WO2013111784A1 - 無線装置、及びトレーニング信号送信方法 - Google Patents

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理一 工藤
淺井　裕介
友規 村上
浩一 石原
匡人 溝口
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日本電信電話株式会社
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    • H04W88/00—Devices specially adapted for wireless communication networks, e.g. terminals, base stations or access point devices
    • H04W88/08—Access point devices

Definitions

  • the present invention relates to a radio apparatus and a training signal transmission method for estimating channel information between a plurality of transmission ports and a receiving antenna of a communication partner in communication using an orthogonal frequency division multiplexing system.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • Ethernet registered trademark
  • FTTH Fiber to the home
  • MU-MIMO communication has the potential to increase the throughput in the physical layer to several times the number of transmission antennas.
  • channel information for terminals is required in the transmission apparatus.
  • FIG. 10 is a sequence diagram for explaining channel information acquisition operation of OFDM communication according to the prior art.
  • FIG. 10 shows an example in which the base station AP (Access point) acquires channel information for K terminals STA-1 to STA-K (STA: Station). K is an integer of 1 or more.
  • reference numeral 1 is an announcement signal (NDPA: Null Data Packet Announce) indicating that a channel estimation signal is transmitted
  • reference numeral 2 is an estimation pilot signal (NDP: Null Data ⁇ Packet)
  • reference numeral 3- 1 to 3-K is a channel information feedback signal (CSIFB: Channel State Information Feed Back)
  • symbols 4-2 to 4-K are polling signals (Polling) instructing transmission of a response signal from a specific communication partner. Represents.
  • the breakdown of the pilot signal 2 is shown in the upper part of FIG.
  • the pilot signal 2 includes a first pilot symbol 2-1-1, a last pilot symbol 2-1-2, and N VHT-LTFs that enable channel estimation corresponding to N transmit antennas.
  • VHT-LTFs 2-2-1 to 2-2-N In order to acquire channel information for eight transmission antennas, it is necessary to transmit the VHT-LTFs 2-2-1 to 2-2-N for 8 OFDM symbols.
  • the signal S k of the k th frequency channel of VHT-LTF2-2-1 ⁇ 2-2-N is described, for example, in Non-Patent Document 2 Equation (19-11), (19-12) , (19-23), (19-24).
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a base station (AP) 10 that acquires channel information of a radio section of an OFDM signal according to the prior art.
  • Reference numeral 10-2 is a long training frame generation circuit
  • reference numeral 10-3 is a radio signal transmission / reception circuit
  • reference numerals 10-4-1 to 10-4-N are transmission / reception antennas
  • reference numeral 10-5 is a reception signal demodulation circuit.
  • Reference numeral 10-6 denotes a feedback information extraction circuit
  • reference numeral 10-7 denotes a channel information acquisition circuit.
  • the base station (AP) 10 determines a terminal (STA) from which channel information is to be acquired, the announcement signal (NDPA) 1 and pilot signal (NDP) 2 in FIG. 10 are generated in the long training frame generation circuit 10-2,
  • the radio signal transmission / reception circuit 10-3 performs conversion to an analog signal, conversion to a carrier frequency, amplification, and the like, and transmits the signals via the transmission / reception antennas 10-4-1 to 10-4-N.
  • base station (AP) 10 transmits / receives antenna 10-4-1.
  • the signal is received by the radio signal transmitting / receiving circuit 10-3 via at least one of ⁇ 10-4-N, and the digital signal is output to the received signal demodulating circuit 10-5.
  • the reception signal demodulation circuit 10-5 synchronizes with the received signal and obtains information acquired from any of the terminals STA-1 to STA-K by using channel information or the like.
  • the feedback information extraction circuit 10-6 extracts the feedback portion of the channel information by the feedback signal CSIFB of the channel information from the obtained demodulated bits, and acquires the channel information in each frequency channel by the channel information acquisition circuit 10-7. .
  • the channel information fed back here may be propagation channel information with respect to the time axis, may be channel information in each frequency channel of OFDM, or information similar to channel information, for example, the channel information is based on the Gram Schmidt orthogonalization method.
  • a basis vector obtained by application, a right singular matrix of a channel information matrix, or the like can be used.
  • the feedback of the channel information may be compressed by expressing the V matrix by angles ⁇ and ⁇ , or may be obtained by acquiring a part of OFDM frequency channel information (for example, non-patent document). 3).
  • the channel information acquisition circuit 10-7 estimates and stores the original channel information by decompressing or interpolating the feedback information.
  • IEEE "Proposed specification framework for TGac,” doc.:IEEE802.11-09/0992r21, Jan. 2011. IEEE, “IEEE P802.11 REVmb / D8.0,” “pp. 1597, 1606, March 2011. IEEE, "IEEE P802.11n / D11.0,” pp. 55-57, June 2009.
  • a base station with a large number of transmission antennas requires a lot of channel information for each terminal that is a communication partner.
  • the number of antennas N of the base station (AP) 10 is large, it is necessary to set the number of OFDM symbols (for example, VHT-LTF) for channel estimation to N or more, and the overhead increases.
  • the bit amount of the feedback signal by the feedback signal CSIFB of the channel information increases.
  • the length of the feedback information packet CSIFB from the terminal becomes long and this also becomes overhead. That is, in the conventional MIMO transmission, training signals corresponding to the number of transmission ports (transmission antennas, transmission beams) are necessary to accurately acquire channel information, so that the number of training signals increases as the number of antennas increases. However, there is a problem that the transmission efficiency deteriorates.
  • the present invention has been made in consideration of such circumstances, and its purpose is to reduce the number of OFDM symbols for channel estimation, to reduce overhead due to pilot signals and feedback signals, and to improve throughput. It is an object of the present invention to provide a radio apparatus and a training signal transmission method.
  • the present invention provides a wireless device for estimating channel information between a plurality of transmission ports and a receiving antenna of a communication partner in communication using an orthogonal frequency division multiplexing method, and a plurality of transmission ports
  • a repetition factor setting unit for setting a repetition factor indicating how many transmission ports share a plurality of frequency channels of a training signal for estimating channel information, and a repetition factor set by the repetition factor setting unit
  • a frequency channel is allocated to each transmission port so as to satisfy
  • a training signal generation unit that generates L training signals (L is a positive integer) based on the allocated frequency channel and a training signal generation unit
  • a radio transmission unit that outputs the training signal thus transmitted to a transmission antenna, and each of the transmissions
  • a channel information acquisition unit that acquires channel information estimated from the training signal transmitted from the transmission antenna for the frequency channel allocated to a communication port, and the plurality of frequencies from the acquired channel information.
  • a channel information interpolation unit that interpolates channel information of remaining frequency channels other than the frequency
  • the repetition coefficient setting unit sets repetition coefficients ⁇ 1 to ⁇ M for each of M transmission ports (M is a positive integer), and the reciprocal of the repetition coefficients ⁇ 1 to ⁇ M.
  • the repetition coefficients ⁇ 1 to ⁇ M may be set so that the sum of the two becomes an integer L.
  • the training signal generation unit assigns frequency channels so as to satisfy the repetition factor for each transmission port, and L ⁇ L of signals corresponding to the same frequency channel of the L training signals. Multiplying the transformation matrix, assigning the obtained L signals to the L training signals, and causing the wireless transmission unit to output the training signal generated by the training signal generation unit to the transmission antenna. May be.
  • the repetition coefficient setting unit sets, for each transmission port, a vector corresponding to a signal space estimated using a set matrix of channel matrices for the receiving antenna of the communication partner estimated in the past as a transmission weight.
  • the repetition coefficient set for the transmission port may be set to be smaller than the repetition coefficient corresponding to the null space that is orthogonal to the vector corresponding to the signal space.
  • the present invention also relates to a training signal transmission method for a radio apparatus for estimating channel information between a plurality of transmission ports and a receiving antenna of a communication partner in communication using an orthogonal frequency division multiplexing method, A repetition coefficient setting step for setting a repetition coefficient indicating how many transmission ports share a plurality of frequency channels of a training signal for estimating channel information, and a repetition coefficient set by the repetition coefficient setting step
  • a frequency channel is allocated to each transmission port, and a training signal generation step for generating L training signals (L is a positive integer) based on the allocated frequency channel and a training signal generation step Output the training signal to the transmitting antenna
  • a radio transmission step a channel information acquisition step for acquiring channel information estimated from the training signal transmitted from the transmission antenna for the frequency channel assigned to each transmission port, and the channel information acquisition.
  • the number of OFDM symbols for channel estimation can be set to be smaller than the number of antennas or transmission beams for which channel information is to be estimated, reducing the overhead for channel estimation and reducing the throughput. The effect that it can be improved is obtained.
  • 2nd Embodiment of this invention it is a conceptual diagram which shows the structure of the long training frame for channel estimation (the 2).
  • 1st Embodiment of this invention and 2nd Embodiment it is a conceptual diagram which shows the correspondence of the range of correlation value (rho), and the constant value (alpha).
  • 5 is a flowchart for explaining an operation of acquiring channel information between a transmission antenna and a communication partner in the first and second embodiments of the present invention.
  • 5 is a flowchart for explaining an operation of acquiring channel information between a transmission beam and a communication partner in the first and second embodiments of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a base station (AP: radio apparatus) 10 that acquires channel information of a radio section of an OFDM signal according to the first embodiment. Parts corresponding to those in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • a repetition factor setting circuit 10-8 determines a repetition factor for each transmission antenna or transmission port that is a transmission beam, and the number L of long training frames (LTFs) that are OFDM symbols used for channel estimation, The transmission port correspondence to each LTF and the frequency channel assignment are determined.
  • LTFs long training frames
  • the repetition factor is ⁇ described later.
  • the frequency channel corresponds to a subcarrier in OFDM transmission.
  • NDP In the pilot signal NDP shown in FIG. 10, all frequency channels are assigned to the respective transmission antennas, and N pieces of VHT-LTFs 2-2-1 to 2-2 are used to acquire channel information for all the transmission antennas. N was required. That is, in the prior art, since one transmission port occupied all subcarriers of one LTF, when there are N transmission ports, channel information was estimated using N LTFs. .
  • not all frequency channels are allocated to each transmission port, but the channels to be estimated are limited to one in two or one in three.
  • the number of frequency channels into which the signal for channel estimation of the transmission port is to be inserted is represented by a repetition factor ⁇ , and is determined as ⁇ 1 to ⁇ M for M transmission ports to be estimated.
  • ⁇ M the number of frequency channels into which the signal for channel estimation of the transmission port is to be inserted.
  • channel information of subcarriers to be omitted by sharing one training signal with other transmission ports.
  • the channel information of subcarriers to be omitted can be interpolated by a method using an average of channel information estimated by subcarriers.
  • FIG. 2A and 2B are conceptual diagrams showing the configuration of the pilot signal NDP and the configuration of the channel estimation LTF in the first embodiment.
  • the number of frequency channels for transmitting data or control signals is 16 for simplicity.
  • the number of frequency channels is 48, 52, 108, 234, 468.
  • the configuration of the channel estimation LTF can be determined for other frequency channels.
  • FIG. 2A and FIG. 2B when the base station (AP) 10 having the number of transmission antennas “8” transmits a pilot signal NDP for channel estimation at each terminal, the pilot for channel estimation included therein Symbols 20-1-1 and 20-1-2, and a long training frame P-LTF (Proposed LTF) 20-2-1 to 20-2-L are shown.
  • the long training frame generation circuit 10-2 assigns a transmission port to the LTF so as to satisfy the determined repetition factor.
  • the number L of LTFs can be expressed by the following equation (1).
  • the lower missing square brackets indicate the ceiling function
  • a between the lower missing square brackets is an integer obtained by rounding up the decimal part of A.
  • L is a positive integer.
  • Txi represents the i-th transmission port and indicates the i-th transmission antenna or the i-th transmission beam. Since the allocation coefficient of each transmission port is 2, channel information corresponding to 2L transmission ports can be obtained from L P-LTFs. Since the channel information of one frequency channel is estimated, the information of the frequency channel that has not been estimated can be interpolated using the channel information obtained in the frequency channel of the near frequency. Since channel information in each frequency channel has high correlation with channel information of adjacent frequency channels, interpolation, extrapolation, or the like can be used using this correlation. As a larger value is set as ⁇ , the number of P-LTFs to be transmitted can be reduced and the feedback amount of channel information can be reduced.
  • FIG. 3 is a conceptual diagram showing the configuration of a channel estimation long training frame (an example in which an independent value is set for each transmission port as ⁇ ) in the first embodiment.
  • the number of P-LTFs is 4.
  • the sum of the reciprocal of repetitive coefficients is a positive integer, all frequency channels are used as channel estimation signals.
  • FIG. 3 shows an example in which the value of ⁇ is different for each transmission port.
  • transmission port # 1, # 2 shares one P-LTF 20-2-1
  • transmission port # 3, # 4 shares one P-LTF 20-2-2
  • transmission port # 5, # 2 6 and # 7 share one P-LTF 20-2-3
  • transmission ports # 8, # 9, # 10 and # 11 share one P-LTF 20-2-4.
  • the effect of reducing the number of LTFs conventionally required to 11 to 4 can be obtained.
  • ⁇ j is reduced, more accurate channel information can be acquired.
  • set small beta j conversely, can be or is set smaller beta j as transmit port signal power level is small.
  • the configuration of the base station (AP: wireless device) 10 is the same as that in FIG.
  • a mode in which a transformation matrix D is used to transmit from a plurality of transmission antennas or transmission beams to a P-LTF at a certain frequency channel and a certain timing will be described.
  • the repetition coefficient setting circuit 10-8 sets a repetition coefficient for each transmission port, and after assigning the transmission port to the frequency channel in the long training frame generation circuit 10-2, for the obtained L P-LTFs
  • the transmission signal of the transmission port assigned in this way can be converted by the conversion matrix D, and a transmission port can be newly assigned to L P-LTFs.
  • a long training frame to be allocated first as in the first embodiment is defined as VP-LTF (provisional P-LTF: Virtual P-LTF), and is transmitted after conversion using the conversion matrix D.
  • provisional P-LTF Virtual P-LTF
  • D conversion matrix
  • the transmission port numbers assigned to the kth frequency channel are t k, 1 , t k, 2 ,..., t k, L, and the signals in the kth frequency channel transmitted from the transmission ports tk , g. Is S k (t k, g ), the transmission signal X k, j of the j -th P-LTF is expressed by the following equation (4).
  • Non-Patent Document 2 the signal of the frequency channel corresponding to Equations (19-11), (19-12), (19-23), and (19-24) of Non-Patent Document 2 is used as S k (t k, g ). be able to.
  • the 1st to Lth transmission signals X k, 1 to X k, L are expressed by the following equation (5).
  • I is a diagonal matrix of off-diagonal terms 0 and diagonal terms 1.
  • FIG. 4 is a conceptual diagram showing the configuration of a long training frame for channel estimation (part 1) in the second embodiment.
  • FIG. 4 shows an example in which the number M of transmission antennas for channel estimation is 8, ⁇ 1 to ⁇ 8 are 2, and the number L of P-LTFs is 4. That is, ⁇ 1 to ⁇ 8 are determined for transmission ports # 1 to # 8, transmission ports are assigned to VP-LTFs 21-2-1 to 21-2-4, and then P-LTF20- An example of generating 2-1 to 20-2-4 is shown.
  • one frequency channel is assigned to ⁇ i for the i-th transmission port. This assignment can be regarded as an assignment to L VP-LTFs 21-2-1 to 21-2-L.
  • D the following equation (6) can be used.
  • the transmission signals in the 1st to Lth P-LTFs 20-2-1 to 20-2-L in the first frequency channel ch1 are respectively S 1 (1) + S 1 (3) + S 1 (5) + S 1 (7), S 1 (1) -S 1 (3) + S 1 (5) -S 1 (7), S 1 (1) + S 1 (3) -S 1 (5) -S 1 (7 ), S 1 (1) ⁇ S 1 (3) ⁇ S 1 (5) + S 1 (7).
  • an OFDM symbol is generated by Fourier transform and a guard interval is given, whereby a P-LTF signal can be generated. Even if the signals are mixed and generated in this way, the channel information of the original transmission port can be obtained by performing conversion using the same Hadamard matrix in the communication partner.
  • FIG. 5 is a conceptual diagram showing the configuration of the long training frame for channel estimation (part 2) in the second embodiment.
  • ⁇ 1 to ⁇ 11 are determined for transmission ports # 1 to # 11 in the same manner as in FIG. 3, and transmission ports are assigned to VP-LTFs 21-2-1 to 21-2-4.
  • P-LTFs 20-2-1 to 20-2-4 are generated using
  • a P-LTF can be generated for an arbitrary ⁇ .
  • transmission signals in the 1st to Lth P-LTFs in the fifth frequency channel ch5 are S 1 (1) + S 1 (3) + S 1 (5), respectively. + S 1 (8), S 1 (1) -S 1 (3) + S 1 (5) -S 1 (8), S 1 (1) + S 1 (3) -S 1 (5) -S 1 (8 ), S 1 (1) ⁇ S 1 (3) ⁇ S 1 (5) + S 1 (8).
  • an OFDM symbol is generated by Fourier transform and a guard interval is given, whereby a P-LTF signal can be generated.
  • the channel information correlation value ⁇ and the channel power value P in the channel information acquired in the past can be used.
  • the correlation value ⁇ can be represented by the following equation (7), for example. it can. E ( ⁇ ) is a function representing an expected value, and
  • FIG. 6 is a conceptual diagram showing a correspondence relationship between the range of the correlation value ⁇ and the constant value ⁇ in the first embodiment and the second embodiment described above. As shown in FIG. 6, a constant value ⁇ can be selected according to the range of ⁇ . Similarly, ⁇ can be determined using the channel power value and past communication quality as an index.
  • control using ⁇ j can be performed as information collection for transmission antenna selection or transmission beam selection.
  • communication is performed using a number smaller than the number N of transmission antennas, J transmission antennas, or transmission beams, the number of transmission antennas to be newly used, or remaining transmission antennas when increasing the number of transmission antennas, Alternatively, Q transmission ports can be selected as transmission ports for newly performing channel estimation from the transmission beams.
  • N 16
  • channel information for the remaining 8 transmit ports can be obtained collectively channel information for the remaining 8 transmit ports. Also, channel information for the remaining many antennas can be acquired simply by adding a small number ( ⁇ ) of long training frames.
  • a transmission weight can be calculated and stored for each frequency channel from channel information estimated in the past.
  • K communication partner respectively N r, 1 ⁇ N r
  • the maximum number of multiplexed users is assumed to be B 1 ⁇ B K used for these communication partners.
  • Min (A, B) is a function indicating the smaller number of A and B.
  • the channel information between the i-th communication partner in the k-th frequency channel can be expressed as N r, i ⁇ N channel matrix H k, i as shown in the following equation (8).
  • H k, i, xy represents channel coefficients between the y th transmission port and the x th reception antenna.
  • channel information between the reception antenna and the transmission port is used, but channel information for a reception beam formed by the communication partner using the kth frequency channel may be used.
  • channel information for the i-th communication partner of the k-th frequency channel acquired by the wireless device in the past channel estimation sequence is expressed by the following equation (9).
  • H k, i G k, i .
  • N r, 1 + N r, 2 +... + N r, K the transmission weight can be calculated from the estimated channel matrix G k, i , for example.
  • An aggregate channel matrix for a terminal that is a communication partner is defined as the following equation (10).
  • G k need not be perfect.
  • Transmission weight to the transmission port may be used basis vectors obtained by using orthogonalization Gram Schmidt against column vector of the complex conjugate transposed matrix of G k.
  • N r, 1 + N r, 2 + ... + N r, K the column vector of the unitary matrix E k obtained as the following equation (11) is obtained. The same applies to the transmission weight.
  • R k is an upper triangular matrix
  • E k is an N ⁇ (N r, 1 + N r, 2 +... + N r, K ) matrix.
  • V k (1) corresponding to the singular value obtained by singular value decomposition can be used as the transmission weight for the transmission port.
  • V k is a left singular vector
  • ⁇ k is a singular value matrix that is a diagonal matrix with singular values as diagonal elements
  • V k (0) is a right singular vector corresponding to the zero matrix.
  • V k (1) is an N ⁇ (N r, 1 + N r, 2 +... + N r, K ) matrix.
  • the (N r, 1 + N r, 2 +... + N r, K ) N ⁇ 1 vectors obtained in this way are used as transmission weights W k, 0 to multiply the output signal to each transmission port. By doing so, a transmission beam is formed, and channel information can be estimated.
  • the set matrix H k can be estimated perfectly. That is, if each column vector of W k, 0 is a vector of absolute value 1, the following equation (13) is obtained, and there is no loss of signal power due to the use of W k, 0 .
  • ⁇ k represents the signal power when the transmission weights W k, N are used.
  • transmission weights W k, 0 for channel estimation that are optimal for the wireless device are used, a deviation from the actual propagation environment occurs, and in order to estimate channel information for all transmission ports, the same number N as the number of transmission antennas.
  • One transmission beam must be prepared.
  • the transmission weight W k conditions orthogonal to the transmission weight W k, 0, because the power value of the channel information obtained by N is significantly less than the power value obtained by the transmission weight W k, 0, the transmission weight W
  • the repetition coefficient ⁇ can be set large for the transmission beams corresponding to k and N.
  • Equation (10) a 30 ⁇ 6 matrix E k is obtained in each frequency channel, and six transmission beams are obtained. If transmission beams whose transmission weights are all orthogonal to each other are prepared, transmission beams for the remaining 24 null spaces can be generated.
  • the repetition coefficient for the transmission beam corresponding to the signal space obtained by Expression (11) or Expression (12) is set small, and the repetition coefficient for other transmission beams is set larger than these.
  • the repetition factor for the transmission beam corresponding to the signal space may be determined based on the correlation between the frequency channels, the power of the channel with the communication partner, and the past communication quality. By setting ⁇ to 1, the highest estimation accuracy can be obtained.
  • the minimum number of transmission ports present on the same training frame is defined as F 0 (F 0 ⁇ 2)
  • the repetition factor ⁇ is set to the transmit beam for the null space can be set to F / F 0 or less .
  • FIG. 7 is a conceptual diagram showing the configuration of the long training frame for channel estimation (part 3) in the second embodiment.
  • P-LTF 20-2 is converted from VP-LTF 21-2-1 to 21-2-4 by conversion matrix D.
  • -1 to 20-2-4 are generated.
  • channel estimation result by the transmission beam for this null signal is not used for the calculation of the transmission weight calculated for data transmission, but may be considered only for W k, 0 calculated in the next channel estimation. it can.
  • channel estimation for a null signal there is a case where the terminal that receives the signal does not receive a value sufficiently larger than noise. In this case, since the reliability of the channel estimation result is low, feedback information is not fed back from the reception side, or channel information with a low reception level may not be used as transmission weight calculation information.
  • the transmission weight for the transmission port has been described. How the transmission weight for the transmission port is expressed as the transmission weight for the transmission antenna will be described. It is considered that the channel matrix represented by Expression (8) and Expression (9) corresponds to channel information between the transmission antenna and the reception antenna. From the obtained channel matrix, the transmission weight W k used for channel estimation selected from the transmission weight W k, 0 for the signal space and the transmission weight W k, N for the null space can be calculated. Next, channel estimation is performed using ⁇ transmission beams formed by the transmission weight W k as transmission ports.
  • the transmission weight W k is an N ⁇ ⁇ matrix.
  • channel information in a frequency channel that is not actually estimated by transmission using the transmission weight is extrapolated or interpolated. Interpolated.
  • the channel information of the k-th frequency estimated by the i-th communication partner can be expressed by the following equation (17).
  • N k, i represents a noise matrix having a noise component in each diagonal term.
  • G ′ k, i is a channel matrix between each transmission beam and the i-th receiving antenna, and is an N r, i ⁇ ⁇ matrix.
  • G ′ k, i is converted into bit information and then fed back to the wireless device.
  • the aggregate channel matrix G ′ k is obtained as the following equation (18).
  • the transmission weight for the transmission beam is converted to the transmission weight for the transmission antenna. It is necessary to multiply the transmission weight of the original transmission beam by the newly calculated transmission weight. In this way, channel information corresponding to many antennas can be acquired using LTFs smaller than the number of antennas while updating transmission weights for channel estimation.
  • FIG. 8 is a flowchart for explaining an operation of acquiring channel information between the transmission antenna and the communication partner in the first and second embodiments of the present invention.
  • the repetition coefficient determination circuit 10-8 determines an antenna from which channel information is acquired (step S1), and determines repetition coefficients ⁇ 1 to ⁇ M for each antenna (step S2). .
  • the number of P-LTFs is determined so as to satisfy the repetition factors ⁇ 1 to ⁇ M of each antenna, frequency channels are allocated (step S3), and each transmission antenna is assigned.
  • a signal corresponding to the frequency channel generated in each P-LTF is generated, inverse Fourier transform is performed, a guard interval is given, and L P-LTF signals are generated (step S4).
  • a signal of a certain frequency channel can be reassigned to L P-LTFs 20-2-1 to 20-2-L by the transformation matrix D.
  • the PAPR Peak to average power ratio
  • FIG. 9 is a flowchart for explaining an operation of acquiring channel information between a transmission beam and a communication partner in the first and second embodiments of the present invention.
  • the transmission weight of the transmission beam is determined and stored using channel information obtained from past communication (step S10).
  • step S10 when there is no channel acquisition information by past communication, channel information for randomly determining a transmission weight, storing a fixed transmission weight in advance, or acquiring a signal from a communication partner It is also possible to use the transmission weight calculated from the above.
  • the repetition coefficient determination circuit 10-8 determines a transmission beam for estimating channel information (step S11), and sets repetition coefficients ⁇ 1 to ⁇ M for each transmission beam (step S11). S12).
  • the number of P-LTFs is determined so as to satisfy the repetition factors ⁇ 1 to ⁇ M of each transmission beam, and transmission ports are assigned to frequency channels (step S13).
  • a signal corresponding to the frequency channel generated in each P-LTF is generated, inverse Fourier transform is performed, a guard interval is given, and L P-LTF signals are generated (step S14).
  • a signal of a certain frequency channel can be reassigned to L P-LTFs 20-2-1 to 20-2-L by the transformation matrix D.
  • channel estimation is performed by including channel estimation signals for a plurality of antennas or transmission beams in one OFDM symbol. Can reduce the number of OFDM symbols, reduce overhead due to pilot signals and feedback signals, and improve throughput.
  • a program for realizing the functions of the processing units shown in FIG. 1 is recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on the recording medium is stored in the computer.
  • the wireless communication processing may be performed by reading the system and executing it.
  • the “computer system” includes hardware such as an OS (Operating System) and peripheral devices.
  • “Computer-readable recording medium” means a portable medium such as a flexible disk, a magneto-optical disk, a ROM (Read Only Memory), a CD (Compact Disk) -ROM, or a hard disk built in a computer system. Refers to the device.
  • the “computer-readable recording medium” means a volatile memory (RAM (Random Access) inside a computer system that becomes a server or a client when a program is transmitted via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. Memory)) as well as those that hold programs for a certain period of time.
  • RAM Random Access
  • the program may be transmitted from a computer system storing the program in a storage device or the like to another computer system via a transmission medium or by a transmission wave in the transmission medium.
  • the “transmission medium” for transmitting the program refers to a medium having a function of transmitting information, such as a network (communication network) such as the Internet or a communication line (communication line) such as a telephone line.
  • the program may be for realizing a part of the functions described above. Further, the program may be a so-called difference file (difference program) that can realize the above-described functions in combination with a program already recorded in the computer system.
  • the present invention can be used, for example, for communication by orthogonal frequency division multiplexing.
  • the number of OFDM symbols for channel estimation can be set smaller than the number of antennas or transmission beams for which channel information is to be estimated. Further, according to the present invention, it is possible to reduce overhead for channel estimation and improve throughput.

Abstract

チャネル推定のためのＯＦＤＭシンボル数を低減し、パイロット信号とフィードバック信号とによるオーバーヘッドを減らし、スループットを向上させる。無線装置は、複数の送信ポートに対し、チャネル情報を推定するためのトレーニング信号の複数の周波数チャネルを、何個の送信ポートで共有するか示す繰り返し係数を設定する繰り返し係数設定部と、設定された繰り返し係数を満たすように、前記各送信ポートに対して周波数チャネルを割り当て、割り当てた周波数チャネルに基づいてＬ個のトレーニング信号を生成するトレーニング信号生成部と、前記各送信ポートに割り当てた前記周波数チャネルについて、トレーニング信号から推定されるチャネル情報を通信相手から取得するチャネル情報取得部と、取得した前記チャネル情報から、前記各送信ポートに割り当てた前記周波数チャネル以外の残りの周波数チャネルのチャネル情報を補間するチャネル情報補間部を備える。

Description

無線装置、及びトレーニング信号送信方法
　本発明は、直交周波数分割多重方式による通信における複数の送信ポートと通信相手の受信アンテナとの間のチャネル情報を推定する無線装置、及びトレーニング信号送信方法に関する。
　本願は、２０１２年１月２７日に日本へ出願された特願２０１２－０１５９１７号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　近年、２．４ＧＨｚ帯、または５ＧＨｚ帯を用いた高速無線アクセスシステム（無線ＬＡＮ（Local Area Network））として、ＩＥＥＥ（Institute of Electrical and Electronics Engineers）８０２．１１ｇ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格などの普及が目覚しい。これらのシステムでは、マルチパスフェージング環境での特性を安定化させるための技術である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用い、最大で５４Ｍｂｐｓ（bits per second）の物理層伝送速度を実現している。
　一方で、有線ＬＡＮの世界では、Ｅｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）の１００Ｂａｓｅ－Ｔインタフェースを始め、各家庭にも光ファイバを用いたＦＴＴＨ（Fiber to the home）の普及から、１００Ｍｂｐｓの高速回線の提供が普及しており、無線ＬＡＮの世界においても更なる伝送速度の高速化が求められている。
　そのための技術として、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎにおいて、空間多重送信技術としてＭＩＭＯ（Multiple input multiple output）技術が導入された。さらに、ＩＥＥＥ８０２．１１ａｃでは、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ－ＭＩＭＯ）通信方法が検討されている（例えば非特許文献１参照）。ＭＵ－ＭＩＭＯ通信は、物理層におけるスループットを送信アンテナ数倍に高めるポテンシャルを有するが、多くの送信アンテナによる送信ダイバーシチ効果を得るため、送信装置において、端末に対するチャネル情報を必要とする。しかし、このチャネル情報を推定するための信号、及びフィードバック情報によるオーバーヘッドが大きいという問題がある。
　図１０は、従来技術によるＯＦＤＭ通信のチャネル情報取得動作を説明するためのシーケンス図である。図１０においては、Ｋ個の端末ＳＴＡ－１～ＳＴＡ－Ｋ（ＳＴＡ：Station）に対し、基地局ＡＰ（Access point）がチャネル情報を取得する例を示している。Ｋは１以上の整数である。図１０において、符号１は、チャネル推定用の信号を送信することを示すアナウンス信号（ＮＤＰＡ：Null Data Packet Announce）、符号２は、推定用のパイロット信号（ＮＤＰ：Null Data Packet）、符号３－１～３－Ｋは、チャネル情報のフィードバック信号（ＣＳＩＦＢ：Channel State Information Feed Back）、符号４－２～４－Ｋは、特定の通信相手から応答信号の送信を指示するポーリング信号（Polling）を表している。
　また、パイロット信号２について、図１０の上部に内訳を示している。パイロット信号２は、先頭のパイロット・シンボル２－１－１と、最後のパイロット・シンボル２－１－２と、Ｎ個の送信アンテナに対応するチャネル推定を可能にするＮ個のＶＨＴ－ＬＴＦ（Very High Throughput-Long Training Frame）２－２－１～２－２－Ｎとを含む。８個の送信アンテナに対するチャネル情報を取得するためには、このＶＨＴ－ＬＴＦ２－２－１～２－２－Ｎを８ＯＦＤＭシンボル分、送信する必要がある。ここで、ＶＨＴ－ＬＴＦ２－２－１～２－２－Ｎのｋ番目の周波数チャネルの信号Ｓｋは、例えば非特許文献２に記載されている数式（１９－１１）、（１９－１２）、（１９－２３）、（１９－２４）のように決定できる。
　図１１は、従来技術によるＯＦＤＭ信号の無線区間のチャネル情報を取得する基地局（ＡＰ）１０の構成を示すブロック図である。符号１０－２は、ロングトレーニングフレーム生成回路、符号１０－３は、無線信号送受信回路、符号１０－４－１～１０－４－Ｎは、送受信アンテナ、符号１０－５は、受信信号復調回路、符号１０－６は、フィードバック情報抽出回路、符号１０－７は、チャネル情報取得回路である。
　基地局（ＡＰ）１０がチャネル情報を取得したい端末（ＳＴＡ）を決定すると、図１０におけるアナウンス信号（ＮＤＰＡ）１とパイロット信号（ＮＤＰ）２とがロングトレーニングフレーム生成回路１０－２において生成され、無線信号送受信回路１０－３により、アナログ信号への変換、搬送波周波数への変換、増幅などが行われ、送受信アンテナ１０－４－１～１０－４－Ｎを介して送信される。
　チャネル情報が端末ＳＴＡ－１～ＳＴＡ－Ｋから、図１０に示すチャネル情報のフィードバック信号ＣＳＩＦＢ３－１～３－Ｋにより送信されると、基地局（ＡＰ）１０は、送受信アンテナ１０－４－１～１０－４－Ｎのうち、少なくとも一つを介して、無線信号送受信回路１０－３により信号を受信し、デジタル信号を受信信号復調回路１０－５へ出力する。受信信号復調回路１０－５は、受信した信号と同期をとり、チャネル情報を使うなどして端末ＳＴＡ－１～ＳＴＡ－Ｋのうち、いずれかから取得した情報を得る。フィードバック情報抽出回路１０－６は、得られた復調ビットから、チャネル情報のフィードバック信号ＣＳＩＦＢによるチャネル情報のフィードバック部分を抽出し、チャネル情報取得回路１０－７により、各周波数チャネルにおけるチャネル情報を取得する。
　ここでフィードバックされたチャネル情報とは、時間軸に対する伝搬チャネル情報でもよいし、ＯＦＤＭの各周波数チャネルにおけるチャネル情報でもよいし、チャネル情報に類する情報、例えば、チャネル情報にグラムシュミットの直交化法を適用することで得られる基底ベクトルや、チャネル情報行列の右特異行列などを用いることができる。
　これらチャネル情報のフィードバックは、Ｖ行列を角度φとψにより表現するなどして、圧縮されたものでも、ＯＦＤＭの周波数チャネルの一部の情報を取得したものであってもよい（例えば非特許文献３参照）。チャネル情報取得回路１０－７は、フィードバック情報が圧縮されたものであった場合に、フィードバック情報を解凍したり、補間したりすることで、元のチャネル情報を推定し、記憶する。
IEEE, "Proposed specification framework for TGac,"doc.:IEEE802.11-09/0992r21, Jan. 2011. IEEE, "IEEE P802.11REVmb/D8.0," pp. 1597, 1606, March 2011. IEEE, "IEEE P802.11n/D11.0," pp. 55-57, June 2009.
　しかしながら、送信アンテナ数が多い基地局では、通信相手となる各端末に対する多数のチャネル情報が必要となる。例えば、基地局（ＡＰ）１０のアンテナ数Ｎが多い場合、チャネル推定のためのＯＦＤＭシンボル（例えばＶＨＴ－ＬＴＦ）の数をＮ個以上に設定する必要があり、オーバーヘッドが上昇するという問題と、チャネル情報のフィードバック信号ＣＳＩＦＢによるフィードバック信号のビット量が多くなるという問題があった。これらは、ＭＡＣ（Medium Access Control）レイヤまで考慮したシステムスループットを大きく低下させる。このように、アンテナ数に対応するＯＦＤＭシンボルを送信する必要があるため、アンテナ数の増大に伴い、チャネル推定のためのオーバーヘッドが大きくなり、フィードバック情報も多くなる。このため、端末からのフィードバック情報パケットＣＳＩＦＢの長さも長くなり、これもオーバーヘッドとなるという問題がある。すなわち、従来のＭＩＭＯ伝送では、正確にチャネル情報を取得するには、送信ポート（送信アンテナ、送信ビーム）の数に応じたトレーニング信号が必要であったため、アンテナ数が増加すると、トレーニング信号も増加し、伝送効率が劣化するという問題があった。
　本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、チャネル推定のためのＯＦＤＭシンボル数を低減し、パイロット信号とフィードバック信号とによるオーバーヘッドを減らし、スループットを向上させることができる無線装置、及びトレーニング信号送信方法を提供することにある。
　上述した課題を解決するために、本発明は、直交周波数分割多重方式による通信における複数の送信ポートと通信相手の受信アンテナとの間のチャネル情報を推定する無線装置であって、複数の送信ポートに対し、チャネル情報を推定するためのトレーニング信号の複数の周波数チャネルを、何個の送信ポートで共有するか示す繰り返し係数を設定する繰り返し係数設定部と、繰り返し係数設定部によって設定された繰り返し係数を満たすように、各送信ポートに対して周波数チャネルを割り当て、割り当てた周波数チャネルに基づいてＬ個（Ｌは正の整数）のトレーニング信号を生成するトレーニング信号生成部と、トレーニング信号生成部によって生成された前記トレーニング信号を送信アンテナへ出力する無線送信部と、前記各送信ポートに割り当てた前記周波数チャネルについて、前記送信アンテナにより送信される前記トレーニング信号から推定されるチャネル情報を前記通信相手から取得するチャネル情報取得部と、取得した前記チャネル情報から、前記複数の周波数チャネルのうち、前記各送信ポートに割り当てた前記周波数チャネル以外の残りの周波数チャネルのチャネル情報を補間するチャネル情報補間部とを備える。
　また、本発明において、繰り返し係数設定部が、Ｍ個（Ｍは正の整数）の各送信ポートに対し、繰り返し係数をβ１～βＭと設定し、前記繰り返し係数β１～βＭの逆数の和が整数Ｌとなるように、前記繰り返し係数β１～βＭをそれぞれ設定するようにしてもよい。
　また、本発明において、トレーニング信号生成部が、各送信ポートに対し、繰り返し係数を満たすように周波数チャネルを割り当て、前記Ｌ個のトレーニング信号の同じ周波数チャネルに対応する信号に対し、Ｌ×Ｌの変換行列を乗算し、得られたＬ個の信号を前記Ｌ個のトレーニング信号に割り当て、前記無線送信部が、前記トレーニング信号生成部によって生成された前記トレーニング信号を前記送信アンテナへ出力するようにしてもよい。
　また、本発明において、繰り返し係数設定部が、各送信ポートに対し、過去に推定した前記通信相手の前記受信アンテナに対するチャネル行列の集合行列を用いて推定した信号空間に対応するベクトルを送信ウエイトとした送信ポートに対して設定した繰り返し係数を、前記信号空間に対応する前記ベクトルと直交条件になるヌル空間に対応する繰り返し係数より小さくなるように設定するようにしてもよい。
　また、本発明は、直交周波数分割多重方式による通信における複数の送信ポートと通信相手の受信アンテナとの間のチャネル情報を推定する無線装置のトレーニング信号送信方法であって、複数の送信ポートに対し、チャネル情報を推定するためのトレーニング信号の複数の周波数チャネルを、何個の送信ポートで共有するか示す繰り返し係数を設定する繰り返し係数設定ステップと、繰り返し係数設定ステップによって設定された繰り返し係数を満たすように、各送信ポートに対して周波数チャネルを割り当て、割り当てた周波数チャネルに基づいてＬ個（Ｌは正の整数）のトレーニング信号を生成するトレーニング信号生成ステップと、トレーニング信号生成ステップによって生成された前記トレーニング信号を送信アンテナへ出力する無線送信ステップと、前記各送信ポートに割り当てた前記周波数チャネルについて、前記送信アンテナにより送信される前記トレーニング信号から推定されるチャネル情報を前記通信相手から取得するチャネル情報取得ステップと、前記チャネル情報取得ステップによって取得した前記チャネル情報から、前記複数の周波数チャネルのうち、前記各送信ポートに割り当てた前記周波数チャネル以外の残りの周波数チャネルのチャネル情報を補間するチャネル情報補間ステップとを備える。
　この発明によれば、チャネル推定のためのＯＦＤＭシンボル数を、チャネル情報を推定したいアンテナ数、または送信ビーム数よりも小さく設定することが可能であり、チャネル推定のためのオーバーヘッドを減らし、スループットを向上させることができるという効果が得られる。
本発明の第１実施形態による、ＯＦＤＭ信号の無線区間のチャネル情報を取得する基地局（ＡＰ：無線装置）１０の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態におけるパイロット信号ＮＤＰの構成を示す概念図である。 本発明の第１実施形態におけるチャネル推定用ロングトレーニングフレームＬＴＦの構成を示す概念図である。 本発明の第１実施形態において、チャネル推定用ロングトレーニングフレーム（βとして、各送信ポートに対し、独立の値を設定した例）の構成を示す概念図である。 本発明の第２実施形態において、チャネル推定用ロングトレーニングフレーム（その１）の構成を示す概念図である。 本発明の第２実施形態において、チャネル推定用ロングトレーニングフレーム（その２）の構成を示す概念図である。 本発明の第１実施形態、及び第２実施形態において、相関値ρの範囲と一定値αとの対応関係を示す概念図である。 本発明の第２実施形態における、チャネル推定用ロングトレーニングフレーム（その３）の構成を示す概念図である。 本発明の第１、第２実施形態において、送信アンテナと通信相手間のチャネル情報を取得する動作を説明するためのフローチャートである。 本発明の第１、第２実施形態において、送信ビームと通信相手間のチャネル情報を取得する動作を説明するためのフローチャートである。 従来技術によるマルチユーザＭＩＭＯ通信の動作を示すフレームシーケンス図である。 従来技術によるマルチユーザＭＩＭＯによる送信を行う無線装置の構成を示すブロック図である。
　以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。
Ａ．第１実施形態
　まず、本発明の第１実施形態について説明する。
　図１は、本第１実施形態による、ＯＦＤＭ信号の無線区間のチャネル情報を取得する基地局（ＡＰ：無線装置）１０の構成を示すブロック図である。図１１に対応する部分については同一の符号を付けて説明を省略する。図１において、繰り返し係数設定回路１０－８は、各送信アンテナ、または送信ビームである送信ポートに対し、繰り返し係数を決定し、チャネル推定に用いるＯＦＤＭシンボルであるロングトレーニングフレーム（ＬＴＦ）数Ｌ、各ＬＴＦへの送信ポートの対応と周波数チャネルの割り当てを決定する。
　繰り返し係数は、後述するβである。β＝１のときは、１つのＬＴＦの全てのサブキャリアを１つの送信ポートが占有する。β＝２のときは、１つのＬＴＦのサブキャリアを２つの送信ポートでシェアする。β＝０．５のときは、２つのＬＴＦのサブキャリアを１つの送信ポートが占有する。また、周波数チャネルは、ＯＦＤＭ伝送でのサブキャリアに相当する。
　図１０に示すパイロット信号ＮＤＰでは、それぞれの送信アンテナに全ての周波数チャネルが割り当てられ、全ての送信アンテナに対するチャネル情報を取得するために、Ｎ個のＶＨＴ－ＬＴＦ２－２－１～２－２－Ｎが必要であった。すなわち、従来技術では、１つのＬＴＦの全てのサブキャリアを１つの送信ポートが占有していたため、Ｎ個の送信ポートがある場合には、Ｎ個のＬＴＦを用いてチャネル情報を推定していた。
　これに対して、本実施形態の方式では、各送信ポートに全ての周波数チャネルを割り当てるのではなく、２つに１つ、または３つに１つなど、推定するチャネルを限定する。このいくつに１つの周波数チャネルに当該送信ポートのチャネル推定用信号を挿入するかを、繰り返し係数βで表わし、推定を行うＭ個の送信ポートに対し、それぞれβ１～βＭとして決定する。ここで、１≦Ｍ≦Ｎである。
　すなわち、本実施形態では、各送信ポートが一つのトレーニング信号の全てのサブキャリアを使用してトレーニング信号を送信するのではなく、繰り返し係数を設定して、一つのトレーニング信号を複数の送信ポートでシェアすることを特徴としている。具体的には、従来技術が繰り返し係数β＝１であり、全てのサブキャリアにてトレーニング信号を送信していた。一方、本実施形態では、一つのトレーニング信号を複数の送信ポートでシェア（β＞１）することによって、必要となるトレーニング信号の数を減らすことができ、伝送効率が改善する。
　このように、一つのトレーニング信号を他の送信ポートとシェアすることによって、省略されるサブキャリアのチャネル情報が存在するが、隣接するサブキャリアで推定されたチャネル情報を用いる方法や隣接する複数のサブキャリアで推定されたチャネル情報の平均を用いる方法によって、省略されるサブキャリアのチャネル情報を補間することができる。
　図２Ａおよび図２Ｂは、本第１実施形態における、パイロット信号ＮＤＰの構成とチャネル推定用ＬＴＦの構成を示す概念図である。図２Ｂでは、データ、または制御信号を送信する周波数チャネル数を簡単のため、１６としている。しかし、非特許文献２の数式（１９－１１）、（１９－１２）、（１９－２３）、（１９－２４）で示されるように、周波数チャネル数が４８、５２、１０８、２３４、４６８のような他の周波数チャネル数に対しても同様にチャネル推定用ＬＴＦの構成を決定できる。図２Ｂでは、β＝２であるため、１つのＬＴＦを２つの送信ポートがシェアする。Ｎ＝８のときは、Ｌ＝４となり、ＬＴＦ数が従来の半分となる効果がある。
　図２Ａおよび図２Ｂでは、送信アンテナ数「８」の基地局（ＡＰ）１０が、各端末においてチャネル推定を行うための、パイロット信号ＮＤＰを送信する際、その中に含まれるチャネル推定用のパイロット・シンボル２０－１－１、２０－１－２、ロングトレーニングフレームＰ－ＬＴＦ（Proposed LTF）２０－２－１～２０－２－Ｌを示している。ここで、繰り返し係数設定回路１０－８は、全て（８本）の送信アンテナ１０－４－１～１０－４－８に対する周波数チャネルを推定するものとし（Ｍ＝８）、繰り返し係数をβ１＝β２＝…＝β８＝２としている。決定された繰り返し係数を満たすように、ロングトレーニングフレーム生成回路１０－２は、ＬＴＦに送信ポートを割り当てる。ＬＴＦの数Ｌは、次式（１）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　上記数式（１）において、下の欠けた角括弧は天井関数を示しており、下の欠けた角括弧により挟まれたＡは、Ａの小数点以下を切り上げて得られる整数である。数式（１）において、右辺の関数内の総和の演算結果が、正の整数Ｌであると、より効率的にチャネル情報が取得できるため、繰り返し係数設定回路１０－８において、次式（２）を満たすように、β１～βＭを設定することもできる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　上記数式（２）においても、Ｌは正の整数である。
　図２Ｂにおいて、Ｔｘｉは、ｉ番目の送信ポートを表わし、ｉ番目の送信アンテナ、またはｉ番目の送信ビームを示す。各送信ポートの割り当て係数は２であるため、Ｌ個のＰ－ＬＴＦから、２Ｌ個の送信ポートに対応するチャネル情報が得られる。２つに１つの周波数チャネルのチャネル情報を推定するため、推定されていない周波数チャネルの情報は、近い周波数の周波数チャネルで得られたチャネル情報を用いて補間することができる。各周波数チャネルにおけるチャネル情報は、隣接する周波数チャネルのチャネル情報と高い相関を持つため、この相関性を用いて内挿補間、外挿補間などを用いることができる。βとして大きい値を設定するほど、送信するＰ－ＬＴＦの数を削減し、チャネル情報のフィードバック量も減らすことが可能となる。
　図３は、本第１実施形態において、チャネル推定用ロングトレーニングフレーム（βとして、各送信ポートに対し、独立の値を設定した例）の構成を示す概念図である。図３では、β１＝β２＝β３＝β４＝β５＝２、β６＝β７＝β８＝β９＝β１０＝β１１＝４とした例である。１／β１＋１／β２＋１／β３＋１／β４＋１／β５＋１／β６＋１／β７＋１／β８＋１／β９＋１／β１０＋１／β１１＝４となっており、Ｐ－ＬＴＦの数は４となっている。また、繰り返し係数の逆数の総和が正の整数であることから、全ての周波数チャネルがチャネル推定信号として用いられている。
　図３には、βの値が送信ポート毎に異なる例を示している。順に、送信ポート＃１，＃２で１つのＰ－ＬＴＦ２０－２－１をシェアし、送信ポート＃３，＃４で１つのＰ－ＬＴＦ２０－２－２をシェアし、送信ポート＃５，＃６，＃７で１つのＰ－ＬＴＦ２０－２－３をシェアし、送信ポート＃８，＃９，＃１０，＃１１で１つのＰ－ＬＴＦ２０－２－４をシェアすることになる。この場合、従来、１１個必要だったＬＴＦを、４個に削減できる効果が得られる。
　ここで、βｊを小さくするほどより正確なチャネル情報の取得が可能となる。例えば、過去の通信において、通信相手における信号電力レベルが大きい送信ポートほど、βｊを小さく設定したり、逆に、信号電力レベルが小さい送信ポートほどβｊを小さく設定したりすることができる。
Ｂ．第２実施形態
　次に、本発明の第２実施形態について説明する。
　なお、基地局（ＡＰ：無線装置）１０の構成は、図１と同様であるので説明を省略する。本第２実施形態では、変換行列Ｄを用いることで、ある周波数チャネル、あるタイミングのＰ－ＬＴＦに複数の送信アンテナ、または送信ビームから送信する形態について説明する。繰り返し係数設定回路１０－８は、各送信ポートに繰り返し係数を設定し、ロングトレーニングフレーム生成回路１０－２において、周波数チャネルに送信ポートを割り当てた後、得られたＬ個のＰ－ＬＴＦに対して割り当てられた送信ポートの送信信号を、変換行列Ｄにより変換し、新たにＬ個のＰ－ＬＴＦに送信ポートを割り当てることもできる。
　本第２実施形態で、はじめに第１実施形態と同様に割り当てるロングトレーニングフレームを、ＶＰ－ＬＴＦ（仮Ｐ－ＬＴＦ：Ｖｉｒｔｕａｌ　Ｐ－ＬＴＦ）と定義し、変換行列Ｄを用いた変換の後、送信ポートをＰ－ＬＴＦに割り当てるものとして説明する。まず、Ｌ×Ｌの行列Ｄを次式（３）のように定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ｋ番目の周波数チャネルに割り当てられた送信ポートの番号を、ｔｋ，１，ｔｋ，２，…，ｔｋ，Ｌとし、送信ポートｔｋ，ｇから送信されるｋ番目の周波数チャネルにおける信号を、Ｓｋ（ｔｋ、ｇ）とすると、ｊ番目のＰ－ＬＴＦの送信信号Ｘｋ、ｊは、次式（４）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、Ｓｋ（ｔｋ，ｇ）として非特許文献２の数式（１９－１１）、（１９－１２）、（１９－２３）、（１９－２４）の対応する周波数チャネルの信号を用いることができる。１～Ｌ番目の送信信号Ｘｋ，１～Ｘｋ，Ｌは、次式（５）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　変換行列Ｄとしては、例えばＤＨＤ＝Ｉを満たす直交行列を用いることができる。ここで、Ｉは非対角項０、対角項１の対角行列である。
　図４は、本第２実施形態において、チャネル推定用ロングトレーニングフレーム（その１）の構成を示す概念図である。図４では、チャネル推定を行う送信アンテナ数Ｍを８、β１～β８を２とし、Ｐ－ＬＴＦの数Ｌが４となっている例である。すなわち、送信ポート＃１～＃８についてβ１～β８を決定し、ＶＰ－ＬＴＦ２１－２－１～２１－２－４に送信ポートを割り当て、その後、変換行列Ｄを用いてＰ－ＬＴＦ２０－２－１～２０－２－４を生成する例を示している。本第２実施形態では、第１実施形態と同様、ｉ番目の送信ポートに対して、βｉに１つの周波数チャネルを割り当てている。この割り当てを、Ｌ個のＶＰ－ＬＴＦ２１－２－１～２１－２－Ｌへの割り当てと捉えることができる。図４の１番目の周波数チャネルｃｈ１には、送信ポート＃１、＃３、＃５、＃７が割り当てられている（ｔ１，１＝１，ｔ１，２＝３，ｔ１，３＝５，ｔ１，４＝７）。Ｌ＝４のため、変換行列としては、４×４の行列を用いることができる。ここで、Ｄとして、アダマール行列を用いるものとすると、次式（６）を用いることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　よって、１番目の周波数チャネルｃｈ１における、１～Ｌ番目のＰ－ＬＴＦ２０－２－１～２０－２－Ｌにおける送信信号は、それぞれ、Ｓ１（１）＋Ｓ１（３）＋Ｓ１（５）＋Ｓ１（７）、Ｓ１（１）－Ｓ１（３）＋Ｓ１（５）－Ｓ１（７）、Ｓ１（１）＋Ｓ１（３）－Ｓ１（５）－Ｓ１（７）、Ｓ１（１）－Ｓ１（３）－Ｓ１（５）＋Ｓ１（７）、と表わせる信号となる。各周波数チャネルにおける送信信号を求めた後、フーリエ変換によりＯＦＤＭシンボルを生成し、ガードインターバルの付与を行うことで、Ｐ－ＬＴＦ信号を生成することができる。このように信号を混ぜて生成しても、通信相手において、同様のアダマール行列を用いて変換することで、元の送信ポートのチャネル情報をそれぞれ得ることができる。
　図５は、本第２実施形態において、チャネル推定用ロングトレーニングフレーム（その２）の構成を示す概念図である。図５では、送信ポート＃１～＃１１について図３と同様にβ１～β１１を決定し、ＶＰ－ＬＴＦ２１－２－１～２１－２－４に送信ポートを割り当て、その後、変換行列Ｄを用いてＰ－ＬＴＦ２０－２－１～２０－２－４を生成する例を示している。ここで、β１＝β２＝β３＝β４＝β５＝２、β６＝β７＝β８＝β９＝β１０＝β１１＝４であり、Ｍ＝１１、Ｌ＝４となっている。このように、変換行列Ｄを用いる場合でも、任意のβに対して、Ｐ－ＬＴＦを生成できる。例えば、５番目の周波数チャネルｃｈ５では、送信ポート＃１、＃３、＃５、＃８が割り当てられている（ｔ５，１＝１，ｔ５，２＝３，ｔ５，３＝５，ｔ５，４＝８）。
　数式（６）のアダマール行列を用いた場合、５番目の周波数チャネルｃｈ５における、１～Ｌ番目のＰ－ＬＴＦにおける送信信号は、それぞれ、Ｓ１（１）＋Ｓ１（３）＋Ｓ１（５）＋Ｓ１（８）、Ｓ１（１）－Ｓ１（３）＋Ｓ１（５）－Ｓ１（８）、Ｓ１（１）＋Ｓ１（３）－Ｓ１（５）－Ｓ１（８）、Ｓ１（１）－Ｓ１（３）－Ｓ１（５）＋Ｓ１（８）、となる。各周波数チャネルにおける送信信号を求めた後、フーリエ変換によりＯＦＤＭシンボルを生成し、ガードインターバルの付与を行うことで、Ｐ－ＬＴＦ信号を生成することができる。
　次に、上述した第１実施形態、及び第２実施形態において、βｊの決定方法について説明する。β１～βＭを一定値αとする場合には、過去に取得したチャネル情報における、チャネル情報の相関値ρ、チャネルの電力値Ｐを用いることができる。ｋ番目の周波数チャネルにおけるＭ個の送信ポートと、通信相手のある受信アンテナ間のチャネルをＭ×１のチャネルベクトルｈｋで表すと、相関値ρは、例えば次式（７）で表すことができる。Ｅ（・）は期待値を表す関数であり、｜・｜は絶対値を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　図６は、上述した第１実施形態、及び第２実施形態において、相関値ρの範囲と一定値αとの対応関係を示す概念図である。図６に示すように、ρの範囲に応じて、一定値αを選択できる。同様にチャネルの電力値や、過去の通信品質を指標にαを決定することもできる。
　あるいは、送信アンテナ選択、または送信ビーム選択のための情報収集として、βｊを用いた制御を実施することができる。送信アンテナ数Ｎより少ない数、Ｊ個の送信アンテナ、または送信ビームを用いて通信をしている場合に、新たに使用する送信ビーム、または送信アンテナを増加させる際に、残っている送信アンテナ、または送信ビームの中から、新たにチャネル推定を行う送信ポートとして、Ｑ個を選択することができる。（Ｍ＝Ｊ＋Ｑ、１≦Ｑ≦（Ｎ－Ｊ））
　ここで、新たに追加するＱ個の新規の送信ポートのチャネル情報推定に用いるＰ－ＬＴＦの数をγと予め決定しておくことで、新たに追加するＱ個の送信ポートに対する繰り返し係数を、βJ＋１＝βJ＋２＝…＝βJ＋Q＝ｃｅｉｌ（Ｑ／γ）（ｃｅｉｌ（Ｑ／γ）は、Ｑ／γの小数点以下を切り上げて得られる整数）と設定することができる。例えば、Ｎ＝１６の無線装置において、８個のアンテナを用いて通信している際に、１つのＰ－ＬＴＦにより、残りの送信ポートのチャネル情報を取得する（γ＝１）。これまで、Ｌ＝８で８個の送信ポートに対するチャネル情報を推定していた場合には、Ｌ＝９と更新し、β１＝β２＝…＝β８＝１、β９＝β１０＝…＝β１６＝８、とすることで、残り８個の送信ポートに対するチャネル情報を一括して取得できる。また、新たに少数個（γ個）のロングトレーニングフレームを追加するだけで、残りの多くのアンテナに対するチャネル情報を取得できる。
　次に、送信ビームを用いたチャネル推定における繰り返し係数の設定方法の例について説明する。送信ビームを用いる場合には、過去に推定したチャネル情報から、各周波数チャネルに対して送信ウエイトをそれぞれ計算し記憶しておくことができる。例えばＫ個の通信相手が存在し、それぞれＮｒ，１～Ｎｒ，Ｋの受信アンテナを有し、これらの通信相手に対して用いる最大空間多重数がＢ１～ＢＫであったとする。アンテナ数より多い空間多重数を用いることはできないため、１≦Ｂｉ≦Ｍｉｎ（Ｎ，Ｎｒ，ｉ）である（１≦ｉ≦Ｋ）。Ｍｉｎ（Ａ，Ｂ）は、ＡとＢで小さい方の数を示す関数である。このとき、ｋ番目の周波数チャネルにおける、ｉ番目の通信相手との間のチャネル情報を、Ｎｒ，ｉ×Ｎのチャネル行列Ｈｋ，ｉで次式（８）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　ここで、Ｈｋ，ｉ，ｘｙはｙ番目の送信ポートとｘ番目の受信アンテナの間のチャネル係数を表す。ここでは、受信アンテナと送信ポート間のチャネル情報を用いたが、通信相手がｋ番目の周波数チャネルで形成する受信ビームに対するチャネル情報でもよい。実際のチャネルと区別するため、無線装置が過去のチャネル推定シーケンスで取得したｋ番目の周波数チャネルのｉ番目の通信相手に対するチャネル情報を、次式（９）で表わす。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　チャネル推定誤差がないと仮定すると、Ｈｋ，ｉ＝Ｇｋ，ｉである。
　まず、（Ｎｒ，１＋Ｎｒ，２＋...＋Ｎｒ，Ｋ）＜Ｎの場合を考える。この場合には、送信ウエイトは、例えば、これら推定されたチャネル行列Ｇｋ，ｉから計算できる。通信相手となる端末に対する集合チャネル行列を、次式（１０）と定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ここで、Ｇｋは完璧である必要はない。例えば、Ｍ個の送信ポートに対するチャネル情報しか、これまでの通信で取得していない場合には、推定していない送信アンテナに対する係数を、ランダムに与えたり、０としたりして、数式（１０）とすることができる。送信ポートに対する送信ウエイトは、Ｇｋの複素共役転置行列の列ベクトルに対してグラムシュミットの直交化法を用いて得られる基底ベクトルを用いることができる。（Ｎｒ，１＋Ｎｒ，２＋...＋Ｎｒ，Ｋ）＜Ｎの場合には、ＧｋをＱＲ分解で表現すると、次式（１１）として得られるユニタリ行列Ｅｋの列ベクトルを送信ウエイトとしても同様である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　ここで、Ｒｋは上三角行列であり、ＥｋはＮ×（Ｎｒ，１＋Ｎｒ，２＋...＋Ｎｒ，Ｋ）行列である。または、次式（１２）として、特異値分解で得られる特異値に対応する右特異ベクトルＶｋ （１）を送信ポートに対する送信ウエイトとすることもできる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　ここで、Ｕｋは左特異ベクトルであり、Σｋは特異値を対角要素とする対角行列である特異値行列、Ｖｋ （０）は０行列に対応する右特異ベクトルである。Ｖｋ （１）はＮ×（Ｎｒ，１＋Ｎｒ，２＋...＋Ｎｒ，Ｋ）行列である。
　このように得られる（Ｎｒ，１＋Ｎｒ，２＋...＋Ｎｒ，Ｋ）個のＮ×１のベクトルを送信ウエイトＷｋ，０として用い、各送信ポートへの出力信号に対し乗算することで送信ビームを形成し、チャネル情報を推定できる。ここで、Ｗｋ，０を計算する際に用いたＧｋがＨｋと同じ（推定誤差がなく、Ｇｋ＝Ｈｋ）であるならば、このようにして得られたＷｋ，０により、集合行列Ｈｋを完璧に推定することができる。すなわち、Ｗｋ，０の各列ベクトルを絶対値１のベクトルとすると、次式（１３）となっており、Ｗｋ，０を用いることによる信号電力のロスが全くない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
 　ここで、｜｜・｜｜Ｆは、フロベニウスノルムを表す。
　仮に、Ｗｋ，０ ＨＷｋ，Ｎ＝０を満たす、送信ウエイトＷｋ，０と直交する送信ウエイトＷｋ，Ｎを、送信ウエイトとして用いるＬＴＦを新たに加えたとしても、次式（１４）となるため、チャネル推定に貢献できず、このＬＴＦを加えるメリットがない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　しかし、Ｇｋ≠Ｈｋの場合、次式（１５）、（１６）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
 　ここで、Γｋは、送信ウエイトＷｋ，Ｎを用いる場合の信号電力を表す。
　無線装置にとって最適であるチャネル推定用の送信ウエイトＷｋ，０を用いると、実際の伝搬環境とずれが生じ、チャネル情報をすべての送信ポートに対し推定するには、送信アンテナ数と同数のＮ個の送信ビームを用意しなければならなくなる。しかし、送信ウエイトＷｋ，０と直交する条件の送信ウエイトＷｋ，Ｎにより得られるチャネル情報の電力値は、送信ウエイトＷｋ，０により得られる電力値に比べ著しく小さいため、この送信ウエイトＷｋ，Ｎに対応する送信ビームに対し、繰り返し係数βを大きく設定することができる。
　例えば、３つの通信相手が存在し（Ｋ＝３）、それぞれ受信アンテナ数が２だったとする（Ｎｒ，１＝Ｎｒ，２＝Ｎｒ，３＝２）。送信アンテナ数が３０であった例を考える。この場合、数式（１０）により、３０×６の行列Ｅｋが各周波数チャネルにおいて得られ、６個の送信ビームが得られる。送信ビームとして送信ウエイトが全て互いに直交するものを用意すれば、残り２４個のヌル空間に対する送信ビームが生成可能である。
　本発明の実施形態では、数式（１１）や数式（１２）により求められた信号空間に対応する送信ビームに対する繰り返し係数を小さく設定し、それ以外の送信ビームに対する繰り返し係数をこれらより大きく設定する。信号空間に対応する送信ビームに対する繰り返し係数は、周波数チャネル間の相関や、通信相手との間のチャネルの電力、過去の通信品質に基づいて決定してもよい。βを１とすることで最も高い推定精度が得られる。
　これに対し、ヌル空間に対する送信ビームのβをこれより大きく設定する。信号空間に対する送信ビーム数をＮｓとすると、ヌル空間に対する送信ビーム数はＮ－Ｎｓとなる。β＝Ｎ－Ｎｓとすることで、残る全ての送信ビームのチャネルを１つのロングトレーニングフレームで推定することができる。ただし、周波数チャネルの数Ｆより、Ｎ－Ｎｓが大きい場合には、Ｎ－Ｎｓ個の送信ビームの中からＦ個の送信ビームを選択するか、または、複数のロングトレーニングフレームをヌル空間に対する送信ビームに用いることができる。
　また、２つ以上の周波数チャネルについて同じ送信ビームに対するチャネルの推定結果があれば、これらの推定チャネルから、外挿、または内挿により補間することで全ての周波数チャネルを推定することができる。よって、同じトレーニングフレームに存在する送信ポートの最小数をＦ０と定義し（Ｆ０≧２）、ヌル空間に対する送信ビームに設定する繰り返し係数βを、Ｆ／Ｆ０以下に設定することができる。
　図７は、本第２実施形態における、チャネル推定用ロングトレーニングフレーム（その３）の構成を示す概念図である。図７は、信号空間に対応する６つの送信ビームＴｘ１～Ｔｘ６に対し、β１＝β２＝β３＝β４＝β５＝β６＝２、と設定し、その他の１６個の送信ビームＴｘ７～Ｔｘ２２に対し、β７＝β８＝...＝β２２＝１６として、第２実施形態でＶＰ－ＬＴＦ２１－２－１～２１－２－４から変換行列ＤによりＰ－ＬＴＦ２０－２－１～２０－２－４を生成した例である。このように制御することで、送信アンテナ数が非常に多い場合においても、Ｐ－ＬＴＦの数を増大させずに、チャネルを推定することができる。
　また、本発明の実施形態によりヌル信号に対してチャネル情報を推定した場合、チャネル情報を周波数方向に補間して得る必要があるため、送信ウエイトを用いて送信した周波数チャネル以外の周波数チャネルにおけるチャネルの推定結果は精度が低い。このため、このヌル信号に対する送信ビームによるチャネル推定結果は、データ伝送のために計算する送信ウエイトの計算には用いず、次回にチャネル推定する際に計算するＷｋ，０にのみ考慮することもできる。また、ヌル信号に対するチャネル推定では、受信した端末において雑音より十分に大きな値で受信されない場合がある。この場合、チャネル推定結果の信頼性が低いため、フィードバック情報を受信側からフィードバックしないか、または受信レベルが小さいチャネル情報を送信ウエイト演算の情報として用いないこともできる。
　これまで、送信ポートに対する送信ウエイトについて説明してきたが、送信ポートに対する送信ウエイトが、送信アンテナに対する送信ウエイトとしてどのように表記されるか説明する。式（８）と式（９）で表されるチャネル行列が、送信アンテナと受信アンテナ間のチャネル情報に対応するものだったと考える。得られたチャネル行列から、信号空間に対する送信ウエイトＷｋ，０とヌル空間に対する送信ウエイトＷｋ，Ｎとから選択したチャネル推定用に用いた送信ウエイトＷｋが計算できる。次に、当該送信ウエイトＷｋにより形成される、Φ個の送信ビームを送信ポートとし、チャネル推定を行う。ここで、送信ウエイトＷｋはＮ×Φの行列である。Φ個の送信ビームからトレーニングフレームが送信され、α＞１の場合には、実際に、その送信ウエイトを用いて送信して推定していない周波数チャネルにおけるチャネル情報は、外挿、または内挿により補間されたものとする。ｉ番目の通信相手で推定されるｋ番目の周波数のチャネル情報は、次式（１７）と表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
 　ここで、Ｎｋ，ｉは対角項にそれぞれ雑音成分を持つ雑音行列を表す。
　このＧ’ｋ，ｉは、各送信ビームとｉ番目の受信アンテナとの間のチャネル行列であり、Ｎｒ，ｉ×Φ行列となっている。Ｇ’ｋ，ｉはビット情報に変換された後、無線装置にフィードバックされる。集合チャネル行列Ｇ’ｋは、次式（１８）として得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　（Ｎｒ，１＋Ｎｒ，２＋．．．＋Ｎｒ，Ｋ）×Φ行列のＧ’ｋを、数式（１１）や数式（１２）にＧｋとして代入することで、信号空間に対する基底ベクトルＥｋ、またはＶｋ （１）を信号空間に対する送信ウエイトＷ’ｋ，０として新たに得ることができる。但し、これら信号空間に対する送信ウエイトＷ’ｋ，０はΦ×（Ｎｒ，１＋Ｎｒ，２＋．．．＋Ｎｒ，Ｋ）行列となっており、Φ≦Ｎであることに注意が必要である。ここで、推定したＧ’ｋは送信ビームを送信ポートとするチャネル行列であるため、各送信アンテナに対する信号空間に対する送信ウエイトＷｋ，０ （２）は、次式（１９）として表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　これに新たにヌル空間に対応する送信ビームを加えるなどして、Ｗｋ，０ （２）を次のチャネル推定用の送信ウエイトとして用いた場合、さらにフィードバックして得られたＧ’ｋを用いて信号空間に対する送信ウエイトＷ’ｋ，０を計算し、送信アンテナに対する信号空間に対する送信ウエイトＷｋ，０ （３）は、次式（２０）で計算される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　このように、式（８）や式（９）において、送信ビームと受信ポート間のチャネル行列を用いて送信ウエイトを計算した場合は、送信ビームに対する送信ウエイトを送信アンテナに対する送信ウエイトに変換する際、元の送信ビームの送信ウエイトと、新たに計算された送信ウエイトを乗算する必要がある。このように、チャネル推定用の送信ウエイトを更新しながら、アンテナ数より少ないＬＴＦを用いて、多くのアンテナに対応するチャネル情報を取得することができる。
　図８は、本発明の第１、第２実施形態において、送信アンテナと通信相手間のチャネル情報を取得する動作を説明するためのフローチャートである。チャネル情報の取得を開始すると、繰り返し係数決定回路１０－８において、チャネル情報を取得するアンテナを決定し（ステップＳ１）、各アンテナに対して繰り返し係数β１～βＭを決定する（ステップＳ２）。次に、ロングトレーニングフレーム生成回路１０－２において、各アンテナの繰り返し係数β１～βＭを満たすように、Ｐ－ＬＴＦの数を決定し、周波数チャネルを割り当て（ステップＳ３）、各送信アンテナに対し、各Ｐ－ＬＴＦに生成された周波数チャネルと対応する信号を生成し、逆フーリエ変換を行い、ガードインターバルを付与し、Ｌ個のＰ－ＬＴＦ信号を生成する（ステップＳ４）。
　なお、上述したステップＳ４においては、変換行列Ｄにより、ある周波数チャネルの信号をＬ個のＰ－ＬＴＦ２０－２－１～２０－２－Ｌに振り分け直すこともできる。
　各アンテナで見ると、割り当てられた周波数チャネル以外の周波数チャネルは、無信号となるため、ＯＦＤＭ信号におけるＰＡＰＲ（Peak to average power ratio）が小さくなる。この特徴を利用して、ＰＡＰＲを低減した分の一部を用い、ロングトレーニングフレームの振幅を増大させることもできる。
　図９は、本発明の第１、第２実施形態において、送信ビームと通信相手間のチャネル情報を取得する動作を説明するためのフローチャートである。チャネル推定を行う前に、過去の通信から得られたチャネル情報を用い、送信ビームの送信ウエイトを決定して記憶しておく（ステップＳ１０）。ステップＳ１０において、過去の通信によるチャネル取得情報がない場合には、ランダムに送信ウエイトを決定したり、予め固定の送信ウエイトを記憶しておいたり、通信相手からの信号を取得する際のチャネル情報から算出した送信ウエイトを用いたりすることもできる。
　チャネル情報の取得を開始すると、繰り返し係数決定回路１０－８において、チャネル情報を推定する送信ビームを決定し（ステップＳ１１）、各送信ビームに対し、繰り返し係数β１～βＭを設定する（ステップＳ１２）。次に、ロングトレーニングフレーム生成回路１０－２において、各送信ビームの繰り返し係数β１～βＭを満たすように、Ｐ－ＬＴＦの数を決定し、送信ポートを周波数チャネルに割り当てる（ステップＳ１３）。次に、ロングトレーニングフレーム生成回路１０－２において、各送信ビームに対し、各Ｐ－ＬＴＦに生成された周波数チャネルに対応する信号を生成し、逆フーリエ変換を行い、ガードインターバルを付与し、Ｌ個のＰ－ＬＴＦ信号を生成する（ステップＳ１４）。
　なお、上述したステップＳ１４においては、変換行列Ｄにより、ある周波数チャネルの信号をＬ個のＰ－ＬＴＦ２０－２－１～２０－２－Ｌに振り分け直すこともできる。
　上述した第１、第２実施形態によれば、ＯＦＤＭシステムの無線装置において、アンテナ数が多い場合に、一つのＯＦＤＭシンボルに複数のアンテナ、または送信ビームに対するチャネル推定信号を含めることで、チャネル推定のためのＯＦＤＭシンボル数を低減することができ、パイロット信号とフィードバック信号とによるオーバーヘッドを減らし、スループットを向上させることができる。
　なお、上述した第１、第２実施形態において、図１に示す各処理部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより無線通信処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳ（Operating System）や周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＣＤ（Compact Disc）－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ（Random Access Memory））のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。
　また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよい。さらに、上記プログラムは、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。
　以上、図面を参照して本発明の実施形態を説明してきたが、上記実施形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施形態に限定されるものではないことは明らかである。したがって、本発明の精神及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行っても良い。
　以上説明したように、本発明の実施形態によれば、チャネル情報用の各ＯＦＤＭシンボルに対し、複数の送信アンテナ、または送信ビームを割り当てることで、チャネル推定用のＯＦＤＭシンボルの数を減らし、ＭＡＣ効率を改善することでスループットを増大する通信システムを実現する。
　本発明は、例えば、直交周波数分割多重方式による通信に利用可能である。本発明によれば、チャネル推定のためのＯＦＤＭシンボル数を、チャネル情報を推定したいアンテナ数または送信ビーム数よりも小さく設定できる。また、本発明によれば、チャネル推定のためのオーバーヘッドを減らし、スループットを向上できる。
　１０　基地局
　１０－２　ロングトレーニングフレーム生成回路
　１０－３　無線信号送受信回路
　１０－４－１～１０－４－Ｎ　送受信アンテナ
　１０－５　受信信号復調回路
　１０－６　フィードバック情報抽出回路
　１０－７　チャネル情報取得回路
　１０－８　繰り返し係数設定回路

Claims (6)

  1. 　直交周波数分割多重方式による通信における複数の送信ポートと通信相手の受信アンテナとの間のチャネル情報を推定する無線装置であって、
    　前記複数の送信ポートに対し、前記チャネル情報を推定するためのトレーニング信号の複数の周波数チャネルを、何個の送信ポートで共有するか示す繰り返し係数を設定する繰り返し係数設定部と、
    　前記繰り返し係数設定部によって設定された前記繰り返し係数を満たすように、前記各送信ポートに対して周波数チャネルを割り当て、割り当てた周波数チャネルに基づいてＬ個（Ｌは正の整数）のトレーニング信号を生成するトレーニング信号生成部と、
    　前記トレーニング信号生成部によって生成された前記トレーニング信号を送信アンテナへ出力する無線送信部と、
    　前記各送信ポートに割り当てた前記周波数チャネルについて、前記送信アンテナにより送信される前記トレーニング信号から推定されるチャネル情報を前記通信相手から取得するチャネル情報取得部と、
    　取得した前記チャネル情報から、前記複数の周波数チャネルのうち、前記各送信ポートに割り当てた前記周波数チャネル以外の残りの周波数チャネルのチャネル情報を補間するチャネル情報補間部と
    　を備える無線装置。
  2. 　前記繰り返し係数設定部は、
    　Ｍ個（Ｍは正の整数）の各送信ポートに対し、繰り返し係数をβ１～βＭと設定し、前記繰り返し係数β１～βＭの逆数の和が整数Ｌとなるように、前記繰り返し係数β１～βＭをそれぞれ設定する請求項１に記載の無線装置。
  3. 　前記トレーニング信号生成部は、
    　前記各送信ポートに対し、前記繰り返し係数を満たすように周波数チャネルを割り当て、前記Ｌ個のトレーニング信号の同じ周波数チャネルに対応する信号に対し、Ｌ×Ｌの変換行列を乗算し、得られたＬ個の信号を前記Ｌ個のトレーニング信号に割り当て、
    　前記無線送信部は、前記トレーニング信号生成部によって生成された前記トレーニング信号を前記送信アンテナへ出力する請求項１または２に記載の無線装置。
  4. 　前記繰り返し係数設定部は、
    　前記各送信ポートに対し、過去に推定した前記通信相手の前記受信アンテナに対するチャネル行列の集合行列を用いて推定した信号空間に対応するベクトルを送信ウエイトとした送信ポートに対して設定した繰り返し係数を、前記信号空間に対応する前記ベクトルと直交条件になるヌル空間に対応する繰り返し係数より小さくなるように設定する請求項１または２に記載の無線装置。
  5. 　前記繰り返し係数設定部は、
    　前記各送信ポートに対し、過去に推定した前記通信相手の前記受信アンテナに対するチャネル行列の集合行列を用いて推定した信号空間に対応するベクトルを送信ウエイトとした送信ポートに対して設定した繰り返し係数を、前記信号空間に対応する前記ベクトルと直交条件になるヌル空間に対応する繰り返し係数より小さくなるように設定する請求項３に記載の無線装置。
  6. 　直交周波数分割多重方式による通信における複数の送信ポートと通信相手の受信アンテナとの間のチャネル情報を推定する無線装置のトレーニング信号送信方法であって、
    　前記複数の送信ポートに対し、前記チャネル情報を推定するためのトレーニング信号の複数の周波数チャネルを、何個の送信ポートで共有するか示す繰り返し係数を設定する繰り返し係数設定ステップと、
    　前記繰り返し係数設定ステップによって設定された前記繰り返し係数を満たすように、前記各送信ポートに対して周波数チャネルを割り当て、割り当てた周波数チャネルに基づいてＬ個（Ｌは正の整数）のトレーニング信号を生成するトレーニング信号生成ステップと、
    　前記トレーニング信号生成ステップによって生成された前記トレーニング信号を送信アンテナへ出力する無線送信ステップと、
    　前記各送信ポートに割り当てた前記周波数チャネルについて、前記送信アンテナにより送信される前記トレーニング信号から推定されるチャネル情報を前記通信相手から取得するチャネル情報取得ステップと、
    　前記チャネル情報取得ステップによって取得した前記チャネル情報から、前記複数の周波数チャネルのうち、前記各送信ポートに割り当てた前記周波数チャネル以外の残りの周波数チャネルのチャネル情報を補間するチャネル情報補間ステップと
    　を備えるトレーニング信号送信方法。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014045286A (ja) * 2012-08-24 2014-03-13 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 送信装置、及びチャネル推定方法
KR20170037997A (ko) * 2014-07-31 2017-04-05 후아웨이 테크놀러지 컴퍼니 리미티드 송신 기기 및 데이터 프레임을 송신하는 방법

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014073522A1 (ja) * 2012-11-07 2014-05-15 日本電信電話株式会社 送信機及び無線通信方法
US10015024B2 (en) * 2014-10-07 2018-07-03 Mitsubishi Electric Corporation Wireless communication apparatus and wireless communication method
TWI572241B (zh) * 2015-02-16 2017-02-21 啟碁科技股份有限公司 無線網路基地台及相關的天線選擇方法
KR102302259B1 (ko) * 2015-03-31 2021-09-15 삼성전자주식회사 다중 안테나를 사용하는 시스템에서 채널을 추정하여 rf 빔을 선택하는 방법 및 장치
US11303346B2 (en) 2015-08-25 2022-04-12 Cellium Technologies, Ltd. Systems and methods for transporting signals inside vehicles
US10027374B1 (en) * 2015-08-25 2018-07-17 Cellium Technologies, Ltd. Systems and methods for wireless communication using a wire-based medium
US10123331B2 (en) * 2015-12-15 2018-11-06 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting feedback frame in wireless local area network system
CN105978674B (zh) * 2016-05-12 2019-04-12 南京邮电大学 基于压缩感知的fdd下大规模mimo信道估计的导频优化方法
JP6885120B2 (ja) * 2017-03-14 2021-06-09 富士通株式会社 通信装置、通信システム及び通信方法
US11166159B1 (en) * 2017-06-12 2021-11-02 Marvell Asia Pte, Ltd. Methods and apparatus for secure fine timing measurement with encoded long training fields

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006014234A (ja) * 2004-06-29 2006-01-12 Toshiba Corp 無線通信装置
JP2008125027A (ja) * 2006-11-15 2008-05-29 Sanyo Electric Co Ltd 送信方法および装置
WO2008081857A1 (ja) * 2006-12-28 2008-07-10 Panasonic Corporation 基地局装置、端末装置、および閉ループ制御方法
JP2010021922A (ja) * 2008-07-14 2010-01-28 Tokyo Univ Of Science 無線通信システム、受信装置及び無線通信方法

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3636145B2 (ja) * 2001-06-15 2005-04-06 ソニー株式会社 復調タイミング生成回路および復調装置
US7327800B2 (en) * 2002-05-24 2008-02-05 Vecima Networks Inc. System and method for data detection in wireless communication systems
GB2393618B (en) * 2002-09-26 2004-12-15 Toshiba Res Europ Ltd Transmission signals methods and apparatus
US20040192218A1 (en) * 2003-03-31 2004-09-30 Oprea Alexandru M. System and method for channel data transmission in wireless communication systems
US7327795B2 (en) * 2003-03-31 2008-02-05 Vecima Networks Inc. System and method for wireless communication systems
CN101036334B (zh) * 2004-11-12 2012-12-05 三洋电机株式会社 发送方法和利用它们的无线装置
CN101336524B (zh) * 2006-02-02 2013-07-24 富士通株式会社 无线传送方法、无线发送机以及无线接收机
US7714781B2 (en) * 2007-09-05 2010-05-11 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and system for analog beamforming in wireless communication systems
US20090121935A1 (en) * 2007-11-12 2009-05-14 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method of weighted averaging in the estimation of antenna beamforming coefficients
US8626080B2 (en) * 2008-03-11 2014-01-07 Intel Corporation Bidirectional iterative beam forming
US8879532B2 (en) * 2009-03-24 2014-11-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Techniques for pilot stream remapping in OFDM wireless communication system
EA201101552A1 (ru) * 2009-04-24 2012-06-29 Шарп Кабусики Кайся Система беспроводной связи, устройство беспроводной связи и способ беспроводной связи
US8594221B2 (en) * 2011-05-24 2013-11-26 Industrial Technology Research Institute Model-based channel estimator for correlated fading channels and channel estimation method thereof
WO2013039248A1 (ja) * 2011-09-16 2013-03-21 日本電信電話株式会社 無線通信方法及び基地局装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006014234A (ja) * 2004-06-29 2006-01-12 Toshiba Corp 無線通信装置
JP2008125027A (ja) * 2006-11-15 2008-05-29 Sanyo Electric Co Ltd 送信方法および装置
WO2008081857A1 (ja) * 2006-12-28 2008-07-10 Panasonic Corporation 基地局装置、端末装置、および閉ループ制御方法
JP2010021922A (ja) * 2008-07-14 2010-01-28 Tokyo Univ Of Science 無線通信システム、受信装置及び無線通信方法

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"IEEE P802.11 REVmb/D8.0", IEEE, March 2011 (2011-03-01), pages 1597,1606
"IEEE P802.11n/D11.0", IEEE, June 2009 (2009-06-01), pages 55 - 57
"Proposed specification framework for TGac", IEEE, January 2011 (2011-01-01)

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014045286A (ja) * 2012-08-24 2014-03-13 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 送信装置、及びチャネル推定方法
KR20170037997A (ko) * 2014-07-31 2017-04-05 후아웨이 테크놀러지 컴퍼니 리미티드 송신 기기 및 데이터 프레임을 송신하는 방법
CN106576385A (zh) * 2014-07-31 2017-04-19 华为技术有限公司 一种传输设备和数据帧的传输方法
JP2017528959A (ja) * 2014-07-31 2017-09-28 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． データフレームを伝送するための伝送装置及び方法
US10341067B2 (en) 2014-07-31 2019-07-02 Huawei Technologies Co., Ltd. Transmission device and method for transmitting data frame
KR101995941B1 (ko) * 2014-07-31 2019-07-03 후아웨이 테크놀러지 컴퍼니 리미티드 송신 기기 및 데이터 프레임을 송신하는 방법
US10855415B2 (en) 2014-07-31 2020-12-01 Huawei Technologies Co., Ltd. Transmission device and method for transmitting data frame

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