WO2012144116A1

WO2012144116A1 - チャージポンプ型ｄｃ―ｄｃコンバータ

Info

Publication number: WO2012144116A1
Application number: PCT/JP2012/000871
Authority: WO
Inventors: 崇敏田中; 山口　悟司; 友啓平山; 田中　章
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2011-04-19
Filing date: 2012-02-09
Publication date: 2012-10-26

Abstract

スイッチ制御回路（１００）は、第１及び第２のスイッチ（Ｓ１，Ｓ２）をオン且つ第３及び第４のスイッチ（Ｓ３，Ｓ４）をオフにして入力電源（１０）の電圧ＶＣＣをチャージポンプ容量（ＣＪ（１））に充電する第１の充電フェーズと、第１及び第２のスイッチ（Ｓ１，Ｓ２）をオフ且つ第３及び第４のスイッチ（Ｓ３，Ｓ４）をオンにして入力電源（１０）の電圧に第１の充電フェーズでチャージポンプ容量（ＣＪ（１））に充電された充電電圧を加算した電圧を出力容量Ｃｏに充電する第２の充電フェーズと、を交互に繰り返すように構成され、且つ、第１の充電フェーズにおいてチャージポンプ容量（ＣＪ（１））の充電電圧が可変基準電圧（ＶＲＥＦ）に到達した旨をコンパレータ（ＣＯＭＰ（１））の出力が表したとき、チャージポンプ容量（ＣＪ（１））の充電を停止させるように構成される。

Description

チャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータ

　本発明は、チャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータに関する。

　近年、多くの携帯機器において、小型かつ高効率の電源を構成可能なチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータが用いられている。

　図１３は従来のチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータの構成を示した回路図である。従来のチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータは、入力電源１０と、チャージポンプ容量ＣＪと、入力電源１０とチャージポンプ容量ＣＪの両電極それぞれとの間に設けられるスイッチＳ１，Ｓ３と、チャージポンプ容量ＣＪと並列に接続された出力容量Ｃｏと、チャージポンプ容量ＣＪの両電極と出力容量Ｃｏの両電極との間にそれぞれ設けられるスイッチＳ４，Ｓ２とから成る。なお、出力容量Ｃｏの一方の電極（スイッチＳ４側）の電圧がチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔとして取り出され、出力容量Ｃｏの他方の電極（スイッチＳ２側）はグランド電位に維持されている。

　図１３に示すチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータの動作はつぎのとおりである。まず、オシレータ３０の発振信号に基づきスイッチＳ１、Ｓ２がオンかつスイッチＳ３，Ｓ４がオフする場合、入力電源１０とグランド電位との間には、スイッチＳ１、チャージポンプ容量ＣＪ、及びスイッチＳ２を介した電流経路が形成され、チャージポンプ容量ＣＪには入力電源１０の電圧ＶＣＣが充電される。

　つぎに、オシレータ３０の発振信号に基づいてスイッチＳ３、Ｓ４がオンかつスイッチＳ１，Ｓ２がオフする場合、入力電源１０とグランド電位との間には、スイッチＳ３、チャージポンプ容量ＣＪ、スイッチＳ４、及び出力容量Ｃｏを介した電流経路が形成される。そして、出力容量Ｃｏには、入力電源１０の電圧ＶＣＣに対しチャージポンプ容量ＣＪに充電されている電圧ＶＣＣを加算した電圧、つまり入力電源１０の電圧ＶＣＣ（入力電圧）の２倍の電圧が充電される。

　つぎに、オシレータ３０の発振信号に基づきスイッチＳ１、Ｓ２をオンかつスイッチＳ３，Ｓ４をオフさせる。これにより、チャージポンプ容量ＣＪには入力電源１０の電圧ＶＣＣが再び充電されるとともに、出力容量Ｃｏに充電されている入力電源１０の電圧ＶＣＣの２倍の電圧が外部出力（放電）される。

　つぎに、オシレータ３０の発振信号に基づいてスイッチＳ３、Ｓ４をオンかつスイッチＳ１，Ｓ２をオフさせる。これにより、出力容量Ｃｏには入力電源１０の電圧ＶＣＣ（入力電圧）の２倍の電圧が再び充電される。そして、以上のようなスイッチング動作が交互に繰り返し遂行される。

　ところで、図１３に示す従来のチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータの構成では、安定した出力電圧を得ることが困難という問題があった。特に、チャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧を後段回路の電源電圧として使用する場合には、出力電圧の安定性確保は重要である。そこで、出力電圧を安定化させるための技術として例えば以下に示す特許文献１が開示されている。図１４は特許文献１に開示された出力電圧安定化機能付きのチャージポンプ型昇圧回路の構成を示した回路図である。

　図１４に示すチャージポンプ型昇圧回路は、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧よりも高くなったとき、容量Ｃ１の充電回路のトランジスタＴＲ２を不導通として一時充電を停止することで出力電圧Ｖｏｕｔを下げるように構成されている。具体的には、比較器１０６の非反転入力端子には出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧することで得られた帰還電圧Ｖ１が印加され、比較器１０６の反転入力端子には基準電圧源１０９からの基準電圧ＶＲが印加される。比較器１０６は、帰還電圧Ｖ１と基準電圧ＶＲとを比較して、それらのずれを表した誤差電圧を生成して出力する。この誤差電圧は容量Ｃ３と抵抗Ｒ３とから成る積分回路で積分され、トランジスタＴＲ５のゲート電圧が制御される。

　帰還電圧Ｖ１が基準電圧ＶＲよりも高くなる場合には、比較器１０６から正の誤差信号が出力されて、トランジスタＴＲ５のゲートバイアスが高くなり、トランジスタＴＲ５のドレイン－ソース間抵抗ＲＤＳが小さくなる。この結果、トランジスタＴＲ２のゲート電圧の低下に伴ってトランジスタＴＲ２のオン抵抗が大きくなり、容量Ｃ１に充電される電荷量が減少し、ひいては出力電圧Ｖｏｕｔは低下することになる。

　逆に、帰還電圧Ｖ１が基準電圧ＶＲよりも低くなる場合には、比較器１０６から負の誤差信号が出力されて、トランジスタＴＲ５のゲートバイアスが低くなり、トランジスタＴＲ５のドレイン－ソース間抵抗ＲＤＳが大きくなる。この結果、トランジスタＴＲ２のゲート電圧の上昇に伴ってトランジスタＴＲ２のオン抵抗が小さくなり、容量Ｃ１に充電される電荷量が増加し、ひいては出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。

　つまり、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧ＶＲよりも高くなるときにはこれを低くするようにフィードバック制御が働き、反対に出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧ＶＲよりも低くなるときにはこれを高くするようにフィードバック制御が働くので、出力容量Ｃ２の一方の電極から所望の電圧値と一致するような出力電圧Ｖｏｕｔが得られることになる。

特開平６－３５１２２９号公報

　しかしながら、従来のチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータでは、出力電圧を安定化させるための手段として出力電圧を直接的にフィードバックしているので、外来ノイズに弱いという問題があった。具体的には、チャージポンプ容量の充電中で出力電圧に外来ノイズが重畳されると、チャージポンプ容量に充電される電荷量が所望の電荷量とは異なることになり、この結果として出力電圧の安定性が悪化する。また、チャージポンプ容量に充電される電荷量が所望の電荷量とは異なり一定とはならない場合、出力電圧のリップル周波数が一定とならず、低周波から高周波まで広い周波数成分を持ち、電源としての性能を劣化させていた。

　チャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータの通常の使用環境下で外来ノイズは発生しやすい。具体的には、チャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧は他のＩＣの電源電圧として使用されることが多いので、ＩＣ基板上で引き回される配線が長くなり、外来ノイズを拾いやすい環境下にある。また、チャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータが接続される携帯機器内の電子部品は、受動部品のみならず、基準周波数源である水晶発振器や、様々な周波数成分を持つＤＳＰも含む。従って、チャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧に対してこれらの電子部品の周波数の影響を被りやすい環境下にある。

　本発明は、このような課題を解決するためになされたもので、出力電圧及びそのリップル周波数を安定化させるチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

　上記の課題を解決するために、本発明の一つの形態(aspect)に係るチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータは、その両電極が入力電源の正極と接続されるチャージポンプ容量と、前記チャージポンプ容量と並列に接続されるとともに、その一方の電極から出力電圧が取り出され、その他方の電極がグランドに接続される出力容量と、前記入力電源の正極と前記チャージポンプ容量の一方の電極との間に設けられた第１のスイッチと、前記チャージポンプ容量の一方の電極と前記出力容量の一方の電極との間に設けられた第４のスイッチと、前記入力電源の正極と前記チャージポンプ容量の他方の電極との間に設けられた第３のスイッチと、前記チャージポンプ容量の他方の電極と前記出力容量の他方の電極との間に設けられた第２のスイッチと、前記チャージポンプ容量の充電電圧が可変基準電圧を上回るか否かを検出するコンパレータと、スイッチング周波数を持った発振信号を出力するオシレータと、前記コンパレータの出力及び前記オシレータの出力に基づいて、前記第１乃至第４のスイッチをオンオフさせるスイッチ制御回路と、を備え、前記スイッチ制御回路は、前記第１及び第２のスイッチをオン且つ前記第３及び第４のスイッチをオフにして前記入力電源の電圧を前記チャージポンプ容量に充電する第１の充電フェーズと、前記第１及び第２のスイッチをオフ且つ前記第３及び第４のスイッチをオンにして前記入力電源の電圧に前記第１の充電フェーズで前記チャージポンプ容量に充電された充電電圧を加算した電圧を前記出力容量に充電する第２の充電フェーズと、を交互に繰り返すように構成され、且つ、前記第１の充電フェーズにおいて前記チャージポンプ容量の充電電圧が前記可変基準電圧に到達した旨を前記コンパレータの出力が表したとき、前記チャージポンプ容量の充電を停止させるように構成された、ものである。

　この構成によれば、第１の充電フェーズにおいてチャージポンプ容量の充電電圧が可変基準電圧に到達した旨をコンパレータの出力が表したとき、チャージポンプ容量の充電を停止させるので、出力電圧が可変基準電圧と入力電源の電圧とを加算した電圧に安定化することができる。さらに、コンパレータにおいて可変基準電圧と比較される電圧としては、チャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータの外部で引き回される出力容量の一方の電極のノード電圧（出力電圧）ではなく、チャージポンプ容量の充電電圧が採用されている。このため、出力容量の一方の電極のノードに現れる外来ノイズの影響が抑えられ、さらに出力電圧を安定化させることが可能となる。また、チャージポンプ容量に対して出力電圧とは無関係な一定の電荷量が充電され、出力電圧のリップル周波数も安定化する。

　前記チャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、前記可変基準電圧が前記出力電圧としての所望の電圧と前記入力電源の電圧との差となるように前記可変基準電圧を生成する可変基準電圧生成回路を備える、としてもよい。

　前記チャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、前記可変基準電圧生成回路は、　基準電圧発生用抵抗と、前記出力電圧としての所望の電圧を前記基準電圧発生用抵抗の抵抗値で除算した第１の電流が前記基準電圧発生用抵抗に流れ込むように構成された第１の差動増幅回路と、前記入力電源の電圧を前記基準電圧発生用抵抗の抵抗値で除算した第２の電流が前記基準電圧発生用抵抗から流れ出すように構成された第２の差動増幅回路と、を備え、前記可変基準電圧は、前記第１の電流と前記第２の電流との合成電流に応じた前記基準電圧発生用抵抗に電圧を発生させる、としてもよい。

　これらの構成によれば、第２の充電フェーズで出力容量に充電される電圧は、所望の電圧と入力電源の電圧との差である可変基準電圧に入力電源の電圧を加算した電圧、すなわち所望の電圧となる。これにより、出力電圧は所望の電圧で安定化する。

　前記チャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチ制御回路は、前記第１の充電フェーズの期間で、前記チャージポンプ容量の充電電圧が前記可変基準電圧に到達した旨を前記コンパレータの出力が表すとき、Ｈｉｇｈレベルのデータ入力をラッチするフリップフロップ回路を備え、前記フリップフロップ回路の出力の反転信号と前記オシレータの出力との論理積として得られるスイッチ制御信号により、前記第１のスイッチ及び／又は前記第２のスイッチをオンからオフに切り替えるように構成された、としてもよい。

　この構成によれば、可変基準電圧のノイズによりコンパレータの出力が変動するような場合であっても、第１の充電フェーズにおけるチャージポンプ容量の充電を確実に停止することが可能となる。言い換えると、可変基準電圧のノイズにより第１のスイッチ及び／又は第２のスイッチが複数回オンオフを繰り返すことはなくなり、オシレータの出力の一周期に一度だけ第１のスイッチ及び／又は第２のスイッチをオンからオフに切り替え可能であり、チャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータのより安定した動作を実現できる。

　前記チャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチ制御回路は、所定期間Ｈｉｇｈレベルとなるパルス信号を出力するパルス回路を備え、前記フリップフロップ回路の出力の反転信号と、前記パルス回路から出力される前記パルス信号の論理和と、前記オシレータの出力との論理積として得られるスイッチ制御信号により、前記第１のスイッチ及び／又は前記第２のスイッチをオンからオフに切り替えるように構成された、としてもよい。

　この構成によれば、可変基準電圧のノイズによりコンパレータ出力の切り替わり時の変動を考慮に入れて、第１の充電フェーズにおけるチャージポンプ容量の充電を停止することが可能となる。

　本発明のその他の形態(aspect)に係るチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータは、Ｎ個のチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ（但し、Ｋ＝１～Ｎ。以下同じ））と、出力容量と、入力電源とＫ段目の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の一方の電極との間に接続されたスイッチＳ（２Ｋ－１）と、Ｋ段目の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の他方の電極とグランドとの間に接続されたスイッチＳ（２Ｋ）と、Ｋ段目の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の他方の電極とその１段前（Ｋ－１段目）のチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ－１）の一方の電極との間に接続されたスイッチＳ（２Ｎ＋Ｋ）と、最終段（Ｋ＝Ｎ）の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｎ）の一方の電極と前記出力容量との間に接続されたスイッチＳ（２Ｎ＋Ｎ＋１）と、任意のいずれか１つの前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の充電電圧が可変基準電圧を上回るか否かを検出するコンパレータと、スイッチング周波数を持つ発振信号を出力するオシレータと、前記コンパレータの出力及び前記オシレータの出力に基づいて全ての前記スイッチをオンオフさせるスイッチ制御回路と、を備え、前記スイッチＳ（２Ｎ＋Ｋ）は、Ｋ＝１の場合、前記入力電源と初段（Ｋ＝１）の前記チャージポンプ容量ＣＪ（１）の他方の電極との間に接続されたスイッチＳ（２Ｎ＋１）であり、Ｋ＝Ｎの場合、最終段の１段前（Ｋ＝Ｎ－１）の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｎ－１）の一方の電極と最終段（Ｋ＝Ｎ）の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｎ）の他方の電極との間に接続されたスイッチＳ（２Ｎ＋Ｎ）であり、前記スイッチ制御回路は、前記スイッチＳ（２Ｋ－１）及び前記スイッチＳ（２Ｋ）をオン、かつ前記スイッチＳ（２Ｎ＋Ｋ）及び前記スイッチＳ（２Ｎ＋Ｎ＋１）をオフにして前記入力電源の電圧をＮ個の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）それぞれに充電する第１の充電フェーズと、前記スイッチＳ（２Ｋ－１）及び前記スイッチＳ（２Ｋ）をオフ、かつ前記スイッチＳ（２Ｎ＋Ｋ）及び前記スイッチＳ（２Ｎ＋Ｎ＋１）をオンにして前記入力電源の電圧に前記第１の充電フェーズでＮ個の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）に充電された充電電圧の総和を加算した電圧を前記出力容量に充電する第２の充電フェーズと、を交互に繰り返すように構成され、且つ、前記第１の充電フェーズにおいて所定の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の充電電圧が前記可変基準電圧に到達した旨を前記コンパレータの出力が表したとき、Ｎ個の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の充電を停止させるように構成された、ものである。

　この構成によれば、（Ｎ＋１）倍昇圧のチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータを実現でき、さらに、２倍昇圧と同様なスイッチング制御が行われるので、出力電圧を安定化することができる。

　前記チャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、前記可変基準電圧が前記出力電圧としての所望の電圧と前記入力電源の電圧との差を前記Ｎで除算した値となるように前記可変基準電圧を生成する可変基準電圧生成回路を備える、としてもよい。

　前記チャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、前記可変基準電圧生成回路は、基準電圧発生用抵抗と、前記出力電圧としての所望の電圧を前記基準電圧発生用抵抗の抵抗値の前記Ｎ倍の値で除算した第１の電流が前記基準電圧発生用抵抗に流れ込むように構成された第１の差動増幅回路と、前記入力電源の電圧を前記基準電圧発生用抵抗の抵抗値の前記Ｎ倍の値で除算した第２の電流が前記基準電圧発生用抵抗から流れ出すように構成された第２の差動増幅回路と、を備え、前記可変基準電圧は、前記第１の電流と前記第２の電流との合成電流に応じた前記基準電圧発生用抵抗に電圧を発生させる、としてもよい。

　これらの構成によれば、第２の充電フェーズで出力容量に充電される電圧は、所望の電圧と入力電源の電圧との差をＮで除算した値である可変基準電圧をＮ倍した値に入力電源の電圧を加算した電圧、すなわち所望の電圧となる。これにより、出力電圧は所望の電圧で安定化する。

　前記チャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、前記コンパレータは、複数の前記チャージポンプ容量の充電電圧それぞれに対応して設けられ、前記スイッチ制御回路は、複数の前記コンパレータの出力に基づいて、複数の前記チャージポンプ容量に対応づけられた前記スイッチＳ（２Ｋ－１）及び／又は前記スイッチＳ（２Ｋ）をオンからオフに切り替えるように構成された、としてもよい。

　この構成によれば、複数のチャージポンプ容量の充電電圧が等しくなるように本発明のスイッチング制御が遂行されるので、出力電圧をより安定させることができる。

　前記チャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチ制御回路は、前記第１の充電フェーズの期間で、所定の前記チャージポンプ容量の充電電圧が前記可変基準電圧に到達した旨を前記コンパレータの出力が表すとき、Ｈｉｇｈレベルのデータ入力をラッチするフリップフロップ回路を備え、前記フリップフロップ回路の出力の反転信号と前記オシレータの出力との論理積として得られるスイッチ制御信号により、前記スイッチＳ（２Ｋ－１）及び／又は前記スイッチＳ（２Ｋ）をオンからオフに切り替えるように構成された、としてもよい。

　前記チャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチ制御回路は、所定期間Ｈｉｇｈレベルとなるパルス信号を出力するパルス回路を備え、前記フリップフロップ回路の出力の反転信号と、前記パルス回路から出力される前記パルス信の論理和と、前記オシレータの出力との論理積として得られるスイッチ制御信号により、前記スイッチＳ（２Ｋ－１）及び／又は前記スイッチＳ（２Ｋ）をオンからオフに切り替えるように構成された、としてもよい。

　本発明の前記目的、他の目的、特徴、及び利点は、添付図面参照の下、以下の好適な実施態様の詳細な説明から明らかにされる。

　本発明によれば、外来ノイズの影響を抑え、出力電圧及びそのリップル周波数を安定化させるチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータを提供することが可能となる。

図１は本発明の実施の形態１に係るチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータの構成例を示す回路図である。図２は本発明の実施の形態２に係るチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータの構成例を示す回路図である。図３は図２に示すスイッチ制御回路の動作例を示すタイミングチャートである。図４は本発明の実施の形態３に係るチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータが備えるスイッチ制御回路の構成例を示した回路図である。図５は本発明の実施の形態４に係るチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータのスイッチ制御回路の構成例を示す回路図である。図６は図５に示すスイッチ制御回路の動作例を示すタイミングチャートである。図７は本発明の実施の形態５に係る（Ｎ＋１）倍昇圧のチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータの構成例を示す回路図である。図８は、本発明の実施の形態６に係る（Ｎ＋１）倍昇圧のチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータの可変基準電圧生成回路の構成例を示す回路図である。図９は本発明の実施の形態７に係る（Ｎ＋１）倍昇圧のチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータの構成例を示す回路図である。図１０は本発明の実施の形態８に係る（Ｎ＋１）倍昇圧のチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータのスイッチ制御回路の構成例を示す回路図である。図１１は本発明の実施の形態９に係る（Ｎ＋１）倍昇圧のチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータのスイッチ制御回路の構成例を示す回路図である。図１２は本発明の実施の形態１０に係る（Ｎ＋１）倍昇圧のチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータのスイッチ制御回路の構成例を示す回路図である。図１３は従来のチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータの構成を示した回路図である。図１４は従来の出力電圧安定化機能付きのチャージポンプ型昇圧回路の構成を示した回路図である。

　以下、本発明の好ましい実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、以下では全ての図を通じて同一又は相当する要素には同一の参照符号を付して、その重複する説明を省略する。
（実施の形態１）
［構成例］
　図１は本発明の実施の形態１に係るチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータの構成例を示す回路図である。

　図１に示すチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータは、入力電源１０と、チャージポンプ容量ＣＪと、入力電源１０とチャージポンプ容量ＣＪの両電極それぞれとの間に設けられたスイッチＳ１，Ｓ３と、チャージポンプ容量ＣＪと並列に接続された出力容量Ｃｏと、チャージポンプ容量ＣＪの両電極と出力容量Ｃｏの両電極との間にそれぞれ設けられたスイッチＳ４，Ｓ２と、オシレータ３０と、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のオンオフを制御するスイッチ制御回路１００と、を備える。なお、出力容量Ｃｏの一方の電極（スイッチＳ４側）の電圧がチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔとして取り出され、出力容量Ｃｏの他方の電極（スイッチＳ２側）はグランド電位に維持されている。

　さらに、図１に示すチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータは、可変基準電圧生成回路２００と、コンパレータＣＯＭＰと、を備える。

　可変基準電圧生成回路２００は、次式で表されるとおり、出力電圧Ｖｏｕｔとして所望の電圧ＶＤＣＤＣと入力電源１０の電圧ＶＣＣとの差となる可変基準電圧ＶＲＥＦを生成するように構成されている。

　ＶＲＥＦ　＝　ＶＤＣＤＣ－ＶＣＣ・・・（１）
　コンパレータＣＯＭＰは、チャージポンプ容量ＣＪの一方の電極（スイッチＳ１側の電極）の充電電圧と可変基準電圧生成回路２００からの可変基準電圧ＶＲＥＦとを比較し、その比較結果を示す信号をスイッチ制御回路１００に出力するように構成されている。そして、スイッチ制御回路１００は、オシレータ３０の発振信号及びコンパレータＣＯＭＰの出力に基づいてスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のオンオフを制御するためのスイッチ制御信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４を出力するように構成されている。なお、スイッチ制御信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４がＨｉｇｈレベルのとき、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４がオンするものとし、スイッチ制御信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４がＬｏｗレベルのとき、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４がオフするものとする。
［動作例］
　つぎに、図１に示すチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータの動作を説明する。

　まず、オシレータ３０の発振信号に基づきスイッチＳ１、Ｓ２をオンかつスイッチＳ３，Ｓ４をオフさせる場合、入力電源１０とグランド電位との間には、スイッチＳ１、チャージポンプ容量ＣＪ、及びスイッチＳ２を介した電流経路が形成され、チャージポンプ容量ＣＪには入力電源１０の電圧ＶＣＣが充電される。なお、以下では、このような充電が行われる期間のことを「第１の充電フェーズ」と呼ぶ。

　つぎに、オシレータ３０の発振信号に基づいてスイッチＳ３、Ｓ４をオンかつスイッチＳ１，Ｓ２をオフさせる場合、入力電源１０とグランド電位との間には、スイッチＳ３、チャージポンプ容量ＣＪ、スイッチＳ４、及び出力容量Ｃｏを介した電流経路が形成され、出力容量Ｃｏには、入力電源１０の電圧ＶＣＣに対しチャージポンプ容量ＣＪに充電されている電圧ＶＣＣを加算した電圧、つまり入力電源１０の電圧ＶＣＣ（入力電圧）の２倍の電圧が充電される。なお、以下では、このような充電が行われる期間のことを「第２の充電フェーズ」と呼ぶ。

　つぎに、オシレータ３０の発振信号に基づきスイッチＳ１、Ｓ２をオンかつスイッチＳ３，Ｓ４をオフさせることで、第２の充電フェーズから第１の充電フェーズに切り替わる。これにより、チャージポンプ容量ＣＪには入力電源１０の電圧ＶＣＣが再び充電されるとともに、出力容量Ｃｏに充電されている入力電源１０の電圧ＶＣＣの２倍の電圧が外部出力（放電）される。

　つぎに、オシレータ３０の発振信号に基づいてスイッチＳ３、Ｓ４をオンかつスイッチＳ１，Ｓ２をオフさせることで、第１の充電フェーズから第２の充電フェーズに切り替わる。これにより、出力容量Ｃｏには入力電源１０の電圧ＶＣＣ（入力電圧）の２倍の電圧が再び充電される。

　ところで、第１の充電フェーズと第２の充電フェーズとが交互に繰り返される過程で、コンパレータＣＯＭＰは、チャージポンプ容量ＣＪの充電電圧と可変基準電圧生成回路２００で生成された基準電圧ＶＲＥＦとを比較し、その比較結果を示す信号をスイッチ制御回路１００に出力している。スイッチ制御回路１００は、第１の充電フェーズにおけるチャージポンプ容量ＣＪの充電電圧が可変基準電圧生成回路２００で生成された可変基準電圧ＶＲＥＦに到達した旨を表すコンパレータＣＯＭＰの出力が入力されたとき、チャージポンプ容量ＣＪの充電を停止させるように制御する。従って、第２の充電フェーズでは、入力電源１０の電圧ＶＣＣの２倍の電圧ではなく、入力電源１０の電圧ＶＣＣに第１の充電フェーズで前記チャージポンプ容量ＣＪに充電された可変基準電圧ＶＲＥＦを加算した電圧が出力容量Ｃｏに充電されることになる。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは、次式で表せられる所望の電圧ＶＤＣＤＣとなるように安定化する。

　Ｖｏｕｔ　＝　ＶＣＣ＋ＶＲＥＦ　
　　　　　　＝　ＶＣＣ＋（ＶＤＣＤＣ－ＶＣＣ）
　　　　　　＝　ＶＤＣＤＣ　・・・（２）
　さらに、本実施の形態では、コンパレータＣＯＭＰにおいて可変基準電圧ＶＲＥＦと比較される電圧として、チャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータの外部で引き回される出力容量Ｃｏの一方の電極のノード電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）ではなくチャージポンプ容量ＣＪの充電電圧が採用されている。このため、出力容量Ｃｏの一方の電極のノードに現れる外来ノイズの影響が抑えられ、出力電圧Ｖｏｕｔをより安定化させることが可能となる。さらに、チャージポンプ容量ＣＪに対して出力電圧Ｖｏｕｔとは無関係な一定の電荷量が充電され、出力電圧Ｖｏｕｔのリップル周波数も一定となる。

　以上より、従来技術と比べて出力電圧Ｖｏｕｔに現れる外来ノイズの影響が抑えられることで当該出力電圧Ｖｏｕｔをより安定化させ、かつ出力電圧Ｖｏｕｔのリップル周波数を一定にすることが可能なチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータを提供できる。

　（実施の形態２）　
　図２は本発明の実施の形態２に係るチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータの構成例を示す回路図である。図２に示すチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータの全体構成は、図１に示す構成例と同様である。なお、図２では、スイッチ制御回路１００及び可変基準電圧生成回路２００の構成が具現化されている。以下では、図２に示すスイッチ制御回路１００及び可変基準電圧生成回路２００を説明する。

　［スイッチ制御回路の構成例及びその動作］
　図２に示すスイッチ制御回路１００は、コンパレータＣＯＭＰの出力を反転した反転信号ＸＶＣＯＭＰを生成するインバータＩＮＶ０と、オシレータ３０の出力（発振信号）とインバータＩＮＶ０の出力（反転信号ＸＶＣＯＭＰ）との論理積を生成するＡＮＤゲート４０と、オシレータ３０出力を反転した反転信号を生成するインバータＩＮＶ１と、を備える。ここで、ＡＮＤゲート４０の出力はスイッチＳ１のオンオフを制御するスイッチ制御信号Ｇ１１となり、オシレータ３０の出力はスイッチＳ２のオンオフを制御するスイッチ制御信号Ｇ２となり、インバータＩＮＶ１の出力はスイッチＳ３，Ｓ４のオンオフを制御するスイッチ制御信号Ｇ３，Ｇ４となる。なお、スイッチ制御信号Ｇ１１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４がＨｉｇｈレベルのとき、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４がオンするものとし、スイッチ制御信号Ｇ１１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４がＬｏｗレベルのとき、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４がオフするものとする。

　図３は、図２に示すスイッチ制御回路１００の動作例を示すタイミングチャートである。なお、図３の中で、“Ｔｓ”はスイッチング周期を表す。“Ｔ１”は反転信号ＸＶＣＯＭＰがＨｉｇｈレベルである期間、つまりチャージポンプ容量ＣＪの充電電圧が可変基準電圧ＶＲＥＦに到達するまでの期間を表す。“Ｔ２”はスイッチＳ１，Ｓ２がオン及びスイッチＳ３，Ｓ４がオフする期間（第１の充電フェーズの期間）のうち反転信号ＸＶＣＯＭＰがＬｏｗレベルとなっている期間（チャージポンプ容量ＣＪの充電電圧が可変基準電圧ＶＲＥＦを上回っている期間）を表す。“Ｔ３”はスイッチＳ１，Ｓ２がオフ及びスイッチＳ３，Ｓ４がオンする期間（第２の充電フェーズの期間）を表している。

　図３に示すように、スイッチ制御回路１００は、第１の充電フェーズを遂行するために、スイッチＳ１及びＳ２がオンし、かつスイッチＳ３，Ｓ４がオフするように、Ｈｉｇｈレベルのスイッチ制御信号Ｇ１１，Ｇ２及びＬｏｗレベルのスイッチ制御信号Ｇ３，Ｇ４を出力する。そして、第１の充電フェーズにおいて、チャージポンプ容量ＣＪの充電電圧が可変基準電圧ＶＲＥＦに到達したときには、スイッチ制御回路１００は、スイッチＳ１をオフにしてチャージポンプ容量ＣＪの充電が停止するように、スイッチ制御信号Ｇ１１をＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切り替える。

　つまり、スイッチ制御回路１００は、第１の充電フェーズにおいてチャージポンプ容量ＣＪが可変基準電圧ＶＲＥＦまで充電された際にスイッチＳ１をオフにすることで、チャージポンプ容量ＣＪの充電経路を遮断している。

　なお、第１の充電フェーズにおけるチャージポンプ容量ＣＪの充電を停止するために、スイッチＳ１のみをオフさせる他に、スイッチＳ２のみをオフさせてもよく、あるいはスイッチＳ１及びＳ２を共にオフさせてもよい。

　［可変基準電圧生成回路］
　図２に示す可変基準電圧生成回路２００は、コンパレータＣＯＭＰの反転入力端子とグランドとの間に抵抗Ｒ１が設けられており、所望の出力電圧ＶＤＣＤＣを抵抗Ｒ１の抵抗値で除算した値をもつ電流Ｉｃｏｎｓｔ（＝ＶＤＣＤＣ／Ｒ１）から入力電源１０の電圧ＶＣＣを抵抗Ｒ１の抵抗値で除算した値をもつ電流Ｉｖｃｃ（＝ＶＣＣ／Ｒ１）を差し引いた電流（＝Ｉｃｏｎｓｔ－Ｉｖｃｃ）が抵抗Ｒ１に流れることで、抵抗Ｒ１の電圧降下として可変基準電圧ＶＲＥＦ（＝ＶＤＣＤＣ－ＶＣＣ）が発生するように構成されている。具体的には、図２に示す可変基準電圧生成回路２００は、差動入力かつシングル出力の差動増幅回路ＡＭＰ１（第１の差動増幅回路）と、差動入力かつシングル出力の差動増幅回路ＡＭＰ２（第２の差動増幅回路）と、を備えている。

　差動増幅回路ＡＭＰ１では、その差動入力段であるＮＭＯＳトランジスタＭ１１及びＭ１２と、その負荷段であるＰＭＯＳトランジスタＭ１３及びＭ１４とを備え、ＰＭＯＳトランジスタＭ１３とＭ１４のゲートとＰＭＯＳトランジスタＭ１４のドレインを接続している。ＮＭＯＳトランジスタＭ１１及びＭ１２両方のソースは電流源を介してグランドに接続されており、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１のドレインはＰＭＯＳトランジスタＭ１３のドレインと接続され、ＮＭＯＳトランジスタＭ１２のドレインはＰＭＯＳトランジスタＭ１４のドレインと接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ１１のドレインとＰＭＯＳトランジスタＭ１３のドレインとを互いに接続するノード（アンプ出力端）はＰＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２の各ゲートに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート（一方の入力端）にはバンドギャップ電圧ＶＢＧＲが印加されており、ＮＭＯＳトランジスタＭ１２のゲート（他方の入力端）にはＰＭＯＳトランジスタＭ１のドレインと抵抗Ｒ２とを互いに接続するノードの電圧が印加されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ１のドレインの反対側にある抵抗Ｒ２の一端はグランドに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ２のドレインは抵抗Ｒ１及びＮＭＯＳトランジスタＭ７のドレインに接続されている。

　差動増幅回路ＡＭＰ２では、その差動入力段であるＮＭＯＳトランジスタＭ２１及びＭ２２と、その負荷段であるＰＭＯＳトランジスタＭ２３及びＭ２４とを備え、ＰＭＯＳトランジスタＭ２３とＭ２４のゲートとＰＭＯＳトランジスタＭ２４のドレインを接続している。ＮＭＯＳトランジスタＭ２１及びＭ２２両方のソースは電流源を介してグランドに接続されており、ＮＭＯＳトランジスタＭ２１のドレインはＰＭＯＳトランジスタＭ２３のドレインと接続され、ＮＭＯＳトランジスタＭ２２のドレインはＰＭＯＳトランジスタＭ２４のドレインと接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ２１のドレインとＰＭＯＳトランジスタＭ２３のドレインとを互いに接続するノード（アンプ出力端）はＰＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５の各ゲートに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ２１のゲート（一方の入力端）には入力電源１０の電圧ＶＣＣを２分割して得られる電圧ＶＣＣ／２が印加され、ＮＭＯＳトランジスタＭ２２のゲート（他方の入力端）にはＰＭＯＳトランジスタＭ４のドレインと抵抗Ｒ３とを互いに接続するノードの電圧が印加される。ＰＭＯＳトランジスタＭ４のドレインとは反対側にある抵抗Ｒ３の一端はグランドに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ５のドレインは、カレントミラー回路を構成するＮＭＯＳトランジスタＭ６のドレインに接続されており、ＮＭＯＳトランジスタＭ６の電流がＮＭＯＳトランジスタＭ７の電流として複製される。ＮＭＯＳトランジスタＭ７のドレインは、ＰＭＯＳトランジスタＭ２のドレイン及び抵抗Ｒ１と接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ２の反対側にある抵抗Ｒ１の一端はグランドに接続されている。

　以上の構成で、抵抗Ｒ２及び抵抗Ｒ３をそれぞれ次式のとおり設定する。

　Ｒ２　＝　（ＶＢＧＲ／ＶＤＣＤＣ）×Ｒ１　・・・（３）
　Ｒ３　＝　Ｒ１／２　・・・（４）
　すると、ＰＭＯＳトランジスタＭ２のドレインから抵抗Ｒ１へ流れ込む電流Ｉｃｏｎｓｔは、次式のように表される。なお、電流ＩｃｏｎｓｔはＰＭＯＳトランジスタＭ２のドレインから抵抗Ｒ１へと流れ込む方向を正方向とする。

　Ｉｃｏｎｓｔ　＝　ＶＢＧＲ／Ｒ２　＝　ＶＤＣＤＣ／Ｒ１　・・・（５）
　また、抵抗Ｒ１から流れ出てＮＭＯＳトランジスタＭ７に流れ込む電流Ｉｖｃｃは次式で表される。

　Ｉｖｃｃ　＝　（ＶＣＣ／２）／Ｒ３　＝　ＶＣＣ／Ｒ１　・・・（６）
　従って、可変基準電圧ＶＲＥＦは、次式のとおり、抵抗Ｒ１に流れ込む電流の合計値を抵抗Ｒ１の抵抗値で乗算することで求められる。具体的には、可変基準電圧ＶＲＥＦは、所望の出力電圧ＶＤＣＤＣから入力電源１０の電圧ＶＣＣを差し引いた電圧となる。

　ＶＲＥＦ　＝（Ｉｃｏｎｓｔ－Ｉｖｃｃ）×Ｒ１
　　　　　　＝（ＶＤＣＤＣ／Ｒ１－ＶＣＣ／Ｒ１）×Ｒ１
　　　　　　＝　ＶＤＣＤＣ－ＶＣＣ　・・・（７）
　以上より、従来技術と比べて出力電圧Ｖｏｕｔに現れる外来ノイズの影響が抑えられることで当該出力電圧Ｖｏｕｔをより安定化させ、かつリップル周波数を一定にすることが可能なチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータを提供できる。
（実施の形態３）
　図４は本発明の実施の形態３に係るチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータが備えるスイッチ制御回路の構成例を示した回路図である。

　図４に示すスイッチ制御回路１００では、可変基準電圧ＶＲＥＦのノイズの影響でコンパレータＣＯＭＰの出力が変動するような場合であっても第１の充電フェーズにおけるチャージポンプ容量ＣＪの充電を確実に停止させるための機能が追加されている。

　この機能を実現するために、図２に示すスイッチ制御回路１００の構成の他に、フリップフロップ回路ＦＦが設けられている。具体的には、フリップフロップ回路ＦＦは、データ入力端Ｄと、クロック入力端ＣＫと、リセット入力端Ｒと、データ出力端Ｑとを備え、データ入力端ＤにはＨｉｇｈレベルが常時入力され、クロック入力端ＣＫにはコンパレータＣＯＭＰの出力が入力され、リセット入力端Ｒにはオシレータ３０の出力が入力されている。なお、リセット入力端Ｒは、Ｌｏｗアクティブである。

　フリップフロップ回路ＦＦは、コンパレータＣＯＭＰの出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り替わるときに、データ入力端に入力されるＨｉｇｈレベルのデータ入力をラッチしている。なお、オシレータ３０の出力がＬｏｗレベルのとき、すなわちスイッチＳ１，Ｓ２をオフさせるとき、フリップフロップ回路ＦＦはリセット状態となり、オシレータ３０の出力がＨｉｇｈレベルのとき、すなわちスイッチＳ１，Ｓ２をオンさせるとき、フリップフロップ回路ＦＦはリセット状態を解除してＨｉｇｈレベルのデータ入力をラッチ可能である。

　フリップフロップ回路ＦＦは、第１の充電フェーズの期間で、コンパレータＣＯＭＰの出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り替わるとき（すなわち、チャージポンプ容量ＣＪの充電電圧が可変基準電圧ＶＲＥＦに到達したとき）、Ｈｉｇｈレベルのデータ入力をラッチする。なお、フリップフロップ回路ＦＦの出力をインバータＩＮＶ１により反転した信号とオシレータ３０の出力との論理積が、スイッチＳ１のオンオフを制御するスイッチ制御信号Ｇ１１である。従って、フリップフロップ回路ＦＦがＨｉｇｈレベルのデータ入力をラッチしたときには、ＡＮＤゲート４０から出力されるスイッチ制御信号Ｇ１１はＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切り替わり、チャージポンプ容量ＣＪの充電が停止する。

　以上により、可変基準電圧ＶＲＥＦのノイズの影響でコンパレータＣＯＭＰの出力が変動するような場合であっても、第１の充電フェーズにおけるチャージポンプ容量ＣＪの充電を確実に停止することが可能となる。言い換えると、可変基準電圧ＶＲＥＦのノイズの影響でスイッチＳ１が複数回オンオフを繰り返すことはなくなり、オシレータ３０の出力の一周期に一度だけスイッチＳ１をオンからオフに切り替え可能であり、チャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータのより安定した動作を実現できる。

　なお、第１の充電フェーズにおけるチャージポンプ容量ＣＪの充電を停止する際に、スイッチＳ１のみをオフする場合を例示しているが、スイッチＳ２のみをオフする場合にも同様に実現することができ、あるいはスイッチＳ１及びＳ２を共にオフする場合にも同様に実現することができる。
（実施の形態４）
　図５は本発明の実施の形態４に係るチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータのスイッチ制御回路の構成例を示す回路図である。

　図５に示すスイッチ制御回路１００では、第１の充電フェーズにおいてチャージポンプ容量ＣＪが可変基準電圧ＶＲＥＦまで充電された場合、コンパレータＣＯＭＰの出力信号によってスイッチＳ１を直ぐにオンからオフに切り替えるのではなく、パルス回路４１のパルス信号Ｖｐｕｌｓｅに基づいてスイッチＳ１のオンを所定の期間継続させるための機能が追加されている。つまり、スイッチＳ１をオンからオフに切り替えるコンパレータＣＯＭＰの出力信号を所定の期間無効となるようにマスクさせる機能が追加されている。

　この機能を実現するために、図４に示したスイッチ制御回路１００に示した構成の他にパルス回路４１及びＯＲゲートＯＲが設けられている。パルス回路４１は所定期間Ｈｉｇｈレベルとなるパルス信号Ｖｐｕｌｓｅを出力する。ＯＲゲートＯＲは、フリップフロップ回路ＦＦの出力の反転信号ＸＶＣＯＭ１と、パルス回路４１から出力されるパルス信号Ｖｐｕｌｓｅとの論理和を出力する。そして、ＡＮＤゲート４０は、オシレータ３０の出力とＯＲゲートＯＲの出力との論理積を、スイッチＳ１のオンオフを制御するスイッチ制御信号Ｇ１１として出力する。

　図６は、図５に示すスイッチ制御回路１００の動作例を示すタイミングチャートである。なお、図６の中で、“Ｔｓ”、“Ｔ１”、“Ｔ２”、“Ｔ３”は図３に示す各符号と同様である。“Ｔ１１”はパルス信号ＶｐｕｌｓｅのＨｉｇｈレベルの期間を表している。図６に示されるように、第１の充電フェーズの期間（Ｔ１＋Ｔ２）の中で、フリップフロップ回路ＦＦの出力の反転信号ＸＶＣＯＭ１がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切り替わったとき（チャージポンプ容量ＣＪの充電電圧が可変基準電圧ＶＲＥＦに到達したとき）、スイッチＳ１をオンオフさせるスイッチ制御信号Ｇ１１は、直ぐにＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切り替わらず、パルス信号ＶｐｕｌｓｅのＨｉｇｈレベルの期間（Ｔ１１）そのＨｉｇｈレベルを継続している。

　以上により、例えば可変基準電圧ＶＲＥＦのノイズの影響でコンパレータＣＯＭＰの出力の切り替わり時の変動を考慮に入れて、第１の充電フェーズにおけるチャージポンプ容量ＣＪの充電を停止することが可能となる。
（実施の形態５）
　図７は本発明の実施の形態５に係る（Ｎ＋１）倍昇圧のチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータの構成例を示す回路図である。

　図７に示すチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータは、Ｎ（Ｎ≧２）個の並列に配置されたチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ（但し、Ｋ＝１～Ｎ））と１個の出力容量Ｃｏとを使用した（Ｎ＋１）倍昇圧の構成となっている。

　Ｎ個のチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）及び出力容量Ｃｏそれぞれの充放電を制御するためのスイッチとして、入力電源１０とＫ段目のチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の一方の電極との間に接続されたスイッチＳ（２Ｋ－１）と、Ｋ段目のチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の他方の電極とグランドとの間に接続されたスイッチＳ（２Ｋ）と、が備えられる。ここで、スイッチＳ（２Ｋ－１）は図１、２に示すスイッチＳ１に相当し、スイッチＳ（２Ｋ）は図１、２に示すスイッチＳ２に相当するものである。

　また、Ｋ段目のチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の他方の電極とその１段前（Ｋ－１段目）のチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ－１）の一方の電極との間に接続されたスイッチＳ（２Ｎ＋Ｋ）が備えられる。なお、スイッチＳ（２Ｎ＋Ｋ）は、Ｋ＝１の場合、入力電源１０と初段（Ｋ＝１）のチャージポンプ容量ＣＪ（１）の他方の電極との間に接続されたスイッチＳ（２Ｎ＋１）であり、Ｋ＝Ｎの場合、最終段の１段前（Ｋ＝Ｎ－１）のチャージポンプ容量ＣＪ（Ｎ－１）の一方の電極と最終段（Ｋ＝Ｎ）の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｎ）の他方の電極との間に接続されたスイッチＳ（２Ｎ＋Ｎ）である。ここで、スイッチＳ（２Ｎ＋１）は図１、２に示すスイッチＳ３に相当する。

　さらに、最終段（Ｎ段目）のチャージポンプ容量ＣＪ（Ｎ）の一方の電極と出力容量Ｃｏの間に接続されたスイッチＳ（２Ｎ＋Ｎ＋１）とが備えられる。ここで、スイッチＳ（２Ｎ＋Ｎ＋１）は図１、２に示すスイッチＳ４に相当するものである。

　第１の充電フェーズでは、スイッチＳ（２Ｋ－１），Ｓ（２Ｋ）がオン、かつスイッチＳ（２Ｎ＋Ｎ＋１），Ｓ（２Ｎ＋Ｋ）がオフし、第２の充電フェーズでは、スイッチＳ（２Ｋ－１），Ｓ（２Ｋ）がオフ、かつスイッチＳ（２Ｎ＋Ｎ＋１），Ｓ（２Ｎ＋Ｋ）がオンする。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは、次式のとおり、入力電源１０の電圧ＶＣＣと可変基準電圧ＶＲＥＦのＮ倍との和になる。

　Ｖｏｕｔ　＝　ＶＣＣ＋ＶＲＥＦ×Ｎ　・・・（８）
　本実施の形態においても上記実施の形態と同様の効果が得られる。

　なお、可変基準電圧生成回路２０１及びスイッチ制御回路１０１は、（Ｎ＋１）倍昇圧に対応できるように構成されるが、それらの基本的な機能は可変基準電圧生成回路２００及びスイッチ制御回路１００と同じである。また、図７に示すように、各チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の充電電圧を検出するコンパレータとして、任意の１つのチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の充電電圧を検出するコンパレータＣＯＭＰ（Ｋ）のみが設けられている。つまり、コンパレータＣＯＭＰ（Ｋ）の出力のみで、第１の充電フェーズにおけるＮ個のチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）全ての充電を停止させるようにしている。
（実施の形態６）
　図８は、本発明の実施の形態６に係る（Ｎ＋１）倍昇圧のチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータの可変基準電圧生成回路の構成例を示す回路図である。

　図８に示す可変基準電圧生成回路２０１は、図７に示す可変基準電圧生成回路２０１の構成を具現化したものであり、可変基準電圧ＶＲＥＦとして、所望の出力電圧ＶＤＣＤＣと入力電源１０の電圧ＶＣＣの差をＮで除算した電圧（ＶＤＣＤＣ－ＶＣＣ）／Ｎを生成するように構成される。

　図８に示す可変基準電圧生成回路２０１は、図２に示す可変基準電圧生成回路２００の構成と同一であるが、抵抗Ｒ２Ｎ、Ｒ３Ｎの設定方法が異なっている。以下、抵抗Ｒ２Ｎ，Ｒ３Ｎの設定方法を詳細に説明する。

　抵抗Ｒ２Ｎ及び抵抗Ｒ３Ｎをそれぞれ次式のとおり設定する。

　Ｒ２Ｎ　＝　（ＶＢＧＲ／ＶＤＣＤＣ）×Ｒ１Ｎ×Ｎ　・・・（９）
　Ｒ３Ｎ　＝　Ｒ１Ｎ／２×Ｎ　・・・（１０）
　すると、ＰＭＯＳトランジスタＭ２のドレインから抵抗Ｒ１Ｎへ流れ込む電流ＩｃｏｎｓｔＮは、抵抗Ｒ２Ｎに流れる電流と同じであるものとして、次式で表される。なお、電流ＩｃｏｎｓｔＮはＰＭＯＳトランジスタＭ２のドレインから抵抗Ｒ１Ｎへと流れ込む方向を正方向とする。

　ＩｃｏｎｓｔＮ　＝　ＶＢＧＲ／Ｒ２Ｎ　＝　ＶＤＣＤＣ／Ｒ１Ｎ／Ｎ・・・（１１）
　ＮＭＯＳトランジスタＭ７に流れる電流ＩｖｃｃＮは、抵抗Ｒ３に流れる電流と同じであるものとして、次式で表される。なお、電流ＩｖｃｃＮはＮＭＯＳトランジスタＭ７から抵抗Ｒ１Ｎへと流れ込む方向を正方向とする。

　ＩｖｃｃＮ　＝　（ＶＣＣ／２）／Ｒ３Ｎ　＝　ＶＣＣ／Ｒ１Ｎ／Ｎ　・・・（１２）
　すると、可変基準電圧ＶＲＥＦは、次式のとおり、抵抗Ｒ１に流れる電流に抵抗Ｒ１の抵抗値を乗算して得られる電圧値となる。

　　ＶＲＥＦＮ　＝　（ＩｃｏｎｓｔＮ－ＩｖｃｃＮ）×Ｒ１Ｎ
　　　　　　　＝｛（ＶＤＣＤＣ／Ｒ１Ｎ）／Ｎ－（ＶＣＣ／Ｒ１Ｎ）／Ｎ｝×Ｒ１Ｎ　
　　　　　　　＝　（ＶＤＣＤＣ－ＶＣＣ）／Ｎ　・・・（１３）
　従って、出力電圧Ｖｏｕｔは、次式のとおり、所望の出力電圧ＶＤＣＤＣとなる。

　　Ｖｏｕｔ　＝　ＶＣＣ＋ＶＲＥＦＮ×Ｎ　
　　　　　　　＝　ＶＣＣ＋｛（ＶＤＣＤＣ－ＶＣＣ）／Ｎ｝×Ｎ　
　　　　　　　＝　ＶＤＣＤＣ　・・・（１４）
（実施の形態７）
　図９は本発明の実施の形態７に係る（Ｎ＋１）倍昇圧のチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータの構成例を示す回路図である。

　図９に示すチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータでは、図７に示したチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータの構成に対して、Ｎ個のチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）それぞれの充電電圧を検出するためにＮ個のコンパレータＣＯＭＰ（Ｋ）が設けられている。これにより、全てのチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の充電電圧が等しくなるように本発明のスイッチング制御が遂行されるので、出力電圧Ｖｏｕｔをより安定させることができる。

　なお、Ｎ個のチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の中でＭ（１＜Ｍ＜Ｎ）個のチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）それぞれの充電電圧を検出するためにＭ個のコンパレータＣＯＭＰ（Ｋ）が設けられるようにしてもよい。
（実施の形態８）
　図１０は本発明の実施の形態８に係る（Ｎ＋１）倍昇圧のチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータのスイッチ制御回路の構成例を示す回路図である。

　図１０に示すスイッチ制御回路１０１は、図９に示すＮ個のコンパレータＣＯＭＰ（Ｋ）が設けられたチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータに対応できるように構成される。

　図１０に示すように、各コンパレータＣＯＭＰ（Ｋ）の出力反転信号とオシレータ３０の発振信号との論理積が、各コンパレータＣＯＭＰ（Ｋ）の非反転入力端子に印加される充電電圧が充電されている、各チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の一方の電極と入力電源１０との間に設けられた各スイッチＳ（２Ｋ－１）の制御信号Ｇ（２Ｋ－１）となっている。このように、Ｎ個のコンパレータＣＯＭＰ（Ｋ）が設けられた場合には、それぞれのコンパレータＣＯＭＰ（Ｋ）の出力でそれぞれのチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の充電を停止させるようにしている。
（実施の形態９）
　図１１は本発明の実施の形態９に係る（Ｎ＋１）倍昇圧のチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータのスイッチ制御回路の構成例を示す回路図である。

　図１１に示すスイッチ制御回路１０１では、図４に示すスイッチ制御回路１００と同様に、可変基準電圧ＶＲＥＦのノイズの影響で各コンパレータＣＯＭＰ（Ｋ）の出力が変動するような場合であっても第１の充電フェーズにおける各チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の充電を確実に停止させるための機能が追加されている。

　この機能を実現するために、図１０に示すスイッチ制御回路１０１の構成の他に、各コンパレータＣＯＭＰ（Ｋ）とインバータＩＮＶ（Ｋ）との間にはＮ個のフリップフロップ回路ＦＦ（Ｋ）が設けられている。具体的には、フリップフロップ回路ＦＦ（Ｋ）は、データ入力端Ｄと、クロック入力端ＣＫと、リセット入力端Ｒと、データ出力端Ｑとを備え、データ入力端ＤにはＨｉｇｈレベルが常時入力され、クロック入力端ＣＫにはコンパレータＣＯＭＰ（Ｋ）の出力が入力され、リセット入力端Ｒにはオシレータ３０の出力が入力されている。なお、リセット入力端Ｒは、Ｌｏｗアクティブである。

　フリップフロップ回路ＦＦ（Ｋ）は、コンパレータＣＯＭＰ（Ｋ）の出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り替わるときに、データ入力端に入力されるＨｉｇｈレベルのデータ入力をラッチしている。なお、オシレータ３０の出力がＬｏｗレベルのとき、フリップフロップ回路ＦＦ（Ｋ）はリセット状態となり、オシレータ３０の出力がＨｉｇｈレベルのとき、フリップフロップ回路ＦＦ（Ｋ）はリセット状態を解除してＨｉｇｈレベルのデータ入力をラッチ可能となる。

　フリップフロップ回路ＦＦ（Ｋ）は、第１の充電フェーズの期間で、コンパレータＣＯＭＰ（Ｋ）の出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り替わるとき（すなわち、チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の充電電圧が可変基準電圧ＶＲＥＦに到達したとき）、Ｈｉｇｈレベルのデータ入力をラッチする。なお、フリップフロップ回路ＦＦ（Ｋ）の出力をインバータＩＮＶ（Ｋ）により反転した信号とオシレータ３０の出力との論理積が、スイッチＳ（２Ｋ－１）をオンオフさせるスイッチ制御信号Ｇ（２Ｋ－１）である。従って、フリップフロップ回路ＦＦ（Ｋ）がＨｉｇｈレベルのデータ入力をラッチしたときには、各ＡＮＤゲートから出力されるスイッチ制御信号Ｇ（２Ｋ－１）はＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切り替わり、チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の充電が停止する。

　以上により、可変基準電圧ＶＲＥＦのノイズの影響でコンパレータＣＯＭＰ（Ｋ）の出力が変動するような場合であっても、第１の充電フェーズにおけるチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の充電を確実に停止することが可能となる。言い換えると、可変基準電圧ＶＲＥＦのノイズの影響でスイッチＳ（２Ｋ－１）が複数回オンオフを繰り返すことはなくなり、オシレータ３０の出力の一周期に一度だけスイッチＳ（２Ｋ－１）をオンからオフに切り替え可能であり、チャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータのより安定した動作を実現できる。

　なお、第１の充電フェーズにおけるチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の充電を停止する際に、スイッチＳ（２Ｋ－１）のみをオフする場合を例示しているが、スイッチＳ（２Ｋ）のみをオフする場合にも同様に実現することができ、あるいはスイッチＳ（２Ｋ－１）及びＳ（２Ｋ）を共にオフする場合にも同様に実現することができる。
（実施の形態１０）
　図１２は本発明の実施の形態１０に係る（Ｎ＋１）倍昇圧のチャージポンプ型ＤＣ―ＤＣコンバータの構成例を示す回路図である。本実施の形態では、図１１に示すスイッチ制御回路１０１の構成の他に、スイッチＳ（２Ｋ－１）をオンからオフに切り替えるコンパレータＣＯＭＰ（Ｋ）の出力が所定の期間無効となるようにマスクする機能を追加したものである。つまり、各フリップフロップ回路ＦＦ（Ｋ）の反転出力とパルス回路４１の出力との論理和と、オシレータ３０の出力との論理積を、スイッチＳ（２Ｋ－１）をオンオフさせるスイッチ制御信号Ｇ（２Ｋ－１）としてもよい。

　上記説明から、当業者にとっては、本発明の多くの改良や他の実施形態が明らかである。従って、上記説明は、例示としてのみ解釈されるべきであり、本発明を実行する最良の態様を当業者に教示する目的で提供されたものである。本発明の精神を逸脱することなく、その構造及び／又は機能の詳細を実質的に変更できる。

　本発明は、各種の電子機器に安定化した直流電圧を供給するチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータにとって有用である。

１０…入力電源
ＶＣＣ…入力電源の電圧
ＣＪ，ＣＪ（１）～ＣＪ（Ｎ）…チャージポンプ容量
Ｃｏ…出力容量
Ｖｏｕｔ…出力電圧
ＣＯＭＰ，ＣＯＭＰ（１）～ＣＯＭＰ（Ｎ）…コンパレータ
３０…オシレータ、
Ｓ１、Ｓ（２Ｋ－１）…スイッチ（第１のスイッチ）
Ｓ２、Ｓ（２Ｋ）…スイッチ（第２のスイッチ）
Ｓ３、Ｓ（２Ｎ＋Ｋ）…スイッチ（第３のスイッチ）
Ｓ４、Ｓ（２Ｎ＋Ｋ）…スイッチ（第４のスイッチ）
Ｇ１，Ｇ１１…第１のスイッチのスイッチ制御信号
Ｇ２…第２のスイッチのスイッチ制御信号
Ｇ３…第３のスイッチのスイッチ制御信号
Ｇ４…第４のスイッチのスイッチ制御信号
２００，２０１…可変基準電圧生成回路
ＶＲＥＦ、ＶＲＥＦＮ…可変基準電圧
ＡＭＰ１、ＡＭＰ１Ｎ…差動増幅回路（第１の差動増幅回路）
ＡＭＰ２、ＡＭＰ２Ｎ…差動増幅回路（第２の差動増幅回路）
１００，１０１…スイッチ制御回路、
ＩＮＶ０…インバータ
ＸＶＣＯＭＰ…コンパレータＣＯＭＰの出力の反転信号
ＦＦ、ＦＦ（１）～ＦＦ（Ｎ）…フリップフロップ回路
ＩＮＶ１…インバータ
４０…ＡＮＤゲート
４１…パルス回路
Ｖｐｕｌｓｅ…パルス信号
ＯＲ…ＯＲゲート

Claims

　その両電極が入力電源の正極と接続されるチャージポンプ容量と、
　前記チャージポンプ容量と並列に接続されるとともに、その一方の電極から出力電圧が取り出され、その他方の電極がグランドに接続される出力容量と、
　前記入力電源の正極と前記チャージポンプ容量の一方の電極との間に設けられた第１のスイッチと、
　前記チャージポンプ容量の一方の電極と前記出力容量の一方の電極との間に設けられた第４のスイッチと、
　前記入力電源の正極と前記チャージポンプ容量の他方の電極との間に設けられた第３のスイッチと、
　前記チャージポンプ容量の他方の電極と前記出力容量の他方の電極との間に設けられた第２のスイッチと、
　前記チャージポンプ容量の充電電圧が可変基準電圧を上回るか否かを検出するコンパレータと、
　スイッチング周波数を持った発振信号を出力するオシレータと、
　前記コンパレータの出力及び前記オシレータの出力に基づいて、前記第１乃至第４のスイッチをオンオフさせるスイッチ制御回路と、を備え、
　前記スイッチ制御回路は、
　前記第１及び第２のスイッチをオン且つ前記第３及び第４のスイッチをオフにして前記入力電源の電圧を前記チャージポンプ容量に充電する第１の充電フェーズと、
　前記第１及び第２のスイッチをオフ且つ前記第３及び第４のスイッチをオンにして前記入力電源の電圧に前記第１の充電フェーズで前記チャージポンプ容量に充電された充電電圧を加算した電圧を前記出力容量に充電する第２の充電フェーズと、を交互に繰り返すように構成され、
　且つ、前記第１の充電フェーズにおいて前記チャージポンプ容量の充電電圧が前記可変基準電圧に到達した旨を前記コンパレータの出力が表したとき、前記チャージポンプ容量の充電を停止させるように構成された、チャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　前記可変基準電圧が前記出力電圧としての所望の電圧と前記入力電源の電圧との差となるように前記可変基準電圧を生成する可変基準電圧生成回路を備える、請求項１に記載のチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　前記可変基準電圧生成回路は、
　基準電圧発生用抵抗と、
　前記出力電圧としての所望の電圧を前記基準電圧発生用抵抗の抵抗値で除算した第１の電流が前記基準電圧発生用抵抗に流れ込むように構成された第１の差動増幅回路と、
　前記入力電源の電圧を前記基準電圧発生用抵抗の抵抗値で除算した第２の電流が前記基準電圧発生用抵抗から流れ出すように構成された第２の差動増幅回路と、を備え、
　前記可変基準電圧は、前記第１の電流と前記第２の電流との合成電流に応じた前記基準電圧発生用抵抗に電圧を発生させる、請求項２に記載のチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　前記スイッチ制御回路は、
　前記第１の充電フェーズの期間で、前記チャージポンプ容量の充電電圧が前記可変基準電圧に到達した旨を前記コンパレータの出力が表すとき、Ｈｉｇｈレベルのデータ入力をラッチするフリップフロップ回路を備え、
　前記フリップフロップ回路の出力の反転信号と前記オシレータの出力との論理積として得られるスイッチ制御信号により、前記第１のスイッチ及び／又は前記第２のスイッチをオンからオフに切り替えるように構成された、請求項１に記載のチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　前記スイッチ制御回路は、
　所定期間Ｈｉｇｈレベルとなるパルス信号を出力するパルス回路を備え、
　前記フリップフロップ回路の出力の反転信号と、前記パルス回路から出力される前記パルス信号の論理和と、前記オシレータの出力との論理積として得られるスイッチ制御信号により、前記第１のスイッチ及び／又は前記第２のスイッチをオンからオフに切り替えるように構成された、請求項４に記載のチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　Ｎ個のチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ（但し、Ｋ＝１～Ｎ。以下同じ））と、
　出力容量と、
　入力電源とＫ段目の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の一方の電極との間に接続されたスイッチＳ（２Ｋ－１）と、
　Ｋ段目の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の他方の電極とグランドとの間に接続されたスイッチＳ（２Ｋ）と、
　Ｋ段目の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の他方の電極とその１段前（Ｋ－１段目）のチャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ－１）の一方の電極との間に接続されたスイッチＳ（２Ｎ＋Ｋ）と、
　最終段（Ｋ＝Ｎ）の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｎ）の一方の電極と前記出力容量との間に接続されたスイッチＳ（２Ｎ＋Ｎ＋１）と、
　任意のいずれか１つの前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の充電電圧が可変基準電圧を上回るか否かを検出するコンパレータと、
　スイッチング周波数を持つ発振信号を出力するオシレータと、
　前記コンパレータの出力及び前記オシレータの出力に基づいて全ての前記スイッチをオンオフさせるスイッチ制御回路と、を備え、
　前記スイッチＳ（２Ｎ＋Ｋ）は、Ｋ＝１の場合、前記入力電源と初段（Ｋ＝１）の前記チャージポンプ容量ＣＪ（１）の他方の電極との間に接続されたスイッチＳ（２Ｎ＋１）であり、Ｋ＝Ｎの場合、最終段の１段前（Ｋ＝Ｎ－１）の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｎ－１）の一方の電極と最終段（Ｋ＝Ｎ）の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｎ）の他方の電極との間に接続されたスイッチＳ（２Ｎ＋Ｎ）であり、
　前記スイッチ制御回路は、
　前記スイッチＳ（２Ｋ－１）及び前記スイッチＳ（２Ｋ）をオン、かつ前記スイッチＳ（２Ｎ＋Ｋ）及び前記スイッチＳ（２Ｎ＋Ｎ＋１）をオフにして前記入力電源の電圧をＮ個の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）それぞれに充電する第１の充電フェーズと、
　前記スイッチＳ（２Ｋ－１）及び前記スイッチＳ（２Ｋ）をオフ、かつ前記スイッチＳ（２Ｎ＋Ｋ）及び前記スイッチＳ（２Ｎ＋Ｎ＋１）をオンにして前記入力電源の電圧に前記第１の充電フェーズでＮ個の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）に充電された充電電圧の総和を加算した電圧を前記出力容量に充電する第２の充電フェーズと、を交互に繰り返すように構成され、
　且つ、前記第１の充電フェーズにおいて所定の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の充電電圧が前記可変基準電圧に到達した旨を前記コンパレータの出力が表したとき、Ｎ個の前記チャージポンプ容量ＣＪ（Ｋ）の充電を停止させるように構成された、チャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　前記可変基準電圧が前記出力電圧としての所望の電圧と前記入力電源の電圧との差を前記Ｎで除算した値となるように前記可変基準電圧を生成する可変基準電圧生成回路を備える、請求項６に記載のチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　前記可変基準電圧生成回路は、
　基準電圧発生用抵抗と、
　前記出力電圧としての所望の電圧を前記基準電圧発生用抵抗の抵抗値の前記Ｎ倍の値で除算した第１の電流が前記基準電圧発生用抵抗に流れ込むように構成された第１の差動増幅回路と、
　前記入力電源の電圧を前記基準電圧発生用抵抗の抵抗値の前記Ｎ倍の値で除算した第２の電流が前記基準電圧発生用抵抗から流れ出すように構成された第２の差動増幅回路と、を備え、
　前記可変基準電圧は、前記第１の電流と前記第２の電流との合成電流に応じた前記基準電圧発生用抵抗に電圧を発生させる、請求項７に記載のチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　前記コンパレータは、複数の前記チャージポンプ容量の充電電圧それぞれに対応して設けられ、
　前記スイッチ制御回路は、複数の前記コンパレータの出力に基づいて、複数の前記チャージポンプ容量に対応づけられた前記スイッチＳ（２Ｋ－１）及び／又は前記スイッチＳ（２Ｋ）をオンからオフに切り替えるように構成された、請求項６に記載のチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　前記スイッチ制御回路は、
　前記第１の充電フェーズの期間で、所定の前記チャージポンプ容量の充電電圧が前記可変基準電圧に到達した旨を前記コンパレータの出力が表すとき、Ｈｉｇｈレベルのデータ入力をラッチするフリップフロップ回路を備え、
　前記フリップフロップ回路の出力の反転信号と前記オシレータの出力との論理積として得られるスイッチ制御信号により、前記スイッチＳ（２Ｋ－１）及び／又は前記スイッチＳ（２Ｋ）をオンからオフに切り替えるように構成された、請求項６に記載のチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　前記スイッチ制御回路は、
　所定期間Ｈｉｇｈレベルとなるパルス信号を出力するパルス回路を備え、
　前記フリップフロップ回路の出力の反転信号と、前記パルス回路から出力される前記パルス信の論理和と、前記オシレータの出力との論理積として得られるスイッチ制御信号により、前記スイッチＳ（２Ｋ－１）及び／又は前記スイッチＳ（２Ｋ）をオンからオフに切り替えるように構成された、請求項１０に記載のチャージポンプ型ＤＣ－ＤＣコンバータ。