WO2013140911A1 - 信号サーチ方法、信号サーチプログラム、信号サーチ装置、ｇｎｓｓ信号受信装置、および情報機器端末 - Google Patents

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signal
search
correlation value
correlation
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明弘 大杉
一登 多田
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古野電気株式会社
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    • H04B1/713—Spread spectrum techniques using frequency hopping
    • H04B1/7143—Arrangements for generation of hop patterns

Definitions

  • the present invention relates to a signal search method for searching for a desired signal from a received signal, and more particularly to a method for searching for a GPS signal in GNSS.
  • GPS Global Positioning System
  • GNSS Global Navigation Satellite System
  • GPS GPS signals transmitted from a plurality of GPS satellites are received, and the receiver performs positioning using the code phase and carrier phase of the received GPS signals.
  • a different spreading code is set for each GPS satellite, and each GPS signal is code-modulated with a different spreading code.
  • a GPS signal from a GPS satellite different from the target GPS satellite may be erroneously captured as the target GPS signal and tracking processing may be performed.
  • Such a phenomenon is called cross-correlation.
  • Patent Document 1 compares the accumulated correlation value of each code phase point on the code phase at a single search frequency so that the obtained accumulated correlation value depends on the target GPS signal. It is determined whether it is due to cross-correlation.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a concept of a signal search method described in Patent Document 1. In FIG.
  • an integrated correlation value at each code phase of a single search frequency is acquired, and these values are compared.
  • an integrated correlation value Vpk1 that is the maximum value among integrated correlation values in all code phases is detected.
  • the second highest integrated correlation value Vpk2 is detected in the integrated correlation values in all code phases.
  • a ratio between the maximum correlation value Vpk1 and the second highest correlation value Vpk2 is calculated.
  • the ratio is equal to or greater than a predetermined threshold
  • the code phase Cpk1 corresponding to the integrated correlation value Vpk1 that is the maximum value is captured by the target signal, and the signal of the code phase Cpk1 is captured.
  • the ratio is less than or equal to the threshold value, the signal search is continued.
  • a strong signal is detected from the result of calculating the integrated correlation value at a predetermined frequency interval and at a fixed integration time.
  • Cross-correlation is detected by utilizing the fact that the difference between the frequency of the detected strong signal and the frequency to be captured has a predetermined relationship with the signal level. If the detected strong signal is determined to be cross-correlation, the signal search is continued.
  • the integration time for each code phase and frequency is constant until the search range, that is, the entire code phase range and frequency range for performing signal search can be searched. Then, after completing the entire search at least once (in some cases, a plurality of times), if the target signal cannot be detected, the signal search is executed by extending the integration time.
  • the integration time is set longer than the integration time for strong signal detection.
  • the second highest integrated correlation value is the code phase on the way to the maximum including the maximum integrated correlation value Vpk1 (in the example of FIG. 1, the code phase Cpk2w). There is. Therefore, the second highest integrated correlation value must be detected so that the predetermined code phase range including the code phase Cpk1 of the integrated correlation value Vpk1 is not included, and the processing becomes complicated.
  • the detection range of the second highest accumulated correlation value on the code phase axis is limited to the partial code phase range Cov as shown in FIG. 1 instead of the entire code phase, the true second highest accumulated value
  • An integrated correlation value Vpk2 ′ having a value lower than the correlation value Vpk2 may be detected.
  • the ratio to the maximum integrated correlation value Vpk1 is larger than the true ratio. For this reason, in spite of the cross-correlation, an erroneous determination that is determined as the target GPS signal is likely to occur.
  • an object of the present invention is to provide a signal search method that can capture a target signal more accurately than in the prior art by a relatively simple process compared to the conventional method.
  • the present invention is a signal search method for capturing a target signal, and includes a correlation value acquisition step and a determination step.
  • the correlation value acquisition step the received signal and the replica signal of the target signal generated at the plurality of frequencies are grouped with a plurality of frequencies set in the frequency interval determined from the code period of the spreading code that modulated the target signal. To obtain a correlation value.
  • the determination step it is determined whether the target signal has been captured from the plurality of correlation values in the group.
  • the true signal uses the fact that only the peak correlation value is prominently high. That is, even for a plurality of frequencies set at the specific frequency interval, only the correlation value of one specific frequency among the plurality of frequencies is significantly higher than the correlation value of the other frequencies. .
  • the target signal is the L1 wave of the GPS signal, and the frequency interval is 1000 Hz.
  • the C / A code which is a spreading code that modulates the L1 wave of the GPS signal, consists of 1023 chips, has a bit rate of 1.023 Mbps, and a code period of 1 msec. It is.
  • Such cross-correlation caused by the L1 wave using the C / A code has a maximum correlation value at intervals of about 1000 Hz. Therefore, if the correlation values are compared at intervals of 1000 Hz, the difference in the correlation characteristics between the cross correlation and the target signal becomes clear as described above.
  • the determination step detects the maximum correlation value for each frequency in the group and sets the maximum value as the peak correlation value of the frequency. In the determination step, it is determined whether the target signal has been captured based on the magnitude relationship between the peak correlation values of the respective frequencies.
  • This method shows a specific method example for determining whether or not the target signal has been captured.
  • cross-correlation has substantially the same correlation value at a frequency interval based on the code period.
  • the target signal has a high correlation value only at a specific frequency. Therefore, if the magnitude correlation of the peak correlation values of each frequency is compared, it can be accurately determined whether the target signal has been captured.
  • the determination step includes a step of detecting a maximum peak value that is a maximum value of the peak correlation value of each frequency, and a maximum noise value from the peak correlation value of each frequency excluding the maximum peak value. Determining, and calculating a ratio between the maximum peak value and the maximum noise value. In the determination step, it is determined whether the target signal has been captured based on the ratio obtained in this way.
  • This method shows a more specific aspect of the determination method.
  • a plurality of frequencies are frequency-shifted by a constant frequency width shorter than the frequency interval.
  • whether or not the target signal for all frequency bands to be scanned for capture could be captured by repeating the determination of whether or not the target signal was captured while shifting the frequency at a constant frequency.
  • the target signal can be captured accurately and reliably.
  • the correlation value acquisition step includes a search reference frequency setting step, an integration time determination step, and a correlation value calculation step.
  • the search reference frequency setting step the search reference frequency is set from the frequency of the signal being tracked and the frequency interval.
  • the integration time determination step the integration time at the search target frequency is set according to the frequency difference between the search reference frequency and the search target frequency.
  • the correlation value calculating step the integrated correlation value is calculated by integrating the correlation value for the set integration time.
  • This method uses the fact that the signal being tracked causes cross-correlation when the target signal is captured as the current search target. Therefore, the difference between the search reference frequency at which the cross-correlation peak correlation value obtained from the signal frequency being tracked and the frequency interval set as described above is easy to detect and the frequency currently being searched for depends on the current search target frequency.
  • the integration time of the correlation value at the frequency to be searched is determined. That is, the integration time is changed by the difference between the search reference frequency and the frequency currently being searched. Thereby, it is possible to reduce the influence of cross-correlation caused by the signal being tracked on the capture of the target signal. Furthermore, by setting the integration time appropriately, it is possible to shorten the total integration time over the entire frequency band, compared to simply making the integration time constant.
  • the integration time determining step includes a frequency interval determining step, a segment determining step, and a determining step.
  • the frequency interval determination step a plurality of frequency intervals to which the search target frequency can selectively correspond are determined according to the frequency difference between the search reference frequency and the search target frequency.
  • the classification determination step it is determined to which of a plurality of frequency sections the frequency to be searched belongs.
  • the integration time is set for each frequency section.
  • the search target frequency is divided into a plurality of frequency sections, and the integration time is determined for each frequency section.
  • the integration time determination process can be simplified and shortened without significantly reducing the signal search performance.
  • the target signal can be captured more accurately than the conventional method and more accurately than the conventional method.
  • FIG. It is a flowchart of the signal search method of embodiment of this invention. It is a figure for demonstrating the concept of the code phase of a correlation value calculation, and frequency setting. The frequency characteristic of the peak correlation value Peak (i) when the target GPS signal is captured and the frequency characteristic of the peak correlation value Peak (i) in the case of cross-correlation are shown. It is a figure which shows the correlation characteristic of the target GPS signal, and the correlation characteristic of cross correlation. It is a flowchart which shows the determination flow of the target GPS signal and cross correlation. It is a flowchart which shows the determination flow of the target GPS signal and cross correlation using an average value and a standard deviation.
  • FIG. 1 It is a figure which shows an example of the map for integration time setting also including a signal strength division. It is a block diagram which shows the structure of the GPS signal receiver 1 which concerns on embodiment of this invention. It is a block diagram which shows the structure of the information equipment terminal 100 provided with the GPS signal receiver 1. FIG.
  • a signal search method will be described with reference to the drawings.
  • a search method for an L1 wave (hereinafter simply referred to as a GPS signal) of a GPS signal transmitted from a GPS satellite will be described.
  • the L1 wave of the GPS signal not only the L1 wave of the GPS signal but also the following method can be applied when capturing a signal that is code-modulated with a constant code period.
  • FIG. 2 is a flowchart of the signal search method of this embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the concept of code phase and frequency setting for correlation value calculation.
  • the received signal and the replica signal are compared with respect to the frequency section of 8 kHz with the frequency 1575.42 MHz of the GPS signal as the substantially center frequency of the scanning band.
  • Perform correlation processing is a signal that reproduces the C / A code used for the GPS signal.
  • the integrated correlation value is calculated by integrating the correlation value over a predetermined time length for each combination of code phase and frequency.
  • frequencies set at 1000 Hz intervals are grouped in the frequency axis direction, and a correlation process is executed in parallel to calculate an integrated correlation value.
  • frequencies F sig 011, F sig 012, F sig 013, F sig 014, F sig 015, F sig 016, F sig 017, F sig 018 are shown.
  • the integrated correlation value is calculated simultaneously (S101).
  • the correlation processing is simultaneously performed at 8 points.
  • the correlation processing is simultaneously performed at eight points.
  • Such correlation processing is sequentially executed from the group Gr1 to the group Gr19, thereby obtaining an integrated correlation value for one channel covering the entire scanning band (8 kHz).
  • the correlation processing from the group Gr1 is sequentially repeated again.
  • the transition between the groups Gr may be performed in parallel with the determination of cross-correlation to be described later.
  • the cross-correlation is determined in the group Gr being determined for cross-correlation, in other words, The process of moving to the next group Gr when the target signal cannot be captured is shown.
  • the peak correlation value Peak (i) for each frequency i obtained in this way has characteristics as shown in FIG. 4A shows the frequency characteristic of the peak correlation value Peak (i) when the target GPS signal is captured, and FIG. 4B shows the frequency characteristic of the peak correlation value Peak (i) in the case of cross-correlation. Indicates.
  • the peak correlation value of a specific frequency is significantly higher than the peak correlation values of other frequencies.
  • FIG. 5A shows the correlation characteristics of the target GPS signal
  • FIG. 5B shows the correlation characteristics of cross correlation.
  • the integrated correlation value becomes very high only at the frequency at the time of reception of the target GPS signal.
  • the integrated correlation value is significantly lowered at other frequencies.
  • the accumulated correlation value becomes maximum at intervals of 1000 Hz, and becomes substantially the same accumulated correlation value.
  • the C / A code is composed of 1023 chips and has a bit rate of 1.023 Mbps. That is, the code period of the C / A code is 1 msec. This is due to the fact that the code period is 1000 Hz.
  • the target GPS signal is captured and cross-correlation is determined according to the following flow.
  • FIG. 6 is a flowchart showing a determination flow of the target GPS signal and cross correlation.
  • the peak correlation values Peak (i) of each frequency i are compared, and these maximum values are detected as the maximum peak value Tpeak (S301).
  • the peak correlation value Peak (i) of each frequency i is compared, and the peak correlation value Peak (i) having the second highest value among them is set as the maximum noise value Np (S302).
  • the peak correlation value Peak (i) that is the maximum value excluding the maximum peak value Tpeak is set as the maximum noise value Np.
  • a ratio Ratio between the maximum peak value Tpeak and the maximum noise value Np is calculated by an arithmetic expression of Tpeak / Np (S303).
  • the preset threshold Th is compared with the ratio Ratio, and if the ratio Ratio is higher than the threshold Th (S304: Yes), it is determined that the maximum peak value Tpeak is due to the target GPS signal (S306). . On the other hand, if the ratio Ratio is equal to or less than the threshold Th (S304: No), it is determined that these peak correlation value Peak (i) groups are due to cross-correlation (S305).
  • the peak correlation value Peak (2) of the frequency F sig 012 is set to the maximum peak value Tpeak.
  • the peak correlation value Peak (4) of the frequency F sig 014 is set to the maximum noise value Np.
  • the ratio Ratio (Tpeak / Np) is Peak (2) / Peak (4).
  • the peak correlation value Peak (2) is significantly higher than the peak correlation value Peak (4) due to the correlation characteristics of the GPS signal. Therefore, the ratio Ratio is a very high positive value.
  • the peak correlation value Peak (2) of the frequency F sig 012 is set to the maximum peak value Tpeak.
  • the peak correlation value Peak (4) of the frequency F sig 014 is set to the maximum noise value Np.
  • the ratio Ratio (Tpeak / Np) is Peak (2) / Peak (4).
  • the ratio Ratio is about 1.
  • the threshold value Th is set to a predetermined positive value of, for example, about 2 to 3, in the case of a GPS signal, the ratio Ratio is higher than the threshold value Th, and the maximum peak value Tpeak is determined by the target GPS signal. Can be accurately determined.
  • the ratio Ratio becomes lower than the threshold Th, and it can be accurately determined as cross-correlation.
  • the target GPS signal is a cross correlation or not, and it can be determined that the integrated correlation value is obtained from the target GPS signal (S104: No), the maximum peak value Tpeak is obtained.
  • the target GPS signal is captured (S105), and the process proceeds to the tracking process.
  • each frequency constituting the group is shifted by 50 Hz, that is, the group is shifted to start the above-described integration correlation value acquisition.
  • the relation determination process is performed in the same manner. This process is repeatedly executed continuously until, for example, a target GPS signal is captured. However, if the target GPS signal cannot be obtained even after scanning the entire scanning band a predetermined number of times (for example, a few times), for example, a display indicating that the target GPS signal could not be captured is performed. Etc. may be performed. In this embodiment, an example in which a frequency shift of 50 Hz is performed has been described. However, even if a frequency shift of another frequency (for example, 100 Hz) is performed depending on the amount of resources for performing the calculation, the required acquisition speed, and the like. Good.
  • each process for the integrated correlation value is executed in parallel at eight independent frequencies, so that a higher speed process can be realized.
  • the scanning range on the code phase axis is determined by either the conventional technique or the method of the present embodiment.
  • the true second peak correlation value may not be within the scanning range, and the cross-correlation determination accuracy may decrease.
  • the maximum integrated correlation value is acquired on the code phase axis of each frequency, and the maximum peak value and the second peak are obtained from the maximum integrated correlation values at a plurality of independent frequencies.
  • the true second peak correlation value integrated correlation value
  • the cross-correlation can be accurately determined and the target GPS signal can be accurately captured, although the process is simpler than the conventional technique.
  • FIG. 7 is a flowchart showing a determination flow of a target GPS signal and cross correlation using an average value and a standard deviation.
  • the peak correlation values Peak (i) of each frequency i are compared, and these maximum values are detected as the maximum peak value Tpeak (S311).
  • the integrated correlation value is acquired with 0.5 chip resolution for 1023 chips by the above-described 8-frequency simultaneous processing
  • the standard deviation ⁇ is calculated by taking the square root of the subtraction result.
  • the maximum noise value Np ′ is calculated from the average value E and the standard deviation ⁇ (S314).
  • N is a constant set according to the scanning range along the code phase axis direction.
  • N is set smaller as the scanning range is expanded, and N is set larger as the scanning range is narrowed.
  • Np ′ By setting the constant N in this way according to the scanning range, the influence on the noise calculation error due to the number of samples (the size of the scanning range) can be suppressed, and the maximum noise value with high reliability even if the scanning range is changed Np ′ can be set.
  • a ratio Ratio ′ between the maximum peak value Tpeak and the maximum noise value Np ′ is calculated by an arithmetic expression of Tpeak / Np ′ (S315).
  • the preset threshold value Th ′ and the ratio Ratio ′ are compared, and if the ratio Ratio ′ is higher than the threshold value Th ′ (S316: Yes), it is determined that the maximum peak value Tpeak is due to the target GPS signal. (S318). On the other hand, if the ratio Ratio ′ is equal to or less than the threshold Th ′ (S316: No), it is determined that the peak correlation value Peak (i) group is due to cross-correlation (S317).
  • the method of setting the maximum noise value Np ′ using the average value E and the standard deviation ⁇ is used, the statistical reliability of the maximum noise value can be improved. Therefore, the cross correlation can be determined more accurately.
  • FIG. 8 is a flowchart showing a determination flow of a target GPS signal and cross correlation when two kinds of maximum noise values are switched and used.
  • the peak correlation values Peak (i) of each frequency i are compared, and these maximum values are detected as the maximum peak value Tpeak (S321).
  • the peak correlation values Peak (i) of each frequency i are compared, and 2 of these are compared.
  • the highest peak correlation value Peak (i) is set to the maximum noise value Np (S323).
  • a ratio Ratio between the maximum peak value Tpeak and the maximum noise value Np is calculated by an arithmetic expression of Tpeak / Np (S324).
  • the preset threshold Th is compared with the ratio Ratio, and if the ratio Ratio is higher than the threshold Th (S325: Yes), it is determined that the maximum peak value Tpeak is due to the target GPS signal (S326). . On the other hand, if the ratio Ratio is equal to or less than the threshold Th (S325: No), it is determined that these peak correlation value Peak (i) groups are due to cross-correlation (S327).
  • the maximum noise value Np ′ is calculated from the average value E and the standard deviation ⁇ (S329).
  • N is a constant set according to the scanning range along the code phase axis direction.
  • a ratio Ratio ′ between the maximum peak value Tpeak and the maximum noise value Np ′ is calculated by an arithmetic expression of Tpeak / Np ′ (S330).
  • the preset threshold value Th ′ is compared with the ratio Ratio ′, and if the ratio Ratio ′ is higher than the threshold value Th ′ (S331: Yes), it is determined that the maximum peak value Tpeak is due to the target GPS signal. (S326). On the other hand, if the ratio Ratio ′ is equal to or less than the threshold Th ′ (S331: No), it is determined that the peak correlation value Peak (i) group is due to cross-correlation (S327).
  • the second highest peak correlation value is used. Not easily affected by the volume. Further, since the number of parameters is large, even if the maximum noise value is set with the second highest peak correlation value, the value has sufficient reliability. On the other hand, when the number of parameters is small, the maximum noise value is set by a statistical method using the average value E and the standard deviation ⁇ , so that a decrease in reliability of the maximum noise value due to the small number of parameters can be suppressed. . Furthermore, since the number of parameters is small, the increase in the arithmetic processing load is not significantly affected. Accordingly, by using a combination of the two maximum noise value setting methods, the reliability of the maximum noise value can be maintained, and the cross correlation can be determined without increasing the processing load so much. it can.
  • the integration time for calculating the correlation value is not particularly defined in detail, and is constant without depending on the frequency.
  • the integration time may be individually set for each group as shown below.
  • a signal search method will be described with reference to the drawings.
  • a method for searching for a GPS signal transmitted from a GPS satellite will be described.
  • a case will be described where there is one tracking GPS signal at the start of the signal search shown in this embodiment.
  • FIG. 9 is a flowchart of the integrated correlation value calculation method of this embodiment.
  • the signal search method of this embodiment first, we obtain a frequency F B of the GPS signal being tracked, and sets the search reference frequency F SB (S601).
  • the search reference frequency F SB includes the frequency F B of the acquired GPS signal being tracked and the frequency set at 1000 Hz intervals within the frequency range of 8 kHz described above with reference to the frequency F B.
  • This search reference frequency FSB corresponds to the frequency at which the maximum of the integrated correlation value occurs due to cross-correlation during the signal search shown in the present embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the concept of setting the frequency interval.
  • the signal search method of this embodiment as the frequency (0 Hz) in reference to the search reference frequency F SB, the frequency range of 500Hz apart from the frequency of the reference, the first frequency interval ARc, second The frequency section ARn and the third frequency section ARf are divided and set.
  • the first frequency section ARc is conceptually a frequency section that is most susceptible to cross-correlation and is very close to the cross-correlation frequency.
  • the first frequency section ARc is set in the frequency band from the reference frequency to the first threshold frequency Fc.
  • the second frequency section ARn conceptually has a certain degree of possibility of being affected by cross-correlation, and is a frequency section that is separated from the close proximity section to the cross-correlation frequency but is close to a certain degree.
  • the second frequency interval ARn is set in a frequency band from the first threshold frequency Fc to the second threshold frequency Fn ( ⁇ Fc).
  • the third frequency section ARf is conceptually a frequency section that is hardly affected by the cross-correlation and is separated from the cross-correlation frequency.
  • the third frequency section ARf is set in a frequency band from the second threshold frequency Fn to 500 Hz.
  • the first threshold frequency Fc and the second threshold frequency Fn are set as appropriate based on the integration time.
  • the first threshold frequency Fc is set so that the frequency band substantially corresponding to the main lobe of cross correlation becomes the first frequency section ARc.
  • the second threshold frequency Fn is set so that the frequency band substantially corresponding to the side lobe adjacent to the main lobe becomes the second frequency section ARn.
  • the width of each lobe constituting the correlation characteristic of the cross correlation changes, so that the first threshold frequency Fc and the second threshold frequency Fn are changed according to the change of the correlation characteristic. Just do it. For example, as the integration time becomes longer, the width of the main lobe and the side lobe becomes narrower, so the first threshold frequency Fc and the second threshold frequency Fn may be set to smaller values.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of the integrated time setting map.
  • FIG. 12 is a flowchart of the process for forming the stacking time changing map.
  • the frequency difference value Df (F) is calculated for each preliminary detection signal (S701).
  • the frequency difference value Df (F) of the preliminary detection signal is obtained from the following equation.
  • Df (F) (ABS (F ⁇ SB )) / 1000 [Hz]
  • ABS () is a symbol representing an absolute value calculation.
  • the normalized frequency difference value ⁇ f (F) of the preliminary detection signal is obtained from the following equation. Note that Mod () is a symbol that represents the remainder.
  • the preliminary detection signal is determined to be within the first frequency interval ARc (S705), and the first frequency The number of preliminary detection signals in the section ARc is incremented by 1 (S706).
  • the preliminary detection signal is the second It is determined that it is in the frequency interval ARn (S707), and the number of preliminary detection signals in the second frequency interval ARn is incremented by 1 (S708).
  • the preliminary detection signal is the third threshold frequency Fn. It is determined that it is within the frequency interval ARf (S709), and the number of preliminary detection signals in the third frequency interval ARf is counted by +1 (S710).
  • step S702 The process of determining which frequency section the preliminary detection signal corresponds to is performed for all the preliminary detection signals (S711: Yes), and when there is a preliminary detection signal for which the determination process is not performed ( S711: No), the above-described processing from step S702 is repeated until the determination processing for all the preliminary detection signals is completed.
  • a map (see FIG. 11) of the number of preliminary detection signals existing for each of the first frequency section ARc, the second frequency section ARn, and the third frequency section ARf is formed.
  • the accumulated time Tc of the first frequency interval ARc, the accumulated time Tn of the second frequency interval ARn, and the accumulated time Tf of the third frequency interval ARf are set (S604), and the set accumulated time
  • the integrated correlation value is calculated by integrating the correlation value at (S605).
  • the integration time Tc of the first frequency interval ARc and the integration time Tn of the second frequency interval ARn is set so as to satisfy the relationship of Tc> Tn> Tf.
  • the integration time is set longer for frequency sections that are more susceptible to cross-correlation.
  • the resolution of signal detection on the frequency axis improves as the integration time becomes longer, as can be seen from the fact that the peak of the correlation characteristic due to cross correlation becomes steeper.
  • each frequency section Accordingly, the influence of cross-correlation is appropriately reduced, and the target GPS signal can be detected and captured more accurately.
  • the time integrating the frequency interval is set, for each search frequency F sig, to determine whether to correspond to any of frequency interval described above to determine the accumulation time of the search frequency F sig.
  • the search frequencies F sig constituting the group Gr are at intervals of 1000 Hz as described above, the difference between all the search frequencies F sig included in one group Gr and the search reference frequency F SB is the same. .
  • FIG. 13 is a flowchart showing frequency interval determination processing and integration time setting processing.
  • a frequency difference value Df between the search reference frequency F SB and one search frequency F sig representing the group Gr is calculated, and a normalized frequency difference value ⁇ f sig is calculated (S801). Specifically, the same processing as the above-described normalized frequency difference value ⁇ f (F) of the preliminary detection signal is performed.
  • a frequency difference value Df between the search reference frequency F SB and one search frequency F sig representing the group Gr is calculated.
  • the frequency difference value Df is obtained from the following equation.
  • Df (ABS (F sig ⁇ F SB )) / 1000 [Hz]
  • the frequency difference value is normalized so as to be a value between 0 Hz and 500 Hz, and a normalized frequency difference value ⁇ f sig is calculated.
  • the normalized frequency for the search frequency F sig thus calculated
  • the difference value ⁇ f sig is compared with the first threshold frequency Fc described above (S802).
  • the search frequency F sig is determined to be within the first frequency interval ARc, and the integration time Tc is adopted for the search frequency F sig . (S804).
  • the normalized frequency difference value ⁇ f sig is equal to or higher than the first threshold frequency Fc (S802: No)
  • the normalized frequency difference value ⁇ f sig for the search frequency F sig is compared with the above-described second threshold frequency Fn (S803). ).
  • the search frequency F sig is determined to be within the second frequency interval ARn, and the integration time Tn is adopted for the search frequency F sig . (S805).
  • the search frequency F sig is determined to be within the third frequency interval ARf, and the integration time Tf is adopted for the search frequency F sig . (S806).
  • F sig 051, F sig 061, F sig 071, F sig 081, F sig 091, F sig 101, F sig 111, F sig 121, F sig 131, F sig 141, F sig 151, F sig 161, F sig 171, F sig 181, and F sig 191 are set as shown in FIG. 14.
  • FIG. 14 is a diagram for explaining the determination concept of the frequency section and the setting concept of the integration time.
  • FIG. 14 shows an example in which the search frequency F sig 011 of each group Gr1 is farthest from the peak frequency of cross correlation .
  • the search frequencies F sig 011, F sig 021, F sig 031, F sig 041, F sig 051, F sig 061 correspond to the third frequency interval ARf.
  • the search frequencies F sig 071 and F sig 081 correspond to the second frequency interval ARn.
  • the search frequencies F sig 091, F sig 101, and F sig 111 correspond to the first frequency interval ARc.
  • the search frequencies F sig 121 and F sig 131 correspond to the second frequency interval ARn.
  • the search frequencies F sig 141, F sig 151, F sig 161, F sig 171, F sig 181, and F sig 191 correspond to the third frequency interval ARf.
  • the search frequencies F sig 011, F sig 021, F sig 031, F sig 041, F sig 051, F sig 061, and the search frequencies F sig 141, F sig 151, F sig 161, F sig 171, F sig 181 , F sig 191 employs the integration time Tf.
  • the integration time Tn is adopted.
  • the integration time Tc is adopted.
  • search frequencies F sig 011, F sig 021, F sig 031, F sig 041, F sig 051, F sig 061, search frequencies F sig 141, F sig 151, F sig 161, F sig 171, F sig 181, F sig 191 are included in the groups Gr 1, Gr 2, Gr 3, Gr 4, Gr 5, Gr 6, Gr 14, Gr 15, Gr 16, Gr 17, Gr 18, Gr 19, the integration time for all search frequencies F sig is Tf Set to
  • the integration time for all the search frequencies F sig belonging to the groups Gr7, Gr8, Gr12, and Gr13 including the search frequencies F sig 071 and F sig 081 and the search frequencies F sig 121 and F sig 131 are set to Tn.
  • the integration time for all the search frequencies F sig belonging to the groups Gr9, Gr10, and Gr11 including the search frequencies F sig 091, F sig 101, and F sig 111 is set to Tc.
  • Correlation processing is performed at each search frequency according to the integration time set in this way, and an integration correlation value corresponding to the integration time is calculated.
  • the integration times Tn and Tf of the second and third frequency sections ARn and ARf that are not easily affected by cross-correlation are made shorter than the integration time Tc of the first frequency section that is easily affected by cross-correlation.
  • the signal search time for one channel can be shortened compared with the case where the integration time Tc of the first frequency section that is easily affected by cross-correlation is employed.
  • GPS signals can be captured in a shorter time than the conventional method without causing erroneous capture due to cross-correlation.
  • the integration times Tc, Tn, and Tf are set according to the number of counts.
  • the integration time may be lengthened. If such integration time is set, a preliminary search is not required.
  • the integration time Tn of the second frequency section ARn and the integration time Tf of the third frequency section ARf are equally shortened when there is no preliminary detection signal, Settings such as uniformly shortening each accumulated time are possible, and a more optimal accumulated time can be set according to the situation.
  • FIG. 15 is a diagram for explaining the concept of setting signal strength categories.
  • FIG. 16 is a diagram showing an example of an integration time setting map including a signal intensity category.
  • the signal intensity classification is set in three stages according to the C / No of the preliminary detection signal. Specifically, the first threshold value C / N0n is set to the first signal strength section ZONEw, the first threshold value C / N0n to the second threshold value C / N0s is set to the second signal strength section ZONEw, The threshold value C / N0s or more is set in the third signal strength category ZONEs.
  • an integrated time setting map as shown in FIG. 16 can be formed together with the determination result of the above-described frequency section.
  • the accumulated time of each frequency section is set with reference to the distribution of the number of preliminary detection signals corresponding to each signal intensity category. For example, as shown in FIG. 16, if it is determined that a preliminary detection signal having a high C / N0 exists in the first frequency section ARc, the preliminary detection signal is a GPS signal being tracked that generates a peak frequency due to cross-correlation. Therefore, the accumulated time may be corrected to be longer so that it is less affected by the GPS signal being tracked.
  • the present invention can be similarly applied to capturing other GNSS signals. Furthermore, the present invention can be similarly applied to capturing a wireless communication signal in which a peak appears in a correlation value at a frequency interval determined from the period of a spreading code that modulates a target signal.
  • frequency section setting process an example in which three frequency sections are set is shown. However, two or more frequency sections can be set. Similarly, the signal strength section can be set to two or more signal strength sections.
  • the integration time can be corrected by setting or changing either one or both of the coherent integration time and the non-coherent integration time. Good.
  • the search target frequency F sig is divided into a plurality of frequency sections, and the integration time is set for each frequency section.
  • the frequency difference between the search target frequency F sig and the search reference frequency F SB is shown. It is also possible to set the integration time for each search target frequency F sig according to the value. In this case, for example, the integration time may be set shorter as the frequency difference value between the search target frequency F sig and the search reference frequency F SB increases.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of the GPS signal receiving apparatus 1 according to the embodiment of the present invention.
  • the GPS signal receiving device 1 includes a GPS receiving antenna 10, an RF processing unit 20, a baseband processing unit 30, and a positioning calculation unit 40.
  • the GPS receiving antenna 10 receives a GPS signal broadcast (transmitted) from each GPS satellite and outputs it to the RF processing unit 20.
  • the RF processing unit 20 down-converts the received GPS signal, generates an intermediate frequency signal (IF signal), and outputs it to the baseband processing unit 30.
  • the baseband processing unit 30 corresponds to a “signal search device” including a “correlation value acquisition unit” and a “determination unit” of the present invention.
  • the baseband processing unit 30 also corresponds to the “capture tracking unit” of the present invention.
  • the baseband processing unit 30 may individually implement hardware corresponding to the “determination unit” and hardware corresponding to the “correlation value acquisition unit” and the “capture tracking unit”. It may be realized by wear.
  • the baseband processing unit 30 generates a baseband signal by multiplying the IF signal by the carrier frequency signal, and performs a GPS signal capturing process and a tracking process using the baseband signal. At this time, the signal search method described above is used for the acquisition process. Thereby, the erroneous capture of cross-correlation can be suppressed and the target GPS signal can be reliably captured.
  • the capturing process for such a captured GPS signal shifts to a tracking process.
  • the code correlation result and carrier correlation result obtained by the tracking, and the pseudo distance obtained from the code correlation result are output to the positioning calculation unit 40.
  • the positioning calculation unit 40 demodulates the navigation message based on the code correlation result, and performs positioning of the GPS signal receiving device 1 from the code correlation result, the carrier phase result, and the pseudorange.
  • the baseband processing unit 30 that executes the above-described signal search method may be realized by a hardware group that executes each process, and stores each process of the above-described signal search method in a storage medium in a programmed state. In addition, it may be realized by a mode in which the computer reads and executes the program.
  • FIG. 18 is a block diagram illustrating a main configuration of the information equipment terminal 100 including the GPS signal receiving device 1 of the present embodiment.
  • An information equipment terminal 100 as shown in FIG. 18 is, for example, a mobile phone, a car navigation device, a PND, a camera, a clock, and the like, and includes an antenna 10, an RF processing unit 20, a baseband processing unit 30, a positioning calculation unit 40, and application processing. Part 130 is provided.
  • the antenna 10, the RF processing unit 20, the baseband processing unit 30, and the positioning calculation unit 40 have the above-described configuration, and the GPS signal receiving device 1 is configured as described above.
  • the application processing unit 130 displays the own device position and the own device speed based on the positioning result output from the GPS signal receiving device 1, and executes processing for use in navigation and the like.
  • GPS signal receiving device 10: GPS receiving antenna
  • 20 RF processing unit
  • 30 baseband processing unit
  • 40 positioning calculation unit
  • 100 information equipment terminal
  • 130 application processing unit

Abstract

【課題】従来方法よりも正確に目的のＧＰＳ信号を捕捉できたかどうかを判別する。 【解決手段】ＧＰＳ信号のコード周期によって決定された１０００Ｈｚ間隔の複数の周波数を１つのグループとして、全てのコード位相で積算相関値を取得する（Ｓ１０１）。グループを構成する各周波数ｉにおける最大の積算相関値であるピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）を取得する（Ｓ１０２）。各周波数ｉのピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）を比較し、これらの最大値を最大ピーク値Ｔｐｅａｋとして設定し、２番目に高い値のピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）を、最大ノイズ値Ｎｐに設定する。最大ピーク値Ｔｐｅａｋと最大ノイズ値Ｎｐとの比Ｒａｔｉｏが閾値Ｔｈよりも低ければ、クロスコリレーションと判定し（Ｓ１０４：Ｙｅｓ）、高ければ、最大ピーク値Ｔｐｅａｋは目的のＧＰＳ信号によるものだと判定し（Ｓ１０４：Ｎｏ）、ＧＰＳ信号を捕捉する（Ｓ１０５）。

Description

信号サーチ方法、信号サーチプログラム、信号サーチ装置、ＧＮＳＳ信号受信装置、および情報機器端末
　この発明は、受信信号から所望信号をサーチする信号サーチ方法、特に、ＧＮＳＳにおけるＧＰＳ信号をサーチする方法に関する。
　現在、ＧＮＳＳ（Ｇｌｏｂａｌ　Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ　Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ　Ｓｙｓｔｅｍ）の一つとして、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ　Ｓｙｓｔｅｍ）がある。
　ＧＰＳでは、複数のＧＰＳ衛星から送信されるＧＰＳ信号を受信し、受信したＧＰＳ信号のコード位相やキャリア位相を用いて、受信機の測位を行う。ＧＰＳでは、ＧＰＳ衛星毎に異なる拡散コードが設定されており、各ＧＰＳ信号は、異なる拡散コードでコード変調されている。
　このようなＧＰＳでは、目的とするＧＰＳ衛星とは異なるＧＰＳ衛星からのＧＰＳ信号を、目的とするＧＰＳ信号と誤って捕捉し、追尾処理を行ってしまうことがある。このような現象はクロスコリレーションと呼ばれている。
　クロスコリレーションを防ぐ方法として、特許文献１では、単一のサーチ周波数におけるコード位相上の各コード位相点の積算相関値を比較することで、取得した積算相関値が、目的とするＧＰＳ信号によるものか、クロスコリレーションによるものかを判定している。図１は、特許文献１に記載された信号サーチ方法の概念を示す図である。
　特許文献１の方法では、単一のサーチ周波数の各コード位相での積算相関値を取得し、これらの値を比較する。特許文献１の方法では、全てのコード位相での積算相関値における最大値となる積算相関値Ｖｐｋ１を検出する。次に、特許文献１の方法では、全てのコード位相での積算相関値における２番目に値の高い積算相関値Ｖｐｋ２を検出する。特許文献１の方法では、最大値となる積算相関値Ｖｐｋ１と２番目に値の高い積算相関値Ｖｐｋ２との比を算出する。特許文献１の方法では、当該比が所定閾値以上であれば、最大値となる積算相関値Ｖｐｋ１に対応するコード位相Ｃｐｋ１が、目的信号によるものとして、当該コード位相Ｃｐｋ１の信号を捕捉する。一方、比が閾値以下であれば、信号サーチを継続する。
　また、特許文献２では、次の方法を用いている。まず、所定周波数間隔で且つ一定の積算時間で積算相関値を算出した結果から強信号を検出する。検出した強信号の周波数と捕捉対象の周波数との差と、信号レベルとが所定の関係があることを利用して、クロスコリレーションの検出を行っている。そして、検出した強信号がクロスコリレーションと判定されれば、信号サーチを継続する。
　上述のように、従来の信号サーチ方法では、サーチ範囲すなわち信号サーチを実行するコード位相範囲および周波数範囲の全体をサーチできるまでは、各コード位相、周波数での積算時間は一定である。そして、このような全体サーチを少なくとも１回（場合によっては複数回）終了させた後に、目的とする信号が検出できなければ、積算時間を長くして、信号サーチを実行する。
　また、弱信号を検出する場合には、強信号検出用の積算時間よりも、積算時間を長く設定する。
米国特許７１６１９７７号明細書 米国特許７６２３０７０号明細書
　しかしながら、特許文献１の方法では、最大となる積算相関値Ｖｐｋ１を検出後に、再度コード位相軸上を走査して、２番目に値の高い積算相関値Ｖｐｋ２を検出しなければならない。したがって、単に、最大となる積算相関値Ｖｐｋ１のコード位相Ｃｐｋ１を検出する場合と比較して、２倍のサーチ時間を必要としてしまう。
　また、特許文献１の方法では、２番目に高い積算相関値は、最大となる積算相関値Ｖｐｋ１を含む極大に向かう途中のコード位相（図１の例であれば、コード位相Ｃｐｋ２ｗ）となることがある。したがって、積算相関値Ｖｐｋ１のコード位相Ｃｐｋ１を含む所定コード位相範囲を含まないように、２番目に高い積算相関値の検出を行わなければならず、処理が複雑化してしまう。
　さらに、コード位相軸上での２番目に高い積算相関値の検出範囲を、コード位相全域でなく、図１に示すように部分的なコード位相範囲Ｃｏｖに制限すると、真の２番目に高い積算相関値Ｖｐｋ２よりも値の低い積算相関値Ｖｐｋ２'を検出することがある。この積算相関値Ｖｐｋ２'を用いた場合、最大値となる積算相関値Ｖｐｋ１との比は、真の比よりも大きくなってしまう。このため、クロスコリレーションであるにも係わらず、目的のＧＰＳ信号と判定してしまう誤判定が生じやすい。
　また、特許文献２の信号サーチ方法では、上述のように、サーチ範囲全域に亘り、同じ積算時間で積算相関値を算出するため、例えば積算時間を短く設定したとしても弱信号等を検出できないため、サーチ範囲全域を繰り返しサーチしなければならず、結果的に積算時間が長くなる。一方で、積算時間を長く設定すると、コード位相、周波数の二次元範囲における各相関積算値算出点での積算時間が長くなり、サーチ範囲全域に対するサーチ時間が長くなる。
　また、サーチ範囲全域に亘り、同じ積算時間で積算相関値を算出する場合には、クロスコリレーションの影響を受けやすく、上述の誤検出を生じる確率を低下させることができない。
　このように、従来の特許文献１、特許文献２に示す方法では、クロスコリレーションの判定および真の信号の捕捉に係る時間が長くなるとともに、クロスコリレーションを誤判定してしまう可能性がある。
　したがって、本発明の目的は、従来方法よりも比較的簡素な処理で、従来よりも正確に目的信号を捕捉できる信号サーチ方法を提供することにある。
　この発明は、目的信号を捕捉するための信号サーチ方法であって、相関値取得工程と判定工程とを有する。相関値取得工程では、目的信号を変調した拡散コードのコード周期から決定される周波数間隔に設定された複数の周波数を１つのグループとして、受信信号と複数の周波数で生成された目的信号のレプリカ信号との相関処理を行って相関値を取得する。判定工程では、該グループ内の複数の相関値から目的信号を捕捉できたかどうかの判定を行う。
　この方法では、次の２つの相関値の周波数特性に基づいて、目的信号を捕捉できたかどうかを判定している。
　（ｉ）クロスコリレーションは、拡散コードのコード周期（周波数）に応じた間隔で相関値のピークが生じる。すなわち、特定の周波数間隔で、ピーク相関値が検出される。
　（ｉｉ）真の信号（目的信号）では、ピーク相関値のみが突出して高いことを利用している。すなわち、前記特定の周波数間隔で設定される複数の周波数であっても、これら複数の周波数の内の特定の１つの周波数の相関値のみが、他の周波数の相関値をよりも大幅に高くなる。
　このような相関値の周波数特性を利用すれば、同時に取得する複数の周波数での最大相関値からなるピーク相関値を比較するだけで、目的信号を捕捉できたかどうかの判定を行うことが可能になる。これにより、比較的簡素な処理で且つ正確に目的信号を捕捉できたかどうかの判定を行うことができる。
　また、この発明の信号サーチ方法では、目的信号はＧＰＳ信号のＬ１波であり、周波数間隔は１０００Ｈｚ間隔である。これは、目的信号として具体的にＧＰＳ信号のＬ１波を捕捉する場合を示している。ＧＰＳ信号のＬ１波を変調する拡散コードであるＣ／Ａコードは、１０２３ｃｈｉｐからなり、ビットレート１．０２３Ｍｂｐｓであり、コード周期は、１ｍｓｅｃ．である。このようなＣ／Ａコードを用いたＬ１波によってしょうじるクロスコリレーションは、約１０００Ｈｚ間隔で相関値の極大を有する。したがって、１０００Ｈｚ間隔で相関値を比較すれば、上述のように、クロスコリレーションと目的信号との相関特性の差が明確になる。
　また、この発明の信号サーチ方法では、判定工程は、グループ内の周波数毎の最大相関値に検出し、当該最大値をその周波数のピーク相関値に設定する。判定工程は、各周波数のピーク相関値の大小関係に基づいて、目的信号を捕捉できたかどうかを判定する。
　この方法では、目的信号を捕捉できたかどうかの判定の具体的な方法例を示している。上述のように、クロスコリレーションは、コード周期に基づいた周波数間隔での相関値は略同じである。目的信号は、特定の一周波数だけで相関値が高くなる。したがって、各周波数のピーク相関値の大小関係を比較すれば、目的信号を捕捉できたかどうかの判定を正確にできる。
　また、この発明の信号サーチ方法では、判定工程は、各周波数のピーク相関値の最大値となる最大ピーク値を検出する工程と、最大ピーク値を除く各周波数のピーク相関値から最大ノイズ値を決定する工程と、最大ピーク値と最大ノイズ値との比を算出する工程と、を有する。そして、判定工程では、このようにして得られた比に基づいて目的信号を捕捉できたかどうかを判定する。
　この方法では、さらに具体的な判定方法の態様を示している。
　また、この発明の信号サーチ方法では、判定工程によって目的信号を捕捉できていないと判定された時、複数の周波数を、周波数間隔よりも短い一定の周波数幅で周波数シフトさせる。
　この方法に示すように、周波数を一定の周波数でシフトさせながら、目的信号を捕捉できたかどうかの判定を繰り返すことで、捕捉用の走査を行うべき全ての周波数帯域に対する目的信号を捕捉できたかどうかの判定を実行でき、目的信号を正確且つ確実に捕捉することができる。
　また、この発明の信号サーチ方法では、相関値取得工程は、サーチ基準周波数設定工程と、積算時間決定工程と、相関値算出工程とを有する。サーチ基準周波数設定工程では、追尾中の信号の周波数と周波数間隔とからサーチ基準の周波数を設定する。積算時間決定工程では、サーチ基準周波数とサーチ対象の周波数との周波数差に応じて、該サーチ対象の周波数での積算時間を設定する。相関値算出工程では、設定された積算時間で、相関値を積算することによって積算相関値を算出する。
　この方法では、追尾中の信号が現在サーチ対象として目的信号を捕捉する際のクロスコリレーションの原因となることを利用している。したがって、追尾中の信号周波数と、上述のように設定した周波数間隔とから得られるクロスコリレーションのピーク相関値が検出されやすいサーチ基準周波数と現在サーチ対象となっている周波数との差によって、現在サーチ対象となっている周波数での相関値の積算時間を決定する。すなわち、サーチ基準周波数と現在サーチ対象となっている周波数との差によって、積算時間を変化させる。これにより、目的信号の捕捉に対して、追尾中の信号によるクロスコリレーションの影響を低減することができる。さらに、積算時間が適切に設定されることで、単に積算時間を一定にする場合よりも、周波数帯域全域に亘るトータルの積算時間を短縮することが可能になる。
　また、この発明の信号サーチ方法では、積算時間決定工程は、周波数区間決定工程と、区分判定工程と、決定工程とを有する。周波数区間決定工程では、サーチ基準周波数とサーチ対象の周波数との周波数差に応じて、サーチ対象の周波数が選択的に該当し得る複数の周波数区間を決定する。区分判定工程では、サーチ対象の周波数が複数の周波数区間のいずれに属するかを判定する。決定工程では、周波数区間毎に積算時間を設定する。
　この方法では、サーチ対象の周波数を複数の周波数区間に分け、周波数区間毎に積算時間を決定している。これにより、個別のサーチ周波数毎に詳細に積算時間を決定する場合に対して、信号サーチ性能をあまり低下させることなく、積算時間の決定工程を簡素化して、短縮化できる。
　この発明によれば、従来方法よりも比較的簡素な方法で、且つ従来用法よりも目的信号を正確に捕捉できる。
特許文献１に記載された信号サーチ方法の概念を示す図である。 本発明の実施形態の信号サーチ方法のフローチャートである。 相関値算出のコード位相、周波数設定の概念を説明するための図である。 目的のＧＰＳ信号を捕捉した場合のピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）の周波数特性、および、クロスコリレーションの場合のピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）の周波数特性を示す。 目的のＧＰＳ信号の相関特性、およびクロスコリレーションの相関特性を示す図である。 目的のＧＰＳ信号およびクロスコリレーションの判定フローを示すフローチャートである。 平均値および標準偏差を用いた目的のＧＰＳ信号およびクロスコリレーションの判定フローを示すフローチャートである。 ２種の最大ノイズ値を切り替えて用いた場合の目的のＧＰＳ信号およびクロスコリレーションの判定フローを示すフローチャートである。 本実施形態の積算相関値算出方法のフローチャートである。 周波数区間の設定概念を説明するための図である。 積算時間設定用マップの一例を示す図である。 積層時間変更用マップの形成工程のフローチャートである。 周波数区間の判定処理および積算時間の設定処理を示すフローチャートである。 周波数区間の判定概念および積算時間の設定概念を説明するための図である。 信号強度区分の設定概念を説明するための図である。 信号強度区分も含めた積算時間設定用マップの一例を示す図である。 本発明の実施形態に係るＧＰＳ信号受信装置１の構成を示すブロック図である。 ＧＰＳ信号受信装置１を備える情報機器端末１００の構成を示すブロック図である。
　本発明の実施形態に係る信号サーチ方法について、図を参照して説明する。なお、本実施形態では、ＧＰＳ衛星から送信されるＧＰＳ信号のＬ１波（以下、単にＧＰＳ信号と称する。）をサーチ方法について説明する。しかしながら、ＧＰＳ信号のＬ１波に限らず、一定のコード周期でコード変調された信号を捕捉する場合に、以下の方法を適用することができる。
　図２は本実施形態の信号サーチ方法のフローチャートである。図３は相関値算出のコード位相、周波数設定の概念を説明するための図である。
　図２に示すように、本実施形態の信号サーチ方法では、まず、ＧＰＳ信号の周波数１５７５．４２ＭＨｚを走査帯域の略中心の周波数とした８ｋＨｚの周波数区間に対して、受信信号とレプリカ信号との相関処理を行う。レプリカ信号とは、ＧＰＳ信号に用いられているＣ／Ａコードを再現した信号である。そして、本実施形態の信号サーチ方法では、各コード位相および周波数の組合せ毎に、所定時間長に亘り相関値を積算することで、積算相関値を算出する。
　さらに、本実施形態の信号サーチ方法では、図３に示すように、コード位相軸方向に対しては、１個の周波数における１０２３ｃｈｉｐのコード位相に対して、０．５ｃｈｉｐの分解能で、全てのコード位相点を同時に相関処理し、コード位相点毎に積算相関値を算出する。このように１つの周波数で得られる積算相関値群を、周波数上の積算相関値と称する。
　また、本実施形態の信号サーチ方法では、周波数軸方向に対しては、１０００Ｈｚ間隔で設定された８個の周波数を１グループとし、同時並行して相関処理を実行し積算相関値を算出する。具体的な例としては、図３に示すように、１０００Ｈｚ間隔からなる周波数Ｆｓｉｇ０１１，Ｆｓｉｇ０１２，Ｆｓｉｇ０１３，Ｆｓｉｇ０１４，Ｆｓｉｇ０１５，Ｆｓｉｇ０１６，Ｆｓｉｇ０１７，Ｆｓｉｇ０１８のグループＧｒ１において、同時に積算相関値が算出される（Ｓ１０１）。
　次に、グループＧｒ１に対して、周波数を５０ＨｚシフトさせたグループＧｒ２（周波数Ｆｓｉｇ０２１を含むグループ）において、８点で同時に相関処理が実行される。
　次に、グループＧｒ２に対して、周波数を５０ＨｚシフトさせたグループＧｒ３（周波数Ｆｓｉｇ０３１を含むグループ）において、８点で同時に相関処理が実行される。
　このような相関処理を、グループＧｒ１からグループＧｒ１９まで順次実行していくことで、走査帯域の全域（８ｋＨｚ）を網羅する１チャンネル分の積算相関値を得る。そして、１チャンネル分の相関処理が終了すると、再度グループＧｒ１からの相関処理が、順次繰り返して実行される。なお、グループＧｒ間の移行は、後述するクロスコリレーションの判定と同時並行して行ってもよいが、以下では、クロスコリレーション判定中のグループＧｒにおいて、クロスコリレーション判定された場合、言い換えれば目的の信号を捕捉できなかった場合に、次のグループＧｒに移行する処理を示す。
　次に、１つのグループＧｒを構成する周波数ｉ（ｉ＝１～８）毎に、当該周波数ｉ上に存在する全ての積算相関値を比較する。そして、最大値となる積算相関値を、当該周波数ｉのピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）として取得する（Ｓ１０２）。
　このように取得した周波数ｉ毎のピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）は、図４に示すような特性となる。図４（Ａ）は目的のＧＰＳ信号を捕捉した場合のピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）の周波数特性を示し、図４（Ｂ）はクロスコリレーションの場合のピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）の周波数特性を示す。
　目的のＧＰＳ信号を捕捉した場合、特定の周波数のピーク相関値が、他の周波数のピーク相関値よりも大幅に高くなる。具体的に、図４（Ａ）の例であれば、周波数Ｆｓｉｇ０１２の周波数ｉ＝２のピーク相関値Ｐｅａｋ（２）が、グループＧｒ１の他の周波数Ｆｓｉｇ０１１，Ｆｓｉｇ０１３～Ｆｓｉｇ０１８の周波数ｉ＝１，３～８のピーク相関値Ｐｅａｋ（１），Ｐｅａｋ（３）～Ｐｅａｋ（８）よりも大幅に大きくなる。
　クロスコリレーションの場合、取得した全ての周波数ｉ＝１～８のピーク相関値Ｐｅａｋ（１）～Ｐｅａｋ（８）が略同じなる。
　これは、目的のＧＰＳ信号に対する相関特性と、クロスコリレーションの相関特性とが図５に示すような周波数特性を有するからである。図５（Ａ）は目的のＧＰＳ信号の相関特性を示し、図５（Ｂ）はクロスコリレーションの相関特性を示す図である。
　図５（Ａ）に示すように、目的のＧＰＳ信号の場合、積算相関値は、目的のＧＰＳ信号の受信時の周波数のみで積算相関値が非常に高くなる。その一方で、他の周波数では積算相関値が大幅に低くなる。
　図５（Ｂ）に示すように、クロスコリレーションの場合、積算相関値が１０００Ｈｚ間隔で極大となり、略同じ積算相関値となる。これは、Ｃ／Ａコードが、１０２３ｃｈｉｐからなり、ビットレート１．０２３Ｍｂｐｓであることに起因している。すなわち、Ｃ／Ａコードのコード周期が１ｍｓｅｃ．（ミリ秒）であり、コード周期が１０００Ｈｚであることに起因している。
　このような相関特性を利用し、本実施形態の信号サーチ方法では、引き続き、次に示すフローで、目的のＧＰＳ信号の捕捉およびクロスコリレーションの判定を行う。
　上述のように、取得した各周波数ｉのピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）を比較してクロスコリレーションの判定を行う（Ｓ１０３）。図６は目的のＧＰＳ信号およびクロスコリレーションの判定フローを示すフローチャートである。
　まず、各周波数ｉのピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）を比較し、これらの最大値を最大ピーク値Ｔｐｅａｋとして検出する（Ｓ３０１）。
　次に、各周波数ｉのピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）を比較し、これらの中で２番目に高い値のピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）を、最大ノイズ値Ｎｐに設定する（Ｓ３０２）。言い換えれば、各周波数ｉのピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）の中で、最大ピーク値Ｔｐｅａｋを除いて最大値となるピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）を、最大ノイズ値Ｎｐに設定する。
　次に、最大ピーク値Ｔｐｅａｋと最大ノイズ値Ｎｐとの比Ｒａｔｉｏを、Ｔｐｅａｋ／Ｎｐの演算式によって算出する（Ｓ３０３）。
　次に、予め設定した閾値Ｔｈと比Ｒａｔｉｏとを比較して、比Ｒａｔｉｏが閾値Ｔｈよりも高ければ（Ｓ３０４：Ｙｅｓ）、最大ピーク値Ｔｐｅａｋは目的のＧＰＳ信号によるものだと判定する（Ｓ３０６）。一方、比Ｒａｔｉｏが閾値Ｔｈ以下であれば（Ｓ３０４：Ｎｏ）、これらピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）群は、クロスコリレーションによるものだと判定する（Ｓ３０５）。
　具体的に、図４（Ａ）の例では、周波数Ｆｓｉｇ０１２のピーク相関値Ｐｅａｋ（２）が最大ピーク値Ｔｐｅａｋに設定される。周波数Ｆｓｉｇ０１４のピーク相関値Ｐｅａｋ（４）が最大ノイズ値Ｎｐに設定される。比Ｒａｔｉｏ（Ｔｐｅａｋ／Ｎｐ）は、Ｐｅａｋ（２）／Ｐｅａｋ（４）となる。ここで、上述のように、ＧＰＳ信号の相関特性から、ピーク相関値Ｐｅａｋ（２）は、ピーク相関値Ｐｅａｋ（４）よりも大幅に高い。したがって、比Ｒａｔｉｏは、非常に高い正値となる。
　図４（Ｂ）の例でも、周波数Ｆｓｉｇ０１２のピーク相関値Ｐｅａｋ（２）が最大ピーク値Ｔｐｅａｋに設定される。周波数Ｆｓｉｇ０１４のピーク相関値Ｐｅａｋ（４）が最大ノイズ値Ｎｐに設定される。比Ｒａｔｉｏ（Ｔｐｅａｋ／Ｎｐ）は、Ｐｅａｋ（２）／Ｐｅａｋ（４）となる。しかしながら、上述のように、クロスコリレーションの場合、ピーク相関値Ｐｅａｋ（２）とピーク相関値Ｐｅａｋ（４）を含む他のピーク相関値Ｐｅａｋとは、略同じ値となる。したがって、比Ｒａｔｉｏは約１程度となる。
　このため、閾値Ｔｈを、例えば２～３程度の所定の正値に設定すれば、ＧＰＳ信号の場合には、比Ｒａｔｉｏが閾値Ｔｈよりも高くなり、最大ピーク値Ｔｐｅａｋが目的のＧＰＳ信号によるものと正確に判定できる。一方、クロスコリレーションの場合には、比Ｒａｔｉｏが閾値Ｔｈよりも低くなり、クロスコリレーションと正確に判定できる。
　このように、目的のＧＰＳ信号であるかクロスコリレーションであるかが判定され、目的のＧＰＳ信号から積算相関値を得ていることが判定できると（Ｓ１０４：Ｎｏ）、最大ピーク値Ｔｐｅａｋとなる積算相関値を得た周波数とコード位相を取得することで、目的のＧＰＳ信号の捕捉し（Ｓ１０５）、追尾処理に移行する。
　ここで、クロスコリレーションと判定されれば（Ｓ１０４：Ｙｅｓ）、グループを構成する各周波数をそれぞれ５０Ｈｚずつシフトして、すなわち、グループを移行して、上述の積算相関値の取得に始まるクロスコリレーションの判定処理を同様に行う。この処理は、例えば、目的のＧＰＳ信号を捕捉するまで継続的に繰り返し実行される。ただし、走査帯域の全域を所定回数（例えば２、３回）走査しても、目的のＧＰＳ信号を得られない場合には、例えば、目的のＧＰＳ信号を捕捉できなかったことを示す表示を行う等の処理を行ってもよい。なお、本実施形態では５０Ｈｚの周波数シフトを行う例を示したが、演算を実行するリソース量や必要とする捕捉速度等に応じて、他の周波数（例えば、１００Ｈｚ）の周波数シフトであってもよい。
　以上のように、本実施形態の信号サーチ方法を用いれば、クロスコリレーションを正確に判定し、目的のＧＰＳ信号を正確且つ確実に捕捉することができる。
　さらに、本実施形態の方法を用いることで、離散して設定された各周波数に対して、最大の積算相関値（周波数別最大相関値）を算出する工程と、複数の周波数別最大相関値から、さらにクロスコリレーション判定用の最大積算相関値と、２番目に高い積算相関値とを検出するだけで、クロスコリレーションの判定を行うことができる。すなわち、従来技術に示すように、コード位相軸の全体に対して２度の最大値検出を行う必要がなく、処理が簡素化される。例えば、１０２３ｃｈｉｐのコード位相を０．５ｃｈｉｐの分解能で走査する場合、従来例であれば、１０２３×２×２＝４０９２回の積算相関値の取得を行わなければならず、これを８個の異なる周波数で取得する場合、４０９２×８＝３２７３６回の積算相関値の取得が必要になる。一方で、本実施形態の方法では、一周波数に対して１０２３×２＝２０４６回であり、８周波数では、２０４６×８＝１６３６８回となる。そして、８周波数の積算相関値から最大ピーク相関値を決定するために８回、２番目のピーク相関値を決定するのに７回の走査となる。したがって、１６３６８＋８＋７＝１６３８３回となり、従来の３２７３６回の半分程度で済む。その上、本実施形態では、独立する８周波数で平行して、積算相関値に対する各処理を実行するので、さらに高速な処理が実現できる。
　また、従来技術では、コード位相軸に存在する２番目の相関ピークを見つけるために、コード位相軸上での範囲制限を行わなければならなかったが、本実施形態では、互いに独立する複数の周波数のピーク相関値間から２番目のピーク相関値を決定するため、制限を設ける必要が無く、従来技術よりも簡素な処理が可能となる。
　また、既に航法メッセージを取得済みで、当該航法メッセージから目的のＧＰＳ信号の情報が得られた場合、従来技術であっても本実施形態の方法であってもコード位相軸上での走査範囲を狭くすることができるが、従来技術の場合、上述のように、真の２番目のピーク相関値が走査範囲内にないことが考えられ、クロスコリレーションの判定確度が低下することがある。しかしながら、本実施形態の方法では、各周波数のコード位相軸上では最大の積算相関値を取得し、これら互いに独立する複数の周波数での最大の積算相関値から、最大ピーク値と２番目のピーク相関値（最大ノイズ値）を得るため、クロスコリレーション判定を行うために必要とする真の２番目のピーク相関値（積算相関値）を得ることができ、クロスコリレーション判定確度を低下させることない。
　以上のように、本実施形態の方法を用いれば、従来技術よりも簡素な処理でありながら、クロスコリレーションを正確に判定し、目的のＧＰＳ信号を正確に捕捉することができる。
　なお、上述の説明では、最大ノイズ値Ｎｐを２番目のピーク相関値とする例を示したが、次に示すように、各周波数ｉのピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）の平均値および標準偏差から最大ノイズ値Ｎｐ'を設定してもよい。図７は、平均値および標準偏差を用いた目的のＧＰＳ信号およびクロスコリレーションの判定フローを示すフローチャートである。
　まず、各周波数ｉのピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）を比較し、これらの最大値を最大ピーク値Ｔｐｅａｋとして検出する（Ｓ３１１）。
　次に、同時に取得した全ての周波数ｉ（ｉ＝１～８）の積算相関値の平均値Ｅを算出する（Ｓ３１２）。例えば、上述の８周波数同時処理で、１０２３ｃｈｉｐに対する０．５ｃｈｉｐ分解能で積算相関値を取得した場合、１０２３×２×８＝１６３６８個の積算相関値を加算し、この加算値を母数１６３６８で除算することで、平均値Ｅを算出する。
　次に、同時に取得した全ての周波数ｉ（ｉ＝１～８）の積算相関値の標準偏差σを算出する（Ｓ３１３）。例えば、上述の８周波数同時処理で、１０２３ｃｈｉｐに対する０．５ｃｈｉｐ分解能で積算相関値を取得した場合、１０２３×２×８＝１６３６８個の積算相関値の自乗和を算出し、当該自乗和を母数１６３６８で除算し、上述の平均値Ｅの自乗を減算する。そして、この減算結果の平方根と取ることで、標準偏差σを算出する。
　次に、平均値Ｅと標準偏差σとから最大ノイズ値Ｎｐ'を算出する（Ｓ３１４）。最大ノイズ値Ｎｐ'は、標準偏差σに定数Ｎを乗算し、乗算結果と平均値Ｅの加算により算出される。すなわち、Ｎｐ'＝Ｅ＋Ｎσから得られる。ここで、Ｎは、コード位相軸方向に沿った走査範囲に準じて設定される定数である。
　例えば、走査範囲が拡がるほどＮが小さくなり、走査範囲が狭くなるほどＮが大きく設定される。具体例としては、コード位相の全コード範囲（１０２３ｃｈｉｐ）を走査範囲とする場合にＮ＝４が設定され、コード位相の前コード範囲における１／４（２５６ｃｈｉｐ）を走査範囲とする場合にＮ＝５が設定される。
　走査範囲に応じて、このように定数Ｎを設定することで、サンプル数（走査範囲の大きさ）によるノイズ算定誤差に対する影響を抑圧でき、走査範囲を変化させても信頼性の高い最大ノイズ値Ｎｐ'を設定できる。
　次に、最大ピーク値Ｔｐｅａｋと最大ノイズ値Ｎｐ'との比Ｒａｔｉｏ'を、Ｔｐｅａｋ／Ｎｐ'の演算式によって算出する（Ｓ３１５）。
　次に、予め設定した閾値Ｔｈ'と比Ｒａｔｉｏ'とを比較して、比Ｒａｔｉｏ'が閾値Ｔｈ'よりも高ければ（Ｓ３１６：Ｙｅｓ）、最大ピーク値Ｔｐｅａｋは目的のＧＰＳ信号によるものだと判定する（Ｓ３１８）。一方、比Ｒａｔｉｏ'が閾値Ｔｈ'以下であれば（Ｓ３１６：Ｎｏ）、これらピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）群は、クロスコリレーションによるものだと判定する（Ｓ３１７）。
　このように、平均値Ｅと標準偏差σを用いた最大ノイズ値Ｎｐ'を設定する方法を用いれば、最大ノイズ値の統計学上の信頼性を向上させることができる。したがって、より正確にクロスコリレーションを判定することができる。
　なお、上述の二種の最大ノイズ値の設定方法を、組み合わせて利用することもできる。図８は２種の最大ノイズ値を切り替えて用いた場合の目的のＧＰＳ信号およびクロスコリレーションの判定フローを示すフローチャートである。
　まず、各周波数ｉのピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）を比較し、これらの最大値を最大ピーク値Ｔｐｅａｋとして検出する（Ｓ３２１）。
　コード位相の走査範囲を取得し、コード位相の走査範囲が広い（１０２３ｃｈｉｐのフルコード等）場合（Ｓ３２２：Ｙｅｓ）、各周波数ｉのピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）を比較し、これらの中で２番目に高い値のピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）を、最大ノイズ値Ｎｐに設定する（Ｓ３２３）。
　次に、最大ピーク値Ｔｐｅａｋと最大ノイズ値Ｎｐとの比Ｒａｔｉｏを、Ｔｐｅａｋ／Ｎｐの演算式によって算出する（Ｓ３２４）。
　次に、予め設定した閾値Ｔｈと比Ｒａｔｉｏとを比較して、比Ｒａｔｉｏが閾値Ｔｈよりも高ければ（Ｓ３２５：Ｙｅｓ）、最大ピーク値Ｔｐｅａｋは目的のＧＰＳ信号によるものだと判定する（Ｓ３２６）。一方、比Ｒａｔｉｏが閾値Ｔｈ以下であれば（Ｓ３２５：Ｎｏ）、これらピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）群は、クロスコリレーションによるものだと判定する（Ｓ３２７）。
　コード位相の走査範囲を取得し、コード位相の走査範囲が狭い（１０２３ｃｈｉｐのフルコードの１／４（２５６ｃｈｉｐ）等）場合（Ｓ３２２：Ｎｏ）、同時に取得した全ての周波数ｉ（ｉ＝１～８）の積算相関値の平均値Ｅと標準偏差σを算出する（Ｓ３２８）。これら積算相関値の平均値Ｅおよび標準偏差σの算出方法は、上述の方法と同じ方法を用いる。
　次に、平均値Ｅと標準偏差σとから最大ノイズ値Ｎｐ'を算出する（Ｓ３２９）。最大ノイズ値Ｎｐ'は、標準偏差σに定数Ｎを乗算し、乗算結果と平均値Ｅの加算により算出される。すなわち、Ｎｐ'＝Ｅ＋Ｎσから得られる。ここで、Ｎは、コード位相軸方向に沿った走査範囲に準じて設定される定数である。
　次に、最大ピーク値Ｔｐｅａｋと最大ノイズ値Ｎｐ'との比Ｒａｔｉｏ'を、Ｔｐｅａｋ／Ｎｐ'の演算式によって算出する（Ｓ３３０）。
　次に、予め設定した閾値Ｔｈ'と比Ｒａｔｉｏ'とを比較して、比Ｒａｔｉｏ'が閾値Ｔｈ'よりも高ければ（Ｓ３３１：Ｙｅｓ）、最大ピーク値Ｔｐｅａｋは目的のＧＰＳ信号によるものだと判定する（Ｓ３２６）。一方、比Ｒａｔｉｏ'が閾値Ｔｈ'以下であれば（Ｓ３３１：Ｎｏ）、これらピーク相関値Ｐｅａｋ（ｉ）群は、クロスコリレーションによるものだと判定する（Ｓ３２７）。
　このような２つの最大ノイズ値の設定方法の組合せを用いる場合で、母数が多い場合に、２番目に高い値のピーク相関値を用いるため、最大ノイズ値の設定に対して、母数の多さの影響を受けにくい。さらに、母数が多いため、最大ノイズ値を２番目に高い値のピーク相関値で設定しても、その値は十分な信頼性を有する。一方、母数が少ない場合には、平均値Ｅと標準偏差σとを用いる統計学的手法により、最大ノイズ値を設定するので、母数の少なさによる最大ノイズ値の信頼性低下を抑制できる。さらに、母数が少ないために演算処理負荷の増加に余り影響を及ぼさない。したがって、２つの最大ノイズ値の設定方法の組合せを用いる方法とすることで、最大ノイズ値の信頼性を維持し、且つ演算処理負荷をあまり増加させることなく、クロスコリレーションの判定を行うことができる。
　ところで、上述の信号サーチ方法では、相関値を算出するための積算時間を特に詳細に定義せず、周波数によることなく一定としていた。しかしながら、すでに追尾中のＧＰＳ信号が存在する場合には、次に示すように、グループ毎に積算時間を個別に設定してもよい。
　本発明の実施形態に係る信号サーチ方法について、図を参照して説明する。なお、本実施形態では、ＧＰＳ衛星から送信されるＧＰＳ信号のサーチ方法について説明する。また、本実施形態では、説明を簡略化するために、本実施形態に示す信号サーチの開始時点において、追尾中のＧＰＳ信号が１個である場合について説明する。
　図９は本実施形態の積算相関値算出方法のフローチャートである。図９に示すように、本実施形態の信号サーチ方法では、まず、追尾中のＧＰＳ信号の周波数ＦＢを取得し、サーチ基準周波数ＦＳＢに設定する（Ｓ６０１）。サーチ基準周波数ＦＳＢは、取得した追尾中のＧＰＳ信号の周波数ＦＢと、当該周波数ＦＢを基準として、上述の８ｋＨｚの周波数範囲内に存在する１０００Ｈｚ間隔に設定された周波数からなる。このサーチ基準周波数ＦＳＢが、本実施形態で示す信号サーチ時におけるクロスコリレーションによる積算相関値の極大が発生する周波数に相当する。
　次に、このようなクロスコリレーション特有の積算相関値特性を利用して、サーチ基準周波数ＦＳＢに基づいて、図１０に示すように周波数区間を決定する（Ｓ６０２）。図１０は周波数区間の設定概念を説明するための図である。
　図１０に示すように、本実施形態の信号サーチ方法では、サーチ基準周波数ＦＳＢを基準の周波数（０Ｈｚ）として、当該基準の周波数から５００Ｈｚ離間する周波数範囲を、第１周波数区間ＡＲｃ、第２周波数区間ＡＲｎ、および第３周波数区間ＡＲｆに分割して設定する。
　第１周波数区間ＡＲｃは、概念的には、クロスコリレーションの影響を最も受けやすく、クロスコリレーションの周波数に対して極近接する周波数区間である。第１周波数区間ＡＲｃは基準の周波数から第１閾値周波数Ｆｃまでの周波数帯域で設定される。
　第２周波数区間ＡＲｎは、概念的には、クロスコリレーションの影響を受ける可能性ある程度有り、クロスコリレーションの周波数に対して極近接区間よりは離間しているが、ある程度近接する周波数区間である。第２周波数区間ＡＲｎは、第１閾値周波数Ｆｃから第２閾値周波数Ｆｎ（＜Ｆｃ）までの周波数帯域で設定される。
　第３周波数区間ＡＲｆは、概念的には、クロスコリレーションの影響を殆ど受けることなく、クロスコリレーションの周波数に対して離間している周波数区間である。第３周波数区間ＡＲｆは、第２閾値周波数Ｆｎから５００Ｈｚまでの周波数帯域で設定される。
　なお、第１閾値周波数Ｆｃ、第２閾値周波数Ｆｎは、積算時間に基づいて適宜設定される。例えば、クロスコリレーションのメインローブに略相当する周波数帯域が第１周波数区間ＡＲｃとなるように、第１閾値周波数Ｆｃが設定される。また、当該メインローブに隣り合うサイドローブに略相当する周波数帯域が第２周波数区間ＡＲｎとなるように、第２閾値周波数Ｆｎが設定される。
　そして、積算時間が変化すれば、クロスコリレーションの相関特性を構成する各ローブの幅は変化するので、この相関特性の変化に応じて、第１閾値周波数Ｆｃ、第２閾値周波数Ｆｎを変化させればよい。例えば、積算時間が長くなると、メインローブおよびサイドローブの幅が狭くなるので、第１閾値周波数Ｆｃ、第２閾値周波数Ｆｎを、より小さな値に設定すればよい。
　次に、本実施形態の信号サーチ方法では、予備サーチによって検出された予備検出信号の周波数を取得し、図１１に示すような積算時間変更用のマップ形成を行う（Ｓ６０３）。図１１は積算時間設定用マップの一例を示す図である。また、図１２は、積層時間変更用マップの形成工程のフローチャートである。
　予備サーチによって検出された予備検出信号の周波数Ｆを取得すると、当該予備検出信号の周波数Ｆと、サーチ基準周波数ＦＳＢとの差分値（周波数差分値Ｄｆ（Ｆ））を算出する。この際、複数の予備検出信号があれば、個々の予備検出信号毎に周波数差分値Ｄｆ（Ｆ）を算出する（Ｓ７０１）。
　予備検出信号の周波数差分値Ｄｆ（Ｆ）は次式から得られる。　Ｄｆ（Ｆ）＝（ＡＢＳ（Ｆ－ＦＳＢ））／１０００　［Ｈｚ］　ここで、ＡＢＳ（　）は、絶対値演算を表す記号である。
　次に、予備検出信号の周波数差分値が０Ｈｚから５００Ｈｚまでの間の値となるように規格化し、規格化周波数差分値Δｆ（Ｆ）を算出する。予備検出信号の規格化周波数差分値Δｆ（Ｆ）は次式から得られる。なお、Ｍｏｄ（　）は余り表す記号である。　Ｉｆ　Ｍｏｄ（Ｄｆ（Ｆ））≧５００　［Ｈｚ］　　　　　　　　　　Δｆ（Ｆ）＝ＡＢＳ（Ｄｆ（Ｆ）－１０００）　Ｅｌｓｅ　Ｍｏｄ（Ｄｆ（Ｆ））＜５００　［Ｈｚ］　　　　　　　　　　Δｆ（Ｆ）＝Ｍｏｄ（Ｄｆ（Ｆ））　このように算出された各予備検出信号の規格化周波数差分値Δｆ（Ｆ）を、第１閾値周波数Ｆｃ、第２閾値周波数Ｆｎと比較する（Ｓ７０２）。
　予備検出信号の規格化周波数差分値Δｆ（Ｆ）が第１閾値周波数Ｆｃよりも低ければ（Ｓ７０３：Ｙｅｓ）、当該予備検出信号は第１周波数区間ＡＲｃ内と判定し（Ｓ７０５）、第１周波数区間ＡＲｃの予備検出信号数が＋１カウントされる（Ｓ７０６）。
　予備検出信号の規格化周波数差分値Δｆ（Ｆ）が第１閾値周波数Ｆｃ以上であり（Ｓ７０３：Ｎｏ）、第２閾値周波数Ｆｎよりも低ければ（Ｓ７０４：Ｙｅｓ）、当該予備検出信号は第２周波数区間ＡＲｎ内と判定し（Ｓ７０７）、第２周波数区間ＡＲｎの予備検出信号数が＋１カウントされる（Ｓ７０８）。
　予備検出信号の規格化周波数差分値Δｆ（Ｆ）が第１閾値周波数Ｆｃ以上であり（Ｓ７０３：Ｎｏ）、第２閾値周波数Ｆｎ以上であれば（Ｓ７０４：Ｎｏ）、当該予備検出信号は第３周波数区間ＡＲｆ内と判定し（Ｓ７０９）、第３周波数区間ＡＲｆの予備検出信号数が＋１カウントされる（Ｓ７１０）。
　このような予備検出信号がどの周波数区間に該当するかを処理は、全ての予備検出信号に対して行われ（Ｓ７１１：Ｙｅｓ）、当該判断処理が行われていない予備検出信号がある場合は（Ｓ７１１：Ｎｏ）、全ての予備検出信号に対する判断処理が終わるまで、上述のステップＳ７０２からの処理を繰り返す。
　このような処理を行うことで、第１周波数区間ＡＲｃ、第２周波数区間ＡＲｎ、第３周波数区間ＡＲｆ毎に存在する予備検出信号数のマップ（図１１参照）が形成される。
　次に、マップに基づいて、第１周波数区間ＡＲｃの積算時間Ｔｃ、第２周波数区間ＡＲｎの積算時間Ｔｎ、および第３周波数区間ＡＲｆの積算時間Ｔｆを設定し（Ｓ６０４）、設定された積算時間で相関値を積算することにより積算相関値を算出する（Ｓ６０５）。
　ここで、図１１に示すように、第１周波数区間ＡＲｃ、第２周波数区間ＡＲｎの両方に予備検出信号がある場合、第１周波数区間ＡＲｃの積算時間Ｔｃ、第２周波数区間ＡＲｎの積算時間Ｔｎ、および第３周波数区間ＡＲｆの積算時間Ｔｆは、Ｔｃ＞Ｔｎ＞Ｔｆの関係となるように、設定される。
　このような設定を行うことで、クロスコリレーションの影響を受けやすい周波数区間ほど、積算時間が長くなるように設定される。ここで、積算時間が長くなるほど、クロスコリレーションによる相関特性のピークが急峻になることからも分かるように、積算時間を長くするほど、周波数軸上での信号検出の分解能が向上する。
　したがって、本実施形態のように積算時間を設定することで、クロスコリレーションのピーク周波数に極近接する周波数帯や、クロスコリレーションのピーク周波数に近接する周波数帯であっても、それぞれの周波数区間に応じて適切にクロスコリレーションの影響が低減され、目的とするＧＰＳ信号を、より正確に検出し、捕捉することができる。
　このように、周波数区間と積算時間が設定されると、各サーチ周波数Ｆｓｉｇに対して、上述のいずれの周波数区間に該当するかを判定し、サーチ周波数Ｆｓｉｇの積算時間を決定する。この際、上述のようにグループＧｒを構成するサーチ周波数Ｆｓｉｇは、１０００Ｈｚ間隔にあるので、１つのグループＧｒに含まれる全てのサーチ周波数Ｆｓｉｇとサーチ基準周波数ＦＳＢとの差は同じである。
　したがって、１つのグループＧｒに含まれる全てのサーチ周波数Ｆｓｉｇに対する積算時間の決定は、１つのサーチ周波数Ｆｓｉｇで行い、決定した積算時間を同じグループＧｒに属する他のサーチ周波数Ｆｓｉｇにも設定すればよい。図１３は周波数区間の判定処理および積算時間の設定処理を示すフローチャートである。
　サーチ基準周波数ＦＳＢとグループＧｒを代表する１つのサーチ周波数Ｆｓｉｇとの周波数差分値Ｄｆを算出し、規格化周波数差分値Δｆｓｉｇを算出する（Ｓ８０１）。具体的には、上述の予備検出信号の規格化周波数差分値Δｆ（Ｆ）と同様の処理を行う。
　サーチ基準周波数ＦＳＢとグループＧｒを代表する１つのサーチ周波数Ｆｓｉｇとの周波数差分値Ｄｆを算出する。
　周波数差分値Ｄｆは次式から得られる。　Ｄｆ＝（ＡＢＳ（Ｆｓｉｇ－ＦＳＢ））／１０００　［Ｈｚ］　次に、周波数差分値が０Ｈｚから５００Ｈｚまでの間の値となるように規格化し、規格化周波数差分値Δｆｓｉｇを算出する。規格化周波数差分値Δｆｓｉｇは次式から得られる。　Ｉｆ　Ｍｏｄ（Ｄｆ）≧５００　［Ｈｚ］　　　　　　　　　　Δｆｓｉｇ＝ＡＢＳ（Ｄｆ－１０００）　Ｅｌｓｅ　Ｍｏｄ（Ｄｆ）＜５００　［Ｈｚ］　　　　　　　　　　Δｆｓｉｇ＝Ｍｏｄ（Ｄｆ）　このように算出されたサーチ周波数Ｆｓｉｇに対する規格化周波数差分値Δｆｓｉｇと、上述の第１閾値周波数Ｆｃとを比較する（Ｓ８０２）。
　規格化周波数差分値Δｆｓｉｇが第１閾値周波数Ｆｃよりも低ければ（Ｓ８０２：Ｙｅｓ）、サーチ周波数Ｆｓｉｇは第１周波数区間ＡＲｃ内と判定し、サーチ周波数Ｆｓｉｇに対して積算時間Ｔｃを採用する（Ｓ８０４）。
　規格化周波数差分値Δｆｓｉｇが第１閾値周波数Ｆｃ以上であれば（Ｓ８０２：Ｎｏ）、サーチ周波数Ｆｓｉｇに対する規格化周波数差分値Δｆｓｉｇと、上述の第２閾値周波数Ｆｎとを比較する（Ｓ８０３）。
　規格化周波数差分値Δｆｓｉｇが第２閾値周波数Ｆｎよりも低ければ（Ｓ８０３：Ｙｅｓ）、サーチ周波数Ｆｓｉｇは第２周波数区間ＡＲｎ内と判定し、サーチ周波数Ｆｓｉｇに対して積算時間Ｔｎを採用する（Ｓ８０５）。
　規格化周波数差分値Δｆｓｉｇが第２閾値周波数Ｆｎ以上であれば（Ｓ８０３：Ｎｏ）、サーチ周波数Ｆｓｉｇは第３周波数区間ＡＲｆ内と判定し、サーチ周波数Ｆｓｉｇに対して積算時間Ｔｆを採用する（Ｓ８０６）。
　このようにして、クロスコリレーションのピーク周波数に対するサーチ周波数Ｆｓｉｇの離間具合に応じた積算値が設定される。
　具体的に、上述のように、サーチ周波数をグループ毎に５０Ｈｚ間隔でシフトさせる場合には、各グループＧｒ１～Ｇｒ１８を代表するサーチ周波数Ｆｓｉｇ０１１，Ｆｓｉｇ０２１，Ｆｓｉｇ０３１，Ｆｓｉｇ０４１，Ｆｓｉｇ０５１，Ｆｓｉｇ０６１，Ｆｓｉｇ０７１，Ｆｓｉｇ０８１，Ｆｓｉｇ０９１，Ｆｓｉｇ１０１，Ｆｓｉｇ１１１，Ｆｓｉｇ１２１，Ｆｓｉｇ１３１，Ｆｓｉｇ１４１，Ｆｓｉｇ１５１，Ｆｓｉｇ１６１，Ｆｓｉｇ１７１，Ｆｓｉｇ１８１，Ｆｓｉｇ１９１は、図１４のように設定される。図１４は周波数区間の判定概念および積算時間の設定概念を説明するための図である。なお、図１４では、各グループＧｒ１のサーチ周波数Ｆｓｉｇ０１１が、クロスコリレーションのピーク周波数から最も遠い例を示している。
　図１４の例では、サーチ周波数Ｆｓｉｇ０１１，Ｆｓｉｇ０２１，Ｆｓｉｇ０３１，Ｆｓｉｇ０４１，Ｆｓｉｇ０５１，Ｆｓｉｇ０６１は第３周波数区間ＡＲｆに該当する。サーチ周波数Ｆｓｉｇ０７１，Ｆｓｉｇ０８１は第２周波数区間ＡＲｎに該当する。サーチ周波数Ｆｓｉｇ０９１，Ｆｓｉｇ１０１，Ｆｓｉｇ１１１は第１周波数区間ＡＲｃに該当する。サーチ周波数Ｆｓｉｇ１２１，Ｆｓｉｇ１３１は第２周波数区間ＡＲｎに該当する。サーチ周波数Ｆｓｉｇ１４１，Ｆｓｉｇ１５１，Ｆｓｉｇ１６１，Ｆｓｉｇ１７１，Ｆｓｉｇ１８１，Ｆｓｉｇ１９１は第３周波数区間ＡＲｆに該当する。
　したがって、サーチ周波数Ｆｓｉｇ０１１，Ｆｓｉｇ０２１，Ｆｓｉｇ０３１，Ｆｓｉｇ０４１，Ｆｓｉｇ０５１，Ｆｓｉｇ０６１、およびサーチ周波数Ｆｓｉｇ１４１，Ｆｓｉｇ１５１，Ｆｓｉｇ１６１，Ｆｓｉｇ１７１，Ｆｓｉｇ１８１，Ｆｓｉｇ１９１には、積算時間Ｔｆが採用される。サーチ周波数Ｆｓｉｇ０７１，Ｆｓｉｇ０８１およびサーチ周波数Ｆｓｉｇ１２１，Ｆｓｉｇ１３１には、積算時間Ｔｎが採用される。サーチ周波数Ｆｓｉｇ０９１，Ｆｓｉｇ１０１，Ｆｓｉｇ１１１には積算時間Ｔｃが採用される。
　この結果を元にして、サーチ周波数Ｆｓｉｇ０１１，Ｆｓｉｇ０２１，Ｆｓｉｇ０３１，Ｆｓｉｇ０４１，Ｆｓｉｇ０５１，Ｆｓｉｇ０６１、およびサーチ周波数Ｆｓｉｇ１４１，Ｆｓｉｇ１５１，Ｆｓｉｇ１６１，Ｆｓｉｇ１７１，Ｆｓｉｇ１８１，Ｆｓｉｇ１９１をそれぞれ含むグループＧｒ１，Ｇｒ２，Ｇｒ３，Ｇｒ４，Ｇｒ５，Ｇｒ６，Ｇｒ１４，Ｇｒ１５，Ｇｒ１６，Ｇｒ１７，Ｇｒ１８，Ｇｒ１９に属する全てのサーチ周波数Ｆｓｉｇに対する積算時間は、Ｔｆに設定される。
　サーチ周波数Ｆｓｉｇ０７１，Ｆｓｉｇ０８１およびサーチ周波数Ｆｓｉｇ１２１，Ｆｓｉｇ１３１をそれぞれ含むグループＧｒ７，Ｇｒ８，Ｇｒ１２，Ｇｒ１３に属する全てのサーチ周波数Ｆｓｉｇに対する積算時間は、Ｔｎに設定される。
　サーチ周波数Ｆｓｉｇ０９１，Ｆｓｉｇ１０１，Ｆｓｉｇ１１１をそれぞれ含むグループＧｒ９，Ｇｒ１０，Ｇｒ１１に属する全てのサーチ周波数Ｆｓｉｇに対する積算時間は、Ｔｃに設定される。
　このように設定された積算時間に応じて、各サーチ周波数で相関処理が行われ、積算時間に応じた積算相関値が算出される。
　このような処理を行うことで、上述のように、周波数区間に応じて適切にクロスコリレーションの影響が低減され、信号サーチ性能を従来方法よりも向上させることができる。
　また、クロスコリレーションの影響を受けにくい第２、第３周波数区間ＡＲｎ，ＡＲｆの積算時間Ｔｎ，Ｔｆを、クロスコリレーションの影響を受けやすい第１周波数区間の積算時間Ｔｃよりも短くすることで、全周波数帯域において、クロスコリレーションの影響を受けやすい第１周波数区間の積算時間Ｔｃを採用するよりも、１チャンネル分の信号サーチ時間を短縮することができる。
　以上のように、本実施形態の積算相関値算出方法を用いれば、さらに、クロスコリレーションによる誤捕捉を生じることなく、従来方法よりも短時間でＧＰＳ信号の捕捉を行うことができる。
　なお、上述の説明では、カウント数に応じて積算時間Ｔｃ，Ｔｎ，Ｔｆを設定する例を示したが、カウント数を考慮することなく、周波数区間毎に、クロスコリレーションのピーク周波数に近い順に、積算時間を長くするようにしてもよい。このような積算時間の設定を行えば、予備サーチを必要としない。ただし、カウント数に応じて積算時間を設定する場合には、予備検出信号が無い場合に第２周波数区間ＡＲｎの積算時間Ｔｎ、および第３周波数区間ＡＲｆの積算時間Ｔｆを同等に短くしたり、各積算時間を一様に短くする等の設定が可能になり、状況に応じて、より最適な積算時間の設定が可能になる。
　また、上述の説明では、クロスコリレーションのピーク周波数（サーチ基準周波数ＦＳＢ）からの離間量のみに応じて、積算時間を設定する例を示したが、予備検出信号の信号強度も用いて積算時間を設定してもよい。図１５は信号強度区分の設定概念を説明するための図である。図１６は信号強度区分も含めた積算時間設定用マップの一例を示す図である。
　図１５に示すように、信号強度区分は、予備検出信号のＣ／Ｎｏに応じて、３段階に設定されている。具体的には、第１閾値Ｃ／Ｎ０ｎ未満を第１信号強度区分ＺＯＮＥｗに設定し、第１閾値Ｃ／Ｎ０ｎ以上第２閾値Ｃ／Ｎ０ｓ未満を第２信号強度区分ＺＯＮＥｎに設定し、第２閾値Ｃ／Ｎ０ｓ以上を第３信号強度区分ＺＯＮＥｓに設定する。
　予備検出信号を取得した場合、予備検出信号毎にＣ／Ｎ０を検出し、いずれの信号強度区分に該当するか判定する。
　この処理を行うことで、上述の周波数区間の判定結果とともに、図１６に示すような積算時間設定用マップを形成することができる。
　そして、各周波数区間において、各信号強度区分に該当する予備検出信号数の分布を参照して、各周波数区間の積算時間を設定する。例えば、図１６に示すように、第１周波数区間ＡＲｃに、Ｃ／Ｎ０の高い予備検出信号が存在すると判明すれば、当該予備検出信号はクロスコリレーションによるピーク周波数を発生する追尾中のＧＰＳ信号である可能性が高いので、当該追尾中のＧＰＳ信号の影響を受けにくくするように、積算時間を、より長く補正すればよい。
　これにより、さらに受信状況に応じて、より適する積算時間を設定でき、クロスコリレーションによる誤捕捉をさらに生じないようにすることができる。
　なお、上述の説明では、ＧＰＳ信号のクロスコリレーションの場合を例に説明したが、他のＧＮＳＳ信号の捕捉にも同様に適用できる。さらには、目的信号を変調する拡散コードの周期から決定される周波数間隔で相関値にピークが現れるような無線通信信号の捕捉に対しても、同様に適用できる。
　また、上述の周波数区間の設定処理では、３個の周波数区間を設定する例を示したが、２個以上の周波数区間に設定することができる。同様に、信号強度区分も、２個以上の信号強度区分に設定することができる。
　また、上述の説明では、詳細に示していないが、積算時間はコヒーレント積算時間、ノンコヒーレント積算時間のうち、いずれか一方か、もしくは両方を設定変更することで、積算時間の補正を実現すればよい。
　また、上述の説明では、サーチ対象周波数Ｆｓｉｇを複数の周波数区間に振り分け、周波数区間毎に積算時間を設定する例を示したが、サーチ対象周波数Ｆｓｉｇとサーチ基準周波数ＦＳＢとの周波数差分値に応じて、サーチ対象周波数Ｆｓｉｇ毎に、積算時間を設定することも可能である。この場合、例えば、サーチ対象周波数Ｆｓｉｇとサーチ基準周波数ＦＳＢと周波数差分値が大きくなるほど、積算時間を短くなるように設定すればよい。
　以上のような処理は、次に示す構成のＧＰＳ信号受信装置で実現できる。図１７は、本発明の実施形態に係るＧＰＳ信号受信装置１の構成を示すブロック図である。
　ＧＰＳ信号受信装置１は、ＧＰＳ受信アンテナ１０、ＲＦ処理部２０、ベースバンド処理部３０、および測位演算部４０を備える。
　ＧＰＳ受信アンテナ１０は、各ＧＰＳ衛星から放送（送信）されるＧＰＳ信号を受信し、ＲＦ処理部２０へ出力する。ＲＦ処理部２０は、受信したＧＰＳ信号をダウンコンバートして、中間周波数信号（ＩＦ信号）生成し、ベースバンド処理部３０へ出力する。
　ベースバンド処理部３０は、本発明の「相関値取得部」および「判定部」を備える「信号サーチ装置」に対応する。また、ベースバンド処理部３０は、本発明の「捕捉追尾部」にも対応する。なお、ベースバンド処理部３０は、「判定部」に相当するハードウェアと、「相関値取得部」および「捕捉追尾部」に相当するハードウェアとを個別に実現してもよく、一体のハードウェアで実現してもよい。ベースバンド処理部３０は、ＩＦ信号にキャリア周波数信号を乗算することでベースバンド信号を生成し、当該ベースバンド信号によるＧＰＳ信号の捕捉処理、および追尾処理を行う。この際、捕捉処理に、上述の信号サーチ方法を用いる。これにより、クロスコリレーションの誤捕捉を抑制し、目的とするＧＰＳ信号を確実に捕捉できる。
　このような捕捉されたＧＰＳ信号に対する捕捉処理は、追尾処理に移行する。この追尾に得られるコード相関結果やキャリア相関結果、さらにはコード相関結果から得られる擬似距離は、測位演算部４０へ出力される。
　測位演算部４０は、コード相関結果に基づいて航法メッセージを復調するとともに、コード相関結果、キャリア位相結果、擬似距離から、ＧＰＳ信号受信装置１の測位を行う。
　このような構成を用い、上述の信号サーチ方法を用いることで、誤捕捉が抑制され且つ高速な捕捉を行えるので、ＧＰＳ信号の追尾精度が向上し、結果的に測位結果の精度を向上させることもできる。
　なお、上述の信号サーチ方法を実行するベースバンド処理部３０は、各処理を実行するハードウェア群で実現してもよく、上述の信号サーチ方法の各処理をプログラム化した状態で記憶媒体に記憶しておき、コンピュータで当該プログラムを読み出して実行する態様によって実現してもよい。
　また、このようなＧＰＳ信号受信装置１やＧＰＳ信号受信機能は、図１８に示すような情報機器端末１００に利用される。図１８は、本実施形態のＧＰＳ信号受信装置１を備えた情報機器端末１００の主要構成を示すブロック図である。
　図１８に示すような情報機器端末１００は、例えば携帯電話機、カーナビゲーション装置、ＰＮＤ、カメラ、時計等であり、アンテナ１０、ＲＦ処理部２０、ベースバンド処理部３０、測位演算部４０、アプリケーション処理部１３０を備える。アンテナ１０、ＲＦ処理部２０、ベースバンド処理部３０、測位演算部４０は、上述の構成のものであり、これらにより上述のようにＧＰＳ信号受信装置１が構成されている。
　アプリケーション処理部１３０は、ＧＰＳ信号受信装置１から出力された測位結果に基づいて、自装置位置や自装置速度を表示したり、ナビゲーション等に利用するための処理を実行する。
　このような構成において、上述のように高精度な測位結果を得られることで、高精度な位置表示やナビゲーション等を実現することができる。
１：ＧＰＳ信号受信装置、１０：ＧＰＳ受信アンテナ、２０：ＲＦ処理部、３０：ベースバンド処理部、４０：測位演算部、１００：情報機器端末、１３０：アプリケーション処理部

Claims (17)

  1. 　目的信号を捕捉するための信号サーチ方法であって、
    　前記目的信号を変調した拡散コードのコード周期から決定される周波数間隔に設定された複数の周波数を１つのグループとして、受信信号と前記複数の周波数で生成された前記目的信号のレプリカ信号との相関処理を行って相関値を取得する相関値取得工程と、
    　該グループ内の複数の相関値から前記目的信号を捕捉できたかどうかの判定を行う判定工程と、を有する信号サーチ方法。
  2. 　請求項１に記載の信号サーチ方法であって、
    　前記目的信号は、ＧＰＳ信号のＬ１波であり、
    　前記周波数間隔は、１０００Ｈｚ間隔である、信号サーチ方法。
  3. 　請求項１または請求項２に記載の信号サーチ方法であって、
    　前記判定工程は、
    　前記グループ内の周波数毎の最大相関値を検出し、当該最大相関値をその周波数のピーク相関値に設定し、前記各周波数のピーク相関値の大小関係に基づいて、前記目的信号を捕捉できたかどうかを判定する、信号サーチ方法。
  4. 　請求項３に記載の信号サーチ方法であって、
    　前記判定工程は、
    　前記各周波数のピーク相関値の最大値となる最大ピーク値を検出する工程と、
    　前記最大ピーク値を除く前記各周波数のピーク相関値から最大ノイズ値を決定する工程と、
    　前記最大ピーク値と前記最大ノイズ値との比を算出する工程と、を有し、
    　前記比に基づいて前記目的信号を捕捉できたかどうかを判定する、信号サーチ方法。
  5. 　請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の信号サーチ方法であって、
    　前記判定工程によって前記目的信号を捕捉できていないと判定された時、前記複数の周波数を、前記周波数間隔よりも短い一定の周波数幅で周波数シフトさせる、信号サーチ方法。
  6. 　請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の信号サーチ方法であって、
    　前記相関値取得工程は、
    　追尾中の信号の周波数と前記周波数間隔とからサーチ基準の周波数を設定するサーチ基準周波数設定工程と、
    　前記サーチ基準周波数とサーチ対象の周波数との周波数差に応じて、該サーチ対象の周波数での積算時間を設定する積算時間決定工程と、
    　設定された積算時間で前記相関値を積算することによって積算相関値を算出する相関値算出工程と、
    　を有する信号サーチ方法。
  7. 　請求項６に記載の信号サーチ方法であって、
    　前記積算時間決定工程は、
    　前記サーチ基準周波数とサーチ対象の周波数との周波数差に応じて、前記サーチ対象の周波数が選択的に該当し得る複数の周波数区間を決定する周波数区間決定工程と、
    　前記サーチ対象の周波数が前記複数の周波数区間のいずれに属するかを判定する区分判定工程と、
    　前記周波数区間毎に積算時間を設定する決定工程と、
    　を有する信号サーチ方法。
  8. 　目的信号を捕捉する処理をコンピュータに実行させるための信号サーチプログラムであって、
    　前記目的信号を変調した拡散コードのコード周期から決定される周波数間隔に設定された複数の周波数を１つのグループとして、該複数の周波数で前記目的信号のレプリカ信号と受信信号との相関処理を行うことで相関値を取得させる相関値取得処理と、
    　該グループ内の複数の相関値から前記目的信号を捕捉できたかどうかを判定させる判定処理と、を有する信号サーチプログラム。
  9. 　請求項８に記載の信号サーチプログラムであって、
    　前記目的信号は、ＧＰＳ信号のＬ１波であり、
    　前記周波数間隔は、１０００Ｈｚ間隔である、信号サーチプログラム。
  10. 　請求項８または請求項９に記載の信号サーチプログラムであって、
    　前記判定処理では、
    　前記グループ内の周波数毎の最大相関値を検出させ、当該最大相関値をその周波数のピーク相関値に設定させ、前記各周波数のピーク相関値の大小関係に基づいて、前記目的信号を捕捉できたかどうかを判定させる、信号サーチプログラム。
  11. 　請求項８乃至請求項１０のいずれかに記載の信号サーチ方法であって、
    　前記相関値取得処理には、
    　追尾中の信号の周波数と前記周波数間隔とからサーチ基準の周波数を設定させるサーチ基準周波数設定処理と、
    　前記サーチ基準周波数とサーチ対象の周波数との周波数差に応じて、該サーチ対象の周波数での積算時間を設定させる積算時間決定処理と、
    　設定された積算時間で前記相関値を積算することによって積算相関値を算出させる相関値算出処理と、
    　を有し、
    　前記判定処理では、前記積層相関値を、前記目的信号を捕捉できたかどうかを判定する相関値として用いる、
    　信号サーチプログラム。
  12. 　目的信号を捕捉する信号サーチ装置であって、
    　前記目的信号を変調した拡散コードのコード周期から決定される周波数間隔に設定された複数の周波数を１つのグループとして、該複数の周波数で前記目的信号のレプリカ信号と受信信号との相関処理を行って相関値を取得する相関値取得部と、
    　該グループ内の複数の相関値から前記目的信号を捕捉できたかどうかを判定する判定部と、を備える信号サーチ装置。
  13. 　請求項１２に記載の信号サーチ装置であって、
    　前記目的信号は、ＧＰＳ信号のＬ１波であり、
    　前記周波数間隔は、１０００Ｈｚ間隔である、信号サーチ装置。
  14. 　請求項１２または請求項１３に記載の信号サーチ装置であって、
    　前記判定部は、
    　前記グループ内の周波数毎の最大相関値を検出し、当該最大相関値をその周波数のピーク相関値に設定し、前記各周波数のピーク相関値の大小関係に基づいて、前記目的信号を捕捉できたかどうかを判定する、信号サーチ装置。
  15. 　請求項１２乃至請求項１４のいずれかに記載の信号サーチ方法であって、
    　前記相関値取得部は、
    　追尾中の信号の周波数と前記周波数間隔とからサーチ基準の周波数を設定させるサーチ基準周波数設定部と、
    　前記サーチ基準周波数とサーチ対象の周波数との周波数差に応じて、該サーチ対象の周波数での積算時間を設定させる積算時間決定部と、
    　設定された積算時間で前記相関値を積算することによって積算相関値を算出させる相関値算出部と、を備え、
    　前記判定部は、前記積層相関値を、前記目的信号を捕捉できたかどうかを判定する相関値として用いる、
    　信号サーチ装置。
  16. 　請求項１２乃至請求項１５のいずれかに記載の信号サーチ装置と、
    　前記相関値から前記目的の信号を捕捉、追尾する捕捉追尾部と、
    　追尾結果に基づいて測位を行う測位演算部と、を備えるＧＮＳＳ信号受信装置。
  17. 　請求項１６に記載のＧＮＳＳ信号受信装置と、
    　前記測位演算部の測位演算結果を用いて所定のアプリケーションを実行するアプリケーション処理部と、を備える情報機器端末。
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JP2014506083A JP5918351B2 (ja) 2012-03-22 2013-02-18 信号サーチ方法、信号サーチプログラム、信号サーチ装置、ｇｎｓｓ信号受信装置、および情報機器端末
EP13763854.0A EP2829895B1 (en) 2012-03-22 2013-02-18 Signal search method, signal search program, signal search device, global navigation satellite system (gnss) signal receiver, and information terminal

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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104155662A (zh) * 2014-08-05 2014-11-19 中国空间技术研究院 基于gnss相关峰值探测器的自适应互干扰抑制方法
CN110068841A (zh) * 2019-05-06 2019-07-30 西安开阳微电子有限公司 一种卫星信号高灵敏度快速捕获方法
US20230111314A1 (en) * 2019-06-18 2023-04-13 Shan Dong University A GNSS signal acquisition method based on FPGA step-by-step code phase refinement

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107422341B (zh) * 2016-05-23 2020-02-07 大唐半导体设计有限公司 一种实现信号捕获的方法和装置

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003098244A (ja) * 2001-09-26 2003-04-03 Japan Radio Co Ltd 偽信号相互相関検出方法、送信源選択制限方法及び衛星選択制限方法
JP2003110462A (ja) * 2001-09-28 2003-04-11 Japan Radio Co Ltd 相関値識別方法
WO2004005954A2 (en) * 2002-07-10 2004-01-15 Qualcomm, Incorporated Cross-correlation mitigation method and apparatus for use in a global positioning system receiver
US7161977B1 (en) 2003-01-28 2007-01-09 Trimble Navigation Limited Receiver having a ratio-based signal acquisition method
JP2008107353A (ja) * 2006-10-26 2008-05-08 Nemerix Sa 相互相関拒否を有するｇｎｓｓ受信機
JP2008160642A (ja) * 2006-12-26 2008-07-10 Seiko Epson Corp 相関演算制御回路及び相関演算制御方法
JP2009525006A (ja) * 2006-01-26 2009-07-02 クゥアルコム・インコーポレイテッド 位置特定受信機のための相互相関抑制技術
US7623070B2 (en) 2002-07-10 2009-11-24 Qualcomm Incorporated Cross-correlation mitigation method and apparatus for use in a global positioning system receiver
WO2011065559A1 (ja) * 2009-11-30 2011-06-03 古野電気株式会社 不要信号判別装置、不要信号判別方法、不要信号判別プログラム、ｇｎｓｓ受信装置および移動端末
JP2011174725A (ja) * 2010-02-23 2011-09-08 Seiko Epson Corp 信号捕捉方法及び信号捕捉装置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6047016A (en) * 1997-06-23 2000-04-04 Cellnet Data Systems, Inc. Processing a spread spectrum signal in a frequency adjustable system
US7110435B1 (en) * 1999-03-15 2006-09-19 Parkervision, Inc. Spread spectrum applications of universal frequency translation
US6282231B1 (en) * 1999-12-14 2001-08-28 Sirf Technology, Inc. Strong signal cancellation to enhance processing of weak spread spectrum signal
US6810072B1 (en) 2000-05-30 2004-10-26 Nokia Corporation System for acquiring spread spectrum signals
US8106822B2 (en) * 2008-02-19 2012-01-31 Honeywell International Inc. System and method for GNSS position aided signal acquisition
JP2010117148A (ja) * 2008-11-11 2010-05-27 Seiko Epson Corp 位置算出方法及び位置算出装置

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003098244A (ja) * 2001-09-26 2003-04-03 Japan Radio Co Ltd 偽信号相互相関検出方法、送信源選択制限方法及び衛星選択制限方法
JP2003110462A (ja) * 2001-09-28 2003-04-11 Japan Radio Co Ltd 相関値識別方法
WO2004005954A2 (en) * 2002-07-10 2004-01-15 Qualcomm, Incorporated Cross-correlation mitigation method and apparatus for use in a global positioning system receiver
US7623070B2 (en) 2002-07-10 2009-11-24 Qualcomm Incorporated Cross-correlation mitigation method and apparatus for use in a global positioning system receiver
US7161977B1 (en) 2003-01-28 2007-01-09 Trimble Navigation Limited Receiver having a ratio-based signal acquisition method
JP2009525006A (ja) * 2006-01-26 2009-07-02 クゥアルコム・インコーポレイテッド 位置特定受信機のための相互相関抑制技術
JP2008107353A (ja) * 2006-10-26 2008-05-08 Nemerix Sa 相互相関拒否を有するｇｎｓｓ受信機
JP2008160642A (ja) * 2006-12-26 2008-07-10 Seiko Epson Corp 相関演算制御回路及び相関演算制御方法
WO2011065559A1 (ja) * 2009-11-30 2011-06-03 古野電気株式会社 不要信号判別装置、不要信号判別方法、不要信号判別プログラム、ｇｎｓｓ受信装置および移動端末
JP2011174725A (ja) * 2010-02-23 2011-09-08 Seiko Epson Corp 信号捕捉方法及び信号捕捉装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104155662A (zh) * 2014-08-05 2014-11-19 中国空间技术研究院 基于gnss相关峰值探测器的自适应互干扰抑制方法
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