WO2012157451A1

WO2012157451A1 - 誘導回転電機

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Publication number: WO2012157451A1
Application number: PCT/JP2012/061570
Authority: WO
Inventors: 秀俊江夏; 菊地　聡; 松延　豊; 日野　徳昭; 小田　圭二; 泰行齋藤; 学押田; 和雄西濱
Original assignee: Hitachi Automotive Systems Ltd
Current assignee: Astemo Ltd
Priority date: 2011-05-13
Filing date: 2012-05-01
Publication date: 2012-11-22
Anticipated expiration: 2013-11-13
Also published as: CN103503285B; US20140049134A1; JP5722116B2; DE112012002067T5; JP2012239352A; CN103503285A

Abstract

　誘導回転電機は、固定子鉄心１１１の周方向に所定間隔で形成された複数の固定子スロット１１４を有し、複数の固定子スロット１１４に固定子巻線１２０が納められた固定子と、回転子鉄心１１１の軸方向に延在するロータバー１３２が周方向に所定間隔で複数設けられ、複数のロータバー１３２を軸方向端部で短絡する一対のエンドリングが設けられた回転子１３０と、を備え、ロータバー１３２の回転子軸方向に直交する面内における断面形状のうち固定子側端部の形状が、回転子軸芯とロータバー１３２の軸芯とを通る径方向軸線に関して非対称とされている。例えば、ロータバー１３２の固定子側端部であって径方向軸線に関して回転後方側にずれた位置に、切り欠き１３３を形成する。

Description

誘導回転電機

　本発明は、モータや発電機などの誘導回転電機に関する。

　車両用の誘導回転電機、例えばハイブリッド電気自動車の駆動用モータなどでは、車両側の搭載空間に制約がある一方で、限られたバッテリ電圧から高いトルクを得る必要がある。このため、誘導回転電機の駆動に用いる磁束の利用効率を高める方法が考えられている。例えば特許文献１は、外径側に空隙を設けることでバーに生じる渦電流損を低減する技術を開示している。

日本国特開平８－１４０３１９号公報

　ところで、バー先端部では基本波磁束のほかに、高調波磁束によるバー電流も発生している。しかしながら、従来の誘導回転電機においては、高調波磁束による渦電流損の低減が十分でなかった。

　本発明の第１の態様によると、誘導回転電機は、固定子鉄心の周方向に所定間隔で形成された複数の固定子スロットを有し、複数の固定子スロットに固定子巻線が納められた固定子と、回転子鉄心の軸方向に延在するロータバーが周方向に所定間隔で複数設けられ、複数のロータバーを軸方向端部で短絡する一対のエンドリングが設けられた回転子と、を備え、ロータバーの回転子軸方向に直交する面内における断面形状のうち固定子側端部の形状が、回転子軸芯とロータバーの軸芯とを通る径方向軸線に関して非対称である。
　本発明の第２の態様によると、第１の態様の誘導回転電機において、ロータバーの固定子側端部であって径方向軸線に関して回転後方側にずれた位置に、切り欠きを形成するのが好ましい。
　本発明の第３の態様によると、第２の態様の誘導回転電機において、切り欠きを、ロータバーが対称形状であるときに発生する渦電流の渦電流密度等高線に沿って形成するのが好ましい。
　本発明の第４の態様によると、第２の態様の誘導回転電機において、切り欠きの断面形状は、円弧状に窪んだ曲線を形成するのが好ましい。
　本発明の第５の態様によると、第２の態様の誘導回転電機において、切り欠きの断面形状は、切り欠き曲線の曲率が、径方向軸線に関して固定子側端部の回転前方側の曲率よりも小さく設定されているのが好ましい。
　本発明の第６の態様によると、第１乃至５のいずれか一の態様に記載の誘導回転電機において、切り欠きは、ロータバーの一方の軸方向端部から他方の軸方向端部まで延在するように形成されているのが好ましい。
　本発明の第７の態様によると、第１乃至５のいずれか一の態様に記載の誘導回転電機において、切り欠きは、ロータバーの軸方向の一部に形成されているのが好ましい。
　本発明の第８の態様によると、第１乃至５のいずれか一の態様に記載の誘導回転電機において、固定子スロットの数をｓ、ロータバーの透磁率をμ（H/m）、ロータバーの導電率σ（S/m）、回転子の回転数をＮ（r/min）としたとき、切り欠きの深さδ（m）をδ＝√｛２／（２πＮｓσμ/６０）｝と設定するのが好ましい。
　本発明の第９の態様によると、第１乃至５のいずれか一の態様に記載の誘導回転電機において、切り欠きに、非磁性で且つ非導電性の材料を充填するのが好ましい。

　本発明によれば、ロータバーにおける渦電流損を抑えることができ、誘導回転電機の効率の向上を図ることができる。

図１は、本実施の形態の誘導回転電機が適用される車両の概略構成を示すブロック図である。図２は、インバータ装置ＩＮＶの構成を示す図である。図３は、本実施形態の回転電機ＭＧ１を示す平面図である。図４は、固定子１１０と回転子１３０との対向部分の拡大図である。図５は、ロータバー１３２とエンドリング１３４を示す図である。図６は、力行時の電流密度分布を示す図である。図７は、回生時の電流密度分布を示す図である。図８は、切り欠き１３３の形状の一例を示す図である。図９は、切り欠き１３３の形状の他の例を示す図である。図１０は、切り欠き１３３の形状の他の例を示す図である。図１１は、切り欠きを延在方向一部に設けた場合のロータバーの斜視図である。図１２は、切り欠き１３３の有無による効率の相違を示す図である。図１３は、切り欠き１３３の有無による損失の相違を示す図である。図１４は、ロータバー１３２の他の形状を示す図である。

　以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。図１は、本実施の形態の誘導回転電機が適用される車両の概略構成を示すブロック図である。ここでは、２つの異なる動力源を持つハイブリッド電気自動車を例に説明する。

　本実施の形態におけるハイブリッド電気自動車は、内燃機関であるエンジンＥＮＧと、回転電機ＭＧ１によって前輪ＦＬＷ，ＦＲＷを、回転電機ＭＧ２によって後輪ＲＬＷ，ＲＲＷをそれぞれ駆動するように構成された四輪駆動式のものである。本実施形態では、エンジンＥＮＧと回転電機ＭＧ１によって前輪ＷＦＬＷ，ＦＲＷを、回転電機ＭＧ２によって後輪ＲＬＷ，ＲＲＷをそれぞれ駆動する場合について説明するが、回転電機ＭＧ１によって前輪ＷＦＬＷ，ＦＲＷを、エンジンＥＮＧと回転電機ＭＧ２によって後輪ＲＬＷ，ＲＲＷをそれぞれ駆動するようにしてもよい。

　前輪ＦＬＷ，ＦＲＷの前輪車軸ＦＤＳには差動装置ＦＤＦを介して変速機Ｔ／Ｍが機械的に接続されている。変速機Ｔ／Ｍには動力分配機構ＰＳＭを介して回転電機ＭＧ１とエンジンＥＮＧが機械的に接続されている。動力分配機構ＰＳＭは、回転駆動力の合成や分配を司る機構である。回転電機ＭＧ１の固定子巻線にはインバータ装置ＩＮＶの交流側が電気的に接続されている。インバータ装置ＩＮＶは、直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置であり、回転電機ＭＧ１の駆動を制御するものである。インバータ装置ＩＮＶの直流側にはバッテリＢＡＴが電気的に接続されている。

　後輪ＲＬＷ，ＲＲＷの後輪車軸ＲＤＳには差動装置ＲＤＦと減速機ＲＧを介して回転電機ＭＧ２が機械的に接続されている。回転電機ＭＧ２の固定子巻線にはインバータ装置ＩＮＶの交流側が電気的に接続されている。ここで、インバータ装置ＩＮＶは回転電機ＭＧ１，ＭＧ２に対して共用のものであって、回転電機ＭＧ１用のパワーモジュールＰＭＵ１及び駆動回路装置ＤＣＵ１と、回転電機ＭＧ２用のパワーモジュールＰＭＵ２及び駆動回路装置ＤＣＵ２と、モータ制御装置ＭＣＵとを備えている。

　エンジンＥＮＧにはスタータＳＴＲが取り付けられている。スタータＳＴＲはエンジンＥＮＧを始動させるための始動装置である。

　エンジン制御装置ＥＣＵは、エンジンＥＮＧの各コンポーネント機器（絞り弁，燃料噴射弁など）を動作させるための制御値をセンサや他制御装置などからの入力信号に基づいて演算する。この制御値は制御信号としてエンジンＥＮＧの各コンポーネント機器の駆動装置に出力される。これにより、エンジンＥＮＧの各コンポーネント機器の動作が制御される。

　変速機Ｔ／Ｍの動作は変速機制御装置ＴＣＵによって制御されている。変速機制御装置ＴＣＵは、変速機構を動作させるための制御値をセンサや他制御装置などからの入力信号に基づいて演算する。この制御値は制御信号として変速機構の駆動装置に出力される。これにより、変速機Ｔ／Ｍの変速機構の動作が制御される。

　バッテリＢＡＴはバッテリ電圧が２００Ｖ以上の高電圧のリチウムイオンバッテリであり、バッテリ制御装置ＢＣＵによって充放電や寿命などが管理されている。バッテリ制御装置ＢＣＵには、バッテリの充放電や寿命などを管理するために、バッテリＢＡＴの電圧値及び電流値などが入力されている。尚、図示省略したが、バッテリとしては、バッテリ電圧１２Ｖの低圧バッテリも搭載されており、制御系の電源、ラジオやライトなどの電源として用いられている。

　エンジン制御装置ＥＣＵ，変速機制御装置ＴＣＵ，モータ制御装置ＭＣＵ及びバッテリ制御装置ＢＣＵは車載用ローカルエリアネットワークＬＡＮを介して相互に電気的に接続されていると共に、総合制御装置ＧＣＵと電気的に接続されている。これにより、各制御装置間では双方向の信号伝送が可能になり、相互の情報伝達，検出値の共有などが可能になる。総合制御装置ＧＣＵは、車両の運転状態に応じて各制御装置に指令信号を出力するものである。例えば、総合制御装置ＧＣＵは、運転者の加速要求に基づいたアクセルの踏み込み量に応じて車両の必要トルク値を算出する。総合制御装置ＧＣＵは、この必要トルク値を、エンジンＥＮＧの運転効率が良くなるように、エンジンＥＮＧ側の出力トルク値と回転電機ＭＧ１側の出力トルク値とに分配する。さらに、総合制御装置ＧＣＵは、分配されたエンジンＥＮＧ側の出力トルク値をエンジントルク指令信号としてエンジン制御装置ＥＣＵに出力し、分配された回転電機ＭＧ１側の出力トルク値をモータトルク指令信号としてモータ制御装置ＭＣＵに出力する。

　次に、本実施形態のハイブリッド電気自動車の動作について説明する。ハイブリッド電気自動車の始動時，低速走行時（エンジンＥＮＧの運転効率（燃費）が低下する走行領域）は、回転電機ＭＧ１によって前輪ＦＬＷ，ＦＲＷを駆動する。尚、本実施例では、ハイブリッド電気自動車の始動時及び低速走行時、回転電機ＭＧ１によって前輪ＦＬＷ，ＦＲＷを駆動する場合について説明するが、回転電機ＭＧ１によって前輪ＦＬＷ，ＦＲＷを駆動し、回転電機ＭＧ２によって後輪ＲＬＷ，ＲＲＷを駆動するようにしてもよい（四輪駆動走行をしてもよい）。

　インバータ装置ＩＮＶにはバッテリＢＡＴから直流電力が供給される。供給された直流電力はインバータ装置ＩＮＶによって三相交流電力に変換される。これによって得られた三相交流電力は回転電機ＭＧ１の固定子巻線に供給される。これにより、回転電機ＭＧ１は駆動され、回転出力を発生する。この回転出力は動力分配機構ＰＳＭを介して変速機Ｔ／Ｍに入力される。入力された回転出力は変速機Ｔ／Ｍによって変速され、差動装置ＦＤＦに入力される。入力された回転出力は差動装置ＦＤＦによって左右に分配され、左右の前輪車軸ＦＤＳにそれぞれ伝達される。これにより、前輪車軸ＦＤＳが回転駆動される。そして、前輪車軸ＦＤＳの回転駆動によって前輪ＦＬＷ，ＦＲＷが回転駆動される。

　ハイブリッド電気自動車の通常走行時（乾いた路面を走行する場合であって、エンジンＥＮＧの運転効率（燃費）が良い走行領域）は、エンジンＥＮＧによって前輪ＦＬＷ，ＦＲＷを駆動する。このため、エンジンＥＮＧの回転出力は動力分配機構ＰＳＭを介して変速機Ｔ／Ｍに入力される。入力された回転出力は変速機Ｔ／Ｍによって変速される。変速された回転出力は差動装置ＦＤＦを介して前輪車軸ＦＤＳに伝達される。これにより、前輪ＦＬＷ，ＦＲＷをＷＨ－Ｆが回転駆動される。

　また、バッテリＢＡＴの充電状態を検出し、バッテリＢＡＴを充電する必要がある場合は、エンジンＥＮＧの回転出力を、動力分配機構ＰＳＭを介して回転電機ＭＧ１に分配し、回転電機ＭＧ１を回転駆動する。これにより、回転電機ＭＧ１は発電機として動作する。この動作により、回転電機ＭＧ１の固定子巻線に三相交流電力が発生する。この発生した三相交流電力はインバータ装置ＩＮＶによって所定の直流電力に変換される。この変換によって得られた直流電力はバッテリＢＡＴに供給される。これにより、バッテリＢＡＴは充電される。

　ハイブリッド電気自動車の四輪駆動走行時（雪道などの低μ路を走行する場合であって、エンジンＥＮＧの運転効率（燃費）が良い走行領域）は、回転電機ＭＧ２によって後輪ＲＬＷ，ＲＲＷを駆動する。また、上記通常走行と同様に、エンジンＥＮＧによって前輪ＦＬＷ，ＦＲＷを駆動する。さらに、回転電機ＭＧ２の駆動によってバッテリＢＡＴの蓄電量が減少するので、上記通常走行と同様に、エンジンＥＮＧの回転出力によって回転電機ＭＧ１を回転駆動してバッテリＢＡＴを充電する。回転電機ＭＧ２によって後輪ＲＬＷ，ＲＲＷを駆動するめに、インバータ装置ＩＮＶにはバッテリＢＡＴから直流電力が供給される。供給された直流電力はインバータ装置ＩＮＶによって三相交流電力に変換され、この変換によって得られた交流電力が回転電機ＭＧ２の固定子巻線に供給される。これにより、回転電機ＭＧ２は駆動され、回転出力を発生する。発生した回転出力は、減速機ＲＧによって減速されて差動装置ＲＤＦに入力される。入力された回転出力は差動装置ＲＤＦによって左右に分配され、左右の後輪車軸ＲＤＳにそれぞれ伝達される。これにより、後輪車軸ＲＤＳが回転駆動される。そして、後輪車軸ＲＤＳの回転駆動によって後輪ＲＬＷ，ＲＲＷが回転駆動される。

　ハイブリッド電気自動車の加速時は、エンジンＥＮＧと回転電機ＭＧ１によって前輪ＦＬＷ，ＦＲＷを駆動する。尚、本実施形態では、ハイブリッド電気自動車の加速時に、エンジンＥＮＧと回転電機ＭＧ１によって前輪ＦＬＷ，ＦＲＷを駆動する場合について説明するが、エンジンＥＮＧと回転電機ＭＧ１によって前輪ＦＬＷ，ＦＲＷを駆動し、回転電機ＭＧ２によって後輪ＲＬＷ，ＲＲＷを駆動するようにしてもよい（四輪駆動走行をしてもよい）。エンジンＥＮＧと回転電機ＭＧ１の回転出力は動力分配機構ＰＳＭを介して変速機Ｔ／Ｍに入力される。入力された回転出力は変速機Ｔ／Ｍによって変速される。変速された回転出力は差動装置ＦＤＦを介して前輪車軸ＦＤＳに伝達される。これにより、前輪ＦＬＷ，ＦＲＷが回転駆動される。

　ハイブリッド電気自動車の回生時（ブレーキを踏み込み時，アクセルの踏み込みを緩めた時或いはアクセルの踏み込みを止めた時などの減速時）は、前輪ＦＬＷ，ＦＲＷの回転力を前輪車軸ＦＤＳ，差動装置ＦＤＦ，変速機Ｔ／Ｍ，動力分配機構ＰＳＭを介して回転電機ＭＧ１に伝達し、回転電機ＭＧ１を回転駆動する。これにより、回転電機ＭＧ１は発電機として動作する。この動作により、回転電機ＭＧ１の固定子巻線に三相交流電力が発生する。この発生した三相交流電力はインバータ装置ＩＮＶによって所定の直流電力に変換される。この変換によって得られた直流電力はバッテリＢＡＴに供給される。これにより、バッテリＢＡＴは充電される。

　一方、後輪ＲＬＷ，ＲＲＷの回転力を後輪車軸ＲＤＳ，差動装置ＲＤＦ，減速機ＲＧを介して回転電機ＭＧ２に伝達し、回転電機ＭＧ２を回転駆動する。これにより、回転電機ＭＧ２は発電機として動作する。この動作により、回転電機ＭＧ２の固定子巻線に三相交流電力が発生する。この発生した三相交流電力はインバータ装置ＩＮＶによって所定の直流電力に変換される。この変換によって得られた直流電力はバッテリＢＡＴに供給される。これにより、バッテリＢＡＴは充電される。

　図２に、本実施形態におけるインバータ装置ＩＮＶの構成を示す。インバータ装置ＩＮＶは、前述したように、パワーモジュールＰＭＵ１，ＰＭＵ２、駆動回路装置ＤＣＵ１，ＤＣＵ２及びモータ制御装置ＭＣＵから構成されている。パワーモジュールＰＭＵ１，ＰＭＵ２は同一構成のものである。駆動回路装置ＤＣＵ１，ＤＣＵ２は同一構成のものである。

　パワーモジュールＰＭＵ１，ＰＭＵ２は、バッテリＢＡＴから供給された直流電力を交流電力に変換して、それを対応する回転電機ＭＧ１，ＭＧ２に供給する変換回路（主回路ともいう）を構成している。また、変換回路は、対応する回転電機ＭＧ１，ＭＧ２から供給された交流電力を直流電力に変換してバッテリＢＡＴに供給することもできる。

　変換回路はブリッジ回路であり、三相分の直列回路がバッテリＢＡＴの正極側と負極側との間に電気的に並列に接続されて構成されている。直列回路はアームとも呼ばれ、２つの半導体素子によって構成されている。

　アームは相毎に、上アーム側のパワー半導体素子と下アーム側のパワー半導体素子とが電気的に直列に接続されて構成されている。本実施形態では、パワー半導体素子として、スイッチング半導体素子であるＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を用いている。ＩＧＢＴを構成する半導体チップは、コレクタ電極，エミッタ電極及びゲート電極の３つの電極を備えている。ＩＧＢＴのコレクタ電極とエミッタ電極との間にはＩＧＢＴとは別チップのダイオードが電気的に接続されている。ダイオードは、ＩＧＢＴのエミッタ電極からコレクタ電極に向かう方向が順方向になるように、ＩＧＢＴのエミッタ電極とコレクタ電極との間に電気的に接続されている。尚、パワー半導体素子としては、ＩＧＢＴの代わりにＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いる場合もある。この場合、ダイオードは省略される。

　パワー半導体素子Ｔｐｕ１のエミッタ電極とパワー半導体素子Ｔｎｕ１のコレクタ電極が電気的に直列に接続されることにより、パワーモジュールＰＭＵ１のＵ相アームが構成されている。Ｖ相アーム，Ｗ相アームもＵ相アームと同様に構成されている。パワー半導体素子Ｔｐｖ１のエミッタ電極とパワー半導体素子Ｔｎｖ１のコレクタ電極が電気的に直列に接続されることにより、パワーモジュールＰＭＵ１のＶ相アームが構成されている。パワー半導体素子Ｔｐｗ１のエミッタ電極とパワー半導体素子Ｔｎｗ１のコレクタ電極が電気的に直列に接続されることにより、パワーモジュールＰＭＵ１のＷ相アームが構成されている。パワーモジュールＰＭＵ２についても、上述したパワーモジュールＰＭＵ１と同様の接続関係で各相のアームが構成されている。

　パワー半導体素子Ｔｐｕ１，Ｔｐｖ１，Ｔｐｗ１，Ｔｐｕ２，Ｔｐｖ２，Ｔｐｗ２のコレクタ電極はバッテリＢＡＴの高電位側（正極側）に電気的に接続されている。パワー半導体素子Ｔｎｕ１，Ｔｎｖ１，Ｔｎｗ１，Ｔｎｕ２，Ｔｎｖ２，Ｔｎｗ２のエミッタ電極はバッテリＢＡＴの低電位側（負極側）に電気的に接続されている。

　パワーモジュールＰＭＵ１のＵ相アーム（Ｖ相アーム，Ｗ相アーム）の中点（各アームの上アーム側パワー半導体素子のエミッタ電極と下アーム側パワー半導体素子のコレクタ電極との接続部分）は、回転電機ＭＧ１のＵ相（Ｖ相，Ｗ相）の固定子巻線に電気的に接続されている。

　パワーモジュールＰＭＵ２のＵ相アーム（Ｖ相アーム，Ｗ相アーム）の中点（各アームの上アーム側パワー半導体素子のエミッタ電極と下アーム側パワー半導体素子のコレクタ電極との接続部分）は、回転電機ＭＧ２のＵ相（Ｖ相，Ｗ相）の固定子巻線に電気的に接続されている。

　バッテリＢＡＴの正極側と負極側との間には、パワー半導体素子が動作することによって生じる直流電圧の変動を抑制するために、平滑用の電解コンデンサＳＥＣが電気的に接続されている。

　駆動回路装置ＤＣＵ１，ＤＣＵ２は、モータ制御装置ＭＣＵから出力された制御信号に基づいて、パワーモジュールＰＭＵ１，ＰＭＵ２の各パワー半導体素子を動作させる駆動信号を出力し、各パワー半導体素子を動作させる駆動部を構成するものであり、絶縁電源，インタフェース回路，駆動回路，センサ回路及びスナバ回路（いずれも図示省略）などの回路部品から構成されている。

　モータ制御装置ＭＣＵは、マイクロコンピュータから構成された演算装置であり、複数の入力信号を入力し、パワーモジュールＰＭＵ１，ＰＭＵ２の各パワー半導体素子を動作させるための制御信号を駆動回路装置ＤＳＵ１，ＤＳＵ２に出力する。入力信号としてはトルク指令値τ＊１，τ＊２、電流検知信号ｉｕ１～ｉｗ１，ｉｕ２～ｉｗ２、磁極位置検知信号θ１，θ２が入力されている。

　トルク指令値τ＊１，τ＊２は、車両の運転モードに応じて上位の制御装置から出力されたものである。トルク指令値τ＊１は回転電機ＭＧ１に、トルク指令値τ＊２は回転電機ＭＧ２にそれぞれ対応する。電流検知信号ｉｕ１～ｉｗ１は、インバータ装置ＩＮＶの変換回路から回転電機ＭＧ１の固定子巻線に供給されるｕ相～ｗ相の入力電流の検知信号であり、変流器（ＣＴ）などの電流センサによって検知されたものである。電流検知信号ｉｕ２～ｉｗ２は、インバータ装置ＩＮＶから回転電機ＭＧ２の固定子巻線に供給されたｕ相～ｗ相の入力電流の検知信号であり、変流器（ＣＴ）などの電流センサによって検知されたものである。

　磁極位置検知信号θ１は回転電機ＭＧ１の回転の磁極位置の検知信号であり、レゾルバ，エンコーダ，ホール素子，ホールＩＣなどの磁極位置センサによって検知されたものである。磁極位置検知信号θ２は回転電機ＭＧ１の回転の磁極位置の検知信号であり、レゾルバ，エンコーダ，ホール素子，ホールＩＣなどの磁極位置センサによって検知されたものである。

　モータ制御装置ＭＣＵは、入力信号に基づいて電圧制御値を演算し、この電圧制御値を、パワーモジュールＰＭＵ１，ＰＭＵ２のパワー半導体素子Ｔｐｕ１～Ｔｎｗ１，Ｔｐｕ２～Ｔｎｗ２を動作させるための制御信号（ＰＷＭ信号（パルス幅変調信号））として駆動回路装置ＤＣＵ１，ＤＣＵ２に出力する。

　一般にモータ制御装置ＭＣＵが出力するＰＷＭ信号は、時間平均した電圧が正弦波になるようにしている。この場合、瞬時の最大出力電圧は、インバータの入力である直流ラインの電圧だから、正弦波の電圧を出力する場合には、その実効値は１／√２になる。そこで、本実施の形態におけるハイブリッド電気自動車両では、限られたインバータ装置でさらにモータの出力をあげるために、モータの入力電圧の実効値を増やす。つまり、ＭＣＵのＰＷＭ信号が矩形波状にＯＮとＯＦＦしか無いようにする。こうすれば、矩形波の波高値はインバータの直流ラインの電圧Ｖｄｃとなり、その実効値はＶｄｃとなる。これが最も電圧実効値を高くする方法である。

　しかし、矩形波電圧は、低回転数領域ではインダクタンスが小さいために電流波形が乱れる問題があり、これによりモータに不要な加振力が発生し騒音が生じる。したがって、矩形波電圧制御は高速回転時のみ使用し、低周波数では通常のＰＷＭ制御を行う。

　図３は本実施形態の回転電機ＭＧ１を示す平面図である。図４は、図３の固定子１１０と回転子１３０との対向部分を拡大して示した図である。なお、同じ部品を示すものには同じ符号を付している。以下では、回転電機ＭＧ１の構成について説明するが、回転電機ＭＧ２も同様の構成になっている。

　回転電機ＭＧ１は、回転磁界を発生する固定子１１０と、固定子１１０の内周側に空隙１６０を介して回転可能に配置されると共に、固定子１１０との磁気的作用により回転する回転子１３０とを備えている。固定子１１０は、コアバック１１２とティース１１３からなる固定子コア１１１と、通電により磁束を発生させる固定子巻線１２０を挿入するスロット１１４とを備えている。

　固定子コア１１１は、板状の磁性部材を打ち抜いて形成した複数の板状の成型部材を軸方向に積層したものである。あるいは、鋳鉄によって形成しても良い。ここで、軸方向とは回転子１３０の回転軸に沿う方向を意味する。固定子巻線１２０は、スロット１１４に挿入されることにより、ティース１１３に巻回された状態となる。

　回転子１３０は、回転側の磁路を構成する回転子コア１３１、アルミや銅などの非磁性かつ導電性の金属で構成されたロータバー１３２、回転軸となるシャフト（図示せず）を備えている。ロータバー１３２は回転子１３０の軸方向に延在しており、図５に示すように、ロータバー１３２を軸方向端部で短絡するためのエンドリング１３４が設けられている。ロータバー１３２の外径側（固定子側端部領域）には、切り欠き１３３が形成されている。後述するように、ロータバー１３２に切り欠き１３３を設けることで、回転電機ＭＧ１の効率を向上させることができる。

　図６，７は、ロータバー１３２に発生する電流密度分布の有限要素法による解析結果を示したものである。いずれも切り欠き１３３を設けない場合、すなわち、軸線Ｌに関してロータバー１３２の断面形状が対称な場合を示しており、図６は力行時の電流密度分布を示し、図７は回生時の電流密度分布を示す。なお、軸線Ｌは、回転子１３０の軸芯とロータバー１３２の軸芯を通る径方向の直線である。破線はロータバー１３２の断面形状を示し、実線は電流密度の等高線を示している。矢印Ｒは回転子の回転方向を示している。なお、ここでの回転方向とは、回転電機を使用する際の主たる回転方向（正回転）を指している。車両に搭載された回転電機では、車両を前進させる場合の回転方向が主たる回転方向である。

　固定子コア１１１にはスロット１１４が形成されているため、スロット１１４の部分とティース１１３の部分とで磁気抵抗が異なる。そのため、回転子１３０とともに回転するロータバー１３２がティース付近にある場合とスロット付近にある場合とで、ロータバー１３２に鎖交する磁束の磁束密度が大きく変化する。一般に、これはスロット高調波と呼ばれている。その結果、ロータバー１３２には磁束の変化を打ち消すように電流（渦電流）が流れる。この電流はロータバー１３２のロータ外周側に発生する。このことは、図６，７に示すように、電流密度がロータバー１３２の外周側において高くなっていることからも分かる。しかし、この電流はスロット高調波に伴う電流であり、トルクに寄与しない。

　ところで、図６，７の解析結果を詳細に見ると、ロータバー１３２の軸線Ｌに関して回転後方側に、スロット高調波による渦電流が集中していることが分かった。このことから、トルクを満足しながら、渦電流損を効果的に低減させるためには、回転方向の後方側の渦電流が集中する領域を含むような形状で切り欠き１３３を設けるのが望ましい。切り欠き１３３を設けない場合にはロータバー１３２は左右対称になっており、ロータバー１３２の軸芯はその対称軸上に存在する。すなわち、本実施の形態では、回転後方側に切り欠き１３３を形成したことにより、ロータバー１３２の断面形状は左右非対称になっている。

　なお、図６，７はある瞬間の電流密度分布を示したものであり、回転子１３０の回転角度位置に応じて若干分布が変化するが、平均で見た場合には図６，７の分布とほぼ同一であると考えて良い。そのため、切り欠き１３３の形状としては、例えば、図８の符号Ｓで示す曲線のように、解析によって得られた電流密度の等高線ＣＬに沿うような形状で切り欠くのが好ましい。この場合、ロータバー１３２の外周側先端領域に形成される切り欠き線Ｓの形状はほぼ円弧状の窪んだ曲線となり、その位置（切り欠き１３３の中央部の位置）は軸線Ｌに対して回転後方側にずれている。切り欠き１３３の深さや軸線Ｌから回転後方へのズレ量は、上述した電流密度解析結果に基づいて決定すれば良い。

　切り欠き１３３の深さＤは、高調波渦電流損が発生する分布の深さに応じて設定するのが好ましい。ロータバー１３２における磁束浸透深さδは次式（１）によって表されるので、Ｄ≧δのように設定すれば良い。ただし、ω：磁束の周波数［rad/s］、σ：バーの電導率［S/m］、μ：バー透磁率［H/m］である。なお、磁束の周波数ωは、ロータ回転数をＮ［r/min］、ステータスロット数をｓとすると、ω＝２πＮｓ/６０のように表される。
　　δ＝√｛２／（ωσμ）｝　…（１）

　例えば，よく使用される回転数が６０００ｒ／ｍｉｎで、ステータスロット数７２の場合、ω＝２×π×６０００／６０×７２＝４５２３９ｒａｄ／ｓとなる。ロータバー１３２にアルミを用いた場合、σ＝３．２ｘ１０^７Ｓ／ｍ、μ＝４×π×１０^－７＝１．２５７×１０^－６Ｈ／ｍなので、このときの磁束浸透深さδは１．０５ｍｍとなる。

　また、ロータバー１３２をロータ外周面に近づけることによって、バー先端部とエアギャップとの間のブリッジと呼ばれる部分の幅が狭くなると、軸線Ｌに対する電流密度分布の非対称性が増大するため，それに応じた切り欠き１３３の場所を考慮することが望ましい。図４に示す例では半円状の切り欠き１３３を備えたが、加工のし易さを考慮して、図９、１０に示すような切り欠き形状としても良い。図９では切り欠き線Ｓを直線とした場合である。図１０では、切り欠き線Ｓは外側に凸であって、その曲率を、軸線Ｌよりも左側（回転前方側）の先端部Ｓ１の曲率よりも小さくしている。いずれの場合も、電流密度が集中している領域を切り欠くようにしているので、スロット高調波による渦電流損を小さくすることができる。

　なお、本実施形態では、切り欠き１３３はロータバー１３２の延在方向にそって一方の端部から他方の端部まで形成しているが、図１１に示すように、軸方向の一部に形成するようにしても良い。

　また、ロータバー１３２の断面形状としては図４に示す形状に限らず、図１４（ａ）や図１４（ｂ）に示すような形状のロータバー１３２に対しても、同様に適用することができる。図１４（ａ）は断面形状が円形のロータバー１３２に切り欠き１３３を形成したものであり、図１４（ｂ）は断面形状が台形のロータバー１３２に切り欠き１３３を形成したものである。いずれも、固定子側端部であって、軸線Ｌに対して回転後方側にずれて切り欠き１３３が形成されている。

　図１２，１３は、切り欠き１３３を設けない従来形状のロータバー１３２を用いた場合Ａと、切り欠き１３３を設けたロータバー１３２を用いた場合Ｂとのそれぞれについて、効率および損失の内訳を有限要素法で計算したものである。計算条件として、ＪＣ０８モードを前提とするために回転数３４００ｒ／ｍｉｎ（１８．５Ｎｍ）および６０００ｒ／ｍｉｎ（１３．０Ｎｍ）とした。

　図１２はそれぞれの条件での効率を示したものであり、３４００ｒ／ｍｉｎおよび６０００ｒ／ｍｉｎのいずれの回転数においても、Ｂに示す切り欠き１３３を設けた場合の方が、効率が向上している。図１３は、それぞれの場合における損失の内訳を示したものである。ロータバー１３２で発生する上記渦電流による損失は、二次銅損と呼ばれる損失に含まれる。図１３によれば、ロータバー１３２に切り欠き１３３を設けたことにより二次銅損が減少している。

　ところで、ロータバー１３２を単純にロータ中心側に移動させることでも、二次銅損を減少させることが可能であるが，ロータバー１３２に鎖交する磁束が小さくなるためトルクが小さくなってしまうという欠点を有するので望ましくない。一方、本実施の形態のようにロータバー１３２をよりロータ外周側に配置し、かつ、上述したような切り欠き１３３を設けることでトルクと損失を両立させることができる。よって、小さい電流でトルクが出せるため、一次銅損も減少することも分かった。

　また、例えばハイブリッド電気自動車用モータなどは、エンジンルームに搭載するために小型化が求められているが、本実施の形態の回転電機を用いることで、同サイズの体格の回転電機に比べてトルクの向上が可能である。すなわち、本発明によれば、モータ体格の小型化を図ることができる。

　なお、上述した実施形態では、本発明ではロータバー先端に空隙（切り欠き１３３を含む空隙）を設けているが，非磁性体でかつ非導体であれば樹脂や珪素を主とした物質などを充填しても構わない。ロータバー１３２をエンドリング１３４に溶接や打ち込みによって接合する場合は，空隙のままでも構わないが，ダイカストによってロータバー１３２とエンドリング１３４を構成する場合は，ロータバー先端部の切り欠き１３３に非磁性体で且つ非導体の物質を充填させた状態でダイカストさせたほうが望ましい。

　以上説明したように、本実施の形態によれば渦電流損を低減し、トルクの向上が可能である。上述した各実施例ではインナーロータ型回転電機を例に説明したが、アウターロータ型回転電機にも本発明を適用することができる。上述した各実施形態はそれぞれ単独に、あるいは組み合わせて用いても良い。それぞれの実施形態での効果を単独あるいは相乗して奏することができるからである。また、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施例に何ら限定されるものではない。

　次の優先権基礎出願の開示内容は引用文としてここに組み込まれる。
　日本国特許出願２０１１年第１０８２３４号（２０１１年５月１３日出願）

Claims

　固定子鉄心の周方向に所定間隔で形成された複数の固定子スロットを有し、前記複数の固定子スロットに固定子巻線が納められた固定子と、
　前記回転子鉄心の軸方向に延在するロータバーが周方向に所定間隔で複数設けられ、前記複数のロータバーを軸方向端部で短絡する一対のエンドリングが設けられた回転子と、を備え、
　前記ロータバーの回転子軸方向に直交する面内における断面形状のうち固定子側端部の形状が、回転子軸芯と前記ロータバーの軸芯とを通る径方向軸線に関して非対称である誘導回転電機。
　請求項１に記載の誘導回転電機において、
　前記ロータバーの固定子側端部であって前記径方向軸線に関して回転後方側にずれた位置に、切り欠きを形成した誘導回転電機。
　請求項２に記載の誘導回転電機において、
　前記切り欠きを、前記ロータバーが対称形状であるときに発生する渦電流の渦電流密度等高線に沿って形成したことを特徴とする誘導回転電機。
　請求項２に記載の誘導回転電機において、
　前記切り欠きの断面形状は、円弧状に窪んだ曲線を形成している誘導回転電機。
　請求項２に記載の誘導回転電機において、
　前記切り欠きの断面形状は、切り欠き曲線の曲率が、前記径方向軸線に関して前記固定子側端部の回転前方側の曲率よりも小さく設定されている誘導回転電機。
　請求項１乃至５のいずれか一項に記載の誘導回転電機において、
　前記切り欠きは、前記ロータバーの一方の軸方向端部から他方の軸方向端部まで延在するように形成されている誘導回転電機。
　請求項１乃至５のいずれか一項に記載の誘導回転電機において、
　前記切り欠きは、前記ロータバーの軸方向の一部に形成されている誘導回転電機。
　請求項１乃至５のいずれか一項に記載の誘導回転電機において、
　前記固定子スロットの数をｓ、前記ロータバーの透磁率をμ（H/m）、前記ロータバーの導電率σ（S/m）、前記回転子の回転数をＮ（r/min）としたとき、前記切り欠きの深さδ（m）をδ＝√｛２／（２πＮｓσμ/６０）｝と設定した誘導回転電機。
　請求項１乃至５のいずれか一項に記載の誘導回転電機において、
　前記切り欠きに、非磁性で且つ非導電性の材料を充填した誘導回転電機。