WO2013080383A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2013080383A1
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semiconductor drive
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山本　和也
正則 景山
信二 村田
伊藤　寛
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that converts DC power into AC power by a three-level inverter method, and more particularly to a power conversion device that performs power conversion at a high voltage.
  • a series circuit of two capacitors having the same capacitance value is disposed between the positive electrode end and the negative electrode end of the DC power source to be converted, and a three-level inverter is connected to the positive electrode end and the negative electrode end of the DC power source to be converted.
  • the positive and negative buses of the switching circuit are connected.
  • Four switching elements are arranged in series between the positive electrode bus and the negative electrode bus. In the example of the three-phase output, three series circuits of the four switching elements are arranged in parallel.
  • the bus voltage between the positive bus and the negative bus in the switching circuit of the three-level inverter is formed by charging a series circuit of two capacitors having the same capacitance value with the output voltage of the DC power source to be converted.
  • a connection end of two capacitors connected in series is connected between a connection end of two capacitors connected in series and a connection end of two switching elements connected in series on the positive electrode bus side by a diode for clamping an upper arm. And a connection end of two switching elements connected in series on the negative electrode bus side are connected by a diode for lower arm clamping.
  • the connection end of the series circuit of the two switching elements on the positive bus side and the series circuit of the two switching elements on the negative bus side constitutes the inverter output end. .
  • the three-level inverter type power conversion device switches three voltage levels of the half of the power supply voltage in addition to the power supply voltage and 0V. It can be made closer to a sine waveform than a two-level inverter type power converter that performs switching control with 0V.
  • This three-level inverter type power conversion device is also used as a power conversion device that converts high voltage generated by a DC power generation facility using a solar cell or a fuel cell.
  • Other DC power generation facilities that generate high voltage include a DC power generation facility that can output DC power by applying a converter to an AC generator such as a wind power generator or a geothermal generator.
  • AC generator such as a wind power generator or a geothermal generator.
  • a plurality of semiconductor drive circuits that respectively turn on and off a plurality of switching elements that constitute the switching circuit are individually insulated drives Since it is necessary to supply driving power from the power source for power supply, an insulating transformer is used for each semiconductor driving circuit.
  • an insulating transformer is used for each semiconductor driving circuit.
  • the insulation transformer needs to have a withstand voltage design in consideration of corona discharge in order to ensure reliability, and it is difficult to reduce the cost and reduce the size.
  • Patent Document 1 As a prior example for reducing insulation, for example, in Patent Document 1, since the potential at the connection end of two series-connected capacitors gives an intermediate potential of the output DC voltage of the solar panel, the connection between the two series-connected capacitors By connecting the end and the storage case, and fixing the reference potential of the control circuit and control power supply to the DC intermediate potential, the withstand voltage value between the power converter and the storage case and between each device is reduced. There is a proposed method.
  • the present invention has been made in view of the above, and in a situation where the power supply voltage to be converted becomes a high voltage, the power conversion capable of reducing the withstand voltage of the insulating transformer for the semiconductor drive circuit and ensuring long-term reliability.
  • the object is to obtain a device.
  • the present invention divides the DC voltage into four equal parts between the positive side and the negative side of the DC main circuit that outputs the DC voltage to be converted.
  • Main circuit capacitors connected in series to each other, and four switching elements connected in series between the positive and negative buses connected to the positive and negative ends of the series circuit of the four main circuit capacitors
  • the four switching elements in which inverter output ends are formed at the connection ends of the series circuits of the two switching elements on the positive electrode bus side and the negative electrode bus side, the four switching elements, and the four main circuits Connected in series with the connection end of the series circuit of the two main circuit capacitors on the positive electrode bus side and the negative electrode bus side and the positive electrode bus side between the capacitor and the capacitor.
  • the upper arm clamp diode disposed between the connection ends of the two switching elements, and the connection end of the two main circuit capacitors on the positive bus side and the negative bus side and the negative bus side
  • a three-level inverter switching circuit comprising at least one unit configuration, the unit comprising a lower arm clamp diode arranged between the connection ends of two switching elements connected in series in
  • a plurality of semiconductor drive circuits for driving a plurality of switching elements in a three-level inverter switching circuit, and a semiconductor for a switching element in which one signal terminal is connected to the negative electrode bus among the four switching elements in the unit configuration
  • the drive circuit is common even if the unit configuration is plural.
  • the semiconductor drive circuits for the switching elements from the second to the fourth from the negative bus to the positive bus have a one-to-one relationship even when the unit configuration is plural.
  • a pulse voltage obtained by switching the output voltage of the DC main circuit formed by a series circuit of the four main circuit capacitors in a primary winding and a plurality of insulating transformers to which the corresponding semiconductor driving circuits of the plurality of semiconductor driving circuits are connected Is applied to each of a plurality of secondary windings of the flyback transformer.
  • the flyback transformer includes a flyback transformer, a primary winding, and four secondary windings.
  • An inverter transformer to which a pulse voltage obtained by switching an output voltage of one of the rectifier circuits is applied, and at least one primary winding of the isolation transformer is connected to each of the four secondary windings;
  • a power conversion device comprising: a semiconductor drive circuit for a switching element in which one signal terminal is connected to the negative electrode bus among four switching elements in the unit configuration as a reference potential of the plurality of semiconductor drive circuits The reference potential is the potential of the negative bus, and the reference potential of the semiconductor drive circuit for the second switching element from the negative bus toward the positive bus is the negative bus side of the four main circuit capacitors.
  • the reference potential of the semiconductor drive circuit for the third switching element toward the line is the series circuit of two main circuit capacitors connected in series on the positive bus side of the four main circuit capacitors and the negative bus side
  • the reference potential of the semiconductor drive circuit for the fourth switching element from the negative electrode bus toward the positive electrode bus is the potential of the connection end of the series circuits of the two main circuit capacitors connected in series in FIG.
  • connection end of two main circuit capacitors connected in series on the negative electrode bus side among the four main circuit capacitors Of the four switching elements in the unit configuration, connected to one end of the primary winding of the insulation transformer corresponding to the semiconductor drive circuit for the second switching element from the negative electrode bus toward the positive electrode bus,
  • connection ends of two main circuit capacitors connected in series on the positive electrode bus side and the negative electrode bus side among the two main circuit capacitors are connected to the positive electrode from the negative electrode bus among the four switching elements in the unit configuration.
  • the isolation transformer corresponding to the semiconductor drive circuit for the third switching element toward the bus Connected to one end of the primary winding of the four main circuit capacitors, the connection end of the two main circuit capacitors connected in series on the positive bus side is the switching element of the four switching elements in the unit configuration It is characterized by being connected to one end of the primary winding of the insulation transformer corresponding to the semiconductor drive circuit for the fourth switching element from the negative electrode bus toward the positive electrode bus.
  • the reference potential of each semiconductor drive circuit, and the reference potential between the primary side of each isolation transformer and the secondary side of the inverter transformer for supplying the insulated DC power to the corresponding semiconductor drive circuit are supplied from the same connection end among the connection ends of the four main circuit capacitors. Therefore, the potential difference of the reference potential between the primary side and the secondary side of each of the plurality of insulating transformers is 0 V even when the power supply voltage to be converted becomes a high voltage such as DC 1000 V, for example. Therefore, even in a situation where the power supply voltage to be converted is a high voltage such as DC 1000 V, no corona discharge occurs between the primary side and the secondary side of the insulation transformer. Improved long-term reliability. And since the design which considered the withstand voltage of the insulation transformer can be relieved significantly, there exists an effect that cost reduction and size reduction can be achieved.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a power converter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a power converter according to an embodiment of the present invention.
  • the DC main circuit 1 generates a DC voltage (for example, DC 1000 V) to be converted between the positive line P and the negative line N.
  • the DC main circuit 1 includes a solar cell panel 2, a main circuit capacitor 3, a bypass diode 4, and a boost chopper 5.
  • the negative electrode line N of the DC main circuit 1 is connected to the negative electrode end of the solar cell panel 2.
  • the solar cell panel 2 is a DC power generation facility that generates sunlight by receiving sunlight.
  • the main circuit capacitor 3 is disposed between the positive electrode end and the negative electrode end (the negative electrode line N of the DC main circuit 1) of the solar cell panel 2, and operates to keep the output voltage of the solar cell panel 2 smooth.
  • the output voltage of the solar cell panel 2 varies depending on environmental conditions such as sunlight and humidity. Therefore, the bypass diode 4 and the boost chopper 5 are arranged in parallel between the positive and negative ends of the solar cell panel 2 and the positive and negative lines P and N of the DC main circuit 1.
  • the bypass diode 4 has an anode terminal connected to the positive electrode end of the solar cell panel 2 and a cathode terminal connected to the positive electrode line P of the DC main circuit 1.
  • the step-up chopper 5 includes a reactor 5a, a switching element D2, and a backflow prevention diode 5b.
  • Reactor 5a has one end connected to the positive end of solar cell panel 2, and the other end connected to a connection end between one signal terminal of switching element D2 and the anode terminal of backflow prevention diode 5b.
  • the other signal terminal of the switching element D2 is connected to the negative electrode line N, and the cathode terminal of the backflow prevention diode 5b is connected to the positive electrode line P.
  • the switching element D2 is, for example, an IGBT, and a freewheeling diode is connected in antiparallel.
  • the positive electrode line P and the negative electrode line N of the DC main circuit 1 form the positive electrode bus line and the negative electrode bus line of the three-level inverter switching circuit 6, respectively.
  • four main circuit capacitors 7a, 7b, 7c, 7d are arranged in series. The capacitance values of the four main circuit capacitors 7a to 7d are the same.
  • the bus voltage between the positive and negative buses of the three-level inverter switching circuit 7 is the DC voltage that the DC main circuit 1 outputs between the positive and negative lines P and N, and the four main circuit capacitors 7a to 7d. This is formed by holding the series circuit smooth. At this time, each of the main circuit capacitors 7a to 7d acts so as to divide the DC voltage output by the DC main circuit 1 between the positive electrode line P and the negative electrode line N into four equal parts.
  • the three-level inverter switching circuit 6 shown in FIG. 1 has a three-phase output configuration, and is connected in series between the positive electrode line P and the negative electrode line N of the DC main circuit 1 forming the positive electrode bus and the negative electrode bus.
  • Three sets of switching elements (A1, B1, C1, D1) (A2, B2, C2, D1) (A3, B3, C3, D1) are connected in parallel. Note that each of the switching elements A1, B1, C1, D1, A2, B2, C2, D1, A3, B3, C3, and D1 is, for example, an IGBT, and a freewheeling diode is connected in antiparallel.
  • a connection end 8 of the series circuit of the main circuit capacitors 7a and 7b connected in series on the positive electrode line P side and the series circuit of the main circuit capacitors 7c and 7d connected in series on the negative electrode line N side, and the positive electrode line Clamping diodes 11, 12, and 13 are respectively disposed between the connection ends of three sets (A 1, B 1) (A 2, B 2) (A 3, B 3) of two switching elements connected in series on the P side. ing. Further, a clamping diode is provided between the connection end 8 and each connection end of the three sets (C1, D1) (C2, D1) (C3, D1) of two switching elements connected in series on the negative electrode line N side. 14, 15 and 16 are arranged, respectively.
  • connection ends of the switching elements B1, C1 and switching constitute an output end, and are connected to the three-phase four-wire commercial power system 100 via the reactor AC filter 17.
  • the AC filter 17 includes a reactor 18 disposed between the output end of the three-level inverter switching circuit 6 and the commercial power system 100 and a capacitor 19 disposed between the reactor 18 and the connection end 8. Is done. That is, the reference potential of the AC filter 17 is the potential of the connection end 8 (the intermediate potential of the DC voltage generated by the DC main circuit 1). Moreover, the neutral point of the commercial power system 100 is directly grounded to the ground.
  • a control power supply for supplying DC power to the control system of the three-level inverter type power converter is formed via a flyback transformer 20, an inverter transformer 21, and pulse transformers 22 to 31 that are insulating transformers.
  • the flyback transformer 20 is provided with, for example, three secondary windings with respect to the primary winding.
  • the winding start end of the primary winding of the flyback transformer 20 is connected to the negative line N via the switching element 32, and the winding end of the primary winding is connected to the positive line P.
  • the first secondary winding is connected to the analog circuit power source 34 via the rectifier circuit 33, and the second secondary winding.
  • the switching element 32 is, for example, an IGBT, and a freewheeling diode is connected in antiparallel.
  • the inverter transformer 21 has a primary winding with an intermediate tap, and for example, four secondary windings are provided for the primary winding.
  • An intermediate tap of the primary winding of the inverter transformer 21 is connected to the positive terminal of the rectifier circuit 37.
  • one winding start end of the primary winding is connected via the switching element 38 and the other winding start end of the primary winding is connected via the switching element 39 together with the negative end of the rectifier circuit 37 and the negative polarity.
  • the switching elements 38 and 39 are both IGBTs, for example, and freewheeling diodes are connected in antiparallel.
  • the primary windings of the pulse transformers 22, 26, and 29 are connected in parallel to the first secondary winding, and the second secondary winding.
  • the primary windings of the pulse transformers 23, 27, 30 are connected in parallel to the wire, and the primary windings of the pulse transformers 24, 28, 31 are connected in parallel to the third secondary winding,
  • the primary winding of one pulse transformer 25 is connected to the fourth secondary winding.
  • the pulse transformers 22 to 31 that are insulating transformers each have one secondary winding for each primary winding.
  • the secondary windings of the pulse transformers 22, 26, and 29 are connected to the A1 semiconductor driving circuit 50, the A2 semiconductor driving circuit 54, and the A3 driving the switching elements A1, A2, and A3 via the rectifier circuits 40, 44, and 47, respectively.
  • Semiconductor drive circuits 57 are connected to each other.
  • the secondary windings of the pulse transformers 23, 27, and 30 are connected to B1 semiconductor drive circuits 51, B2 semiconductor drive circuits 55, B3 that drive the switching elements B1, B2, B3 via rectifier circuits 41, 45, 48, respectively.
  • Semiconductor drive circuits 58 are connected to each other.
  • the secondary windings of the pulse transformers 24, 28, and 31 are respectively provided with a C1 semiconductor drive circuit 52, a C2 semiconductor drive circuit 56, and a C3 that drive the switching elements C1, C2, and C3 via rectifier circuits 42, 46, and 49.
  • Semiconductor drive circuits 59 are connected to each other.
  • the secondary winding of the pulse transformer 25 is connected to a D1 / D2 semiconductor drive circuit 53 for driving the switching elements D1 and D2 via a rectifier circuit 43.
  • connection end 60 of the main circuit capacitors 7a and 7b is the first secondary of the inverter transformer 21. It is connected to a connection line between the winding end of the winding and the winding end of the primary winding of the pulse transformer 22.
  • the connection end 8 of the main circuit capacitors 7 b and 7 c is connected to a connection line between the winding end of the second secondary winding of the inverter transformer 21 and the winding end of the primary winding of the pulse transformer 23.
  • connection end 61 of the main circuit capacitors 7 c and 7 d is connected to a connection line between the winding end of the third secondary winding of the inverter transformer 21 and the winding end of the primary winding of the pulse transformer 24.
  • a connection end 62 between the main circuit capacitor 7d and the negative electrode line N is connected to a connection line between the winding end of the fourth secondary winding of the inverter transformer 21 and the winding end of the primary winding of the pulse transformer 25. ing.
  • the reference potentials of the A1 semiconductor drive circuit 50, the A2 semiconductor drive circuit 54, and the A3 semiconductor drive circuit 57 are the potentials of the connection ends 60 of the main circuit capacitors 7a and 7b.
  • the reference potentials of the B1 semiconductor drive circuit 51, the B2 semiconductor drive circuit 55, and the B3 semiconductor drive circuit 58 are the potentials of the connection terminals 8 of the main circuit capacitors 7b and 7c.
  • the reference potential of the C1 semiconductor drive circuit 52, the C2 semiconductor drive circuit 56, and the C3 semiconductor drive circuit 59 is the potential of the connection end 61 of the main circuit capacitors 7c and 7d.
  • the reference potential of the D1, D2 semiconductor drive circuit 53 is the potential of the connection end 62 between the main circuit capacitor 7d and the negative line N.
  • the boost chopper 5 stops the boosting operation because the switching element D2 is turned off, so that the DC voltage generated by the solar cell panel 2 is passed through the bypass diode 4. It is output between the positive line P and the negative line N of the DC main circuit 1 and applied to the series circuit of the main circuit capacitors 7a to 7d. The series circuit of the main circuit capacitors 7a to 7d is charged, and the charging voltage rises toward the DC voltage generated by the solar cell panel 2.
  • the switching element 32 starts an on / off operation, and an AC voltage is generated in each of the three secondary windings of the flyback transformer 21.
  • the AC voltage generated in the first secondary winding is rectified and smoothed by the rectifier circuit 33 and supplied to the analog circuit power supply 34.
  • the AC voltage generated in the second secondary winding is rectified and smoothed by the rectifier circuit 35 and supplied to the digital circuit power source 36.
  • the AC voltage generated in the third secondary winding is rectified and smoothed by the rectifier circuit 37 and supplied to the primary side of the inverter transformer 21.
  • the two switching elements 38 and 39 are alternately turned on and off, so that AC voltage is supplied in parallel to the pulse transformers 22 to 31 from the four secondary windings of the inverter transformer 21. Is done.
  • the AC voltage supplied to the pulse transformer 22 becomes a DC voltage insulated by the rectifier circuit 40 and is supplied to the A1 semiconductor drive circuit 50.
  • the AC voltage supplied to the pulse transformer 23 becomes a DC voltage insulated by the rectifier circuit 41 and is supplied to the B1 semiconductor drive circuit 51.
  • the AC voltage supplied to the pulse transformer 24 becomes a DC voltage insulated by the rectifier circuit 42 and is supplied to the C1 semiconductor drive circuit 52.
  • the AC voltage supplied to the pulse transformer 25 becomes a DC voltage insulated by the rectifier circuit 43, and the insulated DC voltage is supplied to the D 1 and D 2 semiconductor drive circuit 53.
  • the AC voltage supplied to the pulse transformer 26 becomes a DC voltage insulated by the rectifier circuit 44 and is supplied to the A2 semiconductor drive circuit 54.
  • the AC voltage supplied to the pulse transformer 26 becomes a DC voltage insulated by the rectifier circuit 45 and is supplied to the B2 semiconductor drive circuit 55.
  • the AC voltage supplied to the pulse transformer 28 becomes a DC voltage insulated by the rectifier circuit 46 and is supplied to the C2 semiconductor drive circuit 56.
  • the AC voltage supplied to the pulse transformer 29 becomes a DC voltage insulated by the rectifier circuit 47 and is supplied to the A3 semiconductor drive circuit 57.
  • the AC voltage supplied to the pulse transformer 30 becomes a DC voltage insulated by the rectifier circuit 48 and is supplied to the B3 semiconductor drive circuit 58.
  • the AC voltage supplied to the pulse transformer 31 becomes a DC voltage insulated by the rectifier circuit 49 and supplied to the C3 semiconductor drive circuit 59.
  • the DC voltage generated by the solar cell panel 2 is boosted to the set voltage by the boost chopper 5, and the series circuit of the main circuit capacitors 7a to 7b is charged.
  • the boost chopper 5 stops operating and the series circuit of the main circuit capacitors 7a to 7b is charged via the bypass diode 4. .
  • the three-level inverter switching circuit 6 includes a DC voltage (bus voltage) formed by a series circuit of main circuit capacitors 7a to 7b, which is a power supply voltage output from the DC main circuit 1 between the positive line P and the negative line N, and a negative voltage
  • the AC power synchronized with the commercial power system 100 is supplied via the power source 17.
  • each of the main circuit capacitors 7 a to 7 b equally shares the maximum 1000 V.
  • DC250V is applied to each of the main circuit capacitors 7a to 7b. Therefore, the intermediate potential output to the connection end 8 is a voltage 500V which is half of the power supply voltage DC1000V.
  • This also applies to the conventional three-level inverter type power conversion device in which two main circuit capacitors arranged between the positive electrode line P and the negative electrode line N of the DC main circuit 1 are connected in series.
  • the power supply voltage to be converted is a high voltage such as DC 1000 V, for example, in order to avoid the deterioration of the insulation of the pulse transformer, it is necessary to design withstand voltage in the past, which causes a cost increase. It was difficult to reduce the size.
  • the connection line between the winding end of the secondary winding of the inverter transformer 21 and the winding end of the primary winding of each pulse transformer is in a floating state. Therefore, the three-level inverter switching circuit 6 may be erroneously susceptible to noise due to the parasitic capacitance of the inverter transformer and the parasitic capacitance of the pulse transformer.
  • each pulse transformer and the secondary side of the inverter transformer for supplying the reference potential of each semiconductor drive circuit and the DC power insulated to the corresponding semiconductor drive circuit
  • the reference potential between them is supplied from the same connection end among the connection ends 60, 8, 61, 62 of the main circuit capacitors 7a to 7b.
  • the reference potential of each of the A1 semiconductor drive circuit 50, A2 semiconductor drive circuit 54, and A3 semiconductor drive circuit 57 that drives A3 is the potential of the connection end 60 in the series circuit of the main circuit capacitors 7a to 7b.
  • the connection line with the end end is connected to the connection end 60.
  • each of the B1 semiconductor drive circuit 51, B2 semiconductor drive circuit 55, and B3 semiconductor drive circuit 58 that drives B3 is the potential of the connection end 8 in the series circuit of the main circuit capacitors 7a to 7b.
  • the connection line is connected to the connection end 8.
  • the reference potential of each of the C1 semiconductor drive circuit 52, the C2 semiconductor drive circuit 56, and the C3 semiconductor drive circuit 59 that drives C3 is the potential of the connection end 61 in the series circuit of the main circuit capacitors 7a to 7b.
  • the connection line is connected to the connection end 61.
  • the winding end of the fourth winding of the inverter transformer 21 corresponding to the winding winding end of the primary winding of the pulse transformer 25 that supplies the isolated DC power to the D1 and D2 semiconductor drive circuit 53 and the connecting line are , Connected to the connection end 62.
  • the reference potential difference between the primary side and the secondary side of each of the pulse transformers 22 to 31 is 0 V even if the power supply voltage to be converted is a high voltage such as DC 1000 V, for example. Therefore, even in a situation where the power supply voltage to be converted is a high voltage such as DC 1000 V, no corona discharge occurs between the primary side and the secondary side of the pulse transformers 22 to 31, so that insulation deterioration does not occur.
  • the long-term reliability of the pulse transformers 22 to 31 is improved. Since the design considering the withstand voltage of the pulse transformers 22 to 31 can be greatly relaxed, the cost can be reduced and the size can be reduced.
  • connection line between the winding end of the secondary winding of the inverter transformer 21 and the winding end of the primary winding of each pulse transformer is grounded via a capacitor.
  • noise caused by the parasitic capacitance of the inverter transformer and the parasitic capacitance of the pulse transformer can be reduced. Therefore, an effect that the malfunction of the three-level inverter switching circuit 6 can be prevented is also obtained.
  • the power conversion device is capable of reducing the withstand voltage of the insulating transformer for the semiconductor drive circuit and ensuring long-term reliability in a situation where the power supply voltage to be converted is high. It is useful as an inverter type power converter.

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Abstract

　変換対象の電源電圧が高電圧になる状況下において、半導体駆動回路用の絶縁トランスの耐電圧を低下させ、長期信頼性を確保できる３レベルインバータ方式の電力変換装置を得ることを目的として、各半導体駆動回路の基準電位と、対応する半導体駆動回路に絶縁された直流電力を供給するための各絶縁トランスの１次側及びインバータトランスの２次側間の基準電位とは、共に、４つの主回路コンデンサの各接続端の中の同じ接続端から供給される。したがって、複数の絶縁トランスの各１次側－２次側間の基準電位の電位差は変換対象の電源電圧が、例えばＤＣ１０００Ｖのように高電圧になっても０Ｖである。よって、変換対象の電源電圧が、例えばＤＣ１０００Ｖのように高電圧になる状況下においても、絶縁トランスの１次側－２次側間にコロナ放電は起こらないので、絶縁劣化は起こらず、絶縁トランスの長期信頼性が向上する。

Description

電力変換装置
　本発明は、３レベルインバータ方式により直流電力を交流電力へ変換する電力変換装置に関し、特に高電圧での電力変換を行う電力変換装置に関するものである。
　理解を容易にするため、３レベルインバータ方式の電力変換装置の構成を簡単に説明する。
　変換対象である直流電源の正極端及び負極端の間に、等しい容量値の２つのコンデンサの直列回路が配置されるとともに、その変換対象である直流電源の正極端及び負極端に、３レベルインバータのスイッチング回路の正極母線及び負極母線が接続されている。この正極母線及び負極母線の間に、４つのスイッチング素子が直列に配置される。三相出力の例で言えば、その４つのスイッチング素子の直列回路が３つ並列に配置されている。
　つまり、３レベルインバータのスイッチング回路における正極母線及び負極母線の間の母線電圧は、等しい容量値の２つのコンデンサの直列回路が、変換対象である直流電源の出力電圧により充電されることにより形成される。直列接続される２つのコンデンサは、直流電源の出力電圧を均等に分担するので、その直列接続される２つのコンデンサの接続端には、直流電源の中間電位が出力される。
　直列接続される２つのコンデンサの接続端と正極母線側において直列接続される２つのスイッチング素子の接続端との間が上アームクランプ用のダイオードで接続され、直列接続される２つのコンデンサの接続端と負極母線側において直列接続される２つのスイッチング素子の接続端との間が下アームクランプ用のダイオードで接続されている。この直列に接続した４つのスイッチング素子のうち、当該正極母線側における２つのスイッチング素子による直列回路と当該負極母線側における２つのスイッチング素子による直列回路との接続端がインバータ出力端を構成している。
　３レベルインバータ方式の電力変換装置は、このような構成により、電源電圧と０Ｖの他に電源電圧の半分の電圧の３つの電圧レベルをスイッチングするので、変換出力交流電圧の波形を、電源電圧と０Ｖとをスイッチング制御する２レベルインバータ方式の電力変換装置よりも正弦波形に近づけることができる。
　この３レベルインバータ方式の電力変換装置は、太陽電池や燃料電池を用いる直流発電設備が発生する高電圧を電力変換する電力変換装置としても用いられている。なお、高電圧を発生する直流発電設備には、その他、風力発電機や地熱発電機などの交流発電機にコンバータを適用して直流電力を出力できるようにした直流発電設備がある。この直流発電設備は、商用電力系統と連系する発電システムで用いられるものと、自家発電システムで用いるものとがある。
　ここで、この明細書では、系統連系も行える太陽光発電システムにおいてパワーコンディショナとして使用される３レベルインバータ方式の電力変換装置を念頭に説明する。この系統連系も行える太陽光発電システムには、システムエネルギー効率向上のため、太陽電池パネルの直列数増による高電圧化が進められ、最大ＤＣ１０００Ｖに達するシステムもある。
　そのような高電圧での電力変換を行う３レベルインバータ方式の電力変換装置では、スイッチング回路を構成する複数のスイッチング素子をそれぞれオン・オフさせる複数の半導体駆動回路は、それぞれ個々に絶縁された駆動用電源から駆動電力を供給する必要があるので、半導体駆動回路毎に絶縁トランスが用いられる。しかし、太陽電池パネルが発生する直流電圧が高電圧になると、絶縁トランスの１次巻線と２次巻線との間でコロナ放電が発生し、絶縁トランスを劣化させる。そのため、絶縁トランスは、信頼性を確保するためにコロナ放電を考慮した耐電圧の設計が必要であり、コストの低減や小型化が困難である。
　絶縁の低減を図る先行例として、例えば特許文献１では、直列接続した２つのコンデンサの接続端の電位が太陽電池パネルの出力直流電圧の中間電位を与えるので、その直列接続した２つのコンデンサの接続端と収納ケースとを接続するとともに、制御回路や制御電源の基準電位を該直流中間電位に固定することで、電力変換装置と収納ケースとの間、及び各機器相互間の耐電圧値を低下させる方法が提案されている。
特開２００３－３２４９７２号公報（図１）
　しかし、上記特許文献１に記載の技術では、半導体駆動回路の基準電位を、直列接続した２つのコンデンサの接続端の電位（直流中間電位）に固定しているので、半導体駆動回路毎に設ける絶縁トランスの１次巻線と２次巻線との間の耐電圧は、その直流中間電位以下にはならない。太陽電池パネルの発生直流電圧が最大ＤＣ１０００Ｖにもなるシステムでの適用を考慮すると、直列接続した２つのコンデンサの接続端の電位は、ＤＣ５００Ｖになる。パッシェンの法則によれば、絶縁トランスの１次巻線と２次巻線との間の電位がＤＣ３３０Ｖ以上であると、コロナ放電は発生するので、このＤＣ５００Ｖの電位はコロナ放電が発生する電位である。よって、上記特許文献１に記載の技術では、課題を解決できず、絶縁トランスは、従前の通りにコロナ放電を考慮した耐電圧の設計が必要である。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、変換対象の電源電圧が高電圧になる状況下において、半導体駆動回路用の絶縁トランスの耐電圧を低下させ、長期信頼性を確保できる電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、変換対象の直流電圧を出力する直流主回路の正極側及び負極側の間に、当該直流電圧を４等分に分担するように直列に接続される４つの主回路コンデンサと、前記４つの主回路コンデンサの直列回路の正極端側及び負極端側に接続される正極母線及び負極母線の間に直列に接続した４つのスイッチング素子であって、当該正極母線側及び当該負極母線側における２つのスイッチング素子による直列回路同士の接続端にインバータ出力端が形成される４つのスイッチング素子と、前記４つのスイッチング素子と前記４つの主回路コンデンサとの間において、前記正極母線側及び負極母線側における２つの主回路コンデンサの直列回路同士の接続端と前記正極母線側において直列に接続された２つのスイッチング素子同士の接続端との間に配置される上アームクランプ用ダイオード、及び前記正極母線側及び負極母線側における２つの主回路コンデンサの直列回路同士の接続端と前記負極母線側において直列に接続された２つのスイッチング素子同士の接続端との間に配置される下アームクランプ用ダイオードとによる構成を単位構成とし、この単位構成を少なくとも１つ備える３レベルインバータスイッチング回路と、前記３レベルインバータスイッチング回路における複数のスイッチング素子を駆動する複数の半導体駆動回路であって、前記単位構成における４つのスイッチング素子のうち、前記負極母線に一方の信号端子が接続されるスイッチング素子についての半導体駆動回路は、前記単位構成が複数になっても共通に１つ設けられ、前記負極母線から前記正極母線に向かって２つ目から４つ目までの各スイッチング素子についての半導体駆動回路は、前記単位構成が複数になっても１対１の関係で個別に設けられる複数の半導体駆動回路と、前記複数の半導体駆動回路のそれぞれと１対１の関係で設けられる複数の絶縁トランスであって、それぞれの２次巻線に、整流回路を介して前記複数の半導体駆動回路の対応する半導体駆動回路が接続される複数の絶縁トランスと、１次巻線に前記４つの主回路コンデンサの直列回路が形成する前記直流主回路の出力電圧をスイッチングしたパルス電圧が印加されるフライバックトランスと、１次巻線と４つの２次巻線とを有し、前記１次巻線に前記フライバックトランスの複数の２次巻線のそれぞれに接続される整流回路のうちの１つの整流回路の出力電圧をスイッチングしたパルス電圧が印加され、前記４つの２次巻線のそれぞれに少なくとも１つの前記絶縁トランスの１次巻線が接続されるインバータトランスとを備える電力変換装置であって、前記複数の半導体駆動回路の基準電位として、前記単位構成における４つのスイッチング素子のうち、前記負極母線に一方の信号端子が接続されるスイッチング素子についての半導体駆動回路の基準電位は、前記負極母線の電位であり、前記負極母線から前記正極母線に向かって２つ目のスイッチング素子についての半導体駆動回路の基準電位は、前記４つの主回路コンデンサのうち前記負極母線側において直列接続された２つの主回路コンデンサ同士の接続端の電位であり、前記負極母線から前記正極母線に向かって３つ目のスイッチング素子についての半導体駆動回路の基準電位は、前記４つの主回路コンデンサのうち前記正極母線側において直列接続された２つの主回路コンデンサの直列回路及び前記負極母線側において直列接続された２つの主回路コンデンサの直列回路同士の接続端の電位であり、前記負極母線から前記正極母線に向かって４つ目のスイッチング素子についての半導体駆動回路の基準電位は、前記４つの主回路コンデンサのうち前記正極母線側において直列接続された２つの主回路コンデンサ同士の接続端の電位であり、前記４つの主回路コンデンサの直列回路の負極端側と前記負極母線との接続端が、前記単位構成における４つのスイッチング素子のうち前記負極母線に一方の信号端子が接続されるスイッチング素子についての半導体駆動回路に対応する前記絶縁トランスの１次巻線の片端に接続され、前記４つの主回路コンデンサのうち前記負極母線側において直列接続された２つの主回路コンデンサ同士の接続端が、前記単位構成における４つのスイッチング素子のうち前記負極母線から前記正極母線に向かって２つ目のスイッチング素子についての半導体駆動回路に対応する前記絶縁トランスの１次巻線の片端に接続され、前記４つの主回路コンデンサのうち前記正極母線側及び前記負極母線側において直列接続された２つの主回路コンデンサの直列回路同士の接続端が、前記単位構成における４つのスイッチング素子のうち前記負極母線から前記正極母線に向かって３つ目のスイッチング素子についての半導体駆動回路に対応する前記絶縁トランスの１次巻線の片端に接続され、前記４つの主回路コンデンサのうち前記正極母線側において直列接続された２つの主回路コンデンサ同士の接続端が、前記単位構成における４つのスイッチング素子のうち前記負極母線から前記正極母線に向かって４つ目のスイッチング素子についての半導体駆動回路に対応する前記絶縁トランスの１次巻線の片端に接続されていることを特徴とする。
　本発明によれば、各半導体駆動回路の基準電位と、対応する半導体駆動回路に絶縁された直流電力を供給するための各絶縁トランスの１次側及びインバータトランスの２次側間の基準電位とは、共に、４つの主回路コンデンサの各接続端の中の同じ接続端から供給される。したがって、複数の絶縁トランスの各１次側－２次側間の基準電位の電位差は、変換対象の電源電圧が、例えばＤＣ１０００Ｖのように高電圧になっても、０Ｖである。よって、変換対象の電源電圧が、例えばＤＣ１０００Ｖのように高電圧になる状況下においても、絶縁トランスの１次側－２次側間にコロナ放電は起こらないので、絶縁劣化は起こらず、絶縁トランスの長期信頼性が向上する。そして、絶縁トランスの耐電圧を考慮した設計を大幅に緩和できるので、原価の低減と小型化が図れるという効果を奏する。
図１は、本発明の一実施例による電力変換装置の構成を示すブロック図である。
　以下に図面を参照して本発明にかかる電力変換装置の実施例を詳細に説明する。なお、この実施例によりこの発明が限定されるものではない。
　図１は、本発明の一実施例による電力変換装置の構成を示すブロック図である。なお、図１では、三相４線式の商用電力系統１００に連系する太陽光発電システムにおいて用いられる３レベルインバータ方式の電力変換装置（パワーコンディショナ）に本発明を適用した場合の構成例が示されている。
　図１において、直流主回路１は、正極ラインＰ及び負極ラインＮの間に、変換対象である直流電圧（例えば、ＤＣ１０００Ｖ）を生成する。直流主回路１は、太陽電池パネル２と、主回路コンデンサ３と、バイパスダイオード４と、昇圧チョッパ５とで構成される。直流主回路１の負極ラインＮは、太陽電池パネル２の負極端に接続されている。
　太陽電池パネル２は、太陽光を受けて直流電圧を発生する直流発電設備である。主回路コンデンサ３は、太陽電池パネル２の正極端及び負極端（直流主回路１の負極ラインＮ）の間に配置され、太陽電池パネル２の出力電圧を平滑保持する作用を営む。太陽電池パネル２の出力電圧は、日照や湿度などの環境条件によって変動する。そのため、太陽電池パネル２の正極端及び負極端と直流主回路１の正極ラインＰ及び負極ラインＮとの間に、バイパスダイオード４と昇圧チョッパ５とが並列に配置されている。
　バイパスダイオード４は、アノード端子が太陽電池パネル２の正極端に接続され、カソード端子が直流主回路１の正極ラインＰに接続されている。昇圧チョッパ５は、リアクトル５ａと、スイッチング素子Ｄ２と、逆流阻止ダイオード５ｂとで構成される。リアクトル５ａは、一端が太陽電池パネル２の正極端に接続され、他端がスイッチング素子Ｄ２の一方の信号端子と逆流阻止ダイオード５ｂのアノード端子との接続端に接続されている。スイッチング素子Ｄ２の他方の信号端子は負極ラインＮに接続され、逆流阻止ダイオード５ｂのカソード端子は正極ラインＰに接続されている。なお、スイッチング素子Ｄ２は、例えばＩＧＢＴであり環流ダイオードが逆並列に接続されている。
　次に、直流主回路１の正極ラインＰ及び負極ラインＮは、それぞれ３レベルインバータスイッチング回路６の正極母線及び負極母線を形成し、その正極ラインＰ及び負極ラインＮの間に、従前の２個直列接続の主回路コンデンサに代えて、４個の主回路コンデンサ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄが直列に配置されている。４個の主回路コンデンサ７ａ～７ｄの容量値は、それぞれ同じ値である。
　つまり、３レベルインバータスイッチング回路７の正極母線及び負極母線の間の母線電圧は、直流主回路１が正極ラインＰ及び負極ラインＮの間に出力する直流電圧を４個の主回路コンデンサ７ａ～７ｄの直列回路が平滑保持することにより形成される。このとき、主回路コンデンサ７ａ～７ｄのそれぞれは、直流主回路１が正極ラインＰ及び負極ラインＮ間に出力する直流電圧を４等分割するように作用する。
　図１に示す３レベルインバータスイッチング回路６は、三相出力の構成であり、正極母線及び負極母線を形成する直流主回路１の正極ラインＰ及び負極ラインＮの間に、直列に接続した４つのスイッチング素子の３組（Ａ１，Ｂ１，Ｃ１，Ｄ１）（Ａ２，Ｂ２，Ｃ２，Ｄ１）（Ａ３，Ｂ３，Ｃ３，Ｄ１）が並列に接続されている。なお、スイッチング素子Ａ１，Ｂ１，Ｃ１，Ｄ１，Ａ２，Ｂ２，Ｃ２，Ｄ１，Ａ３，Ｂ３，Ｃ３，Ｄ１は、いずれも、例えばＩＧＢＴであり、環流ダイオードが逆並列に接続されている。
　そして、正極ラインＰ側において直列に接続された主回路コンデンサ７ａ，７ｂの直列回路と負極ラインＮ側において直列に接続された主回路コンデンサ７ｃ，７ｄの直列回路との接続端８と、正極ラインＰ側において直列に接続された２つのスイッチング素子の３組（Ａ１，Ｂ１）（Ａ２，Ｂ２）（Ａ３，Ｂ３）それぞれの接続端との間にクランプ用ダイオード１１，１２，１３がそれぞれ配置されている。また、接続端８と、負極ラインＮ側において直列に接続された２つのスイッチング素子の３組（Ｃ１，Ｄ１）（Ｃ２，Ｄ１）（Ｃ３，Ｄ１）それぞれの接続端との間にクランプ用ダイオード１４，１５，１６がそれぞれ配置されている。
　直列に接続した４つのスイッチング素子の３組（Ａ１，Ｂ１，Ｃ１，Ｄ１）（Ａ２，Ｂ２，Ｃ２，Ｄ１）（Ａ３，Ｂ３，Ｃ３，Ｄ１）では、スイッチング素子Ｂ１，Ｃ１の接続端、スイッチング素子Ｂ２，Ｃ２の接続端及びスイッチング素子Ｂ３，Ｃ３の接続端は、それぞれ出力端を構成し、リアクトルＡＣフィルタ１７を介して三相４線式の商用電力系統１００に接続されている。なお、ＡＣフィルタ１７は、３レベルインバータスイッチング回路６の出力端と商用電力系統１００との間に配置されるリアクトル１８と、リアクトル１８と接続端８との間に配置されるコンデンサ１９とで構成される。つまり、ＡＣフィルタ１７の基準電位は、接続端８の電位（直流主回路１が生成する直流電圧の中間電位）である。また、商用電力系統１００は、中性点が直接大地に接地されている。
　そして、当該３レベルインバータ方式電力変換装置の制御系に直流電力を供給する制御電源は、フライバックトランス２０、インバータトランス２１及び絶縁トランスであるパルストランス２２～３１を介して形成される。
　まず、フライバックトランス２０は、１次巻線に対し２次巻線が例えば３つ設けられている。フライバックトランス２０の１次巻線の巻き始め端は、スイッチング素子３２を介して負極ラインＮに接続され、１次巻線の巻き終わり端は、正極ラインＰに接続されている。フライバックトランス２０の３つの２次巻線のうち、１つ目の二次側巻線には、整流回路３３を介してアナログ回路用電源３４が接続され、２つ目の二次側巻線には、整流回路３５を介してディジタル回路用電源３６が接続され、３つ目の二次側巻線には、整流回路３７を介してインバータトランス２１の一次側が接続されている。なお、スイッチング素子３２は、例えばＩＧＢＴであり、環流ダイオードが逆並列に接続されている。
　次に、インバータトランス２１は、１次巻線が中間タップ付きであり、この１次巻線に対し２次巻線が例えば４つ設けられている。インバータトランス２１の１次巻線の中間タップが整流回路３７の正極端に接続されている。そして、１次巻線の一方の巻き始め端がスイッチング素子３８を介して、また１次巻線の他方の巻き始め端がスイッチング素子３９を介して、それぞれ整流回路３７の負極端と一緒に負極ラインＮに接続されている。なお、スイッチング素子３８，３９は、いずれも、例えばＩＧＢＴであり、環流ダイオードが逆並列に接続されている。
　このインバータトランス２１の４つの２次巻線では、１つ目の二次側巻線に、パルストランス２２，２６，２９の１次巻線が並列に接続され、２つ目の二次側巻線に、パルストランス２３，２７，３０の１次巻線が並列に接続され、３つ目の二次側巻線に、パルストランス２４，２８，３１の１次巻線が並列に接続され、４つ目の二次側巻線に、１つのパルストランス２５の１次巻線が接続されている。
　そして、絶縁トランスであるパルストランス２２～３１は、それぞれ１つの１次巻線に対し１つの２次巻線を有している。パルストランス２２，２６，２９の各２次巻線には、整流回路４０，４４，４７を介して、スイッチング素子Ａ１，Ａ２，Ａ３を駆動するＡ１半導体駆動回路５０，Ａ２半導体駆動回路５４，Ａ３半導体駆動回路５７がそれぞれ接続されている。パルストランス２３，２７，３０の各２次巻線には、整流回路４１，４５，４８を介して、スイッチング素子Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３を駆動するＢ１半導体駆動回路５１，Ｂ２半導体駆動回路５５，Ｂ３半導体駆動回路５８がそれぞれ接続されている。パルストランス２４，２８，３１の各２次巻線には、整流回路４２，４６，４９を介して、スイッチング素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３を駆動するＣ１半導体駆動回路５２，Ｃ２半導体駆動回路５６，Ｃ３半導体駆動回路５９がそれぞれ接続されている。パルストランス２５の２次巻線には、整流回路４３を介して、スイッチング素子Ｄ１，Ｄ２を駆動するＤ１・Ｄ２半導体駆動回路５３が接続されている。
　以上の構成において、正極ラインＰ及び負極ラインＮの間に直列接続した４つの主回路コンデンサ７ａ～７ｄのうち、主回路コンデンサ７ａ，７ｂの接続端６０はインバータトランス２１の１つ目の２次巻線の巻き終わり端とパルストランス２２の１次巻線の巻き終わり端との接続ラインに接続されている。主回路コンデンサ７ｂ，７ｃの接続端８はインバータトランス２１の２つ目の２次巻線の巻き終わり端とパルストランス２３の１次巻線の巻き終わり端との接続ラインに接続されている。主回路コンデンサ７ｃ，７ｄの接続端６１はインバータトランス２１の３つ目の２次巻線の巻き終わり端とパルストランス２４の１次巻線の巻き終わり端との接続ラインに接続されている。主回路コンデンサ７ｄと負極ラインＮとの接続端６２はインバータトランス２１の４つ目の２次巻線の巻き終わり端とパルストランス２５の１次巻線の巻き終わり端との接続ラインに接続されている。
　そして、接続関係は図示してないが、Ａ１半導体駆動回路５０，Ａ２半導体駆動回路５４及びＡ３半導体駆動回路５７の各基準電位は、主回路コンデンサ７ａ，７ｂの接続端６０の電位である。Ｂ１半導体駆動回路５１，Ｂ２半導体駆動回路５５及びＢ３半導体駆動回路５８の各基準電位は、主回路コンデンサ７ｂ，７ｃの接続端８の電位である。Ｃ１半導体駆動回路５２，Ｃ２半導体駆動回路５６及びＣ３半導体駆動回路５９の基準電位は、主回路コンデンサ７ｃ，７ｄの接続端６１の電位である。Ｄ１，Ｄ２半導体駆動回路５３の基準電位は、主回路コンデンサ７ｄと負極ラインＮとの接続端６２の電位である。
　次に、動作について説明する。太陽光発電システムの立ち上げ時などでは、昇圧チョッパ５は、スイッチング素子Ｄ２がオフしていて昇圧動作を停止しているので、太陽電池パネル２が発生した直流電圧が、バイパスダイオード４を介して直流主回路１の正極ラインＰ及び負極ラインＮの間に出力され、主回路コンデンサ７ａ～７ｄの直列回路に印加される。主回路コンデンサ７ａ～７ｄの直列回路が充電され、その充電電圧が、太陽電池パネル２が発生した直流電圧に向かって上昇する。
　主回路コンデンサ７ａ～７ｄの直列回路の電圧が、所定電圧まで上昇すると、スイッチング素子３２がオン・オフ動作を開始し、フライバックトランス２１の３つの二次巻線のそれぞれに交流電圧が発生する。１つ目の２次巻線に発生した交流電圧は、整流回路３３にて整流・平滑され、アナログ回路用電源３４に供給される。２つ目の２次巻線に発生した交流電圧は、整流回路３５にて整流・平滑され、ディジタル回路用電源３６に供給される。３つ目の２次側巻線に発生した交流電圧は、整流回路３７にて整流・平滑され、インバータトランス２１の１次側に供給される。
　インバータトランス２１の１次側では、２つのスイッチング素子３８，３９が交互にオン・オフ動作することで、インバータトランス２１の４つの２次巻線から交流電圧がパルストランス２２～３１へ並列に供給される。
　パルストランス２２に供給された交流電圧は、整流回路４０にて絶縁された直流電圧となり、Ａ１半導体駆動回路５０に供給される。パルストランス２３に供給された交流電圧は、整流回路４１にて絶縁された直流電圧となり、Ｂ１半導体駆動回路５１に供給される。パルストランス２４に供給された交流電圧は、整流回路４２にて絶縁された直流電圧となり、Ｃ１半導体駆動回路５２に供給される。パルストランス２５に供給された交流電圧は、整流回路４３にて絶縁された直流電圧となり、Ｄ１・Ｄ２半導体駆動回路５３に絶縁された直流電圧を供給される。パルストランス２６に供給された交流電圧は、整流回路４４にて絶縁された直流電圧となり、Ａ２半導体駆動回路５４に供給される。
　パルストランス２６に供給された交流電圧は、整流回路４５にて絶縁された直流電圧となり、Ｂ２半導体駆動回路５５に供給される。パルストランス２８に供給された交流電圧は、整流回路４６にて絶縁された直流電圧となり、Ｃ２半導体駆動回路５６に供給される。パルストランス２９に供給された交流電圧は、整流回路４７にて絶縁された直流電圧となり、Ａ３半導体駆動回路５７に供給される。パルストランス３０に供給された交流電圧は、整流回路４８にて絶縁された直流電圧となり、Ｂ３半導体駆動回路５８に供給される。パルストランス３１に供給された交流電圧は、整流回路４９にて絶縁された直流電圧となり、Ｃ３の半導体駆動回路５９に供給される。
　半導体駆動回路５０～５９に電力が供給されると、太陽電池パネル２が発生する直流電圧は、昇圧チョッパ５によって設定電圧まで昇圧され、主回路コンデンサ７ａ～７ｂの直列回路が充電される。そして、太陽電池パネル２が発生する直流電圧が上昇し、設定電位よりも高くなると、昇圧チョッパ５が動作を停止し、バイパスダイオード４を介して主回路コンデンサ７ａ～７ｂの直列回路が充電される。
　３レベルインバータスイッチング回路６は、直流主回路１が正極ラインＰ及び負極ラインＮの間に出力する電源電圧である主回路コンデンサ７ａ～７ｂの直列回路が形成する直流電圧（母線電圧）と、負極ラインＮの電位（＝０Ｖ）と、主回路コンデンサ７ａ～７ｂの直列回路における接続点８に出力される中間電位（電源電圧の半分の電圧）とをスイッチングして交流電圧を発生し、ＡＣフィルタ１７を経て商用電力系統１００へ同期した交流電力を供給する。
　ここで、太陽電池パネル２が発生する直流電圧が、例えば最大ＤＣ１０００Ｖである場合、主回路コンデンサ７ａ～７ｂの直列回路では、主回路コンデンサ７ａ～７ｂのそれぞれが最大１０００Ｖを等分に分担するので、主回路コンデンサ７ａ～７ｂのそれぞれにＤＣ２５０Ｖが印加される。したがって、接続端８に出力される中間電位は、電源電圧ＤＣ１０００Ｖの半分の電圧５００Ｖである。この点は、直流主回路１の正極ラインＰ及び負極ラインＮの間に配置される主回路コンデンサが、２個直列接続したものである従来の３レベルインバータ方式電力変換装置においても同様である。
　そのような従来の３レベルインバータ方式電力変換装置では、特許文献１に示されるように、制御回路や制御電源、半導体駆動用回路の基準電位を直流主回路の出力電圧の中間電位に接続していたので、半導体駆動回路に絶縁された直流電力の供給に必要なパルストランスの１次側－２次側間電圧の電位差は、中間電位であるＤＣ５００Ｖ以下にはならない。パッシェンの法則によれば、パルストランスの１次側－２次側間にコロナ放電が起こる電位は、ＤＣ３３０Ｖ以上である。したがって、変換対象の電源電圧が、例えばＤＣ１０００Ｖのような高電圧になると、従来ではパルストランスの絶縁劣化を回避するため、耐電圧を考慮した設計を行う必要があり、コストアップの要因となり、また、小型化が困難であった。
　また、従来の３レベルインバータ方式電力変換装置では、インバータトランス２１の２次巻線の巻き終わり端と各パルストランスの１次巻線の巻き終わり端との接続ラインは、フローティングの状態であったので、インバータトランスの寄生容量やパルストランスの寄生容量に起因するノイズの影響を受け易く、３レベルインバータスイッチング回路６が誤動作する虞があった。
　本実施例によれば、この２つの課題が同時に解決される。
　まず、第１の課題に対しては、各半導体駆動回路の基準電位と、対応する半導体駆動回路に絶縁された直流電力を供給するための各パルストランスの１次側及びインバータトランスの２次側間の基準電位とは、共に、主回路コンデンサ７ａ～７ｂの接続端６０，８，６１，６２の中の同じ接続端から供給される。
　具体的には、スイッチング素子Ａ１，Ａ２．Ａ３を駆動するＡ１半導体駆動回路５０、Ａ２半導体駆動回路５４及びＡ３半導体駆動回路５７の各半導体駆動回路の基準電位は、主回路コンデンサ７ａ～７ｂの直列回路における接続端６０の電位である。また、それらの各半導体駆動回路に絶縁された直流電力を供給するパルストランス２２，２６，２９の各１次巻線の巻き終わり端と対応するインバータトランス２１の１番目の２次巻線の巻き終わり端との接続ラインは、接続端６０に接続されている。
　次のスイッチング素子Ｂ１，Ｂ２．Ｂ３を駆動するＢ１半導体駆動回路５１、Ｂ２半導体駆動回路５５及びＢ３半導体駆動回路５８の各半導体駆動回路の基準電位は、主回路コンデンサ７ａ～７ｂの直列回路における接続端８の電位である。それらの各半導体駆動回路に絶縁された直流電力を供給するパルストランス２３，２７，３０の各１次巻線の巻き終わり端と対応するインバータトランス２１の２番目の２次巻線の巻き終わり端と接続ラインは、接続端８に接続されている。
　次のスイッチング素子Ｃ１，Ｃ２．Ｃ３を駆動するＣ１半導体駆動回路５２、Ｃ２半導体駆動回路５６及びＣ３半導体駆動回路５９の各半導体駆動回路の基準電位は、主回路コンデンサ７ａ～７ｂの直列回路における接続端６１の電位である。それらの各半導体駆動回路に絶縁された直流電力を供給するパルストランス２４，２８，３１の各１次巻線の巻き終わり端と対応するインバータトランス２１の３番目の２次巻線の巻き終わり端と接続ラインは、接続端６１に接続されている。
　次のスイッチング素子Ｄ１，Ｄ２を駆動するＤ１・Ｄ２半導体駆動回路５３の基準電位は、主回路コンデンサ７ａ～７ｂの直列回路における接続端６２の電位（負極ラインＮの電位＝０Ｖ）である。Ｄ１・Ｄ２半導体駆動回路５３に絶縁された直流電力を供給するパルストランス２５の１次巻線の巻き終わり端と対応するインバータトランス２１の４番目の２次巻線の巻き終わり端と接続ラインは、接続端６２に接続されている。
　したがって、パルストランス２２～３１の各１次側－２次側間の基準電位の電位差は、変換対象の電源電圧が、例えばＤＣ１０００Ｖのように高電圧になっても、０Ｖである。よって、変換対象の電源電圧が、例えばＤＣ１０００Ｖのように高電圧になる状況下においても、パルストランス２２～３１の１次側－２次側間にコロナ放電は起こらないので、絶縁劣化は起こらず、パルストランス２２～３１の長期信頼性が向上する。そして、パルストランス２２～３１の耐電圧を考慮した設計を大幅に緩和できるので、原価の低減と小型化が図れる。
　また、第２の課題に対しては、インバータトランス２１の２次巻線の巻き終わり端と各パルストランスの１次巻線の巻き終わり端との接続ラインは、コンデンサを介して接地される構成とすることで、インバータトランスの寄生容量やパルストランスの寄生容量に起因するノイズを低減させ得る。したがって、３レベルインバータスイッチング回路６の誤動作を防止できるという効果も得られる。
　以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、変換対象の電源電圧が高電圧になる状況下において、半導体駆動回路用の絶縁トランスの耐電圧を低下させ、長期信頼性を確保できる３レベルインバータ方式の電力変換装置として有用である。
　１　直流主回路
　２　太陽電池パネル（直流発電設備）
　３　主回路コンデンサ
　４　バイパスダイオード
　５　昇圧チョッパ
　５ａ　リアクトル
　５ｂ　逆流阻止ダイオード
　６　３レベルインバータスイッチング回路
　７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ　主回路コンデンサ
　８，６０，６１，６２　接続端
　１１～１６　クランプ用ダイオード
　１７　ＡＣフィルタ
　１８　リアクトル
　１９　コンデンサ
　２０　フライバックトランス
　２１　インバータトランス
　２２～３１　パルストランス（絶縁トランス）
　３２，３８，３９　スイッチング素子
　３３，３５，３７，４０～４９　整流回路
　３４　アナログ回路用電源
　３６　ディジタル回路用電源
　５０　Ａ１半導体駆動回路
　５１　Ｂ１半導体駆動回路
　５２　Ｃ１半導体駆動回路
　５３　Ｄ１，Ｄ２半導体駆動回路
　５４　Ａ２半導体駆動回路
　５５　Ｂ２半導体駆動回路
　５６　Ｃ２半導体駆動回路
　５７　Ａ３半導体駆動回路
　５８　Ｂ３半導体駆動回路
　５９　Ｃ３半導体駆動回路
　Ａ１～Ａ３，Ｂ１～Ｂ３，Ｃ１～Ｃ３，Ｄ１，Ｄ２　スイッチング素子

Claims (2)

  1. 　直流主回路の正極端側及び負極端側の間に、当該直流主回路が出力する変換対象の直流電圧を４等分に分担するように直列に接続される４つの主回路コンデンサと、
    　前記４つの主回路コンデンサの直列回路の正極端側及び負極端側に接続される正極母線及び負極母線の間に直列に接続した４つのスイッチング素子と、前記４つのスイッチング素子と前記４つの主回路コンデンサとの間において、前記正極母線側及び負極母線側における２つの主回路コンデンサの直列回路同士の接続端と前記正極母線側において直列に接続された２つのスイッチング素子同士の接続端との間に配置される上アームクランプ用ダイオード、及び、前記正極母線側及び負極母線側における２つの主回路コンデンサの直列回路同士の接続端と前記負極母線側において直列に接続された２つのスイッチング素子同士の接続端との間に配置される下アームクランプ用ダイオードとで構成され、当該正極母線側及び当該負極母線側における２つのスイッチング素子による直列回路同士の接続端がインバータ出力端となる構成を単位構成とし、この単位構成を少なくとも１つ備える３レベルインバータスイッチング回路と、
    　前記３レベルインバータスイッチング回路における複数のスイッチング素子を駆動する複数の半導体駆動回路であって、前記単位構成における４つのスイッチング素子のうち、前記負極母線に一方の信号端子が接続されるスイッチング素子についての半導体駆動回路は、前記単位構成が複数になっても共通に１つ設けられ、前記負極母線から前記正極母線に向かって２つ目から４つ目までの各スイッチング素子についての半導体駆動回路は、前記単位構成が複数になっても１対１の関係で個別に設けられる複数の半導体駆動回路と、
    　前記複数の半導体駆動回路のそれぞれと１対１の関係で設けられる複数のパルストランスであって、それぞれの２次巻線に、整流回路を介して前記複数の半導体駆動回路の対応する半導体駆動回路が接続される複数の絶縁トランスと、
    　１次巻線に前記２つのコンデンサの直列回路が形成する前記直流主回路の出力電圧をスイッチングしたパルス電圧が印加されるフライバックトランスと、
    　１次巻線と４つの２次巻線とを有し、前記１次巻線に前記フライバックトランスの複数の２次巻線のそれぞれに接続される整流回路のうちの１つの整流回路の出力電圧をスイッチングしたパルス電圧が印加され、前記４つの２次巻線のそれぞれに少なくとも１つの前記絶縁トランスの１次巻線が接続されるインバータトランスと、
    　を備え、
    　前記複数の半導体駆動回路の基準電位として、前記単位構成における４つのスイッチング素子のうち、前記負極母線に一方の信号端子が接続されるスイッチング素子についての半導体駆動回路の基準電位は、前記負極母線の電位であり、前記負極母線から前記正極母線に向かって２つ目のスイッチング素子についての半導体駆動回路の基準電位は、前記４つの主回路コンデンサのうち前記負極母線側において直列接続された２つの主回路コンデンサ同士の接続端の電位であり、前記負極母線から前記正極母線に向かって３つ目のスイッチング素子についての半導体駆動回路の基準電位は、前記４つの主回路コンデンサのうち前記正極母線側において直列接続された２つの主回路コンデンサの直列回路及び前記負極母線側において直列接続された２つの主回路コンデンサの直列回路同士の接続端の電位であり、前記負極母線から前記正極母線に向かって４つ目のスイッチング素子についての半導体駆動回路の基準電位は、前記４つの主回路コンデンサのうち前記正極母線側において直列接続された２つの主回路コンデンサ同士の接続端の電位であり、
    　前記４つの主回路コンデンサの直列回路の負極端側と前記負極母線との接続端が、前記単位構成における４つのスイッチング素子のうち前記負極母線に一方の信号端子が接続されるスイッチング素子についての半導体駆動回路に対応する前記絶縁トランスの１次巻線の片端に接続され、
    　前記４つの主回路コンデンサのうち前記負極母線側において直列接続された２つの主回路コンデンサ同士の接続端が、前記単位構成における４つのスイッチング素子のうち前記負極母線から前記正極母線に向かって２つ目のスイッチング素子についての半導体駆動回路に対応する前記絶縁トランスの１次巻線の片端に接続され、
    　前記４つの主回路コンデンサのうち前記正極母線側及び前記負極母線側において直列接続された２つの主回路コンデンサの直列回路同士の接続端が、前記単位構成における４つのスイッチング素子のうち前記負極母線から前記正極母線に向かって３つ目のスイッチング素子についての半導体駆動回路に対応する前記絶縁トランスの１次巻線の片端に接続され、
    　前記４つの主回路コンデンサのうち前記正極母線側において直列接続された２つの主回路コンデンサ同士の接続端が、前記単位構成における４つのスイッチング素子のうち前記負極母線から前記正極母線に向かって４つ目のスイッチング素子についての半導体駆動回路に対応する前記絶縁トランスの１次巻線の片端に接続されている
    　ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記インバータトランスの２次巻線の巻き終わり端と、前記各パルストランスの１次巻線の巻き終わり端との接続ラインは、コンデンサを介して接地されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104426406A (zh) * 2013-08-29 2015-03-18 Ls产电株式会社 具有双结构的电力单元的逆变器
EP3021472A4 (en) * 2013-07-12 2017-06-28 Kabushiki Kaisha Toshiba Switching element driving power supply circuit

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3036013B1 (fr) * 2015-05-07 2019-01-25 Ge Energy Power Conversion Technology Limited Circuit d'attaque de grille pour reduire le couplage parasite
JP2017070047A (ja) * 2015-09-29 2017-04-06 株式会社日立製作所 電源装置
US20230231504A1 (en) * 2022-01-20 2023-07-20 Hamilton Sundstrand Corporation Gate drive grounding scheme in motor drive systems for wide input dc link voltage

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5147848B1 (ja) * 1970-03-20 1976-12-17
JPH0767353A (ja) * 1993-08-23 1995-03-10 Fuji Electric Co Ltd ３レベルインバータのスナバエネルギー回生回路
JP2003324972A (ja) 2002-04-25 2003-11-14 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置の絶縁構造
JP2011142783A (ja) * 2010-01-08 2011-07-21 Toshiba Corp 電力変換装置

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4082672B2 (ja) * 2003-03-06 2008-04-30 株式会社デンソー 電気絶縁型スイッチング素子駆動回路
JP4661139B2 (ja) * 2004-09-07 2011-03-30 富士電機ホールディングス株式会社 ゲート駆動装置への電力供給方式
JP5532192B2 (ja) * 2008-01-24 2014-06-25 独立行政法人産業技術総合研究所 電力変換装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5147848B1 (ja) * 1970-03-20 1976-12-17
JPH0767353A (ja) * 1993-08-23 1995-03-10 Fuji Electric Co Ltd ３レベルインバータのスナバエネルギー回生回路
JP2003324972A (ja) 2002-04-25 2003-11-14 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置の絶縁構造
JP2011142783A (ja) * 2010-01-08 2011-07-21 Toshiba Corp 電力変換装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP2787625A4

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3021472A4 (en) * 2013-07-12 2017-06-28 Kabushiki Kaisha Toshiba Switching element driving power supply circuit
CN104426406A (zh) * 2013-08-29 2015-03-18 Ls产电株式会社 具有双结构的电力单元的逆变器
EP2843822A3 (en) * 2013-08-29 2015-12-02 LSIS Co., Ltd. Inverter with power cell of dual structure
US9331601B2 (en) 2013-08-29 2016-05-03 Lsis Co., Ltd. Inverter with power cell of dual structure
CN104426406B (zh) * 2013-08-29 2018-01-16 Ls产电株式会社 具有双结构的电力单元的逆变器

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