WO2014017465A1 - 負荷駆動電源回路 - Google Patents

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forward voltage
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博徳 松本
宏次 浅井
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    • H02M3/1588—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
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    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a load drive power supply circuit, and more particularly to a load drive power supply circuit that drives a load based on a DC voltage supplied from a DC power supply.
  • Patent Document 1 An example of this type of load driving power supply circuit is disclosed in Patent Document 1.
  • the FET for synchronous rectification is repeatedly turned on / off during a period when the power supply stop signal is at a low level, that is, during a steady operation period, and the period when the power supply stop signal is at a high level, ie, when the steady operation is stopped. It is continuously turned on during the period.
  • the steady operation is stopped, charges are accumulated in the smoothing capacitor. Therefore, if no measures are taken, the load drive power supply circuit is gradually discharged. However, this discharge may adversely affect the operation of the load drive power supply circuit. Therefore, in the prior art document 1, during the stationary operation stop period, the electric charge accumulated in the smoothing capacitor is discharged through the FET in the on state.
  • a main object of the present invention is to provide a load driving power supply circuit capable of avoiding an overload of an element due to discharge of electric charges accumulated in a smoothing capacitor.
  • a load driving power supply circuit (10: reference numeral corresponding to the embodiment; the same applies hereinafter) includes a first switching element (Q1) having one end connected to one end of a DC power supply (E1), a first switching A second switching element (Q2) having one end connected to the other end of the element and the other end connected to the other end of the DC power supply; an inductor having one end connected to one end of the second switching element ( L1), a smoothing capacitor (C1) provided between the other end of the inductor and the other end of the DC power supply, and a constant current drive for supplying a constant current to a load (18) connected in parallel with the smoothing capacitor.
  • First control means for repeatedly turning on and off the first switching element and the second switching element in a complementary manner, and the first switching element to be continuously turned off and the second switching after the constant current drive is completed.
  • Elementary Comprising a repeating on / off the second control means (S19 ⁇ S25) an.
  • the load includes a diode
  • the second control means includes adjustment means (S19) for adjusting the on-duty ratio of the second switching element based on the forward voltage drop of the diode.
  • the first detecting means (S3) for detecting the forward voltage drop of the diode is further provided, and the adjusting means refers to the forward voltage drop detected by the first detecting means.
  • the second detection means (S35) for detecting the forward drop voltage of the diode is further provided in parallel with the processing of the first control means, and the adjustment means is the forward drop detected by the second detection means. Refer to voltage.
  • the adjusting means when it is desired to equalize the time required for discharging the charge accumulated in the smoothing capacitor, the adjusting means increases the on-duty ratio as the forward voltage drop increases, When it is desired to equalize the amount of current flowing through the second switching element, the adjustment means decreases the on-tuty ratio as the forward voltage drop increases.
  • Constant current driving is performed by repeatedly turning on and off the first switching element and the second switching element in a complementary manner, and the first switching element is continuously turned off and the second switching element is repeatedly performed after the constant current driving is completed.
  • the electric charge accumulated in the smoothing capacitor is gradually discharged through the second switching element.
  • load drive power supply circuit 10 of this embodiment corresponds to a synchronous rectification step-down chopper circuit, and includes input terminals T1 and T2 connected to a positive electrode and a negative electrode of DC power supply E1, respectively. Between the input terminals T1 and T2, MOS type field effect transistors (hereinafter simply referred to as “transistors”) Q1 and Q2 connected in series are provided. Specifically, the drain of the transistor Q1 is connected to the input terminal T1, the source of the transistor Q1 is connected to the drain of the transistor Q2, and the source of the transistor Q2 is connected to the input terminal T2.
  • transistors MOS type field effect transistors
  • An inductor L1 and a smoothing capacitor C1 connected in series with each other are also provided between the drain and source of the transistor Q2.
  • the output terminal T3 is connected to the connection point between the inductor L1 and the smoothing capacitor C1, that is, one end of the smoothing capacitor C1
  • the output terminal T4 is connected to the connection point between the smoothing capacitor C1 and the source of the transistor Q2, that is, the other end of the smoothing capacitor C1. Is done.
  • a light emitting diode 18 and a resistor R1 connected in series are provided between the output terminals T3 and T4.
  • the voltage applied to the output terminal T3 corresponds to the forward voltage drop VF of the light emitting diode 18.
  • This forward drop voltage VF is detected by a VF detection circuit 16 provided in a DSP (Digital Signal Processor) 12.
  • the detected forward drop voltage VF is applied to the switching control circuit 14.
  • the terminal voltage of the resistor R1 is input to the switching control circuit 14. Thereby, the switching control circuit 14 can detect the current flowing through the resistor R1, that is, the current flowing through the light emitting diode 18.
  • the switching control circuit 14 controls the on / off operation of the transistors Q1 and Q2 with reference to the forward voltage drop VF and the terminal voltage of the resistor R1 thus provided.
  • the control procedure follows the flowchart shown in FIGS.
  • step S1 switching control circuit 14 starts complementary on / off operations of transistors Q1 and Q2 to preliminarily drive light-emitting diode 18.
  • the transistor Q1 is turned on / off at an on-duty ratio such that the light emitting diode 18 is barely lit.
  • the transistor Q2 is turned on / off complementarily with respect to the on / off of the transistor Q1 while ensuring a dead time.
  • the pulse voltage appearing at the source of the transistor Q1 is smoothed by the inductor L1 and the smoothing capacitor C1.
  • a constant current based on a smooth voltage is supplied to the light emitting diode 18, whereby the light emitting diode 18 is lit weakly.
  • This step S1 is performed to detect the forward voltage drop VF of the light emitting diode 18 as will be described later.
  • step S3 the forward voltage drop VF of the light emitting diode 18 is detected through the VF detection circuit 16.
  • the process proceeds to step S5, and the on / off operation of the transistors Q1 and Q2, that is, the preliminary driving of the light emitting diode 18 is stopped. As a result, the light emitting diode 18 is turned off.
  • step S7 it is repeatedly determined whether or not a constant current drive start operation has been performed.
  • the process proceeds to step S9, and complementary on / off operations of the transistors Q1 and Q2 are started.
  • the on-duty ratio of the transistor Q1 gradually increases from zero by the soft start operation, and when the current value detected by the terminal voltage of the resistor R1 reaches the set constant current value, the soft start operation ends.
  • the on-duty ratio is adjusted so as to perform a constant current operation.
  • the transistor Q2 is turned on / off complementarily with respect to the on / off of the transistor Q1 while ensuring a dead time.
  • the pulse voltage appearing at the source of the transistor Q1 is smoothed by the inductor L1 and the smoothing capacitor C1.
  • a constant current based on the smoothing voltage is supplied to the light emitting diode 18, thereby turning on the light emitting diode 18.
  • step S11 it is determined whether or not a constant current drive stop operation has been performed. If the determination result is NO, the terminal voltage of the resistor R1 is detected in step S13. In step S15, the on-duty ratio of the transistor Q1 is adjusted so that the detected terminal voltage indicates the target voltage, in other words, the current flowing through the light emitting diode 18 is constant. As a result, the light emitting diode 18 is turned on with a desired brightness. When the process of step S15 is completed, the process returns to step S11.
  • step S11 When the determination result in step S11 is updated from NO to YES, the on / off operation of the transistors Q1 and Q2 is stopped in step S17. As a result, the constant current driving is terminated and the light emitting diode 18 is turned off.
  • step S19 the on-duty ratio of the transistor Q2 is adjusted based on the forward voltage drop VF detected in step S3. Referring to FIG. 2, the on-duty ratio of transistor Q2 is increased as the value of forward drop voltage VF increases.
  • step S21 the on / off operation of the transistor Q2 is started.
  • the transistor Q2 is turned on / off at the on-duty ratio adjusted in step S19, and the electric charge accumulated in the smoothing capacitor C1 is discharged through the inductor L1 and the transistor Q2. Since the on-duty ratio of the transistor Q2 is increased as the forward drop voltage VF increases, the time required for discharging the charge accumulated in the smoothing capacitor C1 can be made uniform.
  • step S23 the process waits until the discharge of the smoothing capacitor C1 is completed.
  • the on / off operation of the transistor Q2 is stopped in step S25, and then the process ends.
  • the drain of the transistor Q1 is connected to the positive electrode of the DC power supply E1
  • the source of the transistor Q1 is connected to the drain of the transistor Q2
  • the source of the transistor Q2 is connected to the negative electrode of the DC power supply E1.
  • One end of the inductor L1 is connected to the drain of the transistor Q2, the other end of the inductor L1 is connected to one end of the smoothing capacitor C1, and the other end of the smoothing capacitor C1 is connected to the negative electrode of the DC power supply E1.
  • the switching control circuit 14 repeatedly turns on and off the transistors Q1 and Q2 in a complementary manner for constant current driving for supplying a constant current to the light emitting diode 18 (S9, S13 to S15).
  • the switching control circuit 14 also continuously turns off the transistor Q1 and repeatedly turns on / off the transistor Q2 after the end of constant current driving (S19 to S25).
  • the larger the forward drop voltage VF the larger the on-duty ratio of the transistor Q2.
  • the larger the forward drop voltage VF the smaller the on-duty ratio of the transistor Q2. Also good.
  • the on-duty ratio is adjusted along the graph shown in FIG. By such adjustment, the amount of current flowing through the transistor Q2 during discharge can be made uniform.
  • the light emitting diode 18 is preliminarily driven to detect the forward voltage drop VF (see steps S1 to S3 in FIG. 3).
  • the forward voltage drop VF may be detected in parallel with the constant current drive of the light emitting diode 18.
  • the flowcharts shown in FIGS. 3 to 4 are partially modified as shown in FIG.
  • step S31 is provided instead of the processing of steps S1 to S5. Further, steps S33 to S37 are added following step S15.
  • step S31 the flag FLG is set to “0”.
  • step S33 it is determined whether or not the flag FLG is “0”. If the determination result is NO, the process returns to step S11 as it is. If the determination result is YES, the process proceeds to steps S11 through S35 to S37. Return.
  • step S35 the forward drop voltage VF of the light emitting diode 18 is detected through the VF detection circuit 16. When the detection is completed, the flag FLG is updated to “1” in step S37.
  • the forward voltage drop VF is detected in parallel with the constant current drive of the light emitting diode 18, but the forward voltage drop VF responds to the constant current drive stop operation. May be detected.
  • the processes of steps S1 to S5 shown in FIG. 3 are omitted, and a process corresponding to the process of step S3 is executed between steps S17 and S19.

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Description

負荷駆動電源回路
　この発明は、負荷駆動電源回路に関し、特に直流電源から供給された直流電圧に基づいて負荷を駆動する、負荷駆動電源回路に関する。
　この種の負荷駆動電源回路の一例が、特許文献１に開示されている。この背景技術によれば、同期整流用のＦＥＴは、電力供給停止信号がローレベルの期間、つまり定常動作期間に繰り返しオン／オフされ、電力供給停止信号がハイレベルの期間、つまり定常動作の停止期間に継続的にオンされる。定常動作が停止したとき、平滑コンデンサには電荷が蓄積されている。したがって、何の対策も講じなければ負荷駆動電源回路内で徐々に放電されることになる。しかし、この放電により負荷駆動電源回路の動作に悪影響を与える場合もある。したがって先行文献１では、定常動作の停止期間において、平滑コンデンサに蓄積された電荷は、オン状態のＦＥＴを介して放電される。
特開２００６－１０９５３５号公報
　放電のために同期整流用のＦＥＴをオンすると、平滑コンデンサに蓄積された電荷に基づく電流がＦＥＴを導通する。しかし、平滑コンデンサに蓄積された電荷が大きい場合には、大電流がＦＥＴを瞬間的に導通するため、ＦＥＴやインダクタの定格電流値を超える電流が流れるおそれがある。
　それゆえに、この発明の主たる目的は、平滑コンデンサに蓄積された電荷の放電に起因する素子の過負荷を回避することができる、負荷駆動電源回路を提供することである。
　この発明に従う負荷駆動電源回路(10：実施例で相当する参照符号。以下同じ)は、直流電源(E1)の一方端に接続された一方端を有する第１スイッチング素子(Q1)、第１スイッチング素子の他方端に接続された一方端と直流電源の他方端に接続された他方端とを有する第２スイッチング素子(Q2)、第２スイッチング素子の一方端に接続された一方端を有するインダクタ(L1)、インダクタの他方端および直流電源の他方端の間に設けられた平滑コンデンサ(C1)、平滑コンデンサと並列に接続される負荷(18)に定電流を供給する定電流駆動のために第１スイッチング素子および第２スイッチング素子を相補的に繰り返しオン／オフする第１制御手段(S9, S13~S15)、ならびに定電流駆動の終了後に第１スイッチング素子を継続的にオフしかつ第２スイッチング素子を繰り返しオン／オフする第２制御手段(S19~S25)を備える。
　好ましくは、負荷はダイオードを含み、第２制御手段はダイオードの順方向降下電圧に基づいて第２スイッチング素子のオンデューティ比を調整する調整手段(S19)を含む。
　或る局面では、第１制御手段の処理に先立って第１スイッチング素子および第２スイッチング素子を相補的に繰り返しオン／オフする予備駆動を実行する第３制御手段(S1)、および予備駆動と並列してダイオードの順方向降下電圧を検出する第１検出手段(S3)がさらに備えられ、調整手段は第１検出手段によって検出された順方向降下電圧を参照する。
　他の局面では、第１制御手段の処理と並列してダイオードの順方向降下電圧を検出する第２検出手段(S35)がさらに備えられ、調整手段は第２検出手段によって検出された順方向降下電圧を参照する。
　この発明において、平滑コンデンサに蓄積された電荷の放電に要する時間の均一化を図ることが望まれる場合には、調整手段は順方向降下電圧が大きいほどオンデューティ比を大きくし、他方、放電時に第２スイッチング素子を流れる電流量の均一化を図ることが望まれる場合には、調整手段は順方向降下電圧が大きいほどオンテューティ比を小さくする。
　第１スイッチング素子および第２スイッチング素子を相補的に繰り返しオン／オフすることで定電流駆動が行われ、定電流駆動の終了後に第１スイッチング素子が継続的にオフされかつ第２スイッチング素子が繰り返しオン／オフされることで、平滑コンデンサに蓄積された電荷が第２スイッチング素子を介して徐々に放電される。これによって、平滑コンデンサに蓄積された電荷の放電に起因する素子の過負荷を回避することができる。
　この発明の上述の目的，その他の目的，特徴および利点は、図面を参照して行う以下の実施例の詳細な説明から一層明らかとなろう。
この発明の一実施例の構成を示す回路図である。 発光ダイオードの順方向降下電圧とトランジスタＱ２のオンデューティ比の関係の一例を示すグラフである。 図１実施例に適用されるＳＷ制御回路の動作の一部を示すフロー図である。 図１実施例に適用されるＳＷ制御回路の動作の他の一部を示すフロー図である。 発光ダイオードの順方向降下電圧とトランジスタＱ２のオンデューティ比の関係の他の一例を示すグラフである。 他の実施例に適用されるＳＷ制御回路の動作の一部を示すフロー図である。
　図１を参照して、この実施例の負荷駆動電源回路１０は、同期整流式の降圧チョッパ回路に相当し、直流電源Ｅ１の正極および負極とそれぞれ接続される入力端子Ｔ１およびＴ２を含む。入力端子Ｔ１およびＴ２の間には、互いに直列接続されたＭＯＳ型の電界効果トランジスタ（以下、単に「トランジスタ」という。）Ｑ１およびＱ２が設けられる。詳しくは、トランジスタＱ１のドレインが入力端子Ｔ１と接続され、トランジスタＱ１のソースがトランジスタＱ２のドレインと接続され、そしてトランジスタＱ２のソースが入力端子Ｔ２と接続される。
　トランジスタＱ２のドレインとソースとの間にはまた、互いに直列接続されたインダクタＬ１および平滑コンデンサＣ１が設けられる。出力端子Ｔ３はインダクタＬ１と平滑コンデンサＣ１との接続点つまり平滑コンデンサＣ１の一方端に接続され、出力端子Ｔ４は平滑コンデンサＣ１とトランジスタＱ２のソースとの接続点つまり平滑コンデンサＣ１の他方端に接続される。
　出力端子Ｔ３およびＴ４の間には、互いに直列接続された発光ダイオード１８および抵抗Ｒ１が設けられる。出力端子Ｔ３に印加された電圧は、発光ダイオード１８の順方向降下電圧ＶＦに相当する。この順方向降下電圧ＶＦは、ＤＳＰ(Digital Signal Processor)１２に設けられたＶＦ検出回路１６によって検出される。検出された順方向降下電圧ＶＦは、スイッチング制御回路１４に与えられる。また、スイッチング制御回路１４には、抵抗Ｒ１の端子電圧が入力される。これにより、スイッチング制御回路１４は、抵抗Ｒ１に流れる電流、つまり発光ダイオード１８に流れる電流を検出できる。
　スイッチング制御回路１４は、こうして与えられた順方向降下電圧ＶＦおよび抵抗Ｒ１の端子電圧を参照して、トランジスタＱ１およびＱ２のオン／オフ動作を制御する。制御の手順は、図３～図４に示すフロー図に従う。
　図３を参照して、スイッチング制御回路１４は、ステップＳ１では、発光ダイオード１８を予備的に駆動するべく、トランジスタＱ１およびＱ２の相補的なオン／オフ動作を開始する。トランジスタＱ１は、発光ダイオード１８が辛うじて点灯する程度のオンデューティ比でオン／オフされる。トランジスタＱ２は、デッドタイムを確保しつつ、トランジスタＱ１のオン／オフに対して相補的にオン／オフされる。トランジスタＱ１のソースに現れたパルス電圧は、インダクタＬ１と平滑コンデンサＣ１とによって平滑される。発光ダイオード１８には平滑電圧に基づく定電流が供給され、これによって発光ダイオード１８が弱く点灯する。このステップＳ１は、後述するように発光ダイオード１８の順方向降下電圧ＶＦを検出するために行われる。
　ステップＳ３では、ＶＦ検出回路１６を通して発光ダイオード１８の順方向降下電圧ＶＦを検出する。検出が完了するとステップＳ５に進み、トランジスタＱ１およびＱ２のオン／オフ動作つまり発光ダイオード１８の予備駆動を停止する。これによって、発光ダイオード１８が消灯する。
　ステップＳ７では、定電流駆動開始操作が行われたか否かを繰り返し判別する。発光ダイオード１８の定電流駆動開始をオンするタイミングにおいて判別結果がＮＯからＹＥＳに更新されるとステップＳ９に進み、トランジスタＱ１およびＱ２の相補的なオン／オフ動作を開始する。このとき、トランジスタＱ１のオンデューティ比はソフトスタート動作により、ゼロから徐々に大きくなり、抵抗Ｒ１の端子電圧により検出された電流値が設定された定電流値に達するとソフトスタート動作は終了し、次には定電流動作を行うようにオンデューティ比が調整される。トランジスタＱ２は、デッドタイムを確保しつつ、トランジスタＱ１のオン／オフに対して相補的にオン／オフされる。
　上述と同様、トランジスタＱ１のソースに現れたパルス電圧は、インダクタＬ１と平滑コンデンサＣ１とによって平滑される。発光ダイオード１８には平滑電圧に基づく定電流が供給され、これによって発光ダイオード１８が点灯する。
　ステップＳ１１では定電流駆動停止操作が行われたか否かを判別し、判別結果がＮＯであればステップＳ１３で抵抗Ｒ１の端子電圧を検出する。ステップＳ１５では、検出された端子電圧が目標電圧を示すように、換言すれば発光ダイオード１８に流れる電流が一定になるようにトランジスタＱ１のオンデューティ比を調整する。この結果、発光ダイオード１８が所望の明るさで点灯する。ステップＳ１５の処理が完了すると、ステップＳ１１に戻る。
　ステップＳ１１の判別結果がＮＯからＹＥＳに更新されると、ステップＳ１７でトランジスタＱ１およびＱ２のオン／オフ動作を停止する。これによって、定電流駆動が終了され、発光ダイオード１８が消灯する。ステップＳ１９では、ステップＳ３で検出された順方向降下電圧ＶＦに基づいてトランジスタＱ２のオンデューティ比を調整する。図２を参照して、トランジスタＱ２のオンデューティ比は順方向降下電圧ＶＦの値が増大するほど大きくされる。
　ステップＳ２１では、トランジスタＱ２のオン／オフ動作を開始する。トランジスタＱ２はステップＳ１９で調整されたオンデューティ比でオン／オフされ、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電荷はインダクタＬ１およびトランジスタＱ２を通して放電される。トランジスタＱ２のオンデューティ比は順方向降下電圧ＶＦの増大に応じて増大されるため、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電荷の放電に要する時間の均一化が図られる。
　ステップＳ２３では、平滑コンデンサＣ１の放電が完了するまで待機する。平滑コンデンサＣ１の放電が完了すると、ステップＳ２５でトランジスタＱ２のオン／オフ動作を停止し、その後に処理を終了する。
　以上の説明から分かるように、トランジスタＱ１のドレインは直流電源Ｅ１の正極に接続され、トランジスタＱ１のソースはトランジスタＱ２のドレインに接続され、そしてトランジスタＱ２のソースは直流電源Ｅ１の負極に接続される。インダクタＬ１の一方端はトランジスタＱ２のドレインに接続され、インダクタＬ１の他方端は平滑コンデンサＣ１の一方端に接続され、そして平滑コンデンサＣ１の他方端は直流電源Ｅ１の負極に接続される。スイッチング制御回路１４は、発光ダイオード１８に定電流を供給する定電流駆動のために、トランジスタＱ１およびＱ２を相補的に繰り返しオン／オフする(S9, S13~S15)。スイッチング制御回路１４はまた、定電流駆動の終了後に、トランジスタＱ１を継続的にオフしかつトランジスタＱ２を繰り返しオン／オフする(S19~S25)。
　トランジスタＱ１およびＱ２を相補的に繰り返しオン／オフすることで定電流駆動が実現されるところ、定電流駆動の終了後にトランジスタＱ１を継続的にオフしかつトランジスタＱ２を繰り返しオン／オフすることで、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電荷がトランジスタＱ２を介して徐々に放電される。これによって、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電荷の放電に起因するインダクタＬ１およびトランジスタＱ２の過負荷を回避することができる。
　なお、この実施例では、順方向降下電圧ＶＦが大きいほどトランジスタＱ２のオンデューティ比を大きくするようにしているが、順方向降下電圧ＶＦが大きいほどトランジスタＱ２のオンデューティ比を小さくするようにしてもよい。この場合、オンデューティ比は、図５に示すグラフに沿って調整される。このような調整によって、放電時にトランジスタＱ２を流れる電流量の均一化が図られる。
　また、この実施例では、順方向降下電圧ＶＦを検出するために発光ダイオード１８を予備的に駆動するようにしている（図３のステップＳ１～Ｓ３参照）。しかし、順方向降下電圧ＶＦは発光ダイオード１８の定電流駆動と並列して検出されるようにしてもよい。この場合、図３～図４に示すフロー図は、図６に示すように部分的に修正される。
　図６によれば、ステップＳ１～Ｓ５の処理に代えてステップＳ３１が設けられる。また、ステップＳ１５に続いてステップＳ３３～Ｓ３７の処理が追加される。ステップＳ３１では、フラグＦＬＧを“０”に設定する。ステップＳ３３ではフラグＦＬＧが“０”であるか否かを判別し、判別結果がＮＯであればそのままステップＳ１１に戻る一方、判別結果がＹＥＳであればステップＳ３５～Ｓ３７の処理を経てステップＳ１１に戻る。ステップＳ３５では、ＶＦ検出回路１６を通して発光ダイオード１８の順方向降下電圧ＶＦを検出する。検出が完了すると、ステップＳ３７でフラグＦＬＧを“１”に更新する。
　図６を参照して説明した実施例では、順方向降下電圧ＶＦは発光ダイオード１８の定電流駆動と並列して検出するようにしたが、順方向降下電圧ＶＦは、定電流駆動停止操作に応答して検出されるようにしてもよい。この場合、図３に示すステップＳ１～Ｓ５の処理が省略され、ステップＳ３の処理に相当する処理がステップＳ１７およびＳ１９の間に実行される。
　１０　…負荷駆動電源回路
　１２　…ＤＳＰ
　１４　…ＳＷ制御回路
　１６　…ＶＦ検出回路
　１８　…ダイオード負荷
　Ｑ１，Ｑ２　…トランジスタ
　Ｃ１　…平滑コンデンサ
　Ｌ１　…インダクタ
　Ｒ１　…抵抗

Claims (6)

  1. 　直流電源の一方端に接続された一方端を有する第１スイッチング素子、
    　前記第１スイッチング素子の他方端に接続された一方端と前記直流電源の他方端に接続された他方端とを有する第２スイッチング素子、
    　前記第２スイッチング素子の一方端に接続された一方端を有するインダクタ、
    　前記インダクタの他方端および前記直流電源の他方端の間に設けられた平滑コンデンサ、
    　前記平滑コンデンサと並列に接続される負荷に定電流を供給する定電流駆動のために前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子を相補的に繰り返しオン／オフする第１制御手段、ならびに
    　前記定電流駆動の終了後に前記第１スイッチング素子を継続的にオフしかつ前記第２スイッチング素子を繰り返しオン／オフする第２制御手段を備える、負荷駆動電源回路。
  2. 　前記負荷はダイオードを含み、
    　前記第２制御手段は前記ダイオードの順方向降下電圧に基づいて前記第２スイッチング素子のオンデューティ比を調整する調整手段を含む、請求項１記載の負荷駆動電源回路。
  3. 　前記第１制御手段の処理に先立って前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子を相補的に繰り返しオン／オフする予備駆動を実行する第３制御手段、および
    　前記予備駆動と並列して前記ダイオードの順方向降下電圧を検出する第１検出手段をさらに備え、
    　前記調整手段は前記第１検出手段によって検出された順方向降下電圧を参照する、請求項２記載の負荷駆動電源回路。
  4. 　前記第１制御手段の処理と並列して前記ダイオードの順方向降下電圧を検出する第２検出手段をさらに備え、
    　前記調整手段は前記第２検出手段によって検出された順方向降下電圧を参照する、請求項２記載の負荷駆動電源回路。
  5. 　前記調整手段は前記順方向降下電圧が大きいほどオンデューティ比を大きくする、請求項２ないし４のいずれかに記載の負荷駆動電源回路。
  6. 　前記調整手段は前記順方向降下電圧が大きいほどオンテューティ比を小さくする、請求項２ないし４のいずれかに記載の負荷駆動電源回路。
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