WO2013094081A1 - 共振フィルタ、デルタシグマａ／ｄ変換器、および半導体装置 - Google Patents

共振フィルタ、デルタシグマａ／ｄ変換器、および半導体装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2013094081A1
WO2013094081A1 PCT/JP2012/002694 JP2012002694W WO2013094081A1 WO 2013094081 A1 WO2013094081 A1 WO 2013094081A1 JP 2012002694 W JP2012002694 W JP 2012002694W WO 2013094081 A1 WO2013094081 A1 WO 2013094081A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
resistor
filter
delta
sigma
signal
Prior art date
Application number
PCT/JP2012/002694
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
松川　和生
陽介 三谷
幸嗣 小畑
Original Assignee
パナソニック株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by パナソニック株式会社 filed Critical パナソニック株式会社
Publication of WO2013094081A1 publication Critical patent/WO2013094081A1/ja
Priority to US14/292,084 priority Critical patent/US8872684B2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H11/0422—Frequency selective two-port networks using transconductance amplifiers, e.g. gmC filters
    • H03H11/0433—Two integrator loop filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
    • H03H11/126—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using a single operational amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/0138—Electrical filters or coupling circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
    • H03M3/392—Arrangements for selecting among plural operation modes, e.g. for multi-standard operation
    • H03M3/396—Arrangements for selecting among plural operation modes, e.g. for multi-standard operation among different frequency bands
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
    • H03H11/1291—Current or voltage controlled filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/32—Balance-unbalance networks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H03M1/34—Analogue value compared with reference values
    • H03M1/38—Analogue value compared with reference values sequentially only, e.g. successive approximation type
    • H03M1/40—Analogue value compared with reference values sequentially only, e.g. successive approximation type recirculation type
    • H03M1/406—Analogue value compared with reference values sequentially only, e.g. successive approximation type recirculation type using current mode circuits, i.e. circuits in which the information is represented by current values rather than by voltage values

Definitions

  • the present invention relates to a delta-sigma A / D (Analog-to-Digital) converter, and more particularly, to a resonance filter that can select a filter operation and an oscillation operation.
  • a / D Analog-to-Digital
  • an RC active filter including a resonance filter is often used as a loop filter.
  • the resistance value of the resistor and the capacitance value of the capacitor included in the RC active filter (hereinafter referred to as resistance and capacitance values) vary due to manufacturing variations and the like, and therefore the filter characteristics of the RC active filter vary. Due to the fluctuation of the filter characteristics, the stability of the A / D converter and the SN (Signal-Noise) ratio characteristic are deteriorated.
  • Non-Patent Document 1 a delta-sigma A / D converter and an RC oscillator are mounted at the same time, an RC product is obtained from the oscillation frequency of the RC oscillator, and a resistance included in the RC active filter based on the obtained RC product. And the capacity value is adjusted.
  • FIG. 12 is a diagram showing a circuit configuration example of a circuit in which a delta sigma A / D converter and an RC oscillator are simultaneously mounted.
  • the delta-sigma A / D converter 900 includes a loop filter 901, a quantizer 904, and current-driven feedback D / A converters 905 and 906.
  • the loop filter 901 includes an integrator 902 and a resonance filter 903 connected to the subsequent stage, and a differential output signal of the resonance filter 903 is output to the quantizer 904 via the resistor R93. Further, the differential output signal of the loop filter 901 is fed back to the differential input of the integrator 902 and the resonance filter 903 via the resistors R91 and R92.
  • the differential signal input to the quantizer 904 is converted into a digital signal.
  • the converted digital signals are fed back to the input of the quantizer 904 and the loop filter 901 as analog signals via feedback D / A converters 905 and 906, respectively.
  • RC oscillator 907 outputs an oscillation signal oscillated at a predetermined oscillation frequency.
  • the frequency measurement circuit 908 receives an oscillation signal from the RC oscillator 907 and measures a frequency or period deviation from a preset oscillation frequency.
  • the control unit 909 obtains a deviation in resistance and capacitance values due to manufacturing variations and the like based on the deviation in frequency or period received from the frequency measurement circuit 908, and integrates an RC tuning signal SC9 for adjusting the resistance and capacitance values as an integrator. 902 and the resonance filter 903. This adjusts (corrects) deviations in resistance and capacitance values due to manufacturing variations and the like.
  • the means shown in FIG. 12 needs to be equipped with an unnecessary RC oscillator in the operation of the delta sigma A / D converter and the RC active filter. Furthermore, due to the mismatch between the resistance and capacitance of the RC active filter including the resonance filter and the resistance and capacitance of the RC oscillator, the accuracy of adjustment of the resistance and capacitance values of the RC active filter is lowered.
  • the present invention provides a high-accuracy value of resistance and capacitance included in an RC active filter (including a resonance filter) used in a resonance filter and a delta-sigma A / D converter by a small additional circuit.
  • the purpose is to adjust.
  • the delta-sigma A / D converter has a resonance filter, receives a first input signal, a quantizer that digitally converts the output of the loop filter, and the quantization A feedback D / A converter that D / A converts the output of the converter and feeds it back to the loop filter as an analog signal.
  • the resonance filter includes a resistor and a capacitor, receives a second input signal, a first switch configured to be able to be switched on and off by a first external signal, and resistance value control by a second external signal. And a feedback path for connecting the output of the resonator unit to the positive feedback with respect to the input of the resonator unit via a feedback resistor configured to be capable of.
  • the resonance filter When the first switch is turned on and the output of the resonator unit is positively fed back with respect to the input of the resonator unit by the feedback path, the resonance filter operates as an oscillator, while the first filter When the switch is controlled to be turned off and the feedback path is opened, the resonant filter operates as a filter, and at least one of the resistance and the capacitance of the resonator unit has a resistance value or a capacitance value.
  • the third external signal can be adjusted.
  • the output of the resonator unit is connected in positive feedback with respect to the input of the resonator unit, and the resonance filter oscillates.
  • at least one of the resistance value of the resonator unit and the capacitance value of the capacitor is configured to be adjustable.
  • the third external signal can be generated, for example, by obtaining a product (RC product) of resistance and capacitance values based on the oscillation period of the resonance filter when the first switch is on-controlled.
  • RC product a product of resistance and capacitance values based on the oscillation period of the resonance filter when the first switch is on-controlled.
  • adjacent circuits often show the same tendency in manufacturing variations and the like, and the resistance and capacitance values (except for the resonator portion) included in the delta-sigma A / D converter are the third external signals. May be configured to be adjustable.
  • a semiconductor device has a resistor and a capacitor, and an RC circuit whose characteristics are determined based on a product of a resistance value of the resistor and a capacitance value of the capacitor, and the RC circuit
  • a delta-sigma A / D converter according to claim 4 which receives an output signal as the first input signal, and based on the third external signal from the control unit, a resistance of the RC circuit At least one of the resistance value and the capacitance value of the capacitance is adjusted.
  • the semiconductor device can adjust at least one of the resistance value of the resistor and the capacitance value of the capacitor for the RC circuit based on the third external signal.
  • adjacent circuits often show the same tendency in manufacturing variation and the like, and the resistance and capacitance values included in the adjacent circuits often have the same variation tendency. Therefore, the RC circuit can be adjusted with high accuracy.
  • the resonance filter has a resistor and a capacitor, receives the input signal, a first switch configured to be switched on and off by the first external signal, and a second external A feedback path for connecting the output of the resonator unit to the positive feedback with respect to the input of the resonator unit via a feedback resistor configured to be able to control the resistance value by a signal,
  • the switch When the switch is on-controlled and the output of the resonator unit is positively fed back with respect to the input of the resonator unit by the feedback path, it operates as an oscillator, while the first switch is off-controlled and the feedback path Operates as a filter when at least one of the resistance and the capacitance of the resonator unit has a resistance value or a capacitance value. And it is configured to be adjusted by a third external signal.
  • the resistance and capacitance values of the resonator unit of the resonance filter can be adjusted with high accuracy by a small additional circuit.
  • the third external signal can be generated, for example, by obtaining a product (RC product) of resistance and capacitance values based on the oscillation period of the resonance filter when the first switch is on-controlled.
  • the resistance and capacitance values (other than the resonator unit) included in the resonance filter may be configured to be adjustable by the third external signal.
  • the resistance and capacitance values included in the resonance filter can be adjusted with high accuracy by a small additional circuit.
  • the resistance and capacitance values included in the delta-sigma A / D converter can be adjusted with high accuracy by a small additional circuit.
  • the stability of the delta-sigma A / D converter and the SN (Signal-to-Noise) ratio characteristic can be improved.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of the semiconductor device according to the first embodiment.
  • the semiconductor device includes an RC filter 110 as an RC circuit that receives differential input signals SIN1 and SIN2, and a delta-sigma A / D converter 100 connected to a subsequent stage of the RC filter 110.
  • the delta-sigma A / D converter 100 includes a loop filter 101, a quantizer 104, current-driven feedback D / A converters 106 and 107 (denoted as current DAC1 and current DAC2 in the figure), and a control unit 105. I have.
  • the loop filter 101 includes an integrator 102 and a resonance filter 103.
  • the nodes SD5 and SD6 connected to the differential output of the RC filter 110 are each connected to one end of the resistor R21 of the integrator 102. Then, differential signals SD5 and SD6 as first input signals are input from the RC filter 110 to the resistor R21.
  • the same symbols SD5 and SD6 as those of the nodes are attached to the differential signals passing through the nodes SD5 and SD6.
  • the other end of the resistor R21 is connected to the differential input of the operational amplifier 111, and the differential output of the operational amplifier 111 is connected to the differential input of the resonance filter 103 by nodes SD1 and SD2.
  • the differential signals SD1 and SD2 as the second input signals are input from the operational amplifier 111 to the resonance filter 103.
  • the same symbols SD1 and SD2 as those of the nodes are attached to the differential signals passing through the nodes SD1 and SD2.
  • the differential output of the operational amplifier 111 is fed back to the differential input of the operational amplifier 111 via a variable capacitor C22 and a resistor R22 connected in series.
  • the nodes SD3 and SD4 connected to the differential output of the resonance filter 103 are respectively connected to the input of the quantizer 104 via the resistor R23.
  • the differential signal input to the quantizer 104 is fed back to the input of the integrator 102 via the resistor R25.
  • the differential signal input to the quantizer 104 is fed back to the input of the resonance filter 103 via the resistor R24.
  • the quantizer 104 converts the differential input signal into a digital value.
  • the converted digital value is output to the control unit 105 and also fed back to the inputs of the loop filter 101 and the quantizer 104 as analog signals via the feedback D / A converters 106 and 107, respectively.
  • the control unit 105 outputs a power-down control signal SC1, an oscillator mode control signal SC2, a feedback resistance control signal SC3, and an RC tuning signal SC4, which will be described later, an integrator 102, a resonance filter 103, a feedback D / A converter 106, 107 and the RC filter 110 are controlled.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration example of the resonance filter 103 when one operational amplifier is used.
  • the resonance filter 103 includes a resonator unit 203 (configuration shown in FIG. 4 described later) having an operational amplifier 121 and a feedback path FP1.
  • the nodes SD1 and SD2 are respectively connected to the differential input of the operational amplifier 121 via the resistor R11.
  • a capacitor may be used instead of the resistor R11.
  • the differential output of the operational amplifier 121 is connected to the nodes SD3 and SD4. Further, the differential output of the operational amplifier 121 is fed back negatively (negative feedback) with respect to the differential input of the operational amplifier 121 via the variable capacitors C13 and C12 connected in series.
  • the series-connected resistors R12 and R13 are connected in parallel to the series-connected variable capacitors C12 and C13, respectively.
  • two resistors R14 are connected in series between the node between one variable capacitor C12, C13 and the node between the other variable capacitor C12, C13.
  • two variable capacitors C14 are connected in series between a node between one resistor R12 and R13 and a node between the other resistor R12 and R13.
  • the resistor R14 and the variable capacitor C14 each have two elements connected in series. However, one resistor and one capacitor may be used.
  • the differential output of the operational amplifier 121 is connected to the nodes SD1 and SD2 via the feedback resistor Rf1 of the feedback path FP1 and the first switch 201.
  • the differential output of the operational amplifier 121 is positively fed back to the differential input of the operational amplifier 121 ( Positively connected).
  • a second switch 202 and a resistor Rc1 as a first resistor are connected in series between the node SD1 and the ground and between the node SD2 and the ground, respectively.
  • the first and second switches 201 and 202 are off-controlled by the oscillator mode control signal SC2, and both the first and second switches 201 and 202 are open.
  • Adjustment of the capacitance values of the variable capacitors C12, C13, and C14 of the resonance filter 103 will be specifically described with reference to FIGS.
  • the control unit 105 powers down the feedback D / A converters 106 and 107 and the integrator 102 by the power down control signal SC1, and stops driving.
  • the operational amplifier 111 is powered down for the integrator 102.
  • the nodes SD1 and SD2 are in a high impedance state.
  • the control unit 105 controls the first and second switches 201 and 202 to be turned on by the oscillator mode control signal SC2, thereby causing all the first and second switches 201 and 202 to be short-circuited.
  • the differential output signal of the operational amplifier 121 is positively fed back to the differential input of the operational amplifier 121 via the feedback resistor Rf1 and the first switch 201.
  • the positively fed-back differential signal is divided by the feedback resistor Rf1 and the resistor Rc1, and is given to the differential input of the operational amplifier 121 via the resistor R11.
  • the resonance filter 103 operates as an oscillator (hereinafter referred to as an oscillator mode).
  • FIGS. 3A and 3B are diagrams showing an example of the oscillation operation of the resonance filter 103 in the oscillator mode.
  • FIG. 3 (b) is an enlarged view of the area AB in FIG. 3 (a).
  • the resonance filter 103 is in a stable state where it oscillates with substantially the same amplitude after about 65 msec (point C).
  • the control unit 105 sets the resistance value of both feedback resistors Rf1 to, for example, the maximum value by the feedback resistance control signal SC3.
  • the resistance value of the feedback resistor Rf1 becomes a certain value or more, the resonance filter 103 does not oscillate because the amplitude of the feedback voltage divided by the feedback resistor Rf1 and the resistor Rc1 is small. Therefore, here, the maximum resistance value of the feedback resistor Rf1 is set in advance to a resistance value at which the resonance filter 103 does not oscillate.
  • the control unit 105 measures the output of the resonance filter 103 while gradually decreasing the resistance value of the feedback resistor Rf1 from the maximum value by the feedback resistance control signal SC3.
  • the control unit 105 determines the amplitude of the output of the resonance filter 103 and the amplitude based on the digital signal received from the quantizer 104 after a predetermined time has passed so that oscillation is stabilized with respect to the set resistance value. Measure the period. When the measured amplitude and period are equal to or larger than a preset reference amplitude value and within the reference period range, the oscillation state is determined, and the period is determined by the resonance filter 103 in the oscillator mode. It is specified as the oscillation period.
  • the range of the reference cycle is, for example, the tolerance range of the resistance value and the capacitance value for satisfying the required A / D conversion characteristics, the variation of the cycle calculated from the manufacturing variation of the resistor and the capacitance, etc.
  • the reference amplitude value or more is set to, for example, an amplitude of 1/2 or more of the power supply.
  • the reference amplitude value is not limited to half the amplitude of the power source, and may be larger or smaller than half the power source as long as it can be confirmed that oscillation is occurring. It doesn't matter.
  • the oscillation state can be determined based on either when the measured amplitude is equal to or greater than a preset reference amplitude value and when the measured period is within the reference period range. Good.
  • control unit 105 calculates the RC product of the variable capacitors C12 and C13 and the resistors R12 and R13 from the specified oscillation period of the resonance filter 103, and the RC tuning signal so that the RC product approaches a predetermined design value.
  • the capacitance values of the variable capacitors C12, C13, C14 of the resonance filter 103 are adjusted by SC4.
  • control unit 105 cancels the power-down of the feedback D / A converters 106 and 107 and the integrator 102 by the power-down control signal SC1, and uses the oscillator mode control signal SC2 to output the first and second signals.
  • the switches 201 and 202 are controlled to be turned off, and the normal operation is performed.
  • the above adjustment of the capacitance value is performed, for example, when the power is turned on. Note that the present invention is not limited to when the power is turned on, and may be periodically performed when signal input is stopped.
  • the feedback resistor Rf1 is set to the maximum value and [Adjustment of capacitance value] is started, the present invention is not limited to this, and a different resistance value may be used.
  • the amplitude and period of the output of the resonance filter 103 may be measured by adjusting the resistor Rc1 instead of the feedback resistor Rf1.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining an example of the operation of the resonance filter (including one operational amplifier) during normal operation. Note that, during normal operation, the first and second switches 201 and 202 are opened by the OFF control. Therefore, in FIG. 4, the first and second switches 201 and 202 and the node to which they are connected are omitted. Yes.
  • the configuration shown in FIG. 4 is the resonator unit 203 in the present embodiment.
  • the transfer function of the resonance filter 103 can be obtained by the following equation 2 when the following equation 1 is satisfied.
  • the resonance frequency fc at this time can be obtained by the following expression 3.
  • the resonance frequency fc is 3.183 MHz.
  • the adjustment of the capacitance values of the variable capacitors C12, C13, and C14 by the control unit 105 can be performed based on, for example, the difference between the period based on the resonance frequency of the above equation 3 and the measured resonance filter period.
  • the RC oscillator is not required, and the capacitance values of the variable capacitors C12, C13, and C14 included in the resonance filter 103 can be adjusted with high accuracy by a small additional circuit.
  • the control unit 105 is a digital circuit, and the circuit scale can be reduced as compared with a case where an RC oscillator is mounted.
  • the same effect can be obtained by adjusting the resistance values of the resistors R11, R12, R13, and R14 instead of adjusting the capacitance values of the variable capacitors C12, C13, and C14. Further, the values of both the resistors R11, R12, R13, R14 and the variable capacitors C12, C13, C14 may be adjusted.
  • variable capacitor C22 and the resistor R22 of the integrator 102 may be adjusted by the RC tuning signal SC4 using the RC product. Further, the resistance and capacitance values included in the RC filter 110 may be adjusted.
  • the resonance filter 103 is not limited to the configuration of FIG. In the following other circuit configuration examples of the resonance filter, an example in which the configuration of the passive element is different and an example of the configuration of the resonance filter including two operational amplifiers will be described.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating another circuit configuration example 1 of the resonance filter.
  • the difference from FIG. 2 is between the nodes SD1 and SD2 and the operational amplifier 121 in the resonator unit 203A, and between the first switch 201 and the second switch 202. This is the point that a resistor R15 as a first resistor is added.
  • the resistor R11 and the resistor Rc1 are omitted.
  • the resistor R15 serves as both the resistor R11 and the resistor Rc1. Specifically, in the oscillator mode, the differential output signal of the operational amplifier 121 is divided by the feedback resistance Rf1 and the resistance R15 via the feedback path FP1, respectively, and positively fed back to the input of the operational amplifier 121. .
  • the other points are the same as in FIG. 2, and detailed description thereof is omitted here. Further, in FIG. 1, the resonance filter 103A shown in FIG. 6 is connected in place of the resonance filter 103 shown in FIG.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating another circuit configuration example 2 of the resonance filter.
  • the resonance filter 103B of FIG. 7 is different from that of FIG. 2 in that the resonator unit 203B (configuration of FIG. 8 described later) includes two operational amplifiers 131 and 132.
  • the nodes SD1 and SD2 are respectively connected to the differential input of the operational amplifier 131 via the resistor R31, and the differential output of the operational amplifier 131 is connected to the differential input of the operational amplifier 132 via the resistor R32.
  • the differential output of the operational amplifier 132 is connected to the nodes SD3 and SD4.
  • the nodes SD3 and SD4 are upside down. Note that a capacitor may be used instead of the resistor R31.
  • the differential output of the operational amplifier 131 is fed back negatively with respect to the differential input of the operational amplifier 131 via the variable capacitor C31. Further, the differential output of the operational amplifier 132 is fed back negatively with respect to the differential input of the operational amplifier 132 through the variable capacitor C32. Further, the differential output of the operational amplifier 132 is fed back negatively with respect to the differential input of the operational amplifier 131 via the resistor R33.
  • the differential output of the operational amplifier 132 is connected to the nodes SD1 and SD2 via the feedback resistor Rf2 of the feedback path FP2 and the first switch 301.
  • the differential output of the operational amplifier 132 is connected to the differential input of the operational amplifier 131 via the feedback resistor Rf2 and the resistor R31.
  • a second switch 302 and a resistor Rc2 as a first resistor are connected in series between the node SD1 and the ground and between the node SD2 and the ground, respectively.
  • the first and second switches 301 and 302 are off-controlled by the oscillator mode control signal SC2, and both the first and second switches 301 and 302 are open.
  • the resonance filter 103B shown in FIG. 7 is connected in place of the resonance filter 103 shown in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining an example of the operation of the resonance filter (including two operational amplifiers) of FIG. 7 during normal operation. Since the first and second switches 301 and 302 are both open during normal operation, the first and second switches 301 and 302 and the node to which they are connected are omitted in FIG. 8 is the resonator unit 203B in the other circuit configuration example 2.
  • the transfer function of the resonance filter 103B can be obtained by the following equation 4.
  • the resonance frequency fc at this time can be obtained by the following equation 5.
  • the resonance frequency is 3.183 MHz.
  • the adjustment of the capacitance values of the variable capacitors C31 and C32 by the control unit 105 can be performed based on, for example, the difference between the period based on the resonance frequency of Equation 5 and the measured resonance filter period.
  • the capacitance value included in the resonance filter can be adjusted with high accuracy by a small additional circuit.
  • the same effect can be obtained by adjusting the resistance values of the resistors R31, R32, and R33 instead of adjusting the capacitance values of the variable capacitors C31 and C32. Further, the values of both the resistors R31, R32, R33 and the variable capacitors C31, C32 may be adjusted.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of the semiconductor device according to the second embodiment. 10, the same reference numerals as those in FIG. 1 are attached to the same components as those in FIG. 1, and detailed description thereof is omitted here.
  • the semiconductor device includes an RC filter 410 as an RC circuit that receives an input signal SIN3, and a delta-sigma A / D converter 400 that is connected to the subsequent stage of the RC filter 410.
  • the delta-sigma A / D converter 400 includes a loop filter 401, a quantizer 404, current-driven feedback D / A converters 406 and 407 (denoted as current DAC1 and current DAC2 in the drawing), and a control unit 405. I have.
  • the loop filter 401 includes an integrator 402 and a resonance filter 403.
  • the node SD9 connected to the output of the RC filter 410 is connected to one end of the resistor R51 of the integrator 402.
  • the signal SD9 as the first input signal is input from the RC filter 410 to the resistor R51.
  • a signal passing through the node SD9 is assigned the same symbol SD9 as that of the node.
  • the other end of the resistor R51 is connected to the inverting input of the operational amplifier 141, and the output of the operational amplifier 141 is connected to the input of the resonance filter 403 through the node SD7.
  • the non-inverting input of the operational amplifier 141 is grounded.
  • the signal SD7 as the second input signal is input from the operational amplifier 141 to the resonance filter 403.
  • the signal SD7 that is the same as the node is attached to the signal passing through the node SD7.
  • the output of the operational amplifier 141 is fed back to the inverting input terminal of the operational amplifier 141 through a variable capacitor C52 and a resistor R52 connected in series.
  • the node SD8 connected to the output of the resonance filter 403 is connected to the input of the quantizer 404 via the resistor R53.
  • the signal input to the quantizer 404 is fed back to the input of the resonance filter 403 and the input of the integrator 402 via the resistors R54 and R55.
  • the digital signal output from the quantizer 404 is output to the control unit 405, and as an analog signal via the feedback D / A converters 406 and 407, to the input of the loop filter 401 and the quantizer 404, respectively.
  • the control unit 405 performs the same control as the control unit 105 of FIG. 1 by the power down control signal SC1, the oscillator mode control signal SC2, the feedback resistance control signal SC3, and the RC tuning signal SC4.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a circuit configuration example of the resonance filter 403 according to the present embodiment.
  • the resonance filter 403 includes a resonator unit 503 having an operational amplifier 151 and a feedback path FP3.
  • the node SD7 is connected to the inverting input of the operational amplifier 151 via the resistor R41, and the output of the operational amplifier 151 is connected to the node SD8.
  • the output of the operational amplifier 151 is fed back negatively with respect to the inverting input of the operational amplifier 151 via the variable capacitors C43 and C42 connected in series.
  • series-connected resistors R42 and R43 are connected in parallel to the series-connected variable capacitors C42 and C43. Further, a node between the variable capacitors C42 and C43 is grounded via a resistor R44, and a node between the resistors R42 and R43 is grounded via a variable capacitor C44.
  • the output of the operational amplifier 151 is connected to the non-inverting input of the operational amplifier 151 via the feedback resistor Rf4 of the feedback path FP3 and the first switch 501.
  • a resistor Rc4 as a first resistor and a second switch 502 are connected in parallel between the non-inverting input of the operational amplifier 151 and the ground.
  • the first switch 501 is turned off by the oscillator mode control signal SC2 and opened.
  • the second switch 502 is ON-controlled by the oscillator mode control signal SC2, and shorts the non-inverting input of the operational amplifier 151 and the ground.
  • the first switch 501 is ON-controlled by the oscillator mode control signal SC2 and short-circuited.
  • the second switch 502 is controlled to be turned off by the oscillator mode control signal SC2 to open the non-inverting input and the ground.
  • the switch 502 can be omitted if the noise generated by the connection of the resistor Rc4 is small enough not to affect the operational amplifier 151 during normal operation.
  • the RC oscillator is not required, and the values of the variable capacitors C42, C43, and C44 included in the resonance filter 403 are increased by a small additional circuit. The accuracy can be adjusted.
  • the same effect can be obtained by adjusting the resistance values of the resistors R41, R42, R43, and R44 instead of adjusting the capacitance values of the variable capacitors C42, C43, and C44. Further, the values of both the resistors R41, R42, R43, R44 and the variable capacitors C42, C43, C44 may be adjusted.
  • the capacitance value and resistance value of adjacent circuits often have similar variation tendency characteristics. Therefore, for example, the variable capacitor C52 and the resistor R52 of the integrator 402 may be adjusted by the RC tuning signal SC4. Further, the resistance and capacitance values included in the RC filter 410 may be adjusted.
  • the resonance filter has been described as being used for a delta-sigma A / D converter, but may be used for other devices.
  • the resonance filter may be used as a filter for a wireless reception device. Even in this case, the resonance filter is oscillated, the frequency characteristic (period) is measured, the RC product is obtained from the result, and the resistance and capacitance values are adjusted. Even when the resonance filter is applied to the wireless reception device, after shifting to the normal operation, the filter is operated as a filter in the same manner as the normal filter.
  • the resonance filter of the loop filter may directly receive the signal from the RC filter.
  • the first input signal and the second input signal are the same signal.
  • the feedback D / A converters 107 and 407 are not necessarily required, and the feedback D / A converters 107 and 407 may be omitted.
  • the resonance filter and the delta-sigma modulator according to the present invention can adjust the resistance and capacitance values with high accuracy by a small additional circuit. Therefore, it is useful as a filter circuit for filtering a wireless reception signal, an A / D converter for sensor signal processing, and the like in the field of a wireless receiver, audio, and the like.

Abstract

　デルタシグマＡ／Ｄ変換器（１００）は、共振フィルタ（１０３）を有するループフィルタ（１０１）と、量子化器（１０４）と、フィードバックＤ／Ａ変換器（１０６）とを備えている。共振フィルタ（１０３）は、抵抗と容量とを有する共振器部と、共振器部の出力を共振器部の入力に正帰還に接続するフィードバックパスとを備えており、第１スイッチのオンオフ制御により発振器または、フィルタとして動作する。そして、共振器部が有する抵抗および容量のうち少なくともいずれか一方は、抵抗値または容量値が第３外部信号（ＳＣ４）によって調整可能に構成されている。

Description

共振フィルタ、デルタシグマＡ／Ｄ変換器、および半導体装置
　本発明は、デルタシグマＡ／Ｄ（Analog to Digital)変換器に関するものであり、特に、フィルタ動作と発振動作とを選択可能とする共振フィルタに関する。
　連続時間型デルタシグマＡ／Ｄ変換器では、しばしばループフィルタに、共振フィルタを含むＲＣアクティブフィルタが用いられる。しかしながら、製造ばらつき等により、ＲＣアクティブフィルタに含まれる抵抗の抵抗値および容量の容量値（以下、抵抗および容量の値と称する）が変動するため、ＲＣアクティブフィルタのフィルタ特性が変動する。このフィルタ特性の変動により、Ａ／Ｄ変換器の安定性およびＳＮ (Signal-Noise) 比特性が劣化する。
　これに対し、一般的には、例えば、製造工程、検査工程等において、計測器を用いてフィルタの周波数特性等を直接測定し、ＲＣアクティブフィルタに含まれる抵抗および容量の値を調整する手段が講じられている。また、非特許文献１では、デルタシグマＡ／Ｄ変換器とＲＣ発振器とを同時に搭載し、このＲＣ発振器の発振周波数からＲＣ積を求め、求めたＲＣ積に基づいてＲＣアクティブフィルタに含まれる抵抗および容量の値を調整している。
　図１２はデルタシグマＡ／Ｄ変換器とＲＣ発振器とを同時に搭載した回路の回路構成例を示す図である。
　デルタシグマＡ／Ｄ変換器９００は、ループフィルタ９０１、量子化器９０４、および電流駆動型のフィードバックＤ／Ａ変換器９０５，９０６を備えている。
　ループフィルタ９０１は、積分器９０２とその後段に接続された共振フィルタ９０３とを備えており、共振フィルタ９０３の差動出力信号は、抵抗Ｒ９３を介して、量子化器９０４に出力される。また、ループフィルタ９０１の差動出力信号は、抵抗Ｒ９１，Ｒ９２を介して、積分器９０２および共振フィルタ９０３の差動入力にそれぞれフィードバックされる。
　量子化器９０４に入力された差動信号は、デジタル信号に変換される。変換後のデジタル信号は、フィードバックＤ／Ａ変換器９０５，９０６を介して、それぞれアナログ信号として量子化器９０４の入力、およびループフィルタ９０１にフィードバックされる。
　ＲＣ発振器９０７は、予め定められた発振周波数で発振させた発振信号を出力する。周波数測定回路９０８では、ＲＣ発振器９０７からの発振信号を受け、予め設定された発振周波数との周波数または周期のずれを測定する。制御部９０９では、周波数測定回路９０８から受けた周波数または周期のずれに基づいて、製造ばらつき等による抵抗および容量の値のずれを求め、抵抗および容量の値を調整するＲＣチューニング信号ＳＣ９を積分器９０２および共振フィルタ９０３に出力する。これにより、製造ばらつき等による抵抗および容量の値のずれが調整（補正）される。
Kazuo Matsukawa, 他6名, "A 69.8 dB SNDR 3rd-order Continuous Time Delta-Sigma Modulator with an Ultimate Low Power Tuning System for a Worldwide Digital TV-Receiver", Custom Integrated Circuits Conference (CICC), 2010 IEEE(USA), 19-22 Sept 2010, p.1-4
　しかしながら、計測器を用いてフィルタの周波数特性等を直接測定するためには、半導体装置外部に入出力信号を引き出して周波数特性等を測定する必要があり、信号の引き出しおよび測定に時間を要する。さらに、外部への信号の引き出しに際して、計測器などの外部負荷を駆動するための余分なバッファ、および余分な入出力端子等が必要となる。
　また、図１２に示す手段は、デルタシグマＡ／Ｄ変換器およびＲＣアクティブフィルタの動作において不要なＲＣ発振器を搭載する必要がある。さらに、共振フィルタを含むＲＣアクティブフィルタが有する抵抗および容量と、ＲＣ発振器が有する抵抗および容量とのミスマッチにより、ＲＣアクティブフィルタの抵抗および容量の値の調整の精度が低下する。
　上記の点に鑑み、本発明は、共振フィルタおよびデルタシグマＡ／Ｄ変換器に用いられるＲＣアクティブフィルタ（共振フィルタを含む）に含まれる抵抗および容量の値を小規模な付加回路によって、高精度に調整することを目的とする。
　本発明の第１態様では、デルタシグマＡ／Ｄ変換器は、共振フィルタを有し、第１入力信号を受けるループフィルタと、前記ループフィルタの出力をデジタル変換する量子化器と、前記量子化器の出力をＤ／Ａ変換し、アナログ信号として前記ループフィルタにフィードバックするフィードバックＤ／Ａ変換器とを備えている。前記共振フィルタは、抵抗と容量とを有し、第２入力信号を受ける共振器部と、第１外部信号によるオンオフ切替が可能に構成された第１スイッチと、第２外部信号による抵抗値制御が可能に構成されたフィードバック抵抗とを介して、前記共振器部の出力を当該共振器部の入力に対して正帰還に接続するフィードバックパスとを備えている。そして、前記第１スイッチがオン制御され、前記フィードバックパスによって前記共振器部の出力が当該共振器部の入力に対して正帰還されたとき、前記共振フィルタは発振器として動作する一方、前記第１スイッチがオフ制御され、前記フィードバックパスが開放されたとき、前記共振フィルタはフィルタとして動作するものであり、前記共振器部が有する抵抗および容量のうち少なくともいずれか一方は、抵抗値または容量値が第３外部信号によって調整可能に構成されている。
　第１態様によると、第１スイッチがオン制御されたとき、共振器部の出力が共振器部の入力に対して正帰還に接続され、共振フィルタは発振する。そして、第３外部信号に基づいて、共振器部の抵抗の抵抗値および容量の容量値の少なくともいずれか一方が調整可能に構成されている。これにより、共振フィルタにフィードバック抵抗および第１スイッチを有するフィードバックパス（小規模な付加回路）を追加することにより、共振器部の抵抗の抵抗値および容量の容量値の少なくともいずれか一方が高精度に調整される。したがって、共振器部の抵抗および容量の値を小規模な付加回路によって、高精度に調整することができる。なお、第３外部信号は、例えば第１スイッチがオン制御されたときの共振フィルタの発振周期に基づいて、抵抗および容量の値の積（ＲＣ積）を求めることにより生成できる。また、半導体装置において、隣接する回路同士は製造ばらつき等が同様の傾向を示すことが多く、デルタシグマＡ／Ｄ変換器に含まれる抵抗および容量の値（共振器部以外）が第３外部信号によって調整可能に構成されていてもよい。
　本発明の第２態様では、半導体装置は、抵抗と容量とを有し、当該抵抗の抵抗値と当該容量の容量値との積に基づいて特性が決定されるＲＣ回路と、前記ＲＣ回路の出力信号を前記第１入力信号として受ける、請求項４記載のデルタシグマＡ／Ｄ変換器とを備えており、前記制御部からの前記第３外部信号に基づいて、前記ＲＣ回路が有する抵抗の抵抗値および容量の容量値の少なくともいずれか一方の値を調整するものである。
　第２態様によると、半導体装置は、第３外部信号に基づいて、ＲＣ回路についても、抵抗の抵抗値および容量の容量値の少なくともいずれか一方の値を調整することができる。ここで、半導体装置において、隣接する回路同士は、製造ばらつき等が同様の傾向を示すことが多く、隣接する回路に含まれる抵抗および容量の値が同様のばらつき傾向を有する場合が多い。したがって、ＲＣ回路についても高精度の調整が可能となる。
　本発明の第３態様では、共振フィルタは、抵抗と容量とを有し、入力信号を受ける共振器部と、第１外部信号によるオンオフ切替が可能に構成された第１スイッチと、第２外部信号による抵抗値制御が可能に構成されたフィードバック抵抗とを介して、前記共振器部の出力を当該共振器部の入力に対して正帰還に接続するフィードバックパスとを備えており、前記第１スイッチがオン制御され、前記フィードバックパスによって前記共振器部の出力が当該共振器部の入力に対して正帰還されたとき、発振器として動作する一方、前記第１スイッチがオフ制御され、前記フィードバックパスが開放されたとき、フィルタとして動作するものであり、前記共振器部が有する抵抗および容量のうち少なくともいずれか一方は、抵抗値または容量値が第３外部信号によって調整可能に構成されている。
　第３態様によると、第１態様と同様に、共振フィルタの共振器部が有する抵抗および容量の値を小規模な付加回路によって、高精度に調整することができる。なお、第３外部信号は、例えば第１スイッチがオン制御されたときの共振フィルタの発振周期に基づいて、抵抗および容量の値の積（ＲＣ積）を求めることにより生成できる。また、共振フィルタに含まれる抵抗および容量の値（共振器部以外）が第３外部信号によって調整可能に構成されていてもよい。
　本発明によると、共振フィルタに含まれる抵抗および容量の値を小規模な付加回路によって、高精度に調整することができる。また、共振フィルタを有するデルタシグマＡ／Ｄ変換器においても、デルタシグマＡ／Ｄ変換器に含まれる抵抗および容量の値を、小規模な付加回路によって、高精度に調整することができる。これにより、デルタシグマＡ／Ｄ変換器の安定性、およびＳＮ（Signal-to-Noise)比特性を改善することができる。
第１の実施形態に係る半導体装置の構成例を示す図である。 第１の実施形態に係る共振フィルタの回路構成例を示す図である。 発振器モードにおける共振フィルタの出力波形例を示す図である。 通常動作時における共振フィルタ（オペアンプを１つ含む）の動作の一例を説明するための図である。 通常動作時における共振フィルタ（オペアンプを１つ含む）の利得周波数特性の一例を示した図である。 共振フィルタの他の回路構成例を示す図である。 共振フィルタの他の回路構成例（オペアンプを２つ含む）を示す図である。 通常動作時における共振フィルタ（オペアンプを２つ含む）の動作の一例を説明するための図である。 通常動作時における共振フィルタ（オペアンプを２つ含む）の利得周波数特性の一例を示した図である。 第２の実施形態に係る半導体装置の構成例を示す図である。 第２の実施形態に係る共振フィルタの回路構成例を示す図である。 従来の半導体装置の構成例を示す図である。
　以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の各実施形態の説明において共通の構成要素については、同一の符号を付してその詳細な説明を省略する。
　＜第１の実施形態＞
　図１は第１の実施形態に係る半導体装置の構成例を示す図である。図１において、半導体装置は、差動入力信号ＳＩＮ１，ＳＩＮ２を受ける、ＲＣ回路としてのＲＣフィルタ１１０と、ＲＣフィルタ１１０の後段に接続されたデルタシグマＡ／Ｄ変換器１００とを備えている。
　デルタシグマＡ／Ｄ変換器１００は、ループフィルタ１０１、量子化器１０４、電流駆動型のフィードバックＤ／Ａ変換器１０６，１０７（図内では電流ＤＡＣ１、電流ＤＡＣ２と記載）、および制御部１０５を備えている。ループフィルタ１０１は、積分器１０２と共振フィルタ１０３とを備えている。
　具体的には、ＲＣフィルタ１１０の差動出力と接続されたノードＳＤ５，ＳＤ６は、それぞれ、積分器１０２の抵抗Ｒ２１の一端と接続されている。そして、ＲＣフィルタ１１０から抵抗Ｒ２１に第１入力信号としての差動信号ＳＤ５，ＳＤ６が入力されている。ここで、ノードＳＤ５，ＳＤ６を通る差動信号に、ノードと同一の符号ＳＤ５，ＳＤ６を付すものとする。
　抵抗Ｒ２１の他端はそれぞれオペアンプ１１１の差動入力に接続され、オペアンプ１１１の差動出力は、ノードＳＤ１，ＳＤ２により共振フィルタ１０３の差動入力と接続されている。そして、オペアンプ１１１から共振フィルタ１０３に第２入力信号としての差動信号ＳＤ１，ＳＤ２が入力されている。ここで、ノードＳＤ１，ＳＤ２を通る差動信号に、ノードと同一の符号ＳＤ１，ＳＤ２を付すものとする。
　オペアンプ１１１の差動出力は、直列接続された可変容量Ｃ２２および抵抗Ｒ２２を介して、オペアンプ１１１の差動入力にフィードバックされる。
　共振フィルタ１０３の差動出力と接続されたノードＳＤ３，ＳＤ４は、それぞれ、抵抗Ｒ２３を介して、量子化器１０４の入力と接続されている。量子化器１０４に入力される差動信号は、抵抗Ｒ２５を介して積分器１０２の入力にフィードバックされる。同様に、量子化器１０４に入力される差動信号は、抵抗Ｒ２４を介して共振フィルタ１０３の入力にフィードバックされる。
　量子化器１０４は、差動入力信号をデジタル値に変換する。変換後のデジタル値は、制御部１０５に出力されるとともに、フィードバックＤ／Ａ変換器１０６，１０７を介して、アナログ信号として、ループフィルタ１０１および量子化器１０４の入力にそれぞれフィードバックされる。
　制御部１０５は、後述するパワーダウン制御信号ＳＣ１、発振器モード制御信号ＳＣ２、フィードバック抵抗制御信号ＳＣ３、およびＲＣチューニング信号ＳＣ４を出力し、積分器１０２、共振フィルタ１０３、フィードバックＤ／Ａ変換器１０６，１０７、およびＲＣフィルタ１１０を制御する。
　図２はオペアンプを１つ用いた場合の共振フィルタ１０３の回路構成例を示す図である。図２において、共振フィルタ１０３は、オペアンプ１２１を有する共振器部２０３（後述する図４の構成）とフィードバックパスＦＰ１とを備えている。
　ノードＳＤ１，ＳＤ２は、それぞれ、抵抗Ｒ１１を介してオペアンプ１２１の差動入力に接続されている。なお、抵抗Ｒ１１に代えて、容量を用いてもよい。
　オペアンプ１２１の差動出力はノードＳＤ３，ＳＤ４に接続されている。また、オペアンプ１２１の差動出力は、直列接続された可変容量Ｃ１３，Ｃ１２を介して、オペアンプ１２１の差動入力に対して、負にフィードバック（負帰還）される。そして、直列接続された可変容量Ｃ１２，Ｃ１３には、それぞれ、直列接続された抵抗Ｒ１２，Ｒ１３が並列に接続されている。さらに、一方の可変容量Ｃ１２，Ｃ１３間のノードと他方の可変容量Ｃ１２，Ｃ１３間のノードとの間には、２つの抵抗Ｒ１４が直列に接続されている。同様に、一方の抵抗Ｒ１２，Ｒ１３間のノードと他方の抵抗Ｒ１２，Ｒ１３間のノードの間には、２つの可変容量Ｃ１４が直列に接続されている。なお、本実施形態において、抵抗Ｒ１４および可変容量Ｃ１４は、それぞれ２つずつの素子が直列に接続されているが、それぞれ１つの抵抗および１つの容量を用いてもよい。
　さらに、オペアンプ１２１の差動出力は、フィードバックパスＦＰ１のフィードバック抵抗Ｒｆ１と第１スイッチ２０１とを介して、ノードＳＤ１，ＳＤ２と接続される。ここで、フィードバックパスＦＰ１は、第１スイッチ２０１が発振器モード制御信号ＳＣ２によりオン制御され、ショートされたときに、オペアンプ１２１の差動出力がオペアンプ１２１の差動入力に対して、正にフィードバック（正帰還）されるように接続される。また、ノードＳＤ１とグランドとの間、およびノードＳＤ２とグランドとの間には、それぞれ第２スイッチ２０２、および第１抵抗としての抵抗Ｒｃ１が直列に接続されている。
　通常動作時において、第１および第２スイッチ２０１，２０２は、発振器モード制御信号ＳＣ２によりオフ制御され、第１および第２スイッチ２０１，２０２ともに開放されている。
　［容量値の調整］
　共振フィルタ１０３の可変容量Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４の容量値の調整について、図１および図２を用いて具体的に説明する。
　図１において、まず制御部１０５は、パワーダウン制御信号ＳＣ１により、フィードバックＤ／Ａ変換器１０６，１０７および積分器１０２をパワーダウンし、駆動を停止させる。本実施形態では、積分器１０２については、オペアンプ１１１をパワーダウンする。これにより、ノードＳＤ１，ＳＤ２は、ハイインピーダンス状態となる。
　次に、制御部１０５は、発振器モード制御信号ＳＣ２により、第１および第２スイッチ２０１，２０２をオン制御し、第１および第２スイッチ２０１，２０２をすべてショートさせる。このとき、オペアンプ１２１の差動出力信号は、フィードバック抵抗Ｒｆ１と第１スイッチ２０１を介して、オペアンプ１２１の差動入力に対して、正にフィードバックされる。そして、正にフィードバックされた差動信号は、フィードバック抵抗Ｒｆ１と抵抗Ｒｃ１とにより分圧され、抵抗Ｒ１１を介してオペアンプ１２１の差動入力に与えられる。このように、発振器モード制御信号ＳＣ２によって、第１および第２スイッチ２０１，２０２をオン制御することにより、共振フィルタ１０３は、発振器として動作する（以下、発振器モードと称する）。
　図３（ａ），（ｂ）は発振器モードにおける共振フィルタ１０３の発振動作の一例を示した図である。ここで、図３（ｂ）は図３（ａ）のＡ－Ｂ間を拡大した図である。図３（ａ）において、共振フィルタ１０３は、約６５ｍｓｅｃ経過後にほぼ同じ振幅で発振する安定状態になっている（点Ｃ）。
　次に、制御部１０５は、フィードバック抵抗制御信号ＳＣ３によって、両方のフィードバック抵抗Ｒｆ１の抵抗値を例えば最大値に設定する。ここで、フィードバック抵抗Ｒｆ１の抵抗値が、ある一定以上の値になると、フィードバック抵抗Ｒｆ１と抵抗Ｒｃ１とにより分圧されたフィードバック電圧の振幅が小さいことにより、共振フィルタ１０３が発振しなくなる。そこでここでは、フィードバック抵抗Ｒｆ１の抵抗値の最大値を共振フィルタ１０３が発振しない抵抗値に予め設定しておく。そして、制御部１０５は、フィードバック抵抗制御信号ＳＣ３により、フィードバック抵抗Ｒｆ１の抵抗値を最大値から徐々に減少させながら、共振フィルタ１０３の出力を測定する。具体的には例えば制御部１０５は、設定した抵抗値に対して、発振が安定する程度の一定時間経過後に、量子化器１０４から受けたデジタル信号に基づいて、共振フィルタ１０３の出力の振幅および周期を測定する。そして、測定した振幅および周期が、予め設定した基準となる振幅値以上、および基準となる周期の範囲内となったとき、発振状態と判断し、そのときの周期を発振器モードにおける共振フィルタ１０３の発振周期として特定する。ここで、基準となる周期の範囲は、例えば、必要なＡ／Ｄ変換特性を満たすための抵抗値および容量値の許容範囲、並びに抵抗および容量の製造ばらつき等から計算される周期のばらつき等を考慮して設定する。また、基準となる振幅値以上は、例えば、電源の１／２以上の振幅等に設定する。ただし、基準となる振幅値は、電源の１／２の振幅に限定されず、発振していることが確認できる振幅値であれば、電源の１／２より大きくてもかまわないし、小さくてもかまわない。なお、測定した振幅が予め設定した基準となる振幅値以上となったとき、および測定した周期が基準となる周期の範囲内となったときのいずれか一方に基づいて発振状態を判断してもよい。
　次に、制御部１０５は、特定した共振フィルタ１０３の発振周期から可変容量Ｃ１２，Ｃ１３および抵抗Ｒ１２，Ｒ１３のＲＣ積を割り出し、ＲＣ積が予め定められた設計値に近づくように、ＲＣチューニング信号ＳＣ４により、共振フィルタ１０３の可変容量Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４の容量値を調整する。
　上記調整の終了後、制御部１０５は、パワーダウン制御信号ＳＣ１によるフィードバックＤ／Ａ変換器１０６，１０７および積分器１０２のパワーダウンを解除するとともに、発振器モード制御信号ＳＣ２により、第１および第２スイッチ２０１，２０２をオフ制御し、通常動作に移行する。
　上記の容量値の調整は、例えば、電源投入時などに実施される。なお、電源投入時に限定されず、信号の入力が停止しているとき等に定期的に行ってもかまわない。
　なお、フィードバック抵抗Ｒｆ１を最大値に設定して、［容量値の調整］を開始することとしたが、これに限定されず、異なる抵抗値から開始してもかまわない。
　また、上記の［容量値の調整］において、フィードバック抵抗Ｒｆ１に代えて、抵抗Ｒｃ１を調整して、共振フィルタ１０３の出力の振幅および周期を測定してもよい。
　［共振フィルタのフィルタ動作（通常動作時）］
　図４は、通常動作時における共振フィルタ（オペアンプを１つ含む）の動作の一例を説明するための図である。なお、通常動作時において、第１および第２スイッチ２０１，２０２はオフ制御により開放されているため、図４では、第１および第２スイッチ２０１，２０２、およびこれらが接続されたノードを省いている。なお、この図４の構成が本実施形態における共振器部２０３である。
　図４の共振フィルタ１０３において、この共振フィルタ１０３の伝達関数は、下記の式１の条件を満たす場合、下記の式２によって求めることができる。
式１
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
式２
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　また、このときの共振周波数ｆｃは、下記の式３によって求めることができる。
式３
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　図５は、図４における各受動素子の値が、Ｒ１１＝２００ｋΩ，Ｒ１２＝１００ｋΩ，Ｒ１３＝１００ｋΩ，Ｒ１４＝５０ｋΩ，Ｃ１２＝５００ｆＦ，Ｃ１３＝５００ｆＦ，Ｃ１４＝１ｐＦの場合における利得周波数特性を示した図である。
　図５において、共振周波数ｆｃは、３．１８３ＭＨｚとなっている。
　なお、制御部１０５による可変容量Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４の容量値の調整は、例えば、上記式３の共振周波数に基づく周期と測定された共振フィルタの周期との差異に基づいて行うことができる。ここで、可変容量Ｃ１４は、例えば共振条件からＣ１４＝Ｃ１２＋Ｃ１３となるように調整する。
　以上のように、本実施形態によると、ＲＣ発振器を必要とせず、小規模な付加回路によって、共振フィルタ１０３に含まれる可変容量Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４の容量値を高精度に調整することができる。ここで、制御部１０５はデジタル回路であり、ＲＣ発振器を搭載する場合と比較して、回路規模を小さくすることができる。
　なお、可変容量Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４の容量値の調整に変えて、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４の抵抗値を調整しても、同様の効果が得られる。また、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４と可変容量Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４の両方の値を調整してもよい。
　また、半導体装置において、隣接する回路に含まれる抵抗および容量の値は、同様のばらつき傾向特性を有する場合が多い。したがって、上記のＲＣ積を用いたＲＣチューニング信号ＳＣ４により、例えば、積分器１０２の可変容量Ｃ２２および抵抗Ｒ２２等の調整を行ってもよい。また、ＲＣフィルタ１１０に含まれる抵抗および容量の値の調整を行ってもよい。
　また、共振フィルタ１０３は、図２の構成に限定されない。以下の共振フィルタの他の回路構成例では、受動素子の構成が異なる例、およびオペアンプを２つ含む共振フィルタの構成の一例について説明する。
　（共振フィルタの他の回路構成例１）
　図６は共振フィルタの他の回路構成例１を示す図である。図６の共振フィルタ１０３Ａにおいて、図２と異なるのは、共振器部２０３ＡにノードＳＤ１，ＳＤ２のそれぞれとオペアンプ１２１の間であり、かつ、第１スイッチ２０１と第２スイッチ２０２との間に、第１抵抗としての抵抗Ｒ１５が追加されている点である。また、図６では、抵抗Ｒ１１および抵抗Ｒｃ１が省かれている。
　図６の共振フィルタ１０３Ａでは、抵抗Ｒ１５が抵抗Ｒ１１および抵抗Ｒｃ１の両方の役割を果たす。具体的には、発振器モードにおいて、オペアンプ１２１の差動出力信号が、それぞれ、フィードバックパスＦＰ１を介して、フィードバック抵抗Ｒｆ１と抵抗Ｒ１５によって分圧され、オペアンプ１２１の入力に対して正にフィードバックされる。それ以外の点については、図２と同様であり、ここではその詳細な説明を省略する。また、図１において、図２の共振フィルタ１０３に変えて、図６の共振フィルタ１０３Ａを接続することにより、上述の［容量値の調整］の説明と同様の調整を実施することができる。
　（共振フィルタの他の回路構成例２）
　図７は共振フィルタの他の回路構成例２を示す図である。図７の共振フィルタ１０３Ｂにおいて、図２と異なるのは、共振器部２０３Ｂ（後述する図８の構成）がオペアンプ１３１，１３２を２つ備える点である。
　具体的には、ノードＳＤ１，ＳＤ２が、それぞれ、抵抗Ｒ３１を介してオペアンプ１３１の差動入力に接続されており、オペアンプ１３１の差動出力は抵抗Ｒ３２を介してオペアンプ１３２の差動入力に接続されている。オペアンプ１３２の差動出力は、ノードＳＤ３，ＳＤ４に接続されている。ここで、図７においては、図２と比較して、ノードＳＤ３，ＳＤ４の上下が反対である。なお、抵抗Ｒ３１に代えて、容量を用いてもよい。
　オペアンプ１３１の差動出力は、可変容量Ｃ３１を介して、オペアンプ１３１の差動入力に対して、負にフィードバックされる。また、オペアンプ１３２の差動出力は、可変容量Ｃ３２を介して、オペアンプ１３２の差動入力に対して、負にフィードバックされる。さらに、オペアンプ１３２の差動出力は、抵抗Ｒ３３を介して、オペアンプ１３１の差動入力に対して、負にフィードバックされる。
　さらに、オペアンプ１３２の差動出力は、フィードバックパスＦＰ２のフィードバック抵抗Ｒｆ２および第１スイッチ３０１を介して、ノードＳＤ１，ＳＤ２と接続される。ここで、第１スイッチ３０１が発振器モード制御信号ＳＣ２によりオン制御され、ショートされたときに、オペアンプ１３２の差動出力がフィードバック抵抗Ｒｆ２および抵抗Ｒ３１を介してオペアンプ１３１の差動入力に対して、正にフィードバックされるように接続される。また、ノードＳＤ１とグランドとの間、およびノードＳＤ２とグランドとの間には、それぞれ第２スイッチ３０２、および第１抵抗としての抵抗Ｒｃ２が直列に接続されている。
　通常動作時において、第１および第２スイッチ３０１，３０２は、発振器モード制御信号ＳＣ２によりオフ制御され、第１および第２スイッチ３０１，３０２ともに開放されている。
　なお、図１において、図２の共振フィルタ１０３に変えて、図７の共振フィルタ１０３Ｂを接続することにより、上述の［容量値の調整］の説明と同様の調整を実施することができる。
　また、図７の抵抗Ｒ３１および抵抗Ｒｃ２の２つの抵抗を、図６の抵抗Ｒ１５ように１つの抵抗に置き換えても、同様の効果が得られる。
　［共振フィルタのフィルタ動作（通常動作時）］
　図８は、通常動作時における図７の共振フィルタ（オペアンプを２つ含む）の動作の一例を説明するための図である。通常動作時において、第１および第２スイッチ３０１，３０２はともに開放されているため、図８では、第１および第２スイッチ３０１，３０２、およびこれらが接続されたノードを省いている。なお、この図８の構成が本他の回路構成例２における共振器部２０３Ｂである。
　図８の共振フィルタ１０３Ｂにおいて、この共振フィルタ１０３Ｂの伝達関数は、下記の式４によって求めることができる。
式４
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
　また、このときの共振周波数ｆｃは、下記の式５によって求めることができる。
式５
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
　図９は、図８における各受動素子の値が、Ｒ３１＝１００ｋΩ，Ｒ３２＝１００ｋΩ，Ｒ３３＝１００ｋΩ，Ｃ３１＝５００ｆＦ，Ｃ３２＝５００ｆＦの場合における利得周波数特性を示した図である。
　図９において、共振周波数は、３．１８３ＭＨｚとなっている。
　なお、制御部１０５による可変容量Ｃ３１，Ｃ３２の容量値の調整は、例えば、上記式５の共振周波数に基づく周期と測定された共振フィルタの周期との差異に基づいて行うことができる。
　以上のように、受動素子の構成が異なる場合、およびオペアンプを２つ含む場合についても、小規模な付加回路によって、共振フィルタに含まれる容量の値を高精度に調整することができる。
　なお、上記の説明では、オペアンプを２つ含む例について説明したが、オペアンプは３つ以上含まれていても、同様に調整することが可能である。
　また、可変容量Ｃ３１，Ｃ３２の容量値の調整に変えて、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３の抵抗値を調整しても、同様の効果が得られる。また、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３と可変容量Ｃ３１，Ｃ３２の両方の値を調整してもよい。
　また、第１の実施形態は、シングル構成にしても同様の効果が得られる。第２の実施形態では、図１のデルタシグマ変調器１００および図２の共振フィルタ１０３をシングル回路にした例について説明する。
　＜第２の実施形態＞
　図１０は第２の実施形態に係る半導体装置の構成例を示す図である。図１０において図１と共通の構成要素には図１と同一の符号を付しており、ここではその詳細な説明を省略する。
　図１０において、半導体装置は、入力信号ＳＩＮ３を受けるＲＣ回路としてのＲＣフィルタ４１０と、ＲＣフィルタ４１０の後段に接続されたデルタシグマＡ／Ｄ変換器４００とを備えている。
　デルタシグマＡ／Ｄ変換器４００は、ループフィルタ４０１、量子化器４０４、電流駆動型のフィードバックＤ／Ａ変換器４０６，４０７（図内では電流ＤＡＣ１、電流ＤＡＣ２と記載）、および制御部４０５を備えている。ループフィルタ４０１は、積分器４０２と共振フィルタ４０３とを備えている。
　具体的には、ＲＣフィルタ４１０の出力と接続されたノードＳＤ９は、積分器４０２の抵抗Ｒ５１の一端と接続されている。そして、ＲＣフィルタ４１０から抵抗Ｒ５１に第１入力信号としての信号ＳＤ９が入力されている。ここで、ノードＳＤ９を通る信号に、ノードと同一の符号ＳＤ９を付すものとする。
　抵抗Ｒ５１の他端はオペアンプ１４１の反転入力に接続され、オペアンプ１４１の出力は、ノードＳＤ７により共振フィルタ４０３の入力と接続されている。オペアンプ１４１の非反転入力は、接地されている。そして、オペアンプ１４１から共振フィルタ４０３に第２入力信号としての信号ＳＤ７が入力されている。ここで、ノードＳＤ７を通る信号に、ノードと同一の符号ＳＤ７を付すものとする。
　オペアンプ１４１の出力は、直列接続された可変容量Ｃ５２および抵抗Ｒ５２を介して、オペアンプ１４１の反転入力端子にフィードバックされる。
　共振フィルタ４０３の出力と接続されたノードＳＤ８は、抵抗Ｒ５３を介して、量子化器４０４の入力と接続されている。量子化器４０４に入力される信号は、抵抗Ｒ５４，Ｒ５５を介して共振フィルタ４０３の入力、および積分器４０２の入力にそれぞれフィードバックされる。
　量子化器４０４から出力されたデジタル信号は、制御部４０５に出力されるとともに、フィードバックＤ／Ａ変換器４０６，４０７を介して、アナログ信号として、ループフィルタ４０１および量子化器４０４の入力にそれぞれフィードバックされる。制御部４０５は、パワーダウン制御信号ＳＣ１、発振器モード制御信号ＳＣ２、フィードバック抵抗制御信号ＳＣ３、およびＲＣチューニング信号ＳＣ４により、図１の制御部１０５と同様の制御を行う。
　図１１は本実施形態に係る共振フィルタ４０３の回路構成例を示す図である。図１１において、共振フィルタ４０３は、オペアンプ１５１を有する共振器部５０３と、フィードバックパスＦＰ３とを備えている。そして、ノードＳＤ７が、抵抗Ｒ４１を介してオペアンプ１５１の反転入力に接続されており、オペアンプ１５１の出力はノードＳＤ８に接続されている。
　オペアンプ１５１の出力は、直列接続された可変容量Ｃ４３，Ｃ４２を介して、オペアンプ１５１の反転入力に対して、負にフィードバックされる。そして、直列接続された可変容量Ｃ４２，Ｃ４３には、直列接続された抵抗Ｒ４２，Ｒ４３が並列に接続されている。さらに、可変容量Ｃ４２，Ｃ４３間のノードは、抵抗Ｒ４４を介してグランドに接地され、抵抗Ｒ４２，Ｒ４３間のノードは、可変容量Ｃ４４を介してグランドに接地されている。
　さらに、オペアンプ１５１の出力は、フィードバックパスＦＰ３のフィードバック抵抗Ｒｆ４および第１スイッチ５０１を介して、オペアンプ１５１の非反転入力と接続される。また、オペアンプ１５１の非反転入力とグランドとの間には、第１抵抗としての抵抗Ｒｃ４と第２スイッチ５０２とが並列に接続されている。
　通常動作時において、第１スイッチ５０１は、発振器モード制御信号ＳＣ２によりオフ制御されて、開放される。一方で、第２スイッチ５０２は、発振器モード制御信号ＳＣ２によりオン制御されて、オペアンプ１５１の非反転入力とグランドとをショートさせる。
　一方で、［容量値の調整］（発振器モード）のときには、第１スイッチ５０１は、発振器モード制御信号ＳＣ２によりオン制御されて、ショートされる。一方で、第２スイッチ５０２は、発振器モード制御信号ＳＣ２によりオフ制御されて、非反転入力とグランドとを開放させる。上記の制御により、オペアンプ１５１の出力は、フィードバック抵抗Ｒｆ４を介してオペアンプ１５１の非反転入力に対して、正にフィードバックされる。そして、オペアンプ１５１の非反転入力には、フィードバック抵抗Ｒｆ４と抵抗Ｒｃ４とにより分圧されたフィードバック電圧が与えられる。
　なお、通常動作時において、抵抗Ｒｃ４が接続されていることによって発生するノイズが、オペアンプ１５１に対して影響を与えない程度に十分小さければ、スイッチ５０２は省くことができる。
　ここで、［容量値の調整］については、第１の実施形態と同様の動作となるため、その詳細な説明を省略する。
　以上のように、本実施形態によると、シングル構成の半導体装置においても、ＲＣ発振器を必要とせず、小規模な付加回路によって、共振フィルタ４０３に含まれる可変容量Ｃ４２，Ｃ４３，Ｃ４４の値を高精度に調整することができる。
　なお、本実施形態においても、可変容量Ｃ４２，Ｃ４３，Ｃ４４の容量値の調整に変えて、抵抗Ｒ４１，Ｒ４２，Ｒ４３，Ｒ４４の抵抗値を調整しても、同様の効果が得られる。また、抵抗Ｒ４１，Ｒ４２，Ｒ４３，Ｒ４４と可変容量Ｃ４２，Ｃ４３，Ｃ４４の両方の値を調整してもよい。
　また、半導体装置において、隣接する回路の容量値および抵抗値は、同様のばらつき傾向特性を有する場合が多い。したがって、ＲＣチューニング信号ＳＣ４により、例えば、積分器４０２の可変容量Ｃ５２および抵抗Ｒ５２等の調整を行ってもよい。また、ＲＣフィルタ４１０に含まれる抵抗および容量の値の調整を行ってもよい。
　また、以上の各実施形態において、共振フィルタはデルタシグマＡ／Ｄ変換器に使用されるものとして説明したが、他の装置に使用されてもよい。例えば、共振フィルタは、無線受信装置用のフィルタとして使用されてもよい。この場合においても、共振フィルタを発振させて、周波数特性（周期）を測定し、その結果からＲＣ積を求めて、抵抗および容量の値を調整することになる。そして、共振フィルタを無線受信装置に適用した場合においても、通常動作に移行した後は、通常のフィルタと同様に、フィルタとして動作させる。
　また、以上の各実施形態において、ループフィルタの共振フィルタがＲＣフィルタからの信号を直接受ける構成としてもよい。この場合、第１入力信号と第２入力信号は同一の信号となる。
　また、図１および図１０において、フィードバックＤ／Ａ変換器１０７，４０７は必ずしも必要ではなく、フィードバックＤ／Ａ変換器１０７，４０７がなくてもかまわない。
　本発明に係る共振フィルタおよびデルタシグマ変調器は、小規模な付加回路によって、抵抗および容量の値を高精度に調整することができる。したがって、無線受信機、オーディオ等の分野において、無線受信信号をフィルタするフィルタ回路、およびセンサー信号処理用のＡ／Ｄ変換器等として有用である。
　　１００，４００　　デルタシグマＡ／Ｄ変換器
　　１０１，４０１　　ループフィルタ
　　１０３，１０３Ａ，１０３Ｂ，４０３　　共振フィルタ
　　１０４，４０４　　量子化器
　　１０５，４０５　　制御部
　　１０６，４０６　　フィードバックＤ／Ａ変換器
　　１１０，４１０　　ＲＣフィルタ（ＲＣ回路）
　　２０１，３０１，５０１　　第１スイッチ
　　２０３，２０３Ａ，２０３Ｂ，５０３　　共振器部
　　ＦＰ１，ＦＰ２，ＦＰ３　　フィードバックパス
　　ＳＣ２　　発振器モード制御信号（第１外部信号）
　　ＳＣ３　　フィードバック抵抗制御信号（第２外部信号）
　　ＳＣ４　　ＲＣチューニング信号（第３外部信号）
　　ＳＤ１，ＳＤ２　　差動信号（第２入力信号）
　　ＳＤ５，ＳＤ６　　差動信号（第１入力信号）
　　ＳＤ７　　信号（第２入力信号）
　　ＳＤ９　　信号（第１入力信号）
　　Ｒｆ１，Ｒｆ２，Ｒｆ４　　フィードバック抵抗
　　Ｒｃ１，Ｒｃ２，Ｒｃ４　　抵抗（第１抵抗）
　　Ｒ１５　　抵抗（第１抵抗）
　　Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４，Ｃ３１，Ｃ３２，Ｃ４２，Ｃ４３，Ｃ４４　　可変容量（容量）
　　Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ３２，Ｒ３３，Ｒ４２，Ｒ４３，Ｒ４４　　抵抗
　　Ｃ２２　　可変容量（容量）
　　Ｒ２２　　抵抗

Claims (9)

  1. 　共振フィルタを有し、第１入力信号を受けるループフィルタと、
    　前記ループフィルタの出力をデジタル変換する量子化器と、
    　前記量子化器の出力をＤ／Ａ変換し、アナログ信号として前記ループフィルタにフィードバックするフィードバックＤ／Ａ変換器とを備えており、
    　前記共振フィルタは、
    　抵抗と容量とを有し、第２入力信号を受ける共振器部と、
    　第１外部信号によるオンオフ切替が可能に構成された第１スイッチと、第２外部信号による抵抗値制御が可能に構成されたフィードバック抵抗とを介して、前記共振器部の出力を当該共振器部の入力に対して正帰還に接続するフィードバックパスとを備えており、
    　前記第１スイッチがオン制御され、前記フィードバックパスによって前記共振器部の出力が当該共振器部の入力に対して正帰還されたとき、前記共振フィルタは発振器として動作する一方、前記第１スイッチがオフ制御され、前記フィードバックパスが開放されたとき、前記共振フィルタはフィルタとして動作するものであり、
    　前記共振器部が有する抵抗および容量のうち少なくともいずれか一方は、抵抗値または容量値が第３外部信号によって調整可能に構成されている
    ことを特徴とするデルタシグマＡ／Ｄ変換器。
  2. 　請求項１記載のデルタシグマＡ／Ｄ変換器において、
    　前記共振フィルタは、
    　前記フィードバックパスとグランドとの間に接続された第１抵抗を有しており、
    　前記第１スイッチがオン制御されたとき、前記共振器部の出力が前記フィードバック抵抗と前記第１抵抗とによって分圧され、前記共振器部の入力に対して正帰還される
    ことを特徴とするデルタシグマＡ／Ｄ変換器。
  3. 　請求項１記載のデルタシグマＡ／Ｄ変換器において、
    　前記共振器部は、第１抵抗を介して前記第２入力信号を受けるものであり、
    　前記第１スイッチがオン制御されたとき、前記共振器部の出力が前記フィードバック抵抗と前記第１抵抗とによって分圧され、前記共振器部の入力に対して正帰還される
    ことを特徴とするデルタシグマＡ／Ｄ変換器。
  4. 　請求項１記載のデルタシグマＡ／Ｄ変換器において、
    　前記第１外部信号により前記第１スイッチをオン制御し、発振状態になったときの前記共振フィルタの発振周期を前記量子化器の出力信号から測定し、当該測定の結果から前記抵抗値と前記容量値の積を求め、当該求めた積に基づいて前記第３外部信号を生成する制御部をさらに備える
    　ことを特徴とするデルタシグマＡ／Ｄ変換器。
  5. 　請求項４記載のデルタシグマＡ／Ｄ変換器において、
    　前記制御部は、前記量子化器の出力信号から測定した前記共振フィルタの出力信号の振幅が所定値以上に達しているときに発振状態と判断する
    　ことを特徴とするデルタシグマＡ／Ｄ変換器。
  6. 　請求項４記載のデルタシグマＡ／Ｄ変換器において、
    　前記制御部は、前記量子化器の出力信号から測定した前記共振フィルタの出力信号の周期が所定の範囲内であるときに発振状態と判断する
    　ことを特徴とするデルタシグマＡ／Ｄ変換器。
  7. 　請求項４記載のデルタシグマＡ／Ｄ変換器において、
    　前記ループフィルタは、抵抗と、容量とをさらに含んでおり、
    　前記制御部からの前記第３外部信号に基づいて、当該抵抗の抵抗値および当該容量の容量値の少なくともいずれか一方の値を調整する
    ことを特徴とするデルタシグマＡ／Ｄ変換器。
  8. 　抵抗と容量とを有し、当該抵抗の抵抗値と当該容量の容量値との積に基づいて特性が決定されるＲＣ回路と、
    　前記ＲＣ回路の出力信号を前記第１入力信号として受ける、請求項４記載のデルタシグマＡ／Ｄ変換器とを備えており、
    　前記制御部からの前記第３外部信号に基づいて、前記ＲＣ回路が有する抵抗の抵抗値および容量の容量値の少なくともいずれか一方の値を調整する
    ことを特徴とする半導体装置。
  9. 　抵抗と容量とを有し、入力信号を受ける共振器部と、
    　第１外部信号によるオンオフ切替が可能に構成された第１スイッチと、第２外部信号による抵抗値制御が可能に構成されたフィードバック抵抗とを介して、前記共振器部の出力を当該共振器部の入力に対して正帰還に接続するフィードバックパスとを備えており、
    　前記第１スイッチがオン制御され、前記フィードバックパスによって前記共振器部の出力が当該共振器部の入力に対して正帰還されたとき、発振器として動作する一方、前記第１スイッチがオフ制御され、前記フィードバックパスが開放されたとき、フィルタとして動作するものであり、
    　前記共振器部が有する抵抗および容量のうち少なくともいずれか一方は、抵抗値または容量値が第３外部信号によって調整可能に構成されている
    ことを特徴とする共振フィルタ。
PCT/JP2012/002694 2011-12-22 2012-04-18 共振フィルタ、デルタシグマａ／ｄ変換器、および半導体装置 WO2013094081A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/292,084 US8872684B2 (en) 2011-12-22 2014-05-30 Resonant filter, delta-sigma A/D converter, and semiconductor device

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011282054 2011-12-22
JP2011-282054 2011-12-22

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US14/292,084 Continuation US8872684B2 (en) 2011-12-22 2014-05-30 Resonant filter, delta-sigma A/D converter, and semiconductor device

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2013094081A1 true WO2013094081A1 (ja) 2013-06-27

Family

ID=48668003

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2012/002694 WO2013094081A1 (ja) 2011-12-22 2012-04-18 共振フィルタ、デルタシグマａ／ｄ変換器、および半導体装置

Country Status (2)

Country Link
US (1) US8872684B2 (ja)
WO (1) WO2013094081A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7028631B2 (ja) 2017-12-22 2022-03-02 ローム株式会社 増幅回路、半導体装置及びモータドライバ装置

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10073812B2 (en) * 2014-04-25 2018-09-11 The University Of North Carolina At Charlotte Digital discrete-time non-foster circuits and elements
US9673782B1 (en) * 2016-08-16 2017-06-06 Qualcomm Inc. Center frequency and Q tuning of biquad filter by amplitude-limited oscillation-based calibration
US9762259B1 (en) * 2017-01-09 2017-09-12 Texas Instruments Incorporated Sigma-delta analog-to-digital converter with auto tunable loop filter
US10630263B2 (en) 2018-03-27 2020-04-21 Takashi Miki Resonator circuit
US10547281B1 (en) * 2018-07-13 2020-01-28 Qualcomm Incorporated Source impedance tuning circuit for a receive path
DE102018121895A1 (de) * 2018-09-07 2020-03-12 Intel Corporation Aktives Filter, das ausgebildet ist zum Unterdrücken von Außerband-Spitzenbildung und ein Analog-zu-Digital-Wandler unter Verwendung desselben
TWI674762B (zh) * 2018-09-17 2019-10-11 瑞昱半導體股份有限公司 三角積分調變器的校正方法與校正電路

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11177379A (ja) * 1997-12-15 1999-07-02 Nec Corp アクティブフィルタ
JP2008054099A (ja) * 2006-08-25 2008-03-06 Renesas Technology Corp 半導体集積回路装置
JP2009508364A (ja) * 2005-05-25 2009-02-26 クゥアルコム・インコーポレイテッド フィルタ較正
JP2011061748A (ja) * 2009-09-14 2011-03-24 Kddi Corp 量子化器の制御値を最適に決定するδς変換装置、プログラム及び方法

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7474160B2 (en) 2005-05-25 2009-01-06 Qualcomm Incorporated Systems and methods for calibrating a filter
EP1929426B1 (en) 2005-09-09 2011-03-16 Nxp B.V. Rfid signal reading method with delimiter pattern detection
GB2463879A (en) * 2008-09-25 2010-03-31 Ubidyne Inc Apparatus and method for the calibration of delta-sigma modulators of the continuous time, band pass, type.

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11177379A (ja) * 1997-12-15 1999-07-02 Nec Corp アクティブフィルタ
JP2009508364A (ja) * 2005-05-25 2009-02-26 クゥアルコム・インコーポレイテッド フィルタ較正
JP2008054099A (ja) * 2006-08-25 2008-03-06 Renesas Technology Corp 半導体集積回路装置
JP2011061748A (ja) * 2009-09-14 2011-03-24 Kddi Corp 量子化器の制御値を最適に決定するδς変換装置、プログラム及び方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
KAZUO MATSUKAWA ET AL.: "A Fifth-Order Continuous-Time Delta-Sigma Modulator With Single-Opamp Resonator", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, vol. 45, no. 4, April 2010 (2010-04-01), pages 697 - 706, XP002675771 *
KAZUO MATSUKAWA ET AL.: "A69.8dB SNDR 3rd-order Continuous Time Delta-Sigma Modulator with an Ultimate Low Power Tuning System for a Worldwide Digital TV- Receiver", CUSTOM INTEGRATED CIRCUITS CONFERENCE (CICC), 19 September 2010 (2010-09-19) - 22 September 2010 (2010-09-22), pages 1 - 4, XP055072716 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7028631B2 (ja) 2017-12-22 2022-03-02 ローム株式会社 増幅回路、半導体装置及びモータドライバ装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20140266828A1 (en) 2014-09-18
US8872684B2 (en) 2014-10-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2013094081A1 (ja) 共振フィルタ、デルタシグマａ／ｄ変換器、および半導体装置
KR101055250B1 (ko) 델타 시그마 변조기
US7804432B2 (en) Integrated circuit device and electronic instrument
US9307319B2 (en) Sensor circuit and calibration method
JP5485618B2 (ja) センサ装置
JP4871590B2 (ja) トランスコンダクタを用いた積分器及びフィルタ回路
WO2012002496A1 (ja) 対象物検出装置
US20050270215A1 (en) Analog digital converter having a function of dynamic adjustment corresponding to the state of the system
US20100102878A1 (en) Physical quantity sensor
WO2008038595A1 (fr) Capteur de quantité physique
EP2198313A2 (en) Switched capacitor measurement circuit for measuring the capacitance of an input capacitor
JP2012165169A (ja) Ａ／ｄ変換器及び半導体装置
US20110260788A1 (en) Amplifier device and sensor module
WO2012153371A1 (ja) Ｄｃオフセット補正機能を備えたデルタシグマａ／ｄ変換器
JP2006041993A (ja) Ａ／ｄ変換回路を内蔵した半導体集積回路および通信用半導体集積回路
Michel et al. On-chip gain reconfigurable 1.2 V 24μW chopping instrumentation amplifier with automatic resistor matching in 0.13 μm CMOS
WO2015098057A1 (ja) 積分器、デルタシグマ変調器および通信装置
US20110051850A1 (en) Frequency tuning and direct current offset canceling circuit for continuous-time analog filter with time divided
US20030146789A1 (en) Integrated circuit arrangement with a transconductance amplifier
KR101397252B1 (ko) 하이브리드 아날로그 디지털 변환 장치 및 이를 이용한 센싱 장치
Chiu et al. Active thermal compensation of MEMS based gyroscope
Porrazzo et al. A 1-V 99-to-75dB SNDR, 256Hz–16kHz bandwidth, 8.6-to-39µW reconfigurable SC ΔΣ Modulator for autonomous biomedical applications
JP2006303604A (ja) スイッチトキャパシタアンプ回路およびこれを用いた固体撮像装置
CN110311684B (zh) 一种基于微机电陀螺的自动调谐带通σ-δ接口电路
JP2012124779A (ja) 信号増幅回路

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12859779

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 12859779

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: JP