltet ist. Der Schalter 50 wird vom Taktgenerator 34 mit dem vorgegebenen Takt geöffnet beziehungsweise geschlossen.
Auch bei der in Figur 3 gezeigten Schaltungsanordnung ist der Vergleicher 22 sowohl während der Impulsdauern als auch während der Impulspausen des vom Taktgenerator 34 bereitgestellten Signals ständig in Betrieb. Sowohl bei der in Figur 3 gezeigten Schaltungsanordnung als auch bei den in den Figuren 1 und 2 gezeigten Schaltungsanordnungen können während der Impulspause Störsignale in die Schaltungsanordnung eingekoppelt werden, die insbesondere den als Differenzverstärker realisierten Vergleicher 22 aufgrund seiner Spannungsverstärkenden Funktion einwirken können. Eine unerwünschte Emission von Strahlung 12 der Laserdiode 10 während der Impulspausen kann nicht vollständig ausgeschlossen werden. Weiterhin können vergleichsweise starke Störsignale insbesondere während der vom Taktgenerator 34 festgelegten Impulspausen zu einer kurzzeitigen und somit schädlichen Überlastung der Laserdiode 10 führen. Den gezeigten Schaltungsanordnungen Fig. 1 bis Fig. 3 ist gemeinsam, dass der Vergleicher 22 dauerhaft aktiv bleibt und er so in den Impulspausen in einen gesättigten Zustand kippt, was sich auf die Reaktionsgeschwindigkeit negativ auswirkt.
Erfindungsgemäß ist deshalb vorgesehen, dass zur Durchführung des getakteten Betriebs der Laserdiode 10 die Energieversorgung des
Vergleichers 22 getaktet wird. Die Betriebsspannung beziehungsweise der Betriebsstrom des Vergleichers 22 wird vollständig eingeschaltet oder abgeschaltet. Bei der in Figur 4 gezeigten erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung wird vom Taktgenerator 34 die Betriebsspannung 60 des Vergleichers 22 getaktet vorgegeben, sodass der Vergleicher 22 nur während der Impulsdauern in Betrieb, jedoch während der Impulspausen abgeschaltet ist.
Störsignale, die sich insbesondere während der Impulspausen negativ auf den Vergleicher 22 auswirken könnten, bleiben wirkungslos und beeinflussen die Ausgangsspannung 20 des Vergleichers 22 nicht.
Die von der Monitor-Fotodiode 26 abgeleitete Messspannung 24 wird mittels einer Vorspannungsquelle 36 auf ein der Spannung des
Referenzspannungsgenerators 40 zumindest ähnliches Niveau angehoben.
Aufgrund der geschalteten Betriebsspannung 60 des Vergleichers 22 können sowohl die Referenzspannung 32 als auch die Messspannung 24 ständig dem Vergleicher 22 zur Verfügung gestellt werden, sodass
Umspeicherungsvorgänge an parasitären Kapazitäten des als
Differenzverstärker realisierten Vergleichers 22 entfallen.
Figur 5 zeigt ein detaillierteres Schaltbild als Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß Figur 4. Der Vergleicher 22 wird mit den beiden Transistoren 70, 72 realisiert, wobei im gezeigten Ausführungsbeispiel von Bipolartransistoren ausgegangen ist. Die beiden
Transistoren 70, 72 bilden einen symmetrischen Differenzverstärker, bei welchem die Emitter-Anschlüsse der beiden Transistoren 70, 72 miteinander verbunden und über einen Widerstand 74 an den Taktgenerator 34
angeschlossen sind, der die Betriebsspannung beziehungsweise den
Betriebsstrom 60 des Vergleichers 22 getaktet zur Verfügung stellt.
Während der Kollektor-Anschluss des ersten Transistors 70 unmittelbar an die Schaltungsmasse 30 geschaltet ist, wird der Kollektor-Anschluss des zweiten Transistors 72 über einen Arbeitswiderstand 76, an welchem die verstärkte Differenzspannung 20 als Ausgangsspannung anliegt, mit der
Schaltungsmasse 30 verbunden. Am Basis-Anschluss des ersten Transistors 70 liegt die Referenzspannung 32 als Sollwert an, welche die
Referenzspannungsquelle 40 bereitstellt. Am Basis-Anschluss des zweiten Transistors 72 liegt die aus dem Signal der Monitor-Fotodiode 26 gewonnene Messspannung 24 als Istwert an.
Die Referenzspannung 32 liegt kontinuierlich an. Ebenso wird die von der
Vorspannungsquelle 36 angehobene Messspannung 24 während der
Impulspause des getakteten Betriebs nicht abgeschaltet, sodass die
Kapazität der Monitor-Fotodiode 26 immer vorgespannt bleibt. Jedoch ändert sich die Messspannung 24 aufgrund des Wegfalls der von der Laserdiode 10 emittierten Strahlung 12 während der Impulspausen.
Zusätzlich wird die Reaktionszeit dadurch verringert, dass die maximal mögliche Regeldifferenz am Vergleicher 22 während der Impulspausen durch Erhöhung der Messspannung 24 um die Spannung der Vorspannungsquelle 36 möglichst klein gehalten wird.
Die zwischen dem Kollektor-Anschluss und dem Basis-Anschluss der Transistoren 70, 72 jeweils vorhandene parasitäre Kapazität, die multipliziert mit dem Strom- Verstärkungsfaktor der Transistoren 70, 72 an den Basis-Anschlüssen vergrößert wirksam wird (Miller-Kapazität), muss aufgrund der ständig anliegenden
Spannungen am Basis-Anschluss jeweils der Transistoren 70, 72 nicht umgeladen werden. Während die Vergleichsspannung 32 konstant ist, taktet die
Messspannung 24 im Takt des Taktgenerators 34. Aufgrund des vollständigen Abschaltens des Vergleichers 22 während der Impulspausen hat das Umladen der parasitären Kapazität zwischen dem Basis-Anschluss und dem Kollektor-Anschluss des zweiten Transistors 72 keinen Einfluss auf die Abschaltzeit. Zusätzlich wird durch das Abschalten des Vergleichers 22 während der Impulspausen ein gesättigter Zustand des Transistors 72 oder 70 im Differenzverstärker verhindert.
Durch das Abschalten des Vergleichers 22 während der Impulspausen wird eine unerwünschte und unkontrollierte Aussendung der von der Laserdiode 10 emittierten Strahlung 12 oder eine Zerstörung der Laserdiode 10 durch Überlast, verursacht durch gegebenenfalls auftretende Störsignal-Einkopplungen an den vergleichsweise hochohmigen Basis-Anschlüssen der Transistoren 70, 72 des Vergleichers 22 vermieden.
Besonders vorteilhaft ist die Ansteuerung des Vergleichers 22 über die
gemeinsamen Emitter-Anschlüsse der beiden Transistoren 70, 72. Durch die Emitter-Ansteuerung kann der symmetrische Differenzverstärker schnell aktiviert werden, wodurch sich die Gefahr von Signal-Überschwingen weiter reduziert.
Die Emitter-Ansteuerung des symmetrischen Differenzverstärkers des Vergleichers 22 bringt weiterhin den Vorteil mit sich, dass die Anforderungen an die Amplituden- Genauigkeit des vom Taktgenerator 34 bereitgestellten Impulssignals nur noch eine untergeordnete Rolle spielen.
Im gezeigten Ausführungsbeispiel wird davon ausgegangen, dass der
Differenzverstärker des Vergleichers 22 mit Bipolar-Transistoren realisiert ist.
Alternativ können die beiden Transistoren 70, 72 als Feldeffekt-Transistoren realisiert sein, wobei in diesem Fall die beiden Source-Anschlüsse der Feldeffekt- Transistoren miteinander verbunden sind und über den Widerstand 74 mittels des Taktgenerators 34 mit Energie versorgt werden.
Der Regler 14, der vorzugsweise als Spannungs-/Strom-Wandler realisiert ist, wird gemäß einer besonders einfachen Ausgestaltung als spannungsgesteuerte Stromquelle realisiert.
Die vom Differenzverstärker verstärkte Differenzspannung tritt als
Ausgangsspannung 20 am Arbeitswiderstand 76 auf. Die Ausgangsspannung 20 ist dem Basis-Anschluss eines dritten Transistors 78 zugeführt. Der Emitter- Anschluss des dritten Transistors 78 ist über einen Strom- Gegenkopplungswiderstand 80 mit der Schaltungsmasse 30 verbunden. Der Betriebsstrom 16 der Laserdiode 10 während der Impulsdauern wird im
Wesentlichen vom Widerstandswert des Strom-Gegenkopplungswiderstands 80 und der am Strom-Gegenkopplungswiderstand 80 anliegenden Spannung festgelegt. Die Spannung entspricht der Ausgangsspannung 20 des Vergleichers 22, von welcher die Basis-Emitter-Spannung des dritten Transistors 78 subtrahiert wird. Dabei wird die maximale Ausgangsspannung 20 des Vergleichers 22 über den gemeinsamen Emitter- beziehungsweise Source-Strom des
Differenzverstärkers 22 und den Widerstand 76 definiert begrenzt.
Der Kollektor-Anschluss des dritten Transistors 78 ist über einen weiteren
Arbeitswiderstand 82 und über einen Schutzwiderstand 84 mit der Laserdioden- Energieversorgung 18 verbunden. Während der Widerstandswert des
Schutzwiderstands 84 im Bereich von beispielsweise 1 - 50 Ohm liegt, beträgt der Widerstandswert des weiteren Arbeitswiderstands beispielsweise 10 kOhm.
Vorzugsweise ist ein Gegenkopplungs-Kondensator 86 vorgesehen, der vom Ausgang des Reglers 14 zu einem Eingang des Vergleichers 22, im gezeigten Ausführungsbeispiel zum Basis-Anschluss des ersten Transistors 70 führt. Der Gegenkopplungs-Kondensator 86, dessen Kapazität beispielsweise im Bereich von 10 - 100 pF liegt, unterdrückt eine Schwingungsneigung bei höheren Frequenzen. Zunächst begrenzt der im Spannungs-/Strom-Wandler vorhandene Strom- Gegenkopplungswiderstand 80 den durch die Laserdiode 10 während der
Impulsdauern fließenden Betriebsstrom 16 auf einen Maximalwert.
Weiterhin begrenzt alternativ oder zusätzlich der Schutzwiderstand 84 den durch die Laserdiode 10 während der Impulsdauern fließenden Betriebsstrom 16 im Fehlerfall auf einen maximalen Wert.
Darüber hinaus kann in der Laserdioden-Energieversorgung 18 eine
Strombegrenzungs-Anordnung 87 vorgesehen sein, welche zusätzlich oder alternativ ebenfalls den maximalen, während der Impulsdauern auftretenden Betriebsstrom 16 durch die Laserdiode 10 begrenzt.
Vorzugsweise ist ein Pufferkondensator 88 vorgesehen, dessen Kapazität beispielsweise im Bereich von 1 - 10. F liegt. Bei einer niederinduktiven
Ausgestaltung des Pufferkondensators 88 wird der (Impuls-) Betriebsstrom 16 der Laserdiode 10 während einer Impulsdauer im Wesentlichen vom Pufferkondensator 88 bereitgestellt. Die Laserdioden-Energieversorgung 18 muss nur in der Lage sein, über den Schutzwiderstand 84 den mittleren Betriebsstrom 16 nachzuliefern.
Zusätzlich werden Störspitzen auf der Laserdioden-Energieversorgung 18 gefiltert und die Impulsstrombelastung gegenüber der Referenzspannungsquelle 40 und Vorspannungsquelle 36 entkoppelt.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung ist eine Übertemperatur-Schutzschaltung 90 vorgesehen, der ein Temperatursignal 92 zur Verfügung gestellt wird. Das Temperatursignal 92 stellt beispielsweise ein nicht näher gezeigter Temperatursensor bereit, der vorzugsweise thermisch an die Laserdiode 10 gekoppelt ist. Bei einer Erwärmung der Laserdiode 10 auf unzulässig hohe Werte sorgt das Temperatursignal 92 für ein Ansprechen der Übertemperatur-Schutzschaltung 90, die beispielsweise als Schalter realisiert ist, der bei einer Übertemperatur geöffnet wird.
Figur 6 zeigt eine Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum getakteten Betreiben der Laserdiode 10, bei welcher Alternative Positionen der Übertemperatur-Schutzschaltung 90 vorgesehen sind. Neben der in Figur 5 gezeigten Position der Übertemperatur-Schutzschaltung 90 im Stromkreis der Laserdiode 10, kann die Übertemperatur-Schutzschaltung 90 in Serie mit dem im Stromversorgungskreis des Vergleichers 22 liegenden Widerstand 74 geschaltet werden. Bei einer aufgetretenen Übertemperatur sorgt die Übertemperatur-Schutz Schaltung 90 dafür, dass der Vergleicher 22 unabhängig von der Vorgabe des Takt-Generators 34 abgeschaltet bleibt und somit die Laserdiode 10 nicht mehr ansteuern känn.
Eine darüber hinausgehende alternative Position der Übertemperatur- Schutzschaltung 90 sieht die Anordnung der Übertemperatur-Schutzschaltung 90 im Regler 14 vor. Im gezeigten Ausführungsbeispiel schließt die Übertemperatur- Schutzschaltung 90 bei einer aufgetretenen Übertemperatur den Basisanschluss des Transistors 78 gegen Schaltungsmasse 30 kurz, sodass der Transistors 78 die Laserdiode 10 nicht mehr in Betrieb setzen kann. Aufgrund der Darstellung von mehreren alternativen Positionen der Übertemperatur-Schutzschaltung 90 ist die Übertemperatur-Schutzschaltung 90 in Figur 6 jeweils strichliniert eingetragen.

Claims

Ansprüche
1. Schaltungsanordnung zum getakteten Betreiben einer Laserdiode (10),
mit einer Monitor-Fotodiode (26), aus deren Signal ein Maß für die von der Laserdiode (10) emittierten Strahlung (12) als Messspannung (24) gewonnen wird, mit einem Vergleicher (22), der die Messspannung (24) mit einer Referenzspannung (32) vergleicht und als Differenzsignal (20) einem Regler (14) zur Verfügung stellt, wobei sowohl die Messspannung (24) als auch die Referenzspannung (32) ständig am Vergleicher (22) anliegen, dadurch gekennzeichnet, dass zur Durchführung des
getakteten Betriebs der Laserdiode (10) ein getaktetes Betreiben der
Energieversorgung des Vergleichers (22) vorgesehen ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Vergleicher (22) einen symmetrischen Gleichspannungs-Differenzverstärker mit zwei Bipolar-Transistoren (70, 72) enthält, deren Emitter-Anschlüsse miteinander verbunden sind.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass zur getakteten Energieversorgung des Vergleichers (22) eine Emitter-Ansteuerung der beiden Bipolar-Transistoren (70, 72) vorgesehen ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Vergleicher (22) einen symmetrischen Gleichspannungs-Differenzverstärker mit zwei Feldeffekt-Transistoren (70, 72) enthält, deren Source-Anschlüsse miteinander verbunden sind.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass zur getakteten Energieversorgung des Vergleichers (22) eine Source-Ansteuerung der beiden Feldeffekt-Transistoren (70, 72) vorgesehen ist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass als Regler (14) ein Spannungs-/Strom-Wandler vorgesehen ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Spannungs-/Strom-Wandler eine Stromquelle aufweist, die einen Transistor (78) und einen Strom-Gegenkopplungswiderstand (80) enthält, wobei der Strom-Gegenkopplungswiderstand (80) den Betriebsstrom (16) der Laserdiode (10) auf einen Maximalwert begrenzt.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass eine Vorspannungsquelle (36) vorgesehen ist, welche die Messspannung (24) um eine vorgegebene Spannung erhöht.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass ein Schutzwiderstand (84) zur Begrenzung des während der Impulsdauern fließenden Betriebsstroms (16) der Laserdiode (10) vorgesehen ist, der in Serie mit der Laserdiode (10) geschaltet ist.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass eine Strombegrenzungs-Anordnung (87) in der Laserdioden-Energieversorgung (18) vorgesehen ist.
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass eine Übertemperatur-Schutzschaltung (90) vorgesehen ist, welche die
Inbetriebnahme der Laserdiode (10) bei einer Übertemperatur der Laserdiode (10) mittels eines Temperatursignals (92) abschaltet.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Übertemperatur-Schutzschaltung (90) den Betriebsstrom (16) der Laserdiode (10) bei einer aufgetretenen Übertemperatur verhindert.
13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Übertemperatur-Schutzschaltung (90) den Regler (14) bei einer aufgetretenen Übertemperatur außer Betrieb setzt.
14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Übertemperatur-Schutzschaltung (90) den Vergleicher (22) bei einer aufgetretenen Übertemperatur außer Betrieb setzt.
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