CN116794560A - 一种宽频剩余电流传感器 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种宽频剩余电流传感器，包括自激振荡电路模块、激励电压调节模块、二次谐波解调电路、功率放大器、过载检测模块、补偿绕组、交流绕组和高频交流拾取模块；自激振荡电路模块的两个磁芯激励至交替饱和状态，被测电流引入所述两个磁芯内时产生的磁势偏置将在激励回路中产生谐波电压，该谐波电压经过二次谐波解调电路，得到激励频率下的误差电压信号，该误差电压信号经过所述功率放大器输出补偿电流到补偿绕组中，补偿电流经过补偿绕组在磁芯内部产生了第二磁通量，该第二磁通量与被测电流产生的第一磁通量大小相等、方向相反，使得所述磁芯内的总磁通为零，所以计算得到被测电流，实现了对宽频交直流剩余电流的准确、稳定测量。
Description
技术领域
本发明涉及泄漏电流测量装置领域，具体是一种宽频剩余电流传感器。
背景技术
随着电力技术的发展及用电安全等级的提升，对泄漏电流的测量准确度及测量范围要求越来越高，尤其是在存在大量交直流变换电路的新能源汽车、风光储能、智能工厂等领域。这些应用中需要变频器将直流电压逆变成频率可调的交流电以驱动电机运转 ，在这个过程中高频脉冲电压会加速其绝缘退化，导致变频电机转子与定子及外壳间的寄生电容存在宽频电流。当绝缘电容由0增大至1.5nF时，其高频分量主要为4kHz及其倍频谐波分量，因此可以通过测量泄漏电流来评估计算变频电机的绝缘性能。此外新型无变压器三相光伏逆变器与常规逆变器虽然解决了体积大、重量大及成本高等问题，但是其无电气隔离的特性导致产生大量泄漏电流，由于逆变器的开关频率为40kHz，因此其外壳接地不良会引起低频感应漏电流及高频泄漏电流。常规的泄漏电流传感器已不能满足这些场景中的宽频需求。
常规的A类及AC类泄漏电流传感器已不能满足宽频测量需求。如霍尔电流传感器、罗氏线圈等常规的宽频电流测量工具其测量范围通常更大，在mA级泄漏电流工况下其精度难以保证。目前能够非接触精确测量mA级别泄漏电流的最好方案是基于磁通门原理设计的宽频剩余电流传感器。
常规的磁通门电流传感器采用高频电压激励，采用模拟开关组成的相敏解调出信号，其电路结构复杂，对磁芯工艺要求较高，存在成本较高不易推广的问题，同时由于其变比较大，对于剩余电流所在量级的电流测量精度反而不高。针对成本优化的剩余电流传感器带宽通常为几百到几千Hz，无法满足对宽频电流的测量需求。
发明内容
本发明要解决的技术问题，在于提供一种宽频剩余电流传感器，基于自激振荡磁通门原理实现，通过重新优化设计解调电路、增加交流绕组和激励电压调节电路，实现对宽频交直流剩余电流的准确、稳定测量，同时降低了成本，有利于推广。
本发明是这样实现的：一种宽频剩余电流传感器，包括自激振荡电路模块、激励电压调节模块、二次谐波解调电路、功率放大器、过载检测模块、补偿绕组、交流绕组/>和高频交流拾取模块；
所述自激振荡电路模块包括第一磁芯、第二磁芯/>、第一激励绕组/>第二激励绕组/>以及施密特触发器；第一激励绕组/>绕设在所述第一磁芯/>上，且两端连接所述施密特触发器的输入端；所述第二激励绕组/>绕设在所述第二磁芯/>上，且两端连接所述施密特触发器的输入端；
所述施密特触发器的输出端分别连接所述激励电压调节模块和所述二次谐波解调电路；所述二次谐波解调电路、所述功率放大器和所述过载检测模块依次连接；
所述补偿绕组绕设在所述第一磁芯/>和所述第二磁芯上，且两端连接所述过载检测模块；
所述交流绕组绕设在所述第一磁芯/>和所述第二磁芯/>上，且两端连接所述高频交流拾取模块，所述高频交流拾取模块还连接所述二次谐波解调电路；
其中：
所述第一激励绕组上的第一激励电流/>和 所述第二激励绕组/>上的第二激励电流/>周期性地将所述第一磁芯/>和第二磁芯/>激励至交替饱和状态；被测电流/>引入所述第一磁芯/>和所述第二磁芯/>内时产生的磁势偏置将在激励回路中产生谐波电压，该谐波电压经过所述二次谐波解调电路，得到激励频率下的误差电压信号u DC，该误差电压信号u DC经过所述功率放大器输出补偿电流/>到补偿绕组/>中，补偿电流/>经过补偿绕组在磁芯内部产生了第二磁通量/>，该第二磁通量/>与被测电流/>产生的第一磁通量大小相等、方向相反，使得所述第一磁芯/>内的总磁通为零，所以计算得到被测电流;
所述施密特触发器通过设置正负向阈值电压输出正负向的方波信号，并通过推挽电路驱动所述第一磁芯和所述第二磁芯/>进入交替饱和状态；
所述二次谐波解调电路用于对第一激励电流和第二激励电流/>积分完成对二次谐波的解调，得到不为零的误差电压信号u DC，该误差电压信号u DC驱动所述功率放大器产生一个补偿电流/>进入补偿绕组/>实现零磁通状态；
所述交流绕组的信号带宽>100kHz；
所述高频交流拾取模块对所述交流绕组的高频电流进行拾取并放大，并抑制共模信号，以满足宽频剩余电流的测量要求；
所述激励电压调节模块在调试过程中微调激励电压的幅值，观察零点偏置的动态变化，确认所述第一磁芯和所述第二磁芯/>达到最佳工况；
所述过载检测模块按照剩余电流传感器的标准设置安全的动作电流值，保证电路的安全。
进一步的，所述激励电压调节模块包括运算放大器A1、A2，电阻R10、R11、R12、R13、R14、R15、R16、R17、R18和R19，普通二极管D1、D2，稳压二极管Z1；其中，R15为滑动变阻器，且R16=R18；
Z1的阳极接地，阴极通过R10连接电源，还通过R11连接A1的反相输入端；
A1的反相输入端还通过R12连接D1的正极，以及连接于R15的滑动端，A1的正相输入端接地，输出端通过R13、R16连接A2的反相输入端；
A2的正相输入端接地，A2的反相输入端还通过R18连接D2的负极，A2的输出端通过R17连接D2的负极；
D1的正极还连接于R13和R16之间，负极通过连接端连接所述施密特触发器;
D2的正极通过连接端连接所述施密特触发器;
R15的一固定端通过R19通过连接端VZ连接D2的负极，另一固定端通过R14连接于R13和R16之间;
其中，连接端的电势为VZ；R10为Z1提供工作电流，在Z1的阴极端得到电势VZ1，VZ1经过A1等比例反向比例放大，在R13和R16之间得,再经A2等比例反向比例放大，在D2的负极端得/>,由于R16=R18，所以/>；经过R15调节反馈后，得到：
为当前可调电阻R 15调节端所在比例值，通过调节R 15 调节V Z的大小，进而通过限幅电路控制激励电压的幅值大小，实现对传感器零点动态变化的控制调节。
进一步的，所述二次谐波解调电路为由四组相同的RC滤波器组成积分器，用于将输入信号进行求和并平均，根据设计要求抑制高频噪声，保留低频信号。
进一步的，所述高频交流拾取模块通过差分放大器的运放GBW决定所述高频电流的带宽；
所述高频交流拾取模块包括差分放大器A3、A4，电容C1、C2、C3、C5、C7，电阻R21、R22、R23、R24、R25、R26、R27、R28、R29；
交流绕组的正极通过R21、R23连接A3的正相输入端，负极通过R22、R24连接A3的反相输入端，A3的输出端通过R28连接A4的反相输入端；
A4的正相输入端通过R27接地，输出端通过C7分别连接R29和A4的反相输入端；
C1的一端连接于R21和R23之间，另一端接地；
C2的一端连接于R22和R24之间，另一端接地；
C3和R26并联后两端分别连接A3的反相输入端和输出端；
C5和R25并联后一端连接A3的正相输入端，另一端接地；
其中，交流绕组输出信号为交流信号u AC、A3的输出信号为u AC1、二次谐波解调电路输出为误差电压信号u DC，交流绕组/>、二次谐波解调电路与A3、A4形成频带组合电路，则频带组合电路的输出信号u int为：
其中，为激励电流波形周期。
进一步的，本发明还包括有效指示模块，所述效指示模块与所述二次谐波解调电路连接，用于指示传感器是否正常工作。
本发明通过激励电路使磁芯处于过饱和状态，以保证磁通门传感器具有良好的灵敏度；通过激励电压调节模块调节激励电压的大小，实现对激励电流的调节，从而实现对传感器零点动态变化的控制调节；二次谐波解调电路运用电阻电容搭建滤波积分器，实现对二次谐波的解调，采用相对简单的平均电流法，并设计RC电路进行解调，结构简单，抗干扰性强，有较好的低频性能，并且只需要选用标准的阻容元件就可实现；通过设计交流信号拾取电路，将高频交流信号与直流信号叠加，经过调制解调输出到补偿电路，使测量过程一直保持在零磁通状态，将电流互感器和磁通门电流传感器设计成一个电流测量系统。具有如下优点：
1、测量精度高，传感器的直流测试准确度优于0.3%，交流测试准确度优于0.09%，实现了对剩余电流的高准确度测量；
2、测量带宽宽，可以达到100kHz以上，适用于宽频交直流剩余电流测量；
3、所设计传感器的零点稳定性好，测试标准差为0.008mV，平均值是0.012mV，Δmax=0.028mV，对于量程范围内的电流足够稳定。
附图说明
下面参照附图结合实施例对本发明作进一步的说明。
图1是本发明宽频剩余电流传感器的电路整体结构示意图。
图2是本发明中的自激振荡电路模块的电路结构示意图。
图3是磁芯激励电流的调制原理示意图。
图4是本发明宽频剩余电流传感器的调制原理示意图。
图5是本发明中的激励电压调节模块的电路结构示意图。
图6是本发明中的二次谐波解调电路的电路结构示意图。
图7是本发明中的高频交流拾取模块的电路结构示意图。
具体实施方式
本发明实施例通过提供一种宽频剩余电流传感器，基于自激振荡磁通门原理实现，通过重新优化解调电路、增加交流绕组和激励电压调节电路，实现对宽频交直流剩余电流的准确、稳定测量，同时降低了成本，有利于推广。
本发明实施例中的技术方案为解决上述问题，总体思路如下：本发明通过自激振荡电路模块周期性地将两磁芯激励至交替饱和状态，以保证磁通门传感器具有良好的灵敏度；通过激励电压调节模块调节激励电压的大小，实现对激励电流的调节，使传感器的零点动态变化范围小，从而实现对传感器零点动态变化的控制调节；重新优化设计的RC解调电路（即二次谐波解调电路），运用电阻电容搭建滤波积分器，实现对二次谐波的解调，采用相对简单的平均电流法，并设计RC电路进行解调，结构简单，抗干扰性强，有较好的低频性能，并且只需要选用标准的阻容元件就可实现；通过设计交流信号拾取电路，通过增加交流绕组拓宽传感器的带宽，小信号带宽>100kHz，适用于宽频剩余电流的测量；将高频交流信号与直流信号叠加，经过调制解调输出到补偿电路，使测量过程一直保持在零磁通状态，将电流互感器和磁通门电流传感器设计成一个电流测量系统。
为了更好地理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式对上述技术方案进行详细的说明。
如图1所示，本发明在一实施例中提供一种宽频剩余电流传感器，包括自激振荡电路模块、激励电压调节模块、二次谐波解调电路、功率放大器、过载检测模块、补偿绕组、交流绕组/>和高频交流拾取模块；
所述自激振荡电路模块包括第一磁芯、第二磁芯/>、第一激励绕组/>第二激励绕组/>以及施密特触发器；第一激励绕组/>绕设在所述第一磁芯/>上，且两端连接所述施密特触发器的输入端；所述第二激励绕组/>绕设在所述第二磁芯/>上，且两端连接所述施密特触发器的输入端；
所述施密特触发器的输出端分别连接所述激励电压调节模块和所述二次谐波解调电路；所述二次谐波解调电路、所述功率放大器和所述过载检测模块依次连接；
所述补偿绕组绕设在所述第一磁芯/>和所述第二磁芯/>上，且两端连接所述过载检测模块；
所述交流绕组绕设在所述第一磁芯/>和所述第二磁芯/>上，且两端连接所述高频交流拾取模块，所述高频交流拾取模块还连接所述二次谐波解调电路；
其中：
所述第一激励绕组上的第一激励电流/>和 所述第二激励绕组/>上的第二激励电流/>周期性地将所述第一磁芯/>和第二磁芯/>激励至交替饱和状态；被测电流/>引入所述第一磁芯/>和所述第二磁芯/>内时产生的磁势偏置将在激励回路中产生谐波电压，该谐波电压经过所述二次谐波解调电路，得到激励频率下的误差电压信号u DC，该误差电压信号u DC经过所述功率放大器输出补偿电流/>到补偿绕组/>中，补偿电流/>经过补偿绕组在磁芯内部产生了第二磁通量/>，该第二磁通量/>与被测电流/>产生的第一磁通量小相等、方向相反，使得所述第一磁芯/>内的总磁通为零，所以计算得到被测电流；
所述施密特触发器通过设置正负向阈值电压输出正负向的方波信号，并通过推挽电路驱动所述第一磁芯和所述第二磁芯/>进入交替饱和状态；
所述二次谐波解调电路用于对第一激励电流和第二激励电流/>积分完成对二次谐波的解调，得到不为零的误差电压信号u DC，该误差电压信号u DC驱动所述功率放大器产生一个补偿电流/>进入补偿绕组/>实现零磁通状态；从而在第二磁芯/>磁芯内部产生与第一磁芯/>大小相等、方向相反的磁通量，用于抵消第一磁芯/>的激励电流噪声；
所述交流绕组的信号带宽>100kHz；
所述高频交流拾取模块对所述交流绕组的高频电流进行拾取并放大，并抑制共模信号，以满足宽频剩余电流的测量要求；
所述激励电压调节模块在调试过程中微调激励电压的幅值，观察零点偏置的动态变化，确认所述第一磁芯和所述第二磁芯/>达到最佳工况；最佳工况就是让第一磁芯/>和所述第二磁芯/>完全饱和，并且在周期内不断在饱和与非饱和状态变换，从而保证传感器零点稳定性，只有这样才能让传感器准确测量电流；
所述过载检测模块按照剩余电流传感器的标准设置安全的动作电流值，保证电路的安全。
进一步的，本发明还包括有效指示模块，所述效指示模块与所述二次谐波解调电路连接，用于指示传感器是否正常工作。
以下具体介绍各个子模块的设计方案：
1、自激振荡电路模块
所述自激振荡电路模块包括第一磁芯、第二磁芯/>、第一激励绕组/>第二激励绕组/>以及施密特触发器；第一激励绕组/>绕设在所述第一磁芯/>上，且两端连接所述施密特触发器的输入端；所述第二激励绕组/>绕设在所述第二磁芯/>上，且两端连接所述施密特触发器的输入端；
所述施密特触发器的输出端分别连接所述激励电压调节模块和所述二次谐波解调电路；所述二次谐波解调电路、所述功率放大器和所述过载检测模块依次连接；
为了保证磁通门传感器具有良好的灵敏度，磁通门线圈需要处在深度饱和的状态，因此设计的激励电路必须可以使磁芯处于过饱和状态，而励磁线圈饱和电流的大小则是影响磁芯饱和的重要因素。施密特触发器可以通过设置正负向阈值电压输出正负向的方波信号，并通过推挽电路驱动励磁线圈进入交替饱和状态。
自激振荡电路模块如图2所示，以第一磁芯为例（第二磁芯/>参考第一磁芯/>），V z为激励电压限制值，因此磁芯正向饱和时激励电流最大值是：
R E为激励绕组的内阻,负向饱和电流。由KVL定律可得未饱和时与饱和后激励回路的电压方程为：
激励电流调制原理如图3所示，如果磁芯的饱和磁通密度具有良好的对称性，激励电流在电阻R上形成的激励电流波形是对称的，如图3中的(a)所示。被测电流通过磁芯后对激励线圈产生一个偏置磁势，导致磁滞回线起始点发生变化，形成不对称的激励电流。如图3中的(b)所示，在没有被测电流时，磁芯的磁滞回线起始点是IP0，此时激励电流是上下对称的，当有了被测电流之后，产生一个偏置磁势，使得磁芯的饱和发生延迟或提前，导致磁滞回线起始点发生变化，磁滞回线的起始点变成IP1，因此正向和负向的饱和幅值不再上下对称。
本发明中，由于被测电流的输入，激励线圈在正负向提前或延迟饱和，激励电流波形发生对应变化，一个振荡周期内的平均值不再是零，因此被测电流完成调制如图4所示，tS是一个振荡周期，由于被测电流的输入，导致激励线圈在正负向提前或延迟饱和，所以正向饱和时间tN和负向饱和时间tP发生变化不再相等（没有被测电流时tN=tP），一个周期tS内的平均值不再是零。
2、激励电压调节模块
自激振荡的磁通门剩余电流传感器由于卷绕磁芯的磁导率、物理尺寸及电路板尺寸等存在一定差异，这些差异会影响会引起传感器的零点偏置稳定性。剩余电流传感器所测电流信号较小，零点偏置的稳定性对误差的影响较大，而检测线圈电流峰值大小与激励电流幅值成正相关。而且激励电压的幅值太大会使电路的损耗过大，产生的热膨胀会影响磁芯的测量准确度。因此激励电压不能太高或者太低，所以要调节，激励电压调节就是让磁芯饱和与非饱和都处于更理想的状态。
如图5所示，所述激励电压调节模块包括运算放大器A1、A2，电阻R10、R11、R12、R13、R14、R15、R16、R17、R18和R19，普通二极管D1、D2，稳压二极管Z1；其中，R15为滑动变阻器，且R16=R18；
Z1的阳极接地，阴极通过R10连接电源，还通过R11连接A1的反相输入端；
A1的反相输入端还通过R12连接D1的正极，以及连接于R15的滑动端，A1的正相输入端接地，输出端通过R13、R16连接A2的反相输入端；
A2的正相输入端接地，A2的反相输入端还通过R18连接D2的负极，A2的输出端通过R17连接D2的负极；
D1的正极还连接于R13和R16之间，负极通过连接端连接所述施密特触发器；
D2的正极通过连接端连接所述施密特触发器；
R15的一固定端通过R19通过连接端VZ连接D2的负极，另一固定端通过R14连接于R13和R16之间；
其中，连接端的电势为VZ；R10为Z1提供工作电流，在Z1的阴极端得到电势VZ1，VZ1经过A1等比例反向比例放大，在R13和R16之间得，再经A2等比例反向比例放大，在D2的负极端得/>，由于R16=R18，所以/>；经过R15调节反馈后，得到：
为当前可调电阻R 15调节端所在比例值，通过调节R 15 调节V Z的大小，进而通过限幅电路控制激励电压的幅值大小，实现对传感器零点动态变化的控制调节。
3、二次谐波解调电路
如图6所述二次谐波解调电路为由四组相同的RC滤波器组成积分器，用于将输入信号进行求和并平均，根据设计要求抑制高频噪声，保留低频信号。
在一次电流为零的情况下，某一完整周期内磁芯内部的磁通量/>净变化为零，如式（6）表示，/>是磁芯磁阻。
在一次电流不为零时，形成的感应二次谐波电压与一次电流成线性关系，因此通过对激励电流积分完成对二次谐波的解调，即可得到不为零的误差电压信号u DC，该信号驱动功率放大器产生一个补偿电流进入补偿绕组实现零磁通状态。
目前磁通门常用的二次谐波的解调方法有峰差检波法、相敏解调法及平均电流法等多种方法。本发明采用相对简单的平均电流法，并设计RC电路作为二次谐波解调电路进行解调。RC电路结构简单，抗干扰性强，有较好的低频性能，并且只需要选用标准的阻容元件就可实现。为了降低成本，运用电阻电容搭建滤波积分器，实现对二次谐波的解调。
四组相同的RC滤波器组成的积分器将输入信号进行求和，通过平均的方式抑制高频噪声，较低频率的信号被保留下来。从这个角度来看，低通滤波器的作用与积分器等效是合理的。
4、高频交流拾取模块
对于高频剩余电流的检测方法通常是采用电流互感器，但是无法兼顾直流的测量需求。目前市面上的高频剩余电流传感器仅仅是将电流互感器简单集成，当作第二传感器，无法作为一个系统的电流传感器，整个测量过程也不是处于零磁通状态，测量精度也不理想。本发明通过设计交流拾取电路，将高频交流信号与直流信号叠加，经过调制解调输出到补偿电路，使测量过程一直保持在零磁通状态，将电流互感器和磁通门电流传感器设计成一个电流测量系统。
所述高频交流拾取模块通过差分放大器的运放GBW决定所述高频电流的带宽；利用差分放大电路对高频交流拾取，有效抑制共模信号，并放大交流绕组NAC上的交流信号。
如图7所示，所述高频交流拾取模块包括差分放大器A3、A4，电容C1、C2、C3、C5、C7，电阻R21、R22、R23、R24、R25、R26、R27、R28、R29；
交流绕组的正极通过R21、R23连接A3的正相输入端，负极通过R22、R24连接A3的反相输入端，A3的输出端通过R28连接A4的反相输入端；
A4的正相输入端通过R27接地，输出端通过C7分别连接R29和A4的反相输入端；
C1的一端连接于R21和R23之间，另一端接地；
C2的一端连接于R22和R24之间，另一端接地；
C3和R26并联后两端分别连接A3的反相输入端和输出端；
C5和R25并联后一端连接A3的正相输入端，另一端接地
其中，交流绕组输出信号为交流信号u AC、A3的输出信号为u AC1、二次谐波解调电路输出为误差电压信号u DC，交流绕组/>、二次谐波解调电路与A3、A4形成频带组合电路，则频带组合电路的输出信号u int为：/>
其中，为激励电流波形周期。
为验证本发明的优点，可作如下测试实验：
一、频响测试
将本发明的传感器测试以100mA的小信号分析，依次增加输入电流频率，测量不同频率下传感器输入输出电压增益，测试结果3dB带宽>100kHz，符合IEC 62752-2016标准中100kHz剩余电流的要求，适用于测量高频剩余电流。
二、线性度及准确度测试
本发明的传感器基于交直流剩余电流进行线性度测试，实验中使用福禄克标准源5520A施加交/直流电流，测试结果表明本发明的传感器具有良好的线性度，直流线性度误差小于0.3%，交流线性度小于0.1%。传感器的直流测试准确度优于0.3%，交流测试准确度优于0.09%，实现了对剩余电流的高准确度测量。
三、磁通门零点动态测试
本发明传感器为磁通门电流传感器，其两个磁芯是周期性交替饱和，所以通过调节激励电压大小优化传感器的零点动态变化。本发明传感器的零点变化采用Fuluk8508微伏表表示，记录上电之后零点的变化。多次测量结果标准差为0.008mV，平均值是0.012mV，Δmax=0.028mV，对于量程范围内的电流足够稳定。
从而，与现有技术相比，本发明具有如下优点：
A、测量精度高，传感器的直流测试准确度优于0.3%，交流测试准确度优于0.09%，实现了对剩余电流的高准确度测量；
B、测量带宽宽，可以达到100kHz以上，适用于宽频交直流剩余电流测量；
C、所设计传感器的零点稳定性好，测试标准差为0.008mV，平均值是0.012mV，Δmax=0.028mV，对于量程范围内的电流足够稳定；
虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是熟悉本技术领域的技术人员应当理解，我们所描述的具体的实施例只是说明性的，而不是用于对本发明的范围的限定，熟悉本领域的技术人员在依照本发明的精神所作的等效的修饰以及变化，都应当涵盖在本发明的权利要求所保护的范围内。
Claims (5)
1.一种宽频剩余电流传感器，其特征在于：包括自激振荡电路模块、激励电压调节模块、二次谐波解调电路、功率放大器、过载检测模块、补偿绕组、交流绕组/>和高频交流拾取模块；
所述自激振荡电路模块包括第一磁芯、第二磁芯/>、第一激励绕组/>第二激励绕组/>以及施密特触发器；第一激励绕组/>绕设在所述第一磁芯/>上，且两端连接所述施密特触发器的输入端；所述第二激励绕组/>绕设在所述第二磁芯/>上，且两端连接所述施密特触发器的输入端；
所述施密特触发器的输出端分别连接所述激励电压调节模块和所述二次谐波解调电路；所述二次谐波解调电路、所述功率放大器和所述过载检测模块依次连接；
所述补偿绕组绕设在所述第一磁芯/>和所述第二磁芯/>上，且两端连接所述过载检测模块；
所述交流绕组绕设在所述第一磁芯/>和所述第二磁芯/>上，且两端连接所述高频交流拾取模块，所述高频交流拾取模块还连接所述二次谐波解调电路；
其中：
所述第一激励绕组上的第一激励电流/>和 所述第二激励绕组/>上的第二激励电流/>周期性地将所述第一磁芯/>和第二磁芯/>激励至交替饱和状态；被测电流/>引入所述第一磁芯/>和所述第二磁芯/>内时产生的磁势偏置将在激励回路中产生谐波电压，该谐波电压经过所述二次谐波解调电路，得到激励频率下的误差电压信号u DC，该误差电压信号u DC经过所述功率放大器输出补偿电流/>到补偿绕组/>中，补偿电流/>经过补偿绕组在磁芯内部产生了第二磁通量/>，该第二磁通量/>与被测电流/>产生的第一磁通量大小相等、方向相反，使得所述第一磁芯/>内的总磁通为零，所以计算得到被测电流；
所述施密特触发器通过设置正负向阈值电压输出正负向的方波信号，并通过推挽电路驱动所述第一磁芯和所述第二磁芯/>进入交替饱和状态；
所述二次谐波解调电路用于对第一激励电流和第二激励电流/>积分完成对二次谐波的解调，得到不为零的误差电压信号u DC，该误差电压信号u DC驱动所述功率放大器产生一个补偿电流/>进入补偿绕组/>实现零磁通状态；
所述交流绕组的信号带宽>100kHz；
所述高频交流拾取模块对所述交流绕组的高频电流进行拾取并放大，并抑制共模信号；
所述激励电压调节模块在调试过程中微调激励电压的幅值，观察零点偏置的动态变化，确认所述第一磁芯和所述第二磁芯/>达到最佳工况；
所述过载检测模块按照剩余电流传感器的标准设置安全的动作电流值。
2.如权利要求1所述的一种宽频剩余电流传感器，其特征在于：所述激励电压调节模块包括运算放大器A1、A2，电阻R10、R11、R12、R13、R14、R15、R16、R17、R18和R19，普通二极管D1、D2，稳压二极管Z1；其中，R15为滑动变阻器，且R16=R18；
Z1的阳极接地，阴极通过R10连接电源，还通过R11连接A1的反相输入端；
A1的反相输入端还通过R12连接D1的正极，以及连接于R15的滑动端，A1的正相输入端接地，输出端通过R13、R16连接A2的反相输入端；
A2的正相输入端接地，A2的反相输入端还通过R18连接D2的负极，A2的输出端通过R17连接D2的负极；
D1的正极还连接于R13和R16之间，负极通过连接端连接所述施密特触发器；
D2的正极通过连接端连接所述施密特触发器；
R15的一固定端通过R19通过连接端VZ连接D2的负极，另一固定端通过R14连接于R13和R16之间；
其中，连接端的电势为VZ；R10为Z1提供工作电流，在Z1的阴极端得到电势VZ1，VZ1经过A1等比例反向比例放大，在R13和R16之间得，再经A2等比例反向比例放大，在D2的负极端得/>，由于R16=R18，所以/>；经过R15调节反馈后，得到：
为当前可调电阻R 15调节端所在比例值，通过调节R 15 调节V Z的大小，进而通过限幅电路控制激励电压的幅值大小，实现对传感器零点动态变化的控制调节。
3.如权利要求1所述的一种宽频剩余电流传感器，其特征在于：所述二次谐波解调电路为由四组相同的RC滤波器组成积分器，用于将输入信号进行求和并平均，根据设计要求抑制高频噪声，保留低频信号。
4.如权利要求1所述的一种宽频剩余电流传感器，其特征在于：所述高频交流拾取模块通过差分放大器的运放GBW决定所述高频电流的带宽；
所述高频交流拾取模块包括差分放大器A3、A4，电容C1、C2、C3、C5、C7，电阻R21、R22、R23、R24、R25、R26、R27、R28、R29；
交流绕组的正极通过R21、R23连接A3的正相输入端，负极通过R22、R24连接A3的反相输入端，A3的输出端通过R28连接A4的反相输入端；
A4的正相输入端通过R27接地，输出端通过C7分别连接R29和A4的反相输入端；
C1的一端连接于R21和R23之间，另一端接地；
C2的一端连接于R22和R24之间，另一端接地；
C3和R26并联后两端分别连接A3的反相输入端和输出端；
C5和R25并联后一端连接A3的正相输入端，另一端接地；
其中，交流绕组输出信号为交流信号u AC、A3的输出信号为u AC1、二次谐波解调电路输出为误差电压信号u DC，交流绕组/>、二次谐波解调电路与A3、A4形成频带组合电路，则频带组合电路的输出信号u int为：/>其中，/>为激励电流波形周期。
5.如权利要求1所述的一种宽频剩余电流传感器，其特征在于：还包括有效指示模块，所述效指示模块与所述二次谐波解调电路连接，用于指示传感器是否正常工作。
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