WO2013001828A1

WO2013001828A1 - インバータ

Info

Publication number: WO2013001828A1
Application number: PCT/JP2012/004225
Authority: WO
Inventors: 敬輔渡邉
Original assignee: 三洋電機株式会社
Priority date: 2011-06-30
Filing date: 2012-06-29
Publication date: 2013-01-03
Also published as: US20140077601A1; US9484836B2; JP2014180066A

Abstract

　インバータ２２０は、直流電源Ｖ１、Ｖ２からの直流電力を、擬似正弦波で形成された交流電力に変換して出力する。第１絶対値設定用スイッチＱ０から第４絶対値設定用スイッチＱ６は、各直流電源からの電源電圧、および各直流電源の電圧から生成する電圧の組合せを使用して、交流電力の絶対値を生成するために切りかえられる。第１極性設定用スイッチＲ１から第４極性設定用スイッチＲ４は、交流電力の極性を生成するために切りかえられる。制御部２０は、出力すべき擬似正弦波の階調電圧を生成するために、第１絶対値設定用スイッチＱ０等、第１極性設定用スイッチＲ１等の切替を制御する。制御部２０は、擬似正弦波の極性が変わるタイミングにおいて、第１極性設定用スイッチＲ１等を切りかえる。

Description

インバータ

　本発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータに関する。

　近年、従来のＰＷＭ型インバータと比較して、スイッチング損失を低減することができる階調制御型インバータが開発され、実用化されてきている（たとえば、特許文献１参照）。この階調制御型インバータは、２進数や３進数の電圧関係を持つ複数のインバータによって構成され、各インバータの出力電圧を組み合わせることにより擬似正弦波を生成するものである。

特開２００５－８０４１４号公報国際公開第１１／０２５０２９号パンフレット特開２０００－１５２６６１号公報

　インバータの変換効率の向上が求められるとともに、インバータの価格の低下も求められる。

　本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、インバータの変換効率の低下を抑制しながら、低価格化を実現する技術を提供することにある。

　上記課題を解決するために、本発明のある態様のインバータは、互いに電圧が異なった複数の直流電源からの直流電力を、擬似正弦波で形成された交流電力に変換して出力するインバータであって、各直流電源からの電源電圧、および各直流電源の電圧から生成する電圧の組合せを使用して、交流電力の絶対値を生成するために切りかえられる複数の第１種スイッチと、交流電力の極性を生成するために切りかえられる複数の第２種スイッチと、出力すべき擬似正弦波の階調電圧を生成するために、複数の第１種スイッチと複数の第２種スイッチとの切替を制御する制御部とを備える。制御部は、擬似正弦波の極性が変わるタイミングにおいて、複数の第２種スイッチを切りかえ、擬似正弦波の残りの期間において、複数の第２種スイッチを維持させる。

　本発明によれば、インバータの変換効率の低下を抑制しながら、低価格化を実現できる。

本発明の動作原理に係るインバータの回路構成を示す図である。図１の第１および２のＨブリッジ回路により負荷に順方向電圧が供給される状態を示す図である。図１の第１および２のＨブリッジ回路により負荷に逆方向電圧が供給される状態を示す図である。図１のインバータにより生成される擬似正弦波を示す図である。図１のインバータにより七種類の階調レベルを生成する際のスイッチのオンオフ状態を示す図である。本発明の比較例のインバータの実装回路を示す図である。図６のインバータにより四種類の階調レベルを生成する際のスイッチのオンオフ状態を示す図である。本発明の実施例に係るインバータの実装回路を示す図である。図８のインバータにより生成される擬似正弦波を示す図である。図８のインバータにより四種類の階調絶対値を生成する際の、絶対値設定用スイッチのオンオフ状態を示す図である。図１１（ａ）～（ｄ）は、図８のインバータの絶対値設定用スイッチから出力される波形のシミュレーション結果を示す図である。図１２（ａ）～（ｄ）は、図８のインバータの極性設定用スイッチから出力される波形のシミュレーション結果を示す図である。図８のインバータから出力される擬似正弦波のシミュレーション結果を示す図である。

　本発明の実施例を具体的に説明する前に、基礎となった知見を説明する。近年、太陽光発電システムが急速に普及している。太陽光発電システムでは、太陽電池モジュールで発電された電力を、効率よく利用するためのパワーコンディショナを設置する必要がある。パワーコンディショナには、直流電力を交流電力に変換するためのインバータが搭載される。太陽光発電システムでより多くの電力を得るには、太陽電池セルでのエネルギー変換効率の向上と、パワーコンディショナでの電力変換効率の向上が重要である。パワーコンディショナを系統につなぐためには、高調波および電力損失の少ないインバータが求められる。

　インバータの変換効率を向上するためには、インバータを構成している複数のスイッチとして高性能なＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を使用することが望ましい。高性能なＭＯＳＦＥＴは、高耐圧、高速スイッチング、低損失の特性を有する。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴが高性能になるほど、価格は高くなる傾向にある。その結果、インバータの価格も高くなる。

　本発明の実施例の説明を明確にするために、本発明の実施例を具体的に説明する前に、動作原理および比較例を説明する。これらに続いて、実施例を説明する。

（動作原理）
　図１は、本発明の動作原理に係るインバータ２００の回路構成を示す。なお、図１では説明の便宜上、直流電源部１００および負荷３００も示しているが、直流電源部１００および負荷３００は、インバータ２００の構成要素には含まれない。インバータ２００は、直流電源部１００に含まれる複数の直流電源からの直流電力を、擬似正弦波で形成された交流電力に変換して出力する。直流電源部１００は、互いに電源電圧が異なった第１の直流電源Ｖ１と第２の直流電源Ｖ２とを含む。インバータ２００は、複数のＨブリッジ回路および制御部２０を備える。制御部２０は、それぞれの直流電源からの電源電圧と、２つの電源電圧の差分電圧（以下、「電位差」ともよぶ）を用いて、擬似正弦波を発生させる。

　複数のＨブリッジ回路は、それぞれ電圧が異なる複数の直流電源ごとに設けられ、当該複数の直流電源のそれぞれから負荷３００に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための回路である。制御部２０は、複数のＨブリッジ回路を制御することにより擬似正弦波を発生させる。

　以下、より具体的に説明する。ここでは、二種類の直流電源（第１の直流電源Ｖ１、第２の直流電源Ｖ２）が設けられるため、インバータ２００には、二つのＨブリッジ回路が設けられる。また、動作原理では、第１の直流電源Ｖ１の電源電圧Ｅ１＞第２の直流電源Ｖ２の電源電圧Ｅ２の関係に設計されているとする。

　第１のＨブリッジ回路は、第１の直流電源Ｖ１から負荷３００に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための回路であり、第１－１スイッチＳ１１、第１－２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４を備える。第１－１スイッチＳ１１および第１－２スイッチＳ１２は、第１の直流電源Ｖ１の高電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４は、第１の直流電源Ｖ１の低電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。

　より具体的には、第１－１スイッチＳ１１は、第１の直流電源Ｖ１の高電位側端子と負荷３００の高電位側端子とを結ぶ経路に挿入され、第１－２スイッチＳ１２は、第１の直流電源Ｖ１の高電位側端子と負荷３００の低電位側端子とを結ぶ経路に挿入される。第１共通スイッチＳ３は、第１の直流電源Ｖ１の低電位側端子と負荷３００の高電位側端子とを結ぶ経路に挿入され、第２共通スイッチＳ４は、第１の直流電源Ｖ１の低電位側端子と負荷３００の低電位側端子とを結ぶ経路に挿入される。

　第１のＨブリッジ回路は、第１の直流電源Ｖ１から負荷３００に順方向電圧を印加する場合、制御部２０により第１－１スイッチＳ１１および第２共通スイッチＳ４がオンに、第１－２スイッチＳ１２および第１共通スイッチＳ３がオフに制御される。一方、第１の直流電源Ｖ１から負荷３００に逆方向電圧を印加する場合、第１－１スイッチＳ１１および第２共通スイッチＳ４がオフに、第１－２スイッチＳ１２および第１共通スイッチＳ３がオンに制御される。

　第２のＨブリッジ回路は、第２の直流電源Ｖ２から負荷３００に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための回路であり、第２－１スイッチＳ２１、第２－２スイッチＳ２２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４を備える。第２－１スイッチＳ２１および第２－２スイッチＳ２２は、第２の直流電源Ｖ２の高電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４は、第２の直流電源Ｖ２の低電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。

　第２のＨブリッジ回路に含まれる第２－１スイッチＳ２１、第２－２スイッチＳ２２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４の詳細な接続関係およびオンオフ動作は、第１のＨブリッジ回路に含まれる第１－１スイッチＳ１１、第１－２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４と同様であるため、その説明を省略する。なお、第１－１スイッチＳ１１、第１－２スイッチＳ１２、第２－１スイッチＳ２１、第２－２スイッチＳ２２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４には、それぞれパワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＧａＮトランジスタ、ＳｉＣ－ＦＥＴ等が採用される。

　制御部２０は、第１のＨブリッジ回路および第２のＨブリッジ回路を制御することにより擬似正弦波を発生させる。より具体的には、第１のＨブリッジ回路および第２のＨブリッジ回路を制御することにより、負荷３００に供給される電圧を時分割に切り換える。この電圧の数（本明細書では、階調数ともいう）が多いほど、滑らかな正弦波を生成することができる。二つの直流電源および二つのＨブリッジ回路を用いるインバータ２００では、正負合わせて四種類の電圧（Ｅ１，Ｅ２，－Ｅ２，－Ｅ１）を生成することができる。負荷３００に電圧を供給しない状態のゼロ電圧を加えると、五種類の電圧を生成することができる。ここでは、直流電源およびＨブリッジ回路を増やさずに、さらに別の二種類の電圧を生成する。したがって、合計七種類の電圧を生成する。

　以下、別の二種類の電圧の生成方法について説明する。制御部２０は、第１のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路を無効にし、かつ第２のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路を無効にする。すなわち、制御部２０は、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４をオフに制御する。また、第１のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路と第２のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路を有効にする。以上により、別のＨブリッジ回路（以下、第１および２のＨブリッジ回路と表記する）を形成する。すなわち、第１および２のＨブリッジ回路は、第１のＨブリッジ回路の高電位側の半分と、第２のＨブリッジ回路の高電位側の半分とを組み合わせた回路である。

　当該第１および２のＨブリッジ回路は、第１の直流電源Ｖ１と第２の直流電源Ｖ２との電位差を、負荷３００に対して順方向および逆方向に供給する回路であり、第１－１スイッチＳ１１、第１－２スイッチＳ１２、第２－１スイッチＳ２１および第２－２スイッチＳ２２を含む。

　図２は、第１および２のＨブリッジ回路により負荷に順方向電圧が供給される状態を示す。図３は、第１および２のＨブリッジ回路により負荷に逆方向電圧が供給される状態を示す。図２、３において、太線で描かれている経路は、電流が流れる経路である。図２において、制御部２０は、第１－１スイッチＳ１１および第２－２スイッチＳ２２をオンに、第１－２スイッチＳ１２、第２－１スイッチＳ２１、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４をオフに制御することにより、第１の直流電源Ｖ１と第２の直流電源Ｖ２との電位差（Ｅ１－Ｅ２）を、負荷３００に対して順方向に供給することができる。

　図３において、制御部２０は、第１－２スイッチＳ１２および第２－１スイッチＳ２１をオンに、第１－１スイッチＳ１１、第２－２スイッチＳ２２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４をオフに制御することにより、第１の直流電源Ｖ１と第２の直流電源Ｖ２との電位差（Ｅ１－Ｅ２）を、負荷３００に対して逆方向に供給することができる。以上のように制御部２０は、第１の直流電源Ｖ１からの電源電圧Ｅ１と、第２の直流電源Ｖ２からの電源電圧Ｅ２と、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の電位差（Ｅ１－Ｅ２）とを用いて、七種類の電圧を生成し、擬似正弦波を発生させる。

　図４は、インバータ２００により生成される擬似正弦波を示す。上述したように、動作原理では七種類の電圧を生成することができる。制御部２０は、ゼロ電圧、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（正）、上記電位差（Ｅ１－Ｅ２）（正）、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（正）、上記電位差（Ｅ１－Ｅ２）（正）、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（正）、ゼロ電圧、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（負）、上記電位差（Ｅ１－Ｅ２）（負）、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（負）、上記電位差（Ｅ１－Ｅ２）（負）、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（負）、ゼロ電圧の順番に、負荷３００に供給する電圧を切り換えることにより、擬似正弦波を生成する。

　このように制御部２０は、交流出力の位相０からπ／２までの間、すなわち１／４周期において、出力電圧を、ゼロ電圧、電圧Ｅ２、電位差（Ｅ１－Ｅ２）、電圧Ｅ１の順に変化させる。続いて制御部２０は、交流出力の位相π／２からπまでの間、出力電圧を、電圧Ｅ１、電位差（Ｅ１－Ｅ２）、電圧Ｅ２、ゼロ電圧の順に変化させる。続いて制御部２０は、交流出力の位相πから（３／２）πまでの間、出力電圧を、ゼロ電圧、電圧（－Ｅ２）、電位差（Ｅ２－Ｅ１）、電圧（－Ｅ１）の順に変化させる。続いて制御部２０は、交流出力の位相（３／２）πから２πまでの間、出力電圧を、電圧（－Ｅ１）、電圧（Ｅ２－Ｅ１）、電圧（－Ｅ２）、ゼロ電圧の順に変化させる。このようにして制御部２０は、擬似正弦波を発生させる。

　たとえば、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１と、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２との比を、３：１に設定すれば、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１と、上記電位差（Ｅ１－Ｅ２）と、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２との比を、３：２：１に設定することができる。このように、各階調レベル間の差を、一致または小さくすることにより、より滑らかな擬似正弦波を生成することができる。

　図５は、インバータ２００により七種類の階調レベルを生成する際のスイッチのオンオフ状態を示す。階調レベル０は上記ゼロ電圧、階調レベル１は、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（正）、階調レベル２は上記電位差（Ｅ１－Ｅ２）（正）、階調レベル３は第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（正）、階調レベル－１は第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（負）、階調レベル－２は上記電位差（Ｅ１－Ｅ２）（負）、および階調レベル－３は第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（負）に、それぞれ対応する。制御部２０は、図５に示すように、第１－１スイッチＳ１１、第１－２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３、第２共通スイッチＳ４、第２－１スイッチＳ２１および第２－２スイッチＳ２２をオンオフ制御する。

　図１に戻り、第２－１スイッチＳ２１および第２－２スイッチＳ２２は、双方向に電流が流れる。したがって、第２－１スイッチＳ２１および第２－２スイッチＳ２２には、双方向スイッチング素子を採用する必要がある。たとえば、双方向に対応したパワーＭＯＳＦＥＴを用いる。または、単方向のパワーＭＯＳＦＥＴを、直列または並列に二つ並べて一つの双方向スイッチング素子を構成してもよい。一方、第１－１スイッチＳ１１、第１－２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４は、一方向にしか電流が流れない。したがって、第１－１スイッチＳ１１、第１－２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４には、一般的な単方向スイッチング素子を採用することができる。

　双方向に電流が流れるスイッチは、第１および２のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路にそれぞれ挿入されるスイッチ（すなわち、第２のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路にそれぞれ挿入されるスイッチ）が該当する。すなわち、第１の直流電源Ｖ１および第２の直流電源Ｖ２のうち電圧が低い第２の直流電源Ｖ２と、負荷３００とを結ぶ二本の経路にそれぞれ挿入される第２－１スイッチＳ２１および第２－２スイッチＳ２２は、第２のＨブリッジ回路を形成するときと、第１および２のＨブリッジ回路を形成するときとで、電流の向きが変わる。

（比較例）
　図６は、本発明の比較例のインバータ２１０の実装回路を示す。図１と比較すると、図６において、第１－１スイッチＳ１１はスイッチＳＷ０、第１－２スイッチＳ１２はスイッチＳＷ２、第１共通スイッチＳ３はスイッチＳＷ１、第２共通スイッチＳ４はスイッチＳＷ３、第２－１スイッチＳ２１はスイッチＳＷ４、ＳＷ５、第２－２スイッチＳ２２はスイッチＳＷ６、ＳＷ７に、それぞれ対応する。なお、図１においては、左から右方向を順方向としていたが、説明の便宜上、図６においては、右から左を順方向としている。

　図７は、インバータ２１０により四種類の階調レベルを生成する際のスイッチのオンオフ状態を示す。階調レベル０はゼロ電圧、階調レベル１は第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（正）、階調レベル２は電位差（Ｅ１－Ｅ２）（正）、階調レベル３は第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（正）に、それぞれ対応する。制御部２０は、図７に示すように、スイッチＳＷ０～ＳＷ７をオンオフ制御する。

　なお、各スイッチＳＷ（パワーＭＯＳＦＥＴ）には、ソースドレイン間に寄生ダイオードが存在している。図７においては、階調レベル１を生成する際のスイッチＳＷ７、階調レベル２を生成する際のスイッチＳＷ４がオフされているが、これは寄生ダイオードを経由して電流が流れるためである。なお、これらのスイッチＳＷをオンしてもよいが、スイッチングロスを減らすためには、オフして電流が寄生ダイオードを流れるようにすることが好ましい。

（実施例）
　図８は、本発明の実施例に係るインバータ２２０の実装回路を示す。実施例は、動作原理と同様に動作するが、実装回路の構成が比較例とは異なる。比較例において８つのスイッチによって、擬似正弦波が生成されている。一方、実施例では、８つのスイッチのうち、４つのスイッチを使用して擬似正弦波の振幅が生成され、残りの４つのスイッチを使用して擬似正弦波の極性が生成される。つまり、すべてのスイッチが同様の処理を実行するのではなく、２種類のスイッチのグループが互いに異なった目的の処理を実行する。

　第１絶対値設定用スイッチＱ０、第２絶対値設定用スイッチＱ３、第３絶対値設定用スイッチＱ５、第４絶対値設定用スイッチＱ６は、擬似正弦波の振幅を生成するためのスイッチである。つまり、これらは、第１の直流電源Ｖ１や第２の直流電源Ｖ２からの電源電圧と、電源電圧間の電位差とを使用して、交流電力の絶対値を生成するために切りかえられる。なお、第１絶対値設定用スイッチＱ０、第２絶対値設定用スイッチＱ３、第３絶対値設定用スイッチＱ５、第４絶対値設定用スイッチＱ６は、図６のスイッチＳＷ０、スイッチＳＷ３、スイッチＳＷ５、スイッチＳＷ６にそれぞれ対応する。

　階調レベルの絶対値（以下、「階調絶対値」という）「０」であるゼロ電圧を生成する際に、第３絶対値設定用スイッチＱ５と第４絶対値設定用スイッチＱ６とがオンされ、階調絶対値「１」である電圧Ｅ２（正）を生成する際に、第３絶対値設定用スイッチＱ５と第２絶対値設定用スイッチＱ３とがオンされ、階調絶対値「２」である電位差（Ｅ１－Ｅ２）（正）を生成する際に、第１絶対値設定用スイッチＱ０と第４絶対値設定用スイッチＱ６とがオンされ、階調絶対値「３」である電圧Ｅ１（正）を生成する際に、第１絶対値設定用スイッチＱ０と第２絶対値設定用スイッチＱ３とがオンされる。

　第１極性設定用スイッチＲ１、第２極性設定用スイッチＲ２、第３極性設定用スイッチＲ３、第４極性設定用スイッチＲ４は、擬似正弦波の極性を生成するためのスイッチである。つまり、これらは、交流電力の極性を生成するために切りかえられる。正極性を生成する際に、第１極性設定用スイッチＲ１と第３極性設定用スイッチＲ３とがオンされ、負極性を生成する際に、第２極性設定用スイッチＲ２と第４極性設定用スイッチＲ４とがオンされる。

　制御部２０は、インバータ２２０から出力すべき擬似正弦波の階調電圧を生成するために、第１絶対値設定用スイッチＱ０、第２絶対値設定用スイッチＱ３、第３絶対値設定用スイッチＱ５、第４絶対値設定用スイッチＱ６、第１極性設定用スイッチＲ１、第２極性設定用スイッチＲ２、第３極性設定用スイッチＲ３、第４極性設定用スイッチＲ４の切替を制御する。ここでは、説明を明瞭にするために、図９を使用しながら制御部２０による切替処理を説明する。図９は、インバータ２２０により七種類の階調レベルを生成するためにオンされるスイッチと生成される擬似正弦波を示す。図９の下部には、図４と同様に、時間に対する擬似正弦波が示される。図９の上部には、各振幅を実現するためにオンされるスイッチを示す。そのうち、上段では、第１絶対値設定用スイッチＱ０、第２絶対値設定用スイッチＱ３、第３絶対値設定用スイッチＱ５、第４絶対値設定用スイッチＱ６のうちのオンされるスイッチが示される。下段では、第１極性設定用スイッチＲ１、第２極性設定用スイッチＲ２、第３極性設定用スイッチＲ３、第４極性設定用スイッチＲ４のうちのオンされるスイッチが示される。

　第１絶対値設定用スイッチＱ０、第２絶対値設定用スイッチＱ３、第３絶対値設定用スイッチＱ５、第４絶対値設定用スイッチＱ６のうちのオンされるスイッチと、階調絶対値との関係は、前述のとおりである。図１０は、インバータ２２０により四種類の階調絶対値を生成する際の絶対値設定用スイッチのオンオフ状態を示す。図９と図１０によると、制御部２０は、交流出力の１／４周期の間において、第２直流電源からの電源電圧Ｅ２同士の電位差（０）、電源電圧Ｅ２、第１直流電源からの電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の電位差（Ｅ１－Ｅ２）、電源電圧Ｅ１の順に出力電圧が変化するように、第１絶対値設定用スイッチＱ０、第２絶対値設定用スイッチＱ３、第３絶対値設定用スイッチＱ５、第４絶対値設定用スイッチＱ６を切りかえている。特に、電位差（０）から電源電圧Ｅ２に変化する際に、第３絶対値設定用スイッチＱ５が連続してオンされつづけ、電位差（Ｅ１－Ｅ２）から電源電圧Ｅ１に変化する際に、第１絶対値設定用スイッチＱ０が連続してオンされつづけられる。つまり、２箇所の連続オン状態を実現するように、制御部２０は切替を制御する。図９に戻る。

　第１極性設定用スイッチＲ１、第２極性設定用スイッチＲ２、第３極性設定用スイッチＲ３、第４極性設定用スイッチＲ４の切替は、擬似正弦波の極性が変わるタイミングにおいてなされる。具体的に説明すると、負極性から正極性に変わるタイミングにおいて、第２極性設定用スイッチＲ２、第４極性設定用スイッチＲ４から第１極性設定用スイッチＲ１、第３極性設定用スイッチＲ３への切替がなされる。また、正極性から負極性に変わるタイミングにおいて、第１極性設定用スイッチＲ１、第３極性設定用スイッチＲ３から第２極性設定用スイッチＲ２、第４極性設定用スイッチＲ４への切替がなされる。一方、擬似正弦波の残りの期間において、制御部２０は、オンしたスイッチを維持させる。そのため、階調絶対値が絶対値が小さい場合、つまり振幅が小さい場合のみで切替がなされる。

　これにより、第１極性設定用スイッチＲ１、第２極性設定用スイッチＲ２、第３極性設定用スイッチＲ３、第４極性設定用スイッチＲ４のスイッチング速度は、第１絶対値設定用スイッチＱ０、第２絶対値設定用スイッチＱ３、第３絶対値設定用スイッチＱ５、第４絶対値設定用スイッチＱ６のスイッチング速度よりも低速でも構わない。また、第１極性設定用スイッチＲ１、第２極性設定用スイッチＲ２、第３極性設定用スイッチＲ３、第４極性設定用スイッチＲ４は、第１絶対値設定用スイッチＱ０、第２絶対値設定用スイッチＱ３、第３絶対値設定用スイッチＱ５、第４絶対値設定用スイッチＱ６よりも低耐圧でも構わない。

　その結果、第１極性設定用スイッチＲ１、第２極性設定用スイッチＲ２、第３極性設定用スイッチＲ３、第４極性設定用スイッチＲ４には、第１絶対値設定用スイッチＱ０、第２絶対値設定用スイッチＱ３、第３絶対値設定用スイッチＱ５、第４絶対値設定用スイッチＱ６よりも低スペックのＭＯＳＦＥＴを使用可能である。このように構成することによって、インバータ２２０において使用されるスイッチの数は、インバータ２１０において使用されるスイッチの数と同一でありながらも、インバータ２２０では低速な安価のスイッチが使用可能である。なお、第１絶対値設定用スイッチＱ０、第２絶対値設定用スイッチＱ３、第３絶対値設定用スイッチＱ５、第４絶対値設定用スイッチＱ６、第１極性設定用スイッチＲ１、第２極性設定用スイッチＲ２、第３極性設定用スイッチＲ３、第４極性設定用スイッチＲ４として、単方向スイッチング素子が使用されればよい。

　制御部２０には、第１ゲートドライバハイサイド３０、第２ゲートドライバハイサイド３２、第３ゲートドライバハイサイド３４、第１ゲートドライバローサイド３６、第２ゲートドライバローサイド３８、第３ゲートドライバローサイド４０が含まれる。これは、各スイッチにゲート電圧を印加するためのゲートドライバである。第１極性設定用スイッチＲ１、第２極性設定用スイッチＲ２、第３極性設定用スイッチＲ３、第４極性設定用スイッチＲ４に加えて第２絶対値設定用スイッチＱ３を切りかえるために、ハイサイドのゲートドライバではなく、ローサイドのゲートドライバが使用可能である。また、第１極性設定用スイッチＲ１と第３極性設定用スイッチＲ３に対するゲートドライバは共通化可能であるとともに、第２極性設定用スイッチＲ２と第４極性設定用スイッチＲ４に対するゲートドライバも共通化可能である。このように、全体のゲートドライバ数に占めるハイサイドのゲートドライバの使用数の割合を低減するとともに、ゲートドライバ自体の使用総数も低減する。その結果、インバータ２２０に使用されるゲートドライバの価格が低減される。

　図１１（ａ）～（ｄ）は、インバータ２２０の絶対値設定用スイッチから出力される波形のシミュレーション結果を示す。図１１（ａ）は、第１絶対値設定用スイッチＱ０からの出力を示し、図１１（ｂ）は、第２絶対値設定用スイッチＱ３からの出力を示し、図１１（ｃ）は、第３絶対値設定用スイッチＱ５からの出力を示し、図１１（ｄ）は、第４絶対値設定用スイッチＱ６からの出力を示す。

　図１２（ａ）～（ｄ）は、インバータ２２０の極性設定用スイッチから出シミュレーション結果を示す。図１２（ａ）は、第１極性設定用スイッチＲ１からの出力を示し、図１２（ｂ）は、第２極性設定用スイッチＲ２からの出力を示し、図１２（ｃ）は、第３極性設定用スイッチＲ３からの出力を示し、図１２（ｄ）は、第４極性設定用スイッチＲ４からの出力を示す。図示のごとく、擬似正弦波の極性が変わるタイミングである時間「π」において、電圧がハイレベルからローレベルに変化したり、電圧がローレベルからハイレベルに変化したりする。図１３は、インバータ２２０から出力される擬似正弦波のシミュレーション結果を示す。時間は、図１１（ａ）～（ｄ）、図１２（ａ）～（ｄ）に対応する。

　本発明の実施例によれば、擬似正弦波の振幅の生成と極性の生成とに対して、別のスイッチを使用するので、処理内容に応じた特性のスイッチを使用できる。また、処理内容に応じた特性のスイッチが使用されるので、性能や価格の点において最適なスイッチを使用できる。また、極性が変わるタイミングにおいて、極性設定用スイッチを切りかえるので、振幅が小さい状態において極性設定用スイッチを切りかえることができる。また、振幅が小さい状態において極性設定用スイッチを切りかえるので、極性設定用スイッチに対して、絶対値設定用スイッチよりもスイッチング速度の低速なスイッチを使用できる。また、スイッチング速度の低速なスイッチが使用されるので、価格を低減できる。また、振幅が小さい状態において極性設定用スイッチを切りかえるので、極性設定用スイッチに対して、絶対値設定用スイッチよりも低耐圧なスイッチを使用できる。また、低耐圧なスイッチが使用されるので、価格を低減できる。

　また、処理内容に応じた特性のスイッチが使用されるので、スイッチに応じたゲートドライバを使用できる。また、低速なスイッチに対してローサイドのゲートドライバを使用できる。また、ローサイドのゲートドライバが使用されるので、価格を低減できる。また、複数の極性設定用スイッチに対して共通のゲートドライバが使用されるので、ゲートドライバ数を低減できる。また、ゲートドライバ数が低減されるので、価格を低減できる。

　以上、本発明を実施例をもとに説明した。この実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

　本発明の実施例において、絶対値設定用スイッチは、電圧Ｅ１と電圧Ｅ２との差をもとに、電位差（Ｅ１－Ｅ２）を生成している。しかしながらこれに限らず例えば、絶対値設定用スイッチは、電圧Ｅ１と電圧Ｅ２との和をもとに、電位（Ｅ１＋Ｅ２）を生成してもよい。つまり、電圧Ｅ１と電圧Ｅ２との組合せによって、電圧Ｅ１や電圧Ｅ２とは異なった電圧が生成されればよい。本変形例によれば、さまざまな絶対値を生成できる。

　本発明の実施例において、電圧Ｅ２＜電位差（Ｅ２－Ｅ１）であるとしている。しかしながらこれに限らず例えば、電位差（Ｅ２－Ｅ１）＜電圧Ｅ２であってもよい。本発明によれば、電圧の設定の自由度を向上できる。

　本発明の実施例において、インバータ２２０は、第１の直流電源Ｖ１と第２の直流電源Ｖ２から、７階調レベルの擬似正弦波を生成している。しかしながらこれに限らず例えば、インバータ２２０は、第３の直流電源Ｖ３も使用して、１１階調レベルの擬似正弦波を生成してもよい。さらに、インバータ２２０は、４つ以上の直流電源を使用して、１１階調レベルよりも多くの階調レベルの擬似正弦波を生成してもよい。本変形例によれば、より滑らかな擬似正弦波を生成できる。

　本発明の一態様の概要は、次の通りである。本発明のある態様のインバータは、互いに電圧が異なった複数の直流電源からの直流電力を、擬似正弦波で形成された交流電力に変換して出力するインバータであって、各直流電源からの電源電圧、および各直流電源の電圧から生成する電圧の組合せを使用して、交流電力の絶対値を生成するために切りかえられる複数の第１種スイッチと、交流電力の極性を生成するために切りかえられる複数の第２種スイッチと、出力すべき擬似正弦波の階調電圧を生成するために、複数の第１種スイッチと複数の第２種スイッチとの切替を制御する制御部とを備える。制御部は、擬似正弦波の極性が変わるタイミングにおいて、複数の第２種スイッチを切りかえ、擬似正弦波の残りの期間において、複数の第２種スイッチを維持させる。

　この態様によると、擬似正弦波の振幅の生成と極性の生成とに対して、別のスイッチを使用するので、性能や価格の点において最適なスイッチを使用できる。

　複数の第２種スイッチのそれぞれのスイッチング速度は、複数の第１種スイッチのそれぞれのスイッチング速度よりも低速であってもよい。あるいは、複数の第２種スイッチのそれぞれのスイッチング速度は、複数の第１種スイッチのそれぞれのスイッチング速度よりも低速であり、第２種スイッチは、ローサイドゲートドライバで駆動するようにしてもよい。この場合、低速なスイッチを使用するので、価格を低減できる。

　制御部は、交流出力の１／４周期の間において、第２直流電源からの電源電圧Ｅ２同士の電位差（０）、電源電圧Ｅ２、第１直流電源からの電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の電位差（Ｅ１－Ｅ２）、電源電圧Ｅ１の順に出力電圧が変化するように、複数の第１種スイッチを切りかえており、電位差（０）から電源電圧Ｅ２に変化する際に、複数の第１種スイッチのうちのひとつを連続してオンしつづけ、電位差（Ｅ１－Ｅ２）から電源電圧Ｅ１に変化する際に、複数の第１種スイッチのうちの別のひとつを連続してオンしつづけるようにしてもよい。

　Ｑ０　第１絶対値設定用スイッチ、　Ｑ３　第２絶対値設定用スイッチ、　Ｑ５　第３絶対値設定用スイッチ、　Ｑ６　第４絶対値設定用スイッチ、　Ｒ１　第１極性設定用スイッチ、　Ｒ２　第２極性設定用スイッチ、　Ｒ３　第３極性設定用スイッチ、　Ｒ４　第４極性設定用スイッチ、　Ｖ１　第１の直流電源、　Ｖ２　第２の直流電源、　２０　制御部、　２２０　インバータ、　３００　負荷。

Claims

　互いに電圧が異なった複数の直流電源からの直流電力を、擬似正弦波で形成された交流電力に変換して出力するインバータであって、
　各直流電源からの電源電圧、および各直流電源の電圧から生成する電圧の組合せを使用して、交流電力の絶対値を生成するために切りかえられる複数の第１種スイッチと、
　交流電力の極性を生成するために切りかえられる複数の第２種スイッチと、
　出力すべき擬似正弦波の階調電圧を生成するために、前記複数の第１種スイッチと前記複数の第２種スイッチとの切替を制御する制御部とを備え、
　前記制御部は、擬似正弦波の極性が変わるタイミングにおいて、前記複数の第２種スイッチを切りかえ、擬似正弦波の残りの期間において、前記複数の第２種スイッチを維持させることを特徴とするインバータ。
　前記複数の第２種スイッチのそれぞれのスイッチング速度は、前記複数の第１種スイッチのそれぞれのスイッチング速度よりも低速であることを特徴とする請求項１に記載のインバータ。
　前記複数の第２種スイッチのそれぞれのスイッチング速度は、前記複数の第１種スイッチのそれぞれのスイッチング速度よりも低速であり、前記第２種スイッチは、ローサイドゲートドライバで駆動することを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ。
　前記制御部は、交流出力の１／４周期の間において、第２直流電源からの電源電圧Ｅ２同士の電位差（０）、電源電圧Ｅ２、第１直流電源からの電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の電位差（Ｅ１－Ｅ２）、電源電圧Ｅ１の順に出力電圧が変化するように、前記複数の第１種スイッチを切りかえており、電位差（０）から電源電圧Ｅ２に変化する際に、前記複数の第１種スイッチのうちのひとつを連続してオンしつづけ、電位差（Ｅ１－Ｅ２）から電源電圧Ｅ１に変化する際に、前記複数の第１種スイッチのうちの別のひとつを連続してオンしつづけることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のインバータ。