WO2012161167A1 - 交流直流変換電源回路 - Google Patents

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WO2012161167A1
WO2012161167A1 PCT/JP2012/062976 JP2012062976W WO2012161167A1 WO 2012161167 A1 WO2012161167 A1 WO 2012161167A1 JP 2012062976 W JP2012062976 W JP 2012062976W WO 2012161167 A1 WO2012161167 A1 WO 2012161167A1
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power supply
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Inventor
克一 村山
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Murayama Katsuichi
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
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    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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    • H02M7/2176—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only comprising a passive stage to generate a rectified sinusoidal voltage and a controlled switching element in series between such stage and the output
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    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/05—Capacitor coupled rectifiers

Definitions

  • the present invention relates to a power supply circuit for converting power from a commercial AC power supply to a DC power supply.
  • a power supply circuit is configured using a transformer, a rectifier circuit, and a smoothing circuit in order to convert AC power into DC.
  • FIG. 5 shows an example of a conventional AC / DC conversion power supply circuit.
  • the power supply circuit includes a transformer 47, a rectifier circuit 48, and a smoothing capacitor 49.
  • the AC power supply 46 is connected to the primary side of the transformer 47, whereby the secondary side of the transformer 47 is galvanically isolated from the AC power supply 46, and the voltage generated on the secondary side is predetermined.
  • the voltage is reduced to a voltage of, and this voltage is pulsated by a diode rectifier bridge as the rectifier circuit 48, smoothed by a smoothing capacitor 49, and supplied to the load 50.
  • this AC / DC power supply circuit As described above, in this AC / DC power supply circuit, a transformer for stepping down the commercial AC voltage is used. However, since the transformer is composed of a magnetic core and a large number of windings, the volume and mass are large. Since there is a need to obtain a predetermined capacity while maintaining sufficient stability against heat generated by electric current, there is a limit to downsizing and weight reduction. Therefore, this AC / DC power supply circuit has a problem that it is difficult to reduce the size and weight of the circuit as a whole.
  • a power supply circuit that does not use a transformer such as a transformerless power supply circuit disclosed in Patent Document 1 below, or a transformer such as a switching power supply circuit disclosed in Patent Document 2 described below. It is also conceivable to employ a power circuit that can be miniaturized.
  • the transformerless power supply circuit disclosed in the above-mentioned Patent Document 1 has a configuration in which the commercial AC power supply side and the load side are directly connected (that is, a configuration that is not DC-insulated).
  • the power supply circuit has a safety problem that there is a large risk of electric shock.
  • the transformerless power supply circuit also has a problem that the efficiency is low because energy loss due to the step-down resistor increases.
  • the switching element is generally switched at a frequency exceeding the audible frequency band (a frequency of about 20 kHz or more). There is a problem of generating many.
  • the present invention has been made to remedy such problems, and can reduce the risk of electric shock by DC-insulating the load side from an AC power source, and is small and lightweight, and has low high-frequency noise.
  • the main object is to provide an AC / DC conversion power supply circuit.
  • an AC / DC conversion power supply circuit rectifies a pair of input capacitors connected to the AC power source and an AC voltage supplied from the AC power source via the pair of input capacitors.
  • a rectifying circuit that outputs a pulsating voltage, a smoothing capacitor that smoothes the pulsating voltage and generates a DC voltage, and the smoothing of the pulsating voltage that is disposed between the rectifying circuit and the smoothing capacitor.
  • a semiconductor switch for controlling supply to the capacitor; and a control circuit for controlling on / off of the semiconductor switch, wherein the control circuit has the pulsating current voltage equal to or lower than a first predetermined voltage and the DC voltage is Only when the voltage is equal to or lower than a second predetermined voltage lower than the first predetermined voltage, the semiconductor switch is turned on to supply the pulsating voltage to the smoothing capacitor.
  • the AC / DC conversion power supply circuit outputs a pulsating voltage by rectifying an AC voltage supplied from the AC power supply via the pair of input capacitors receiving the AC power and the pair of input capacitors.
  • a control circuit for controlling the semiconductor switch to turn on the dummy load between the output lines of the DC voltage when the DC voltage exceeds a third predetermined voltage. Connecting.
  • the AC / DC conversion power supply circuit according to claim 3 is the AC / DC conversion power supply circuit according to claim 1 or 2, wherein the pair of input capacitors are configured by connecting a plurality of capacitors in series.
  • the AC / DC conversion power supply circuit According to the AC / DC conversion power supply circuit according to claim 1, it is possible to load from an AC power source such as a commercial AC power source by using a capacitor input (a configuration in which an AC voltage is input through a pair of capacitors) without using a transformer. Since the sides can be galvanically isolated, the risk of electric shock can be reduced. Moreover, since the amount of voltage drop at the capacitor can be adjusted by selecting the capacitance of the capacitor (input capacitor) for inputting the AC voltage, there is an effect that excessive input can be limited. In addition, since the transformer is not used, the entire circuit can be reduced in size and weight.
  • this AC / DC conversion power supply circuit when the charging voltage (DC voltage) of the smoothing capacitor becomes equal to or higher than the second predetermined voltage, the semiconductor switch is driven to the OFF state by the control circuit.
  • the supply of surplus charges to the load can be prevented, thereby suppressing the rise of the DC voltage, the DC voltage supplied to the load can be maintained below the second predetermined voltage, and the efficiency is further improved. Can be improved.
  • the semiconductor switch when the pulsating voltage becomes an excessive voltage equal to or higher than the first predetermined voltage, the semiconductor switch is driven to the OFF state by the control circuit. It is possible to reliably prevent the semiconductor switch from being damaged due to heat generation caused by power loss generated when it is driven to the on state with a large potential difference.
  • the semiconductor switch is not continuously switched at a high frequency (with a constant period), so that high-frequency noise is sufficiently generated. Can be suppressed to a low level (so that almost no high-frequency noise is generated).
  • the AC / DC conversion power supply circuit it is possible to load from an AC power source such as a commercial AC power source by using a capacitor input (a configuration in which an AC voltage is input via a pair of capacitors) without using a transformer. Since the sides can be galvanically isolated, the risk of electric shock can be reduced. Moreover, since the amount of voltage drop at the capacitor can be adjusted by selecting the capacitance of the capacitor (input capacitor) for inputting the AC voltage, there is an effect that excessive input can be limited. In addition, since the transformer is not used, the entire circuit can be reduced in size and weight. Further, unlike the switching power supply, since the semiconductor switch is not switched at a high frequency, there is an effect that almost no high frequency noise is generated.
  • each capacitor is divided and an AC voltage is applied thereto. Since the voltage drop across the capacitor can be increased while maintaining the AC voltage applied to the capacitor within the rated voltage of each capacitor, the DC voltage can be increased based on the higher AC voltage supplied from the (higher) AC power supply. A voltage can be output.
  • AC / DC conversion power supply circuit PS1 It is a block diagram of AC / DC conversion power supply circuit PS1. It is a block diagram of other AC / DC conversion power supply circuit PS2. It is a block diagram of other AC / DC conversion power supply circuit PS3. It is a block diagram of other AC / DC conversion power supply circuit PS4. It is a block diagram of the conventional AC / DC conversion power supply circuit.
  • the AC / DC conversion power supply circuit PS1 includes a pair of input capacitors 2 and 3, a rectifier circuit RC, a smoothing capacitor 22, a semiconductor switch 19, and a control circuit CNT.
  • the voltage Vac (for example, commercial AC voltage: AC100V) is converted into a DC voltage Vdc (for example, DC40V) and output to the load 23 through a pair of output lines L1 and L2.
  • a pair of input capacitors 2 and 3 connected to the AC power source 1 are connected to respective terminals of the AC power source 1.
  • each of the input capacitors 2 and 3 may be configured by a single capacitor, or a plurality of capacitors may be configured in parallel or series connection, or a combination thereof.
  • the rectifier circuit RC includes four diodes 4, 5, 6, and 7 and is formed as a full-wave rectifier circuit.
  • the rectifier circuit RC has a pair of input terminals connected to both ends of the AC power supply 1 via a pair of input capacitors 2 and 3. With this configuration, the rectifier circuit RC receives the AC voltage Vac via the input capacitors 2 and 3, and converts the AC voltage Vac into a pulsating voltage Vpc by full-wave rectification.
  • each input capacitor 2 and 3 is an impedance element connected in series with respect to the AC voltage Vac, the amount of voltage drop at each input capacitor 2 and 3 can be determined by appropriately selecting the capacitance value. It is also possible to prevent the excessive AC voltage Vac from being input to the rectifier circuit RC.
  • the smoothing capacitor 22 is connected between the output lines L1 and L2, and generates a DC voltage Vdc by smoothing the pulsating voltage Vpc output between the output lines L1 and L2 from the rectifier circuit RC side. Further, the smoothing capacitor 22 outputs the generated DC voltage Vdc to the load 23 via the output lines L1 and L2. Further, when the semiconductor switch 19 is in the off state, power is supplied only from the smoothing capacitor 22 to the load 23. Even in this state, the DC voltage Vdc is not suddenly reduced, that is, the semiconductor switch 19 is on.
  • the electrostatic capacity is defined to be a sufficiently large value so that the DC voltage Vdc before the transition to the state becomes equal to or higher than the voltage required at the load 23.
  • the semiconductor switch 19 is composed of a p-type MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor). Further, the semiconductor switch 19 is interposed in series with the output line L1 so that the source terminal side is the rectifier circuit RC side and the drain terminal side is the smoothing capacitor 22 side. The pulsating voltage Vpc output from the rectifier circuit RC to the output line L1 is controlled (supplied) to the smoothing capacitor 22.
  • the semiconductor switch 19 in addition to the MOSFET, other types of semiconductor switches such as other types of FETs (Field-Effect Transistors), bipolar transistors, and bipolar mode static induction transistors (BSITs). Can be used.
  • the control circuit CNT includes a capacitor 8, a Zener diode 9, and a resistor 10 to generate a stabilized DC reference voltage (for example, 4 V) from the pulsating voltage Vpc, and resistors 11 and 12.
  • a circuit that divides the current voltage Vpc to generate a divided pulsating voltage a circuit that includes resistors 20 and 21 to divide the DC voltage Vdc to generate a divided DC voltage; and comparators 13 and 14 and a transistor 15 , 16, a Zener diode 17 and a resistor 18, and a circuit for driving the semiconductor switch 19 to an on state or an off state based on the DC reference voltage, the divided pulsating voltage and the divided DC voltage.
  • the semiconductor switch 19 is turned on / off.
  • the AC / DC conversion power supply circuit PS1 is provided with a power supply circuit (for example, a series regulator circuit) that generates an operating DC voltage for each of the comparators 13 and 14 based on the pulsating voltage Vpc. Yes.
  • a power supply circuit for example, a series regulator circuit
  • a circuit for driving the semiconductor switch 19 among the above-described circuits constituting the control circuit CNT to an on state or an off state will be specifically described.
  • the DC reference voltage is input to the non-inverting input terminal of the comparator 13 and the inverting input terminal of the comparator 14.
  • the divided voltage pulsating voltage is input to the non-inverting input terminal of the comparator 14, and the divided DC voltage is input to the inverting input terminal of the comparator 13.
  • the Zener diode 17 is connected between the source terminal and the gate terminal of the MOSFET constituting the semiconductor switch 19.
  • the transistor 16 (in this example, as an example, an npn-type bipolar transistor) has an emitter terminal connected to the output line L2, and a collector terminal connected to the gate terminal of the MOSFET constituting the semiconductor switch 19 via the resistor 18. ing.
  • the transistor 15 (an npn bipolar transistor as an example in this example) has an emitter terminal connected to the output line L2 and a collector terminal connected to the base terminal of the transistor 16.
  • the base terminal of the transistor 16 is connected to the output terminal of the comparator 13, and the base terminal of the transistor 15 is connected to the output terminal of the comparator 14.
  • the resistance values of the resistors 11 and 12 are such that when the instantaneous value of the pulsating voltage Vpc is equal to or higher than the first predetermined voltage V1, the divided pulsating voltage output from the resistors 11 and 12 is equal to or higher than the DC reference voltage.
  • the ratio (voltage division ratio) at which the comparator 14 outputs an output voltage for shifting the transistor 15 to the ON state is defined in advance.
  • the resistance values of the resistors 20 and 21 are output from the resistors 20 and 21 when the DC voltage Vdc is equal to or higher than a second predetermined voltage V2 that is defined in advance as a voltage value lower than the first predetermined voltage V1.
  • the ratio of the divided DC voltage to be equal to or higher than the DC reference voltage and the comparator 13 to output the output voltage for shifting the transistor 16 to the OFF state (voltage division ratio) is defined in advance.
  • the rectifier circuit RC inputs the AC voltage Vac through the input capacitors 2 and 3 and converts it into the pulsating voltage Vpc.
  • the voltage of the smoothing capacitor 22 (DC voltage Vdc) is less than the second predetermined voltage V2, and the pulsating voltage Vpc is in a normal state (the instantaneous value of the pulsating voltage Vpc is less than the first predetermined voltage V1). That is, when the voltage is not an excessive voltage that is equal to or higher than the first predetermined voltage V1, the divided DC voltage input to the inverting input terminal of the comparator 13 is less than the DC reference voltage. Outputs an output voltage that causes the transistor 16 to transition to the ON state.
  • the comparator 14 since the divided pulsating voltage input to the non-inverting input terminal of the comparator 14 is less than the DC reference voltage, the comparator 14 outputs an output voltage that shifts the transistor 15 to the OFF state. Thereby, since the base terminal of the transistor 16 is not forcibly short-circuited to the potential of the emitter terminal by the transistor 15, the transistor 16 is driven to the on state by the output voltage from the comparator 13 to drive the semiconductor switch 19 to the on state. (In other words, the semiconductor switch 19 is driven to the on state by the control circuit CNT).
  • the pulsating voltage Vpc is supplied to the smoothing capacitor 22 through the semiconductor switch 19 in the on state. Further, the smoothing capacitor 22 smoothes the pulsating voltage Vpc to a DC voltage Vdc, and outputs (supplies) to the load 23 via the output lines L1 and L2. In this case, when the power of the pulsating voltage Vpc supplied to the smoothing capacitor 22 is larger than the power of the DC voltage Vdc supplied to the load 23, the smoothing capacitor 22 is charged by the difference power, and the DC voltage Vdc The voltage value rises.
  • the smoothing capacitor 22 continues to supply power to the load 23.
  • the semiconductor switch 19 is in the OFF state, the voltage value of the DC voltage Vdc gradually decreases.
  • the divided DC voltage input to the inverting input terminal of the comparator 13 becomes lower than the DC reference voltage.
  • the comparator 13 outputs an output voltage that shifts the transistor 16 to the ON state.
  • the control circuit CNT drives the semiconductor switch 19 to the ON state again, and restarts the supply of the pulsating voltage Vpc to the smoothing capacitor 22.
  • the control circuit CNT drives the semiconductor switch 19 to the on state when the DC voltage Vdc is less than the second predetermined voltage V2, and applies the pulsating voltage to the smoothing capacitor 22.
  • Vpc is supplied and the DC voltage Vdc is equal to or higher than the second predetermined voltage V2
  • the operation of driving the semiconductor switch 19 to the OFF state and stopping the supply of the pulsating voltage Vpc to the smoothing capacitor 22 is repeated.
  • the AC / DC conversion power supply circuit PS1 has the charging voltage (that is, the DC voltage Vdc) of the smoothing capacitor 22 within the range equal to or lower than the second predetermined voltage V2 and the minimum required voltage at the load 23. In this state, the DC voltage Vdc is output to the load 23.
  • the AC / DC conversion power supply circuit PS1 has a divided pulse that is input to the non-inverting input terminal of the comparator 14.
  • the current voltage becomes equal to or higher than the DC reference voltage, and thereby the comparator 14 outputs an output voltage that shifts the transistor 15 to the ON state. Therefore, the transistor 15 is turned on and the transistor 16 is forcibly turned off. As a result, the driving of the semiconductor switch 19 by the transistor 16 is also stopped. For this reason, the semiconductor switch 19 shifts to the off state (that is, the semiconductor switch 19 is driven to the off state by the control circuit CNT).
  • the semiconductor switch 19 When the semiconductor switch 19 is driven to an on state with a large potential difference between the source terminal and the drain terminal, the power loss increases, and therefore, the semiconductor switch 19 may suddenly generate heat and be damaged.
  • the pulsating voltage Vpc becomes an excessive voltage exceeding the first predetermined voltage V1, that is, between the source terminal and the drain terminal of the semiconductor switch 19. Since the semiconductor switch 19 is forcibly shifted to the OFF state in this way when the potential difference of is increased, damage due to heat generation is prevented.
  • the load 23 side can be isolated from the AC power source 1 with a pair of input capacitors 2 and 3 without using a transformer.
  • the entire AC / DC conversion power supply circuit PS1 can be reduced in size and weight while being reduced. Further, since the voltage drop amount at the input capacitors 2 and 3 can be adjusted by selecting the capacitance of the input capacitors 2 and 3, excessive input to the rectifier circuit RC side can be limited. Further, since a transformer that generates a large amount of heat is not used, high efficiency can be realized and internal heat generation of the AC / DC conversion power supply circuit PS1 can be reduced.
  • the semiconductor switch 19 is driven to the OFF state by the control circuit CNT. Therefore, supply of surplus charges to the smoothing capacitor 22 side can be prevented, thereby suppressing an increase in the DC voltage Vdc, and the DC voltage Vdc supplied to the load 23 can be kept below the second predetermined voltage V2. In addition, it is possible to maintain the voltage within a range that is at least required by the load 23 and to further improve the efficiency.
  • the semiconductor switch 19 when the pulsating voltage Vpc becomes an excessive voltage equal to or higher than the first predetermined voltage V1, the semiconductor switch 19 is driven to the off state by the control circuit CNT. It is possible to reliably prevent the semiconductor switch 19 from being damaged due to heat generation caused by power loss generated when the terminal is driven to the on state with a large potential difference between the terminal and the drain terminal.
  • the semiconductor switch 19 is not continuously switched at a high frequency (with a constant period), so that high-frequency noise is also generated. It can be suppressed to a sufficiently low level (so that high-frequency noise is hardly generated).
  • the AC / DC conversion power supply circuit PS1 employs a configuration in which the rectifier circuit RC is formed as a full-wave rectifier circuit using four diodes 4, 5, 6, and 7, but the AC / DC shown in FIG.
  • a configuration in which the rectifier circuit RC1 is formed into a half-wave rectifier circuit using one diode 24, such as the conversion power supply circuit PS2, may be employed. Since the AC / DC conversion power supply circuit PS2 is the same as the AC / DC conversion power supply circuit PS1 except for the rectifier circuit RC1, the same components are denoted by the same reference numerals and redundant description is omitted.
  • the AC / DC conversion power supply circuit PS2 includes the same semiconductor switch 19, smoothing capacitor 22, and control circuit CNT as the main components as the AC / DC conversion power supply circuit PS1, and therefore the same as the AC / DC conversion power supply circuit PS1. The effect of can be produced.
  • the AC / DC conversion power supply circuit PS3 includes a pair of input capacitors 26 and 27, a rectifier circuit RC2, a smoothing capacitor 37, a dummy load 35, a semiconductor switch 36, and a control circuit CNT1, and an AC voltage Vac (
  • a commercial AC voltage AC 100 V
  • Vdc DC 40 V
  • one end of the dummy load 35 is connected to the output line L1
  • the other end is connected to the collector terminal of the semiconductor switch 36 composed of an npn bipolar transistor.
  • the emitter terminal of the semiconductor switch 36 is connected to the output line L2.
  • the semiconductor switch 36 is connected to an output terminal of a comparator 34 (to be described later) constituting the control circuit CNT1 at its base terminal, and is turned on / off by the control circuit CNT1.
  • the semiconductor switch 36 may be another semiconductor switch such as an FET (Field-Effect Transistor) such as a MOSFET or a bipolar mode static induction transistor (BSIT). it can.
  • FET Field-Effect Transistor
  • MOSFET MOSFET
  • BSIT bipolar mode static induction transistor
  • the input capacitors 26 and 27 are the same as the input capacitors 2 and 3 of the AC / DC conversion power supply circuit PS1, and the rectifier circuit RC2 (diode 28) is the rectifier circuit RC1 (
  • the smoothing capacitor 37 is the same as the diode 24), and the smoothing capacitor 37 is the same as the smoothing capacitor 22 of the AC / DC conversion power supply circuit PS1.
  • the capacitor 30, the Zener diode 31, the resistor 29, the resistors 32 and 33, and the comparator 34 that constitute the control circuit CNT1 are the capacitor 8, the Zener diode 9, the resistor 10, and the comparator 34 that constitute the control circuit CNT of the AC / DC conversion power supply circuit PS1.
  • the resistors 11 and 12 and the comparator 14 are the same. For this reason, the description about each of these components is abbreviate
  • the rectifier circuit RC2 In the AC / DC conversion power supply circuit PS3, in the input state of the AC voltage Vac, the rectifier circuit RC2 inputs the AC voltage Vac through the input capacitors 26 and 27 and converts it into the pulsating voltage Vpc to output lines L1 and L2. Output.
  • the AC / DC conversion power supply circuit PS3 unlike the AC / DC conversion power supply circuits PS1 and PS2, no semiconductor switch is provided on the output line L1. For this reason, the output of the rectifier circuit RC2 is directly connected to the load 38 via the output lines L1 and L2. As a result, the pulsating voltage Vpc output between the output lines L1 and L2 from the rectifier circuit RC2 is immediately smoothed to the DC voltage Vdc by the smoothing capacitor 37.
  • the AC / DC conversion power supply circuit PS3 outputs all the generated power to the load 38 via the output lines L1 and L2.
  • the smoothing capacitor 37 is charged by the difference power, and the DC voltage Vdc rises.
  • the charging voltage (DC voltage Vdc) of the smoothing capacitor 37 increases and becomes equal to or higher than the predetermined voltage V2
  • the divided DC voltage input to the non-inverting input terminal of the comparator 34 becomes equal to or higher than the DC reference voltage. Therefore, the comparator 34 outputs an output voltage that shifts the semiconductor switch 36 to the on state.
  • the dummy load 35 is connected between the output lines L1 and L2 via the semiconductor switch 36 in the on state. Therefore, the generated surplus charges are consumed by the dummy load 35, so that the generation of surplus charges is prevented and the rise of the DC voltage Vdc is suppressed.
  • the smoothing capacitor 22 continues to supply power to the load 23. For this reason, when the power obtained by adding the power consumed by the dummy load 35 to the power to the load 23 exceeds the power output from the rectifier circuit RC2, the charging voltage (DC voltage Vdc) of the smoothing capacitor 37 is Decrease gradually. Thereafter, when the DC voltage Vdc becomes lower than the predetermined voltage V2, the divided DC voltage input to the non-inverting input terminal of the comparator 34 becomes lower than the DC reference voltage. Therefore, the control circuit CNT1 (comparator 34) outputs an output voltage that shifts the semiconductor switch 36 to the OFF state.
  • the connection of the dummy load 35 is stopped between the output lines L1 and L2 (that is, the power consumption at the dummy load 35 is stopped). Therefore, when the power output from the rectifier circuit RC2 is larger than the power of the DC voltage Vdc supplied to the load 38, the smoothing capacitor 37 is charged by the differential power, and the DC voltage Vdc rises again.
  • the control circuit CNT1 drives the semiconductor switch 36 to an off state and stops the consumption of power at the dummy load 35, thereby charging the smoothing capacitor 37 with a charge.
  • the semiconductor switch 36 is driven to be turned on so that the surplus charge is consumed by the dummy load 35, thereby stopping the charging of the surplus charge to the smoothing capacitor 37. repeat.
  • the AC / DC conversion power supply circuit PS3 maintains the charging voltage (that is, the DC voltage Vdc) of the smoothing capacitor 37 within the range of the predetermined voltage V2 or less and the minimum voltage required by the load 38. In the state, the DC voltage Vdc is output to the load 38.
  • the load 38 side can be isolated from the AC power supply 1 with a pair of input capacitors 26 and 27 without using a transformer. While being reduced, the entire AC / DC conversion power supply circuit PS3 can be reduced in size and weight. Moreover, since the amount of voltage drop at the input capacitors 26 and 27 can be adjusted by selecting the capacitance of the input capacitors 2 and 3, excessive input (excessive charge input) to the rectifier circuit RC2 side may be limited. As a result, the loss generated in the dummy load 35 can be reduced.
  • the semiconductor switch 36 is driven to the ON state by the control circuit CNT1, so that the smoothing Generation of surplus charges on the capacitor 37 side is prevented, and an increase in the DC voltage Vdc can be suppressed.
  • the DC voltage Vdc supplied to the load 38 can be maintained within a range equal to or lower than the predetermined voltage V2 and equal to or higher than the minimum voltage required by the load 38.
  • the semiconductor switch 36 is not continuously switched at a high frequency (with a constant period), and therefore high-frequency noise is also generated. It can be suppressed to a sufficiently low level (so that high-frequency noise is hardly generated).
  • FIG. 4 shows an AC / DC conversion power supply circuit PS4 obtained by applying this configuration to the AC / DC conversion power supply circuit PS1.
  • one input capacitor 43 of the pair of input capacitors 43, 44 is configured by connecting the input capacitor 2 and the input capacitor 41 in series, and the other The input capacitor 44 is configured by connecting the input capacitor 3 and the input capacitor 42 in series.
  • the voltage applied to each of the pair of input capacitors 43, 44 is divided and applied to each of the input capacitors 2, 3, 41, 42 connected in series (input capacitors 2, 41). Therefore, the voltage applied to each input capacitor 2, 3, 41, 42 is applied to each input capacitor 2, 3, 41. , 42 can be maintained within the rated voltage of the input capacitors 2, 3, 41, 42 while the voltage drop amount can be increased.
  • AC power supply 40 (commercial AC voltage: AC200V system (for example, AC220V)) Even when the AC voltage Vac is supplied from an AC power source having a higher voltage, the capacitances of the input capacitors 2, 3, 41, and 42 are appropriately defined (for example, all are the same)
  • the voltage applied to the input capacitors 2 and 3 in the AC / DC conversion power supply circuit PS1 using the AC power supply 1 (commercial AC voltage: AC100V) is converted into an AC voltage between the input terminals of the rectifier circuit RC. Can be reduced (stepped down) to the same voltage value.
  • an equivalent DC voltage Vdc can be generated from the AC power supply 40 and output to the load 23 while making the main components other than the pair of input capacitors 43 and 44 common to the AC / DC conversion power supply circuit PS1.
  • the AC / DC conversion power supply circuit PS4 by providing a simple step-down circuit in which a plurality of capacitors 2, 41 (or capacitors 3, 42) are connected in series to form an input capacitor, a high voltage (for example, AC 200V) is provided.
  • AC) DC conversion can be performed by connecting to a commercial AC power source.
  • the AC / DC conversion power supply circuit according to the present invention can be used in the field of a power supply circuit that converts an AC voltage supplied from an AC power supply into a DC voltage while insulating the load side from the AC power supply in a DC manner.

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Abstract

　交流電源から負荷側を直流的に絶縁し、小型軽量化を図り、かつ高周波ノイズを少なくする。　交流電源１に接続される入力コンデンサ２，３と、入力コンデンサ２，３を介して交流電源１から供給される交流電圧Ｖａｃを整流して脈流電圧Ｖｐｃを出力する整流回路ＲＣと、脈流電圧Ｖｐｃを平滑して直流電圧Ｖｄｃを生成する平滑コンデンサ２２と、整流回路ＲＣと平滑コンデンサ２２との間に配設されて脈流電圧Ｖｐｃの平滑コンデンサ２２への供給を制御する半導体スイッチ１９と、半導体スイッチ１９のオン・オフを制御する制御回路ＣＮＴとを備え、制御回路ＣＮＴは、脈流電圧Ｖｐｃが第１の所定電圧Ｖ１以下となり、かつ直流電圧Ｖｄｃが第２の所定電圧Ｖ２以下となっているときにのみ半導体スイッチ１９をオンに制御する。

Description

交流直流変換電源回路
　本発明は、商用交流電源から直流電源に電力変換する電源回路に関するものである。
　一般的に、交流直流変換電源回路は、交流電源を直流に変換するために、トランスと整流回路と平滑回路とを用いて電源回路が構成されている。図５に、従来の交流直流変換電源回路例を示す。この電源回路は、トランス４７、整流回路４８、平滑コンデンサ４９を備える。
　この電源回路では、交流電源４６をトランス４７の一次側に接続することで、そのトランス４７の二次側を交流電源４６から直流的に絶縁すると共に、この二次側に生成される電圧を所定の電圧に減圧し、この電圧を整流回路４８としてのダイオード整流ブリッジで脈流とした後に、平滑コンデンサ４９によって平滑化し、この平滑した電圧を負荷５０に供給する。
　このように、この交流直流電源回路では、商用交流電圧を降圧するためのトランスを使用しているが、トランスは、磁芯及び多数の巻き線で構成されているので体積・質量ともに大きい上に、電流による発熱に対する十分な安定性を維持しながら所定の容量を得る必要があるため小型化・軽量化には限界がある。したがって、この交流直流電源回路には、回路全体としても小型化・軽量化が困難であるという課題が存在していた。
　この課題を解決するため、例えば、下記特許文献１に開示されているトランスレス電源回路のようにトランスを使用しない電源回路や、下記特許文献２に開示されているスイッチング電源回路のようにトランスを小型化し得る電源回路を採用することも考えられる。
特開平６－３５１２４７号公報 特開２００５－３５４７７６号公報
　ところが、上記の特許文献１に開示されているトランスレス電源回路では、商用交流電源側と負荷側とが直接接続される構成（つまり、直流的に絶縁されていない構成）のため、このトランスレス電源回路には、感電の危険性が大きいという安全面での課題がある。また、このトランスレス電源回路には、降圧抵抗によるエネルギーロスも大きくなるため、効率が悪いという課題もある。
　また、上記の特許文献２に開示されているスイッチング電源回路では、一般的に可聴周波数帯域を超える周波数（約２０ｋＨｚ以上の周波数）でスイッチ素子をスイッチングさせるため、このスイッチング電源回路には、高周波ノイズを多く発生するという課題が存在している。
　本発明は、かかる課題を改善すべくなされたものであり、交流電源から負荷側を直流的に絶縁して感電の危険性を軽減し得ると共に、小型・軽量であって、かつ高周波ノイズの少ない交流直流変換電源回路を提供することを主目的とする。
　上記目的を達成すべく請求項１記載の交流直流変換電源回路は、交流電源に接続される一対の入力コンデンサと、当該一対の入力コンデンサを介して前記交流電源から供給される交流電圧を整流して脈流電圧を出力する整流回路と、当該脈流電圧を平滑して直流電圧を生成する平滑コンデンサと、前記整流回路と前記平滑コンデンサとの間に配設されて前記脈流電圧の前記平滑コンデンサへの供給を制御する半導体スイッチと、当該半導体スイッチのオン・オフを制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記脈流電圧が第１の所定電圧以下となり、かつ前記直流電圧が当該第１の所定電圧よりも低い第２の所定電圧以下となっているときにのみ前記半導体スイッチをオンに制御して前記脈流電圧を前記平滑コンデンサに供給させる。
　また、請求項２記載の交流直流変換電源回路は、交流電源を受ける一対の入力コンデンサと、当該一対の入力コンデンサを介して前記交流電源から供給される交流電圧を整流して脈流電圧を出力する整流回路と、当該脈流電圧を平滑して直流電圧を生成する平滑コンデンサと、前記直流電圧に対してダミー負荷となる抵抗と直列に接続された半導体スイッチと、当該半導体スイッチのオン・オフを制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記直流電圧が第３の所定電圧以上となったときに前記半導体スイッチをオンに制御して前記ダミー負荷を当該直流電圧の出力ライン間に接続する。
　また、請求項３記載の交流直流変換電源回路は、請求項１または２記載の交流直流変換電源回路において、前記一対の入力コンデンサは、複数のコンデンサが直列接続されてそれぞれ構成されている。
　請求項１記載の交流直流変換電源回路によれば、トランスを使用することなくコンデンサ入力（一対のコンデンサを介して交流電圧を入力する構成）とすることにより、商用交流電源などの交流電源から負荷側を直流的に絶縁できるため、感電の危険性を軽減できる。また、交流電圧を入力するコンデンサ（入力コンデンサ）の容量の選択によって、コンデンサでの電圧降下量を調整することができるため、過大入力を制限できる効果もある。また、トランスを使用しない構成のため、回路全体の小型軽量化も実現できる。また、発熱の大きいトランスを使用しない構成のため、高効率化が実現できて、これにより電源回路の内部発熱を少なくできる効果もある。また、スイッチング電源と異なり、半導体スイッチを高い周波数でスイッチングさせないため、高周波ノイズも殆ど生じないという効果もある。
　また、この交流直流変換電源回路によれば、平滑コンデンサの充電電圧（直流電圧）が第２の所定電圧以上になったときには、半導体スイッチが制御回路によってオフ状態に駆動されるため、平滑コンデンサ側への余剰電荷の供給を阻止でき、これにより、直流電圧の上昇を抑制することができて、負荷に供給される直流電圧を第２の所定電圧以下に維持することができると共に、効率をさらに向上させることができる。
　また、この交流直流変換電源回路によれば、脈流電圧が第１の所定電圧以上の過大な電圧となったときには、半導体スイッチが制御回路によってオフ状態に駆動されるため、半導体スイッチの端子間の電位差が大きな状態でオン状態に駆動された際に発生する損失電力が原因となる発熱で半導体スイッチが破損する事態を確実に防止することができる。
　また、この交流直流変換電源回路によれば、半導体スイッチは存在するものの、スイッチング電源とは異なり、半導体スイッチを高い周波数で継続的に（一定の周期で）スイッチングさせないため、高周波ノイズの発生も十分に低いレベルに抑える（高周波ノイズを殆ど発生しないようにする）ことができる。
　請求項２記載の交流直流変換電源回路によれば、トランスを使用することなくコンデンサ入力（一対のコンデンサを介して交流電圧を入力する構成）とすることにより、商用交流電源などの交流電源から負荷側を直流的に絶縁できるため、感電の危険性を軽減できる。また、交流電圧を入力するコンデンサ（入力コンデンサ）の容量の選択によって、コンデンサでの電圧降下量を調整することができるため、過大入力を制限できる効果もある。また、トランスを使用しない構成のため、回路全体の小型軽量化も実現できる。また、スイッチング電源と異なり、半導体スイッチを高い周波数でスイッチングさせないため、高周波ノイズも殆ど生じないという効果もある。
　請求項３記載の交流直流変換電源回路によれば、複数のコンデンサを直列接続して一対のコンデンサをそれぞれ構成したことにより、各コンデンサに分圧されて交流電圧が印加されるため、この各コンデンサに印加される交流電圧を各コンデンサの定格電圧内に維持しつつ、コンデンサでの電圧降下量を増加させることができるため、（より高い）交流電源から供給されるより高い交流電圧に基づいて直流電圧を出力することができる。
交流直流変換電源回路ＰＳ１の構成図である。 他の交流直流変換電源回路ＰＳ２の構成図である。 他の交流直流変換電源回路ＰＳ３の構成図である。 他の交流直流変換電源回路ＰＳ４の構成図である。 従来の交流直流変換電源回路の構成図である。
　以下、交流直流変換電源回路の実施の形態について、添付図面を参照して説明する。
　最初に、交流直流変換電源回路ＰＳ１の構成について、図１を参照して説明する。
　交流直流変換電源回路ＰＳ１は、図１に示すように、一対の入力コンデンサ２，３、整流回路ＲＣ、平滑コンデンサ２２、半導体スイッチ１９、および制御回路ＣＮＴを備え、交流電源１から供給される交流電圧Ｖａｃ（一例として商用交流電圧：ＡＣ１００Ｖ）を直流電圧Ｖｄｃ（例えば、ＤＣ４０Ｖ）に変換すると共に、一対の出力ラインＬ１，Ｌ２を介して負荷２３に出力する。
　交流電源１に接続される一対の入力コンデンサ２，３は、交流電源１の各端子にそれぞれ接続されている。この場合、各入力コンデンサ２，３は、単一のコンデンサで構成してもよいし、複数のコンデンサを並列若しくは直列接続、またはこれらの組み合わせで構成することもできる。整流回路ＲＣは、４つのダイオード４，５，６，７を備えて、全波整流回路に形成されている。また、整流回路ＲＣは、その一対の入力端子が一対の入力コンデンサ２，３を介して交流電源１の両端に接続されている。この構成により、整流回路ＲＣは、入力コンデンサ２，３を介して交流電圧Ｖａｃを入力すると共に、この交流電圧Ｖａｃを全波整流して脈流電圧Ｖｐｃに変換する。
　この交流直流変換電源回路ＰＳ１では、このようにして、交流電源１の各端子と整流回路ＲＣの入力端子との間に一対の入力コンデンサ２，３が配設されているため、この入力コンデンサ２，３により、交流電源１側と、負荷２３側（整流回路ＲＣ以降の回路）とが直流的に分離されている。これにより、交流直流変換電源回路ＰＳ１では、負荷２３側（各出力ラインＬ１，Ｌ２）と大地との間での感電の危険性が軽減されて、安全性が高められている。また、各入力コンデンサ２，３は、交流電圧Ｖａｃに対して直列に接続されたインピーダンス素子であるため、静電容量値を適正に選択することにより、各入力コンデンサ２，３での電圧降下量を調整することができて、過大な交流電圧Ｖａｃの整流回路ＲＣへの入力を防止することも可能である。
　平滑コンデンサ２２は、出力ラインＬ１，Ｌ２間に接続されて、整流回路ＲＣ側から出力ラインＬ１，Ｌ２間に出力される脈流電圧Ｖｐｃを平滑して直流電圧Ｖｄｃを生成する。また、平滑コンデンサ２２は、生成した直流電圧Ｖｄｃを、出力ラインＬ１，Ｌ２を介して負荷２３に出力する。また、半導体スイッチ１９がオフ状態のときには、平滑コンデンサ２２のみから負荷２３に対して電力を供給するが、この状態においても、直流電圧Ｖｄｃが急激に低下しないように、つまり、半導体スイッチ１９がオン状態に移行するまでの間の直流電圧Ｖｄｃが負荷２３において必要とされる電圧以上となるように、その静電容量が十分に大きな値に規定されている。
　半導体スイッチ１９は、一例として、ｐ型のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor ）で構成されている。また、半導体スイッチ１９は、ソース端子側が整流回路ＲＣ側になり、ドレイン端子側が平滑コンデンサ２２側になるようにして出力ラインＬ１に直列に介装されることにより、整流回路ＲＣと平滑コンデンサ２２との間に配設されて、整流回路ＲＣから出力ラインＬ１に出力される脈流電圧Ｖｐｃの平滑コンデンサ２２への供給（受け渡し）を制御する。なお、半導体スイッチ１９としては、ＭＯＳＦＥＴ以外に、他の種類のＦＥＴ（Field-Effect Transistor ）や、バイポーラトランジスタや、バイポーラモード静電誘導トランジスタ（ＢＳＩＴ：Bipolar mode Static Induction Transistor）などの他の半導体スイッチを用いることができる。
　制御回路ＣＮＴは、コンデンサ８、ツェナーダイオード９および抵抗１０で構成されて脈流電圧Ｖｐｃから安定化された直流基準電圧（例えば、４Ｖ）を生成する回路と、抵抗１１，１２で構成されて脈流電圧Ｖｐｃを分圧して分圧脈流電圧を生成する回路と、抵抗２０，２１で構成されて直流電圧Ｖｄｃを分圧して分圧直流電圧を生成する回路と、コンパレータ１３，１４、トランジスタ１５，１６、ツェナーダイオード１７および抵抗１８で構成されると共に上記の直流基準電圧、分圧脈流電圧および分圧直流電圧に基づいて半導体スイッチ１９をオン状態またはオフ状態に駆動する回路とを備えて、半導体スイッチ１９のオン・オフを制御する。なお、図示はしないが、交流直流変換電源回路ＰＳ１には、脈流電圧Ｖｐｃに基づいて各コンパレータ１３，１４用の作動直流電圧を生成する電源回路（例えば、シリーズレギュレータ回路）が配設されている。
　制御回路ＣＮＴを構成する上記の各回路のうちの半導体スイッチ１９をオン状態またはオフ状態に駆動する回路について、具体的に説明する。
　コンパレータ１３の非反転入力端子およびコンパレータ１４の反転入力端子には、上記の直流基準電圧が入力される。また、コンパレータ１４の非反転入力端子には、上記の分圧脈流電圧が入力され、コンパレータ１３の反転入力端子には、上記の分圧直流電圧が入力される。ツェナーダイオード１７は、半導体スイッチ１９を構成するＭＯＳＦＥＴのソース端子とゲート端子との間に接続されている。
　トランジスタ１６（本例では一例として、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタ）は、エミッタ端子が出力ラインＬ２に接続されると共に、コレクタ端子が抵抗１８を介して半導体スイッチ１９を構成するＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続されている。トランジスタ１５（本例では一例として、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタ）は、エミッタ端子が出力ラインＬ２に接続されると共に、コレクタ端子がトランジスタ１６のベース端子に接続されている。また、トランジスタ１６のベース端子はコンパレータ１３の出力端子に接続され、トランジスタ１５のベース端子はコンパレータ１４の出力端子に接続されている。
　また、抵抗１１，１２の各抵抗値は、脈流電圧Ｖｐｃの瞬時値が第１の所定電圧Ｖ１以上のときに、抵抗１１，１２から出力される分圧脈流電圧が直流基準電圧以上となって、コンパレータ１４がトランジスタ１５をオン状態に移行させる出力電圧を出力する比率（分圧比）に予め規定されている。また、抵抗２０，２１の各抵抗値は、直流電圧Ｖｄｃが第１の所定電圧Ｖ１よりも低い電圧値に予め規定された第２の所定電圧Ｖ２以上のときに、抵抗２０，２１から出力される分圧直流電圧が直流基準電圧以上となって、コンパレータ１３がトランジスタ１６をオフ状態に移行させる出力電圧を出力する比率（分圧比）に予め規定されている。
　次いで、交流直流変換電源回路ＰＳ１の動作について、図１を参照して説明する。
　交流直流変換電源回路ＰＳ１では、交流電圧Ｖａｃの入力状態において、整流回路ＲＣが、入力コンデンサ２，３を介して交流電圧Ｖａｃを入力すると共に脈流電圧Ｖｐｃに変換する。
　この状態において、平滑コンデンサ２２の電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が第２の所定電圧Ｖ２未満であって、かつ脈流電圧Ｖｐｃが通常状態（脈流電圧Ｖｐｃの瞬時値が第１の所定電圧Ｖ１未満。つまり、第１の所定電圧Ｖ１以上の過大な電圧とはなっていない状態）のときには、コンパレータ１３の反転入力端子に入力されている分圧直流電圧は直流基準電圧未満となるため、コンパレータ１３は、トランジスタ１６をオン状態に移行させる出力電圧を出力する。また、コンパレータ１４の非反転入力端子に入力されている分圧脈流電圧は直流基準電圧未満となるため、コンパレータ１４は、トランジスタ１５をオフ状態に移行させる出力電圧を出力する。これにより、トランジスタ１６は、そのベース端子がトランジスタ１５によって強制的にエミッタ端子の電位に短絡されないことから、コンパレータ１３からの出力電圧によってオン状態に駆動されて、半導体スイッチ１９をオン状態に駆動する（つまり、半導体スイッチ１９は、制御回路ＣＮＴによってオン状態に駆動される）。
　したがって、脈流電圧Ｖｐｃが、オン状態の半導体スイッチ１９を介して平滑コンデンサ２２に供給される。また、平滑コンデンサ２２は、この脈流電圧Ｖｐｃを直流電圧Ｖｄｃに平滑して、出力ラインＬ１，Ｌ２を介して負荷２３に出力（供給）する。この場合、平滑コンデンサ２２に供給される脈流電圧Ｖｐｃの電力が、負荷２３に供給される直流電圧Ｖｄｃの電力よりも大きいときには、その差分電力によって平滑コンデンサ２２が充電されて、直流電圧Ｖｄｃの電圧値が上昇する。
　この平滑コンデンサ２２の充電電圧（直流電圧Ｖｄｃ）の上昇が進み、第２の所定電圧Ｖ２以上になったときには、余剰電荷が発生した状態となる。このときには、コンパレータ１３の反転入力端子に入力されている分圧直流電圧が直流基準電圧以上になる。このため、コンパレータ１３は、トランジスタ１６をオフ状態に移行させる出力電圧を出力する。これにより、トランジスタ１６は、コンパレータ１３によってオフ状態に駆動されて、半導体スイッチ１９に対する駆動を停止する。このため、半導体スイッチ１９は、オフ状態に移行する（つまり、半導体スイッチ１９は、制御回路ＣＮＴによってオフ状態に駆動される）。したがって、脈流電圧Ｖｐｃの平滑コンデンサ２２側への供給が、オフ状態の半導体スイッチ１９によって停止されて、余剰電荷の発生が防止される（直流電圧Ｖｄｃの上昇が抑制される）。
　この状態においても、平滑コンデンサ２２は、負荷２３に対して電力の供給を継続する。このため、半導体スイッチ１９がオフ状態のときには、直流電圧Ｖｄｃの電圧値は徐々に低下する。その後、直流電圧Ｖｄｃが第２の所定電圧Ｖ２未満になったときには、コンパレータ１３の反転入力端子に入力されている分圧直流電圧が直流基準電圧未満となる。このため、コンパレータ１３がトランジスタ１６をオン状態に移行させる出力電圧を出力する。これにより、制御回路ＣＮＴは、半導体スイッチ１９を再度オン状態に駆動して、脈流電圧Ｖｐｃの平滑コンデンサ２２への供給を再開させる。
　このようにして、脈流電圧Ｖｐｃが通常状態のときには、制御回路ＣＮＴは、直流電圧Ｖｄｃが第２の所定電圧Ｖ２未満のときには半導体スイッチ１９をオン状態に駆動して平滑コンデンサ２２に脈流電圧Ｖｐｃを供給し、直流電圧Ｖｄｃが第２の所定電圧Ｖ２以上のときには半導体スイッチ１９をオフ状態に駆動して平滑コンデンサ２２への脈流電圧Ｖｐｃの供給を停止するという動作を繰り返す。これにより、交流直流変換電源回路ＰＳ１は、その平滑コンデンサ２２の充電電圧（つまり、直流電圧Ｖｄｃ）を第２の所定電圧Ｖ２以下で、かつ負荷２３で最低限必要とされる電圧以上の範囲内に維持した状態で、負荷２３に対して直流電圧Ｖｄｃを出力する。
　一方、脈流電圧Ｖｐｃの瞬時値が第１の所定電圧Ｖ１以上の過大な電圧となったときには、この交流直流変換電源回路ＰＳ１では、コンパレータ１４の非反転入力端子に入力されている分圧脈流電圧が直流基準電圧以上となり、これによってコンパレータ１４がトランジスタ１５をオン状態に移行させる出力電圧を出力する。このため、トランジスタ１５がオン状態に移行して、トランジスタ１６を強制的にオフ状態に移行させる。これにより、トランジスタ１６による半導体スイッチ１９に対する駆動も停止する。このため、半導体スイッチ１９は、オフ状態に移行する（つまり、半導体スイッチ１９は、制御回路ＣＮＴによってオフ状態に駆動される）。半導体スイッチ１９は、ソース端子とドレイン端子との間の電位差が大きな状態でオン状態に駆動された場合には損失電力が大きくなることから、急激に発熱して破損するおそれがある。しかしながら、この交流直流変換電源回路ＰＳ１では、上記したように、脈流電圧Ｖｐｃが第１の所定電圧Ｖ１を超える過大な電圧となったとき、つまり半導体スイッチ１９のソース端子とドレイン端子との間の電位差が大きな状態となったときには、このようにして半導体スイッチ１９が強制的にオフ状態に移行させられるため、発熱による破損が防止されている。
　このように、この交流直流変換電源回路ＰＳ１によれば、トランスを使用することなく一対の入力コンデンサ２，３だけで交流電源１から負荷２３側を直流的に絶縁できるため、感電の危険性を軽減しつつ、交流直流変換電源回路ＰＳ１全体を小型化・軽量化することができる。また、入力コンデンサ２，３の容量の選択によって、入力コンデンサ２，３での電圧降下量を調整することができるため、整流回路ＲＣ側への過大入力を制限することもできる。また、発熱の大きいトランスを使用しない構成のため、高効率化を実現できると共に、交流直流変換電源回路ＰＳ１の内部発熱を少なくすることができる。
　また、交流直流変換電源回路ＰＳ１によれば、平滑コンデンサ２２の充電電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が第２の所定電圧Ｖ２以上になったときには、半導体スイッチ１９が制御回路ＣＮＴによってオフ状態に駆動されるため、平滑コンデンサ２２側への余剰電荷の供給を阻止でき、これにより、直流電圧Ｖｄｃの上昇を抑制することができて、負荷２３に供給される直流電圧Ｖｄｃを第２の所定電圧Ｖ２以下で、かつ負荷２３で最低限必要とされる電圧以上の範囲内に維持することができると共に、効率をさらに向上させることができる。
　また、交流直流変換電源回路ＰＳ１によれば、脈流電圧Ｖｐｃが第１の所定電圧Ｖ１以上の過大な電圧となったときには、半導体スイッチ１９が制御回路ＣＮＴによってオフ状態に駆動されるため、ソース端子とドレイン端子との間の電位差が大きな状態でオン状態に駆動された際に発生する損失電力が原因となる発熱で半導体スイッチ１９が破損する事態を確実に防止することができる。
　また、交流直流変換電源回路ＰＳ１によれば、半導体スイッチ１９は存在するものの、スイッチング電源と異なり、半導体スイッチ１９を高い周波数で継続的に（一定の周期で）スイッチングさせないため、高周波ノイズの発生も十分に低いレベルに抑える（高周波ノイズを殆ど発生しないようにする）ことができる。
　なお、上記の交流直流変換電源回路ＰＳ１では、整流回路ＲＣを４つのダイオード４，５，６，７を用いて全波整流回路に形成する構成を採用しているが、図２に示す交流直流変換電源回路ＰＳ２のように、整流回路ＲＣ１を１つのダイオード２４を用いて半波整流回路に形成する構成を採用することもできる。なお、交流直流変換電源回路ＰＳ２は、整流回路ＲＣ１以外は交流直流変換電源回路ＰＳ１と同一であるため、同一の構成については同一の符号を付して重複する説明を省略する。
　この交流直流変換電源回路ＰＳ２によれば、交流直流変換電源回路ＰＳ１と同一の半導体スイッチ１９、平滑コンデンサ２２および制御回路ＣＮＴを主たる構成要素として備えているため、交流直流変換電源回路ＰＳ１と同じ上記の効果を奏することができる。
　次に、交流直流変換電源回路の他の実施の形態について、添付図面を参照して説明する。
　まず、他の実施の形態である交流直流変換電源回路ＰＳ３の構成について、図３を参照して説明する。
　交流直流変換電源回路ＰＳ３は、一対の入力コンデンサ２６，２７、整流回路ＲＣ２、平滑コンデンサ３７、ダミー負荷３５、半導体スイッチ３６、および制御回路ＣＮＴ１を備え、交流電源２５から供給される交流電圧Ｖａｃ（一例として商用交流電圧：ＡＣ１００Ｖ）を直流電圧Ｖｄｃ（例えば、ＤＣ４０Ｖ）に変換すると共に、一対の出力ラインＬ１，Ｌ２を介して負荷３８に出力する。この場合、図３に示すように、ダミー負荷３５は、一端が出力ラインＬ１に接続され、他端がｎｐｎ型のバイポーラトランジスタで構成された半導体スイッチ３６のコレクタ端子に接続されている。また、半導体スイッチ３６は、そのエミッタ端子が出力ラインＬ２に接続されている。また、半導体スイッチ３６は、そのベース端子には制御回路ＣＮＴ１を構成する後述のコンパレータ３４の出力端子が接続されて、制御回路ＣＮＴ１によってオン・オフ制御される。
　また、半導体スイッチ３６としては、バイポーラトランジスタ以外に、ＭＯＳＦＥＴなどのＦＥＴ（Field-Effect Transistor ）や、バイポーラモード静電誘導トランジスタ（ＢＳＩＴ：Bipolar mode Static Induction Transistor）などの他の半導体スイッチを用いることができる。
　なお、入力コンデンサ２６，２７は、上記した交流直流変換電源回路ＰＳ１の入力コンデンサ２，３と同一であり、整流回路ＲＣ２（ダイオード２８）は、上記した交流直流変換電源回路ＰＳ２の整流回路ＲＣ１（ダイオード２４）と同一であり、平滑コンデンサ３７は、交流直流変換電源回路ＰＳ１の平滑コンデンサ２２と同一である。また、制御回路ＣＮＴ１を構成するコンデンサ３０、ツェナーダイオード３１、抵抗２９、抵抗３２，３３およびコンパレータ３４は、交流直流変換電源回路ＰＳ１の制御回路ＣＮＴを構成するコンデンサ８、ツェナーダイオード９、抵抗１０、抵抗１１，１２およびコンパレータ１４とそれぞれ同一である。このため、これらの各構成要素についての説明を省略する。
　次いで、交流直流変換電源回路ＰＳ３の動作について、図３を参照して説明する。
　交流直流変換電源回路ＰＳ３では、交流電圧Ｖａｃの入力状態において、整流回路ＲＣ２が、入力コンデンサ２６，２７を介して交流電圧Ｖａｃを入力すると共に脈流電圧Ｖｐｃに変換して出力ラインＬ１，Ｌ２に出力する。この交流直流変換電源回路ＰＳ３では、上記の交流直流変換電源回路ＰＳ１，ＰＳ２とは異なり、出力ラインＬ１に半導体スイッチが配設されていない。このため、整流回路ＲＣ２の出力は、各出力ラインＬ１，Ｌ２を介して負荷３８に直接的に接続されている。これにより、整流回路ＲＣ２から出力ラインＬ１，Ｌ２間に出力された脈流電圧Ｖｐｃは、平滑コンデンサ３７によって直ちに直流電圧Ｖｄｃに平滑される。
　この状態において、平滑コンデンサ３７の電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が所定電圧（交流直流変換電源回路ＰＳ１での第２の所定電圧Ｖ２。以下、「所定電圧Ｖ２」ともいう）未満のときには、コンパレータ３４の非反転入力端子に入力されている分圧直流電圧は直流基準電圧未満となる。このため、コンパレータ３４は、半導体スイッチ３６をオフ状態に移行させる出力電圧を出力する（半導体スイッチ３６は、制御回路ＣＮＴ１によってオフ状態に駆動される）。これにより、各出力ラインＬ１，Ｌ２間のへダミー負荷３５の接続が停止された状態となる。
　したがって、交流直流変換電源回路ＰＳ３は、生成した電力を出力ラインＬ１，Ｌ２を介してすべて負荷３８に出力する。この場合、整流回路ＲＣ２から出力される電力が、負荷３８に供給される直流電圧Ｖｄｃの電力よりも大きいときには、その差分電力によって平滑コンデンサ３７が充電されて、直流電圧Ｖｄｃが上昇する。
　この平滑コンデンサ３７の充電電圧（直流電圧Ｖｄｃ）の上昇が進み、所定電圧Ｖ２以上になったときには、コンパレータ３４の非反転入力端子に入力されている分圧直流電圧が直流基準電圧以上になる。このため、コンパレータ３４は、半導体スイッチ３６をオン状態に移行させる出力電圧を出力する。これにより、ダミー負荷３５はオン状態の半導体スイッチ３６を介して、出力ラインＬ１，Ｌ２間に接続される。したがって、生じている余剰電荷がダミー負荷３５で消費されるため、余剰電荷の発生が防止されて、直流電圧Ｖｄｃの上昇が抑制される。
　この状態においても、平滑コンデンサ２２は、負荷２３に対して電力の供給を継続する。このため、この負荷２３への電力にダミー負荷３５で消費される電力を加えた電力が、整流回路ＲＣ２から出力される電力を上回っているときには、平滑コンデンサ３７の充電電圧（直流電圧Ｖｄｃ）は徐々に低下する。その後、直流電圧Ｖｄｃが所定電圧Ｖ２未満になったときには、コンパレータ３４の非反転入力端子に入力されている分圧直流電圧が直流基準電圧未満となる。このため、制御回路ＣＮＴ１（コンパレータ３４）が半導体スイッチ３６をオフ状態に移行させる出力電圧を出力する。これにより、各出力ラインＬ１，Ｌ２間のへダミー負荷３５の接続が停止される（つまり、ダミー負荷３５での電力消費が停止される）。したがって、整流回路ＲＣ２から出力される電力が、負荷３８に供給される直流電圧Ｖｄｃの電力よりも大きいときには、その差分電力によって平滑コンデンサ３７が充電されて、直流電圧Ｖｄｃが再度上昇する。
　このようにして、制御回路ＣＮＴ１は、直流電圧Ｖｄｃが所定電圧Ｖ２未満のときには半導体スイッチ３６をオフ状態に駆動して、ダミー負荷３５での電力の消費を停止させることで、平滑コンデンサ３７に電荷を供給し、直流電圧Ｖｄｃが所定電圧Ｖ２以上のときには半導体スイッチ３６をオン状態に駆動して余剰電荷をダミー負荷３５で消費させることで、平滑コンデンサ３７への余剰電荷の充電を停止するという動作を繰り返す。これにより、交流直流変換電源回路ＰＳ３は、その平滑コンデンサ３７の充電電圧（つまり、直流電圧Ｖｄｃ）を所定電圧Ｖ２以下で、かつ負荷３８で最低限必要とされる電圧以上の範囲内に維持した状態で、負荷３８に対して直流電圧Ｖｄｃを出力する。
　このように、この交流直流変換電源回路ＰＳ３によれば、トランスを使用することなく一対の入力コンデンサ２６，２７だけで交流電源１から負荷３８側を直流的に絶縁できるため、感電の危険性を軽減しつつ、交流直流変換電源回路ＰＳ３全体を小型化・軽量化することができる。また、入力コンデンサ２，３の容量の選択によって、入力コンデンサ２６，２７での電圧降下量を調整することができるため、整流回路ＲＣ２側への過大入力（過剰電荷の入力）を制限することもでき、この結果、ダミー負荷３５において発生する損失を低減することもできる。
　また、交流直流変換電源回路ＰＳ３によれば、平滑コンデンサ３７の充電電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が所定電圧Ｖ２以上になったときには、半導体スイッチ３６が制御回路ＣＮＴ１によってオン状態に駆動されるため、平滑コンデンサ３７側での余剰電荷の発生が防止されて、直流電圧Ｖｄｃの上昇を抑制することができる。これにより、負荷３８に供給される直流電圧Ｖｄｃを所定電圧Ｖ２以下で、かつ負荷３８で最低限必要とされる電圧以上の範囲内に維持することができる。
　また、交流直流変換電源回路ＰＳ３によれば、半導体スイッチ３６は存在するものの、スイッチング電源と異なり、半導体スイッチ３６を高い周波数で継続的に（一定の周期で）スイッチングさせないため、高周波ノイズの発生も十分に低いレベルに抑える（高周波ノイズを殆ど発生しないようにする）ことができる。
　また、交流直流変換電源回路ＰＳ３によれば、ダミー負荷３５で余剰電荷を消費させる構成のため、上記の他の交流直流変換電源回路ＰＳ１，ＰＳ２よりも効率の面では劣るものの、より少ない部品点数で構成することができるため、装置コストの低減を図ることができる。
　なお、上記の交流直流変換電源回路ＰＳ１，ＰＳ２，ＰＳ３では、入力コンデンサ２，３および入力コンデンサ２６，２７を、１つのコンデンサでそれぞれ構成しているが、複数のコンデンサを直列接続して構成することもできる。一例として、交流直流変換電源回路ＰＳ１にこの構成を適用して得られる交流直流変換電源回路ＰＳ４を図４に示す。この交流直流変換電源回路ＰＳ４では、同図に示すように、一対の入力コンデンサ４３，４４のうちの一方の入力コンデンサ４３が、入力コンデンサ２と入力コンデンサ４１とを直列接続して構成され、他方の入力コンデンサ４４が、入力コンデンサ３と入力コンデンサ４２とを直列接続して構成されている。
　この構成によれば、一対の入力コンデンサ４３，４４のそれぞれに印加される電圧が、直列接続された各入力コンデンサ２，３，４１，４２に分圧されて印加される（入力コンデンサ２，４１に分圧されて印加されると共に、入力コンデンサ３，４２に分圧されて印加される）ため、各入力コンデンサ２，３，４１，４２に印加される電圧を各入力コンデンサ２，３，４１，４２の定格電圧内に維持しつつ、各入力コンデンサ２，３，４１，４２での電圧降下量を増加させることができるため、例えば交流電源４０（商用交流電圧：ＡＣ２００Ｖ系（例えばＡＣ２２０Ｖ））のような電圧のより高い交流電源から交流電圧Ｖａｃが供給される場合であっても、入力コンデンサ２，３，４１，４２の容量を適宜規定する（例えば、すべて同じ容量に規定する）ことで、整流回路ＲＣの入力端子間での交流電圧を交流電源１（商用交流電圧：ＡＣ１００Ｖ）を用いた交流直流変換電源回路ＰＳ１において入力コンデンサ２，３に印加される電圧と同等の電圧値に低下（降圧）させることができる。したがって、一対の入力コンデンサ４３，４４を除く他の主たる構成要素を交流直流変換電源回路ＰＳ１と共通にしつつ、交流電源４０から同等の直流電圧Ｖｄｃを生成して、負荷２３に出力することができる。この結果、交流直流変換電源回路ＰＳ４によれば、複数のコンデンサ２，４１（またはコンデンサ３，４２）を直列接続して入力コンデンサを構成した簡易な降圧回路を設けることで、高圧（例えば、ＡＣ２００Ｖ系）の商用交流電源に接続して交流直流変換を行うことができる。
　本願発明に係る交流直流変換電源回路は、交流電源から負荷側を直流的に絶縁しつつ、交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換する電源回路の分野に利用可能である。
　　　　１，２５，４０　交流電源
　　　　２，３，２６，２７，４１～４４　入力コンデンサ
　　　１９　半導体スイッチ
　　　２２，３７　平滑コンデンサ
　　　３５　ダミー負荷
　　ＣＮＴ，ＣＮＴ１　制御回路
　　ＰＳ１，ＰＳ２，ＰＳ３，ＰＳ４　交流直流変換電源回路
　　　ＲＣ，ＲＣ１，ＲＣ２　整流回路
　　Ｖａｃ　交流電圧
　　Ｖｄｃ　直流電圧
　　Ｖｐｃ　脈流電圧

Claims (3)

  1. 　交流電源に接続される一対の入力コンデンサと、当該一対の入力コンデンサを介して前記交流電源から供給される交流電圧を整流して脈流電圧を出力する整流回路と、当該脈流電圧を平滑して直流電圧を生成する平滑コンデンサと、前記整流回路と前記平滑コンデンサとの間に配設されて前記脈流電圧の前記平滑コンデンサへの供給を制御する半導体スイッチと、当該半導体スイッチのオン・オフを制御する制御回路とを備え、
    　前記制御回路は、前記脈流電圧が第１の所定電圧以下となり、かつ前記直流電圧が当該第１の所定電圧よりも低い第２の所定電圧以下となっているときにのみ前記半導体スイッチをオンに制御して前記脈流電圧を前記平滑コンデンサに供給させる交流直流変換電源回路。
  2. 　交流電源を受ける一対の入力コンデンサと、当該一対の入力コンデンサを介して前記交流電源から供給される交流電圧を整流して脈流電圧を出力する整流回路と、当該脈流電圧を平滑して直流電圧を生成する平滑コンデンサと、前記直流電圧に対してダミー負荷となる抵抗と直列に接続された半導体スイッチと、当該半導体スイッチのオン・オフを制御する制御回路とを備え、
    　前記制御回路は、前記直流電圧が第３の所定電圧以上となったときに前記半導体スイッチをオンに制御して前記ダミー負荷を当該直流電圧の出力ライン間に接続する交流直流変換電源回路。
  3. 　前記一対の入力コンデンサは、複数のコンデンサが直列接続されてそれぞれ構成されている請求項１または２記載の交流直流変換電源回路。
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