CN104931758A - 直流剩余电流检测装置 - Google Patents

Abstract

本发明揭示了一种直流剩余电流检测装置，由单极性电源驱动，包括：电源转换自平衡电路，输入端连接到单极性电源，电源转换自平衡电路将单极性电源转换为双极性电源并输出，电源转换自平衡电路为其它部件供电。剩余电流互感器，形成有RL多谐振荡器，方波脉冲电压驱动电路循环为剩余电流互感器的次级绕组施加正负方向电压，剩余电流互感器输出相应的采样电压。比较器，获取剩余电流互感器输出的采样电压，将该采样电压与比较器阀值电压并产生正负交替的方波信号，该方波信号作为比较器的输出反馈给方波脉冲电压驱动电路作为驱动信号。比较器的输出还作为直流剩余电流检测装置的输出以表征直流剩余电流的极性和大小。

Description

直流剩余电流检测装置

技术领域

本发明涉及剩余电流检测技术，更具体地说，涉及一种由单极性电源供电的直流剩余电流检测装置。

背景技术

传统的剩余电流检测方法技术包括用于仅检测工频正弦剩余电流的AC型剩余电流检测方法，以及检测工频正弦、脉动直流剩余电流的A型剩余电流检测方法，和用于检测平滑直流剩余电流的B型剩余电流检测方法。其中AC型剩余电流检测方法通常是利用剩余电流互感器初级绕组中存在的交变的剩余电流，产生交变的磁场，从而在剩余电流互感器次级绕组中也感应出相应的交变的感应电流，从而实现剩余电流的检测。另外脉动直流剩余电流虽然没有工频正弦剩余电流变化范围大，但同样存在着电流的变化量，从而产生有效磁通量变化，继而可以在剩余电流互感器次级绕组中得到感应电流。

随着电力电子技术的发展，变频器、医疗设备和UPS等设备的应用日益广泛，这些设备发生故障时，产生的剩余电流不再只是工频正弦波形、脉动直流，也会呈现平滑直流波形。在这种复杂波形条件下，用于正弦交流剩余电流或脉动直流剩余电流保护的磁芯磁场会发生偏置，甚至接近饱和，导致磁芯的磁场强度和感应电势降低，从而使剩余电流互感器次级绕组的检测灵敏度降低。

公开号为US4,276,510的美国专利提出了一种为电流互感器测量原边电流的设备。其原理为电流互感器的次级线圈通以高频交流源，一个电感传感器交替感应次级绕组电感，任何电感的变化都是因为低频原边电流的影响，它被用来感应出第三线圈电流，第三线圈电流因此成为测量原边电流的精确值。US4,276,510的关键原理是让电感（磁导率）变化，即不能先饱和，也不能故障时达不到饱和（除非故障电流太小），完全饱和前换向，换向时间取决于R1、R2、R3的值和晶体管导通电压。US4,276,510需要第三线圈和复杂的模拟电路，大大增加了实现的难度和成本，影响检测精度。

现有的其它直流剩余电流检测方法虽然多数也是将剩余电流互感器的次级线圈通以高频交流源，通过磁芯饱和产生交变、正负峰值相等的激磁电流的方法来检测直流剩余电流。但是为了得到正负交变的激磁电流，对于现有技术的激磁电路往往需要双极性电源，从而导致功耗增加，而且需要变压器等元件构建导致结构复杂，大大增加了电路的成本。另外，比较复杂的激磁电路也对小型保护装置的尺寸设计和电磁兼容带来极大考验。

发明内容

本发明旨在提出一种具备全电流检测能力、结构简单并且由单极性电源驱动的直流剩余电流检测装置。

根据本发明的一实施例，提出一种直流剩余电流检测装置，由单极性电源驱动，包括：电源转换自平衡电路、方波脉冲电压驱动电路、剩余电流互感器和比较器。

电源转换自平衡电路的输入端连接到单极性电源，电源转换自平衡电路将单极性电源转换为双极性电源并输出，电源转换自平衡电路为方波脉冲电压驱动电路、剩余电流互感器和比较器供电。

剩余电流互感器形成有RL多谐振荡器，方波脉冲电压驱动电路循环为剩余电流互感器的次级绕组施加正负方向电压，剩余电流互感器输出相应的采样电压。

比较器获取剩余电流互感器输出的采样电压，将该采样电压与比较器阀值电压并产生正负交替的方波信号，该方波信号作为比较器的输出反馈给方波脉冲电压驱动电路作为驱动信号。

比较器的输出还作为所述直流剩余电流检测装置的输出以表征直流剩余电流的极性和大小。

在一个实施例中，剩余电流互感器包括磁芯、多匝电感和采样电阻。磁芯为非晶合金材料，待进行直流剩余电流检测的配电线路穿过磁芯，配电线路和磁芯构成剩余电流互感器的初级绕组。多匝电感缠绕于磁芯上，构成剩余电流互感器的次级绕组。多匝电感和采样电阻构成RL多谐振荡器。采样电压从采样电阻的两端获得。

在一个实施例中，比较器是滞回比较器，包括第一运算放大器，第一运算放大器的反相输入端经由限流电阻后连接到采样电阻以获取采样电压，第一运算放大器的同相输入端连接到阈值电压产生电路以获取阈值电压，第一运算放大器的输出端连接到限流电阻和滤波电容，限流电阻和滤波电容对第一运算放大器的输出进行限流、抑制干扰和滤波。

在一个实施例中，方波脉冲电压驱动电路是由一个NPN三极管和一个PNP三极管组成的半桥电压驱动电路，两个三极管的基极相互连接，由比较器输出的正负交替的方波信号分别导通不同的三极管，两个三极管的发射极相互连接并向剩余电流互感器的次级绕组输出方波脉冲驱动电压，NPN三极管的集电极连接正向电源，PNP三极管的集电极连接负向电源。

在一个实施例中，NPN三极管和PNP三极管的最大集电极电流与剩余电流互感器的多匝电感的绕组匝数、磁芯的特性以及采样电阻的阻值相关。

在一个实施例中，电源转换自平衡电路包括第二运算放大器，第二运算放大器的同相输入端连接到电阻串联分压器，电阻串联分压器的两端分别连接到单极性电源的正负两端，第二运算放大器的反相输入端通过低阻值电阻接地，第二运算放大器的输出端与反相输入端连接，构建成电压跟随器，形成两组对称的正负电源：单极性电源的正极与地、单极性电源的负极与地。

在一个实施例中，第一运算放大器和第二运算放大器为相同型号，压摆率≥13V/us、增益带宽≥4MHz，最大电流输出≥±35mA。

在一个实施例中，剩余电流互感器的RL多谐振荡器基于铁磁材料的非线形磁化曲线特性而形成RL多谐振荡。剩余电流互感器的次级绕组、方波脉冲电压驱动电路和比较器三者形成循环自激振荡，在剩余电流互感器的次级绕组两端施加方波电压，循环改变流过剩余电流互感器的次级绕组的电流方向，使剩余电流互感器的磁芯在正向饱和与负向饱和之间转换。

在一个实施例中，剩余电流互感器的初级绕组不存在直流剩余电流时，剩余电流互感器的磁芯的正、负向饱和激磁电流对称。剩余电流互感器的初级绕组存在直流剩余电流时，剩余电流互感器的磁芯的正、负向饱和激磁电流不对称。

在一个实施例中，比较器的输出的电压平均值表征剩余电流互感器的次级绕组中的直流剩余电流的极性和大小；该电压平均值与方波信号的占空比相关。

本发明的直流剩余电流检测装置能够检测包括平滑直流剩余电流、工频正弦剩余电流、脉动直流剩余电流或者与之叠加的剩余电流在内的全电流范围内的剩余电流。该直流剩余电流检测装置利用少数低成本元件搭建，由单极性电源驱动，通过电源转换自平衡电路将单极性电源转换成双极性电源，使得该装置工作更可靠，结构简单，且容易实现。

附图说明

本发明上述的以及其他的特征、性质和优势将通过下面结合附图和实施例的描述而变的更加明显，在附图中相同的附图标记始终表示相同的特征，其中：

图1揭示了根据本发明的一实施例的直流剩余电流检测装置的电路结构示意图。

图2揭示了根据本发明的一实施例的直流剩余电流检测装置中剩余电流互感器的电路结构示意图。

图3揭示了根据本发明的一实施例的直流剩余电流检测装置中比较器的电路结构示意图。

图4揭示了根据本发明的一实施例的直流剩余电流检测装置中方波脉冲电压驱动电路的电路结构示意图。

图5揭示了根据本发明的一实施例的直流剩余电流检测装置中电源转换自平衡电路的电路结构示意图。

图6揭示了根据本发明的一实施例的直流剩余电流检测装置中剩余电流互感器的磁芯的磁化曲线。

图7揭示了在不存在剩余电流时，剩余电流互感器的次级线圈两端的激磁电压、次级线圈中的激磁电流以及采样电阻两端的电压的波形图。

图8揭示了在存在剩余电流时，剩余电流互感器的次级线圈两端的激磁电压、次级线圈中的激磁电流以及采样电阻两端的电压的波形图。

具体实施方式

本发明的直流剩余电流检测装置是一种由单极性电源供电的基于RL多谐振荡的直流剩余电流检测装置，基于铁磁材料非线形磁化曲线特性，利用RL多谐振荡对剩余电流互感器铁芯进行磁调制，将传统剩余电流互感器无法检测的直流剩余电流，通过特定电子电路的输出量表征出来。

参考图1所示，图1揭示了根据本发明的一实施例的直流剩余电流检测装置的电路结构示意图。该直流剩余电流检测装置由单极性电源驱动，包括：电源转换自平衡电路102、方波脉冲电压驱动电路104、剩余电流互感器106和比较器108。

电源转换自平衡电路102的输入端连接到单极性电源，电源转换自平衡电路102将单极性电源转换为双极性电源并输出，电源转换自平衡电路为102方波脉冲电压驱动电路104、剩余电流互感器106和比较器108供电。

剩余电流互感器106形成有RL多谐振荡器，方波脉冲电压驱动电路104循环为剩余电流互感器106的次级绕组施加正负方向电压，剩余电流互感器106输出相应的采样电压。

比较器108获取剩余电流互感器106输出的采样电压，将该采样电压与比较器108阀值电压并产生正负交替的方波信号，该方波信号作为比较器108的输出反馈给方波脉冲电压驱动电路104作为驱动信号。

比较器108的输出还作为直流剩余电流检测装置的输出以表征直流剩余电流的极性和大小。

参考图2所示，图2揭示了根据本发明的一实施例的直流剩余电流检测装置中剩余电流互感器的电路结构示意图。剩余电流互感器包括磁芯201、多匝电感202和采样电阻Rs。磁芯201为非晶合金材料，待进行直流剩余电流检测的配电线路A、B、C、N穿过磁芯201，配电线路A、B、C、N和磁芯201构成剩余电流互感器的初级绕组。磁芯201由具有较好的高频特性的非晶合金材料制作，正常工作状态下在较高频率时仅需很小的激磁电流Ie就能使非晶合金磁芯201达到磁饱和状态。与坡莫合金相比，非晶合金具有更高的饱和磁感应强度和初始磁导率，同时具有更低的剩余磁感应强度和矫顽力，并且其矩形度也较好。因此，工作在较高频率时仅需很小的激磁电流就能使非晶合金的磁芯201达到磁饱和状态，这对降低电源功耗、简化电路设计是非常有利的。图2中A、B、C、N四线导电体为可能存在剩余电流的配电线路，同时穿过剩余电流互感器的磁芯201，作为剩余电流互感器的初级绕组。多匝电感202缠绕于磁芯201上，构成剩余电流互感器的次级绕组。多匝电感202和采样电阻Rs构成RL多谐振荡器。采样电压从采样电阻Rs的两端获得。剩余电流互感器的激磁电压由方波脉冲电压驱动电路104提供。

参考图3所示，图3揭示了根据本发明的一实施例的直流剩余电流检测装置中比较器的电路结构示意图。比较器106是滞回比较器，包括第一运算放大器U1A，第一运算放大器U1A的反相输入端经由限流电阻后连接到采样电阻以获取采样电压，第一运算放大器U1A的同相输入端连接到阈值电压产生电路以获取阈值电压，第一运算放大器U1A的输出端连接到限流电阻和滤波电容，限流电阻和滤波电容对第一运算放大器的输出进行限流、抑制干扰和滤波。第一运算放大器U1A还连接到正向电源Vcc和负向电源Vss。参考图3所示，第一运算放大器U1A可以选用高增益、低噪声、大输出电流的高性能运算放大器TL082，基本参数如下压摆率≥13V/us、增益带宽≥4MHz，最大电流输出≥±35mA。电阻R4与电阻R5构成阈值电压产生电路，提供阈值电压Ur，并连接到第一运算放大器U1A的同相输入端将此电位点作为第一运算放大器U1A的同相输入端输入电压。电阻R3与电阻R6是电流电阻。电阻R3的一端连接运算放大器U1A的反相输入端，另一端连接采样电阻Rs，电阻R3限制第一运算放大器U1A的输入电流。电阻R6连接到第一运算放大器U1A的输出端，电阻R6限制第一运算放大器U1A的输出电流。电容C2起到抑制干扰与滤波作用。

参考图4所示，图4揭示了根据本发明的一实施例的直流剩余电流检测装置中方波脉冲电压驱动电路的电路结构示意图。方波脉冲电压驱动电路104是由一个NPN三极管和一个PNP三极管组成的半桥电压驱动电路，两个三极管的基极相互连接，由比较器输出的正负交替的方波信号分别导通不同的三极管，两个三极管的发射极相互连接并向剩余电流互感器的次级绕组输出方波脉冲驱动电压，NPN三极管的集电极连接正向电源，PNP三极管的集电极连接负向电源。NPN三极管和PNP三极管的最大集电极电流与剩余电流互感器的多匝电感的绕组匝数、磁芯的特性以及采样电阻的阻值相关。如图4所示，NPN三极管Q1和PNP三极管Q2组成的半桥电压驱动电路。两个三极管Q1和Q2的基极相互连接，并根据比较器106的输出电压的正负以导通不同的三极管。三极管Q1、Q2的发射极相互连接并向剩余电流互感器的次级绕组输出方波脉冲驱动电压，NPN三极管Q1的集电极连接正向电源Vcc，PNP三极管Q2的集电极连接负向电源Vss。两个三极管能够通过的最大集电极电流根据剩余电流互感器的次级绕组的匝数（多匝电感的匝数）、磁芯的特性以及采样电阻的阻值确定。方波脉冲电压驱动电路是一个半桥电压驱动电路，其TTL驱动信号由比较器输出提供。NPN三极管和PNP三极管的集电极分别连接至正向和负向电源电压，这样半桥电压驱动电路就可以根据比较器输出电压的正负以导通不同的三极管，从而循环向剩余电流互感器的次级绕组提供正负方向的电压，同时能够提供足够能量的激磁电流使磁芯达到磁饱和状态，而无需受限制于比较器的运算放大器本身的输出电流能力。

参考图5所示，图5揭示了根据本发明的一实施例的直流剩余电流检测装置中电源转换自平衡电路的电路结构示意图。电源转换自平衡电路102包括第二运算放大器U2B，第二运算放大器U2B的同相输入端连接到电阻串联分压器，电阻串联分压器的两端分别连接到单极性电源的正负两端，第二运算放大器U2B的反相输入端通过低阻值电阻接地，第二运算放大器U2B的输出端与反相输入端连接，构建成电压跟随器，形成两组对称的正负电源：单极性电源的正极（Vcc）与地（GND）、单极性电源的负极（Vss）与地（GND）。如图5所示，Vcc和Vss为外部输入的单极性电源的正负两端，第二运算放大器U2B同相输入端连接到电阻串联分压器，电阻串联分压器由等值电阻R8和R9构建形成。电阻串联分压器的两端分别与Vcc与Vss相连，具体而言，电阻R9连接到正向电源Vcc，电阻R8连接到负向电源Vss。第二运算放大器U2B本身构建成为一个电压跟随器状态，输出端连接到反相输入端。低阻值电阻R7的一端与第二运算放大器U2B反相输入端相连，另一端作为整个剩余电流检测电路的参考地节点接地（GND），用于消除由于运算放大器内部参数的离散性的影响。至此就形成了两组对称的正负电源：Vcc与GND、Vss与GND，这两组电源为比较器106、方波脉冲电压驱动电路104工作提供所需要的双极性电源。电容C3、C5同为退耦电容，电容C3和C5连接到正向电源Vcc和负向电源Vss，其中电容C3连接到负向电源Vss，电容C5连接到正向电源Vcc。电容C4与电阻R8并联，起到抑制干扰和滤波的作用。第二运算放大器U2B可与比较器106中的第一运算放大器U1A选择相同型号，如高增益、低噪声、大输出电流的高性能运算放大器TL082，基本参数如下压摆率≥13V/us、增益带宽≥4MHz，最大电流输出≥±35mA。或者，也可以将使用双运算放大器，直接将两者组合在一起。总体而言，电源转换自平衡电路由电阻串联分压器和连接成电压跟随器的运算放大器组成，运算放大器同相输入端接有对称的电阻串联分压器，该电阻串联分压器的两端分别连接单极性电源的正负两端，同时运算放大器也由该单极性电源供电。利用运算放大器的线性工作特性，运算放大器输出端与分压点间的电位严格相等。同时运算放大器的反相输入端串联一个低值电阻后作为整个剩余电流检测电路的参考地节点，用于消除由于运算放大器内部参数的离散性的影响。至此供给运算放大器工作所需电能的单极性电源，被分隔成两组对称的正负电源。该电路的输出电流能力取决于运算放大器的输出电流能力。若需要较大的输出功率，还可以采用开环增益高的功率集成电路（如TDA2030等）来替换电阻串联分压器。功率集成电路与简单的电阻串联分压电路相比，所产生的双极性电源不会因为后端负载存在不对称性，而导致该双极性电源正、负电压之间出现较大的偏差，从而不会影响到运算放大器的精度，保证了剩余电流检测的准确性。

该直流剩余电流检测装置的基本工作原理如下：剩余电流互感器的RL多谐振荡器基于铁磁材料的非线形磁化曲线特性而形成RL多谐振荡。剩余电流互感器的次级绕组、方波脉冲电压驱动电路和比较器三者形成循环自激振荡，在剩余电流互感器的次级绕组两端施加方波电压，循环改变流过剩余电流互感器的次级绕组的电流方向，使剩余电流互感器的磁芯在正向饱和与负向饱和之间转换。

在剩余电流互感器的初级绕组不存在直流剩余电流时，剩余电流互感器的磁芯的正、负向饱和激磁电流对称。在剩余电流互感器的初级绕组存在直流剩余电流时，剩余电流互感器的磁芯的正、负向饱和激磁电流不对称。比较器的输出的电压平均值表征剩余电流互感器的次级绕组中的直流剩余电流的极性和大小，该电压平均值与方波信号的占空比相关。

更具体而言，利用剩余电流互感器、比较器、方波脉冲电压驱动电路三者循环自激磁现象，在剩余电流互感器的次级绕组线圈两端产生一定频率的方波电压，循环改变流过剩余电流互感器次级绕组的电流方向，从而使磁芯不停的在正向饱和与负向饱和之间转换。当剩余电流互感器的初级绕组（一般为1匝）不存在直流剩余电流时，根据铁磁材料磁化曲线的对称性，磁芯正、负向饱和激磁电流存在对称关系，所以采样电阻Rs两端的电压保持对称，此时比较器输出量的电压平均值为零。当剩余电流互感器的初级绕组（一般为1匝）存在直流剩余电流时，在直流偏置磁场的作用下，磁芯正、负向饱和激磁电流不再对称，导致采样电阻Rs两端的电压不再对称，此时比较器输出量的电压平均值不为零，而且该值与剩余电流互感器次级绕组中的直流剩余电流的极性和大小存在一定关系。比较器输出量的电压平均值的改变是由于方波脉冲电压驱动电路正、负电压导通时间改变而导致的，实质上为激磁方波电压的占空比发生变化。

图6～图8进一步描述了本发明的工作原理和工作过程。其中图6揭示了根据本发明的一实施例的直流剩余电流检测装置中剩余电流互感器的磁芯的磁化曲线。在图6中，Br表示剩余磁感应强度，Hc为矫顽力，Bs为饱和磁感应强度。

图7揭示了在不存在剩余电流时，剩余电流互感器的次级线圈两端的激磁电压、次级线圈中的激磁电流以及采样电阻两端的电压的波形图。图8揭示了在存在剩余电流时，剩余电流互感器的次级线圈两端的激磁电压、次级线圈中的激磁电流以及采样电阻两端的电压的波形图。在图6、图7和图8中相同参考符号表示的t、t1、t2、t3为磁芯工作状态发生转折的时间点，以便说明本发明工作过程的转化。在图7和图8中相同参考符号表示的T1、T2分别为方波脉冲电压驱动电路104的正负导通时间。

在当剩余电流为零时（即不存在剩余电流时），剩余电流互感器的次级线圈两端的激磁电压、次级线圈中的激磁电流以及采样电阻Rs两端电压的波形图由图7所示，此时T1=T2，此阶段工作过程如下：

（1）假设当t=0时刻，激磁电压恰好为正半波，当0<t<t1时，磁芯处于磁化曲线负向磁饱和区，此阶段磁感应强度B变化比较小，剩余电流互感器次级线圈阻抗也比较小，激磁电流Ie从零迅速上升。

（2）当t1<t<t2时，磁环曲线进入线性阶段，此时磁感应强度B变化比较大，激磁阻抗变大，激磁电流上升缓慢。

（3）当t2<t<t3时，磁芯进入正向磁饱和区，磁感应强度B开始变小，激磁电流从零迅速上升；

（4）当t=t3时刻，激磁电流达到峰值Ir，采样电阻电压达到滞回比较器阈值电压Ur，激磁电压反转，进入负半周期，此阶段的激磁电流与正周期的变化过程相似，整个过程正负半周期对称。

在当剩余电流为正向（参考方向）直流时（存在剩余电流时），剩余电流互感器的次级线圈两端激磁电压、次级线圈中的激磁电流以及采样电阻Rs两端电压的波形图由图8示意，此时T1<T2，此阶段工作过程大致与剩余电流为零时类似，但正向（参考方向）直流剩余电流存在时，在正向（参考方向）直流偏置磁场的作用下，正半周期所需激磁电流比较小，负半周期要克服正向（参考方向）直流电流偏置，所需激磁电流Ie比较大，正负饱和区激磁电流不再对称。

类似的，当剩余电流为负向（参考方向）直流电流时（存在剩余电流时），与前述的正向直流相反，正半周期所需激磁电流较大，负半周期所需激次电流较小，平均值也不再为零。

需要说明的是，图6、图7和图8只是示例说明本发明的工作原理，其具体图形可能因为剩余电流互感器的次级绕组匝数、磁芯的特性、采样电阻的阻值等不同而有所差别。

本发明的直流剩余电流检测装置能够检测包括平滑直流剩余电流、工频正弦剩余电流、脉动直流剩余电流或者与之叠加的剩余电流在内的全电流范围内的剩余电流。该直流剩余电流检测装置利用少数低成本元件搭建，由单极性电源驱动，通过电源转换自平衡电路将单极性电源转换成双极性电源，使得该装置工作更可靠，结构简单，且容易实现。

上述实施例是提供给熟悉本领域内的人员来实现或使用本发明的，熟悉本领域的人员可对上述实施例做出种种修改或变化而不脱离本发明的发明思想，因而本发明的保护范围并不被上述实施例所限，而应该是符合权利要求书提到的创新性特征的最大范围。

Claims (10)

1.一种直流剩余电流检测装置，其特征在于，由单极性电源驱动，包括：电源转换自平衡电路、方波脉冲电压驱动电路、剩余电流互感器和比较器；

电源转换自平衡电路的输入端连接到单极性电源，电源转换自平衡电路将单极性电源转换为双极性电源并输出，电源转换自平衡电路为方波脉冲电压驱动电路、剩余电流互感器和比较器供电；

剩余电流互感器形成有RL多谐振荡器，方波脉冲电压驱动电路循环为剩余电流互感器的次级绕组施加正负方向电压，剩余电流互感器输出相应的采样电压；

比较器获取剩余电流互感器输出的采样电压，将该采样电压与比较器阀值电压并产生正负交替的方波信号，该方波信号作为比较器的输出反馈给方波脉冲电压驱动电路作为驱动信号；

比较器的输出还作为所述直流剩余电流检测装置的输出以表征直流剩余电流的极性和大小。

2.如权利要求1所述的直流剩余电流检测装置，其特征在于，所述剩余电流互感器包括磁芯、多匝电感和采样电阻；

所述磁芯为非晶合金材料，待进行直流剩余电流检测的配电线路穿过磁芯，配电线路和磁芯构成剩余电流互感器的初级绕组；

多匝电感缠绕于磁芯上，构成剩余电流互感器的次级绕组；

多匝电感和采样电阻构成RL多谐振荡器；

采样电压从采样电阻的两端获得。

3.如权利要求2所述的直流剩余电流检测装置，其特征在于，所述比较器是滞回比较器，包括第一运算放大器，第一运算放大器的反相输入端经由限流电阻后连接到采样电阻以获取采样电压，第一运算放大器的同相输入端连接到阈值电压产生电路以获取阈值电压，第一运算放大器的输出端连接到限流电阻和滤波电容，限流电阻和滤波电容对第一运算放大器的输出进行限流、抑制干扰和滤波。

4.如权利要求3所述的直流剩余电流检测装置，其特征在于，所述方波脉冲电压驱动电路是由一个NPN三极管和一个PNP三极管组成的半桥电压驱动电路，两个三极管的基极相互连接，由比较器输出的正负交替的方波信号分别导通不同的三极管，两个三极管的发射极相互连接并向剩余电流互感器的次级绕组输出方波脉冲驱动电压，NPN三极管的集电极连接正向电源，PNP三极管的集电极连接负向电源。

5.如权利要求4所述的直流剩余电流检测装置，其特征在于，所述NPN三极管和PNP三极管的最大集电极电流与剩余电流互感器的多匝电感的绕组匝数、磁芯的特性以及采样电阻的阻值相关。

6.如权利要求4所述的直流剩余电流检测装置，其特征在于，所述电源转换自平衡电路包括第二运算放大器，第二运算放大器的同相输入端连接到电阻串联分压器，电阻串联分压器的两端分别连接到单极性电源的正负两端，第二运算放大器的反相输入端通过低阻值电阻接地，第二运算放大器的输出端与反相输入端连接，构建成电压跟随器，形成两组对称的正负电源：单极性电源的正极与地、单极性电源的负极与地。

7.如权利要求6所述的直流剩余电流检测装置，其特征在于，所述第一运算放大器和第二运算放大器为相同型号，压摆率≥13V/us、增益带宽≥4MHz，最大电流输出≥±35mA。

8.如权利要求6所述的直流剩余电流检测装置，其特征在于，所述剩余电流互感器的RL多谐振荡器基于铁磁材料的非线形磁化曲线特性而形成RL多谐振荡；

剩余电流互感器的次级绕组、方波脉冲电压驱动电路和比较器三者形成循环自激振荡，在剩余电流互感器的次级绕组两端施加方波电压，循环改变流过剩余电流互感器的次级绕组的电流方向，使剩余电流互感器的磁芯在正向饱和与负向饱和之间转换。

9.如权利要求8所述的直流剩余电流检测装置，其特征在于，

剩余电流互感器的初级绕组不存在直流剩余电流时，剩余电流互感器的磁芯的正、负向饱和激磁电流对称；

剩余电流互感器的初级绕组存在直流剩余电流时，剩余电流互感器的磁芯的正、负向饱和激磁电流不对称。

10.如权利要求9所述的直流剩余电流检测装置，其特征在于，

所述比较器的输出的电压平均值表征剩余电流互感器的次级绕组中的直流剩余电流的极性和大小；该电压平均值与所述方波信号的占空比相关。