WO2013058332A1 - 静電容量センサ - Google Patents

Abstract

　検出感度が高く、かつ、出力信号の温度ドリフトを抑えることを可能とする静電容量センサを提供する。静電容量センサは、交流信号発生源と、交流信号発生源と接続された送信電極と、第１の受信電極と、第１の受信電極と同じ温度特性を有する第２の受信電極と、送信電極と第１の受信電極との間に設けられた第１の移相部と、第１の移相部と同じ温度特性を有し且つ送信電極と第２の受信電極との間に設けられた第２の移相部と、送信電極と第２の受信電極との間に設けられた信号移相部と、第１の移相部で移相された信号と第１の受信電極で受信した信号とを合成する第１の合成部と、第２の移相部及び前記信号移相部で移相された信号と第２の受信電極で受信した信号とを合成する第２の合成部と、第１の合成部で合成された第１の合成信号と第２の合成部で合成された第２の合成信号との位相のずれを検出する位相検出部を有することを特徴とする。

Description

静電容量センサ

　本発明は、物体の位置を検出する静電容量センサに関する。

　静電容量を利用したセンサとして、物体の接触による静電容量の変化を検出するタッチセンサが多数提案されている。

　図１４は、特許文献１に記載のタッチセンサの構成を示す回路図である。
　図１４に記載のタッチセンサでは、矩形波発振器１０２の信号を２波に分け、一方を抵抗１０７及びコンデンサ１０５を用いたローパスフィルタを用いて移相し、他方の信号と論理演算している。コンデンサ１０５と並列に、タッチ検出部１０４が接続されている。タッチ検出部１０４に指先等が接触すると、例えば、人体を容量としたコンデンサが並列接続されることになる。このコンデンサは、一方の電極をタッチ検出部１０４とし他方の電極を電極４１として示した。コンデンサ１０５の容量をＣ０、人体の容量をＣｈとすると、タッチ検出部１０４に指先等が接触すると、ローパスフィルタの容量はＣ０から（Ｃ０＋Ｃｈ）へ増加し、結果として入力信号の移相量が増加する。

　矩形波発振器１０２から出力された矩形波は、ローパスフィルタを通ると矩形波から歪むが、論理演算素子９９の内部で再度２値化されて、位相の遅れた矩形波となる。元の矩形波信号と移相された信号とが論理演算されると、論理演算素子９９からは、移相量がＤＵＴＹ比に反映された矩形波が出力される。論理演算素子９９から出力される矩形波がローパスフィルタ１１０を通ると、位相ズレ量に対応した電圧レベルを得ることができる。以上のように、図１４に記載のタッチセンサでは、タッチ検出部１０４に指先等が接触したか否かを、ローパスフィルタ１１０から出力される電圧レベルにより検出することができる。

　図１５は、静電容量センサの構成を示す図である。
　図１５では、受信アンテナ１０４と電極４１とで２本の平行導線を構成し、受信アンテナ１０４をコンデンサ１０５及び抵抗１０７の接続点に結合し、電極４１を接地している。図１５に示す静電容量センサでは、受信アンテナ１０４及び電極４１に接触しなくても、２本の平行導線間に指や人などの誘電体が接近するだけで、物体の近接を検出することが可能である。図１４及び図１５で説明したセンサの構成を、自己キャパシタンス型の静電容量センサと呼ぶ。

　図１６は、特許文献２に記載のセンサの構成を示す回路図である。
　図１６に記載のセンサでは、平行導線を構成する２つの電極の一方を送信アンテナ１０３とし、他方を受信アンテナ１０４としている。この構成を、相互キャパシタンス型の静電容量センサと呼ぶ。この構成では、発振器１０２で生成した交流信号を空中に直接放射するので、自己キャパシタンス型の場合のような減衰が起こらない。

　図１６に記載のセンサでは、発信アンテナ１０３より発振器１０２で生成した交流信号を空中に発し、近傍に存在する誘電体の影響を受けて受信アンテナ１０４により受信する。また、受信アンテナ１０４により受信した信号と発振器１０２の信号とを、抵抗１０７及びコンデンサ１０５で構成するローパスフィルタで、移相及び減衰した信号を合成した合成信号の位相変化を検出する。即ち、図１６に記載のセンサは、所謂クワドラチャ検波の構成を有している。

特開平１１－８８１３８号公報（２頁、図１） 特開２００１－１１６８５１号公報（６頁、図１）

　上述した従来技術では、以下のような問題がある。
　タッチの有無による容量の変化を検出するセンサではなく、電極に接触していない空間上の物体の位置を検出する目的の静電容量センサの場合、非常に小さな容量変化を検出しなければならない。このため、図１４又は図１５に記載の自己キャパシタンス型の静電容量センサでは、低周波領域でローパスフィルタを構成する場合、抵抗１０７の抵抗値を大きくしなければならない。また、図１５に示した構成では、抵抗１０７とコンデンサ１０５とで分圧される点にアンテナ１０４が接続され、電圧が減衰した信号をアンテナに印加して容量検出を行うことから、感度が低くなり空間上の物体の位置を検出するセンサとして用いることができない。

　また、図１６に記載の相互キャパシタンス型の静電容量センサでは、周囲温度の変化により出力信号がドリフトしてしまう問題があった。この出力信号のドリフトは、主に移相手段の抵抗１０７及びコンデンサ１０５の値の温度変化、受信アンテナ１０４等の容量の温度変化によって生じる。

　本発明は、上記課題を解決することを可能とする静電容量センサを提供することを目的とする。

　また、本発明は、検出感度が高く、出力信号の温度ドリフトを抑えることを可能とする静電容量センサを提供することを目的とする。

　静電容量センサは、交流信号発生源と、交流信号発生源と接続された送信電極と、第１の受信電極と、第１の受信電極と同じ温度特性を有する第２の受信電極と、送信電極と第１の受信電極との間に設けられた第１の移相部と、第１の移相部と同じ温度特性を有し、送信電極と第２の受信電極との間に設けられた第２の移相部と、送信電極と第２の受信電極との間に設けられた信号移相部と、第１の移相部で移相された信号と第１の受信電極で受信した信号とを合成する第１の合成部と、第２の移相部及び信号移相部で移相された信号と第２の受信電極で受信した信号とを合成する第２の合成部と、第１の合成部で合成された第１の合成信号と、第２の合成部で合成された第２の合成信号との位相のずれを検出する位相検出部と有することを特徴とする。

　また、静電容量センサでは、上記に記載の構成に加えて、信号移相部は、交流信号発生源の出力信号を反転させるインバータ又は反転増幅器であることが好ましい。

　また、静電容量センサでは、交流信号発生源は、出力する出力信号の振幅が、使用する電源電圧に比例するよう動作するＡＧＣ回路を有することが好ましい。

　また、静電容量センサでは、上記に記載の構成に加えて、第１の移相部及び第２の移相部は、抵抗及びコンデンサであることが好ましい。

　また、静電容量センサでは、上記に記載の構成に加えて、位相検出部は位相検波回路を含むことが好ましい。

　また、静電容量センサでは、上記に記載の構成に加えて、位相検出部は論理演算回路を含むことが好ましい。

　静電容量センサでは、交流信号発生源からの信号と、この信号が信号移相部で移相された信号とが、同じ温度特性を有する移相部でそれぞれ移相され、これらの移相された信号が、同じ温度特性を有する受信電極で受信した信号とそれぞれ合成される。ここで、受信電極で受信した信号の振幅は物体の近接の度合いによって変化するものであり、この受信電極で受信した信号の振幅の変化に応じて２つの合成信号の位相が変化する。この２つの合成信号の位相ずれが位相検出部で検出され、この検出結果が物体の近接度合いを示す出力信号として出力される。

　このように静電容量センサは、同じ温度特性を有する移相部と受信電極を２組用いて物体の近接度合いの検出を行うものであり、出力信号の温度ドリフトを抑え、かつ、検出感度を高くすることが可能となる。

近接センサ１ａの構成を示す回路図である。 近接センサ１ａの動作を説明する波形図（１）である。 近接センサ１ａの動作を説明する波形図（２）である。 近接センサ１ａの動作を説明する波形図（３）である。 近接センサ１ｂの構成を示す回路図である。 近接センサ１ｂの動作を説明する波形図（１）である。 近接センサ１ｂの動作を説明する波形図（２）である。 近接センサ１ｂの動作を説明する波形図（３）である。 近接センサ１ｂの動作を説明する波形図（４）である。 送信アンテナ３及び受信アンテナ４を含んだ３次元入力装置２０を示す図である。 下層透明基板１６を示す図である 上層透明基板１７を示す図である。 ３次元入力装置２０からの入力を処理する回路例を示す図である。 従来の近接センサの構成を示す回路図（１）である。 従来の近接センサの構成を示す回路図（２）である。 従来の近接センサの構成を示す回路図（３）である。

　以下図面を参照して、静電容量センサについて説明する。但し、本発明の技術的範囲はそれらの実施の形態に限定されず、特許請求の範囲に記載された発明とその均等物に及ぶ点に留意されたい。

　図１は、静電容量センサである近接センサ１ａの構成を示す回路図である。

　図１に示すように、近接センサ１ａは、発振器２Ａ、及び、発振器２Ａで生成した信号に基づいて交流信号である発振信号Ｅａを被検査領域へ放射する送信アンテナ３を有している。発振器２Ａは、交流信号発生源であり、例えば水晶振動子を用いて構成される。送信電極である送信アンテナ３から放射される発振信号Ｅａの周波数及び強度の安定性が、近接センサの出力の安定性を左右する。したがって、発振器２Ａとして、周波数の安定度が高く、位相ノイズが少なく、且つ、温度や経時変化等に対して安定な水晶振動子を用いるのが望ましい。

　近接センサ１ａは、受信電極であり且つ被検査領域からの交流信号である受信信号Ｅｂを受信する受信アンテナ４Ａ、送信アンテナ３及び受信アンテナ４Ａを電気的に接続する抵抗７Ａ、及び、抵抗７Ａと第１の移相部であるローパスフィルタを構成するコンデンサ５Ａを有している。

　バッファ６Ａは、発振器２Ａへ後段の回路からの影響が、周波数や振幅に変化を生じるのを防止し、信号波形を電源電圧の上限及び下限を有する矩形波信号とする為に設けられる。抵抗７Ａは、送信アンテナ３と受信アンテナ４Ａの結合抵抗であり、受信アンテナ４Ａから入力する信号に、発振器２Ａの中間電位を基準電位として与える。抵抗７Ａは、電源電圧の振幅を有する矩形波信号を受信アンテナ４Ａからの信号に対して、あまり違わない大きさになるような値に定める。

　図１に示す近接センサ１ａでは、発振器２Ａからの信号の振幅を抵抗７Ａにより大きく減衰させて微細な振幅を持つ受信アンテナ４Ａからの信号と合成する。ここで互いの振幅を同程度とする理由を述べる。すなわち、発振器２Ａからの信号を減衰させる抵抗７Ａの値が大きいと、抵抗７Ａが出すノイズが大きくなり、また外部からの回りこみノイズの割合も増加する。一方減衰が大きい場合は、受信アンテナ４Ａからの信号の振幅の変化が、より大きく合成波の位相の変化に反映して、見かけの感度が増大するというメリットもある。したがって設定する振幅の割合は感度とノイズ増加との兼ね合いとなるが、検証したところによれば、発振器２Ａからの信号の振幅と受信アンテナ４Ａからの信号の振幅を同程度とするのが最適であった。

　図１に示す近接センサ１ａでは、受信アンテナ４Ａの仕様と、要求される増幅率を考慮して、抵抗７Ａの抵抗値を０．１～１０ＭΩとした。コンデンサ５Ａの値は、抵抗７Ａの値が決定した後に、設定する位相遅れ量を勘案して決定するが、更に、回路の寄生容量や受信アンテナ部分の寄生容量を考慮する必要がある。

　近接センサ１ａにおいて設定する位相遅れ量は、０°、１８０°、３６０°以外であればよい。すなわち、このような位相遅れの信号同士を合成した場合は、片方の信号の振幅変化で合成信号の位相が変化しないためである。双方の位相に少しでもずれがある場合は、片方の信号の振幅変化は合成信号の位相変化を引き起こすことはよく知られおり、詳しくは後述するが、近接センサ１ａでは、発振器２Ａからの信号の受信アンテナ４Ａからの信号に対する位相の遅れ量を９０°としている。もちろん、この位相遅れが必ずしも９０°である必要はなく、例えば、４５°や６０°であっても、受信アンテナ４Ａからの信号の振幅の変化は、合成波の移相の変化に変換できる。なお、以下の説明にあっては、位相遅れを９０°として説明する。

　近接センサ１ａは、受信アンテナ４Ａの出力を増幅する増幅器８Ａ、発振器２Ａの出力信号により受信アンテナ４Ａで受信した信号を検波する検波器９Ａ、検波器９Ａの出力を平滑化するＬＰＦ（ローパスフィルタ）１０、及び、出力端子１１を有している。検波器９Ａは、位相検出部の一例である。

　近接センサ１ａは、検波器９Ａで検波を行う参照信号を生成するためにバッファ６Ａの出力を反転する反転増幅器１２Ａ、及び、受信アンテナ４Ａと対を為すもう一つの受信アンテナ４Ｂを有している。さらに、近接センサ１ａは、反転増幅器１２Ａの出力と受信アンテナ４Ｂから入力する信号とを結合する抵抗７Ｂ、抵抗７Ｂと第２の移相部であるローパスフィルタを構成するコンデンサ５Ｂ、及び、結合出力を増幅し且つ参照信号として検波器９Ａに与える増幅器８Ｂを有している。

　受信アンテナ４Ａと受信アンテナ４Ｂ、抵抗７Ａと抵抗７Ｂ、及び、コンデンサ５Ａとコンデンサ５Ｂは、それぞれ同じ温度特性を有するように設定されている。受信アンテナ４Ｂと受信アンテナ４Ａは対をなし、例えば、同じ長さを有して平行に配置された直線状の電極、又は、同心円状に配置されたリング状の電極により構成される。反転増幅器１２Ａは信号移相部の一例であり、受信アンテナ４Ａは第１の受信電極の一例であり、受信アンテナ４Ｂは第２の受信電極の一例であり、増幅器８Ａは第１の合成部の一例であり、例えばコンパレータである。増幅器８Ｂは第２の合成部の一例であり、例えばコンパレータである。物体Ｏは、被検査領域内で移動する、例えば、人間の指等の適度な誘電率を持つ被検査物体である。

　以下、図１に示した近接センサ１ａの動作を、図２～図４を用いて説明する。図２～図４は、近接センサ１ａの動作を説明するための波形図である。

　近接センサ１ａは、発振器２Ａが生成した交流信号をバッファ６Ａにより矩形波に整形し、送信アンテナ３により被検査領域へ発振信号Ｅａとして放射する。送信アンテナ３から放射された発振信号Ｅａは、送信アンテナ３で生成された電荷によって、被検査領域に電界を形成する。受信アンテナ４Ａ及び４Ｂは、被検査領域に存在する大気、誘電体及び導体等による分極からの寄与を含めた電界から、電荷を生成する。即ち、受信アンテナ４Ａ及び４Ｂは、被検査領域に形成される電界に応じた受信信号Ｅｂを受信する。

　この時、被検査領域に存在する物が一切動かなければ、送信アンテナ３が送信する発振信号Ｅａが形成する電界は定常的な状態となり、受信アンテナ４Ａ及び４Ｂが受信する受信信号Ｅｂは安定した位相と振幅を持つ。被検査領域内で、例えば、人間の指等の適度な誘電率を持つ物体Ｏが移動すると、受信アンテナ４Ａ及び４Ｂが受信する受信信号Ｅｂの振幅が変化する。近接センサが、一般に使用上想定するような物体Ｏの距離（例えば、リング状アンテナの直径又は棒状アンテナの長さと同程度）では、物体Ｏが移動しても、受信アンテナ４Ａ及び４Ｂが受信する受信信号Ｅｂの位相の変化は殆ど無い。

　図２において、発振信号Ｅａは、バッファ６Ａで整形され、回路内では電源電圧を振幅とする矩形波の発振信号であり、送信アンテナ３により空間に放出される。受信アンテナ４Ａで受信する受信信号Ｅｂは、物体Ｏの有無により、その振幅が変化する。

　以下では、物体Ｏが近接センサ１ａから遠く離れた状態（近接していない状態）を第１の状態とする。また、物体Ｏが近接センサ１ａに近接した状態を第２の状態とする。受信信号Ｅｂ１は、第１の状態における、小さな振幅を持つ矩形波である。受信信号Ｅｂ２は、第１の状態と比較して振幅が増加した第２の状態の矩形波である。

　矩形波である発振信号Ｅａは、抵抗７Ａ及びコンデンサ５Ａで構成されるローパスフィルタにより変形され、小さな振幅の三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ）となる。ＬＰＦ（Ｅａ）は、破線で示す中間電位を中心に再度２値化することにより発振信号Ｅａから９０°位相の遅れた矩形波信号ＤＬＰＦ（Ｅａ）となる（図示せず）。この位相の遅れは一例であって、抵抗７Ａとコンデンサ５Ａとで構成するローパスフィルタの時定数で決まるものである。この例では、抵抗７Ａとコンデンサ５Ａとの値を位相の遅れが９０°となるように設定している。

　第１の状態では、受信アンテナ４Ａと抵抗７Ａとコンデンサ５Ａの接続点において、受信信号Ｅｂ１と三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ）は合成され、第１の状態の合成信号Ｄ１（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ））が生成される。第２の状態では、受信アンテナ４Ａと抵抗７Ａとコンデンサ５Ａの接続点において、受信信号Ｅｂ２と三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ）は合成され、第２の状態の合成信号Ｄ２（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ））が生成される。

　再２値化信号Ｆ１は、第１の状態の合成信号Ｄ１（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ））をコンパレータ８Ａにより、破線で示す中間電位を基準として、再度２値化した信号である。再２値化信号Ｆ２は、第２の状態の合成信号Ｄ２（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ））をコンパレータ８Ａにより、破線で示す中間電位を基準として、再度２値化した信号である。図２に示すように、再２値化信号Ｆ２は、再２値化信号Ｆ１に対して、位相が、Ｐ１だけ、僅かに進むことになる。

　位相が僅かに進む理由は、次の通りである。即ち、ＬＰＦ（Ｅａ）と、第１の状態の受信信号Ｅｂ１及び第２の状態の受信信号Ｅｂ２とでは位相が９０°異なる。また、第１の状態の受信信号Ｅｂ１より第２の状態の受信信号Ｅｂ２の方が、振幅が大きい。さらに、第２の状態の方が、ＬＰＦ（Ｅａ）に対して位相の異なる信号を加算する割合が大きい。

　後述するように、第１の状態の合成信号Ｄ１（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ））と第２の状態の合成信号Ｄ２（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ））の位相の違いは、物体Ｏの近接の度合いに相関する検出量である。即ち、位相の違いは、センサのＳＮを決定するものなので、出来るだけ大きく取れるようにするのが望ましい。

　図３において、反転発振信号Ｅａ´は、反転増幅器１２Ａの出力信号であり、発振信号Ｅａの１８０°移相信号である。以下、反転発振信号Ｅａ´とＥｂ１，Ｅｂ２の合成について述べる。

　矩形波の反転発振信号Ｅａ´は、抵抗７Ｂ及びコンデンサ５Ｂで構成されるローパスフィルタにより変形され、小さな振幅の三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ´）となる。三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ´）は、２値化することにより反転発振信号Ｅａ´から９０°位相の遅れた矩形波信号ＤＬＰＦ（Ｅａ´）となる（図示せず）。ここで、矩形波信号ＤＬＰＦ（Ｅａ´）は、Ｅａから９０°位相の進んだ矩形波と見る事もできる。

　第１の状態では、受信アンテナ４Ｂと抵抗７Ｂとコンデンサ５Ｂの接続点において、受信信号Ｅｂ１と三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ´）は合成され、第１の状態の反転合成信号Ｄ１´（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ´））が生成される。第２の状態では、受信アンテナ４Ｂと抵抗７Ｂとコンデンサ５Ｂの接続点において、受信信号Ｅｂ２と三角波信号ＬＰＦ（Ｅａ´）は合成され、第２の状態の反転合成信号Ｄ２´（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ´））が生成される。

　再２値化反転信号Ｆ１´は、第１の状態の反転合成信号Ｄ１´（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ´））を、破線で示す中間電位を基準として、コンパレータ８Ｂにより再度２値化した信号である。再２値化反転信号Ｆ２´は、第２の状態の反転合成信号Ｄ２´（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ´））を、破線で示す中間電位を基準として、コンパレータ８Ｂにより再度２値化した信号である。図３に示すように、再２値化反転信号Ｆ２´は、再２値化反転信号Ｆ１´に対して、位相が、Ｐ２だけ、僅かに遅れることになる。

　位相が僅かに遅れる理由は、次の通りである。即ち、第１の状態の受信信号Ｅｂ１より第２の状態の受信信号Ｅｂ２の方が振幅が大きく、第２の状態の方が、ＬＰＦ（Ｅａ）に対して位相の異なる信号を加算する割合が大きいためである。第１の状態の反転合成信号Ｄ１´（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ´））と第２の状態の反転合成信号Ｄ２´（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ´））の位相の違いは、物体Ｏの近接の度合いに相関する検出量である。即ち、位相の違いは、センサのＳＮを決定するものなので、出来るだけ大きく取れるようにするのが望ましい。

　図２及び図３に示したように、発振信号Ｅａと受信信号Ｅｂを合成した場合と、反転発振信号Ｅａ´と受信信号Ｅｂを合成した場合では、同じ受信信号Ｅｂを合成したとしても、受信信号Ｅｂの振幅の変化に対する、各々の合成信号の移相方向は反対になる。

　次に、図４を用いて、各々移相方向が反対になった、再２値化信号Ｆ１及びＦ２と、再２値化反転信号Ｆ１´及びＦ２´から直流電圧を得る仕組みを説明する。

　図４の最上段には、第１の状態の合成信号Ｄ１（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ））及びこれを二値化した再２値化信号Ｆ１を示し、次段には、第１の状態の反転合成信号Ｄ１´（Ｅｂ１＋ＬＰＦ（Ｅａ´））及びこれを２値化した再２値化反転信号Ｆ１´を示した。

　パルス信号Ｇ１は、第１の状態において、コンパレータ８Ａから出力される再２値化信号Ｆ１及びコンパレータ８Ｂから出力される再２値化反転信号Ｆ１´に基づいて、検波器９Ａから出力される信号である。パルス信号Ｇ１は、再２値化信号Ｆ１及び再２値化反転信号Ｆ１´が互いに一致する部分において、パルス幅Ｐ３を持つパルスが発生するように生成されている。即ち、パルス信号Ｇ１は、再２値化信号Ｆ１及び再２値化反転信号Ｆ１´をＸＮＯＲ演算した結果に相当する。

　図４において、パルス信号Ｇ１の次段には、第２の状態の合成信号Ｄ２（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ））及びこれを二値化した再２値化信号Ｆ２を示し、次段には、第２の状態の反転合成信号Ｄ２´（Ｅｂ２＋ＬＰＦ（Ｅａ´））及びこれを２値化した再２値化反転信号Ｆ２´を示した。

　パルス信号Ｇ２は、第２の状態において、コンパレータ８Ａから出力される再２値化信号Ｆ２及びコンパレータ８Ｂから出力される再２値化反転信号Ｆ２´に基づいて、検波器９Ａから出力される信号である。パルス信号Ｇ２は、再２値化信号Ｆ２及び再２値化反転信号Ｆ２´が互いに一致する部分において、パルス幅Ｐ４を持つパルスが発生するように生成されている。即ち、パルス信号Ｇ２は、再２値化信号Ｆ２及び再２値化反転信号Ｆ２´をＸＮＯＲ演算した結果に相当する。受信信号Ｅｂ２の振幅は受信信号Ｅｂ１の振幅より大きいので、各々の矩形波信号が反対方向に移相する量が増加して、互いに信号が一致しない部分が増加する。したがって、パルス幅Ｐ４は、パルス幅Ｐ３と比較して、幅が広いパルスとなっている。

　パルス信号Ｇ１及びパルス信号Ｇ２の論理演算結果は、ＬＰＦ１０により平滑化され、パルス幅に比例した直流電圧に変換される。

　近接センサ１ａでは、検波器９Ａとして論理演算ＸＮＯＲを用いる例を示したが、論理演算ＸＮＯＲのかわりに、論理演算ＸＯＲ、ＯＲ、又はＡＮＤの各論理演算を用いることも可能である。

　近接センサ１ａでは、合成信号（Ｅｂ＋ＬＰＦ（Ｅａ））と反転合成信号（Ｅｂ＋ＬＰＦ（Ｅａ´））の位相を比較することにより、その一方の変化のみを見る場合に比べて大きな出力を得ることができる。

　また、近接センサ１ａでは、発振器２Ａに由来する位相ノイズ、回路に使用する各素子の端子部から侵入する雑音及びＧＮＤに重畳する雑音等が、発振信号Ｅａ及び反転発振信号Ｅａ´に重畳する可能性がある。しかしながら、前記のノイズ及び／又は雑音は、検波器９Ａによる検波により相殺されるので、近接センサ１ａでは、Ｓ／Ｎ比を向上させることが可能となる。

　また、使用する回路素子は、ノイズ以外にドリフトを発生する可能性がある。特に、温度に対する素子のドリフトは大きく、これはセンサの安定性に大きな影響を与える。特に、抵抗７Ａ、コンデンサ５Ａ及び受信アンテナ４Ａの値の変化は移相量の変化を引き起こす。移相量の変化は、そのまま出力の変化となる。しかしながら、近接センサ１ａの構成では、抵抗７Ａ、コンデンサ５Ａ及び受信アンテナ４Ａと同じ温度特性を有する抵抗７Ｂ、コンデンサ５Ｂ及び受信アンテナ４Ｂが使用されている。したがって、近接センサ１ａでは、これらの素子の温度変化が相殺され、出力信号の温度ドリフトを抑えることが可能となる。

　図５は、静電容量センサである他の近接センサ１ｂの構成を示す回路図である。

　近接センサ１ｂは、近接センサ１ａと異なり、発振回路が正弦波のアナログ信号を出力する構成を有している。発振回路が矩形波のデジタル信号を出力する場合では、高調波ノイズが発生し、位相検波においてＳＮ比が多少劣化する可能性がある。図５に示す近接センサ１ｂでは、そのような不具合を回避することが可能である。

　図５に示すように、近接センサ１ｂは、発振器２Ｂ、及び、発振器２Ｂで生成した信号に基づいて発振信号Ｅａを被検査領域へ放射する送信アンテナ３を有している。発振器２Ｂは、交流信号発生源であり、例えば水晶振動子を用いて構成される。送信電極である送信アンテナ３から放射される発振信号Ｅａの周波数及び強度の安定性が、近接センサとしての出力の安定性を左右する。したがって、発振器２Ｂとして、周波数の安定度が高く、位相ノイズが少なく、且つ、温度や経時変化等に対して安定な水晶振動子を用いるのが望ましい。

　ところで、発振回路の波形を正弦波にする場合、発振回路にはＡＧＣ回路が必要である。ＡＧＣ回路では、その振幅を参照電圧を用いて任意に設定できるが、近接センサ１ｂでは、参照電圧を電源電圧に比例する電圧に設定する。したがって、近接センサ１ｂの発振回路の発振信号Ｅａは送信アンテナ３により空中に放出されるが、発振信号Ｅａの振幅は電源電圧に比例することになる。受信アンテナで受信する受信信号Ｅｂの振幅は発振信号Ｅａの振幅に比例するので、結果として近接センサ１ｂの出力は電源電圧に比例することとなる。近接センサ１ｂでは、同じ電源を使用するＡＤコンバータを用いて出力を処理しているが、ＡＤコンバータは入力を電源電圧に比例してデジタル化する。即ち、ＡＧＣ回路の参照電圧とＡＤコンバータの参照電圧とが同じ構成となっている。したがって、近接センサ１ｂの出力は、見かけ上、電源電圧の変動の影響を受けないことになる。

　近接センサ１ｂは、受信電極であり且つ被検査領域からの受信信号Ｅｂを受信する受信アンテナ４Ａと、送信アンテナ３と受信アンテナ４Ａとを電気的に接続する抵抗７Ａ、及び、抵抗７Ａと第１の移相部であるローパスフィルタを構成するコンデンサ５Ａを有している。

　バッファ６Ｂは、発振器２Ｂへ後段の回路からの影響が、周波数や振幅に変化を生じるのを防止する為に設けられている。抵抗７Ａは、送信アンテナ３と受信アンテナ４Ａの結合抵抗であり、受信アンテナ４Ａから入力する信号に、発振器２Ｂの中間電位を基準電位として与える。抵抗７Ａは、電源電圧の持つ正弦波信号の振幅を受信アンテナ４Ａからの信号に対して、あまり違わない大きさになるような値に定める。

　図５に示す近接センサ１ｂでは、発振器２Ｂからの信号の振幅を抵抗７Ａにより大きく減衰させて微細な振幅を持つ受信アンテナ４Ａからの信号と合成する。ここで互いの振幅を同程度とする理由を述べる。すなわち、発振器２Ｂからの信号を減衰させる抵抗７Ａの値が大きいと、抵抗７Ａが出すノイズが大きくなり、また外部からの回りこみノイズの割合も増加する。一方減衰が大きい場合は、受信アンテナ４Ａからの信号の振幅の変化が、より大きく合成波の位相の変化に反映して、見かけの感度が増大するというメリットもある。したがって、設定する振幅の割合は感度とノイズ増加との兼ね合いとなるが、検証したところによれば、発振器２Ｂからの信号の振幅と受信アンテナ４Ａからの信号の振幅を同程度とするのが最適であった。

　図５に示す近接センサ１ｂでは、受信アンテナ４Ａの仕様と、要求される増幅率を考慮して、抵抗７Ａの抵抗値は０．１～１０ＭΩとした。コンデンサ５Ａの値は、抵抗７Ａの値が決定した後に、設定する位相遅れ量を勘案して決定するが、更に、回路の寄生容量やアンテナ部の寄生容量を考慮しなければならない。

　近接センサ１ｂは、設定する位相遅れ量は、０°、１８０°、３６０°以外であればよい。すなわち、このような位相遅れの信号同士を合成した場合は、片方の信号の振幅変化で合成信号の位相が変化しないためである。双方の位相に少しでもずれがある場合は、片方の信号の振幅変化は合成信号の位相変化を引き起こすことはよく知られおり、詳しく後述するが、近接センサ１ｂでは、発振器２Ｂからの信号の受信アンテナ４Ａからの信号に対する位相の遅れ量を９０°としている。もちろん、この位相遅れが必ずしも９０°である必要はなく、例えば、４５°や６０°であっても、受信アンテナ４Ａからの信号の振幅の変化は、合成波の移相の変化に変換できる。なお、以下の説明にあっては、位相遅れを９０°として説明する。

　近接センサ１ｂは、受信アンテナ４Ａの出力を増幅する増幅器８Ｃ、受信アンテナ４Ａで受信した信号を検波する検波器９Ｂ、検波器９Ｂの出力を平滑化するＬＰＦ（ローパスフィルタ）１０、及び、出力端子１１を有している。検波器９Ｂは位相検出部の一例である。

　近接センサ１ｂは、検波器９Ｂで検波を行う参照信号を生成するためにバッファ６Ａの出力を反転する反転増幅器１２Ｂ、及び、受信アンテナ４Ａと対を為すもう一つの受信アンテナ４Ｂを有している。さらに、近接センサ１ｂは、反転増幅器１２Ｂの出力と受信アンテナ４Ｂから入力する信号とを結合する抵抗７Ｂ、抵抗７Ｂと第２の移相部であるローパスフィルタを構成するコンデンサ５Ｂ、及び、結合出力を増幅し且つ参照信号として検波器９Ｂに与える増幅器８Ｄを有している。

　受信アンテナ４Ａと受信アンテナ４Ｂ、抵抗７Ａと抵抗７Ｂ、及び、コンデンサ５Ａとコンデンサ５Ｂは、それぞれ同じ温度特性を有するように設定されている。受信アンテナ４Ｂは受信アンテナ４Ａと対をなし、例えば、同じ長さを有して平行に配置された直線状の電極、又は、同心円状に配置されたリング状の電極により構成される。反転増幅器１２Ｂは信号移相部の一例であり、受信アンテナ４Ａは第１の受信電極の一例であり、受信アンテナ４Ｂは第２の受信電極の一例であり、増幅器８Ｃは第１の合成部の一例である。増幅器８Ｄは第２の合成部の一例である。

　以下、図５に示した近接センサ１ｂの動作を、図６～図９を用いて説明する。図６～図９は、近接センサ１ｂの動作を説明するための波形図である。図６～図９において、横軸は位相Ｐ（°）を示し、縦軸は電圧Ｖ（ｖ）を示している。

　近接センサ１ｂは、発振器２Ｂが生成した交流信号を、送信アンテナ３により被検査領域へ発振信号Ｅａとして放射する。送信アンテナ３から放射した発振信号Ｅａは、送信アンテナ３で生成された電荷によって、被検査領域に電界を形成する。受信アンテナ４Ａ及び４Ｂは、被検出領域に存在する大気，誘電体および導体等による分極からの寄与を含めた電界から、電荷を生成する。即ち、受信アンテナ４Ａ及び４Ｂは、被検査領域に形成される電界に応じた受信信号Ｅｂを受信する。

　この時、被検査領域に存在する物が一切動かなければ、送信アンテナ３が送信する発振信号Ｅａが形成する電界は定常的な状態となり、受信アンテナ４Ａ及び４Ｂが受信する受信信号Ｅｂは安定した位相と振幅を持つ。被検査領域へ、例えば、人間の指等の適度な誘電率を持つ物体Ｏが浸入すると、受信アンテナ４Ａ及び４Ｂが受信する受信信号Ｅｂの振幅が変化するが、近接センサが想定する近距離では位相の変化は殆ど無い。

　以下では、物体Ｏが近接センサ１ｂから遠く離れた状態（近接していない状態）を第１の状態とする。また、物体Ｏが近接センサ１ｂに近接した状態を第２の状態とする。

　送信アンテナ３により空間に放出される交流信号は、回路内では電源電圧に比例する正弦波であり、振幅をＥａ、周波数をω及び時間をｔとすると、三角関数Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ）で表すことができる。

　図６において、受信アンテナ４Ａにより受信する受信信号Ｅｂは物体Ｏの有無により振幅が変化するが、第１の状態における受信信号Ｈ１を、受信信号Ｅｂ１の小さな振幅を持つ正弦波信号である、Ｅｂ１×ｓｉｎ（ωｔ）とし、点線で表す。図６において、第２の状態における受信信号Ｈ２を、受信信号Ｅｂ２の振幅を持つ正弦波信号である、Ｅｂ２×ｓｉｎ（ωｔ）とし、太い点線で示す。

　回路内において、発振信号Ｅａは、抵抗７Ａ及びコンデンサ５Ａで構成される９０°移相のローパスフィルタにより、Ｅａから９０°位相の遅れた発振信号のＬＰＦ信号Ｉ（Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ－９０°））となる。図６において、発信信号のＬＰＦ信号Ｉを、一点鎖線で示す。

　物体Ｏが近傍にない場合、受信アンテナ４Ａと抵抗７Ａとコンデンサ５Ａの接続点において、第１状態の受信信号Ｈ１と発振信号のＬＰＦ信号Ｉは合成され、第１状態の合成信号Ｊ１（Ｅｂ１×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ－９０°））が生成される。図６において、合成信号Ｊ１を、実線で示す。物体Ｏが近傍にある場合、受信アンテナ４Ａと抵抗７Ａとコンデンサ５Ａの接続点において、第２の状態の受信信号Ｈ２と発振信号のＬＰＦ信号Ｉは合成され、第２の状態の合成信号Ｊ２（Ｅｂ２×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ－９０°））が生成される。図６において、合成信号Ｊ２を、太い実線で示す。

　ここで、図６に示すように、第２の状態の合成信号Ｊ２（Ｅｂ２×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ－９０°））は、第１の状態の合成信号Ｊ１（Ｅｂ１×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ－９０°））に対して、位相が僅かに進む。これは、第１状態の受信信号Ｈ１の振幅より第２の状態の受信信号Ｈ２の振幅が大きく、第２の状態の受信信号Ｈ２の方が、発振信号のＬＰＦ信号Ｉに対して位相の異なる信号を加算する割合が大きいためである。

　後述するように、第１の状態の合成信号Ｊ１と第２の状態の合成信号Ｊ２の位相の違いは、物体Ｏの近接の度合いに相関する検出量である。したがって、位相の違いは、センサのＳＮを決定するものなので、出来るだけ大きく取れるようにするのが望ましい。

　図７において、発振信号Ｅａの反転発振信号Ｅａ´は、抵抗７Ｂ及びコンデンサ５Ｂで構成される９０°移相のローパスフィルタにより、Ｅａ´から９０°位相の遅れた反転のＬＰＦ信号Ｉ´（Ｅａ´×ｓｉｎ（ωｔ－９０°））となる。図７において、反転のＬＰＦ信号Ｉ´を、一点鎖線で示す。反転のＬＰＦ信号Ｉ´は、発振信号（Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ））から９０°位相の進んだ正弦波（Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ＋９０°））と見ることができる。なお、図７においても、第１の状態における受信信号Ｈ１を、Ｅｂ１×ｓｉｎ（ωｔ）として点線で表し、第２の状態における受信信号Ｈ２を、Ｅｂ２×ｓｉｎ（ωｔ）として太い点線で示す。

　物体Ｏが近傍にない時、受信アンテナ４Ｂと抵抗７Ｂとコンデンサ５Ｂの接続点において、第１の状態の受信信号Ｈ１と反転のＬＰＦ信号Ｉ´は合成され、第１の状態の反転合成信号Ｊ１´（Ｅｂ１×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ＋９０°））が生成される。図７において、反転合成信号Ｊ１´を、実線で示す。物体Ｏが近傍にある時、受信アンテナ４Ｂと抵抗７Ｂとコンデンサ５Ｂの接続点において、第２の状態の受信信号Ｈ２と反転のＬＰＦ信号Ｉ´は合成され、第２の状態の反転合成信号Ｊ２´（Ｅｂ２×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ＋９０°））が生成される。図７において、反転合成信号Ｊ２´を、太実線で示す。

　ここで、図７に示すように、第２の状態の反転合成信号Ｊ２´（Ｅｂ２×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ＋９０°））は、第１の状態の反転合成信号Ｊ１´（Ｅｂ１×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ＋９０°））に対して、位相が僅かに遅れる。

　図６の説明で述べたとおり、これは、第１の状態の受信信号Ｈ１の振幅より第２の状態の受信信号Ｈ２の振幅が大きく、第２の状態の受信信号Ｈ２の方が、発振信号のＬＰＦ信号Ｉに対して位相の異なる信号を加算する割合が大きいためである。第１の状態の反転合成信号Ｊ１´と第２の状態の反転合成信号Ｊ２´の位相の違いは、物体Ｏの近接の度合いに相関する検出量である。したがって、位相の違いは、センサのＳＮを決定するものなので、出来るだけ大きく取れるようにするのが望ましい。

　図６及び図７に示したように、発振信号Ｅａと受信信号Ｅｂを合成した場合と、発振信号の反転信号である反転発振信号Ｅａ´と受信信号Ｅｂを合成した場合では、同じ受信信号Ｅｂを合成しても、受信信号Ｅｂの振幅の変化に対する各々の合成信号の移相方向は反対になる。

　次に、図８を用いて、各々移相方向が反対になった２つの合成信号、即ち、第１の状態の合成信号Ｊ１（Ｅｂ１×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ－９０°））及び第１の状態の反転合成信号Ｊ１´（Ｅｂ１×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ＋９０°））等から直流電圧を得る仕組みを説明する。

　図８において、第１の状態の合成信号Ｊ１（Ｅｂ１×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ－９０°））を実線で示し、第２の状態の合成信号Ｊ２（Ｅｂ２×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ－９０°））を太線で示し、第１の状態の反転合成信号Ｊ１´（Ｅｂ１×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ＋９０°））を点線で示し、第２の状態の反転合成信号Ｊ２´（Ｅｂ２×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ＋９０°））を太い点線で示す。図８より、合成信号及び反転合成信号が各々受信信号Ｅｂの振幅の変化により反対方向へ移相してゆく様子が理解できる。

　図９において、検波器９Ｂで、第１の状態の合成信号Ｊ１（Ｅｂ１×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ－９０°））と第１の状態の反転合成信号Ｊ１´（Ｅｂ１×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ＋９０°））を乗算した演算結果Ｋ１を点線で示す。また、演算結果Ｋ１をＬＰＦ１０で平均化処理された平均結果Ｌ１を太い点線で示す。

　図９において、検波器９Ｂで、第２の状態の合成信号Ｊ２（Ｅｂ２×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ－９０°））と第２の状態の反転合成信号Ｊ２´（Ｅｂ２×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ＋９０°））を乗算した演算結果Ｋ２を実線で示す。また、演算結果Ｋ２をＬＰＦ１０で平均化処理された平均結果Ｌ２を太い実線で示す。

　合成信号（Ｅｂ×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ－９０°））と反転合成信号（Ｅｂ×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ＋９０°））との乗算は、｛Ｅｂ×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ－９０°）｝×｛Ｅｂ×ｓｉｎ（ωｔ）－Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ－９０°）｝と書くことができる。
　上記は、更に、Ｅｂ×ｓｉｎ（ωｔ）×Ｅｂ×ｓｉｎ（ωｔ）－Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ－９０°）×Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ－９０°）の形に変形できる。
　２倍角の公式のより、上記は、更に、Ｅｂ×Ｅｂ×｛ｃｏｓ（０）－ｃｏｓ（２ωｔ）｝／２－Ｅａ×Ｅａ×｛ｃｏｓ（２ωｔ－１８０°）－ｃｏｓ（０）｝／２と変形できる。

　即ち、合成信号と反転合成信号の乗算結果は中央値のシフトした２倍周期の正弦波となる。これらが、図９に示したものである。更に、平均化処理によりωｔの項は消滅し、（Ｅｂ×Ｅｂ－Ｅａ×Ｅａ）／２が検波結果の直流レベルとなる。

　Ｅａは電源電圧に比例する値で変化しないので、物体Ｏの接近に相関する検出量としては、受信信号Ｅｂの振幅の変化の二乗に比例した電圧出力が得られる。重要な点は、平均結果にはＬＰＦ１０で生成する移相角が含まれていないことである。これは、ＬＰＦ１０を構成する電子部品及びアンテナの温度による値の変化が出力に影響しないことを示している。

　近接センサ１ｂにおいては、合成信号（Ｅｂ×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ－９０°））と反転合成信号（Ｅｂ×ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅａ×ｓｉｎ（ωｔ＋９０°））の位相を比較することにより、その一方の変化のみを見る場合に比べて大きな出力を得ることができる。

　また、近接センサ１ｂでは、発振器２Ｂに由来する位相ノイズ、回路に使用する各素子の端子部から侵入する雑音及びＧＮＤに重畳する雑音等が、発振信号Ｅａ及び反転発振信号Ｅａ´に重畳する可能性がある。しかしながら、前記のノイズ及び／又は雑音は、検波器９Ｂによる検波により相殺されるので、近接センサ１ｂでは、Ｓ／Ｎ比を向上させることが可能となる。

　また、使用する回路素子は、ノイズ以外にドリフトを発生する可能性がある。特に、温度に対する素子のドリフトは大きく、これはセンサの安定性に大きな影響を与える。特に、抵抗７Ａ、コンデンサ５Ａ及び受信アンテナ４Ａの値の変化は移相量の変化を引き起こす。移相量の変化は、そのまま出力の変化となる。しかしながら、近接センサ１ｂの構成では、抵抗７Ａ、コンデンサ５Ａ及び受信アンテナ４Ａと同じ温度特性を有する抵抗７Ｂ、コンデンサ５Ｂ及び受信アンテナ４Ｂが使用されている。したがって、近接センサ１ｂでは、これらの素子の温度変化が相殺され、出力信号の温度ドリフトを抑えることが可能となる。前述の計算では、回路素子及びアンテナにより移相角９０°の生成を仮定したが、最終結果において９０°を含む項が相殺されて現れないことが、上記のことを示している。

　以下、近接センサ１ａを利用した３次元入力装置について、図１０～図１３を用いて説明する。

　最近では、ディスプレイ上に描写された映像情報と連動した入力装置、即ちタッチパネルと呼ばれる入力装置の必要性が増大している。また、ディスプレイは３次元画像を表示できるようになりつつある。近接センサ１ａ及び１ｂの送信アンテナおよび受信アンテナをディスプレイ上の異なる位置に配置すれば、ディスプレイ上の３次元領域に位置する被検物体の位置を検出する位置検出装置を構成することができる。このような位置検出装置によれば、３次元表示画像に対応して、被検物体の３次元の位置情報を入力できる３次元入力装置を構成することが出来る。

　図１０は、送信アンテナ３及び受信アンテナ４を含んだ３次元入力装置２０を示す図である。

　図１０に示す３次元入力装置は、矩形の下層透明基板２６の上に、全く同形の上層透明基板２７を重ねた構成を有している。図１１は下層透明基板２６を示しており、図１２は上層透明基板２７を示している。なお、図１１において下層透明基板２６の上面は紙面上方であり、図１２において上層透明基板２７の上面は紙面上方であるものとする。

　図１０及び図１２に示すように、黒塗りした部分で示す受信アンテナ４ＡＤ、４ＡＬ、４ＡＲ、４ＡＵ、４ＢＤ、４ＢＬ、４ＢＲ及び４ＢＵは、それぞれ棒状アンテナであり、上層透明基板２７上面の縁部付近に、縁に平行に配置してある。また、全ての受信アンテナは、ＩＴＯ等の透明導電材料により形成されている。

　受信アンテナ４ＡＬ及び４ＢＬ、受信アンテナ４ＡＲ及び４ＢＲ、受信アンテナ４ＡＵ及び４ＢＵ、受信アンテナ４ＡＤ及び４ＢＤは各々平行かつ近接して配置されている。受信アンテナ４ＡＬ及び４ＢＬと、受信アンテナ４ＡＲ及び４ＢＲとは、できるだけ離して配置されている。受信アンテナ４ＡＵ及び４ＢＵと、受信アンテナ４ＡＤ及び４ＢＤとは、できるだけ離して配置されている。

　受信アンテナ４ＡＬ、４ＡＲ、４ＢＬ及び４ＢＲの棒の伸びた方向を、以後Ｙ方向と呼ぶ。また、受信アンテナ４ＡＵ、４ＡＤ、４ＢＵ及び４ＢＤの棒の伸びた方向を、以後Ｘ方向と呼ぶ。さらに、図１０及び図１２において紙面に垂直な方向を、以後Ｚ方向と呼ぶ。

　受信アンテナ４ＡＬ、４ＡＲ、４ＢＬ及び４ＢＲにおいて、被検物体の接近の影響は、棒が伸びた方向（Ｙ方向）とは無関係であり、受信アンテナ４ＡＬ、４ＡＲ、４ＢＬ及び４ＢＲからは、Ｘ方向及びＺ方向の情報のみが得られることになる。また、受信アンテナ４ＡＵ、４ＡＤ、４ＢＵ及び４ＢＤにおいて、被検物体の接近の影響は棒が伸びた方向（Ｘ方向）とは無関係であり、受信アンテナ４ＡＵ、４ＡＤ、４ＢＵ及び４ＢＤからは、Ｙ方向及びＺ方向のみの情報が得られる。

　図１０及び図１１に示すように、送信アンテナ３は全て連結されており、下層透明基板２６上面の縁に沿って矩形に配置することにより、全ての配線上で、同様な出力で電波を空間に送出する。また、送信アンテナは、ＩＴＯ等の透明導電材料により形成されている。さらに、送信アンテナ３は、全ての受信アンテナ４ＡＤ、４ＡＬ、４ＡＲ、４ＡＵ、４ＢＤ、４ＢＬ、４ＢＲ及び４ＢＵと平行な配置になる部分を有している。

　図１０及び図１１に示すように、グランド１５が、全ての受信アンテナの下部全体を覆うように配置されている。また、グランド１５は、ＩＴＯ等の透明導電材料により形成されている。

　送信アンテナ３及び全ての受信アンテナ４のそれぞれには、導線１３が接続している。これらの導線１３は、図１又は図５に示した回路ではアンテナと回路との接続部に相当する。これらの導線１３はシールド１４によって覆われており、シールド１４は図１又は図５に示したグランドへ接地されている。グランド１５にも、導線１６が接続している。導線１６はシールド１７によって覆われている。導線１６及びシールド１７は、図１又は図５に示したグランドへ接地されている。この例は、導線１６にシールド１７をさらに用いる例であり、シールド１７を用いず、導線１６のみの構成であってもよい。

　３次元入力装置２０は、表示パネル（不図示）上に設置されるが、ガラスや樹脂で形成されている下層透明基板２６は絶縁体なので、その厚みによりその上面に形成した送信アンテナ３、導線１３及びグランド１５は、表示パネルから絶縁されている。また、下層透明基板２６上面に形成された送信アンテナ３、導線１３及びグランド１５は、その上に重ねられる上層透明基板２７の厚みにより上層透明基板２７上面に形成した全ての受信アンテナ４及び導線１３と絶縁されている。さらに、下層透明基板２６上面に配置したグランド１５は、上層透明基板２７上面に形成した受信アンテナ４ＡＤ、４ＡＬ、４ＡＲ、４ＡＵ、４ＢＤ、４ＢＬ、４ＢＲ、４ＢＵの下部を覆うので、受信アンテナ４ＡＤ、４ＡＬ、４ＡＲ、４ＡＵ、４ＢＤ、４ＢＬ、４ＢＲ及び４ＢＵは自身の下方にある全ての電磁的、及び静電的影響から隔離されている。

　図１３は、３次元入力装置２０からの入力を処理する回路例を示す図である。

　図１３に示す回路３０は、原則として、図１に示した近接センサ１ａを４回路分だけ、並列に並べた構成を有している。しかしながら、図１３に示す回路では、発振器２Ａ、バッファ６Ａ及び送信アンテナ３は共用されている。

　回路３０を構成する抵抗（７ＡＬ、７ＢＬ、７ＡＲ、７ＢＲ、７ＡＵ、７ＢＵ、７ＡＤ、７ＢＤ）、コンデンサ（５ＡＬ、５ＢＬ、５ＡＲ、５ＢＲ、５ＡＵ、５ＢＵ、５ＡＤ、４ＢＤ）、増幅器（８ＡＬ、８ＢＬ、８ＡＲ、８ＢＲ、８ＡＵ、８ＢＵ、８ＡＤ、８ＢＤ）、インバータ（１２ＡＬ、１２ＡＲ、１２ＡＵ、１２ＡＤ）、演算素子（９ＡＬ、９ＡＲ、９ＡＵ、９ＡＤ）、ＬＰＦ（１０Ｌ、１０Ｒ、１０Ｕ、１０Ｄ）、出力端子（１１Ｌ、１１Ｒ、１１Ｕ、１１Ｄ）等は、図１に示したものと同じものを４回路分並べただけなので、これらの動作説明は省略する。

　回路３０において、受信アンテナのペア４ＡＬ及び４ＢＬからの入力は出力端子１１Ｌからの出力に対応し、受信アンテナのペア４ＡＲ及び４ＢＲからの入力は出力端子１１Ｒからの出力に対応し、受信アンテナのペア４ＡＵ及び４ＢＵからの入力は出力端子１１Ｕからの出力に対応し、受信アンテナのペア４ＡＤ及び４ＢＤからの入力は出力端子１１Ｄからの出力に対応する。

　Ｙ方向に伸び、平行に配置された棒状の受信アンテナのペア４ＡＬ及び４ＢＬと棒状の受信アンテナのペア４ＡＲ及び４ＢＲは、Ｘ方向に画面を挟む両端に配置されている。したがって、出力端子１１Ｌからの出力及び出力端子１１Ｒからの出力は、紙面上において、棒状の受信アンテナのペア４ＡＬ及び４ＢＬと棒状の受信アンテナのペア４ＡＲ及び４ＢＲに挟まれた領域及びその上方に被検物体がある時、被検物体のＹ方向（紙面上下方向）の移動に対しては変化なく、被検物体のＸ方向及びＺ方向への移動を検出できる。

　一方、Ｘ方向に伸び、平行に配置された棒状の受信アンテナのペア４ＡＵ及び４ＢＵと棒状の受信アンテナのペア４ＡＤ及び４ＢＤは、Ｙ方向に画面を挟む両端に配置されている。したがって、出力端子１１Ｕからの出力及び出力端子１１Ｄからの出力は、紙面上において、棒状の受信アンテナのペア４ＡＵ及び４ＢＵと棒状の受信アンテナのペア４ＡＤ及び４ＢＤに挟まれた領域及びその上方に被検物体がある時、被検物体のＸ方向（紙面左右方向）の移動に対しては変化なく、被検物体のＹ方向及びＺ方向への移動を検出できる。

　出力端子１１Ｌからの出力及び出力端子１１Ｒからの出力は、表示パネルの画面上空のＸＺ面内の被検物体の位置を検出できる。被検物体からの出力は検出アンテナと被検物体までの距離に反比例した直流電圧となるので、余弦定理などを用いて、出力端子１１Ｌからの出力及び出力端子１１Ｒからの出力からＸＺ面内の被検物体の位置を算出することができる。

　一方、出力端子１１Ｕからの出力及び出力端子１１Ｄからの出力は、表示パネルの画面上空のＹＺ面内の被検物体の位置を検出できる。被検物体からの出力は検出アンテナと被検物体までの距離に反比例した直流電圧となるので、余弦定理などを用いて、出力端子１１Ｕからの出力及び出力端子１１Ｄからの出力からＹＺ面内の被検物体の位置を算出することができる。

　被検物体に関するＸＺ面内及びＹＺ面内の位置が検出できれば、表示パネルの画面上空の３次元空間において被検物体の位置を検出することが可能となる。即ち、送信アンテナ３及び受信アンテナ４（４ＡＬ、４ＢＬ、４ＡＲ、４ＢＲ、４ＡＵ、４ＢＵ、４ＡＤ、４ＢＤ）を含んだ回路３０は、３次元位置検出センサとして機能する。

　図１３では、図１に示す近接センサ１ａを４つ利用して、３次元入力装置からの入力を処理する回路３０（３次元位置検出センサ）を構成したが、少なくとも２つの近接センサ１ａをＸ方向及びＹ方向に配置することによって３次元入力装置からの入力を処理する回路（３次元位置検出センサ）を構成することも可能である。また、図５に示す近接センサ１ｂを４つ利用して、３次元入力装置からの入力を処理する回路（３次元位置検出センサ）を構成することも可能である。

Claims (7)

1. 　交流信号発生源と、
   　前記交流信号発生源と接続された送信電極と、
   　第１の受信電極と、
   　前記第１の受信電極と同じ温度特性を有する第２の受信電極と、
   　前記送信電極と前記第１の受信電極との間に設けられた第１の移相部と、
   　前記第１の移相部と同じ温度特性を有し、前記送信電極と前記第２の受信電極との間に設けられた第２の移相部と、
   　前記送信電極と前記第２の受信電極との間に設けられた信号移相部と、
   　前記第１の移相部で移相された信号と前記第１の受信電極で受信した信号とを合成する第１の合成部と、
   　前記第２の移相部及び前記信号移相部で移相された信号と前記第２の受信電極で受信した信号とを合成する第２の合成部と、
   　前記第１の合成部で合成された第１の合成信号と、前記第２の合成部で合成された第２の合成信号との位相のずれを検出する位相検出部と、
   　を有することを特徴とする静電容量センサ。
2. 　前記信号移相部は、前記交流信号発生源の出力信号を反転させるインバータ又は反転増幅器である、請求項１に記載の静電容量センサ。
3. 　前記交流信号発生源は、出力する出力信号の振幅が、使用する電源電圧に比例するよう動作するＡＧＣ回路を有する、請求項１又は２に記載の静電容量センサ。
4. 　前記第１の移相部及び前記第２の移相部は、抵抗及びコンデンサである、請求項１～３のいずれか一項に記載の静電容量センサ。
5. 　前記位相検出部は、位相検波回路を含む、請求項１～４のいずれか一項に記載の静電容量センサ。
6. 　前記位相検出部は、論理演算回路を含む、請求項１～４のいずれか一項に記載の静電容量センサ。
7. 　請求項１～６の何れか一項に記載の静電容量センサを少なくとも２つ有する、３次元位置検出センサ。

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