WO2013105451A1 - 電流センサ - Google Patents

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WO2013105451A1
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current
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雅俊 野村
Original Assignee
アルプス・グリーンデバイス株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
    • G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
    • G01R15/20—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using galvano-magnetic devices, e.g. Hall-effect devices, i.e. measuring a magnetic field via the interaction between a current and a magnetic field, e.g. magneto resistive or Hall effect devices
    • G01R15/205—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using galvano-magnetic devices, e.g. Hall-effect devices, i.e. measuring a magnetic field via the interaction between a current and a magnetic field, e.g. magneto resistive or Hall effect devices using magneto-resistance devices, e.g. field plates

Definitions

  • the present invention relates to a current sensor capable of contactlessly measuring a measured current.
  • Patent Document 1 proposes a current sensor in which the adjustment is simplified by eliminating the change in the drive current of the magnetic detection element due to the sensitivity adjustment and preventing the change in the offset voltage.
  • the current sensor described in Patent Document 1 is adjusted through the steps of adjusting the resistance for offset adjustment while measuring the sensor output, and adjusting the resistance for sensitivity adjustment while measuring the sensor output. That is, in the adjustment of the current sensor, it is necessary to perform the process of changing the resistance for adjustment at least twice in accordance with the measured value of the sensor output. As described above, in the current sensor described in Patent Document 1, there is a problem that it takes time for adjustment because the adjustment resistance value can not be adjusted at one time. In addition, in this current sensor, in order to adjust the resistance value while measuring the sensor output, there is also a problem that it is necessary to use a resistor capable of gradually changing the resistance value.
  • the present invention has been made in view of the foregoing, and it is an object of the present invention to provide a current sensor capable of accurately adjusting offset and sensitivity at one time.
  • the current sensor includes a magnetoelectric conversion circuit that converts a magnetic field into a voltage and outputs it from an output end, a buffer amplification circuit connected to the output end of the magnetoelectric conversion circuit, and an adjustment that adjusts the output of the buffer amplification circuit.
  • a first adjustment unit for outputting the adjusted voltage from the output terminal, a second adjustment unit capable of adjusting the amplification factor of the buffer amplification circuit, and a second adjustment unit of the first adjustment unit.
  • a buffer circuit is provided between the output end and the second adjustment unit, and the offset of the output of the buffer amplification circuit is adjusted by the voltage output from the first adjustment unit. .
  • the buffer circuit is provided between the first adjustment unit for adjusting the offset of the output of the buffer amplification circuit and the second adjustment unit for adjusting the amplification factor of the buffer amplification circuit.
  • the offset adjustment process performed by the output adjustment of the first adjustment unit is not affected by the sensitivity adjustment process performed by the second adjustment unit.
  • the offset and the sensitivity can be adjusted precisely at one time.
  • the constant balance in the buffer amplification circuit is not broken, it is possible to prevent the characteristic deterioration of the amplification circuit such as the temperature characteristic.
  • the buffer amplifier circuit is an operational amplifier including a first input terminal connected to the magnetoelectric conversion circuit, a second input terminal connected to the adjustment circuit, and an output terminal. It is preferable that the second adjusting unit has a third adjusting resistor and a fourth adjusting resistor connected in series to the buffer circuit, and the buffer amplifying circuit and the fourth adjusting resistor are connected in parallel. . According to this configuration, the magnetoelectric conversion circuit is not affected by the state at the output end side of the buffer amplification circuit with a simple circuit configuration. Also, the magnetoelectric conversion circuit is not affected by the state on the adjustment circuit side.
  • the first adjustment unit has a first adjustment resistor and a second adjustment resistor connected in series between a voltage source and a ground, and the first adjustment resistor and the second adjustment are provided.
  • a connection point of a resistor is connected to the input end of the buffer circuit.
  • the magnetoelectric conversion circuit includes a bridge circuit having a magnetosensitive element whose electric characteristics change in accordance with a magnetic field, and an input end connected to the bridge circuit. And a coil connected at one end to the output terminal of the amplifier circuit, and a current-voltage conversion circuit connected to the other end of the coil and generating a voltage according to the current flowing through the coil. It is preferable that the amplifier circuit controls a current flowing through the coil so as to generate a magnetic field that cancels the magnetic field applied to the magnetosensitive element.
  • the magnetoelectric conversion circuit has a low impedance output
  • the buffer amplification circuit is provided between the magnetoelectric conversion circuit and the adjustment circuit, it is possible to prevent the deterioration of the current measurement accuracy due to the adjustment circuit.
  • the buffer amplification circuit is provided between the magnetoelectric conversion circuit and the adjustment circuit, the current flowing through the coil does not need to be influenced by the circuit at the later stage than the current voltage conversion circuit. As a result, when the induced magnetic field due to the current to be measured is small, the minute coil current can be current-voltage converted with high accuracy.
  • the magnetosensitive element may be a magnetoresistance effect element.
  • the buffer circuit is preferably an operational amplifier.
  • the adjustment method of the current sensor includes a magnetoelectric conversion circuit which converts a magnetic field into a voltage and outputs the voltage from an output end, an adjustment circuit for adjusting the voltage of the output end of the magnetoelectric conversion circuit, and the magnetoelectric conversion circuit.
  • a buffer amplification circuit connected to an output end, wherein the adjustment circuit outputs a first adjustment section for outputting the adjusted voltage from the output end, the output end of the first adjustment section, and the second adjustment section
  • a buffer circuit provided between the input terminal and the buffer circuit, and measuring the voltage value at the output terminal of the buffer amplifier circuit in two states in which the current value of the measured current flowing through the current path to be measured is different. And adjusting the outputs of the first adjusting unit and the second adjusting unit simultaneously on the basis of the two voltage values at the output end of the buffer amplifier circuit measured. .
  • the gist of the present invention is a buffer circuit for converting the impedance between the offset adjustment unit and the sensitivity adjustment unit so that the output of the offset adjustment unit is not affected by the circuit state of the sensitivity adjustment unit in the adjustment circuit Buffer circuit).
  • the output of the offset adjusting unit is not influenced by the circuit state of the sensitivity adjusting unit, and therefore the offset and the sensitivity can be adjusted at once with high precision, excluding the influence of the sensitivity adjusting step from the offset adjusting step.
  • the current sensor of the present invention will be described with reference to the attached drawings.
  • FIG. 1 is a schematic view showing a configuration example of a magnetic balance type current sensor according to the present embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of the current sensor according to the present embodiment.
  • the current sensor 1 of the present embodiment is disposed in the vicinity of a conductor (current path) 2 through which a measured current I flows.
  • the current sensor 1 includes a magnetoelectric conversion circuit 11 for converting an induction magnetic field A by the current to be measured I into electric power, and a buffer circuit (buffer amplifier circuit) 12 connected to the magnetoelectric conversion circuit 11. And an adjusting circuit 13 connected to the buffer circuit 12 and used for adjusting the offset and sensitivity.
  • the magnetoelectric conversion circuit 11 includes a bridge circuit 111, a differential / current amplifier (voltage-current conversion circuit) 112, a feedback coil 113, and an I / V amplifier (amplification circuit, current-voltage conversion circuit) 114.
  • the bridge circuit 111 is configured to include four magnetoresistive elements M1 to M4 so as to detect the induction magnetic field A by the current I to be measured.
  • the magnetoresistive elements M1 to M4 are GMR (Giant Magneto Resistance) elements, TMR (Tunnel Magneto Resistance) elements, etc. whose resistance value changes when an external magnetic field is applied.
  • the bridge circuit 111 including the magnetoresistive elements M1 to M4 can realize the magnetic balance type current sensor 1 capable of detecting the induction magnetic field A by the current to be measured I with high sensitivity.
  • a power supply for supplying a power supply voltage V dd is connected to a connection point between the magnetoresistive elements M1 and M3. Further, a ground giving a ground voltage GND (0 V) is connected to a connection point between the magnetoresistive elements M2 and M4.
  • the first output Out1 of the bridge circuit 111 is taken out from the connection point of the magnetoresistive elements M1 and M2, and the second output Out2 of the bridge circuit 111 is taken out from the connection point of the magnetoresistive elements M3 and M4.
  • the voltage difference between these two outputs is configured to correspond to the magnetic field applied to the bridge circuit 111.
  • the bridge circuit 111 may be configured to include a fixed resistance element or the like whose resistance value does not change due to an external magnetic field.
  • a differential / current amplifier (amplification circuit) 112 that amplifies a voltage difference between the first output Out1 and the second output Out2 of the bridge circuit 111 to generate a current is connected. That is, the differential / current amplifier 112 generates a current corresponding to the magnetic field applied to the bridge circuit 111 from the voltage difference between the first output Out1 and the second output Out2 of the bridge circuit 111.
  • the feedback coil 113 is connected to the subsequent stage of the differential / current amplifier 112.
  • the feedback coil 113 is configured by, for example, a spiral planar conductive pattern.
  • a current (feedback current) from the differential / current amplifier 112 flows in this conductive pattern, a reverse magnetic field B corresponding to the induced magnetic field A due to the current I to be measured can be generated.
  • the shape of the feedback coil 111 is not particularly limited.
  • the I / V amplifier 114 Connected to the feedback coil 113 is an I / V amplifier (current-voltage conversion circuit) 114 that converts the feedback current into a voltage.
  • the I / V amplifier 114 includes an operational amplifier 114 a having two input terminals and one output terminal, and one of the input terminals is connected to the feedback coil 113.
  • the other input end of the operational amplifier 114a is connected to a connection point of two resistance elements 115a and 115b having the same resistance value connected at each end.
  • the resistance values of the resistance elements 115a and 115b may be different.
  • the other end of the resistive element 115a is connected to a power supply for supplying a power supply voltage V dd, and the other end of the resistive element 115b is connected to a ground for supplying a ground voltage GND (0 V).
  • the other input terminal of the operational amplifier 114a is supplied with a reference voltage corresponding to 1 ⁇ 2 of the power supply voltage V dd .
  • the output end of the operational amplifier 114a is connected to the other input end of the operational amplifier 114a via the resistance element 114b.
  • the output of the operational amplifier 114 a is the output of the I / V amplifier 114.
  • the bridge circuit 111 receives the induction magnetic field A by the current I to be measured, a voltage difference between the first output Out1 and the second output Out2 is generated accordingly.
  • the differential current amplifier 112 generates a current according to the voltage difference and causes it to flow to the feedback coil 113.
  • a canceling magnetic field B is generated around the feedback coil 113 so as to cancel the induced magnetic field A by the current I to be measured.
  • the current flowing through feedback coil 113 is converted to a voltage by I / V amplifier 114.
  • the voltage output from the I / V amplifier 114 in an equilibrium state in which the induction magnetic field A and the cancellation magnetic field B are offset has a magnitude corresponding to the current I to be measured.
  • the output end of the I / V amplifier 114 that is, the output end of the magnetoelectric conversion circuit 11 is connected to the input end of the buffer circuit (buffer amplification circuit) 12.
  • the buffer circuit 12 is composed of an operational amplifier having two input ends and one output end, and the output end of the I / V amplifier 114 is connected to one of the input ends.
  • An adjustment circuit 13 is connected to the other input and output ends of the buffer circuit 12 to adjust the offset (the amount of deviation from the reference value of the sensor output when the current to be measured is 0 A) in the current sensor 1 and the sensitivity. It is done. Thus, the output voltage of the magnetoelectric conversion circuit 11 applied to one input end is adjusted by the adjustment circuit 13 connected to the other input end and the output end, and can be output from the output end.
  • the impedance between the two inputs of the buffer circuit 12 is high enough that the circuit connected to the other input does not interfere with the circuit connected to one of the inputs. That is, the buffer circuit 12 is configured to have a high impedance input to such an extent that the voltage at the output end of the magnetoelectric conversion circuit 11 is not affected by the adjustment state of the adjustment circuit 13. In other words, the magnetoelectric conversion circuit 11 and the adjustment circuit 13 are separated by the buffer circuit 12.
  • the impedance between the input end and the output end is high enough to prevent the circuit connected to the output end from interfering with the circuit connected to the input end. That is, the buffer circuit 12 is configured to have a high impedance such that the voltage at the output end of the magnetoelectric conversion circuit 11 is not affected by the voltage at the output end of the buffer circuit 12. The voltage at the output end of the buffer circuit 12 does not affect the voltage at one input end connected to the magnetoelectric conversion circuit 11. As a result, the output voltage of the magnetoelectric conversion circuit 11 is not influenced by the circuit connected to the subsequent stage of the buffer circuit 12. As a result, it is possible to prevent the output voltage of the magnetoelectric conversion circuit 11 from fluctuating under the influence of the circuit connected to the rear stage of the buffer circuit 12 and the current measurement accuracy from being lowered.
  • the adjustment circuit 13 includes an offset adjustment unit (first adjustment unit) 131 for offset adjustment, a buffer circuit (buffer circuit) 132 connected to the offset adjustment unit 131, and a sensitivity adjustment unit (first to the buffer circuit 132). 2) the adjustment unit 133.
  • the offset adjustment unit 131 includes an adjustment resistor 131a in which two resistance elements are connected in parallel, and an adjustment resistor 131b in which two resistance elements are connected in parallel.
  • One end of the adjustment resistor 131 a and one end of the adjustment resistor 131 b are connected, and this connection point is connected to the buffer circuit 132 in the subsequent stage as an output end of the offset adjustment unit 131.
  • the power supply is connected to the other end of the adjustment resistor 131a, and the ground is connected to the other end of the adjustment resistor 131b.
  • the buffer circuit 132 is supplied with a voltage determined by the resistance value of the adjustment resistors 131a and 131b.
  • one of the two resistance elements constituting the adjustment resistances 131a and 131b is configured to be added at the time of correction.
  • a resistive element to adjust the combined resistance value of the adjustment resistors 131a and 131b.
  • correction can be easily performed simply by adding a resistive element.
  • the adjustment resistors 131a and 131b may be configured to be able to exchange resistance elements.
  • the configuration of the adjustment resistors 131a and 131b is not limited to the configuration in which two resistance elements are connected in parallel, and can be changed as appropriate.
  • the adjustment resistors 131a and 131b may be realized by a single resistive element, respectively.
  • the buffer circuit 132 is composed of an operational amplifier having two input ends and one output end, and the output end of the offset adjustment unit 131 is connected to one input end thereof. The output end of the buffer circuit 132 is connected to the other input end.
  • a voltage follower circuit that outputs a voltage corresponding to the output voltage of the offset adjustment unit 131 is configured.
  • the output end of the buffer circuit 132 is connected to the input end of the sensitivity adjustment unit 133.
  • the impedance between the input end and the output end is high enough to prevent the circuit connected to the output end from interfering with the circuit connected to the input end.
  • the buffer circuit 132 is configured to perform impedance conversion so that the voltage at the output end of the offset adjustment unit 131 is not affected by the current at the input end of the sensitivity adjustment unit 133.
  • the current at the output end connected to the sensitivity adjustment unit 133 does not affect the voltage at one input end connected to the offset adjustment unit 131.
  • the output of the offset adjustment unit 131 is not influenced by the circuit state of the sensitivity adjustment unit 133.
  • the offset adjustment unit 131 and the sensitivity adjustment unit 133 are separated by the buffer circuit 132.
  • the offset adjustment unit 131 and the sensitivity adjustment unit 133 can be optimized at the same time, and the offset and sensitivity can be accurately adjusted at once.
  • the optimization of the offset adjustment unit 131 and the sensitivity adjustment unit 133 does not have to be strictly simultaneous. For example, the case where adjustment of the offset adjustment part 131 and the sensitivity adjustment part 133 is performed continuously, without a measurement process being interposed between etc. is included.
  • the sensitivity adjustment unit 133 includes an adjustment resistor 133a in which two resistance elements are connected in parallel, and an adjustment resistor 133b in which two resistance elements are connected in parallel.
  • One end of the adjustment resistor 133 a and one end of the adjustment resistor 133 b are connected, and this connection point is connected to the other input end of the buffer circuit 12.
  • the output end of the buffer circuit 132 is connected to the other end of the adjustment resistor 133a.
  • the output end of the buffer circuit 12 is connected to the other end of the adjustment resistor 133 b.
  • one of the two resistance elements constituting the adjustment resistors 133a and 133b is configured to be added at the time of correction.
  • the sensitivity of the current sensor 1 can be adjusted by adding a resistance element to adjust the combined resistance value of the adjustment resistors 133a and 133b.
  • correction can be easily performed simply by adding a resistive element once.
  • the adjustment resistors 131a and 131b may be configured to be able to exchange resistance elements.
  • the configuration of the adjustment resistors 133a and 133b is not limited to the configuration in which two resistance elements are connected in parallel, and can be changed as appropriate.
  • the adjustment resistors 133a and 133b may be realized by a single resistive element, respectively.
  • the connection point of the adjustment resistors 133a and 133b is connected to the other input end of the buffer circuit 12, and the other end of the adjustment resistor 133b is connected to the output end of the buffer circuit 12.
  • the buffer circuit 12 can adjust the output of the magnetoelectric conversion circuit 11 by the adjustment circuit 13 and can output it from the output terminal.
  • the output of the buffer circuit 12 is the output of the current sensor 1.
  • R s represents the resistance value of the resistance element 114 b
  • I coil is a feedback The current value of the feedback current flowing through the coil 113 is shown.
  • V ofs represents a voltage value of the output end of the buffer circuit 132
  • R a represents a resistance value of the adjustment resistor 133 a of the sensitivity adjustment unit 133
  • R b represents an adjustment voltage of the adjustment resistor 133 b of the sensitivity adjustment unit 133. Indicates the resistance value.
  • the voltage value V ofs at the output end of the buffer circuit 132 is expressed by the following equation (3).
  • R c represents the resistance value of the adjustment resistor 131 a of the offset adjustment unit 131
  • R d represents the resistance value of the adjustment resistor 131 b of the offset adjustment unit 131.
  • the voltage value V out at the output end of the buffer circuit 12 is as shown in the following equation (4).
  • the voltage value V out of the output terminal of the buffer circuit 12 the resistance value R a of the adjustment resistor 133a of the sensitivity adjustment unit 133, the adjustment resistor 133b resistance R b, the offset adjustment unit 131 resistance R c of the adjusting resistors 131a, represented by the resistance value R d of the adjustment resistor 131b. Therefore, by measuring the output voltage values Vout in different states, the resistance values of the adjustment resistors 131a, 131b, 133a, and 133b can be determined so as to conform to the target sensitivity characteristics and offset characteristics.
  • the feedback current flowing through the feedback coil 113 is composed of the current generated by the sensing of the induction magnetic field and the offset current.
  • the current value I coil is the sum of the current value I sens by sensing and the offset current value I ofs , as shown in the following equation (7).
  • the target sensitivity G set (mV / A) at the time of 100 A measurement (the current value of the current to be measured is 100 A) is set.
  • G set is expressed by the following equation (8).
  • G set represents the ratio of the output voltage value of the current sensor 1 to the current value of the current to be measured.
  • I sens (100) indicates the current value generated by sensing when the measured current is 100 A
  • R a2 is the resistance value of the adjustment resistor 133 a of the sensitivity adjustment unit 133 after adjustment (target sensitivity is achieved
  • R b2 represents the resistance value of the adjustment resistor 133 b of the sensitivity adjustment unit 133 after adjustment (the resistance value of the adjustment resistor 133 b for achieving the target sensitivity).
  • the output voltage value V out when the current to be measured is 0 A or 100 A is measured.
  • the output voltage value V out (0) when the current to be measured is 0 A and the output voltage value V out (100) when the current to be measured is 100 A are expressed by the following formulas (9) and (10), respectively. Ru.
  • I ofs and I sens (100) are determined as in the following equations (11) and (12), respectively.
  • R c2 and R d2 for achieving the target offset are expressed as in the following equation (15). Therefore, the relationship between R c2 and R d2 for achieving the target offset can be determined from the above equation (11) and the following equation (15).
  • resistance elements constituting the adjustment resistors 131a, 131b, 133a, 133b are added so as to realize the relationship of the resistance values (R a2 , R b2 , R c2 , R d2 ) calculated as described above.
  • the sensitivity characteristic and the offset characteristic of the current sensor 1 are adjusted, and the target offset characteristic and the sensitivity characteristic can be realized.
  • the current sensor 1 of the present embodiment uses the buffer circuit 132 that performs impedance conversion so that the voltage at the output end of the offset adjustment unit 131 is not affected by the current at the input end of the sensitivity adjustment unit 133.
  • the buffer circuit 132 having high impedance between the input and output ends is provided. It is provided. Therefore, the offset adjustment process performed by the output adjustment of the offset adjustment unit 131 is not affected by the sensitivity adjustment process performed by the output adjustment of the sensitivity adjustment unit 133. Thereby, the offset and the sensitivity can be adjusted precisely at one time.
  • the current sensor 1 of the present embodiment includes the buffer circuit 12 between the magnetoelectric conversion circuit 11 and the adjustment circuit 13, the reference voltage V ref for current-voltage conversion is maintained at V dd / 2.
  • the maximum value of the coil current determined by the potential difference between V dd or GND and V ref and the coil resistance can be the maximum value on the circuit configuration (the current value corresponding to V dd / 2).
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of the adjustment resistors 133a and 133b.
  • the configuration example of the adjustment resistors 131a and 131b is the same as the configuration example of the adjustment resistors 133a and 133b, and the configuration shown in FIG. 3 can be applied.
  • FIG. 3A shows an example in which the adjustment resistor 133a is configured by a single resistor element, and the adjustment resistor 133b is configured by two resistor elements connected in parallel. In this case, the resistance value of the adjustment resistor 133 b can be adjusted more finely than the adjustment resistor 133 a.
  • the adjustment resistor 133 b may be configured by a single resistor element, and the adjustment resistor 133 a may be configured by two resistor elements connected in parallel.
  • FIG. 3B shows an example in which each of the adjustment resistors 133a and 133b is configured by two resistance elements connected in parallel. In this case, the resistances of the adjustment resistors 133a and 133b can be finely adjusted.
  • FIG. 3C shows an example in which each of the adjustment resistors 133a and 133b is configured by three resistance elements connected in parallel. In this case, the resistance values of the adjustment resistors 133a and 133b can be adjusted more finely.
  • the number of resistance elements constituting the adjustment resistors 133a and 133b may be four or more. By increasing the number of resistance elements connected in parallel, the resistance values of the adjustment resistors 133a and 133b can be adjusted more finely.
  • FIG. 3D shows an example in which each of the adjustment resistors 133a and 133b is configured by two resistance elements connected in parallel and one resistance element connected in series. In this case, the resistance values of the adjustment resistors 133a and 133b can be finely adjusted by adding or changing resistance elements connected in parallel.
  • the current sensor 1 adjusts the resistance value of the adjustment resistors 131a, 131b, 133a, and 133b by the combination of the resistance elements forming the adjustment resistors 131a, 131b, 133a, and 133b, and the offset and the sensitivity Can be adjusted. For this reason, in the current sensor 1 of the present embodiment, it is not necessary to use a resistor whose resistance value changes gradually. For example, like volume resistance, it is not affected by vibration or aging. In addition, it is not necessary to use an expensive apparatus for correction such as laser trimming. Therefore, stable correction can be realized at low cost.
  • the present invention is not limited to the above embodiment, and can be implemented with various modifications.
  • an IC-ized resistance may be used so that the resistance connected in parallel can be switched by a switch.
  • an IC integrated circuit can be used as an operational amplifier constituting a current sensor.
  • the current sensor 1 according to the embodiment having four operational amplifiers is preferable in that it can be realized using one IC package including two or four operational amplifiers.
  • the sensitivity is adjusted based on the case where the current to be measured is 100 A, but the reference current value can be set arbitrarily.
  • connection relation, the size, and the like of each element in the above embodiment can be changed without changing the gist of the invention.
  • the configurations, methods, and the like described in the above embodiments can be implemented in combination as appropriate.
  • the present invention can be modified as appropriate without departing from the scope of the present invention.
  • the current sensor of the present invention can be used, for example, to detect the magnitude of the current for driving a motor such as an electric car or a hybrid car.

Landscapes

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  • Measuring Instrument Details And Bridges, And Automatic Balancing Devices (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
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Abstract

　オフセット及び感度を一度に精度良く調整可能な電流センサを提供すること。磁界を電圧に変換して出力端から出力する磁電変換回路（１１）と、磁電変換回路の出力端に接続された緩衝増幅回路（１２）と、緩衝増幅回路の出力を調整する調整回路（１３）と、を備え、調整回路は、調整された電圧を出力端から出力する第１調整部（１３１）と、緩衝増幅回路の増幅率を調整可能な第２調整部（１３３）と、第１調整部の出力端と第２調整部との間に設けられた緩衝回路（１３２）とを有し、第１調整部の出力する電圧によって、緩衝増幅回路の出力のオフセットが調整されることを特徴とする。

Description

電流センサ
　本発明は、被測定電流を非接触で測定可能な電流センサに関する。
　電気自動車やハイブリッドカーにおけるモータ駆動技術などの分野では比較的大きな電流が取り扱われるため、これらの用途向けに大電流を非接触で測定可能な電流センサが求められている。そして、このような電流センサとして、被測定電流によって生じる磁界の変化を、磁気検出素子を用いて検出する方式のものが提案されている。
　磁気検出素子を用いる電流センサにおいて、磁気検出素子の感度は素子ごとに異なるため、被測定電流に対応する所望のセンサ出力を得るにはゲイン（感度）調整及びオフセット（被測定電流が０Ａの時のセンサ出力の基準値からのずれ量）調整が必要となる。例えば、特許文献１には、感度調整による磁気検出素子の駆動電流の変化をなくし、オフセット電圧の変化を防止することで調整を簡素化した電流センサが提案されている。
特開２０１０－１２７６３６号公報
　特許文献１に記載される電流センサは、センサ出力を測定しながらオフセット調整用の抵抗を調整する工程と、センサ出力を測定しながら感度調節用の抵抗を調節する工程とを経て調整される。つまり、この電流センサの調整においては、センサ出力の測定値に合わせて調整用の抵抗を変化させる工程を少なくとも２回行う必要がある。このように、特許文献１に記載される電流センサでは、調整用の抵抗値を一度に調整することができないため、調整に時間が掛かってしまうという問題がある。また、この電流センサでは、センサ出力を測定しながら抵抗値を調節するため、抵抗値を徐々に変化させることができる抵抗を用いなくてはならないという問題もある。
　本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、オフセット及び感度を一度に精度良く調整可能な電流センサを提供することを目的とする。
　本発明の電流センサは、磁界を電圧に変換して出力端から出力する磁電変換回路と、前記磁電変換回路の出力端に接続された緩衝増幅回路と、前記緩衝増幅回路の出力を調整する調整回路と、を備え、前記調整回路は、調整された電圧を出力端から出力する第１調整部と、前記緩衝増幅回路の増幅率を調整可能な第２調整部と、前記第１調整部の出力端と前記第２調整部との間に設けられた緩衝回路とを有し、前記第１調整部の出力する電圧によって、前記緩衝増幅回路の出力のオフセットが調整されることを特徴とする。
　この構成によれば、緩衝増幅回路の出力のオフセットを調整するための第１調整部と、緩衝増幅回路の増幅率を調整するための第２調整部との間に緩衝回路を設けているため、第１調整部の出力調整により行われるオフセット調整工程が、第２調整部により行われる感度調整工程の影響を受けずに済む。これにより、オフセット及び感度を一度に精度良く調整可能である。しかも、緩衝増幅回路にオフセットを調整する為の専用の端子を設ける必要もない。また、緩衝増幅回路内の定数バランスを崩さないため、温度特性等の増幅回路の特性悪化を防止できる。
　本発明の電流センサにおいて、前記緩衝増幅回路は、前記磁電変換回路と接続される第１入力端と、前記調整回路と接続される第２入力端と、出力端とを備えたオペアンプであり、前記第２調整部は、前記緩衝回路に直列に接続された第３調整抵抗及び第４調整抵抗を有し、前記緩衝増幅回路と前記第４調整抵抗とが並列に接続されていることが好ましい。この構成によれば、簡単な回路構成で、磁電変換回路が、緩衝増幅回路の出力端側の状態の影響を受けなくなる。また、磁電変換回路が、調整回路側の状態の影響を受けなくなる。
　本発明の電流センサにおいて、前記第１調整部は、電圧源とグランドとの間に直列に接続された第１調整抵抗及び第２調整抵抗を有し、前記第１調整抵抗及び前記第２調整抵抗の接続点が前記緩衝回路の入力端に接続されることが好ましい。
　本発明の電流センサにおいて、前記磁電変換回路は、磁界に応じて電気的特性が変化する感磁素子を有するブリッジ回路と、入力端が前記ブリッジ回路と接続され、前記ブリッジ回路の測定した磁界に応じて電流を発生させる増幅回路と、一端が前記増幅回路の出力端と接続されたコイルと、前記コイルの他端と接続され、前記コイルを流れる電流に応じた電圧を生じる電流電圧変換回路と、を備え、前記増幅回路は、前記感磁素子に印加される磁界を打ち消すような磁界を発生するように前記コイルを通流する電流を制御することが好ましい。この構成によれば、磁電変換回路は低インピーダンス出力となるが、磁電変換回路と調整回路との間に緩衝増幅回路を設けているため、調整回路に起因する電流測定精度の悪化を防止できる。また、磁電変換回路と調整回路との間に緩衝増幅回路を設けているため、コイルを流れる電流が電流電圧変換回路より後段の回路の影響を受けずに済む。これにより、被測定電流による誘導磁界が小さい場合に、微小なコイル電流を高精度に電流電圧変換することができる。
　本発明の電流センサにおいて、前記感磁素子は、磁気抵抗効果素子であっても良い。
　本発明の電流センサにおいて、前記緩衝回路は、オペアンプであることが好ましい。
　本発明の電流センサの調整方法は、磁界を電圧に変換して出力端から出力する磁電変換回路と、前記磁電変換回路の出力端の電圧を調整するための調整回路と、前記磁電変換回路の出力端に接続された緩衝増幅回路と、を備え、前記調整回路は、調整された電圧を出力端から出力する第１調整部と、前記第１調整部の出力端と前記第２調整部の入力端との間に設けられた緩衝回路と、を備え、測定対象の電流路を通流する被測定電流の電流値が異なる２つの状態について、緩衝増幅回路の出力端の電圧値を測定する工程と、前記測定された緩衝増幅回路の出力端の２つの電圧値に基づいて、前記第１調整部及び前記第２調整部の出力を同時に調整する工程と、を備えたことを特徴とする。
　本発明により、オフセット及び感度を一度に精度良く調整可能な電流センサを提供できる。
本実施の形態に係る電流センサの構成概略を示す模式図である。 本実施の形態に係る電流センサの構成例を示す回路図である。 本実施の形態に係る電流センサの調整抵抗の構成例を示す回路図である。
　オフセットと感度とを調整可能な電流センサにおいてオフセット調整工程と感度調整工程とをそれぞれ別に行う必要があるのは、一方の調整工程が他方の調整工程に影響を与えるようになっているためである。本発明者は、この点に着目し、オフセット調整用のオフセット調整部と感度調整用の感度調整部との接続関係を工夫することで、一方の調整工程が他方の調整工程に影響を与えないようにできることを見出して本発明を完成させた。
　すなわち、本発明の骨子は、調整回路において、オフセット調整部の出力が感度調整部の回路状態の影響を受けないように、オフセット調整部と感度調整部との間にインピーダンスを変換するバッファ回路（緩衝回路）を設けることにある。これにより、オフセット調整部の出力が感度調整部の回路状態の影響を受けないため、オフセット調整工程から感度調整工程の影響を排除して、オフセットと感度とを一度に精度良く調整できる。以下、本発明の電流センサについて添付図面を参照して説明する。
　図１は、本実施の形態に係る磁気平衡式電流センサの構成例を示す模式図である。図２は、本実施の形態に係る電流センサの構成例を示す回路図である。図１に示すように、本実施の形態の電流センサ１は、被測定電流Ｉが通流する導体（電流路）２の近傍に配置されている。図１及び図２に示すように、電流センサ１は、被測定電流Ｉによる誘導磁界Ａを電力に変換する磁電変換回路１１と、磁電変換回路１１と接続されるバッファ回路（緩衝増幅回路）１２と、バッファ回路１２と接続され、オフセット及び感度の調整に用いられる調整回路１３とを含んで構成されている。
　磁電変換回路１１は、ブリッジ回路１１１と、差動・電流アンプ（電圧電流変換回路）１１２と、フィードバックコイル１１３と、Ｉ／Ｖアンプ（増幅回路、電流電圧変換回路）１１４とを含む。
　磁電変換回路１１において、ブリッジ回路１１１は、被測定電流Ｉによる誘導磁界Ａを検出できるように、４個の磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４を含んで構成されている。磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４は、外部磁界が印加されることで抵抗値が変化するＧＭＲ（Ｇｉａｎｔ　Ｍａｇｎｅｔｏ　Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）素子、ＴＭＲ（Ｔｕｎｎｅｌ　Ｍａｇｎｅｔｏ　Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）素子などである。磁気抵抗効果素子Ｍ１～Ｍ４を含むブリッジ回路１１１により、被測定電流Ｉによる誘導磁界Ａを高感度に検出可能な磁気平衡式の電流センサ１を実現できる。
　ブリッジ回路１１１において、磁気抵抗効果素子Ｍ１，Ｍ３の接続点には電源電圧Ｖｄｄを与える電源（電圧源）が接続されている。また、磁気抵抗効果素子Ｍ２，Ｍ４の接続点には接地電圧ＧＮＤ（０Ｖ）を与えるグランドが接続されている。磁気抵抗効果素子Ｍ１，Ｍ２の接続点からはブリッジ回路１１１の第１出力Ｏｕｔ１が取り出され、磁気抵抗効果素子Ｍ３，Ｍ４の接続点からはブリッジ回路１１１の第２出力Ｏｕｔ２が取り出されている。これら２個の出力の電圧差は、ブリッジ回路１１１に加わる磁界に対応するように構成されている。なお、ブリッジ回路１１１は、外部磁界により抵抗値が変化しない固定抵抗素子などを含んで構成されても良い。
　ブリッジ回路１１１の後段には、ブリッジ回路１１１の第１出力Ｏｕｔ１と第２出力Ｏｕｔ２との電圧差を増幅して電流を発生する差動・電流アンプ（増幅回路）１１２が接続されている。つまり、差動・電流アンプ１１２は、ブリッジ回路１１１の第１出力Ｏｕｔ１と第２出力Ｏｕｔ２との電圧差から、ブリッジ回路１１１に加わる磁界に対応する電流を発生させる。
　差動・電流アンプ１１２の後段には、フィードバックコイル１１３が接続されている。フィードバックコイル１１３は、例えば、渦巻状の平面的な導電パターンによって構成されている。この導電パターンに差動・電流アンプ１１２からの電流（フィードバック電流）が流れることで、被測定電流Ｉによる誘導磁界Ａに対応する逆向きのキャンセル磁界Ｂを発生できるようになっている。ただし、フィードバックコイル１１１の形状などは特に限定されない。
　フィードバックコイル１１３には、フィードバック電流を電圧に変換するＩ／Ｖアンプ（電流電圧変換回路）１１４が接続されている。このＩ／Ｖアンプ１１４は２個の入力端と１個の出力端とを有するオペアンプ１１４ａを含んで構成されており、その入力端の一方がフィードバックコイル１１３と接続されている。オペアンプ１１４ａの他方の入力端は、それぞれの一端において接続された抵抗値が等しい２個の抵抗素子１１５ａ，１１５ｂの接続点と接続されている。なお、抵抗素子１１５ａ，１１５ｂの抵抗値は異なっていても良い。抵抗素子１１５ａの他端には電源電圧Ｖｄｄを与える電源が接続されており、抵抗素子１１５ｂの他端には接地電圧ＧＮＤ（０Ｖ）を与えるグランドが接続されている。これにより、オペアンプ１１４ａの他方の入力端には、電源電圧Ｖｄｄの１／２に相当する参照電圧が与えられるようになっている。オペアンプ１１４ａの出力端は抵抗素子１１４ｂを介してオペアンプ１１４ａの他方の入力端と接続されている。このオペアンプ１１４ａの出力が、Ｉ／Ｖアンプ１１４の出力となる。
　この磁電変換回路１１において、ブリッジ回路１１１が被測定電流Ｉによる誘導磁界Ａを受けると、それに応じて第１出力Ｏｕｔ１と第２出力Ｏｕｔ２との電圧差が発生する。このとき、差動の電流アンプ１１２は、電圧差に応じた電流を発生させてフィードバックコイル１１３に流す。フィードバックコイル１１３に電流が流れると、フィードバックコイル１１３の周囲には被測定電流Ｉによる誘導磁界Ａを相殺するようにキャンセル磁界Ｂが発生する。フィードバックコイル１１３を流れる電流は、Ｉ／Ｖアンプ１１４によって電圧に変換される。誘導磁界Ａとキャンセル磁界Ｂとが相殺された平衡状態においてＩ／Ｖアンプ１１４から出力される電圧は、被測定電流Ｉに対応する大きさとなる。
　Ｉ／Ｖアンプ１１４の出力端、すなわち、磁電変換回路１１の出力端は、バッファ回路（緩衝増幅回路）１２の入力端に接続されている。バッファ回路１２は２個の入力端と１個の出力端とを有するオペアンプによって構成されており、Ｉ／Ｖアンプ１１４の出力端は、その一方の入力端に接続されている。
　バッファ回路１２の他方の入力端及び出力端には、電流センサ１におけるオフセット（被測定電流が０Ａの時のセンサ出力の基準値からのずれ量）及び感度を調整するための調整回路１３が接続されている。これにより、一方の入力端に印加される磁電変換回路１１の出力電圧を、他方の入力端及び出力端に接続される調整回路１３によって調整し、出力端から出力できるようになっている。
　バッファ回路１２の２個の入力端間のインピーダンスは、一方の入力端に接続される回路に対して、他方の入力端に接続される回路が干渉しない程度に高くなっている。つまり、バッファ回路１２は、磁電変換回路１１の出力端の電圧が、調整回路１３の調整状態の影響を受けない程度に高インピーダンス入力に構成されている。言い換えれば、バッファ回路１２によって、磁電変換回路１１と調整回路１３とが分離されている。
　また、バッファ回路１２において、入力端と出力端との間のインピーダンスは、入力端に接続される回路に対して、出力端に接続される回路が干渉しない程度に高くなっている。つまり、バッファ回路１２は、磁電変換回路１１の出力端の電圧が、バッファ回路１２の出力端の電圧の影響を受けない程度に高インピーダンスに構成されている。バッファ回路１２の出力端の電圧が、磁電変換回路１１と接続される一方の入力端の電圧に影響を与えないようになっている。これにより、磁電変換回路１１の出力電圧は、バッファ回路１２の後段に接続される回路の影響を受けずに済む。その結果、バッファ回路１２の後段に接続される回路の影響を受けて磁電変換回路１１の出力電圧が変動し、電流測定精度が低下することを防止できる。
　調整回路１３は、オフセット調整用のオフセット調整部（第１調整部）１３１と、オフセット調整部１３１と接続されるバッファ回路（緩衝回路）１３２と、バッファ回路１３２と接続される感度調整部（第２調整部）１３３とで構成されている。
　オフセット調整部１３１は、２個の抵抗素子が並列に接続された調整抵抗１３１ａと、２個の抵抗素子が並列に接続された調整抵抗１３１ｂとを含む。調整抵抗１３１ａの一端と、調整抵抗１３１ｂの一端とは接続されており、この接続点がオフセット調整部１３１の出力端として後段のバッファ回路１３２に接続されている。調整抵抗１３１ａの他端には電源が接続されており、調整抵抗１３１ｂの他端にはグランドが接続されている。これにより、バッファ回路１３２には、調整抵抗１３１ａ，１３１ｂの抵抗値によって決定される電圧が与えられるようになっている。
　オフセット調整部１３１において、調整抵抗１３１ａ，１３１ｂを構成する２個の抵抗素子のうち、一方の抵抗素子は補正時に追加されるように構成されている。これにより、抵抗素子を追加して調整抵抗１３１ａ，１３１ｂの合成抵抗値を調節し、電流センサ１のオフセットを調整できるようになっている。この構成の場合、抵抗素子を追加するだけで簡便に補正できる。なお、調整抵抗１３１ａ，１３１ｂは、抵抗素子を交換できるように構成されていても良い。また、調整抵抗１３１ａ，１３１ｂの構成は、２個の抵抗素子が並列に接続された構成に限らず適宜変更可能である。調整抵抗１３１ａ，１３１ｂを、それぞれ単一の抵抗素子で実現しても良い。
　バッファ回路１３２は２個の入力端と１個の出力端とを有するオペアンプによって構成されており、オフセット調整部１３１の出力端は、その一方の入力端に接続されている。バッファ回路１３２の出力端は、他方の入力端に接続されている。これにより、オフセット調整部１３１の出力電圧に対応した電圧を出力するボルテージフォロワ回路が構成されている。
　バッファ回路１３２の出力端には、感度調整部１３３の入力端が接続されている。バッファ回路１３２において、入力端と出力端との間のインピーダンスは、入力端に接続される回路に対して、出力端に接続される回路が干渉しない程度に高くなっている。また、バッファ回路１３２は、オフセット調整部１３１の出力端の電圧が、感度調整部１３３の入力端の電流の影響を受けないようにインピーダンス変換する構成となっている。感度調整部１３３と接続される出力端の電流が、オフセット調整部１３１と接続される一方の入力端の電圧に影響を与えないようになっている。
　これにより、オフセット調整部１３１の出力は、感度調整部１３３の回路状態の影響を受けずに済む。言い換えれば、バッファ回路１３２によって、オフセット調整部１３１と感度調整部１３３とが分離されている。その結果、オフセット調整部１３１と感度調整部１３３とを同時に最適化でき、オフセット及び感度を一度に精度良く調整できる。なお、オフセット調整部１３１と感度調整部１３３との最適化は、厳密に同時である必要はない。例えば、オフセット調整部１３１と感度調整部１３３との調整を、間に測定工程を挟まず連続的に行う場合などを含む。
　感度調整部１３３は、２個の抵抗素子が並列に接続された調整抵抗１３３ａと、２個の抵抗素子が並列に接続された調整抵抗１３３ｂとを含む。調整抵抗１３３ａの一端と、調整抵抗１３３ｂの一端とは接続されており、この接続点がバッファ回路１２の他方の入力端に接続されている。調整抵抗１３３ａの他端には、バッファ回路１３２の出力端が接続されている。調整抵抗１３３ｂの他端にはバッファ回路１２の出力端が接続されている。
　感度調整部１３３において、調整抵抗１３３ａ，１３３ｂを構成する２個の抵抗素子のうち、一方の抵抗素子は補正時に追加されるように構成されている。これにより、抵抗素子を追加して調整抵抗１３３ａ，１３３ｂの合成抵抗値を調節し、電流センサ１の感度を調整できるようになっている。この構成の場合、抵抗素子を一度追加するだけで簡便に補正できる。なお、調整抵抗１３１ａ，１３１ｂは、抵抗素子を交換できるように構成されていても良い。また、調整抵抗１３３ａ，１３３ｂの構成は、２個の抵抗素子が並列に接続された構成に限らず適宜変更可能である。調整抵抗１３３ａ，１３３ｂを、それぞれ単一の抵抗素子で実現しても良い。
　上述のように、調整抵抗１３３ａ，１３３ｂの接続点はバッファ回路１２の他方の入力端に接続されており、調整抵抗１３３ｂの他端にはバッファ回路１２の出力端が接続されている。これにより、バッファ回路１２は、調整回路１３により磁電変換回路１１の出力を調整し、出力端から出力できるようになっている。このバッファ回路１２の出力が、電流センサ１の出力となる。
　次に、電流センサ１におけるオフセット調整及び感度調整について説明する。上述のように構成された電流センサ１において、Ｉ／Ｖアンプ１１４の出力端の電圧値ＶＩＶは、下記式（１）で表される。式（１）において、Ｖｒｅｆはオペアンプ１１４ａの他方の入力端に与えられる参照電圧の電圧値（＝Ｖｄｄ／２）を示し、Ｒｓは抵抗素子１１４ｂの抵抗値を示し、Ｉｃｏｉｌはフィードバックコイル１１３を流れるフィードバック電流の電流値を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 また、バッファ回路１２の出力端の電圧値Ｖｏｕｔは、下記式（２）で表される。式（２）において、Ｖｏｆｓはバッファ回路１３２の出力端の電圧値を示し、Ｒａは感度調整部１３３の調整抵抗１３３ａの抵抗値を示し、Ｒｂは感度調整部１３３の調整抵抗１３３ｂの抵抗値を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　また、バッファ回路１３２の出力端の電圧値Ｖｏｆｓは、下記式（３）で表される。式（３）において、Ｒｃはオフセット調整部１３１の調整抵抗１３１ａの抵抗値を示し、Ｒｄはオフセット調整部１３１の調整抵抗１３１ｂの抵抗値を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　式（１）～式（３）から、バッファ回路１２の出力端の電圧値Ｖｏｕｔは、下記式（４）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　式（４）に示すように、バッファ回路１２の出力端の電圧値Ｖｏｕｔは、感度調整部１３３の調整抵抗１３３ａの抵抗値Ｒａ、調整抵抗１３３ｂの抵抗値Ｒｂ、オフセット調整部１３１の調整抵抗１３１ａの抵抗値Ｒｃ、調整抵抗１３１ｂの抵抗値Ｒｄを用いて表される。このため、異なる複数の状態の出力電圧値Ｖｏｕｔを測定することで、目的とする感度特性及びオフセット特性に適合するように調整抵抗１３１ａ，１３１ｂ，１３３ａ，１３３ｂの抵抗値を決定できる。
　より具体的な調整方法の例について説明する。まず、下記式（５）に示すように、初期状態の感度調整部１３３の調整抵抗１３３ａの抵抗値Ｒａ１と、初期状態の感度調整部１３３の調整抵抗１３３ｂの抵抗値Ｒｂ１とを等しく設定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　この時、バッファ回路１３２の出力端の電圧値Ｖｏｆｓは、下記式（６）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　また、フィードバックコイル１１３を流れるフィードバック電流は、誘導磁界のセンシングにより生じた電流と、オフセット電流とで構成されている。このため、電流値Ｉｃｏｉｌは、下記式（７）に示すように、センシングによる電流値Ｉｓｅｎｓと、オフセット電流値Ｉｏｆｓとの和になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　また、１００Ａ測定時（被測定電流の電流値が１００Ａ）の目標感度Ｇｓｅｔ（ｍＶ／Ａ）を設定する。Ｇｓｅｔは、下記式（８）で表される。Ｇｓｅｔは、被測定電流の電流値に対する電流センサ１の出力電圧値の比を表している。式（８）において、Ｉｓｅｎｓ（１００）は被測定電流が１００Ａの場合にセンシングにより生じる電流値を示し、Ｒａ２は調整後における感度調整部１３３の調整抵抗１３３ａの抵抗値（目標感度を達成するための調整抵抗１３３ａの抵抗値）を示し、Ｒｂ２は調整後における感度調整部１３３の調整抵抗１３３ｂの抵抗値（目標感度を達成するための調整抵抗１３３ｂの抵抗値）を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　次に、上述した初期状態において、被測定電流が０Ａ，１００Ａの場合の出力電圧値Ｖｏｕｔを測定する。被測定電流が０Ａの場合の出力電圧値Ｖｏｕｔ（０）と被測定電流が１００Ａの場合の出力電圧値Ｖｏｕｔ（１００）とは、それぞれ、下記式（９），（１０）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　式（９），（１０）から、ＩｏｆｓとＩｓｅｎｓ（１００）とは、それぞれ、下記式（１１），（１２）のように求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　式（８）から、目標感度を達成するためのＲａ２，Ｒｂ２の比は、下記式（１３）のように表される。よって、上記式（１２）及び下記式（１３）から、目標感度を達成するためのＲａ２，Ｒｂ２の関係を決定できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　一方、オフセットをゼロにするように電流センサ１を調整する場合、つまり、Ｖｏｕｔ（０）をゼロ磁界における理想的な出力Ｖｄｄ／２にするように電流センサ１を調整する場合、出力電圧値Ｖｏｕｔ（０）について下記式（１４）が成り立つ。式（１４）において、Ｒｃ２は調整後におけるオフセット調整部１３１の調整抵抗１３１ａの抵抗値（目標のオフセットを達成するための調整抵抗１３１ａの抵抗値）を示し、Ｒｄ２は調整後におけるオフセット調整部１３１の調整抵抗１３１ｂの抵抗値（目標のオフセットを達成するための調整抵抗１３１ｂの抵抗値）を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　式（１４）から、目標のオフセットを達成するためのＲｃ２，Ｒｄ２は、下記式（１５）のように表される。よって、上記式（１１）及び下記式（１５）から、目標のオフセットを達成するためのＲｃ２，Ｒｄ２の関係を決定できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　その後、上述のように算出された抵抗値（Ｒａ２，Ｒｂ２，Ｒｃ２，Ｒｄ２）の関係を実現するように、調整抵抗１３１ａ，１３１ｂ，１３３ａ，１３３ｂを構成する抵抗素子を追加する。これにより、電流センサ１の感度特性及びオフセット特性が調整されて、目的とするオフセット特性及び感度特性が実現できる。
　以上のように、本実施の形態の電流センサ１は、オフセット調整部１３１の出力端の電圧が感度調整部１３３の入力端の電流の影響を受けないようにインピーダンス変換するバッファ回路１３２を用いている。より具体的には、オフセット調整部１３１を構成する調整抵抗１３１ａ，１３１ｂと、感度調整部１３３を構成する調整抵抗１３３ａ，１３３ｂとの間に、入出力端間が高インピーダンスであるバッファ回路１３２を設けている。このため、オフセット調整部１３１の出力調整により行われるオフセット調整工程が、感度調整部１３３の出力調整により行われる感度調整工程の影響を受けずに済む。これにより、オフセット及び感度を一度に精度良く調整可能である。
　なお、本実施の形態の電流センサ１は、磁電変換回路１１と調整回路１３との間にバッファ回路１２を有しているため、電流電圧変換の基準電圧ＶｒｅｆをＶｄｄ／２に保つことができる。このため、ＶｄｄまたはＧＮＤとＶｒｅｆとの間の電位差及びコイル抵抗によって決まるコイル電流の最大値を、回路構成上の最大値（Ｖｄｄ／２に対応する電流値）とすることができる。これにより、被測定電流による誘導磁界が大きい場合でも、コイルに大電流を流して磁気抵抗効果素子が受ける磁界を小さくできる。その結果、大きな誘導磁界に起因する磁気抵抗効果素子のヒステリシスを防止し、磁気抵抗効果素子を用いた電流センサ１の電流精度の悪化を防止できる。
　次に、調整抵抗１３３ａ，１３３ｂの構成例について、図３を参照して説明する。図３は、調整抵抗１３３ａ，１３３ｂの構成例を示す回路図である。なお、調整抵抗１３１ａ，１３１ｂの構成例は、調整抵抗１３３ａ，１３３ｂの構成例と同様であり、図３に示す構成を適用できる。
　図３Ａは、調整抵抗１３３ａが単一の抵抗素子で構成され、調整抵抗１３３ｂが並列に接続された２個の抵抗素子により構成される例を示している。この場合、調整抵抗１３３ａと比較して調整抵抗１３３ｂの抵抗値をより細かく調整可能である。なお、調整抵抗１３３ｂを単一の抵抗素子で構成し、調整抵抗１３３ａを並列に接続された２個の抵抗素子で構成するようにして良い。図３Ｂは、調整抵抗１３３ａ，１３３ｂが、いずれも並列に接続された２個の抵抗素子により構成される例を示している。この場合、調整抵抗１３３ａ，１３３ｂの抵抗値を共に細かく調整可能である。
　図３Ｃは、調整抵抗１３３ａ，１３３ｂが、いずれも並列に接続された３個の抵抗素子により構成される例を示している。この場合、調整抵抗１３３ａ，１３３ｂの抵抗値をさらに細かく調整可能である。なお、調整抵抗１３３ａ，１３３ｂを構成する抵抗素子の数は、４個以上としても良い。並列に接続される抵抗素子の数を増やすことで、調整抵抗１３３ａ，１３３ｂの抵抗値をより細かく調整可能になる。図３Ｄは、調整抵抗１３３ａ，１３３ｂが、いずれも並列に接続された２個の抵抗素子と、直列に接続された１個の抵抗素子とで構成される例を示している。この場合、並列に接続される抵抗素子を追加、又は変更することで、調整抵抗１３３ａ，１３３ｂの抵抗値を微調整できる。
　このように、本実施の形態の電流センサ１は、調整抵抗１３１ａ，１３１ｂ，１３３ａ，１３３ｂを構成する抵抗素子の組合せによって調整抵抗１３１ａ，１３１ｂ，１３３ａ，１３３ｂの抵抗値を調整し、オフセット及び感度を調整できる。このため、本実施の形態の電流センサ１では、抵抗値が徐々に変化するような抵抗を用いる必要がなくなる。例えば、ボリューム抵抗などのように、振動や経時変化の影響を受けることがない。また、レーザートリミングなどのように、補正の際に高額な装置を用いる必要もない。このため、安定した補正を低コストに実現可能である。
　なお、本発明は上記実施の形態に限定されず、種々変更して実施することができる。例えば、オフセット及び感度を調整するための調整抵抗として、並列接続される抵抗をスイッチで切り替えられるようにＩＣ化した抵抗を用いても良い。また、電流センサを構成するオペアンプとして、ＩＣ化されたものを用いることができる。この点において、オペアンプが４個である実施の形態の電流センサ１は、オペアンプを２個又は４個含む１個のＩＣパッケージを用いて実現できる点で好適である。また、上記実施の形態では、被測定電流が１００Ａの場合を基準に感度を調整しているが、基準となる電流値は任意に設定できる。
　また、上記実施の形態における各素子の接続関係、大きさなどは、発明の趣旨を変更しない限りにおいて変更可能である。また、上記実施の形態に示す構成、方法などは、適宜組み合わせて実施可能である。その他、本発明は、本発明の範囲を逸脱しないで適宜変更して実施できる。
　本発明の電流センサは、例えば、電気自動車やハイブリッドカーなどのモータ駆動用電流の大きさを検知するために用いることが可能である。
　本出願は、２０１２年１月１２日出願の特願２０１２－４０１６に基づく。この内容は、全てここに含めておく。

Claims (7)

  1. 　磁界を電圧に変換して出力端から出力する磁電変換回路と、前記磁電変換回路の出力端に接続された緩衝増幅回路と、前記緩衝増幅回路の出力を調整する調整回路と、を備え、
    　前記調整回路は、調整された電圧を出力端から出力する第１調整部と、前記緩衝増幅回路の増幅率を調整可能な第２調整部と、前記第１調整部の出力端と前記第２調整部との間に設けられた緩衝回路とを有し、
    　前記第１調整部の出力する電圧によって、前記緩衝増幅回路の出力のオフセットが調整されることを特徴とする電流センサ。
  2. 　前記緩衝増幅回路は、前記磁電変換回路と接続される第１入力端と、前記調整回路と接続される第２入力端と、出力端とを備えたオペアンプであり、
    　前記第２調整部は、前記緩衝回路に直列に接続された第３調整抵抗及び第４調整抵抗を有し、前記緩衝増幅回路と前記第４調整抵抗とが並列に接続されたことを特徴とする請求項１に記載の電流センサ。
  3. 　前記第１調整部は、電圧源とグランドとの間に直列に接続された第１調整抵抗及び第２調整抵抗を有し、前記第１調整抵抗及び前記第２調整抵抗の接続点が前記緩衝回路の入力端に接続されたことを特徴とする請求項１に記載の電流センサ。
  4. 　前記磁電変換回路は、磁界に応じて電気的特性が変化する感磁素子を有するブリッジ回路と、入力端が前記ブリッジ回路と接続され、前記ブリッジ回路の測定した磁界に応じて電流を発生させる増幅回路と、一端が前記増幅回路の出力端と接続されたコイルと、前記コイルの他端と接続され、前記コイルを流れる電流に応じた電圧を生じる電流電圧変換回路と、を備え、
    　前記増幅回路は、前記感磁素子に印加される磁界を打ち消すような磁界を発生するように前記コイルを通流する電流を制御することを特徴とする請求項１に記載の電流センサ。
  5. 　前記感磁素子は、磁気抵抗効果素子であることを特徴とする請求項４に記載の電流センサ。
  6. 　前記緩衝回路は、オペアンプであることを特徴とする請求項１に記載の電流センサ。
  7. 　磁界を電圧に変換して出力端から出力する磁電変換回路と、前記磁電変換回路の出力端の電圧を調整するための調整回路と、前記磁電変換回路の出力端に接続された緩衝増幅回路と、を備え、
    　前記調整回路は、調整された電圧を出力端から出力する第１調整部と、前記第１調整部の出力端と前記第２調整部の入力端との間に設けられた緩衝回路と、を備え、
    　測定対象の電流路を通流する被測定電流の電流値が異なる２つの状態について、緩衝増幅回路の出力端の電圧値を測定する工程と、
    　前記測定された緩衝増幅回路の出力端の２つの電圧値に基づいて、前記第１調整部及び前記第２調整部の出力を同時に調整する工程と、を備えたことを特徴とする電流センサの調整方法。
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