CN110988430B - 基于数字二次谐波检波和纹波补偿的磁通门大电流传感器 - Google Patents

基于数字二次谐波检波和纹波补偿的磁通门大电流传感器 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种基于数字二次谐波检波和纹波补偿的磁通门大电流传感器，其特征在于，包括绕制在环形磁芯上的低频测量线圈、反馈线圈和高频测量线圈。本发明能同时测量电流中的直流分量和交流分量，测量准确度高、线性度好、温度稳定性高，有益效果体现在：(1)传感器既有数字量输出又可以模拟量输出；(2)零点漂移数字矫正，减小模拟电路带来的器件输出电流偏置的影响；(3)抑制输出纹波。

Description

基于数字二次谐波检波和纹波补偿的磁通门大电流传感器
技术领域
本发明涉及一种基于数字二次谐波检波的磁通门电流传感器，属于电磁检测 技术领域。
背景技术
电流传感器主要分为两大类：一种基于欧姆电阻定律，另一种基于法拉第电 磁感应定律。电阻分流器是基于欧姆定律的一种电流传感器，由于上升速度快， 振幅大被广泛应用于测量瞬时电流脉冲(S.Ziegler,R.C.Woodward,H.H.Iu and L.J.Borle,"CurrentSensing Techniques:A Review,"in IEEE Sensors Journal,vol.9, no.4,pp.354-376,April 2009.)。由于常规电阻分流器测量噪声大，测量结果误差 较大且不稳定。R.Malewski提出一种改良的同轴电阻分流器，使寄生电感非常 小，但趋肤效应很明显。对于测量100kA的大脉冲电流，趋肤效应将成为测量 带宽的主要限制因素(R.Malewski,C.T.Nguyen,K.Feser and N.Hylten-Cavallius, "Elimination of the Skin EffectError in Heavy-Current Shunts,"in IEEE Transactions on Power Apparatus andSystems,vol.PAS-100,no.3,pp.1333-1340, March 1981.)。对于高集成度的电子器件，同轴电阻分流器体积大，价格昂贵， 通常只适用于测量快速电流脉冲。在大多数环境下，常使用厚膜结构的表面贴装 设备(SMDs)应用于高度集成电路(S.Ziegler,R.C.Woodward,H.H.Iu and L.J. Borle,"Current Sensing Techniques:A Review,"in IEEE SensorsJournal,vol.9,no. 4,pp.354-376,April 2009.；F.Costa,P.Poulichet,F.Mazaleyrat,and E.Labouré, “The current sensors in power electronics,a review,”EPEJournal,vol.11,pp.7–18, 2001.)。这些电阻分流器常用于测量100-200A的电流，对于比较大的电流，损 耗也会变得很大。而更高的集成往往以更高的寄生电感为代价。所以通常考虑使 用电路中的导电器件(通常为铜导线)作为电流传感器。这种方法测量成本低， 没有额外的能量损失。但是由于电阻很小，电流限制低，通常电压降很小，很难 保证测量精度(L.Spaziani,“Using copper PCB etch for low value resistance TexasInstruments”,Appl.Rep.DN-71,1997.)。罗格夫斯基线圈是基于法拉第电磁感应 定律的电流传感器，该传感器测量高频电流性能优异，但如果被测量电流不居于 线圈中心，将导致很大的测量误差(W.F.Ray and C.R.Hewson,“High performance Rogowski currenttransducers,”in Proc.IEEE Ind.Appl.Conf.,Rome, Italy,2000,pp.3083–3090.；D.A.Ward and J.L.T.Exon,“Using Rogowski coils for transient currentmeasurements,”Eng.Sci.Education J.,vol.2,pp.105–113,1993.； A.Radun,“Analternative low-cost current-sensing scheme for high current powerelectronics circuits,”IEEE Trans.Ind.Electron.,vol.42,pp.78–84,1995.)。由于罗格夫斯基线圈是基于检测磁通变化的，而磁通变化与电流变化成正比。如果不知 道初始条件的电流是多少，就不能重建直流分量。而实际积分器并不理想，可能 会出现较小但稳定的偏置电压，频率响应必然受到影响，从而降低了低频增益。 因此罗格夫斯基线圈不适合测量低频电流。为了抑制初始电流产生的磁通，一种 利用电流互感的传感器被提出来(N.McNeill,N.K.Gupta,S.G.Burrow,D. Holliday,and P.H.Mellor,“Application ofreset voltage feedback for droop minimization in the unidirectional currentpulse transformer,”IEEE Trans.Power Electron.,vol.23,pp.591–599,2008.；N.McNeill,N.K.Gupta,and W.G. Armstrong,“Active current transformer circuitsfor low distortion sensing in switched mode power converters,”IEEETrans.Power Electron.,vol.19,pp.908–917,2004.)。 电流互感传感器结构与罗格夫斯基线圈基本相同，其优点是不需要积分器，即避 免了因为积分器的电流偏置、漂移或者输出饱和而降低精度。为了测量直流电流 产生的静电场，磁场传感器也成为研究的重点。磁场传感器优越性在于其既可以 测量静态场又可以测量动态场。基于磁场传感器装置的电流传感器通常有三种结 构：开环结构，闭环结构以及将磁场传感器和电流互感器或罗格夫斯基线圈组合 的结构。开环结构即用磁场传感器直接测量导体周围磁场，该方式受外部磁场影 响显著，而外加磁屏蔽将使得传感器周围磁场变得更加复杂(K.-w.Ma and Y.-s.Lee,“Isolated Current and Voltage Transducers”,Appl.Rep.,LEM,2004.)。在闭环 结构中，其基本原理是将磁传感器的输出电压作为误差信号，通过外加电流来补 偿磁芯内部的磁化。使磁芯达到零磁通状态，从而测量电流大小。闭环技术在实 际运用中会有磁芯损耗，并且成本更高，体积更大，需要更高的电源电压来提高 磁通补偿(K.-w.Ma and Y.-s.Lee,“Isolated Current and Voltage Transducers”,Appl. Rep.,LEM,2004.)。LEM公司开发了一款“Eta”电流传感器，结合了开环结构与 磁场传感器。由于不需要补偿电流，功耗大大降低。磁通门电流传感器是结合了 磁通门传感器与电流互感器的一款电流传感器。磁通门是很可靠的固体器件，可 以在很宽的温度范围工作，温漂远低于0.1nT/℃，且其磁场最小的分辨率可达到 100pT量级(O.V.Nielsen,et al.,“Development,constructionand analysis of the ‘Oersted’fluxgate magnetometer”,Meas.Sci.Technol.6(1995)1099–1115.)。常见 的磁通门传感器磁芯有赛道型和环形等，其中赛道型传感器拥有较低的退磁系数 即较高的灵敏度但对垂直场的灵敏度较低(C.Hinnrichs,C.Pels,H.Schilling, “Noise and linearity of a fluxgate magnetometer in racetrackgeometry”,J.Appl.Phys. 87(2000)7085–7087.；C.Hinnrichs,J.Stahl,H.Schilling,IEEE Trans.Magn.37 (2001)1983–1985.；P.Ripka,“Race-track fluxgate withadjustable feedthrough”,Sens. Actuators A 85(2000)227–231.)。而环形磁芯具有较高的退磁系数即较低的灵敏 度，但环形的几何形状可有效降低噪声。
在磁通门电流传感器中，磁饱和型电流传感器具有优良的直流以及大电流检 测能力，且线性度相对于其他几类电流传感器是最高的(P.Ripka,“Review of fluxgatesensors,”Sens.Actuators A,Phys.,vol.33,pp.129–141,1992.；P.Ripka andM.Janosek,“Advances in magnetic sensors,”in Proc.IEEE Sensors Conf.,Lecce,Italy,Oct.26–29,2008,pp.1–4.；“Isolated Current and Voltage Transducers:Characteristics—Applications—Calculations(3rd Edition),”LEM Components,CH24101 E/US,2004.)。X.Yang等人提出了一种基于磁饱和的双环形磁芯型峰值检 测电流传感器。两磁芯用一根导线以相同的方向绕制，其中一个磁芯用作低频或 者直流电流测量，另一个磁芯用于高频电流测量。对两磁芯反馈线圈上的输出的 信号进行积分可检测电流的大小(X.Yang,Y.Li,W.Zheng,W.Guo,Y.Wang and R.Yan,"Design and Realization ofa Novel Compact Fluxgate Current Sensor," in IEEE Transactions on Magnetics,vol.51,no.3,pp.1-4,March 2015)。该传感器 对小电流有较高灵敏度，但抗噪声性能比较差。G.Velasco-Quesada等人提出了 一种基于磁饱和的三磁芯的峰值检测型磁通门传感器(G.Velasco-Quesada,M. Román-Lumbreras,A.Conesa-Roca,and F.Jeréz,“Design of alow-consumption fluxgate transducer for highcurrent measurementapplications,”IEEE Sensors J.,vol. 11,no.2,pp.280–287,Feb.2011.)。该传感器由三个相同的磁芯构成，其中两个 磁芯用于低频电流检测。此两个磁芯上导线绕向相反，这样做可以良好的避免由 初级线圈引入的噪声。第三个磁芯用于高频电流检测。该传感器可以检测最大峰 值为1kA的电流。X.Yang等人提出了一种改进的三磁芯电流传感器，该传感器将高频磁芯套在低频磁芯外，该方法可大幅减小传感器体积。同时利用二次谐波 检测法，可有效消除由初始电流带来直流偏置(X.Yang et al.,“The optimization of dual-coreclosed-loop fluxgate technology in precision current sensor”.Journal ofApplied Physics.March 2012)。
传统的磁通门电流传感器大多采用模拟电路来检波。此种方法检测对噪声的 容忍度较差，且难以根据应用需要调整参数。并且磁通门电流传感器工作时磁芯 被交替磁化。该磁化过程可能给二次侧电流带来调制纹波。传统磁通门电流传感 器使用两个反向缠绕的磁芯来降低纹波。这对磁芯的一致性和线圈缠绕的一致性 要求很高，增加了传感器制备的难度和成本。
发明内容
本发明的目的是：提供一种能够实现直流和交流大电流的准确测量的数字检 波方法。
为了达到上述目的，本发明的技术方案是提供了一种基于数字二次谐波检波 和纹波补偿的磁通门大电流传感器，其特征在于，包括绕制在环形磁芯上的低频 测量线圈、反馈线圈和高频测量线圈；
低频测量线圈与低频信号发生单元相连，使用磁通门以及二次谐波检测的方 法检测低频信号，由低频信号发生单元输出低频电压信号V1；
高频测量线圈与高频信号发生单元相连，使用线圈互感的方法检测高频信号， 由高频信号发生单元输出高频电压信号V2；
高频电压信号V2与低频电压信号V1经过积分模块和功率放大器输入到反馈 线圈，形成闭环PI控制，反馈线圈上的反馈电流在环形磁芯中产生的磁通与穿 过环形磁芯的待测电流IP在环形磁芯中产生的磁通方向相反，两者相互抵消，使 环形磁芯处于零磁通状态，并通过与反馈线圈相连的检测单元得到检测信号，其 中：
低频信号发生单元，包括：
方波信号发生单元，用于产生方波信号后加载在低频测量线圈上；
采样单元及信号采集单元，采样单元与低频测量线圈相连，由信号采集单元 采集采样单元上的电压信号后发送给信号处理单元；
信号处理单元，用于对接收自信号采集单元的电压信号进行数字二次谐波检 波处理生成电压信号Vo；
信号补偿单元，用于产生对电压信号Vo进行补偿的补偿电压信号Vc从而抑制 输出纹波输出低频电压信号V1，当待测电流IP为零时将通过检测单元得到的纹波 信号反向后形成补偿电压信号Vc。
优选地，所述方波信号发生单元及所述信号处理单元采用同一微控制器实现， 所述信号处理单元还包括低通滤波器，由微控制器对接收自所述信号采集单元的 电压信号进行二次谐波检波处理后，再经过低通滤波器输出所述电压信号Vo。
优选地，所述数字二次谐波检波包括以下步骤：
在方波上升沿时开始采样，设T为方波周期，t1为从采样起始时刻开始计算 的第一个1/4周期的截止时刻，t2为t1后的1/4个周期的截止时刻，t3为t2后的N 个周期的截止时刻，t4为t3后的1/4周期的截止时刻，t5为t4后的1/4周期的截 止时刻，将信号采集单元采集到的信号y1(t)向左移半个周期得到信号y2(t)，即 y2(t)＝y1(t+T/2)，并与信号y1(t)相加得到信号ys(t)，即ys(t)＝y1(t)+y2(t)， 则有：
将信号ys(t)从0时刻到t1时刻的数据乘H做累加，H表示上述方波的幅值， 所得结果为S1：
Figure BDA0002255363280000051
将信号ys(t)从t1时刻到t2时刻的数据乘-H做累加，所得结果为S2：
Figure BDA0002255363280000052
将信号ys(t)从t2时刻到t3时刻中的第1/4和3/4个周期的数据乘2H做累加， 所得结果为S3：
Figure BDA0002255363280000053
将信号ys(t)从t2时刻到t3时刻中的第2/4和4/4个周期的数据乘-2H做累加， 所得结果为S4：
Figure BDA0002255363280000061
将信号ys(t)从t3时刻到t4时刻的数据乘H做累加，所得结果为S5：
Figure BDA0002255363280000062
将信号ys(t)从t4时刻到t5时刻的数据乘-H做累加，所得结果为S6：
Figure BDA0002255363280000063
最终得到输出为S：
S＝S1+S2+S3+S4+S5+S6
将信号S经过若干个周期的平均并通过低通滤波后得到所述电压信号Vo，所 述电压信号Vo与所述低频测量线圈(Coil1)中电流的二次谐波幅值成正比，且所 述电压信号Vo正比于环形磁芯(Magnetic core)中的直流磁通，即：
Vo＝-γH1(IP-N2If)
其中，IP是待测电流，If是反馈电流，H1是低通滤波器的传递函数，γ是微 控制器在计算过程中给定的比例系数，N2是反馈线圈的匝数。
优选地，所述低频电压信号V1的表达式为：V1＝-γH1(IP-N2If)+Vc。
优选地，所述高频信号发生单元包括与所述高频测量线圈相连的差分输入模 块，差分输入模块连接高通滤波器，由高通滤波器输出所述高频电压信号V2。
优选地，所述高频电压信号V2的表达式为：
Figure BDA0002255363280000064
式中，H2是所述差分输入模块和所述高通滤波器的传递函数，N3是高频测 量线圈的匝数，N1是低频测量线圈的匝数，Ie是低频测量线圈中的激励电流。
优选地，所述积分模块包括放大器，放大器的反相输入端与输出端之间跨接 电容Cf；放大器的反相输入端与电阻R2及电阻R3相连，电阻R2及电阻R3分别 连接所述高频信号发生单元及所述低频信号发生单元；放大器的同相输入端仅有 电阻R4接地。
优选地，所述积分模块输出电压信号V3，则电压信号V3的表达式为：
Figure BDA0002255363280000071
本发明能同时测量电流中的直流分量和交流分量，测量准确度高、线性度好、 温度稳定性高，有益效果体现在：(1)传感器既有数字量输出又可以模拟量输出； (2)零点漂移数字矫正，减小模拟电路带来的器件输出电流偏置的影响；(3) 抑制输出纹波。
附图说明
图1是本发明的原理框图，展示了低频信号V1、高频信号V2和积分后信号V3以 及各部分功能模块的关系；
图2(a)至图2(d)是本发明的数字检波流程图，其中，图2(a)为加载 线圈上频率为f的方波信号，图2(b)为电阻R1上的波形y1，图2(c)为图2 (b)向左位移半个周期后的波形y2，图2(d)为将图2(b)和图2(c)相加 后的波形ys；
图3是本发明环形磁芯的横截面图，图中展示了高频磁芯、低频磁芯高频线 圈、低频线圈和反馈线圈的位置关系，其中三个线圈是在环形磁芯上缠绕一周， 图中线圈为示意图；
图4是本发明的仿真设置框图，展示了传感器仿真的各部分的连接关系；
图5是发明的仿真结果，仿真设置输入与输出之间比例为2000，输入信号 为幅值1A，频率1kHz的三角波。该仿真验证了闭环控制模型的正确性；
图6是该发明的实验设置图，展示了传感器系统各个部分及模块的连接关系， 以及数字电路部分的芯片型号，输入信号与输出信号的具体位置；
图7及图8是该发明的交流测试实验结果，图中的曲线是由输出数据计算得 到的待测电流的波形，图7的输入信号为1kHz正弦信号，图8的输入信号为1kHz 正弦信号与直流信号叠加的信号。
具体实施方式
下面结合具体实施例，进一步阐述本发明。应理解，这些实施例仅用于说明 本发明而不用于限制本发明的范围。此外应理解，在阅读了本发明讲授的内容之 后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本 申请所附权利要求书所限定的范围。
本发明系统框图如附图1所示。环形磁芯Magnetic core上共有3个线圈： 线圈coil1、线圈coil2和线圈coil3，分别是低频测量线圈、反馈线圈和高频测 量线圈。三个线圈的匝数分别为N1、N2和N3。其中直流(低频)信号的检测， 使用磁通门以及二次谐波检波的方法。高频信号的检测，使用线圈互感的方法。 高频信号与低频信号经过积分模块Operational amplifier和功率放大器Power amplifier输入到反馈线圈中，形成闭环PI控制。反馈电流在环形磁芯Magnetic core中产生的磁通与待测电流在环形磁芯Magneticcore中产生的磁通方向相反， 两者相互抵消，使环形磁芯Magnetic core处于零磁通状态。
在模拟电路部分使用低噪声运算放大器构建差分输入模块、积分模块Operational amplifier及加法器模块，并使用功率放大器作为输出端芯片，以满 足大电流测量的需要。
为了克服现有系统模拟电路检波方法的不足，节约磁芯空间和制造成本，本 发明采用数字二次谐波检波方法。
该方法在微控制器MCU的控制下，输出一个频率为f的占空比为50％的方 波1，如图2(a)所示。经过放大后，将该方波加载到线圈coil1上。线圈coil1 通过电阻R1连接到电路的地。将电阻R1上的电压通过高分辨率、高速模数转换 器ADC采样，其波形用y1表示，如图2(b)所示。获得的数据输入到MCU进 行二次谐波检波处理。
数字二次谐波检波处理原理及其流程如下。
在方波上升沿时开始采样，设T为方波周期，t1为从采样起始时刻开始计算 的第一个1/4周期的截止时刻，t2为t1后的1/4个周期的截止时刻，t3为t2后的N 个周期(N×T)的截止时刻，t4为t3后的1/4周期的截止时刻，t5为t4后的1/4 周期的截止时刻，将信号采集单元采集到的信号y1(t)向左移半个周期得到信号 y2(t)，即y2(t)＝y1(t+T/2)，如图2(c)所示，并与信号y1(t)相加得到信号ys(t)， 即ys(t)＝y1(t)+y2(t)，如图2(d)所示。
将信号ys(t)从0时刻到t1时刻的数据乘H做累加，H表示方波的幅值，所得 结果为S1：
Figure BDA0002255363280000091
将信号ys(t)从t1时刻到t2时刻的数据乘-H做累加，所得结果为S2：
Figure BDA0002255363280000092
将信号ys(t)从t2时刻到t3时刻中的第1/4和3/4个周期的数据乘2H做累加， 所得结果为S3：
Figure BDA0002255363280000093
将信号ys(t)从t2时刻到t3时刻中的第2/4和4/4个周期的数据乘-2H做累加， 所得结果为S4：
Figure BDA0002255363280000094
将信号ys(t)从t3时刻到t4时刻的数据乘H做累加，所得结果为S5：
Figure BDA0002255363280000095
将信号ys(t)从t4时刻到t5时刻的数据乘-H做累加，所得结果为S6：
Figure BDA0002255363280000096
最终得到输出为S：
S＝S1+S2+S3+S4+S5+S6
将信号S经过若干个周期的平均并通过低通滤波后得到所述电压信号Vo，所 述电压信号Vo与所述低频测量线圈(Coil1)中电流的二次谐波幅值成正比，且所 述电压信号Vo正比于环形磁芯(Magnetic core)中的直流磁通，即：
Vo＝-γH1(IP-N2If)
其中，IP是待测电流，If是反馈电流，H1是低通滤波器的传递函数，γ是微 控制器在计算过程中给定的比例系数。
该方法利用磁芯的非线性磁化特性，可有效检出磁芯中的直流(低频)磁通。 但是所加载的方波激励会给电流传感器引入一个频率、幅值、相位恒定的调制纹 波，影响电流测量的准确性。为了抵消此纹波，本发明采用纹波补偿方法。具体 实现方式如下：
将待测电流IP为零输入时，通过检测电阻Rm检测到的输出纹波通过模数转 换采集到MCU中，并存储。通过算法将信号反向并在触发后通过数模转换输出到 接入反馈回路前的最后一级加法器中与信号Vo相加，抵消零输入时输出的纹波。
图1中电压信号V1的表达式为：
V1＝-γH1(IP-N2If)+Vc
其中IP是待测电流，If是反馈电流，H1是低通滤波器的传递函数，γ是微控 制器给定的比例系数，Vc是谐波补偿电压信号。
差分输入模块的输入连接线圈coil3，输出连接高通滤波器High pass filter，由高通滤波器High pass filter输出电压信号V2，电压信号V2的表达式为：
Figure BDA0002255363280000101
其中H2是差分输入模块和高通滤波器的传递函数，Ie是低频测量线圈Coil1 中的激励电流。
电压信号V3的表达式为：
Figure BDA0002255363280000102

Claims (5)

1.一种基于数字二次谐波检波和纹波补偿的磁通门大电流传感器，其特征在于，包括绕制在环形磁芯上的低频测量线圈(Coil1)、反馈线圈(Coil2)和高频测量线圈(Coil3)；
低频测量线圈(Coil1)与低频信号发生单元相连，使用磁通门以及二次谐波检测的方法检测低频信号，由低频信号发生单元输出低频电压信号V1；
高频测量线圈(Coil3)与高频信号发生单元相连，使用线圈互感的方法检测高频信号，由高频信号发生单元输出高频电压信号V2；
高频电压信号V2与低频电压信号V1经过积分模块和功率放大器输入到反馈线圈(Coil2)，形成闭环PI控制，反馈线圈(Coil2)上的反馈电流在环形磁芯中产生的磁通与穿过环形磁芯的待测电流IP在环形磁芯中产生的磁通方向相反，两者相互抵消，使环形磁芯处于零磁通状态，并通过与反馈线圈(Coil2)相连的检测单元得到检测信号，其中：
低频信号发生单元，包括：
方波信号发生单元，用于产生方波信号后加载在低频测量线圈(Coil1)上；
采样单元及信号采集单元，采样单元与低频测量线圈(Coil1)相连，由信号采集单元采集采样单元上的电压信号后发送给信号处理单元；
信号处理单元，用于对接收自信号采集单元的电压信号进行数字二次谐波检波处理生成电压信号Vo；
信号补偿单元，用于产生对电压信号Vo进行补偿的补偿电压信号Vc从而抑制输出纹波输出低频电压信号V1，当待测电流IP为零时将通过检测单元得到的纹波信号反向后形成补偿电压信号Vc；
所述方波信号发生单元及所述信号处理单元采用同一微控制器实现，所述信号处理单元还包括低通滤波器(Low pass filter)，由微控制器对接收自所述信号采集单元的电压信号进行二次谐波检波处理后，再经过低通滤波器(Low pass filter)输出所述电压信号Vo；
所述数字二次谐波检波包括以下步骤：
在方波上升沿时开始采样，设T为方波周期，t1为从采样起始时刻开始计算的第一个1/4周期的截止时刻，t2为t1后的1/4个周期的截止时刻，t3为t2后的N个周期的截止时刻，t4为t3后的1/4周期的截止时刻，t5为t4后的1/4周期的截止时刻，将信号采集单元采集到的信号y1(t)向左移半个周期得到信号y2(t)，即y2(t)＝y1(t+T/2)，并与信号y1(t)相加得到信号ys(t)，即ys(t)＝y1(t)+y2(t)，则有：
将信号ys(t)从0时刻到t1时刻的数据乘H做累加，H表示方波幅值，所得结果为S1：
Figure FDA0003370975060000021
将信号ys(t)从t1时刻到t2时刻的数据乘-H做累加，所得结果为S2：
Figure FDA0003370975060000022
将信号ys(t)从t2时刻到t3时刻中的第1/4和3/4个周期的数据乘2H做累加，所得结果为S3：
Figure FDA0003370975060000023
将信号ys(t)从t2时刻到t3时刻中的第2/4和4/4个周期的数据乘-2H做累加，所得结果为S4：
Figure FDA0003370975060000024
将信号ys(t)从t3时刻到t4时刻的数据乘H做累加，所得结果为S5：
Figure FDA0003370975060000025
将信号ys(t)从t4时刻到t5时刻的数据乘-H做累加，所得结果为S6：
Figure FDA0003370975060000026
最终得到输出为S：
S＝S1+S2+S3+S4+S5+S6
将信号S经过若干个周期的平均并通过低通滤波后得到所述电压信号Vo，所述电压信号Vo与所述低频测量线圈(Coil1)中电流的二次谐波幅值成正比，且所述电压信号Vo正比于环形磁芯中的直流磁通，即：
Vo＝-γH1(IP-N2If)
其中，IP是待测电流，If是反馈电流，H1是低通滤波器的传递函数，γ是微控制器在计算过程中给定的比例系数，N2是反馈线圈(Coil2)的匝数。
2.如权利要求1所述的一种基于数字二次谐波检波和纹波补偿的磁通门大电流传感器，其特征在于，所述低频电压信号V1的表达式为：V1＝-γH1(IP-N2If)+Vc。
3.如权利要求1所述的一种基于数字二次谐波检波和纹波补偿的磁通门大电流传感器，其特征在于，所述高频信号发生单元包括与所述高频测量线圈(Coil3)相连的差分输入模块，差分输入模块连接高通滤波器(High pass filter)，由高通滤波器(High passfilter)输出所述高频电压信号V2。
4.如权利要求3所述的一种基于数字二次谐波检波和纹波补偿的磁通门大电流传感器，其特征在于，所述高频电压信号V2的表达式为：
Figure FDA0003370975060000031
式中，H2是所述差分输入模块和所述高通滤波器(High pass filter)的传递函数，N3是高频测量线圈(Coil3)的匝数，N1是低频测量线圈(Coil1)的匝数，Ie是低频测量线圈(Coil1)中的激励电流。
5.如权利要求4所述的一种基于数字二次谐波检波和纹波补偿的磁通门大电流传感器，其特征在于，所述积分模块包括放大器，放大器的反相输入端与输出端之间跨接电容Cf；放大器的反相输入端与电阻R2及电阻R3相连，电阻R2及电阻R3分别连接所述高频信号发生单元及所述低频信号发生单元；放大器的同相输入端仅有电阻R4接地。
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