WO2013031828A1

WO2013031828A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2013031828A1
Application number: PCT/JP2012/071834
Authority: WO
Inventors: 公久古川; 安島　俊幸; 山田　博之; 利貞三井
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Priority date: 2011-08-31
Filing date: 2012-08-29
Publication date: 2013-03-07
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Abstract

　電力変換装置は、上アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流電力を発生し、発生した交流電力を永久磁石モータへ出力するパワースイッチング回路と、入力情報に基づいてスイッチング素子の状態を所定の制御周期ごとに繰り返し演算し、その演算結果に応じて、スイッチング素子の導通または遮断を制御する制御信号を発生する制御回路と、制御回路からの制御信号に基づいてスイッチング素子を導通または遮断する駆動信号を発生するドライバ回路と、を有する。制御回路は、ｄ軸磁束の軌跡とｑ軸磁束の軌跡とを予測し、その予測結果に基づいて、ｄ軸磁束が所定のｄ軸磁束変動範囲内に、ｑ軸磁束が所定のｑ軸磁束変動範囲内になるように、スイッチング素子の状態を演算する。

Description

電力変換装置

　本発明は、直流電力を交流電力に、または交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。

　直流電力を受け、上記直流電力を回転電機に供給するための交流電力に変換する電力変換装置は、複数のスイッチング素子を備えており、上記スイッチング素子がスイッチング動作を繰り返すことにより、供給された直流電力を交流電力に変換する。上記電力変換装置の多くは、さらに上記スイッチング素子のスイッチング動作により、回転電機に誘起された交流電力を直流電力に変換するためにも使用される。上述のスイッチング素子は、一定の周波数で変化する搬送波を使用したパルス幅変調方式（以下ＰＷＭ方式と記す）に基づいて制御されているものが一般的である。搬送波の周波数を高くすることにより、制御精度が向上し、また回転電機の発生トルクが滑らかになる傾向がある。

　電力変換装置の一例は、特開昭６３－２３４８７８号公報（特許文献１参照）に開示されている。

日本国特開昭６３－２３４８７８号公報

　しかしながら、一般的なＰＷＭ方式の制御方式であると、上記スイッチング素子は遮断状態から導通状態への切り替り時、あるいは導通状態から遮断状態への切り替り時に電力損失が増大し、発熱量が増大する。上述のスイッチング素子の電力損失を低減することが望ましく、電力損失を低減することにより、スイッチング素子の発熱量を低減できる。そのためには上記スイッチング素子のスイッチング回数を低減することが望ましい。しかし、上述のとおり、一般的なＰＷＭ方式では、上記スイッチング素子の単位時間当たりのスイッチング回数を低減するために搬送波の周波数を低くすると、電力変換装置から出力される電流の歪が大きくなり、モータ損失の増大につながる。

　そこで、本発明は、上記課題に鑑み、永久磁石モータと接続される電力変換装置において、モータ損失の増大をできるだけ抑制しつつ、スイッチング損失の低減を図ると共に安全性を向上することを目的とする。以下に説明する実施の形態は製品として好ましい研究成果が反映されており、製品として好ましいより具体的な色々の課題を解決している。以下の実施の形態における具体的な構成や作用により解決される具体的な課題は、以下の実施の形態の欄で説明する。

　本発明の第１の態様による電力変換装置は、永久磁石モータと接続されるものであって、上アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流電力を発生し、発生した交流電力を永久磁石モータへ出力するパワースイッチング回路と、入力情報に基づいてスイッチング素子の状態を所定の制御周期ごとに繰り返し演算し、その演算結果に応じて、スイッチング素子の導通または遮断を制御する制御信号を発生する制御回路と、制御回路からの制御信号に基づいてスイッチング素子を導通または遮断する駆動信号を発生するドライバ回路と、を有する。この電力変換装置において、制御回路は、永久磁石モータに生じる磁束のｄ軸成分であるｄ軸磁束の軌跡と、永久磁石モータに生じる磁束のｑ軸成分であるｑ軸磁束の軌跡とを予測し、その予測結果に基づいて、ｄ軸磁束が所定のｄ軸磁束変動範囲内に、ｑ軸磁束が所定のｑ軸磁束変動範囲内になるように、スイッチング素子の状態を演算する。また、ｄ軸は、永久磁石モータの回転子に配置されている永久磁石の主磁束方向に沿って定義される座標軸であり、ｑ軸は、ｄ軸に対して直交する方向に沿って定義される座標軸である。

　本発明の第２の態様によると、第１の態様の電力変換装置において、制御回路は、入力情報に基づいたｄ軸およびｑ軸により定義される回転座標系の電圧指令信号を、所定の静止座標系の電圧指令信号に変換する座標変換器と、座標変換器により変換された電圧指令信号に基づいて、電圧指令信号に応じた電圧ベクトル領域を検索し、検索した電圧ベクトル領域に対応する出力電圧ベクトルを決定する電圧ベクトル領域検索器と、電圧ベクトル領域検索器により決定された出力電圧ベクトルに基づいて、ｄ軸磁束の軌跡およびｑ軸磁束の軌跡を予測し、予測したｄ軸磁束の軌跡をｄ軸磁束変動範囲と、ｑ軸磁束の軌跡をｑ軸磁束変動範囲とそれぞれ比較して、スイッチング素子の状態およびスイッチング時間を演算する予測器と、予測器により演算されたスイッチング素子の状態およびスイッチング時間に基づいて、制御信号を出力する信号出力器と、を有することが好ましい。

　本発明の第３の態様によると、第１または第２の態様の電力変換装置において、永久磁石の電気抵抗値が回転子の鉄心の電気抵抗値よりも小さい場合、ｄ軸磁束変動範囲はｑ軸磁束変動範囲よりも小さく設定され、永久磁石の電気抵抗値が回転子の鉄心の電気抵抗値よりも大きい場合、ｄ軸磁束変動範囲はｑ軸磁束変動範囲よりも大きく設定されることが好ましい。

　本発明の第４の態様による電力変換装置は、永久磁石モータと接続されるものであって、上アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流電力を発生し、発生した交流電力を永久磁石モータへ出力するパワースイッチング回路と、入力情報に基づいてスイッチング素子の状態を所定の制御周期ごとに繰り返し演算し、その演算結果に応じて、スイッチング素子の導通または遮断を制御する制御信号を発生する制御回路と、制御回路からの制御信号に基づいてスイッチング素子を導通または遮断する駆動信号を発生するドライバ回路と、を有する。この電力変換装置において、制御回路は、永久磁石モータに流れる電流のｄ軸成分であるｄ軸電流の軌跡と、永久磁石モータに流れる電流のｑ軸成分であるｑ軸電流の軌跡とを予測し、その予測結果に基づいて、ｄ軸電流が所定のｄ軸電流変動範囲内に、ｑ軸電流が所定のｑ軸電流変動範囲内になるように、スイッチング素子の状態を演算する。また、ｄ軸は、永久磁石モータの回転子に配置されている永久磁石の主磁束方向に沿って定義される座標軸であり、ｑ軸は、ｄ軸に対して直交する方向に沿って定義される座標軸である。

　本発明の第５の態様によると、第４の態様の電力変換装置において、制御回路は、入力情報に基づいたｄ軸およびｑ軸により定義される回転座標系の電圧指令信号を、所定の静止座標系の電圧指令信号に変換する座標変換器と、座標変換器により変換された電圧指令信号に基づいて、電圧指令信号に応じた電圧ベクトル領域を検索し、検索した電圧ベクトル領域に対応する出力電圧ベクトルを決定する電圧ベクトル領域検索器と、電圧ベクトル領域検索器により決定された出力電圧ベクトルに基づいて、ｄ軸電流の軌跡およびｑ軸電流の軌跡を予測し、予測したｄ軸電流の軌跡をｄ軸電流変動範囲と、ｑ軸電流の軌跡をｑ軸電流変動範囲とそれぞれ比較して、スイッチング素子の状態およびスイッチング時間を演算する予測器と、予測器により演算されたスイッチング素子の状態およびスイッチング時間に基づいて、制御信号を出力する信号出力器と、を有することが好ましい。

　本発明の第６の態様によると、第４または第５の態様の電力変換装置において、永久磁石の電気抵抗値が回転子の鉄心の電気抵抗値よりも小さい場合、ｄ軸電流変動範囲はｑ軸電流変動範囲よりも小さく設定され、永久磁石の電気抵抗値が回転子の鉄心の電気抵抗値よりも大きい場合、ｄ軸電流変動範囲はｑ軸電流変動範囲よりも大きく設定されることが好ましい。

　本発明によれば、電力変換装置において、モータ損失の増大をある程度抑制でき、さらにスイッチング損失を低減できる。

　なお、以下の実施の形態では、後述するように、製品として望ましい課題を色々解決している。

ハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図である。インバータ回路１４０の回路構成を示す図である。本発明の一実施の形態としての電力変換装置２００の外観斜視図である。本発明の一実施の形態としての電力変換装置２００の外観斜視図である。図４に示す電力変換装置２００から蓋８、直流インターフェイス１３７および交流インターフェイス１８５を外した状態を示す図である。図５において流路形成体１２からハウジング１０を外した状態を示す図である。電力変換装置２００の分解斜視図である。流路形成体１２にパワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗ、コンデンサモジュール５００、バスバーアッセンブリ８００を組み付けた外観斜視図である。流路形成体１２からバスバーアッセンブリ８００を外した状態を示す。流路形成体１２の斜視図である。流路形成体１２を裏面側から見た分解斜視図である。本実施形態のパワーモジュール３００Ｕの斜視図である。本実施形態のパワーモジュール３００Ｕを断面Ｄで切断して方向Ｅから見たときの断面図である。図１２（ａ）、図１２（ｂ）に示すパワーモジュール３００Ｕからネジ３０９および第二封止樹脂３５１を取り除いた状態を示す斜視図である。図１２（ｂ）と同様に、図１３（ａ）に示した状態のパワーモジュール３００Ｕを断面Ｄで切断して方向Ｅから見たときの断面図である。フィン３０５が加圧されて湾曲部３０４Ａが変形される前のパワーモジュール３００Ｕの断面図を示している。図１３（ａ）、図１３（ｂ）に示すパワーモジュール３００Ｕからさらにモジュールケース３０４を取り除いた状態を示す斜視図である。図１２（ｂ）、図１３（ｂ）と同様に、図１４（ａ）に示した状態のパワーモジュール３００Ｕを断面Ｄで切断して方向Ｅから見たときの断面図である。図１４（ａ）、図１４（ｂ）に示す状態からさらに第一封止樹脂３４８および配線絶縁部６０８を取り除いたパワーモジュール３００Ｕの斜視図である。モジュール一次封止体３０２の組立工程を説明するための図である。コンデンサモジュール５００の外観斜視図である。バスバーアッセンブリ８００の斜視図である。開口部４０２ａ～４０２ｃにパワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗが固定され、収納空間４０５にコンデンサモジュール５００が収納された流路形成体１２を示す図である。ＰＷＭ制御を適用した場合のＵ相電圧、Ｕ相電流、ｄ軸電流、ｑ軸電流、および磁束の変動の概念図である。ＰＷＭ制御を適用した場合のＵ相電圧、Ｕ相電流、ｄ軸電流、ｑ軸電流、および磁束の変動の概念図である。本発明に係る変調方式を適用した場合のＵ相電圧、Ｕ相電流、ｄ軸電流、ｑ軸電流、および磁束の変動の概念図である。本発明に係る変調方式を適用した場合のＵＶＷ３相の各相電圧パルス、ｄ軸電流リプルΔＩｄ、ｑ軸電流リプルΔＩｑ、およびＵＶＷ３相の各相電流を示す。本発明に係る変調方式において、所定の電圧指令に対して望ましい出力電圧ベクトルの決定方法を示す概念図である。指令電圧ベクトルと出力電圧ベクトルの選択方法と、その選択時における磁束の変化の様子とを示した図である。指令電圧ベクトルと出力電圧ベクトルの選択方法と、その選択時における磁束の変化の様子とを示した図である。指令電圧ベクトルと出力電圧ベクトルの選択方法と、その選択時における磁束の変化の様子とを示した図である。指令電圧ベクトルと出力電圧ベクトルの選択方法と、その選択時における磁束の変化の様子とを示した図である。計算結果をマイコン端子から出力するにあたっての概念図である。本発明の一実施の形態に係る制御回路によるモータ制御系を示す図である。パルス変調器の構成を示す図である。パルス変調器が行うパルス生成の手順を示すフローチャートである。電圧ベクトル領域検索器が行う電圧ベクトル領域検索処理の概念を説明する図である。電圧ベクトル領域検索処理の流れを表したフローチャートである。ＳＷ状態予測処理の流れを表したフローチャートである。他の処理方法によるＳＷ状態予測処理の流れを表したフローチャートである。３相ＳＷ状変換処理の流れを表したフローチャートである。本実施形態におけるパルス変調器によるパルス生成の基本原理を説明する図である。パルス連続性補償を行わない場合に出力されるパルス波形の例を示す図である。パルス連続性補償を行った場合に出力されるパルス波形の例を示す図である。最小パルス幅制限を行った場合に出力されるパルス波形の例を示す図である。パルス補正処理の手順を詳細に説明したフローチャート図ある。図４１のフローチャートにおいて、ステップ９４１、９４２、９４３および９４４の各処理を順に実行した場合のパルス波形の例を示す図である。図４１のフローチャートにおいて、ステップ９４１、９４２および９４３の各処理を順に実行し、ステップ９０４の処理を実行しなかった場合のパルス波形の例を示す図である。図４１のフローチャートにおいて、ステップ９４１、９４２、９４５および９４６の各処理を順に実行した場合のパルス波形の例を示す図である。図４１のフローチャートにおいて、ステップ９４１、９４２および９４５の各処理を順に実行し、ステップ９４６の処理を実行しなかった場合のパルス波形の例を示す図である。図４１のフローチャートにおいて、ステップ９４１、９４７、９４８および９４９の各処理を順に実行した場合のパルス波形の例を示す図である。図４１のフローチャートにおいて、ステップ９４１、９４７および９４８の各処理を順に実行し、ステップ９４９の処理を実行しなかった場合のパルス波形の例を示す図である。図４１のフローチャートにおいて、ステップ９４１、９４７、９５０および９５１の各処理を順に実行した場合のパルス波形の例を示す図である。図４１のフローチャートにおいて、ステップ９４１、９４７、９５０および９５２の各処理を順に実行した場合のパルス波形の例を示す図である。

　上記発明が解決しようとする課題の欄や発明の効果の欄に記載の内容に加え、以下の実施の形態では、製品化の上で望ましい課題が解決でき、また製品化の上で望ましい効果を奏する。その幾つかを次に記載すると共に実施の形態の説明でも、具体的な課題の解決や具体的な効果について説明する。

　〔スイッチング素子のスイッチング頻度の低減〕
　以下の実施の形態で説明する電力変換装置では、直流電力から変換される交流磁束リプルとモータの磁極位置信号に基づいて、スイッチング素子のスイッチング動作を制御するために、駆動回路から駆動信号をスイッチング素子に供給し、上記スイッチング素子が、モータの磁極位置に対応付けられて導通あるいは遮断動作を行う。このような構成および作用により、上記スイッチング素子のスイッチング動作の単位時間当たりの回数あるいは交流電力の１サイクル当たりのスイッチング回数を、一般のＰＷＭ方式に比べ低減できる。また上記構成においては、パワースイッチング回路のスイッチング素子のスイッチング頻度を低減しているにもかかわらず、モータの損失を抑制でき、スイッチング動作に伴う損失を低減できる効果がある。このことはパワースイッチング回路のスイッチング素子の発熱、モータの磁石渦電流による発熱・減磁の低減につながる。

　以下に説明する実施の形態では、回転子の磁石と鎖交する方向の磁束の変動を低減するかわりに前記磁石と鎖交しない、あるいは鎖交する領域の少ない方向の磁束の変動を許容することにより、パワースイッチング回路のスイッチング素子の単位時間当たりのスイッチング回数の低減が可能となる。パワースイッチング回路のスイッチング素子のスイッチング回数を低減できる。

　なお、スイッチング素子としては、動作速度が速く、また制御信号に基づき導通および遮断動作の両方を制御できる素子が望ましく、このような素子として例えばinsulated gate bipolar transistor（以下ＩＧＢＴと記す）や電界効果トランジスタ（ＭＯＳトランジスタ）があり、これらの素子は応答性や制御性の点から望ましい。

　上記電力変換装置から出力される交流電力は回転電機などで構成されるインダクタンス回路に供給され、インダクタンスの作用に基づいて交流電流を流れる。以下の実施の形態ではインダクタンス回路としてモータやジェネレータの作用を為す回転電機を例に挙げ説明している。回転電機を駆動する交流電力を発生するために本発明を使用することは、効果の点から、最適であるが、回転電機以外のインダクタンス回路に交流電力を供給する電力変換装置としても使用できる。

　なお、以下の実施の形態では回転電機としてモータおよび発電機として使用されるモータジェネレータを例に説明する。

〔基本的制御〕
　本発明の実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照しながら以下詳細に説明する。本発明の実施形態に係る電力変換装置は、ハイブリッド用の自動車（以下ＨＥＶと記す）や純粋な電気自動車（以下ＥＶと記す）の回転電機を駆動する為の交流電力を発生する電力変換装置に適用した例である。ＨＥＶ用の電力変換装置もＥＶ用の電力変換装置も基本的な構成や制御において共通するところが多く、代表例として、本発明の実施形態に係る電力変換装置をハイブリッド自動車に適用した場合の制御構成と電力変換装置の回路構成について、図１と図２を用いて説明する。

　図１は、ハイブリッド自動車（以下「ＨＥＶ」と記述する）の制御ブロックを示す図である。エンジンＥＧＮおよびモータジェネレータＭＧ１は車両の走行用トルクを発生する。また、モータジェネレータＭＧ１は回転トルクを発生するだけでなく、モータジェネレータＭＧ１に外部から加えられる機械エネルギーを電力に変換する機能を有する。

　モータジェネレータＭＧ１は、同期機であり、上述のごとく、運転方法によりモータとしても発電機としても動作する。モータジェネレータＭＧ１を自動車に搭載する場合には、小型で高出力を得ることが望ましく、ネオジムなどの磁石を使用した永久磁石型の同期電動機が適している。また、永久磁石型の同期電動機は誘導電動機に比べて回転子の発熱が少なく、この観点でも自動車用として優れている。

　エンジンＥＧＮの出力側の出力トルクは動力分配機構ＴＳＭを介してモータジェネレータＭＧ１に伝達され、動力分配機構ＴＳＭからの回転トルクあるいはモータジェネレータＭＧ１が発生する回転トルクは、トランスミッションＴＭおよびデファレンシャルギアＤＥＦを介して車輪に伝達される。一方、回生制動の運転時には、車輪から回転トルクがモータジェネレータＭＧ１に伝達され、供給されてきた回転トルクに基づいて交流電力を発生する。発生した交流電力は後述するように電力変換装置２００により直流電力に変換され、高電圧用のバッテリ１３６を充電し、充電された電力は再び走行エネルギーとして使用される。

　次に電力変換装置２００について説明する。インバータ回路１４０は、バッテリ１３６と直流コネクタ１３８を介して電気的に接続されており、バッテリ１３６とインバータ回路１４０との相互において電力の授受が行われる。モータジェネレータＭＧ１をモータとして動作させる場合には、インバータ回路１４０は直流コネクタ１３８を介してバッテリ１３６から供給された直流電力に基づき交流電力を発生し、交流コネクタ１８８を介してモータジェネレータＭＧ１に供給する。モータジェネレータＭＧ１とインバータ回路１４０からなる構成は第１電動発電ユニットとして動作する。

　なお、本実施形態では、バッテリ１３６の電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させることにより、モータジェネレータＭＧ１の動力のみによって車両の駆動ができる。さらに、本実施形態では、第１電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力或いは車輪からの動力によって作動させて発電させることにより、バッテリ１３６の充電ができる。

　また、図１では省略したが、バッテリ１３６はさらに補機用のモータを駆動するための電源としても使用される。補機用のモータとしては例えば、エアコンディショナーのコンプレッサを駆動するモータ、あるいは制御用の油圧ポンプを駆動するモータである。バッテリ１３６から直流電力が補機用パワーモジュールに供給され、補機用パワーモジュールは交流電力を発生して補機用のモータに供給する。補機用パワーモジュールはインバータ回路１４０と基本的には同様の回路構成および機能を持ち、補機用のモータに供給する交流の位相や周波数、電力を制御する。なお、電力変換装置２００は、インバータ回路１４０に供給される直流電力を平滑化するためのコンデンサモジュール５００を備えている。

　電力変換装置２００は、上位の制御装置から指令を受けたりあるいは上位の制御装置に状態を表すデータを送信したりするための通信用のコネクタ２１を備えている。電力変換装置２００は、コネクタ２１から入力される指令に基づいて制御回路１７２でモータジェネレータＭＧ１の制御量を演算し、さらにモータとして運転するか発電機として運転するかを演算し、演算結果に基づいて制御パルスを発生し、その制御パルスをドライバ回路１７４へ供給する。ドライバ回路１７４は、供給された制御パルスに基づいて、インバータ回路１４０を制御するための駆動パルスを発生する。

　次に、図２を用いてインバータ回路１４０の電気回路の構成を説明する。図２は、インバータ回路１４０の回路構成を示す図である。なお、以下で半導体素子として絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを使用しており、以下略してＩＧＢＴと記す。上アームとして動作するＩＧＢＴ３２８及びダイオード１５６と、下アームとして動作するＩＧＢＴ３３０及びダイオード１６６とで、上下アームの直列回路１５０が構成される。インバータ回路１４０は、この直列回路１５０を、出力しようとする交流電力のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相にそれぞれ対応して備えている。すなわち、パワースイッチング回路としてのインバータ回路１４０は、上アーム用のスイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８と下アーム用のスイッチング素子であるＩＧＢＴ３３０とを直列に接続した直列回路１５０を複数個有している。

　これらの３相は、この実施の形態ではモータジェネレータＭＧ１の電機子巻線の３相の各相巻線に対応している。３相のそれぞれの上下アームの直列回路１５０は、直列回路の中点部分である接続点（中間電極）１６９から交流電流を出力する。この中間電極１６９は、交流端子１５９と交流コネクタ１８８との間を接続する後述する交流バスバー８０２を通して、モータジェネレータＭＧ１へ接続される。

　上アームのＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３は、正極端子１５７を介してコンデンサモジュール５００の正極側のコンデンサ端子５０６に電気的に接続されている。また、下アームのＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極は、負極端子１５８を介してコンデンサモジュール５００の負極側のコンデンサ端子５０４に電気的に接続されている。

　上述のように、制御回路１７２は上位の制御装置からコネクタ２１を介して制御指令を受け、これに基づいてインバータ回路１４０を構成する各相の直列回路１５０の上アームあるいは下アームを構成するＩＧＢＴ３２８やＩＧＢＴ３３０を制御するための制御信号である制御パルスを発生し、ドライバ回路１７４に供給する。

　ドライバ回路１７４は、上記制御パルスに基づき、各相の直列回路１５０の上アームあるいは下アームを構成するＩＧＢＴ３２８やＩＧＢＴ３３０を制御するための駆動パルスを各相のＩＧＢＴ３２８やＩＧＢＴ３３０に供給する。ＩＧＢＴ３２８やＩＧＢＴ３３０は、ドライバ回路１７４からの駆動パルスに基づき、導通あるいは遮断動作を行い、バッテリ１３６から供給された直流電力を３相交流電力に変換し、この変換された電力はモータジェネレータＭＧ１に供給される。

　ＩＧＢＴ３２８は、コレクタ電極１５３と、信号用エミッタ電極１５５と、ゲート電極１５４を備えている。また、ＩＧＢＴ３３０は、コレクタ電極１６３と、信号用のエミッタ電極１６５と、ゲート電極１６４を備えている。ダイオード１５６が、コレクタ電極１５３とエミッタ電極１５５との間に電気的に接続されている。また、ダイオード１６６が、コレクタ電極１６３とエミッタ電極１６５との間に電気的に接続されている。

　スイッチング用パワー半導体素子としては金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ（以下略してＭＯＳＦＥＴと記す）を用いてもよい、この場合はダイオード１５６やダイオード１６６は不要となる。スイッチング用パワー半導体素子としては、ＩＧＢＴは直流電圧が比較的高い場合に適していて、ＭＯＳＦＥＴは直流電圧が比較的低い場合に適している。

　コンデンサモジュール５００は、正極側のコンデンサ端子５０６と負極側のコンデンサ端子５０４と正極側の電源端子５０９と負極側の電源端子５０８とを備えている。バッテリ１３６からの高電圧の直流電力は、直流コネクタ１３８を介して、正極側の電源端子５０９や負極側の電源端子５０８に供給され、コンデンサモジュール５００の正極側のコンデンサ端子５０６および負極側のコンデンサ端子５０４から、インバータ回路１４０へ供給される。

　一方、交流電力からインバータ回路１４０によって変換された直流電力は、正極側のコンデンサ端子５０６や負極側のコンデンサ端子５０４からコンデンサモジュール５００に供給され、正極側の電源端子５０９や負極側の電源端子５０８から直流コネクタ１３８を介してバッテリ１３６に供給され、バッテリ１３６に蓄積される。

　制御回路１７２は、ＩＧＢＴ３２８及びＩＧＢＴ３３０のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と記述する）を備えている。マイコンへの入力情報としては、モータジェネレータＭＧ１に対して要求される目標トルク値、直列回路１５０からモータジェネレータＭＧ１に供給される電流値、及びモータジェネレータＭＧ１の回転子の磁極位置がある。

　目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ１８０による検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータＭＧ１に設けられたレゾルバなどの回転磁極センサ（不図示）から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では、電流センサ１８０は３相の電流値を検出する場合を例に挙げているが、２相分の電流値を検出するようにし、演算により３相分の電流を求めても良い。

　制御回路１７２内のマイコンは、入力された目標トルク値に基づいてモータジェネレータＭＧ１のｄ、ｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ、ｑ軸の電流指令値と、検出されたｄ、ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ、ｑ軸の電圧指令値を演算し、このｄ、ｑ軸の電圧指令値からパルス状の駆動信号を生成する。制御回路１７２は後述する本発明の実施形態に係る方式の駆動信号を発生する機能を有する。

　ここで、ｄ軸とは、永久磁石モータであるモータジェネレータＭＧ１の回転子に配置されている永久磁石による主磁束方向に沿って定義される座標軸である。またｑ軸とは、ｄ軸（すなわち主磁束）に対して直交する方向に沿って定義される座標軸である。

　本方式は、出力しようとする交流波形のリプルとモータの磁極位置信号に基づいて、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０のスイッチング動作を制御する変調方式である。

　ドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームのＩＧＢＴ３３０のゲート電極に出力する。また、上アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからパルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームのＩＧＢＴ３２８のゲート電極に出力する。これにより、各ＩＧＢＴ３２８、３３０は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。こうして制御部１７４からの駆動信号（ドライブ信号）に応じて行われる各ＩＧＢＴ３２８、３３０のスイッチング動作により、電力変換装置２００は、直流電源であるバッテリ１３６から供給される電圧を、電気角で２π／３rad毎にずらしたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力電圧に変換し、３相交流モータであるモータジェネレータＭＧ１に供給する。なお、電気角とは、モータジェネレータＭＧ１の回転状態、具体的には回転子の位置に対応するものであって、０から２πの間で周期的に変化する。この電気角をパラメータとして用いることで、モータジェネレータＭＧ１の回転状態に応じて、各ＩＧＢＴ３２８、３３０のスイッチング状態、すなわちＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力電圧を決定することができる。

　また、制御回路１７２内のマイコンは、異常検知（過電流、過電圧、過温度など）を行い、直列回路１５０を保護している。このため、制御回路１７２にはセンシング情報が入力されている。例えば、各アームの信号用のエミッタ電極１５５及び信号用のエミッタ電極１６５からは各ＩＧＢＴ３２８とＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極に流れる電流の情報が、対応する駆動部（ＩＣ）に入力されている。これにより、各駆動部（ＩＣ）は過電流検知を行い、過電流が検知された場合には対応するＩＧＢＴ３２８、ＩＧＢＴ３３０のスイッチング動作を停止させ、対応するＩＧＢＴ３２８、ＩＧＢＴ３３０を過電流から保護する。

　直列回路１５０に設けられた温度センサ（不図示）からは直列回路１５０の温度の情報がマイコンに入力されている。また、マイコンには直列回路１５０の直流正極側の電圧の情報が入力されている。マイコンは、それらの情報に基づいて過温度検知及び過電圧検知を行い、過温度或いは過電圧が検知された場合には全てのＩＧＢＴ３２８、ＩＧＢＴ３３０のスイッチング動作を停止させる。

　図３、図４は、本発明の一実施の形態としての電力変換装置２００の外観斜視図である。図４は交流コネクタ１８７および直流コネクタ１３８を外した状態を示す。本実施の形態の電力変換装置２００は、平面形状がほぼ正方形の直方体形状としたことにより小型化が図れ、また、車両への取り付けが容易となるという効果を有している。８は蓋、１０はハウジング、１２は流路形成体、１３は冷却媒体の入口配管、１４は出口配管、４２０は下カバーである。コネクタ２１は、外部との接続のために設けられた信号用のコネクタである。

　蓋８は、電力変換装置２００を構成する回路部品が収納されるハウジング１０の上部開口部に固定される。ハウジング１０の下部に固定される流路形成体１２は、後述するパワーモジュール３００及びコンデンサモジュール５００を保持するとともに、冷却媒体によってこれらを冷却する。冷却媒体としては、例えば水が用いられる場合が多く、以下では冷媒として説明する。入口配管１３および出口配管１４は流路形成体１２の一側面に設けられ、入口配管１３から供給された冷媒は流路形成体１２内の後述する流路１９に流入し、出口配管１４から排出される。なお、冷媒の流入及び流出する方向を変更しても、冷却効率や圧力損失に対して大きな影響を与えない。つまり冷媒が出口配管１４側から流入し、入口配管１３から流出しても、冷却効率や圧力損失はほぼ変化はない。つまり、本実施形態に係る電力変換装置２００は、当該電力変換装置２００の中央部に対して入口配管１３と出口配管１４の配置が対称性を有しているので、車両の冷媒配管の配線の状況に応じて変更できるという利点を有している。

　交流コネクタ１８７が装着される交流インターフェイス１８５および直流コネクタ１３８が装着される直流インターフェイス１３７は、ハウジング１０の側面に設けられている。交流インターフェイス１８５は配管１３、１４が設けられている側面に設けられており、交流インターフェイス１８５に装着された交流コネクタ１８７の交流配線１８７ａは配管１３、１４の間を通って下方に延びている。直流インターフェイス１３７は交流インターフェイス１８５が設けられた側面に隣接する側面に設けられており、直流インターフェイス１３７に装着された直流コネクタ１３８の直流配線１３８ａも電力変換装置２００の下方に延びている。

　このように、交流インターフェイス１８５と配管１３、１４とが同一側面１２ｄの側に配置され、交流配線１８７ａが配管１３、１４の間を通るように下方に引き出されているので、配管１３、１４、交流コネクタ１８７および交流配線１８７ａの占める空間を小さくでき、装置全体の大型化を低減できる。また、配管１３、１４に対して交流配線１８７ａを下方に引き出しているので、交流配線１８７ａの取り回しが容易になり生産性が向上する。

　図５は、図４に示す電力変換装置２００から蓋８、直流インターフェイス１３７および交流インターフェイス１８５を外した状態を示す図である。ハウジング１０の一側面には交流インターフェイス１８５が固定される開口１０ａが形成され、隣接する他の側面には直流インターフェイス１３７が固定される開口１０ｂが形成されている。開口１０ａからは３本の交流バスバー８０２、すなわち、Ｕ相交流バスバー８０２Ｕ、Ｖ相交流バスバー８０２ＶおよびＷ相交流バスバー８０２Ｗが突出し、開口１０ｂからは直流側の電源端子５０８、５０９が突出している。

　図６は、図５において流路形成体１２からハウジング１０を外した状態を示す図である。ハウジング１０は２つの収納空間を有しており、隔壁１０ｃによって上部収納空間と下部収納空間とに区画されている。上部収納空間にはコネクタ２１が固定された制御回路基板２０が収納され、下部収納空間にはドライバ回路基板２２および後述するバスバーアッセンブリ８００が収納される。制御回路基板２０には図２に示した制御回路１７２が実装され、ドライバ回路基板２２にはドライバ回路１７４が実装されている。制御回路基板２０とドライバ回路基板２２とは不図示のフラットケーブル（後述する図７参照）によって接続されるが、そのフラットケーブルは隔壁１０ｃに形成されたスリット状の開口１０ｄを通って下部収納空間から上部収納空間へと引き出される。

　図７は電力変換装置２００の分解斜視図である。蓋８の内側の、すなわちハウジング１０の上部収納空間には、上述したように制御回路１７２を実装した制御回路基板２０が配置されている。蓋８には、コネクタ２１用の開口８ａが形成されている。電力変換装置２００内の制御回路を動作させる低電圧の直流電力は、コネクタ２１から供給される。

　詳細は後述するが、流路形成体１２には、入口配管１３から流入した冷媒が流れる流路が形成されている。流路は、流路形成体１２の３つの側面に沿って流れるようなコの字形状の流路を形成している。入口配管１３から流入した冷媒はコの字形状流路の一端から流路内に流入し、流路内を流れた後に、流路の他端に接続されている出口配管１４から流出される。

　流路の上面には３つの開口部４０２ａ～４０２ｃが形成されており、直列回路１５０（図１参照）を内蔵したパワーモジュール３００Ｕ、３００Ｖ、３００Ｗがそれらの開口部４０２ａ～４０２ｃから流路内に挿入される。パワーモジュール３００ＵにはＵ相の直列回路１５０が内蔵され、パワーモジュール３００ＶにはＶ相の直列回路１５０が内蔵され、パワーモジュール３００ＷにはＷ相の直列回路１５０が内蔵されている。これらパワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗは同一構成になっており、外観形状も同一形状である。開口部４０２ａ～４０２ｃは、挿入されたパワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗのフランジ部によって塞がれる。

　流路形成体１２には、コの字形状の流路によって囲まれるように、電装部品を収納するための収納空間４０５が形成されている。本実施形態では、この収納空間４０５にコンデンサモジュール５００が収納されている。収納空間４０５に収納されたコンデンサモジュール５００は、流路内を流れる冷媒によって冷却される。コンデンサモジュール５００の上方には、交流バスバー８０２Ｕ～８０２Ｗが装着されたバスバーアッセンブリ８００が配置される。バスバーアッセンブリ８００は、流路形成体１２の上面に固定される。バスバーアッセンブリ８００には、電流センサ１８０が固定されている。

　ドライバ回路基板２２は、バスバーアッセンブリ８００に設けられた支持部材８０７ａに固定されることにより、バスバーアッセンブリ８００の上方に配置される。上述したように、制御回路基板２０とドライバ回路基板２２とはフラットケーブル２３によって接続される。フラットケーブル２３は隔壁１０ｃに形成されたスリット状の開口１０ｄを通って下部収納空間から上部収納空間へと引き出される。

　このように、パワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗとドライバ回路基板２２と制御回路基板２０とが高さ方向に階層的に配置され、制御回路基板２０が強電系のパワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗから最も遠い場所に配置されるので、制御回路基板２０側にスイッチングノイズ等が混入するのを低減することができる。さらに、ドライバ回路基板２２と制御回路基板２０とは隔壁１０ｃによって区画された別の収納空間に配置されるため、隔壁１０ｃが電磁シールドとして機能し、ドライバ回路基板２２から制御回路基板２０に混入するノイズを低減することができる。なお、ハウジング１０はアルミ等の金属材で形成されている。

　さらに、ハウジング１０に一体に形成された隔壁１０ｃに制御回路基板２０が固定されるため、外部からの振動に対して制御回路基板２０の機械的な共振周波数が高くなる。そのため、車両側からの振動の影響を受け難く、信頼性が向上する。

　以下では、流路形成体１２と、流路形成体１２に固定されるパワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗ、コンデンサモジュール５００およびバスバーアッセンブリ８００についてより詳しく説明する。図８は、流路形成体１２にパワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗ、コンデンサモジュール５００、バスバーアッセンブリ８００を組み付けた外観斜視図である。

　また、図９は、流路形成体１２からバスバーアッセンブリ８００を外した状態を示す。バスバーアッセンブリ８００は、流路形成体１２にボルト固定される。

　まず、図１０、図１１を参照しながら流路形成体１２について説明する。図１０は流路形成体１２の斜視図であり、図１１は流路形成体１２を裏面側から見た分解斜視図である。図１０に示すように、流路形成体１２は平面形状が略正方形の直方体を成し、その側面１２ｄに入口配管１３および出口配管１４が設けられている。なお、側面１２ｄは、配管１３、１４が設けられている部分が段差状に形成されている。図１１に示すように、流路１９は、残りの３つの側面１２ａ～１２ｃに沿うようにコの字形状に形成されている。そして、流路形成体１２の裏面側には、流路１９の横断面形状とほぼ同一形状を有する、１つに繋がったコの字形状の開口部４０４が形成されている。この開口部４０４は、コの字形状の下カバー４２０によって塞がれる。下カバー４２０と流路形成体１２との間にはシール部材４０９ａが設けられ、気密性が保たれている。

　コの字形状を成す流路１９は、冷媒の流れる方向によって３つの流路区間１９ａ、１９ｂ、１９ｃに分けられる。詳細は後述するが、第１の流路区間１９ａは、配管１３、１４が設けられた側面１２ｄと対向する位置の側面１２ａに沿って設けられ、第２の流路区間１９ｂは側面１２ａの一方の側に隣接する側面１２ｂに沿って設けられ、第３の流路区間１９ｃは側面１２ａの他方の側に隣接する側面１２ｃに沿って設けられている。冷媒は入口配管１３から流路区間１９ｂに流入し、破線矢印で示すように流路区間１９ｂ、流路区間１９ａ、流路区間１９ｃの順に流れ、出口配管１４から流出される。

　図１０に示すように、流路形成体１２の上面側には、流路区間１９ａに対向する位置に側面１２ａに平行な長方形の開口部４０２ａが形成され、流路区間１９ｂに対向する位置に側面１２ｂに平行な長方形の開口部４０２ｂが形成され、流路区間１９ｃに対向する位置に側面１２ｃに平行な長方形の開口部４０２ｃが形成されている。これらの開口部４０２ａ～４０２ｃを通して、パワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗが流路１９内に挿入される。

　図１１に示すように、下カバー４２０には、上述した開口部４０２ａ～４０２ｃと対向する位置に、流路１９の下側に向かって突出する凸部４０６がそれぞれ形成されている。これらの凸部４０６は流路１９側から見ると窪みとなっており、開口部４０２ａ～４０２ｃから挿入されたパワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗの下端部分が、これらの窪みに入り込む。流路形成体１２は、開口部４０４と開口部４０２ａ～４０２ｃとが対向するように形成されているので、アルミ鋳造により製造し易い構成になっている。

　図１０に示すように、流路形成体１２には、３辺を流路１９で囲まれるように形成され矩形状の収納空間４０５が設けられている。この収納空間４０５にコンデンサモジュール５００が収納される。流路１９で囲まれた収納空間４０５は直方体形状であるため、コンデンサモジュール５００を直方体形状にすることができ、コンデンサモジュール５００の生産性が良くなる。

　図１２（ａ）、図１２（ｂ）、図１３（ａ）、図１３（ｂ）、図１３（ｃ）、図１４（ａ）、図１４（ｂ）、図１５および図１６を用いて、インバータ回路１４０に使用されるパワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗおよびパワーモジュール３０１ａ～３０１ｃの詳細構成を説明する。上記パワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗおよびパワーモジュール３０１ａ～３０１ｃはいずれも同じ構造であり、代表してパワーモジュール３００Ｕの構造を説明する。尚、上記各図において、信号端子３２５Ｕは、図２に開示したゲート電極１５４および信号用エミッタ電極１５５に対応し、信号端子３２５Ｌは、図２に開示したゲート電極１６４およびエミッタ電極１６５に対応する。また直流正極端子３１５Ｂは、図２に開示した正極端子１５７と同一のものであり、直流負極端子３１９Ｂは、図２に開示した負極端子１５８と同一のものである。また交流端子３２０Ｂは、図２に開示した交流端子１５９と同じものである。

　図１２（ａ）は、本実施形態のパワーモジュール３００Ｕの斜視図である。図１２（ｂ）は、本実施形態のパワーモジュール３００Ｕを断面Ｄで切断して方向Ｅから見たときの断面図である。

　図１３（ａ）、図１３（ｂ）および図１３（ｃ）は、理解を助けるために、図１２（ａ）、図１２（ｂ）に示すパワーモジュール３００Ｕからネジ３０９および第二封止樹脂３５１を取り除いた状態を示す図である。図１３（ａ）は斜視図であり、図１３（ｂ）は図１２（ｂ）と同様に、図１３（ａ）に示した状態のパワーモジュール３００Ｕを断面Ｄで切断して方向Ｅから見たときの断面図である。また、図１３（ｃ）はフィン３０５が加圧されて湾曲部３０４Ａが変形される前のパワーモジュール３００Ｕの断面図を示している。

　図１４（ａ）および図１４（ｂ）は、図１３（ａ）、図１３（ｂ）に示すパワーモジュール３００Ｕからさらにモジュールケース３０４を取り除いた状態を示す図である。図１４（ａ）は斜視図であり、図１４（ｂ）は図１２（ｂ）、図１３（ｂ）と同様に、図１４（ａ）に示した状態のパワーモジュール３００Ｕを断面Ｄで切断して方向Ｅから見たときの断面図である。

　図１５は、図１４（ａ）、図１４（ｂ）に示す状態からさらに第一封止樹脂３４８および配線絶縁部６０８を取り除いたパワーモジュール３００Ｕの斜視図である。

　図１６は、モジュール一次封止体３０２の組立工程を説明するための図である。

　上下アームの直列回路１５０を構成するパワー半導体素子（ＩＧＢＴ３２８、ＩＧＢＴ３３０、ダイオード１５６、ダイオード１６６）が、図１４（ｂ）および図１５に示す如く、導体板３１５や導体板３１８によって、あるいは導体板３２０や導体板３１９によって、両面から挟んで固着される。導体板３１５等は、その放熱面が露出した状態で第一封止樹脂３４８によって封止され、当該放熱面に絶縁シート３３３が熱圧着される。第一封止樹脂３４８は図１４（ａ）に示すように、多面体形状（ここでは略直方体形状）を有している。

　第一封止樹脂３４８により封止されたモジュール一次封止体３０２は、モジュールケース３０４の中に挿入して絶縁シート３３３を挟んで、ＣＡＮ型冷却器であるモジュールケース３０４の内面に熱圧着される。ここで、ＣＡＮ型冷却器とは、一面に挿入口３０６と他面に底を有する筒形状をした冷却器である。モジュールケース３０４の内部に残存する空隙には、第二封止樹脂３５１を充填される。

　モジュールケース３０４は、電気伝導性を有する部材、例えばアルミ合金材料（Ａｌ、ＡｌＳｉ、ＡｌＳｉＣ、Ａｌ－Ｃ等）で構成され、かつ、つなぎ目の無い状態で一体に成形される。モジュールケース３０４は、挿入口３０６以外に開口を設けない構造であり、挿入口３０６は、フランジ部３０４Ｂよって、その外周を囲まれている。また、図１２（ａ）に示されるように、他の面より広い面を有する第１放熱面３０７Ａ及び第２放熱面３０７Ｂがそれぞれ対向した状態で配置され、これらの放熱面に対向するようにして、各パワー半導体素子（ＩＧＢＴ３２８、ＩＧＢＴ３３０、ダイオード１５６、ダイオード１６６）が配置されている。当該対向する第１放熱面３０７Ａと第２放熱面３０７Ｂと繋ぐ３つの面は、当該第１放熱面３０７Ａ及び第２放熱面３０７Ｂより狭い幅で密閉された面を構成し、残りの一辺の面に挿入口３０６が形成される。モジュールケース３０４の形状は、正確な直方体である必要が無く、角が図１２（ａ）に示す如く曲面を成していても良い。

　このような形状の金属製のケースを用いることで、モジュールケース３０４を水や油などの冷媒が流れる流路１９内に挿入しても、冷媒に対するシールをフランジ部３０４Ｂにて確保できるため、冷却媒体がモジュールケース３０４の内部に侵入するのを簡易な構成で防ぐことができる。また、対向した第１放熱面３０７Ａと第２放熱面３０７Ｂに、フィン３０５がそれぞれ均一に形成される。さらに、第１放熱面３０７Ａ及び第２放熱面３０７Ｂの外周には、厚みが極端に薄くなっている湾曲部３０４Ａが形成されている。湾曲部３０４Ａは、フィン３０５を加圧することで簡単に変形する程度まで厚みを極端に薄くしてあるため、モジュール一次封止体３０２が挿入された後の生産性が向上する。

　上述のように導体板３１５等を絶縁シート３３３を介してモジュールケース３０４の内壁に熱圧着することにより、導体板３１５等とモジュールケース３０４の内壁の間の空隙を少なくすることができ、パワー半導体素子の発生熱を効率良くフィン３０５へ伝達できる。さらに絶縁シート３３３にある程度の厚みと柔軟性を持たせることにより、熱応力の発生を絶縁シート３３３で吸収することができ、温度変化の激しい車両用の電力変換装置に使用するのに良好となる。

　モジュールケース３０４の外には、コンデンサモジュール５００と電気的に接続するための金属製の直流正極配線３１５Ａおよび直流負極配線３１９Ａが設けられており、その先端部に直流正極端子３１５Ｂ（１５７）と直流負極端子３１９Ｂ（１５８）がそれぞれ形成されている。また、モータジェネレータＭＧ１に交流電力を供給するための金属製の交流配線３２０Ａが設けられており、その先端に交流端子３２０Ｂ（１５９）が形成されている。本実施形態では、図１５に示す如く、直流正極配線３１５Ａは導体板３１５と接続され、直流負極配線３１９Ａは導体板３１９と接続され、交流配線３２０Ａは導体板３２０と接続される。

　モジュールケース３０４の外にはさらに、ドライバ回路１７４と電気的に接続するための金属製の信号配線３２４Ｕおよび３２４Ｌが設けられており、その先端部に信号端子３２５Ｕ（１５４、１５５）と信号端子３２５Ｌ（１６４：ゲート電極、１６５：エミッタ電極）がそれぞれ形成されている。本実施形態では、図１５に示す如く、信号配線３２４ＵはＩＧＢＴ３２８と接続され、信号配線３２４ＬはＩＧＢＴ３２８と接続される。

　直流正極配線３１５Ａ、直流負極配線３１９Ａ、交流配線３２０Ａ、信号配線３２４Ｕおよび信号配線３２４Ｌは、樹脂材料で成形された配線絶縁部６０８によって相互に絶縁された状態で、補助モールド体６００として一体に成型される。配線絶縁部６０８は、各配線を支持するための支持部材としても作用し、これに用いる樹脂材料は、絶縁性を有する熱硬化性樹脂かあるいは熱可塑性樹脂が適している。これにより、直流正極配線３１５Ａ、直流負極配線３１９Ａ、交流配線３２０Ａ、信号配線３２４Ｕおよび信号配線３２４Ｌの間の絶縁性を確保でき、高密度配線が可能となる。補助モールド体６００は、モジュール一次封止体３０２と接続部３７０において金属接合された後に、配線絶縁部６０８に設けられたネジ穴を貫通するネジ３０９によってモジュールケース３０４に固定される。接続部３７０におけるモジュール一次封止体３０２と補助モールド体６００との金属接合には、たとえばＴＩＧ溶接などを用いることができる。

　直流正極配線３１５Ａと直流負極配線３１９Ａは、配線絶縁部６０８を間に挟んで対向した状態で互いに積層され、略平行に延びる形状を成している。こうした配置および形状とすることで、パワー半導体素子のスイッチング動作時に瞬間的に流れる電流が、対向してかつ逆方向に流れる。これにより、電流が作る磁界が互いに相殺する作用をなし、この作用により低インダクタンス化が可能となる。なお、交流配線３２０Ａや信号端子３２５Ｕ、３２５Ｌも、直流正極配線３１５Ａ及び直流負極配線３１９Ａと同様の方向に向かって延びている。

　モジュール一次封止体３０２と補助モールド体６００が金属接合により接続されている接続部３７０は、第二封止樹脂３５１によりモジュールケース３０４内で封止される。これにより、接続部３７０とモジュールケース３０４との間で必要な絶縁距離を安定的に確保することができるため、封止しない場合と比較してパワーモジュール３００Ｕの小型化が実現できる。

　図１５に示されるように、接続部３７０の補助モジュール６００側には、補助モジュール側直流正極接続端子３１５Ｃ、補助モジュール側直流負極接続端子３１９Ｃ、補助モジュール側交流接続端子３２０Ｃ、補助モジュール側信号接続端子３２６Ｕおよび補助モジュール側信号接続端子３２６Ｌが一列に並べて配置される。一方、接続部３７０のモジュール一次封止体３０２側には、多面体形状を有する第一封止樹脂３４８の一つの面に沿って、素子側直流正極接続端子３１５Ｄ、素子側直流負極接続端子３１９Ｄ、素子側交流接続端子３２０Ｄ、素子側信号接続端子３２７Ｕおよび素子側信号接続端子３２７Ｌが一列に並べて配置される。こうして接続部３７０において各端子が一列に並ぶような構造とすることで、トランスファーモールドによるモジュール一次封止体３０２の製造が容易となる。

　ここで、モジュール一次封止体３０２の第一封止樹脂３４８から外側に延出している部分をその種類ごとに一つの端子として見た時の各端子の位置関係について述べる。以下の説明では、直流正極配線３１５Ａ（直流正極端子３１５Ｂと補助モジュール側直流正極接続端子３１５Ｃを含む）および素子側直流正極接続端子３１５Ｄにより構成される端子を正極側端子と称し、直流負極配線３１９Ａ（直流負極端子３１９Ｂと補助モジュール側直流負極接続端子３１９Ｃを含む）および素子側直流負極接続端子３１５Ｄにより構成される端子を負極側端子と称し、交流配線３２０Ａ（交流端子３２０Ｂと補助モジュール側交流接続端子３２０Ｃを含む）および素子側交流接続端子３２０Ｄにより構成される端子を出力端子と称し、信号配線３２４Ｕ（信号端子３２５Ｕと補助モジュール側信号接続端子３２６Ｕを含む）および素子側信号接続端子３２７Ｕにより構成される端子を上アーム用信号端子と称し、信号配線３２４Ｌ（信号端子３２５Ｌと補助モジュール側信号接続端子３２６Ｌを含む）および素子側信号接続端子３２７Ｌにより構成される端子を下アーム用信号端子と称する。

　上記の各端子は、いずれも第一封止樹脂３４８および第二封止樹脂３５１から接続部３７０を通して突出しており、その第一封止樹脂３４８からの各突出部分（素子側直流正極接続端子３１５Ｄ、素子側直流負極接続端子３１９Ｄ、素子側交流接続端子３２０Ｄ、素子側信号接続端子３２７Ｕおよび素子側信号接続端子３２７Ｌ）は、上記のように多面体形状を有する第一封止樹脂３４８の一つの面に沿って一列に並べられている。また、正極側端子と負極側端子は、第二封止樹脂３５１から積層状態で突出しており、モジュールケース３０４の外に延出している。このような構成としたことで、第一封止樹脂３４８でパワー半導体素子を封止してモジュール一次封止体３０２を製造する時の型締めの際に、パワー半導体素子と当該端子との接続部分への過大な応力や金型の隙間が生じるのを防ぐことができる。また、積層された正極側端子と負極側端子の各々を流れる反対方向の電流により、互いに打ち消しあう方向の磁束が発生されるため、低インダクタンス化を図ることができる。

　補助モジュール６００側において、補助モジュール側直流正極接続端子３１５Ｃ、補助モジュール側直流負極接続端子３１９Ｃは、直流正極端子３１５Ｂ、直流負極端子３１９Ｂとは反対側の直流正極配線３１５Ａ、直流負極配線３１９Ａの先端部にそれぞれ形成されている。また、補助モジュール側交流接続端子３２０Ｃは、交流配線３２０Ａにおいて交流端子３２０Ｂとは反対側の先端部に形成されている。補助モジュール側信号接続端子３２６Ｕ、３２６Ｌは、信号配線３２４Ｕ、３２４Ｌにおいて信号端子３２５Ｕ、３２５Ｌとは反対側の先端部にそれぞれ形成されている。

　一方、モジュール一次封止体３０２側において、素子側直流正極接続端子３１５Ｄ、素子側直流負極接続端子３１９Ｄ、素子側交流接続端子３２０Ｄは、導体板３１５、３１９、３２０にそれぞれ形成されている。また、素子側信号接続端子３２７Ｕ、３２７Ｌは、ボンディングワイヤ３７１によりＩＧＢＴ３２８、３３０とそれぞれ接続されている。

　図１７は、コンデンサモジュール５００の外観斜視図である。コンデンサモジュール５００内には複数のコンデンサセルが設けられている。コンデンサモジュール５００の上面には、コンデンサモジュール５００の流路１９に対向する面に近接して、コンデンサ端子５０３ａ～５０３ｃが突出するように設けられている。コンデンサ端子５０３ａ～５０３ｃは、各パワーモジュール３００の正極端子１５７及び負極端子１５８に対応して形成される。コンデンサ端子５０３ａ～５０３ｃは同一形状を成し、コンデンサ端子５０３ａ～５０３ｃを構成する負極側コンデンサ端子５０４と正極側コンデンサ端子５０６との間には絶縁シートが設けられ、端子間の絶縁が確保されている。

　コンデンサモジュール５００の側面５００ｄの側の上部には、突出部５００ｅ、５００ｆが形成されている。突出部５００ｅ内には放電抵抗が実装され、突出部５００ｆ内にはコモンモードノイズ対策用のＹコンデンサが実装されている。また、突出部５００ｆの上面から突出した端子５００ｇ、５００ｈに、図５に示した電源端子５０８、５０９が取り付けられる。図１０に示すように、開口４０２ｂ、４０２ｃと側面１２ｄとの間には凹部４０５ａ、４０５ｂが形成されており、コンデンサモジュール５００を流路形成体１２の収納空間４０５に収納すると、突出部５００ｅは凹部４０５ａに収納され、突出部５００ｆは凹部４０５ｂに収納される。

　突出部５００ｅ内に実装された放電抵抗は、インバータ停止時にコンデンサモジュール５００内のコンデンサセルに溜まった電荷を放電するための抵抗である。突出部５００ｅが収納される凹部４０５ａは、入口配管１３から流入した冷媒の流路の直上に設けられているので、放電時の放電抵抗の温度上昇を抑えることができる。

　図１８は、バスバーアッセンブリ８００の斜視図である。バスバーアッセンブリ８００は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の交流バスバー８０２Ｕ、８０２Ｖ、８０２Ｗと、交流バスバー８０２Ｕ～８０２Ｗを保持し固定するための保持部材８０３と、交流バスバー８０２Ｕ～８０２Ｗを流れる交流電流を検出するための電流センサ１８０と、を備えている。交流バスバー８０２Ｕ～８０２Ｗは、それぞれ幅広導体で形成されている。樹脂等の絶縁材料で形成された保持部材８０３には、ドライバ回路基板２２を保持するための複数の支持部材８０７ａが、保持部材８０３から上方に突出するように形成されている。

　電流センサ１８０は、図８に示すようにバスバーアッセンブリ８００を流路形成体１２上に固体したときに、流路形成体１２の側面１２ｄに近接した位置で側面１２ｄに平行となるように、バスバーアッセンブリ８００に配置されている。電流センサ１８０の側面には、交流バスバー８０２Ｕ～８０２Ｗを貫通させるための貫通孔１８１がそれぞれ形成されている。電流センサ１８０の貫通孔１８１が形成されている部分にはセンサ素子が設けられており、電流センサ１８０の上面から各センサ素子の信号線１８２ａが突出している。各センサ素子は、電流センサ１８０の延在方向、すなわち流路形成体１２の側面１２ｄの延在方向に並んで配置されている。交流バスバー８０２Ｕ～８０２Ｗは各貫通孔１８１を貫通し、その先端部分が平行に突出している。

　図１８に示されるように、保持部材８０３には、位置決め用の突起部８０６ａ、８０６ｂが上方に向かって突出するように形成されている。電流センサ１８０はネジ止めにより保持部材８０３に固定されるが、その際に突起部８０６ａ、８０６ｂと電流センサ１８０の枠体に形成された位置決め孔とを係合させることで、電流センサ１８０の位置決めが行われる。さらに、ドライバ回路基板２２を支持部材８０７ａに固定する際に、ドライバ回路基板２２側に形成された位置決め孔に位置決め用の突起部８０６ａ、８０６ｂを係合させることで、電流センサ１８０の信号線１８２ａがドライバ回路基板２２のスルーホールに位置決めされる。信号線１８２ａは、ドライバ回路基板２２の配線パターンと半田によって接合される。

　本実施形態では、保持部材８０３、支持部材８０７ａ及び突起部８０６ａ、８０６ｂは、樹脂で一体に形成される。このように、保持部材８０３が電流センサ１８０とドライバ回路基板２２との位置決め機能を備えることになるので、信号線１８２ａとドライバ回路基板２２との間の組み付け及び半田接続作業が容易になる。また、電流センサ１８０とドライバ回路基板２２を保持する機構を保持部材８０３に設けることで、電力変換装置全体としての部品点数を削減できる。

　交流バスバー８０２Ｕ～８０２Ｗは幅広面が水平となるように保持部材８０３に固定され、パワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗの交流端子１５９に接続される接続部８０５が垂直に立上っている。接続部８０５は先端が凹凸形状をしており、溶接時にこの凹凸部分に熱が集中するような形状となっている。

　上述したように電流センサ１８０は流路形成体１２の側面１２ｄに平行に配置されているので、電流センサ１８０の貫通孔１８１から突出した各交流バスバー８０２Ｕ～８０２Ｗは、流路形成体１２の側面１２ｄに配置されることになる。各パワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗは、流路形成体１２の側面１２ａ、１２ｂ、１２ｃに沿って形成された流路区間１９ａ、１９ｂ、１９ｃに配置されるので、交流バスバー８０２Ｕ～８０２Ｗの接続部８０５は、バスバーアッセンブリ８００の側面１２ａ～１２ｃに対応する位置に配置される。その結果、図８に示すように、Ｕ相交流バスバー８０２Ｕは側面１２ｂの近傍に配置されたパワーモジュール３００Ｕから側面１２ｄまで延接され、Ｖ相交流バスバー８０２Ｖは側面１２ａの近傍に配置されたパワーモジュール３００Ｖから側面１２ｄまで延接され、Ｗ相交流バスバー８０２Ｗは側面１２ｃの近傍に配置されたパワーモジュール３００Ｗから側面１２ｄまで延設される。

　図１９は、開口部４０２ａ～４０２ｃにパワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗが固定され、収納空間４０５にコンデンサモジュール５００が収納された流路形成体１２を示す図である。図１９に示す例では、開口部４０２ｂにＵ相のパワーモジュール３００Ｕが固定され、開口部４０２ａにＶ相のパワーモジュール３００Ｖが固定され、開口部４０２ｃにＷ相のパワーモジュール３００Ｗが固定される。その後、コンデンサモジュール５００が収納空間４０５に収納され、コンデンサ側の端子と各パワーモジュールの端子とが溶接等により接続される。各端子は、流路形成体１２の上端面から突出しており、上方から溶接機をアプローチして溶接作業が行われる。

　なお、コの字形状に配置された各パワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗの直流正極端子３１５Ｂ及び直流負極端子３１９Ｂは、図１７に示される、コンデンサモジュール５００の上面に突出して設けられたコンデンサ端子５０３ａ～５０３ｃと接続される。３つのパワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗはコンデンサモジュール５００を囲むように設けられているため、コンデンサモジュール５００に対する各パワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗの位置的関係が同等となり、同一形状のコンデンサ端子５０３ａ～５０３ｃを用いてバランス良くコンデンサモジュール５００に接続することができる。そのため、コンデンサモジュール５００とパワーモジュール３００Ｕ～３００Ｗとの回路定数が３相の各相においてバランスし易くなり、電流の出し入れがし易い構造となっている。

　次に本発明に係る変調方式を説明するために、先ず始めに従来のＰＷＭ制御について図２０と図２１を参照して説明する。図２０、２１は、ＰＷＭ制御を適用した場合のＵ相電圧、Ｕ相電流、ｄ軸電流、ｑ軸電流、および磁束の変動の概念図である。ＰＷＭ制御は、一定周波数の搬送波と出力しようとする交流波形との大小比較に基づいて、スイッチング素子の導通や遮断のタイミングを定め、スイッチング素子を制御する方式である。ＰＷＭ制御を用いる場合、図２０に示すように搬送波周波数を高く設定すると、単位時間あたりのスイッチング回数が大きくなり、インバータの損失、特にスイッチング損失は増加するが、脈動の少ない交流電力をモータに供給でき、モータ損失が少ない制御が可能となる。一方、図２１に示すように搬送波周波数を低く設定すると、単位時間あたりのスイッチング回数が小さくなり、インバータのスイッチング損失は低減するが、脈動の大きい交流電力をモータに供給することとなり、モータ損失の大きい制御となる。つまり、ＰＷＭ制御ではインバータ損失とモータ損失はトレードオフの関係にある。ここで、ネオジム磁石を使用した永久磁石型同期モータをインバータで駆動したときの損失について調べてみると、磁石の渦電流損失が顕著となる結果が得られることがある。磁石の渦電流損失は、モータのスロット形状に起因するスロット高調波と、モータ固定子の巻線を流れる電流に含まれる電流高調波に起因する。ＰＷＭ制御では、スイッチング周波数の違いなど、によって磁石の渦電流損失に変化が生ずる。これは電流高調波のリプルのふるまいの違いによるものである。電流高調波に着目して磁石の渦電流損失のメカニズムを述べると以下の通りである。電流高調波によって生じる起磁力高調波は、モータの磁気回路によって磁束の高調波となり、回転子の磁束を変動させる。永久磁石型同期モータの回転子は、一般的に珪素鋼板とネオジム磁石からなっており、それぞれの部材は導電性を有する。そのため、これらの部材内部を貫く磁束の高調波の変動方向に直交して渦電流が生ずる。このとき、珪素鋼板に比べてネオジム磁石の方が導電率が高いため、ネオジム磁石の方が磁束の高調波に対して渦電流が流れ易く、ネオジム磁石で発生する渦電流損失が顕著となる。従来のＰＷＭ制御では、ネオジム磁石と珪素鋼板のそれぞれに降り注ぐ磁束の高調波量を区別して制御することはできないので、渦電流損失を低減するためには、単位時間当たりのインバータのスイッチング回数を増やして磁束高調波全体を低減する方法に限定される。一方で本発明に係る変調方式は、単位時間当たりのインバータのスイッチング回数を増やことなく、ネオジム磁石を貫く磁束の変動を選択的に小さくでき、回転子の渦電流損失を低減することができる。

　図２２は、本発明に係る変調方式を適用した場合のＵ相電圧、Ｕ相電流、ｄ軸電流、ｑ軸電流、および磁束の変動の概念図である。本発明に係る変調方式では、後で説明するような方法により、ｄ軸磁束、ｑ軸磁束のリプルをそれぞれ制御することで、回転子上の磁束の変化量を任意に制御できる。この制御で珪素鋼板を貫く磁束の変動に対しネオジム磁石を貫く磁束の変動を小さくすることで、ネオジム磁石での渦電流の発生を抑制し、モータ損失の低減が可能となる。同時に、インバータのスイッチング回数の間引きをすることでインバータ損失も低減される。

　図２３は、本発明に係る変調方式を適用した場合のＵＶＷ３相の各相電圧パルス、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、およびＵＶＷ３相の各相電流を示す。ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑの様子からわかるように、本発明に係る変調方式では、予め規定された範囲に電流リプルがおさまるように制御されていることがわかる。その結果、ＵＶＷの各相電流も略正弦波状となっている。一方、各相電圧パルスは、ＰＷＭ制御のように一定周期でスイッチングせず、スイッチング間隔に厳格な規則性がない。すなわち、本方式は電流リプルを基準にスイッチングタイミングを定めているので、モータの損失を注意深く管理していると共に、不必要に細かなスイッチングをする虞がない。そのため、スイッチング回数低減効果がある。

　図２４は、本発明に係る変調方式において、ある所定の電圧指令に対して望ましい出力電圧ベクトルの決定方法を示す概念図の一例である。図中に指令電圧ベクトル、出力電圧ベクトル、および出力電圧ベクトルと指令電圧ベクトルとの相対電圧ベクトルを示している。ｄ軸とｑ軸の方向、および指令電圧ベクトルＶ^*＝（Ｖｄ^*、Ｖｑ^*）が図示の位置関係にあるとき、指令電圧ベクトルＶ^*は領域「１」に属している。

　一般的に、インバータ（２レベルインバータ）は、電圧ベクトルＶ１－Ｖ６および零電圧ベクトルＶ０、Ｖ７の８種類の電圧出力のみ可能であって、指令電圧ベクトルＶ^*を瞬時的に直接表現することはできない。従って、インバータから出力可能なこれらの８種類の電圧ベクトルのいずれかを順次選択して、一定時間の平均値が指令電圧ベクトルＶ^*と一致するように制御される。図２４の一例では、指令電圧ベクトルＶ^*が領域「１」に属しているので、その近傍の電圧ベクトルＶ１、Ｖ２、Ｖ０およびＶ７を出力電圧ベクトルとして順次選択することで、これらの出力電圧ベクトルによる平均電圧を指令電圧ベクトルＶ^*に一致させることができる。なお、その他の電圧ベクトルＶ３、Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６を選択に含めることによっても、平均電圧を指令電圧ベクトルＶ^*に一致させることはできるが、磁束の変動が大きく、その変動を抑えるためにスイッチング回数が増大する場合があるので、本実施の形態ではこのような選択はしない。

　以上説明したように、領域「１」に対して選択されたＶ１、Ｖ２、Ｖ０、Ｖ７の各出力電圧ベクトルをそれぞれ時間積することによって磁束が形成される。ここで、Ｖｄ^*、Ｖｑ^*が一定であり、モータの回転速度も一定であるとき、指令電圧ベクトルＶ^*の電圧時間積による磁束の目標軌跡は一定半径の円となる。一方で、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ０、Ｖ７の各出力電圧ベクトルの時間積によって形成される磁束の軌跡は、指令電圧ベクトルＶ^*による磁束の目標軌跡に追従しようとするが、完全には追従できずに変動分が残る。本発明は、この磁束の変動を制御するために、磁束の目標軌跡と実際の軌跡との差、すなわち磁束の変動を微視的に捉える必要がある。磁束の変動の原因となる電圧は、図２４の相対電圧ベクトルＶ１′、Ｖ２′、Ｖ０′、Ｖ７′で表され、これらは出力電圧ベクトルＶ１、Ｖ２、Ｖ０、Ｖ７および指令電圧ベクトルＶ^*によって次のように定義される。

　　Ｖ２′＝Ｖ２－Ｖ^*
　　Ｖ１′＝Ｖ１－Ｖ^*
　　Ｖ０′＝Ｖ７′＝Ｖ０－Ｖ^*＝Ｖ７－Ｖ^*　　　　　…（１）
　なお式（１）において、Ｖ０とＶ７は図２４の平面上ではいずれも大きさ零のベクトルである。従って、Ｖ０′とＶ７′はいずれも大きさ、方向が同一の電圧ベクトルとなる。出力電圧としてＶ０、Ｖ７のいずれを選択しても磁束の軌跡に違いは出ないが、インバータのスイッチング回数において差が出る場合があるので、いずれかスイッチング回数が少なくなる方を選択することが好ましい。

　図２５～図２８は、図２４の指令電圧ベクトルＶ^*に対する出力電圧ベクトルＶ１、Ｖ２、Ｖ７の選択方法と、その選択時における磁束の変化の様子とを示したものである。図２５において、時刻Ｔ１における磁束の初期状態から出力電圧ベクトルＶ１、Ｖ２またはＶ７をインバータにより出力すると、これに応じて、相対電圧ベクトルＶ１′、Ｖ２′またはＶ７′がモータに印加される。これらの相対電圧ベクトルにより、図示の方向に磁束がそれぞれ変化する。この磁束変化は、図２４において、Ｖ１′、Ｖ２′、Ｖ７′の各相対電圧ベクトルの大きさと方向に基づいて描かれている。ここで、これら３つの相対電圧ベクトルのうち、図中に点線でそれぞれ示したｄ軸磁束変動範囲ΔΦｄとｑ軸磁束変動範囲ΔΦｑの両範囲内に最も長い時間にわたって磁束が滞在できるものは、図から相対電圧ベクトルＶ７′であることが分かる。つまり、時刻Ｔ１では、上記の出力電圧ベクトルＶ１、Ｖ２、Ｖ７のうち、相対電圧ベクトルＶ７′に対応する出力電圧ベクトルＶ７を選択することで、磁束変動幅を既定の範囲内に制限しながら、次のスイッチ状態切替までの時間間隔を最大にすることができる。ここでは、図中に示した時刻Ｔ２において次のスイッチ状態切替が行われる。同様にして、図２６では出力電圧ベクトルＶ１を選択することによって次のスイッチ状態切替の時刻Ｔ３が決まり、図２７では出力電圧ベクトルＶ２を選択することによって次のスイッチ状態切替の時刻Ｔ４が決まり、図２８では出力電圧ベクトルＶ１を選択することによって次のスイッチ状態切替の時刻Ｔ５が決まる。このように、出力電圧ベクトルとスイッチ状態切替を行う時刻とを次々と探索的に決定することによって、磁束の変動の制約をかけることができる。

　以上説明した図２５～図２８までの過程を経て、指令電圧ベクトルＶ^*に対する出力電圧ベクトルおよびスイッチ切替のタイミングと、これに応じて生成されるｄ軸磁束Φｄ、ｑ軸磁束Φｑの軌跡とが得られる。本発明では、図１、２に示した制御回路１７２内のマイコンを用いて、このマイコン内部で上記のような方法により磁束の軌跡をシミュレートし、スイッチングタイミングを計算する。その計算結果をマイコン端子から出力するにあたっての概念を図２９に示す。図の上段は、マイコン内でシミュレートされるｄ軸磁束Φｄ、ｑ軸磁束Φｑの軌跡である。図の中段は、上段のｄ軸磁束Φｄ、ｑ軸Φｑの軌跡を得るために選択されるべき電圧ベクトルである。図の下段は、マイコン内でのＵ、Ｖ、Ｗ相のパルスの生成過程を示す。この下段の図の内、鋸波はタイマカウンタ、点線はレジスタ値、実線は各相の上アームのゲートのスイッチング状態を示す。なお、下アームのスイッチング状態は上アームから相補的に生成されるため、ここでは図示を省略する。実用上は、デッドタイムの生成機構も考慮して下アームのスイッチング状態が決定されるべきであるが、ここでは原理的な動作を説明する。まず、上段に示したｄ軸磁束Φｄ、ｑ軸磁束Φｑの軌跡が定まることで、選択されるべき電圧ベクトルとスイッチングタイミングとが決定される。この電圧ベクトルは、Ｕ、Ｖ、Ｗ相のスイッチングパターンと一意に対応付けられるので、時間とともに変化する各相のスイッチ状態が定まる。なお、各相のスイッチ状態を切り替えるタイミングは、マイコンでは、鋸波状の時間カウンタ値と、スイッチングタイミングに応じて設定されるレジスタ値とが一致するタイミングとして決定される。ここで、任意のタイミングでスイッチングを行うために、マイコンではレジスタ値を任意に設定することができるが、ひとつの鋸波の区間で設定できるスイッチングタイミングは１回となる。たとえばＶ相に着目すると、時刻Ｔ２を含む鋸波の区間でレジスタ値を適切にセットすることで、時刻Ｔ２においてスイッチ状態をＯＮからＯＦＦへ切り替えることができる。この処理をＵ、Ｖ、Ｗ各相について、任意のタイミングで実施することで、任意のパルスを得ることができる。詳細は後述する。

　なお、図２５～図２８に示したｄ軸磁束変動範囲ΔΦｄおよびｑ軸磁束変動範囲ΔΦｑは、制御対象であるモータの回転子に設けられている永久磁石（ネオジム磁石）の電気抵抗値と、その回転子の鉄心の電気抵抗値との関係に応じてそれぞれ定めることが好ましい。具体的には、回転子に設けられている永久磁石の電気抵抗値が回転子の鉄心の電気抵抗値よりも小さい場合は、ｄ軸磁束変動範囲ΔΦｄをｑ軸磁束変動範囲ΔΦｑよりも小さく設定する。反対に、回転子に設けられている永久磁石の電気抵抗値が回転子の鉄心の電気抵抗値よりも大きい場合は、ｄ軸磁束変動範囲ΔΦｄをｑ軸磁束変動範囲ΔΦｑよりも大きく設定する。このようにすれば、モータ損失をより一層低減することができる。

　続いて上記制御を実現するための制御回路１７２の構成について説明する。

　本発明の一実施の形態に係る制御回路１７２によるモータ制御系を図３０に示す。制御回路１７２には、上位の制御装置より、目標トルク値としてのトルク指令Ｔ^*が入力される。このトルク指令Ｔ^*は、制御回路１７２においてトルク指令・電流指令変換器２１０に入力される。角速度演算器２６０は、回転磁極センサ１９３により検出されたモータジェネレータ１９２（図１、２のモータジェネレータＭＧ１に対応）の磁極位置信号θｒｅに基づいて、電気角速度ωｒｅを演算する。トルク指令・電流指令変換器２１０は、入力されたトルク指令Ｔ^*と、角速度演算器２６０により演算された電気角速度ωｒｅとに基づいて、予め記憶されたトルク－回転速度マップのデータを用いて、ｄ軸電流指令信号Ｉｄ^*およびｑ軸電流指令信号Ｉｑ^*を求める。トルク指令・電流指令変換器２１０において求められたｄ軸電流指令信号Ｉｄ^*およびｑ軸電流指令信号Ｉｑ^*は、電流制御器（ＡＣＲ）２２０に出力される。

　電流センサ１８０により検出されたモータジェネレータ１９２の相電流検出信号ｌｕ、ｌｖ、ｌｗは、制御回路１７２上の図示しない３相２相変換器により、回転磁極センサ１９３からの磁極位置信号θｒｅに基づいて、ｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑに変換される。電流制御器（ＡＣＲ）２２０は、トルク指令・電流指令変換器２１０から出力されたｄ軸電流指令信号Ｉｄ^*およびｑ軸電流指令信号Ｉｑ^*と、相電流検出信号ｌｕ、ｌｖ、ｌｗから変換されたｄ軸電流指令信号Ｉｄ^*およびｑ軸電流指令信号Ｉｑ^*とに基づいて、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^*を演算する。このとき、モータジェネレータ１９２を流れる電流がｄ軸電流指令信号Ｉｄ^*およびｑ軸電流指令信号Ｉｑ^*に追従するように、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^*がそれぞれ決定される。電流制御器（ＡＣＲ）２２０において求められたｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^*は、パルス変調器２３０へ出力される。

　パルス変調器２３０は、電流制御器２２０からのｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^*と、回転磁極センサ１９３からの磁極位置信号θｒｅとに基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各上下アームにそれぞれ対応する６種類のパルス信号を生成する。そして、生成したパルス信号をドライバ回路１７４へ出力する。このパルス信号に基づいて、ドライバ回路１７４からインバータ回路１４０の各スイッチング素子に駆動信号が出力される。

　以上説明したようにして、制御回路１７２からドライバ回路１７４に対して、パルス信号が変調波として出力される。この変調波に応じて、ドライバ回路１７４よりインバータ回路１４０の各スイッチング素子、すなわち上アーム用のＩＧＢＴ３２８と下アーム用のＩＧＢＴ３３０へ、これらを導通または遮断するための駆動信号が出力される。

　パルス変調器２３０の構成を図３１に示す。パルス変調器２３０は、αβ変換器２３１、電圧ベクトル領域探索器２３２、ＳＷ状態予測器２３３、３相ＳＷ時間演算器２３４、パルス補正器２３５、時間カウンタ比較器２３６により構成される。電流制御器２２０から出力されたｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^*は、パルス変調器２３０においてαβ変換器２３１とＳＷ状態予測器２３３に入力される。

　図３２は、パルス変調器２３０が行うパルス生成の手順を示したフローチャートである。パルス変調器２３０は、図３１に示した各構成を用いて、図３２に示すフローチャートの各処理ステップを所定の制御周期ごとに実行し、パルス生成を行う。

　ステップ８９０では、αβ変換器２３１を用いたαβ変換処理を行う。このαβ変換処理において、αβ変換器２３１は、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^*で表されるｄｑ軸回転座標系の電圧指令信号を、回転磁極センサ１９３の磁極位置信号θｒｅによって、α軸電圧指令信号Ｖα^*およびβ軸電圧指令信号Ｖβ^*で表されるαβ軸静止座標系の電圧指令信号に変換する。この変換は式（２）で表される。

　　Ｖα^*＝cos（θｒｅ）Ｖｄ^*－sin（θｒｅ）Ｖｑ^*
　　Ｖβ^*＝sin（θｒｅ）Ｖｄ^*＋cos（θｒｅ）Ｖｑ^*　　　　　…（２）

　ステップ９００では、電圧ベクトル領域検索器２３２を用いた電圧ベクトル領域検索処理を行う。この電圧ベクトル領域検索処理において、電圧ベクトル領域検索器２３２は、αβ変換器２３１からのα軸電圧指令信号Ｖα^*およびβ軸電圧指令信号Ｖβ^*に基づいて、電圧ベクトルの領域を検索する。電圧ベクトル領域検索器２３２が行う電圧ベクトル領域検索処理の概念を図３３のベクトル図を使って説明する。αβ変換器２３１からのα軸電圧指令信号Ｖα^*およびβ軸電圧指令信号Ｖβ^*は、αβ平面上のひとつのベクトルとして描くことができる。αβ平面は、図３３に示すように６０゜毎に区切られた６つの領域「１」～領域「６」に分けられる。α軸電圧指令信号Ｖα^*およびβ軸電圧指令信号Ｖβ^*に応じたαβ平面上のベクトルは、これらの領域のいずれかに属することとなる。電圧ベクトル領域検索器２３２は、この領域を検索し、検索された領域に応じた電圧ベクトル情報を後述するＳＷ状態予測器２３３に出力する。

　図３４は、以上で述べた電圧ベクトル領域検索処理の流れを表したフローチャートである。ステップ９０１において、電圧ベクトル領域検索器２３２は、α軸電圧指令信号Ｖα^*およびβ軸電圧指令信号Ｖβ^*の逆正接演算を行う。ここでは、式（３）により、αβ平面上でのα軸電圧指令信号Ｖα^*およびβ軸電圧指令信号Ｖβ^*のつくる電圧ベクトルがα軸となす偏角θｖを求める。

　　θｖ＝arctan（Ｖβ^*／Ｖα^*）　　　　　…（３）

　ステップ９０２において、電圧ベクトル領域検索器２３２は、ステップ９０１で求めた偏角θｖが図３３の６つの領域「１」～領域「６」のいずれの角度範囲に属するかを判定する処理を行う。この判定結果に応じて、電圧ベクトル領域検索器２３２はステップ９０３ａ～９０３ｆのいずれかの処理を実行し、領域「１」～領域「６」のいずれかの領域を電圧ベクトル領域として特定する。

　ステップ９０４において、電圧ベクトル領域検索器２３２は、ステップ９０３ａ～９０３ｆのいずれかにより特定された電圧ベクトル領域に応じた出力電圧ベクトルを決定する。ここでは、特定された電圧ベクトル領域に最も近接した２つの電圧ベクトルを出力電圧ベクトルとして決定する。たとえば、ステップ９０３ａで領域「１」が電圧ベクトル領域として求められた場合、図３３によれば、領域「１」は電圧ベクトルＶ１（１、０、０）と電圧ベクトルＶ２（１、１、０）に近接していることが分かるため、この電圧ベクトルＶ１、Ｖ２を出力電圧ベクトルに決定する。ステップ９０３ｂ～９０３ｆで領域「２」～領域「６」が電圧ベクトル領域として求められた場合も同様にして、各領域に対応する２つの電圧ベクトルを出力電圧ベクトルに決定する。

　ステップ９０５において、電圧ベクトル領域検索器２３２は、ステップ９０４で決定された出力電圧ベクトルを表す電圧ベクトル情報をＳＷ状態予測器２３３へ出力する。ステップ９０５を実行したら、電圧ベクトル領域検索器２３２による電圧ベクトル領域検索処理を終了し、図３２のステップ９１０へ進む。

　ステップＳ９１０では、ＳＷ状態予測器２３３を用いたＳＷ状態予測処理を行う。このＳＷ状態予測処理において、ＳＷ状態予測器２３３は、ステップ９００の電圧ベクトル領域検索処理で電圧ベクトル領域検索器２３２から出力された電圧ベクトル情報と、電流制御器２２０から入力されたｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^＊と、回転磁極センサ１９３の磁極位置信号θｒｅとに基づいて、制御周期毎にｄ軸磁束Φｄの軌跡およびｑ軸磁束Φｑの軌跡の予測を行い、その予測結果からスイッチング状態とスイッチング時間を決定する。スイッチング状態は、Ｕ、Ｖ、Ｗ３相の各アームの電圧レベルがＨｉｇｈかＬｏｗのどちらにあるかを示し、スイッチング時間は、該当する制御周期のはじめから次のスイッチ切替が生ずるまでの時間を表す。ここでは、前述の図２５～図２８で説明したような方法に従って、磁束の軌跡をシミュレートした出力電圧ベクトルとスイッチング時間の計算を行う。この計算結果から、ＳＷ状態予測器２３３は次の制御周期におけるスイッチング状態とスイッチング時間とを予測し、ＳＷ状態情報とＳＷ時間情報を出力する。

　図３５（ａ）は、ＳＷ状態予測器２３３が行うＳＷ状態予測処理の流れを表したフローチャートである。ステップ９１１において、ＳＷ状態予測器２３３は、前回までの処理によって得られた磁束の軌跡を取得する。

　ステップ９１２において、ＳＷ状態予測器２３３は、ステップ９１１で取得した前回までの磁束の軌跡に基づいて、次の制御周期開始時の磁束を特定する。ここでは、図２５～図２８で示したように、ｄ軸磁束Φｄとｑ軸磁束Φｑについて、それぞれの磁束の軌跡から、次の制御周期開始時における磁束の大きさをそれぞれ特定する。

　ステップ９１３において、ＳＷ状態予測器２３３は、電圧ベクトル領域検索器２３２からの電圧ベクトル情報と、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^＊とに基づいて、相対電圧ベクトルを算出する。ここでは、電圧ベクトル情報が表す２つの出力電圧ベクトルと、ゼロベクトルである前述の出力電圧ベクトルＶ０（Ｖ７）とに対して、前述の式（１）のような計算により、それぞれの相対電圧ベクトルを算出する。すなわち、各出力電圧ベクトルから、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*、ｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^＊が表す指令電圧ベクトルＶ^*＝（Ｖｄ^*、Ｖｑ^*）を引くことで、３つの相対電圧ベクトルを算出することができる。

　ステップ９１４において、ＳＷ状態予測器２３３は、ステップ９１３で算出した３つの相対電圧ベクトルの中からいずれか１つを選択する。ここでは、次の制御周期開始時の磁束を起点として、図２５～図２８で説明したような方法により、ｄ軸磁束Φｄとｑ軸磁束Φｑについて、予め設定された所定のｄ軸磁束変動範囲ΔΦｄ、ｑ軸磁束変動範囲ΔΦｑにそれぞれ入る時間が最も長くなるような相対電圧ベクトルを選択する。すなわち、ｄ軸磁束Φｄとｑ軸磁束Φｑについて、それぞれの起点から各相対電圧ベクトルに応じた方向へと軌跡を延長したときに、その軌跡がｄ軸磁束変動範囲ΔΦｄまたはｑ軸磁束変動範囲ΔΦｑの上限または下限とそれぞれ交差する位置が最も遅い時刻側となる相対電圧ベクトルを１つ選択する。

　ステップ９１５において、ＳＷ状態予測器２３３は、ステップ９１４で選択した相対電圧ベクトルに応じて、次のスイッチ切替時刻を決定する。ここでは、ｄ軸磁束Φｄの軌跡を起点から選択した相対電圧ベクトルに応じた方向へと延長したときに、その軌跡がｄ軸磁束変動範囲ΔΦｄの上限または下限と交差する時刻と、ｑ軸磁束Φｑの軌跡を起点から選択した相対電圧ベクトルに応じた方向へと延長したときに、その軌跡がｑ軸磁束変動範囲ΔΦｑの上限または下限と交差する時刻とのうち、いずれか早い方を次のスイッチ切替時刻として決定する。

　ステップ９１６において、ＳＷ状態予測器２３３は、ステップ９１５で決定した次のスイッチ切替時刻が次の制御周期内であるか否かを判定する。次の制御周期内である場合はステップ９１４へ戻り、次のスイッチ切替時刻における磁束を起点として、前述のステップ９１４、９１５の処理をもう一度繰り返す。一方、次のスイッチ切替時刻が次の制御周期よりも後である場合は、ステップ９１７へ進む。

　ステップ９１７において、ＳＷ状態予測器２３３は、ゼロベクトルの選択処理を行う。ここでは、ステップ９１４でゼロベクトルを選択した場合に、ゼロベクトルである出力電圧ベクトルＶ０またはＶ７のいずれか一方を選択する。たとえば、前回の処理で選択された出力電圧ベクトルとの関係から、スイッチング素子の状態変化が少なくなる方の出力電圧ベクトルを選択することができる。

　続くステップ９７０において、ＳＷ状態予測器２３３は、ステップ９１４で選択した相対電圧ベクトルを３相ＳＷ状態へ変換するための３相ＳＷ状変換処理を行う。図３６は、３相ＳＷ状変換処理の流れを表したフローチャートである。

　ステップ９７１において、ＳＷ状態予測器２３３は、ステップ９１４で選択した相対電圧ベクトルに対応する出力電圧ベクトルがＶ０～Ｖ７のいずれであるかを判定する。この判定結果に応じて、ＳＷ状態予測器２３３はステップ９７２ａ～９７２ｈのいずれかの処理を実行し、当該出力電圧ベクトルに応じたＵ、Ｖ、Ｗ各相の状態を決定する。すなわち、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相について、ＨｉｇｈとＬｏｗのいずれかの状態であるかを決定する。

　ステップ９７３において、ＳＷ状態予測器２３３は、ステップ９７２ａ～９７２ｈのいずれかによって決定されたＵ、Ｖ、Ｗ各相の状態を示す演算結果を出力する。ここでは、決定されたＵ、Ｖ、Ｗ各相の状態を示す情報を不図示のＲＡＭに代入することで、演算結果の出力を行う。ステップ９７３を実行したら、ＳＷ状態予測器２３３は図３５（ａ）のステップ９７０の処理を終了し、ステップ９１８へ進む。

　ステップ９１８において、ＳＷ状態予測器２３３は、ステップ９７０の３相ＳＷ状変換処理により決定されたＵ、Ｖ、Ｗ各相の状態と、ステップ９１５で決定された次のスイッチ切替時刻とに基づいて、ＳＷ状態情報およびＳＷ時間情報を３相ＳＷ時間演算器２３４へ出力する。すなわち、次の制御周期におけるＵ、Ｖ、Ｗ各相の状態を示すＳＷ状態情報と、次のスイッチ切替時刻を示すＳＷ時間情報とを、ＳＷ状態予測処理の結果として出力する。ステップ９１８を実行したら、ＳＷ状態予測器２３３によるＳＷ状態予測処理を終了し、図３２のステップ９３０へ進む。

　ステップ９３０～９３３では、３相ＳＷ時間演算器２３４を用いた処理を行う。この処理において、３相ＳＷ時間演算器２３４は、ＳＷ状態予測器２３３から出力されたＳＷ状態情報とＳＷ時間情報を入力し、次の制御周期内におけるＵ、Ｖ、Ｗ各相のスイッチの立上り時間と立下り時間を演算する。

　ステップ９３０において、３相ＳＷ時間演算器２３４は、ＳＷ状態予測器２３３から出力されたＳＷ時間に基づいて、ステップ９１０のＳＷ状態予測処理により決定された次のスイッチ切替時刻が次の制御周期内に存在しているかどうかを判定する。次のスイッチ切替時刻が次の制御周期内に存在する場合はステップ９３１に進み、存在しない場合はステップ９３３に進む。

　ステップ９３１において、３相ＳＷ時間演算器２３４は、次の制御周期中の残期間でさらにスイッチができる可能性があるかを判定する。可能性がある場合はステップ８９０に戻り、可能性がない場合はステップ９３２に進む。これは、後段の時間カウンタの立上り時間のレジスタと立下り時間のレジスタのいずれかが空いているかどうかで判断する。前述したように、ひとつの制御周期内では立上りと立下りのレジスタ値はそれぞれ１回まで設定できる。

　ステップ９３２において、３相ＳＷ時間演算器２３４は、Ｕ、Ｖ、Ｗ３相のスイッチング時間を設定する。この処理では、ＳＷ状態予測器２３３からのＳＷ状態情報とＳＷ時間情報に基づいて、ＵＶＷ各相での立上り時間と立下り時間を算出し、その算出結果に応じて立上りと立下りのレジスタ値をそれぞれ設定する。なお、スイッチをさせない場合は、スイッチング時間として制御周期よりも大きな時間を設定することにより、レジスタに格納されたスイッチング時間が時間カウンタと交差しないようにすることができる。

　ステップ９３３において、３相ＳＷ時間演算器２３４は、次の制御周期中にＵ、Ｖ、Ｗ３相をスイッチさせないようにスイッチング時間を設定する。ここでは、ステップ９３２と同様にしてＵＶＷ各相の立上り時間と立下り時間を設定するが、制御周期中にスイッチをさせないのであるから、スイッチング時間としてすべて制御周期よりも大きい値を設定する。

　ステップ９３２または９３３でスイッチング時間を設定することにより、Ｕ、Ｖ、Ｗ３相に対して立上り時間Ｔｏｎ、立下り時間Ｔｏｆｆがそれぞれ設定される。この立上り時間Ｔｏｎ、立下り時間Ｔｏｆｆの情報は、３相ＳＷ時間演算器２３４からパルス補正器２３５へ出力される。

　ステップ９４０では、パルス補正器２３５を用いたパルス補正処理を行う。パルス補正器２３５は、３相ＳＷ時間演算器２３４から出力された信号を後段の時間カウンタ比較器２３６に挿入する際に、いくつかの禁止則があるため必要となる機能を実現する部分である。ステップ９４０において、パルス補正器２３５は、ステップ９３２または９３３で３相ＳＷ時間演算器２３４から出力された立上り時間Ｔｏｎおよび立下り時間Ｔｏｆｆに対して、最小パルス幅制限とパルス連続性補償を行うためのパルス補正処理を行う。そして、その結果をパルス補正後の立上り時間Ｔｏｎ′および立下り時間Ｔｏｆｆ′として時間カウンタ比較器２３６へ出力する。なお、このパルス補正処理の具体的な内容については、後で詳しく説明する。

　ステップ９６０～９６２では、時間カウンタ比較器２３６を用いた処理を行う。この処理において、時間カウンタ比較器２３６は、パルス補正器２３５から出力されたパルス補正後の立上り時間Ｔｏｎ′および立下り時間Ｔｏｆｆ′に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上下各アームに対するスイッチング指令としてのパルス信号をそれぞれ生成する。時間カウンタ比較器２３６により生成された各相の上下各アームに対する６種類のパルス信号は、前述のようにドライバ回路１７４へ出力される。これにより、ドライバ回路１７４から各スイッチング素子に駆動信号が出力される。

　ステップ９６０において、時間カウンタ比較器２３６は、次の制御周期Ｔｎ＋１の先頭のタイミングで、ステップ９４０でパルス補正器４３８から出力されたパルス補正後の立上り時間Ｔｏｎ′および立下り時間Ｔｏｆｆ′を次の制御周期Ｔｎ＋１における目標時間値として設定し、目標時間値を更新する。

　ステップ９６１において、時間カウンタ比較器２３６は、時間カウンタの値をステップ９６０で設定された目標時間値と比較する。この比較結果に基づいて、パルス補正後の立上り時間Ｔｏｎ′においてパルス信号を立上げると共に、パルス補正後の立下り時間Ｔｏｆｆ′においてパルス信号を立下げることで、パルス信号を生成する。

　ステップ９６２において、時間カウンタ比較器２３６は、ステップ９６１で生成したパルス信号をドライバ回路１７４へ出力する。

　以上説明したステップ８９０～９６２の処理がパルス変調器２３０において行われることにより、従来のＰＷＭ制御と比べてスイッチング回数を低減しつつ、磁束の変動を所定範囲内に制限したパルス信号が生成される。

　以上説明したように、制御回路１７２からドライバ回路１７４に対して、パルス信号が変調波として出力される。この変調波に応じて、ドライバ回路１７４よりインバータ回路１４０の各ＩＧＢＴ３２８、３３０へ駆動信号が出力される。

　図３０に示したモータ制御系では、システム性能からの要求などに応じて、モータジェネレータ１９２に対する制御周期として、たとえば数百μｓ程度の制御周期が予め定められている。パルス変調器２３０は、この制御周期ごとに、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０の状態を繰り返し演算する。この演算結果に応じて、次の制御周期におけるパルス信号を生成し、ドライバ回路１７４へ出力する。

　なお、図３２のステップ９１０において、ＳＷ状態予測器２３３は、上記とは異なる内容のＳＷ状態予測処理を実行してもよい。図３５（ｂ）は、ＳＷ状態予測器２３３において実行される他の処理方法によるＳＷ状態予測処理の流れを表したフローチャートである。ステップ９１１Ａにおいて、ＳＷ状態予測器２３３は、次の処理周期の電圧ベクトルが確定しているか否かを判定する。次の処理周期の電圧ベクトルが確定している場合は、ステップ９１２Ａへ進む。この場合は、前回の周期で演算した電流軌跡のΔＴが、ＰＷＭ周期より長く、余りとして次周期に持ち越された部分の電流軌跡について、再演算を行う。

　一方、ステップ９１１Ａで次の処理周期の電圧ベクトルが確定していないと判定した場合は、ステップ９１６Ａへ進む。この場合は、求めた各ベクトル毎のヒステリシス領域内における電流軌跡の移動時間を求め、この時間が最大となるベクトルの選択を行う。

　本処理は、電流軌跡とヒステリシス領域のｄｑ軸との各交点までの時間を求め、値の小さい方をそのベクトルの電流軌跡の移動時間とする。各ベクトルについて求めた、電流軌跡の候補より、ヒステリシス領域と交わるまでの時間が最大となるものを求める。

　ステップ９１４Ａ、９１９Ａでは、各ベクトルのｄｑ軸成分Ｋｄ、Ｋｑを求める。このときの計算式は、図中にそれぞれ示すとおりである。

　ステップ９７０において、ＳＷ状態予測器２３３は、図３６に示したフローチャートに従って３相ＳＷ状変換処理を行う。すなわち、求めた出力電圧ベクトルのモード情報より、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相のＯＮ、ＯＦＦ情報の設定を行う。各相のＯＮ、ＯＦＦの状態は、出力電圧ベクトルにより一意に決まるため、モード情報を判定する事により、これを決定することができる。

　本実施形態におけるパルス変調器２３０によるパルス生成の基本原理を図３７に示す。図３７に示すように、制御周期Ｔｎの先頭において、立上り時間Ｔｏｎおよび立下り時間Ｔｏｆｆを演算する。この立上り時間Ｔｏｎおよび立下り時間Ｔｏｆｆに基づいて、パルス補正後の立上り時間Ｔｏｎ′および立下り時間Ｔｏｆｆ′を決定し、時間カウンタとのコンペアマッチ機能を用いて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対してパルス信号を出力する。なお、図３７ではＵ相のパルス信号のみを例示しているが、Ｖ相、Ｗ相についても同様である。

　次に、図３２のステップ９４０で実行されるパルス補正処理について説明する。前述したようにパルス補正処理は、パルス補正器２３５において、生成されるパルスに対して最小パルス幅制限とパルス連続性補償を施すために実行される。最小パルス幅制限とは、ステップ９３２または９３３で算出された立上り時間Ｔｏｎおよび立下り時間Ｔｏｆｆに応じたパルス幅が所定の最小パルス幅未満となるような場合に、そのパルス幅を最小パルス幅として出力することである。このときの最小パルス幅は、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０の応答速度などに応じて定められる。一方、パルス連続性補償とは、一制御周期前の予測に基づいて生成されたパルス波形と今回の制御周期で生成すべきパルス波形との間でパルスパターンが変化しており、そのままではパルス連続性が保てなくなるような場合に、パルス連続性が保たれるようにパルス波形を変化して出力することである。なお、こうしたパルスパターンの変化は、外乱等の要因でモータジェネレータ１９２の状態が急峻に変化したときや、制御モードを切り替えたときなどに生じる。

　図３８は、パルス連続性補償を行わない場合に出力されるパルス波形の例を示している。制御周期Ｔｎ－１において、前述のような方法により立上り時間Ｔｏｎが算出され、制御周期Ｔｎにおけるパルス波形９８１ａが出力されたとする。このパルス波形９８１ａは、制御周期Ｔｎにおいて変更することはできない。その後、制御周期Ｔｎにおいてパルスパターンが変化し、次の制御周期Ｔｎ＋１におけるパルス波形１１ｂが演算されたとする。このパルス波形９８１ｂは、制御周期Ｔｎ＋１の期間では常にオフでありパルスが存在しないため、制御周期Ｔｎ＋１において立上り時間Ｔｏｎおよび立下り時間Ｔｏｆｆは設定されない。しかし、制御周期Ｔｎで既に出力されたパルス波形９８１ａでは、時間Ｔｖ１においてオフではなくオンとなっている。そのため、実際の出力パルス波形９８１ｃでは、制御周期Ｔｎ＋１において本来はオフとすべきところがオンとなってしまう。このように、パルス連続性補償を行わないと、パルスパターンが途中で変化したときにパルスの連続性が保てなくなってしまうことがある。

　図３９は、パルス連続性補償を行った場合に出力されるパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Ｔｎで次の制御周期Ｔｎ＋１のパルス波形９８２ｂを演算したら、そのパルス波形１２ｂの開始時間Ｔｖ１におけるオンオフ状態、すなわちスイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０の導通または遮断の制御状態を確認し、制御周期Ｔｎのパルス波形９８２ａと比較する。その結果、パルス波形９８２ａとパルス波形１２ｂのオンオフ状態が時間Ｔｖ１において一致しておらず、両パルス波形が不連続な関係となっている場合は、補正後のパルス波形９８２ｃのオンオフ状態を時間Ｔｖ１で強制的に切り替える。これにより、パルスの連続性が保たれるようにすることができる。

　すなわち、図３９に示すように時間Ｔｖ１においてパルス波形９８２ａがオンであり、パルス波形９８２ｂがオフである場合は、時間Ｔｖ１において補正後のパルス波形９８２ｃを強制的にオフとする。この場合、時間Ｔｖ１がパルス補正後の立下り時間Ｔｏｆｆ′として新たに設定される。一方、図３９とは反対に、時間Ｔｖ１においてパルス波形９８２ａがオフであり、パルス波形９８２ｂがオンである場合は、時間Ｔｖ１において補正後のパルス波形９８２ｃを強制的にオンとする。この場合、時間Ｔｖ１がパルス補正後の立上り時間Ｔｏｎ′として新たに設定される。なお、パルス波形９８２ａとパルス波形９８２ｂのオンオフ状態が時間Ｔｖ１において一致しており、両パルス波形が連続している場合は、このようなパルス連続性補償は行われない。

　なお、パルス連続性補償によって補正後のパルス波形を強制的にオンまたはオフする場合は、最小パルス幅制限により、そのパルス幅が前述の最小パルス幅未満とならないようにデッドタイムを考慮してパルスが出力される。図４０は、最小パルス幅制限を行った場合に出力されるパルス波形の例を示している。制御周期Ｔｎ－１において制御周期Ｔｎの立上り時間Ｔｏｎが算出されてパルス波形９８３ａが出力された後、制御周期Ｔｎにおいてパルスパターンが変化し、次の制御周期Ｔｎ＋１におけるパルス波形９８３ｂが演算されたとする。この場合、上記のようなパルス連続性補償により、時間Ｔｖ１において補正後のパルス波形９８３ｃが強制的にオフとされるが、このときのパルス幅が最小パルス幅未満であったとする。このような場合、最小パルス幅制限が行われ、パルス幅が最小パルス幅まで拡大される。その結果、時間Ｔｖ１からずらしたタイミングにおいてオフとなる補正後のパルス波形９８３ｄが出力される。このとき、拡大後のパルス幅に応じた時間がパルス補正後の立下り時間Ｔｏｆｆ′として新たに設定される。なお、図４０では補正後のパルス波形を強制的にオフする場合の例を示したが、強制的にオンする場合もこれと同様である。

　以上説明したパルス補正処理の手順を詳細に説明したフローチャートを図４１に示す。ここでは、制御周期Ｔｎにおいてパルス補正処理を実行する場合について説明する。ステップ９４１において、パルス補正器２３５は、図３２のステップ９３２または９３３において３相ＳＷ時間演算器２３４により算出された立上り時間Ｔｏｎが次の制御周期Ｔｎ＋１の間に存在するか否かを判定する。制御周期Ｔｎ＋１の間に立上り時間Ｔｏｎがある場合はステップ９４２へ進み、ない場合はステップ９４７へ進む。

　ステップ９４２において、パルス補正器２３５は、図３２のステップ９３２または９３３において３相ＳＷ時間演算器２３４により算出された立下り時間Ｔｏｆｆが次の制御周期Ｔｎ＋１の間に存在するか否かを判定する。制御周期Ｔｎ＋１の間に立下り時間Ｔｏｆｆがある場合はステップ９４３へ進み、ない場合はステップ９４５へ進む。

　ステップ９４３において、パルス補正器２３５は、立上り時間Ｔｏｎから立下り時間Ｔｏｆｆまでの期間、または立下り時間Ｔｏｆｆから立上り時間Ｔｏｎまでの期間に対応するパルス幅ΔＴが、所定の最小パルス幅未満であるか否かを判定する。なお、パルス幅ΔＴは、立上り時間Ｔｏｎと立下り時間Ｔｏｆｆの時間差として求めることができる。また、最小パルス幅は、前述のようにスイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０の応答速度などに応じて予め定めることができる。パルス幅ΔＴが最小パルス幅未満である場合はステップ９４４へ進み、最小パルス幅以上である場合はステップ９５６へ進む。

　ステップ９４４において、パルス補正器２３５は、３相ＳＷ時間演算器２３４によって算出されたパルスを削除する。すなわち、３相ＳＷ時間演算器２３４から出力された立上り時間Ｔｏｎおよび立下り時間Ｔｏｆｆの値に関わらず、パルス補正後の立上り時間Ｔｏｎ′および立下り時間Ｔｏｆｆ′のいずれをも時間カウンタ比較器２３６へ出力しないようにする。これにより、図３２のステップ９６２で時間カウンタ比較器２３６によって生成されるパルス信号が制御周期Ｔｎ＋１の期間内では変化せず、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０の導通または遮断の制御状態が維持されるようにする。ステップ９４４を実行したら、ステップ９５６へ進む。

　ステップ９４５において、パルス補正器２３５は、次の制御周期Ｔｎ＋１の先頭がオフ領域であるか否かを判定する。オフ領域である場合、すなわち制御周期Ｔｎで３相ＳＷ時間演算器２３４によって算出されたパルス波形が時間Ｔｖ１においてオフ状態である場合は、ステップ９４６へ進む。一方、オン領域である場合、すなわち制御周期Ｔｎで３相ＳＷ時間演算器２３４によって算出されたパルス波形が時間Ｔｖ１においてオン状態である場合は、ステップ９５３へ進む。

　ステップ９４６において、パルス補正器２３５は、３相ＳＷ時間演算器２３４によって算出されたパルスを次の制御周期Ｔｎ＋１の先頭において強制的に立下げる。すなわち、時間Ｔｖ１をパルス補正後の立下り時間Ｔｏｆｆ′として新たに設定することで、図３２のステップ９６２で時間カウンタ比較器２３６によって生成されるパルス信号が制御周期Ｔｎ＋１の先頭で強制的にオフされるようにする。これにより、パルス補正器２３５において、制御周期ＴｎにおけるＩＧＢＴ３２８、３３０の遮断状態と、次の制御周期Ｔｎ＋１におけるＩＧＢＴ３２８、３３０の遮断状態との関係が不連続の関係となった場合に、ＩＧＢＴ３２８、３３０の遮断の制御を追加して行うようにする。ステップ９４６を実行したら、ステップ９５３へ進む。

　ステップ９４７において、パルス補正器２３５は、図３２のステップ９３２または９３３において３相ＳＷ時間演算器２３４により算出された立下り時間Ｔｏｆｆが次の制御周期Ｔｎ＋１の間に存在するか否かを判定する。制御周期Ｔｎ＋１の間に立下り時間Ｔｏｆｆがある場合はステップ９４８へ進み、ない場合はステップ９５０へ進む。

　ステップ９４８において、パルス補正器２３５は、次の制御周期Ｔｎ＋１の先頭がオン領域であるか否かを判定する。オン領域である場合、すなわち制御周期Ｔｎで３相ＳＷ時間演算器２３４によって算出されたパルス波形が時間Ｔｖ１においてオン状態である場合は、ステップ９４９へ進む。一方、オフ領域である場合、すなわち制御周期Ｔｎで３相ＳＷ時間演算器２３４によって算出されたパルス波形が時間Ｔｖ１においてオフ状態である場合は、ステップ９５３へ進む。

　ステップ９４９において、パルス補正器２３５は、３相ＳＷ時間演算器２３４によって算出されたパルスを次の制御周期Ｔｎ＋１の先頭において強制的に立上げる。すなわち、時間Ｔｖ１をパルス補正後の立上り時間Ｔｏｎ′として新たに設定することで、図３２のステップ９６２において時間カウンタ比較器２３６によって生成されるパルス信号が制御周期Ｔｎ＋１の先頭で強制的にオンされるようにする。これにより、パルス補正器２３５において、制御周期ＴｎにおけるＩＧＢＴ３２８、３３０の導通状態と、次の制御周期Ｔｎ＋１におけるＩＧＢＴ３２８、３３０の導通状態との関係が不連続の関係となった場合に、ＩＧＢＴ３２８、３３０の導通の制御を追加して行うようにする。ステップ９４９を実行したら、ステップ９５３へ進む。

　ステップ９５０において、パルス補正器２３５は、次の制御周期Ｔｎ＋１の先頭がオン領域であるか否かを判定する。オン領域である場合、すなわち制御周期Ｔｎで３相ＳＷ時間演算器２３４によって算出されたパルス波形が時間Ｔｖ１においてオン状態である場合は、ステップ９５１へ進む。一方、オフ領域である場合、すなわち制御周期Ｔｎで３相ＳＷ時間演算器２３４によって算出されたパルス波形が時間Ｔｖ１においてオフ状態である場合は、ステップ９５２へ進む。

　ステップ９５１において、パルス補正器２３５は、ステップ９４９と同様に、３相ＳＷ時間演算器２３４によって算出されたパルスを次の制御周期Ｔｎ＋１の先頭において強制的に立上げる。すなわち、時間Ｔｖ１をパルス補正後の立上り時間Ｔｏｎ′として新たに設定することで、図３２のステップ９６２において時間カウンタ比較器２３６によって生成されるパルス信号が制御周期Ｔｎ＋１の先頭で強制的にオンされるようにする。これにより、パルス補正器２３５において、制御周期ＴｎにおけるＩＧＢＴ３２８、３３０の導通状態と、次の制御周期Ｔｎ＋１におけるＩＧＢＴ３２８、３３０の導通状態との関係が不連続の関係となった場合に、ＩＧＢＴ３２８、３３０の導通の制御を追加して行うようにする。ステップ９５１を実行したら、ステップ９５３へ進む。

　ステップ９５２において、パルス補正器２３５は、ステップ９４６と同様に、３相ＳＷ時間演算器２３４によって算出されたパルスを次の制御周期Ｔｎ＋１の先頭において強制的に立下げる。すなわち、時間Ｔｖ１をパルス補正後の立下り時間Ｔｏｆｆ′として新たに設定することで、図３２のステップ９６２において時間カウンタ比較器２３６によって生成されるパルス信号が制御周期Ｔｎ＋１の先頭で強制的にオフされるようにする。これにより、パルス補正器２３５において、制御周期ＴｎにおけるＩＧＢＴ３２８、３３０の遮断状態と、次の制御周期Ｔｎ＋１におけるＩＧＢＴ３２８、３３０の遮断状態との関係が不連続の関係となった場合に、ＩＧＢＴ３２８、３３０の遮断の制御を追加して行うようにする。ステップ９５２を実行したら、ステップ９５３へ進む。

　ステップ９５３において、パルス補正器２３５は、前回の制御周期Ｔｎ－１において演算されたパルス補正後の立上り時間Ｔｏｎ′または立下り時間Ｔｏｆｆ′の情報を前回値として取得し、この前回値に基づいて強制切替時のパルス幅を計算する。すなわち、ステップ９４６、９４９、９５１または９５２において今回のパルス補正後の立上り時間Ｔｏｎ′または立下り時間Ｔｏｆｆ′として新たに設定された時間Ｔｖ１と、前回値の立上り時間Ｔｏｎ′または立下り時間Ｔｏｆｆ′との時間差を求めることによって強制切替時のパルス幅を計算する。なお、前回値の立上り時間Ｔｏｎ′または立下り時間Ｔｏｆｆ′の情報は、後述するステップ９５６において保存されたものが取得される。複数の位相値が前回値の立上り時間Ｔｏｎ′または立下り時間Ｔｏｆｆ′として保存されている場合は、その中で時間Ｔｖ１に最も近いものが取得される。

　ステップ９５４において、パルス補正器２３５は、ステップ９５３で計算された強制切替時のパルス幅が最小パルス幅未満であるか否かを判定する。なお、最小パルス幅はステップ９４３の判定で使用されたのと同じものが用いられる。強制切替時のパルス幅が最小パルス幅未満である場合はステップ９５５へ進み、最小パルス幅以上である場合はステップ９５６へ進む。

　ステップ９５５において、パルス補正器２３５は、ステップ９５３で計算された強制切替時のパルス幅を最小パルス幅となるようにセットする。すなわち、ステップ９４６、９４９、９５１または９５２において設定された今回のパルス補正後の立上り時間Ｔｏｎ′または立下り時間Ｔｏｆｆ′の値を、その初期設定値であるθｖ１から変更して、前回値の立上り時間Ｔｏｎ′または立下り時間Ｔｏｆｆ′に最小パルス幅分に相当する時間値を加えたものとする。これにより、パルス補正器２３５において、強制切替時のパルス幅が最小パルス幅未満とならないように制限する。

　なお、ステップ９４６、９４９、９５１および９５２がいずれも実行されていない場合は、ステップ９５３～９５５の各処理を省略してもよい。

　ステップ９５６において、パルス補正器２３５は、上記の各処理によって最終的に決定されたパルス補正後の立上り時間Ｔｏｎ′または立下り時間Ｔｏｆｆ′を時間カウンタ比較器２３６へ出力する。すなわち、ステップ９４３においてパルス幅ΔＴが最小パルス幅以上であると判定された場合は、３相ＳＷ時間演算器２３４からの立上り時間Ｔｏｎと立下り時間Ｔｏｆｆをそのままパルス補正後の立上り時間Ｔｏｎ′または立下り時間Ｔｏｆｆ′として出力する。また、ステップ９４６、９４９、９５１または９５２により、パルスを強制的に立上げまたは立下げしたときのパルス補正後の立上り時間Ｔｏｎ′または立下り時間Ｔｏｆｆ′の値を設定した場合は、その設定値を出力する。ただし、ステップ９５５を実行することで設定値を変更した場合は、その変更後の設定値を出力する。

　ステップ９５７において、パルス補正器２３５は、ステップ９５６で出力されたパルス補正後の立上り時間Ｔｏｎ′または立下り時間Ｔｏｆｆ′の値を不図示のメモリに保存する。ここで保存された値が、次の制御周期Ｔｎ＋１において図４１のフローチャートを実行するときに前回値として取得される。

　以上説明したステップ９４１～９５７の処理により、パルス補正器２３５においてパルス補正処理が行われる。

　上記のパルス補正処理によって出力されるパルス波形の例を図４２～図４９にそれぞれ示す。図４２は、図４１のフローチャートにおいて、ステップ９４１、９４２、９４３および９４４の各処理を順に実行した場合のパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Ｔｎにおいて、たとえばパルス波形９８５ａが出力される。このパルス波形９８５ａは、制御周期Ｔｎ－１での予測に基づいたものであり、制御周期Ｔｎにおいて変更することはできない。制御周期Ｔｎでは、次の制御周期Ｔｎ＋１のパルス波形９８５ｂを予測する。このパルス波形９８５ｂにおけるパルス幅ΔＴが最小パルス幅未満であるとステップ９４３において判定されると、当該パルスはステップ９４４において削除される。その結果、実際に出力される補正後のパルス波形９８５ｃでは、パルスが出力されない。このようにして最小パルス幅制限が行われる。

　図４３は、図４１のフローチャートにおいて、ステップ９４１、９４２および９４３の各処理を順に実行し、ステップ９４４の処理を実行しなかった場合のパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Ｔｎにおいて、たとえばパルス波形９８６ａが出力される。このパルス波形９８６ａは、制御周期Ｔｎ－１での予測に基づいたものであり、制御周期Ｔｎにおいて変更することはできない。制御周期Ｔｎでは、次の制御周期Ｔｎ＋１のパルス波形９８６ｂを予測する。このパルス波形９８６ｂにおけるパルス幅ΔＴが最小パルス幅以上であるとステップ９４３において判定されると、ステップ９４４は実行されない。その結果、パルス波形９８６ｂがそのまま補正後のパルス波形９８６ｃとして出力される。

　図４４は、図４１のフローチャートにおいて、ステップ９４１、９４２、９４５および９４６の各処理を順に実行した場合のパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Ｔｎにおいて、たとえばパルス波形９８７ａが出力される。このパルス波形９８７ａは、制御周期Ｔｎ－１での予測に基づいたものであり、制御周期Ｔｎにおいて変更することはできない。制御周期Ｔｎでは、次の制御周期Ｔｎ＋１のパルス波形９８７ｂを予測する。このパルス波形９８７ｂにより、制御周期Ｔｎ＋１の開始時点の時間Ｔｖ１がオフ領域であるとステップ９４５において判定されると、ステップ９４６において時間Ｔｖ１がパルス補正後の立下り時間Ｔｏｆｆ′として新たに設定される。その結果、実際に出力される補正後のパルス波形１７ｃは、制御周期Ｔｎ＋１の開始時点において強制的に立下げられる。このようにしてパルス連続性補償が行われる。

　図４５は、図４１のフローチャートにおいて、ステップ９４１、９４２および９４５の各処理を順に実行し、ステップ９４６の処理を実行しなかった場合のパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Ｔｎにおいて、たとえばパルス波形９８８ａが出力される。このパルス波形９８８ａは、制御周期Ｔｎ－１での予測に基づいたものであり、制御周期Ｔｎにおいて変更することはできない。制御周期Ｔｎでは、次の制御周期Ｔｎ＋１のパルス波形９８８ｂを予測する。このパルス波形９８８ｂにより、制御周期Ｔｎ＋１の開始時点の時間Ｔｖ１がオン領域であるとステップ９４５において判定されると、ステップ９４６は実行されない。その結果、パルス波形９８８ｂが補正後のパルス波形９８８ｃとしてそのまま出力される。

　図４６は、図４１のフローチャートにおいて、ステップ９４１、９４７、９４８および９４９の各処理を順に実行した場合のパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Ｔｎにおいて、たとえばパルス波形９８９ａが出力される。このパルス波形９８９ａは、制御周期Ｔｎ－１での予測に基づいたものであり、制御周期Ｔｎにおいて変更することはできない。制御周期Ｔｎでは、次の制御周期Ｔｎ＋１のパルス波形９８９ｂを予測する。このパルス波形９８９ｂにより、制御周期Ｔｎ＋１の開始時点の時間Ｔｖ１がオン領域であるとステップ９４８において判定されると、ステップ９４９において時間Ｔｖ１がパルス補正後の立上り時間Ｔｏｎ′として新たに設定される。その結果、実際に出力される補正後のパルス波形９８９ｃは、制御周期Ｔｎ＋１の開始時点において強制的に立上げられる。このようにしてパルス連続性補償が行われる。

　図４７は、図４１のフローチャートにおいて、ステップ９４１、９４７および９４８の各処理を順に実行し、ステップ９４９の処理を実行しなかった場合のパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Ｔｎにおいて、たとえばパルス波形９９０ａが出力される。このパルス波形９９０ａは、制御周期Ｔｎ－１での予測に基づいたものであり、制御周期Ｔｎにおいて変更することはできない。制御周期Ｔｎでは、次の制御周期Ｔｎ＋１のパルス波形９９０ｂを予測する。このパルス波形９９０ｂにより、制御周期Ｔｎ＋１の開始時点の時間Ｔｖ１がオフ領域であるとステップ９４８において判定されると、ステップ９４９は実行されない。その結果、パルス波形９９０ｂが補正後のパルス波形９９０ｃとしてそのまま出力される。

　図４８は、図４１のフローチャートにおいて、ステップ９４１、９４７、９５０および９５１の各処理を順に実行した場合のパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Ｔｎにおいて、たとえばパルス波形９９１ａが出力される。このパルス波形９９１ａは、制御周期Ｔｎ－１での予測に基づいたものであり、制御周期Ｔｎにおいて変更することはできない。制御周期Ｔｎでは、次の制御周期Ｔｎ＋１のパルス波形２１ｂを予測する。このパルス波形９９１ｂにより、制御周期Ｔｎ＋１の開始時点の時間Ｔｖ１がオン領域であるとステップ９５０において判定されると、ステップ９５１において時間Ｔｖ１がパルス補正後の立上り時間Ｔｏｎ′として新たに設定される。その結果、実際に出力される補正後のパルス波形９９１ｃは、制御周期Ｔｎ＋１の開始時点において強制的に立上げられる。このようにしてパルス連続性補償が行われる。

　図４９は、図４１のフローチャートにおいて、ステップ９４１、９４７、９５０および９５２の各処理を順に実行した場合のパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Ｔｎにおいて、たとえばパルス波形９９２ａが出力される。このパルス波形９９２ａは、制御周期Ｔｎ－１での予測に基づいたものであり、制御周期Ｔｎにおいて変更することはできない。制御周期Ｔｎでは、次の制御周期Ｔｎ＋１のパルス波形９９２ｂを予測する。このパルス波形９９２ｂにより、制御周期Ｔｎ＋１の開始時点の時間Ｔｖ１がオフ領域であるとステップ９５０において判定されると、ステップ９５２において時間Ｔｖ１がパルス補正後の立下り時間Ｔｏｆｆ′として新たに設定される。その結果、実際に出力される補正後のパルス波形９９２ｃは、制御周期Ｔｎ＋１の開始時点において強制的に立下げられる。このようにしてパルス連続性補償が行われる。

　以上説明した実施の形態によれば、次の作用効果を奏する。

（１）永久磁石モータであるモータジェネレータ１９２（ＭＧ１）と接続される電力変換装置２００は、パワースイッチング回路であるインバータ回路１４０と、制御回路１７２と、ドライバ回路１７４とを有する。インバータ回路１４０は、上アーム用のスイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８と下アーム用のスイッチング素子であるＩＧＢＴ３３０とを直列に接続した直列回路１５０を複数個有しており、バッテリ１３６からの直流電力を受けて交流電力を発生する。そして、発生した交流電力をモータジェネレータ１９２へ出力する。制御回路１７２は、上位の制御装置からの入力情報に基づいてＩＧＢＴ３２８、３３０の状態を所定の制御周期ごとに繰り返し演算し、その演算結果に応じて、ＩＧＢＴ３２８、３３０の導通または遮断を制御する制御信号を発生する。ドライバ回路１７４は、制御回路１７２からの制御信号に基づいてＩＧＢＴ３２８、３３０を導通または遮断する駆動信号を発生する。このとき制御回路１７２は、図２５～図２８に示したように、モータジェネレータ１９２に生じる磁束のｄ軸成分であるｄ軸磁束Φｄの軌跡と、モータジェネレータ１９２に生じる磁束のｑ軸成分であるｑ軸磁束Φｑの軌跡とを予測し、その予測結果に基づいて、ｄ軸磁束Φｄが所定のｄ軸磁束変動範囲ΔΦｄ内に、ｑ軸磁束Φｑが所定のｑ軸磁束変動範囲ΔΦｑ内になるように、ＩＧＢＴ３２８、３３０の状態を演算する。このようにしたので、電力変換装置２００において、モータ損失の増大をある程度抑制でき、さらにスイッチング損失を低減できる。

（２）制御回路１７２のパルス変調器２３０は、図３１に示したように、座標変換器としてのαβ変換器２３１と、電圧ベクトル領域検索器２３２と、ＳＷ状態予測器２３３と、信号出力器としての３相ＳＷ時間演算器２３４および時間カウンタ比較器２３６とを有する。αβ変換器２３１は、上位の制御装置からの入力情報に基づいた、ｄ軸およびｑ軸により定義される回転座標系の電圧指令信号であるｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^*を、所定の静止座標系の電圧指令信号であるα軸電圧指令信号Ｖα^*およびβ軸電圧指令信号Ｖβ^*に変換する。電圧ベクトル領域検索器２３２は、αβ変換器２３１により変換されたα軸電圧指令信号Ｖα^*およびβ軸電圧指令信号Ｖβ^*に基づいて、この電圧指令信号に応じた電圧ベクトル領域を図３３の領域「１」～領域「６」の中から検索し、検索した電圧ベクトル領域に対応する出力電圧ベクトルを電圧ベクトルＶ０～Ｖ７の中から決定する。ＳＷ状態予測器２３３は、電圧ベクトル領域検索器２３２により決定された出力電圧ベクトルに基づいて、ｄ軸磁束Φｄの軌跡およびｑ軸磁束Φｑの軌跡を予測し、予測したｄ軸磁束Φｄの軌跡をｄ軸磁束変動範囲ΔΦｄと、ｑ軸磁束Φｑの軌跡をｑ軸磁束変動範囲ΔΦｑとそれぞれ比較して、ＩＧＢＴ３２８、３３０の状態およびスイッチング時間を演算する。３相ＳＷ時間演算器２３４および時間カウンタ比較器２３６は、ＳＷ状態予測器２３３により演算されたＩＧＢＴ３２８、３３０の状態およびスイッチング時間に基づいて、制御信号を出力する。このようにしたので、ｄ軸磁束Φｄおよびｑ軸磁束Φｑの軌跡をそれぞれ正確に予測して、これらがｄ軸磁束変動範囲ΔΦｄとｑ軸磁束変動範囲ΔΦｑの範囲内にそれぞれ確実に入るように制御信号を出力することができる。

（３）モータジェネレータ１９２の回転子に配置されている永久磁石の電気抵抗値がその回転子の鉄心の電気抵抗値よりも小さい場合、ｄ軸磁束変動範囲ΔΦｄをｑ軸磁束変動範囲ΔΦｑよりも小さく設定することができる。また反対に、モータジェネレータ１９２の回転子に配置されている永久磁石の電気抵抗値がその回転子の鉄心の電気抵抗値よりも大きい場合、ｄ軸磁束変動範囲ΔΦｄをｑ軸磁束変動範囲ΔΦｑよりも大きく設定することができる。このようにすれば、モータジェネレータ１９２の損失をより一層低減することができる。

　なお、上記実施の形態では、モータジェネレータ１９２に生じるｄ軸磁束Φｄおよびｑ軸磁束Φｑの軌跡をそれぞれ予測し、これらが所定のｄ軸磁束変動範囲ΔΦｄとｑ軸磁束変動範囲ΔΦｑの範囲内にそれぞれ入るように、Ｕ，Ｖ、Ｗの各相についてスイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０の状態およびスイッチング時間をそれぞれ決定する例を説明した。しかし、磁束の代わりに、モータジェネレータ１９２に流れるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの軌跡をそれぞれ予測し、これらが所定のｄ軸電流変動範囲ΔＩｄとｑ軸電流変動範囲ΔＩｑの範囲内にそれぞれ入るように、各スイッチング素子の状態とスイッチング時間とを決定してもよい。ここで、モータジェネレータ１９２におけるｄ軸のインダクタンスをＬｄ、ｑ軸のインダクタンスをＬｑとすると、ｄ軸磁束Φｄおよびｑ軸磁束Φｑと、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとの間には、式（４）の関係が成り立つ。この式（４）の関係を用いることで、上記実施の形態と同様にして、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの軌跡をそれぞれ予測し、これらが所定のｄ軸電流変動範囲ΔＩｄとｑ軸電流変動範囲ΔＩｑの範囲内にそれぞれ入るような制御を制御回路１７２において行うことができる。

　　Φｄ＝Ｌｄ・Ｉｄ
　　Φｑ＝Ｌｑ・Ｉｑ　　　　　…（４）

　以上説明した実施の形態および奏する作用効果はあくまで一例であり、本発明は上記の実施形態の構成に何ら限定されるものではない。

　上記では、種々の実施の形態および変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

　次の優先権基礎出願の開示内容は引用文としてここに組み込まれる。
　日本国特許出願２０１１年第１８８１５５号（２０１１年８月３１日出願）

Claims

　永久磁石モータと接続される電力変換装置であって、
　上アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流電力を発生し、発生した交流電力を前記永久磁石モータへ出力するパワースイッチング回路と、
　入力情報に基づいて前記スイッチング素子の状態を所定の制御周期ごとに繰り返し演算し、その演算結果に応じて、前記スイッチング素子の導通または遮断を制御する制御信号を発生する制御回路と、
　前記制御回路からの制御信号に基づいて前記スイッチング素子を導通または遮断する駆動信号を発生するドライバ回路と、を有し、
　前記制御回路は、前記永久磁石モータに生じる磁束のｄ軸成分であるｄ軸磁束の軌跡と、前記永久磁石モータに生じる磁束のｑ軸成分であるｑ軸磁束の軌跡とを予測し、その予測結果に基づいて、前記ｄ軸磁束が所定のｄ軸磁束変動範囲内に、前記ｑ軸磁束が所定のｑ軸磁束変動範囲内になるように、前記スイッチング素子の状態を演算し、
　前記ｄ軸は、前記永久磁石モータの回転子に配置されている永久磁石の主磁束方向に沿って定義される座標軸であり、
　前記ｑ軸は、前記ｄ軸に対して直交する方向に沿って定義される座標軸である電力変換装置。
　請求項１に記載の電力変換装置において、
　前記制御回路は、
　前記入力情報に基づいた前記ｄ軸および前記ｑ軸により定義される回転座標系の電圧指令信号を、所定の静止座標系の電圧指令信号に変換する座標変換器と、
　前記座標変換器により変換された電圧指令信号に基づいて、前記電圧指令信号に応じた電圧ベクトル領域を検索し、検索した電圧ベクトル領域に対応する出力電圧ベクトルを決定する電圧ベクトル領域検索器と、
　前記電圧ベクトル領域検索器により決定された前記出力電圧ベクトルに基づいて、前記ｄ軸磁束の軌跡および前記ｑ軸磁束の軌跡を予測し、予測した前記ｄ軸磁束の軌跡を前記ｄ軸磁束変動範囲と、前記ｑ軸磁束の軌跡を前記ｑ軸磁束変動範囲とそれぞれ比較して、前記スイッチング素子の状態およびスイッチング時間を演算する予測器と、
　前記予測器により演算された前記スイッチング素子の状態および前記スイッチング時間に基づいて、前記制御信号を出力する信号出力器と、を有する電力変換装置。
　請求項１または２に記載の電力変換装置において、
　前記永久磁石の電気抵抗値が前記回転子の鉄心の電気抵抗値よりも小さい場合、前記ｄ軸磁束変動範囲は前記ｑ軸磁束変動範囲よりも小さく設定され、
　前記永久磁石の電気抵抗値が前記回転子の鉄心の電気抵抗値よりも大きい場合、前記ｄ軸磁束変動範囲は前記ｑ軸磁束変動範囲よりも大きく設定される電力変換装置。
　永久磁石モータと接続される電力変換装置であって、
　上アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流電力を発生し、発生した交流電力を前記永久磁石モータへ出力するパワースイッチング回路と、
　入力情報に基づいて前記スイッチング素子の状態を所定の制御周期ごとに繰り返し演算し、その演算結果に応じて、前記スイッチング素子の導通または遮断を制御する制御信号を発生する制御回路と、
　前記制御回路からの制御信号に基づいて前記スイッチング素子を導通または遮断する駆動信号を発生するドライバ回路と、を有し、
　前記制御回路は、前記永久磁石モータに流れる電流のｄ軸成分であるｄ軸電流の軌跡と、前記永久磁石モータに流れる電流のｑ軸成分であるｑ軸電流の軌跡とを予測し、その予測結果に基づいて、前記ｄ軸電流が所定のｄ軸電流変動範囲内に、前記ｑ軸電流が所定のｑ軸電流変動範囲内になるように、前記スイッチング素子の状態を演算し、
　前記ｄ軸は、前記永久磁石モータの回転子に配置されている永久磁石の主磁束方向に沿って定義される座標軸であり、
　前記ｑ軸は、前記ｄ軸に対して直交する方向に沿って定義される座標軸である電力変換装置。
　請求項４に記載の電力変換装置において、
　前記制御回路は、
　前記入力情報に基づいた前記ｄ軸および前記ｑ軸により定義される回転座標系の電圧指令信号を、所定の静止座標系の電圧指令信号に変換する座標変換器と、
　前記座標変換器により変換された電圧指令信号に基づいて、前記電圧指令信号に応じた電圧ベクトル領域を検索し、検索した電圧ベクトル領域に対応する出力電圧ベクトルを決定する電圧ベクトル領域検索器と、
　前記電圧ベクトル領域検索器により決定された前記出力電圧ベクトルに基づいて、前記ｄ軸電流の軌跡および前記ｑ軸電流の軌跡を予測し、予測した前記ｄ軸電流の軌跡を前記ｄ軸電流変動範囲と、前記ｑ軸電流の軌跡を前記ｑ軸電流変動範囲とそれぞれ比較して、前記スイッチング素子の状態およびスイッチング時間を演算する予測器と、
　前記予測器により演算された前記スイッチング素子の状態および前記スイッチング時間に基づいて、前記制御信号を出力する信号出力器と、を有する電力変換装置。
　請求項４または５に記載の電力変換装置において、
　前記永久磁石の電気抵抗値が前記回転子の鉄心の電気抵抗値よりも小さい場合、前記ｄ軸電流変動範囲は前記ｑ軸電流変動範囲よりも小さく設定され、
　前記永久磁石の電気抵抗値が前記回転子の鉄心の電気抵抗値よりも大きい場合、前記ｄ軸電流変動範囲は前記ｑ軸電流変動範囲よりも大きく設定される電力変換装置。