WO2014034529A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply device that improves power conversion efficiency.
  • Resonance type converters are known as switching power supply devices for various electronic devices.
  • This resonance type converter is configured by connecting a primary winding of an insulating transformer to a DC voltage source via a capacitor.
  • a DC resonance circuit is formed by the leakage inductance of the insulating transformer and the capacitor.
  • the resonant converter controls the current flowing through the series resonant circuit by using first and second switching elements that are complementarily turned on and off, and performs step-up / step-down from the secondary winding side of the isolation transformer. The obtained DC voltage is obtained.
  • Patent Documents 1 and 2 propose a soft switching technique for this type of switching power supply device.
  • this soft switching technology when the voltage applied to each switching element is zero (0), or when the current flowing through the inductance is zero (0), the switching element is turned on to reduce the loss in the switching element. Greatly reduced.
  • a composite oscillation type current resonance converter that causes the series resonance circuit to perform a current resonance operation has also been proposed.
  • the composite oscillation type current resonance converter causes the first switching element to perform a separate oscillation operation with a drive signal whose pulse width is controlled according to the output voltage, and uses the voltage generated in the auxiliary winding of the isolation transformer. Then, the second switching element is caused to self-oscillate.
  • this type of resonance type switching power supply device connects a primary winding P1 of an insulation transformer T to a DC voltage source B via a capacitor C, and a leakage inductance of the insulation transformer T and the capacitor. And a series resonant circuit formed by C.
  • the first switching element Q1 connected in series to the primary winding P1 of the isolation transformer T is driven by a drive control circuit A that performs a separately excited oscillation operation, and the DC input voltage Vin from the DC voltage source B is supplied to the series. Applied to the resonant circuit.
  • the drive control circuit A is composed of, for example, a power supply IC.
  • the second switching element Q2 connected in parallel to the series resonance circuit is turned on by the drive control circuit A when the first switching element Q1 is turned off to form a resonance current path of the series resonance circuit.
  • These first and second switching elements Q1, Q2 are made of, for example, a high breakdown voltage n-type MOS-FET.
  • the electric power generated in the secondary windings S1 and S2 of the insulation transformer T is rectified and smoothed through an output circuit including diodes D1 and D2 and an output capacitor Cout, and is supplied to a load (not shown) as an output voltage Vout.
  • the resonance power converter main body is constructed by these circuit portions.
  • the output voltage Vout obtained in the output circuit, specifically, the deviation between the output voltage Vout and the output voltage set value is detected by the output voltage detection circuit VS, and the drive control is performed as an FB voltage via the photocoupler PC.
  • the FB voltage fed back to the drive control circuit A is used for pulse width modulation of an output control signal for driving on and off the first and second switching elements Q1 and Q2, thereby stabilizing the output voltage Vout. It becomes.
  • the DC power supplied from the DC voltage source B is filtered through the input capacitor Cin and then supplied to the switching power supply device as the input voltage Vin.
  • the drive control circuit A is composed mainly of the output control circuit 2, the winding detection circuit 3, and the drive signal generation circuit 4 as shown in a schematic configuration in FIG.
  • the output control circuit 2 includes a PWM control circuit that generates an output control signal having a pulse width corresponding to the feedback signal FB fed back from the output voltage detection circuit VS as a PWM signal.
  • the winding detection circuit 3 determines the polarity of the voltage generated in the tertiary winding P3 of the insulation transformer T and outputs a winding detection signal VW.
  • the drive signal generation circuit 4 generates a drive signal of the first switching element Q1 whose pulse width is controlled according to the winding detection signal VW and the output control signal.
  • reference numeral 5 denotes a drive amplifier as a drive circuit that receives the drive signal output from the drive signal generation circuit 4 and drives the first switching element Q1.
  • Reference numeral 6 denotes an internal voltage VDD that is applied to the drive control circuit A and generates an internal voltage VDD required for the operation of the output control circuit 2, the winding detection circuit 3, and the drive signal generation circuit 4. It is a power supply circuit.
  • the composite oscillation current resonance converter which is a switching power supply device having the above configuration will be briefly described.
  • the first switching element Q1 when the second switching element Q2 is in the off state, the first switching element Q1 is turned on to allow a current to flow through the series resonance circuit described above.
  • a parasitic capacitance (not shown) of the first switching element Q1 is charged by the current flowing through the inductance of the series resonance circuit.
  • a parasitic capacitance (not shown) of the second switching element Q2 is discharged by the current.
  • the second switching element Q2 is turned on to turn on the zero voltage of the second switching element Q2. Switching is realized. As the second switching element Q2 is turned on, the power energy stored in the capacitor C now flows through the second switching element Q2. Therefore, the current flowing through the inductance of the series resonant circuit is reversed.
  • the parasitic capacitance of the second switching element Q2 is charged by the inverted current as described above.
  • the parasitic capacitance of the first switching element Q1 is discharged by this current. Then, it is detected from the polarity inversion of the voltage generated in the tertiary winding P3 that the voltage charged in the parasitic capacitance of the second switching element Q2 reaches zero (0) voltage.
  • the first switching element Q1 is turned on, the current of the series resonance circuit is inverted and flows again through the first switching element Q1.
  • the winding detection circuit 3 includes, for example, two voltage dividing resistors R1 and R2 connected in series as shown in FIG.
  • the voltage dividing resistors R1 and R2 divide the internal voltage VDD or the drive voltage VCC to set a winding threshold voltage VWth.
  • the comparator 7 compares the winding threshold voltage VWth with the winding voltage generated in the tertiary winding P3 of the insulating transformer T. When the winding voltage exceeds the winding threshold voltage VWth, the comparator 7 outputs a winding detection signal VW on the assumption that the polarity of the winding voltage is inverted.
  • the winding threshold voltage VWth is set in advance based on the specifications of the switching power supply. For this reason, for example, when the DC input voltage Vin changes due to, for example, aging of parts constituting the switching power supply or variation in characteristics, it cannot be denied that the generation timing of the winding detection signal VW is shifted. Specifically, the winding voltage generated in the tertiary winding P3 is small when the DC input voltage Vin is a low input voltage lower than the voltage defined in the specification. For this reason, for example, as shown in FIG. 8, the generation timing of the winding detection signal VW is delayed. Then, a delay occurs in the timing for turning on the first switching element Q1, and the invalid time for power conversion increases. As a result, the current peak extends, the loss in the first switching element Q1 increases, and the power conversion efficiency decreases.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and its purpose is to set the turn-on timings of the first and second switching elements appropriately without regard to changes in the DC input voltage Vin, and to achieve zero voltage.
  • An object of the present invention is to provide a switching power supply device having a simple configuration that can realize switching and prevent a decrease in conversion efficiency.
  • the switching power supply basically includes a DC voltage source connected to the primary winding P1 of the insulation transformer T via the capacitor C, and the leakage inductance of the insulation transformer and the capacitor.
  • a first switching element Q1 that is driven by a series resonance circuit formed by C and a drive control circuit that performs separately-excited oscillation operation, and that applies a DC input voltage Vin from the DC voltage source to the series resonance circuit when turned on;
  • a second circuit that is connected in parallel to the series resonance circuit and is turned on by a voltage generated in the auxiliary winding P2 of the isolation transformer when the first switching element is turned off to form a current path of the series resonance circuit.
  • the switching power supply device includes the drive control circuit, An output control circuit for generating an output control signal having a pulse width corresponding to the output voltage of the output circuit, and a winding detection signal by comparing a voltage generated in the tertiary winding P3 of the insulation transformer with a winding threshold voltage VWth A winding detection circuit for outputting VW; According to the winding detection signal and the output control signal, a drive signal generation circuit that generates a drive signal for the first switching element, the pulse width of which is controlled.
  • the drive control circuit changes the winding threshold voltage VWth set in the winding detection circuit in accordance with the DC input voltage Vin applied to the series resonance circuit, thereby turning on the timing of the first switching element Q1. It is characterized in that a threshold setting circuit for adjusting the above is provided.
  • the drive circuit for example, has a pulse width in which the rising of the winding detection signal VW indicating the polarity reversal of the voltage generated in the tertiary winding P3 of the isolation transformer is an on trigger and the rising of the output control signal is an off trigger.
  • the threshold setting circuit sets the winding threshold voltage VWth to be high when the DC input voltage Vin is higher than a preset threshold voltage Vth, and sets the winding when the DC input voltage Vin is lower than the threshold voltage Vth.
  • the line threshold voltage VWth is configured to be set low.
  • the threshold setting circuit switches an analog switch according to a comparison result between the DC input voltage Vin and a preset threshold voltage Vth, and selects one of a plurality of preset winding threshold voltages VWth1, VWth2 to VWthn.
  • One is configured to be selectively set in the winding detection circuit.
  • the winding threshold voltage VWth is changed according to the change of the DC input voltage Vin, so that the winding applied appropriately at the timing when the voltage applied to the first switching element Q1 becomes zero (0).
  • the line detection signal VW can be generated.
  • the first switching element Q1 can be zero-voltage switched regardless of the change in the DC input voltage Vin. Therefore, according to the present invention, an increase in loss in the first switching element Q1 can be effectively suppressed.
  • the switching power supply device having the above configuration, the first switching caused by the change in the DC input voltage Vin can be achieved with a simple configuration in which the winding threshold voltage VWth is changed according to the change in the DC input voltage Vin. Deviation in turn-on timing of the element Q1 can be prevented. Therefore, according to the present invention, it is possible to reduce the circuit design conditions based on the secular change of components constituting the switching power supply device, the variation in characteristics, and the like.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a composite oscillation current resonance converter as a switching power supply device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a drive control circuit illustrated in FIG. 1.
  • winding detection circuit shown in FIG. FIG. 2 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the switching power supply device shown in FIG. 1.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of a drive control circuit illustrated in FIG. 5.
  • winding detection circuit shown in FIG. FIG. 6 is a signal waveform diagram for explaining a problem when the input voltage Vin is low in the switching power supply device shown in FIG. 5.
  • FIG. 6 is a signal waveform diagram for explaining a problem when the input voltage Vin becomes high in the switching power supply device shown in FIG. 5.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a composite oscillation type current resonance converter as a switching power supply device according to this embodiment.
  • This composite oscillation current resonance converter is basically configured in the same manner as the conventional composite oscillation current resonance converter shown in FIG. Accordingly, the same parts as those in the composite oscillation type current resonance converter shown in FIGS. 5 and 6 are denoted by the same reference numerals, and the repeated description thereof is omitted.
  • the switching power supply device 1 composed of this composite oscillation current resonance converter includes voltage dividing resistors Ra and Rb connected in series as shown in FIG.
  • the voltage dividing resistors Ra and Rb connected in series are connected in parallel to the input capacitor Cin to divide and detect the DC input voltage Vin.
  • the voltage BO proportional to the DC input voltage Vin detected via the voltage dividing resistors Ra and Rb is the drive control circuit (power supply IC) A for driving the first switching element Q1 as shown in FIG. Is provided to the winding detection circuit 3 in FIG.
  • the switching power supply 1 is characterized in that the winding threshold voltage VWth described above in the winding detection circuit 3 is variably set according to the change of the DC input voltage Vin.
  • the winding detection circuit 3 that variably sets the winding threshold voltage VWth according to the change of the DC input voltage Vin, specifically, a voltage BO proportional to the DC input voltage Vin as shown in FIG.
  • a first comparator 11 for comparing with the set threshold voltage Vth is provided.
  • the first comparator 11 plays a role of switching, for example, two analog switches 12 and 13 in a complementary manner. Specifically, the first comparator 11 has two voltages of different voltages set by dividing the internal voltage VDD or the drive voltage VCC by three voltage dividing resistors R1, R2, and R3 connected in series.
  • One of the types of winding threshold voltages VWth1 and VWth2 (VWth1> VWth2) is selected via the analog switches 12 and 13 and supplied to the second comparator 14.
  • the second comparator 14 compares one of the winding threshold voltages VWth1 and VWth2 with the winding voltage generated in the tertiary winding P3 of the insulating transformer T.
  • the second comparator 14 corresponds to the comparator 7 shown in FIG.
  • the second comparator 14 detects the polarity reversal of the winding voltage with reference to the first winding threshold voltage VWth1.
  • VWth2 ( ⁇ VWth1) is set in the second comparator 14. Therefore, the second comparator 14 detects polarity inversion of the winding voltage with reference to the second winding threshold voltage VWth2.
  • one of the three or more winding threshold voltages VWth1, VWth2 to VWthn is selected according to the DC input voltage Vin and set in the second comparator 14 according to the DC input voltage Vin. It is also possible to configure so as to.
  • the DC input voltages Vin are respectively compared in parallel by using a plurality (n ⁇ 1) of first comparators 11 having different threshold voltages Vth. Then, each of the outputs of the plurality of first comparators 11 is logically processed to selectively drive an analog switch, thereby selecting one of the plurality of winding threshold voltages VWth1, VWth2 to VWthn.
  • the second comparator 14 may be set.
  • the winding threshold voltage VWth is selected and set in accordance with the change in the DC input voltage Vin. Therefore, even if the winding voltage changes with the change of the DC input voltage Vin, a change in polarity of the winding voltage can be reliably detected. Therefore, the winding detection signal VW can be generated at an appropriate timing regardless of the change in the DC input voltage Vin.
  • the winding threshold voltage VWth is changed in accordance with the change in the DC input voltage Vin, it is possible to greatly relax the circuit design conditions based on the secular change of components constituting the switching power supply device and variations in characteristics. It becomes. Furthermore, since the circuit itself for variably setting the winding threshold voltage VWth according to the DC input voltage Vin can be simply configured, it is possible to easily incorporate it into the drive control circuit A composed of a power supply IC. Played.
  • the present invention is not limited to the embodiment described above.
  • the winding threshold voltage VWth set in the second comparator 14 according to the change in the DC input voltage Vin can be determined in three or more stages as described above.
  • the pulse width-modulated PWM signal is shown as the drive control signal whose pulse width is varied according to the output voltage Vout.
  • the pulse frequency-modulated PFM signal may be used.
  • the second switching element Q2 that self-oscillates is set to the high voltage side
  • the first switching element Q1 that is driven by the drive control circuit that performs the separately excited oscillation operation is set to the low voltage side. It is also possible to do. In this case, it is sufficient to use p-type MOS-FETs as the first and second switching elements Q1 and Q2 and reversely set the operation logic in the drive control circuit A described above.
  • the present invention can be variously modified and implemented without departing from the scope of the invention.

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Abstract

　絶縁トランス(Ｔ)のリーケージインダクタンスとコンデンサ(Ｃ)とにより形成した直列共振回路と、他励発振動作する駆動制御回路により駆動されて直流入力電圧(Ｖin)を直列共振回路に印加する第１のスイッチング素子(Ｑ１)と、直列共振回路に並列接続され第１のスイッチング素子のオフ時に前記絶縁トランスの補助巻線(Ｐ２)に生起される電圧にて導通駆動される第２のスイッチング素子(Ｑ２)とを備える。特に絶縁トランスの三次巻線(Ｐ３)に生起される電圧の極性反転を検出して巻線検出信号を出力する巻線検出回路に設定する巻線閾値電圧(ＶＷth)を、直流入力電圧(Ｖin)に応じて変化させて前記第１のスイッチング素子(Ｑ１)のターンオン・タイミングを適正設定する閾値設定回路を設けたことを特徴とする。

Description

スイッチング電源装置
　本発明は、電力変換効率の向上を図ったスイッチング電源装置に関する。
　各種電子機器用のスイッチング電源装置として、共振型のコンバータが知られている。この共振型のコンバータは、直流電圧源にコンデンサを介して絶縁トランスの一次巻線を接続して構成される。この絶縁トランスのリーケージインダクタンスと前記コンデンサとにより直流共振回路が形成される。前記共振型のコンバータは、相補的にオン・オフ駆動される第１および第２のスイッチング素子を用いて前記直列共振回路に流れる電流を制御し、前記絶縁トランスの二次巻線側から昇降圧された直流電圧を得る。
　例えば特許文献1,２には、この種のスイッチング電源装置におけるソフトスイッチング技術が提唱されている。このソフトスイッチング技術は、前記各スイッチング素子に加わる電圧が零（０）のとき、或いはインダクタンスに流れる電流が零（０）のときに前記スイッチング素子をターンオンすることで、該スイッチング素子での損失を大きく低減する。また前記スイッチング電源装置において、前記直列共振回路を電流共振動作させる複合発振型電流共振コンバータも提唱されている。この複合発振型電流共振コンバータは、出力電圧に応じてパルス幅制御された駆動信号にて第１のスイッチング素子を他励発振動作させると共に、前記絶縁トランスの補助巻線に生起される電圧を利用して前記第２のスイッチング素子を自励発振動作させる。
　この種の共振型のスイッチング電源装置は、例えば図５に示すように直流電圧源ＢにコンデンサＣを介して絶縁トランスＴの一次巻線Ｐ１を接続して該絶縁トランスＴのリーケージインダクタンスと前記コンデンサＣとにより形成された直列共振回路を備える。前記絶縁トランスＴの一次巻線Ｐ１に直列に接続された第１のスイッチング素子Ｑ１は、他励発振動作する駆動制御回路Ａにより駆動されて前記直流電圧源Ｂからの直流入力電圧Ｖinを前記直列共振回路に印加する。前記駆動制御回路Ａは、例えば電源ＩＣからなる。また前記直列共振回路に並列接続された第２のスイッチング素子Ｑ２は、前記第１のスイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記駆動制御回路Ａによりオン駆動されて前記直列共振回路の共振電流路を形成する。これらの第１および第２のスイッチング素子Ｑ１,Ｑ２は、例えば高耐圧のｎ型ＭＯＳ-ＦＥＴからなる。
　前記絶縁トランスＴの二次巻線Ｓ１,Ｓ２に生起された電力は、ダイオードＤ１,Ｄ２および出力コンデンサＣoutからなる出力回路を介して整流・平滑化され、出力電圧Ｖoutとして図示しない負荷に供給される。これらの回路部によって共振型電力変換装置本体が構築される。また前記出力回路に得られる出力電圧Ｖout、具体的には該出力電圧Ｖoutと出力電圧設定値との偏差は出力電圧検出回路ＶＳにて検出され、フォトカプラＰＣを介してＦＢ電圧として前記駆動制御回路Ａにフィードバックされる。この駆動制御回路ＡにフィードバックされるＦＢ電圧は、前記第１および第２のスイッチング素子Ｑ１,Ｑ２をオン・オフ駆動する出力制御信号のパルス幅変調に供され、これによって前記出力電圧Ｖoutが安定化される。尚、前記直流電圧源Ｂから供給される直流電力は入力コンデンサＣinを介してフィルタリングされた後、入力電圧Ｖinとして当該スイッチング電源装置に給電される。
　ここで前記駆動制御回路Ａは、図６にその概略構成を示すように出力制御回路２、巻線検出回路３、および駆動信号生成回路４を主体として構成される。前記出力制御回路２は、前記出力電圧検出回路ＶＳからフィードバックされるフィードバック信号ＦＢに応じたパルス幅の出力制御信号をＰＷＭ信号として生成するＰＷＭ制御回路からなる。また前記巻線検出回路３は、前記絶縁トランスＴの三次巻線Ｐ３に生起される電圧の極性を判定して巻線検出信号ＶＷを出力する。前記駆動信号生成回路４は、前記巻線検出信号ＶＷと前記出力制御信号とに従って、パルス幅制御された前記第１のスイッチング素子Ｑ１の駆動信号を生成する。
　尚、図６において符号５は、前記駆動信号生成回路４が出力する駆動信号を受けて前記第１のスイッチング素子Ｑ１を駆動するドライブ回路としての駆動アンプである。また符号６は、駆動制御回路Ａに加えられる駆動電圧ＶCCを受けて、前記出力制御回路２、前記巻線検出回路３および前記駆動信号生成回路４の動作に必要な内部電圧ＶDDを生成する内部電源回路である。
　上記構成のスイッチング電源装置である複合発振型電流共振コンバータの動作を簡単に説明する。この複合発振型電流共振コンバータにおいては、前記第２のスイッチング素子Ｑ２がオフ状態にあるとき、前記第１のスイッチング素子Ｑ１をオンすることで前述した直列共振回路に電流が流れる。この状態で前記第１のスイッチング素子Ｑ１をターンオフすると、前記直列共振回路のインダクタンスに流れていた電流によって前記第１のスイッチング素子Ｑ１の図示しない寄生容量が充電される。同時に前記電流によって前記第２のスイッチング素子Ｑ２の図示しない寄生容量が放電される。
　そして前記第１のスイッチング素子Ｑ１の寄生容量に充電された電圧が前記直流入力電圧Ｖinに達したときに、前記第２のスイッチング素子Ｑ２をターンオンすることで該第２のスイッチング素子Ｑ２のゼロ電圧スイッチングが実現される。この第２のスイッチング素子Ｑ２をターンオンに伴って、今度は前記コンデンサＣに蓄えられた電力エネルギーが前記第２のスイッチング素子Ｑ２を介して流れる。従って前記直列共振回路のインダクタンスに流れる電流が反転する。
　その後、前記第２のスイッチング素子Ｑ２をターンオフすると、今度は上述した如く反転した電流によって前記第２のスイッチング素子Ｑ２の寄生容量が充電される。同時にこの電流によって前記第１のスイッチング素子Ｑ１の寄生容量が放電される。そして前記第２のスイッチング素子Ｑ２の寄生容量に充電された電圧が零（０）電圧に達することを前記三次巻線Ｐ３に生起される電圧の極性反転から検出する。この検出タイミングで前記第１のスイッチング素子Ｑ１をターンオンすることで、該第１のスイッチング素子Ｑ１のゼロ電圧スイッチングが実現される。前記第１のスイッチング素子Ｑ１のターンオンにより、前記直列共振回路の電流が反転して再び前記第１のスイッチング素子Ｑ１を介して流れる。
米国特許第５８８６８８４号明細書 米国特許第７３９１１９４号明細書
　ここで前記巻線検出回路３は、例えば図７に示すように直列接続された２個の分圧抵抗Ｒ１,Ｒ２と、比較器７とを備える。前記分圧抵抗Ｒ１,Ｒ２は、前記内部電圧ＶDDまたは駆動電圧ＶCCを分圧して巻線閾値電圧ＶＷthを設定する。前記比較器７は、前記巻線閾値電圧ＶＷthと前記絶縁トランスＴの三次巻線Ｐ３に生起される巻線電圧とを比較する。そして前記比較器７は、前記巻線電圧が前記巻線閾値電圧ＶＷthを超えたとき、これを巻線電圧の極性が反転したとして巻線検出信号ＶＷを出力する。
　ここで前記巻線閾値電圧ＶＷthは、予め当該スイッチング電源装置の仕様に基づいて設定される。この為、例えばスイッチング電源装置を構成する部品の経年変化や特性のバラつき等に起因して前記直流入力電圧Ｖinが変化した場合、巻線検出信号ＶＷの生成タイミングにずれが生じることが否めない。具体的には前記直流入力電圧Ｖinが前記仕様で定められた電圧よりも低くなる低入力電圧時には前記三次巻線Ｐ３に生起される巻線電圧が小さくなる。この為、例えば図８に示すように巻線検出信号ＶＷの生成タイミングが遅れる。すると第１のスイッチング素子Ｑ１をターンオンするタイミングに遅れが生じて電力変換の無効時間が増える。この結果、電流ピークが延びて前記第１のスイッチング素子Ｑ１での損失が増加し、電力変換効率が低下する。
　逆に前記直流入力電圧Ｖinが前記仕様で定められた電圧よりも高くなる高入力電圧時には前記三次巻線Ｐ３に生起される巻線電圧が大きくなる。この為、例えば図９に示すように前記巻線検出信号ＶＷの生成タイミングが早くなる。すると前記第１のスイッチング素子Ｑ１に加わる電圧が零（０）となる前に該第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンする。この結果、前述したゼロ電圧スイッチングができなくなり、該第１のスイッチング素子Ｑ１での損失が増加して電力変換効率が低下する。
　本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、その目的は、直流入力電圧Ｖinの変化に拘わることなく第１および第２のスイッチング素子のターンオン・タイミングを適切に設定してゼロ電圧スイッチングを実現し、変換効率の低下を防止することのできる簡易な構成のスイッチング電源装置を提供することにある。
　上述した目的を達成するべく本発明に係るスイッチング電源装置は、基本的には直流電圧源にコンデンサＣを介して絶縁トランスＴの一次巻線Ｐ１を接続して該絶縁トランスのリーケージインダクタンスと前記コンデンサＣとにより形成した直列共振回路と、他励発振動作する駆動制御回路により駆動され、オン時に前記直流電圧源からの直流入力電圧Ｖinを前記直列共振回路に印加する第１のスイッチング素子Ｑ１と、前記直列共振回路に並列接続され、前記第１のスイッチング素子のオフ時に前記絶縁トランスの補助巻線Ｐ２に生起される電圧にてオン駆動されて前記直列共振回路の電流路を形成する第２のスイッチング素子Ｑ２と、前記絶縁トランスの二次巻線Ｓ１,Ｓ２側に生起された電力を整流・平滑化して出力する出力回路とを備える。
　更に本発明に係るスイッチング電源装置は、前記駆動制御回路を、
　前記出力回路の出力電圧に応じたパルス幅の出力制御信号を生成する出力制御回路と、前記絶縁トランスの三次巻線Ｐ３に生起される電圧を巻線閾値電圧ＶＷthと比較して巻線検出信号ＶＷを出力する巻線検出回路と、
　前記巻線検出信号と前記出力制御信号とに従って、パルス幅制御された前記第１のスイッチング素子の駆動信号を生成する駆動信号生成回路とにより構成する。　そして特に前記駆動制御回路に、前記直列共振回路に加えられる直流入力電圧Ｖinに応じて前記巻線検出回路に設定する巻線閾値電圧ＶＷthを変化させて前記第１のスイッチング素子Ｑ１のターンオン・タイミングを調整する閾値設定回路を設けたことを特徴としている。
　前記駆動回路は、例えば前記絶縁トランスの三次巻線Ｐ３に生起される電圧の極性反転を示す前記巻線検出信号ＶＷの立ち上がりをオントリガーとし、前記出力制御信号の立ち上がりをオフトリガーとするパルス幅の駆動信号を生成するものからなる。そして前記閾値設定回路は、前記直流入力電圧Ｖinが予め設定した閾値電圧Ｖthよりも高いときには前記巻線閾値電圧ＶＷthを高く設定し、前記直流入力電圧Ｖinが前記閾値電圧Ｖthよりも低いときには前記巻線閾値電圧ＶＷthを低く設定するように構成される。好ましくは前記閾値設定回路は、前記直流入力電圧Ｖinと予め設定した閾値電圧Ｖthとの比較結果に応じてアナログスイッチを切り替えて、予め設定した複数の巻線閾値電圧ＶＷth１,ＶＷth２～ＶＷthｎの中の一つを前記巻線検出回路に選択設定するように構成される。
　上記構成のスイッチング電源装置によれば、直流入力電圧Ｖinの変化に応じて巻線閾値電圧ＶＷthを変えるので、前記第１のスイッチング素子Ｑ１に加わる電圧が零（０）となるタイミングで適切に巻線検出信号ＶＷを生成することができる。この結果、前記直流入力電圧Ｖinの変化に拘わることなく、前記第１のスイッチング素子Ｑ１をゼロ電圧スイッチングすることが可能となる。故に本発明によれば前記第１のスイッチング素子Ｑ１での損失増大を効果的に抑えることができる。
　また前記構成のスイッチング電源装置によれば、直流入力電圧Ｖinの変化に応じて巻線閾値電圧ＶＷthを変えると言う簡易な構成にて、前記直流入力電圧Ｖinの変化に起因する前記第１のスイッチング素子Ｑ１のターンオン・タイミングのずれを防止することができる。従って本発明によればスイッチング電源装置を構成する部品の経年変化や特性のバラつき等を踏まえた回路設計条件を緩和することが可能となる等の効果が奏せられる。
本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置としての複合発振型電流共振コンバータの概略構成図。 図１に示す駆動制御回路の構成例を示す図。 図２に示す巻線検出回路の構成例を示す図。 図１に示すスイッチング電源装置の動作を説明するための信号波形図。 複合発振型電流共振コンバータの概略構成図。 図５に示す駆動制御回路の構成例を示す図。 図６に示す巻線検出回路の構成例を示す図。 図５に示すスイッチング電源装置において、入力電圧Ｖinが低くなったときの問題点を説明するための信号波形図。 図５に示すスイッチング電源装置において、入力電圧Ｖinが高くなったときの問題点を説明するための信号波形図。
　以下、図面を参照して本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置について説明する。
　図１はこの実施形態に係るスイッチング電源装置としての複合発振型電流共振コンバータの概略構成図である。この複合発振型電流共振コンバータは、基本的には図５に示した従来の複合発振型電流共振コンバータと同様に構成される。従って図５および図６に示した複合発振型電流共振コンバータと同等部分には同一符号を付し、その繰り返し説明については省略する。
　この複合発振型電流共振コンバータからなるスイッチング電源装置１は、図１に示すように直列接続した分圧抵抗Ｒａ,Ｒｂを備える。直列接続された前記分圧抵抗Ｒａ,Ｒｂは、前記入力コンデンサＣinに並列接続されて前記直流入力電圧Ｖinを分圧して検出する。そして前記分圧抵抗Ｒａ,Ｒｂを介して検出した前記直流入力電圧Ｖinに比例する電圧ＢＯは、図２に示すように前記第１のスイッチング素子Ｑ１を駆動する前記駆動制御回路（電源ＩＣ）Ａにおける巻線検出回路３に与えられる。そしてスイッチング電源装置１は、前記巻線検出回路３において前述した巻線閾値電圧ＶＷthを、前記直流入力電圧Ｖinの変化に応じて可変設定するように構成したことを特徴としている。
　前記直流入力電圧Ｖinの変化に応じて巻線閾値電圧ＶＷthを可変設定する前記巻線検出回路３は、具体的には図３に示すように前記直流入力電圧Ｖinに比例する電圧ＢＯを、予め設定した閾値電圧Ｖthと比較する第１の比較器１１を備える。この第１の比較器１１は、例えば２個のアナログスイッチ１２,１３を相補的に切り替える役割を担う。具体的には前記第１の比較器１１は、直列に接続された３つの分圧抵抗Ｒ１,Ｒ２,Ｒ３により前記内部電圧ＶDD、または駆動電圧ＶCCを分圧して設定された、電圧の異なる２種類の巻線閾値電圧ＶＷth１,ＶＷth２（ＶＷth１＞ＶＷth２）の一方を、前記アナログスイッチ１２,１３を介して選択して第２の比較器１４に与える。従って第２の比較器１４は、巻線閾値電圧ＶＷth１,ＶＷth２の一方と、前記絶縁トランスＴの三次巻線Ｐ３に生起される巻線電圧とを比較する。尚、上記第２の比較器１４は、前述した図７に示す比較器７に相当する。
　具体的には前記直流入力電圧Ｖinが高く、該直流入力電圧Ｖinに比例する電圧ＢＯが前記閾値電圧Ｖthよりも高いときには、前記分圧抵抗Ｒ１,Ｒ２,Ｒ３により設定された第１の巻線閾値電圧ＶＷth１が前記第２の比較器１４に設定される。従って前記第２の比較器１４は、前記第１の巻線閾値電圧ＶＷth１を基準として前記巻線電圧の極性反転を検出する。逆に前記直流入力電圧Ｖinが低く、該直流入力電圧Ｖinに比例する電圧ＢＯが前記閾値電圧Ｖthよりも低いときには、前記分圧抵抗Ｒ１,Ｒ２,Ｒ３により設定された第２の巻線閾値電圧ＶＷth２（＜ＶＷth１）が前記第２の比較器１４に設定される。従って前記第２の比較器１４は、前記第２の巻線閾値電圧ＶＷth２を基準として前記巻線電圧の極性反転を検出する。
　尚、ここでは前記直流入力電圧Ｖinに応じて３種類以上の巻線閾値電圧ＶＷth１,ＶＷth２～ＶＷthｎの中の１つを直流入力電圧Ｖinに応じて選択して前記第２の比較器１４に設定するように構成することも可能である。この場合には、閾値電圧Ｖthを異にする複数（ｎ－１個）の第１の比較器１１を用いて並列的に直流入力電圧Ｖinをそれぞれ比較する。そしてこれらの複数の第１の比較器１１の各出力を論理処理してアナログスイッチを択一的に駆動し、これによって前記複数の巻線閾値電圧ＶＷth１,ＶＷth２～ＶＷthｎの中の１つを選択して前記第２の比較器１４に設定するようにすれば良い。
　上述した如く直流入力電圧Ｖinに応じて設定される巻線閾値電圧ＶＷthと前記絶縁トランスＴの三次巻線Ｐ３に生起される巻線電圧とを比較する巻線検出回路３によれば、図４に示すように直流入力電圧Ｖinの変化に応じて前記巻線閾値電圧ＶＷthが選択設定される。従って前記巻線電圧が前記直流入力電圧Ｖinの変化に伴って変化しても、該巻線電圧の極性の変化を確実に検出することができる。故に前記直流入力電圧Ｖinの変化に拘わることなく適切なタイミングで巻線検出信号ＶＷを生成することができる。
　この結果、前記絶縁トランスＴの三次巻線Ｐ３に生起される巻線電圧の極性反転のタイミングに合わせて、ひいては前記第１のスイッチング素子Ｑ１に加わる電圧が零（０）となるタイミングに合わせて該第１のスイッチング素子Ｑ１をターンオンすることが可能となる。従って前記第１のスイッチング素子Ｑ１でのスイッチング損失を最小限に抑え、その変換効率を向上させることが可能となる。
　しかも直流入力電圧Ｖinの変化に応じて前記巻線閾値電圧ＶＷthを変化させるので、スイッチング電源装置を構成する部品の経年変化や特性のバラつき等を踏まえた回路設計条件を大幅に緩和することが可能となる。更には直流入力電圧Ｖinに応じて巻線閾値電圧ＶＷthを可変設定する回路自体を簡易に構成することができるので、電源ＩＣからなる前記駆動制御回路Ａに組み込むことも容易である等の効果が奏せられる。
　尚、本発明は上述した実施形態に限定されるものではない。例えば前記直流入力電圧Ｖinの変化に応じて前記第２の比較器１４に設定する巻線閾値電圧ＶＷthについては、前述したように３段階以上に定めることが可能なことは言うまでもない。また実施形態においては、出力電圧Ｖoutに応じてパルス幅が可変される駆動制御信号としてパルス幅変調したＰＷＭ信号を示したが、パルス周波数変調したＰＦＭ信号であっても良い。
　更にはここでは自励発振する第２のスイッチング素子Ｑ２を高電圧側とし、他励発振動作する駆動制御回路により駆動する第１のスイッチング素子Ｑ１を低電圧側としたが、これを逆に設定することも可能である。この場合、前記第１および第２のスイッチング素子Ｑ１,Ｑ２としてｐ型のＭＯＳ-ＦＥＴを用い、前述した駆動制御回路Ａでの動作論理を逆に設定すれば十分である。その他、本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。
　Ｔ　絶縁トランス
　Ｐ１　一次巻線
　Ｐ２　補助巻線
　Ｐ３　三次巻線
　Ｓ１,Ｓ２　二次巻線
　Ｄ１,Ｄ２　ダイオード（整流回路）
　Ｃ　共振用のコンデンサ
　Ｃin　入力コンデンサ
　Ｃout　出力コンデンサ
　Ｑ１　第１のスイッチング素子
　Ｑ２　第２のスイッチング素子
　Ａ　駆動制御回路（電源ＩＣ）
　ＶＳ　出力電圧検出回路
　１　スイッチング電源装置
　２　出力制御回路（ＰＷＭ制御回路）
　３　巻線検出回路
　４　駆動信号生成回路
　５　ドライブ回路（駆動アンプ）
　６　内部電源回路
　７　比較器
　１１　第１の比較器
　１２,１３　アナログスイッチ
　１４　第２の比較器

Claims (4)

  1. 　直流電圧源にコンデンサを介して絶縁トランスの一次巻線を接続して該絶縁トランスのリーケージインダクタンスと前記コンデンサとにより形成した直列共振回路と、
    　他励発振動作する駆動制御回路により駆動され、導通動作時に前記直流電圧源からの直流入力電圧を前記直列共振回路に印加する第１のスイッチング素子と、
    　前記直列共振回路に並列接続され、前記第１のスイッチング素子のオフ時に前記絶縁トランスの補助巻線に生起される電圧にて導通駆動されて前記直列共振回路の電流路を形成する第２のスイッチング素子と、
    　前記絶縁トランスの二次巻線側に生起された電力を整流・平滑化して出力する出力回路とを備え、
    　前記駆動制御回路は、前記出力回路の出力電圧に応じたパルス幅の出力制御信号を生成する出力制御回路と、
    　前記絶縁トランスの三次巻線に生起される電圧を巻線閾値電圧と比較して巻線検出信号を出力する巻線検出回路と、
    　前記巻線検出信号と前記出力制御信号とに従って、前記第１のスイッチング素子を駆動するパルス幅制御された駆動信号を生成する駆動回路と、
    　前記直列共振回路に加えられる直流入力電圧に応じて前記巻線検出回路に設定する巻線閾値電圧を変化させて前記第１のスイッチング素子のターンオン・タイミングを調整する閾値設定回路と
    を具備したことを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 　前記駆動回路は、前記巻線検出信号の立ち上がりをオントリガーとし、前記出力制御信号の立ち上がりをオフトリガーとするパルス幅の駆動信号を生成するものである請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  3. 　前記閾値設定回路は、前記直流入力電圧が予め設定した閾値電圧よりも高いときには前記巻線閾値電圧を高く設定し、前記直流入力電圧が前記閾値電圧よりも低いときには前記巻線閾値電圧を低く設定するものである請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  4. 　前記閾値設定回路は、前記直流入力電圧と予め設定した閾値電圧との比較結果に応じてアナログスイッチを切り替えて、予め設定した複数の巻線閾値電圧の中の一つを前記巻線検出回路に選択設定するものである請求項１に記載のスイッチング電源装置。
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