CN114977785B - 用于控制dc-dc芯片中电荷泵的装置 - Google Patents

用于控制dc-dc芯片中电荷泵的装置 Download PDF

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Abstract

本公开的实施例提供一种用于控制DC‑DC芯片中电荷泵的装置。所述装置包括：比较模块、逻辑模块、驱动模块以及电荷泵，比较模块接收自举升压端电压与功率开关管输出端电压，将二者之间的压差与参考电压进行比较，将结果信号提供至逻辑模块；逻辑模块将结果信号、PSM信号与PWM信号经过逻辑运算，得到使能信号与电压域选择信号；驱动模块接收使能信号及电压域选择信号，得到控制电荷泵中场效应管的控制信号；电荷泵接收控制信号，完成充电与泵压功能，当结果信号表明需启动电荷泵对BST电容进行补电，PSM＝1时，由DC‑DC芯片的输出电压对BST电容进行补电，或，当需启动电荷泵对BST电容进行补电，且PSM＝0及PWM＝1时，由DC‑DC芯片的输入电压对BST电容进行补电。

Description

用于控制DC-DC芯片中电荷泵的装置
技术领域
本公开的实施例涉及DC-DC芯片技术领域，具体地涉及一种用于控制DC-DC芯片中电荷泵的装置。
背景技术
在具有双N型功率管的DC-DC芯片中，通常需要BST电容形成自举电压为高边NMOS的驱动电路供电，这种自举的工作方式通常需要依托DC-DC芯片持续的开关形式来维持。当DC-DC芯片工作于特别高的占空比乃至100％占空比状态时，或者是轻载PFM(Pulsefrequency modulation，脉冲频率调制)特别低的频率状态时，这种自举的工作方式会因为系统开关频率很低导致BST电容不能有效充电，从而使高边NMOS的导通阻抗变大影响系统效率，甚至造成系统不能正常工作。
在现有的解决方案中，通过在系统中加入辅助性的电荷泵系统。电荷泵在检测到BST电容电压偏低时自动启动，为BST电容充电。当BST电容充电至设计值时电荷泵进入休眠。但是这种解决方案会带来电荷泵的额外功耗，尤其是在轻载工作时，功耗更加明显。
发明内容
本公开的实施例的目的是提供一种用于控制DC-DC芯片中电荷泵的装置，通过在不同的状态选择不同的电荷泵泵压电源，节省了电荷泵的功耗，尤其改善了轻载状态时电荷泵的功耗。
为了实现上述目的，本公开实施例的第一方面提供一种用于控制DC-DC芯片中电荷泵的装置，包括：比较模块、逻辑模块、驱动模块以及电荷泵，其中，所述比较模块被配置为接收自举升压端电压与功率开关管输出端电压，并将二者之间的压差与参考电压进行比较，将结果信号提供至所述逻辑模块；所述逻辑模块被配置为将所接收的所述结果信号、节能状态PSM信号与脉冲宽度调制PWM信号经过逻辑运算，得到使能信号与电压域选择信号；所述驱动模块被配置为接收所述使能信号以及所述电压域选择信号，得到控制所述电荷泵中场效应管的控制信号；所述电荷泵被配置为接收所述控制信号，完成充电与泵压功能，其中，当所述结果信号表明需要启动所述电荷泵对BST电容进行补电，且所述PSM信号取值为1时，所述电荷泵被配置为根据所述控制信号，将所述DC-DC芯片的输出电压作为所述电荷泵的泵压对所述BST电容进行补电，或者，当所述结果信号表明需要启动所述电荷泵对BST电容进行补电，且所述PSM信号取值为0以及所述PWM信号取值为1时，所述电荷泵被配置为根据所述控制信号，将所述DC-DC芯片的输入电压作为所述电荷泵的泵压对所述BST电容进行补电。
在本公开的一些实施例中，所述逻辑模块包括第一与门、第一反相器、第二与门、第一或门以及第二反相器，其中，所述第一与门的第一输入端被配置为接收所述结果信号，所述第一与门的第二输入端被配置为接收所述PSM信号，所述第一与门的输出端被配置为输出第一状态信号；所述第二与门的第一输入端被配置为接收所述PSM信号经所述第一反相器取反后的信号，所述第二与门的第二输入端被配置为接收所述结果信号，所述第二与门的第三输入端被配置为接收所述PWM信号，所述第二与门的输出端被配置为输出第二状态信号；所述第一或门的第一输入端被配置为接收所述第一状态信号，所述第一或门的第二输入端被配置为接收所述第二状态信号，所述第一或门的输出端被配置为输出所述使能信号；所述第二反相器被配置为将所接收的所述PSM信号取反后输出所述电压域选择信号。
在本公开的一些实施例中，所述比较模块还被配置为将所述自举升压端电压与所述功率开关管输出端电压之间的压差与所述参考电压进行比较；当所述压差小于所述参考电压中的参考低电压时，所述结果信号取值为1，确定需要启动所述电荷泵对所述BST电容进行补电；当所述压差大于所述参考电压中的参考高电压时，所述结果信号取值为0，确定不需要启动所述电荷泵对所述BST电容进行补电。
在本公开的一些实施例中，所述逻辑模块还被配置为当所接收的所述结果信号取值为1，且所述PSM信号取值为1时，所述电压域选择信号取值为0，所述使能信号为高电平使能信号；或者，所述逻辑模块还被配置为当所接收的所述结果信号取值为1，且所述PSM信号取值为0以及所述PWM信号取值为1时，所述电压域选择信号取值为1，所述使能信号为高电平使能信号；或者，所述逻辑模块还被配置为当所接收的所述结果信号取值为0时，所述使能信号为低电平使能信号。
在本公开的一些实施例中，所述驱动模块包括振荡器、比较器、低压域选择电路、第一与非门、第三反相器、第二与非门、高压域转换电路以及低压域转换电路，其中，所述振荡器被配置为接收所述使能信号，输出方波信号；所述比较器被配置为比较所接收的所述DC-DC芯片的片内低压供电电压与输出电压，输出比较结果信号；所述低压域选择电路被配置为接收所述比较结果信号，将所述片内低压供电电压与输出电压中的最大值作为输出的低压域电压；所述第一与非门的第一输入端被配置为接收所述方波信号中的高电平状态信号，所述第一与非门的第二输入端被配置为接收所述电压域选择信号，所述第一与非门的输出端被配置为输出高压域转换信号；所述第二与非门的第一输入端被配置为接收所述方波信号中的高电平状态信号，所述第二与非门的第二输入端被配置为接收所述电压域选择信号经所述第三反相器取反后的信号，所述第二与非门的输出端被配置为输出低压域转换信号；所述高压域转换电路的第一输入端被配置为接收所述高压域转换信号，所述高压域转换电路的第二输入端被配置为接收所述输入电压，所述高压域转换电路的输出端被配置为输出高压域控制信号；所述低压域转换电路的第一输入端被配置为接收所述低压域转换信号，所述低压域转换电路的第二输入端被配置为接收所述低压域电压，所述低压域转换电路的输出端被配置为输出低压域控制信号。
在本公开的一些实施例中，所述驱动模块还被配置为当所接收的所述电压域选择信号取值为1，所述高电平状态信号取值为1时，输出的所述高压域控制信号为所述输入电压与指定电压之差，所述低压域控制信号为所述低压域电压；或者当所接收的所述电压域选择信号取值为0，所述高电平状态信号取值为1时，输出的所述低压域控制信号为接地电压，所述高压域控制信号为所述输入电压。
在本公开的一些实施例中，所述驱动模块还被配置为输出所述方波信号中的低电平状态信号。
在本公开的一些实施例中，所述电荷泵包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第一场效应管、第二场效应管、第三场效应管以及泵内电容，其中，所述第一二极管的正向端被配置为接收所述片内低压供电电压，所述第一二极管的反向端耦接所述泵内电容的第一端；所述第二二极管的正向端耦接所述泵内电容的第一端，所述第二二极管的反向端耦接自举升压端；所述第一场效应管的第一极被配置为接收所述输入电压，所述第一场效应管的第二极耦接所述泵内电容的第二端，所述第一场效应管的控制极被配置为接收所述高压域控制信号；所述第二场效应管的第一极被配置为接收所述输出电压，所述第二场效应管的第二极耦接第三二极管的正向端，所述第二场效应管的控制极被配置为接收所述低压域控制信号；所述第三二极管的反向端耦接所述泵内电容的第二端；所述第三场效应管的第一极耦接所述泵内电容的第二端，所述第三场效应管的第二极接地，所述第三场效应管的控制极被配置为接收所述方波信号中的低电平状态信号。
在本公开的一些实施例中，所述电荷泵被配置为当所接收的所述高压域控制信号为所述输入电压与所述指定电压之差，所述低压域控制信号为所述低压域电压时，驱动所述第一场效应管对所述BST电容进行补电，或者当所接收的所述低压域控制信号为所述接地电压，所述高压域控制信号为所述输入电压时，驱动所述第二场效应管对所述BST电容进行补电。
在本公开的一些实施例中，所述电荷泵还被配置为当所接收的所述高压域控制信号为所述输入电压以及所述低压域控制信号为所述低压域电压，且接收到的所述低电平状态信号取值为1时，驱动所述第三场效应管对所述泵内电容进行充电。
通过上述技术方案，通过在不同的状态选择不同的电荷泵泵压电源，节省了电荷泵的功耗，尤其改善了轻载状态时电荷泵的功耗。
本公开的实施例的其它特征和优点将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。
附图说明
附图是用来提供对本公开的实施例的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与下面的具体实施方式一起用于解释本公开的实施例，但并不构成对本公开的实施例的限制。在附图中：
图1是根据本公开实施例的一种用于控制DC-DC芯片中电荷泵的装置的示意性框图；
图2是根据本公开的实施例的逻辑模块的示例性电路图；
图3是根据本公开的实施例的驱动模块的示意性框图；
图4是根据本公开的实施例的低压域选择电路的示例性电路图；
图5是根据本公开的实施例的电荷泵的示例性电路图。
具体实施方式
为了使本公开的实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图，对本公开的实施例的技术方案进行清楚、完整的描述。显然，所描述的实施例是本公开的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本公开的实施例，本领域技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，也都属于本公开保护的范围。
除非另外定义，否则在此使用的所有术语(包括技术和科学术语)具有与本公开主题所属领域的技术人员所通常理解的相同含义。进一步将理解的是，诸如在通常使用的词典中定义的那些的术语应解释为具有与说明书上下文和相关技术中它们的含义一致的含义，并且将不以理想化或过于正式的形式来解释，除非在此另外明确定义。如在此所使用的，将两个或更多部分“连接”或“耦接”到一起的陈述应指这些部分直接结合到一起或通过一个或多个中间部件结合。
在本公开的所有实施例中，由于场效应管的源极和漏极是对称的，并且N型场效应管和P型场效应管的源极和漏极之间的导通电流方向相反，因此在本公开的实施例中，将场效应管的受控中间端称为控制极，将场效应管的其余两端分别称为第一极和第二极。另外，诸如“第一”和“第二”的术语仅用于将一个部件(或部件的一部分)与另一个部件(或部件的另一部分)区分开。
图1示出了一种用于控制DC-DC芯片中电荷泵的装置100的示意性框图。在图1的示例中，所述装置100包括：比较模块101、逻辑模块102、驱动模块103以及电荷泵104。
其中，所述比较模块101被配置为接收自举升压端BST电压VBST与功率开关管输出端SW电压VSW，并将二者之间的压差与参考电压进行比较，将结果信号提供至所述逻辑模块。所述逻辑模块102被配置为将所接收的所述结果信号、PSM(Power Save Mode，节能状态)信号与PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)信号经过逻辑运算，得到使能信号与电压域选择信号。所述驱动模块103被配置为接收所述使能信号以及所述电压域选择信号，得到控制所述电荷泵中MOS(Metal Oxide Semiconductor，场效应管)的控制信号。所述电荷泵104被配置为接收所述控制信号，完成充电与泵压功能。
其中，当所述结果信号表明需要启动所述电荷泵对BST电容进行补电，且所述PSM信号取值为1时，所述电荷泵被配置为根据所述控制信号，将所述DC-DC芯片的输出电压作为所述电荷泵的泵压对所述BST电容进行补电。此时所述DC-DC芯片处于轻负载状态，在这种长时间没有开启的状态下，BST电容会因为电路消耗和自身漏电导致BST与SW之间的压差变低，从而导致下一次高边NMOS开启时没有足够的栅源电压。所以，虽然此时所述DC-DC芯片中的高边功率NMOS处于关闭状态，但是BST电容仍然需要与SW保持一定的压差，但是不需要消耗较大的功耗，BST只须保持在最低需求值，所以电荷泵的泵压不需要很高，因此一旦发现所述结果信号表明需要启动所述电荷泵对BST电容进行补电，则根据所述控制信号，采用所述DC-DC芯片的输出电压作为所述电荷泵的泵压对所述BST电容进行补电。
或者，当所述结果信号表明需要启动所述电荷泵对BST电容进行补电，且所述PSM信号取值为0以及所述PWM信号取值为1时，所述电荷泵被配置为根据所述控制信号，将所述DC-DC芯片的输入电作为所述电荷泵的泵压对所述BST电容进行补电。此时，所述DC-DC芯片处于高占空比状态，因此为了保证BST与SW之间有一定压差，确保高边功率NMOS具有理想的导通状态，所以需要BST输出电压尽可能维持在较高电位，在本公开实施例中采用高压域的所述DC-DC芯片的输入电压作为所述电荷泵的泵压对所述BST电容进行补电。
因此，在本公开中可针对所述DC-DC芯片处于的不同状态，采用不同的泵压电源策略对BST电容进行补电，尤其在轻载状态时，改善电荷泵的功耗。
其中，所述参考电压包括参考低电压VL与参考高电压VH，所述参考低电压与所述参考高电压之间的电压区间是维持VBST与VSW之间的压差的区间。也就是说，当VBST-VSW<VL时，结果信号bst_uvlo＝1，表示VBST不足，确定需要启动所述电荷泵对所述BST电容进行补电；当VBST-VSW>VH时，结果信号bst_uvlo＝0，确定不需要启动所述电荷泵对所述BST电容进行补电。另外，所述比较模块可以采用低功耗比较器设计。
另外，所述PWM信号是整个DC-DC芯片根据负载检测后给出的信号，属于控制功率管开关的控制信号，所述逻辑模块通过所述DC-DC芯片中的轻载检测模块获取到PSM信号。
其中，所述PWM信号通常与所述DC-DC芯片中的上功率管控制信号是同步的，在满载情况下，所述PWM信号也与下功率管控制信号反向同步。但在负载较轻时，由于下功率管有电感电流穿零关断的情况，所以下功率管控制信号不一定与所述PWM信号反向同步。
另外，通常在负载较轻时，上功率管开启一次后，需要关断较长时间才会被开启下一次，即关断时间很长，使得整个周期也很长。这个周期中开启时间占比很小，即占空比很小。所以，上述轻载的周期时长与满载的周期时长的区别就是占空比，轻载占空比小，而满载占空比大。与之对应的，轻载就是处于节能状态，PSM信号取值为1，满载就是处于非节能状态，PSM信号取值为0。
其中，所述使能信号用于启动所述驱动模块中的振荡器，所述电压域选择信号用于辅助所述驱动模块中控制信号的生成。
具体的，图2示出了根据本公开的实施例的逻辑模块102的示例性电路图。如图2所示，所述逻辑模块102包括所述逻辑模块包括第一与门21、第一反相器22、第二与门23、第一或门24以及第二反相器25。
其中，所述第一与门21的第一输入端被配置为接收所述结果信号，所述第一与门21的第二输入端被配置为接收所述PSM信号，所述第一与门21的输出端被配置为输出第一状态信号。所述第二与门23的第一输入端被配置为接收所述PSM信号经所述第一反相器22取反后的信号，所述第二与门23的第二输入端被配置为接收所述结果信号，所述第二与门23的第三输入端被配置为接收所述PWM信号，所述第二与门23的输出端被配置为输出第二状态信号。所述第一或门24的第一输入端被配置为接收所述第一状态信号，所述第一或门24的第二输入端被配置为接收所述第二状态信号，所述第一或门的输出端被配置为输出所述使能信号。所述第二反相器25被配置为将所接收的所述PSM信号取反后输出所述电压域选择信号。
其中，所述逻辑模块在所接收的结果信号、PSM信号以及PWM信号不同的情况下，所得到的使能信号与电压域选择信号也不同。
具体的，当所述结果信号取值为1，即确定需要启动所述电荷泵对所述BST电容进行补电，且所述PSM信号取值为1，即所述DC-DC芯片处于节能模式，也就是轻载状态，从图2可知，第一与门21输出的第一状态信号取值为1，而PSM信号在经第一反相器22后取值为0，则第二与门23输出的第二状态信号取值为0，从而第一或门24输出的使能信号为1，即为高电平使能信号。另外，PSM信号在经第二反相器25后取值为0，则所述电压域选择信号domain_sel＝0。
另外，当所接收的所述结果信号取值为1，即确定需要启动所述电荷泵对所述BST电容进行补电，且所述PSM信号取值为0，即所述DC-DC芯片处于非节能模式，也就是高占空比状态，以及所述PWM信号取值为1，即高边功率NMOS开启，则从图2可知，所述第一与门21输出的第一状态信号取值为0，而PSM信号在经第一反相器22后取值为1，则第二与门23输出的第二状态信号取值为1，从而第一或门24输出的使能信号为1，即为高电平使能信号。另外，PSM信号在经第二反相器25后取值为1，即所述电压域选择信号domain_sel＝1。
另外，当所接收的所述结果信号取值为0时，即确定不需要启动所述电荷泵对所述BST电容进行补电，则所述第一与门21以及第二与门23输出均为0，从而第一或门24输出的使能信号为0，即为低电平使能信号，此时驱动模块中的振荡器不被启动。而对于电压域选择信号domain_sel的取值则完全取决于所述PSM信号取反后的值。
图3示出了根据本公开的实施例的驱动模块103的示意性框图。如图3所示，所述驱动模块103包括振荡器31、比较器32、低压域选择电路33、第一与非门34、第三反相器35、第二与非门36、高压域转换电路37以及低压域转换电路38。
其中，所述振荡器31被配置为接收所述使能信号，输出方波信号。其中，所述振荡器输出的方波信号包括高电平状态信号phase1和低电平状态信号phase0。其中，当所述使能信号为高电平使能信号时，高电平状态信号phase1＝1，低电平状态信号phase0＝0，而且随着所述振荡器输出的方波，phase1的取值在1和0之间不断交替，对应的phase0的取值在0与1之间不断交替；当所述使能信号为低电平使能信号时，所述振荡器不被启动，因此低电平状态信号phase0＝1，高电平状态信号phase1＝0，并维持在该状态。
所述比较器32被配置为比较所接收的所述DC-DC芯片的片内低压供电电压Vdd与输出电压Vout，输出比较结果信号lv_pwr_sel。其中，当Vout>Vdd时，lv_pwr_sel＝1，当Vout<Vdd时，lv_pwr_sel＝0。另外，所述比较器可采用微功耗比较器设计。
所述低压域选择电路33被配置为接收所述比较结果信号lv_pwr_sel，将所述片内低压供电电压与输出电压中的最大值作为输出的低压域电压。图4示出了根据本公开的实施例的低压域选择电路33的结构示意图。如图4所示，所述低压域选择电路33包括第四反相器41、第一开关42以及第二开关43。其中，第四反相器41的输入端被配置为接收所述比较结果信号，输出端耦接第二开关43的控制端。第一开关42的控制端被配置为接收所述比较结果信号，第一开关42的第一端被配置为接收所述DC-DC芯片的输出电压Vout，第二端被配置为输出低压域电压。第二开关43的第一端被配置为接收所述DC-DC芯片的片内低压供电电压Vdd，第二端被配置为输出低压域电压。如图4所示，当接收的比较结果信号lv_pwr_sel＝1时，第二开关43为断开状态，第一开关42闭合，从而控制第一开关42输出的低压域电压信号为所述DC-DC芯片的输出电压Vout。当接收的比较结果信号lv_pwr_sel＝0时，所述比较结果信号经第四反相器41取反为1，则第二开关43闭合，第一开关42断开，控制第二开关43输出低压域电压信号为所述DC-DC芯片的片内低压供电电压Vdd。
另外，如图3所示，所述第一与非门34的第一输入端被配置为接收所述方波信号中的高电平状态信号phase1，所述第一与非门34的第二输入端被配置为接收所述电压域选择信号domain_sel，所述第一与非门34的输出端被配置为输出高压域转换信号。所述高压域转换电路37的第一输入端被配置为接收所述高压域转换信号，所述高压域转换电路37的第二输入端被配置为接收所述输入电压Vin，所述高压域转换电路37的输出端被配置为输出高压域控制信号phase1A。其中，当phase1＝1，电压域选择信号domain_sel＝1时，高压域转换信号取值为0，则所述高压域控制信号为输入电压与指定电压之差，所述指定电压为所述高压域控制信号控制的电荷泵中的第一场效应管的栅源电压，即phase1A＝Vin-Vgs，使得所述第一场效应管被导通。当phase1＝1，电压域选择信号domain_sel＝0时，高压域转换信号取值为1，则所述高压域控制信号phase1A＝Vin。
另外，如图3所示，所述第二与非门36的第一输入端被配置为接收所述方波信号中的高电平状态信号phase1，所述第二与非门36的第二输入端被配置为接收所述电压域选择信号经所述第三反相器35取反后的信号，所述第二与非门36的输出端被配置为输出低压域转换信号。所述低压域转换电路38的第一输入端被配置为接收所述低压域转换信号，所述低压域转换电路38的第二输入端被配置为接收所述低压域电压，所述低压域转换电路38的输出端被配置为输出低压域控制信号phase1B。其中，当phase1＝1，电压域选择信号domain_sel＝1时，低压域转换信号取值为1，则所述低压域控制信号phase1B取值为低压域选择电路33输出的低压域电压。当phase1＝1，电压域选择信号domain_sel＝0时，低压域转换信号取值为0，则所述低压域控制信号为接地电压，phase1B＝Vss。
当所述振荡器31输出的方波信号为低电平阶段信号时，phase1＝0，phase0＝1，低压域转换信号取值为1，则所述低压域控制信号phase1B取值为低压域选择电路33输出的低压域电压，高压域转换信号取值为1，则所述高压域控制信号phase1A＝Vin。
对于上述低压域转换电路与高压域转换电路均为通用电路，只要满足将电压域1的控制信号转换为电压域2的控制信号的功能即可，而在本公开实施例中电压域1默认为片内低压供电电压Vdd，电压域2则为低压域转换电路与高压域转换电路中的第二输入端所接收的电压信号。
另外，phase1A的电压域是范围较大的Vin，phase1B的电压域是低压范围的Vdd与Vout相比的高者，phase0的电压域是Vdd。由于控制逻辑模块的电压域都是Vdd，所以phase1A和phase1B都需要电压转换电路进行电压域的转换，phase0不需要进行供电电源转换。
图5示出了根据本公开的实施例的电荷泵104的示例性电路图。如图5所示，所述电荷泵104包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第一场效应管M1、第二场效应管M2、第三场效应管M3以及泵内电容CPUMP。
其中，所述第一二极管D1的正向端被配置为接收所述片内低压供电电压Vdd，所述第一二极管的反向端耦接所述泵内电容CPUMP的第一端。所述第二二极管D2的正向端耦接所述泵内电容CPUMP的第一端，所述第二二极管D2的反向端耦接自举升压端BST。所述第一场效应管M1的第一极被配置为接收所述输入电压Vin，所述第一场效应管M1的第二极耦接所述泵内电容CPUMP的第二端，所述第一场效应管M1的控制极被配置为接收所述高压域控制信号phase1A。所述第二场效应管M2的第一极被配置为接收所述输出电压Vout，所述第二场效应管M2的第二极耦接第三二极管D3的正向端，所述第二场效应管M2的控制极被配置为接收所述低压域控制信号phase1B。所述第三二极管D3的反向端耦接所述泵内电容CPUMP的第二端。所述第三场效应管M3的第一极耦接所述泵内电容CPUMP的第二端，所述第三场效应管M3的第二极接地，所述第三场效应管M3的控制极被配置为接收所述方波信号中的低电平状态信号phase0。
其中，所述第一场效应管M1与第二场效应管M2均为PMOS，第三场效应管为NMOS，因此，M1与M2是低压导通，高压关闭，而M3是高压导通，低压关闭。
也就是说，当所接收的所述高压域控制信号phase1A＝Vin，低压域控制信号phase1B＝Vss时，则第二场效应管M2被导通，从而驱动第二场效应管M2对所述BST电容CBST进行补电，即利用第二场效应管M2的第一极输入的输出电压作为所述电荷泵的泵压对所述BST电容进行补电，而第一场效应管M1关闭。当所接收的所述低压域控制信号phase1B为所述低压域电压，即所述片内低压供电电压与输出电压中的最大值，则第二场效应管M2关闭，而所述高压域控制信号phase1A＝Vin-Vgs时，则第一场效应管M1被导通，从而驱动所述第一场效应管M1对所述BST电容CBST进行补电，即利用第一场效应管M1的第一极输入的输入电压作为所述电荷泵的泵压对所述BST电容进行补电。
另外，当所接收的所述高压域控制信号phase1A＝Vin以及所述低压域控制信号phase1B为所述低压域电压，且接收到的所述低电平状态信号phase0＝1时，则第三场效应管M3导通，驱动所述第三场效应管M3对所述泵内电容CPUMP进行充电。
其中，电荷泵中的第一场效应管M1和第三场效应管M3为输入电压Vin电压域的高压管，第二场效应管M2为低电压域的场效应管，它们作为由其控制端控制的开关使用。D1、D2、D3为Vin电压域的二极管，作为电流正向导通、反向截至的开关使用，也可以更换为受控的MOS开关。
另外，由于所述DC-DC芯片的输出电压Vout与片内低压供电电压Vdd之间的电压值关系并不固定，有时Vout会大于Vdd。而phase1B控制的第二场效应管M2的源极接Vout，当Vout与Vdd之间的差值大于第二场效应管M2的导通电压时,如果phase1B采用Vdd电压域，则无法完全关闭第二场效应管M2，会引起电源短路，所以需要驱动模块中的比较器比较Vout与Vdd，将二者中电压值较大的作为phase1B的电源。
为了便于理解本公开实施例，下面将结合图1-图5描述本公开的实施方式。
当VBST-VSW<VL时，结果信号bst_uvlo＝1，且获取到PSM＝1(即处于节能状态)，PWM＝0时，domain_sel＝0，振荡器输出的波形为phase1＝1，phase0＝0时，phase1A＝Vin，第一场效应管M1关闭，但是phase1B＝Vss，则第二场效应管M2导通，从而驱动所述第二场效应管M2对所述BST电容CBST进行补电，第三场效应管M3关闭，而当振荡器输出的波形为phase1＝0，phase0＝1时，第三场效应管M3导通，驱动所述第三场效应管M3对所述泵内电容CPUMP进行充电，第一场效应管M1与第二场效应管M2均关闭。
当VBST-VSW<VL时，结果信号bst_uvlo＝1，且获取到PSM＝0，PWM＝1(即高占空比状态)时，domain_sel＝1，振荡器输出的波形为phase1＝1，phase0＝0时，则phase1A＝Vin-Vgs，第一场效应管M1导通，驱动第一场效应管M1对所述BST电容CBST进行补电，但是phase1B为所述低压域电压，则第二场效应管M2关闭，第三场效应管M3关闭，而当振荡器输出的波形为phase1＝0，phase0＝1时，第三场效应管M3导通，驱动所述第三场效应管M3对所述泵内电容CPUMP进行充电，第一场效应管M1与第二场效应管M2均关闭。
当VBST-VSW>VH时，结果信号bst_uvlo＝0，phase1＝0，phase0＝1，第三场效应管M3导通，驱动所述第三场效应管M3对所述泵内电容CPUMP进行充电，第一场效应管M1与第二场效应管M2均关闭。
本公开实施例增加了通过增加状态和逻辑控制，在不同的状态时选择不同的电荷泵泵压电源，从而优化系统功耗，尤其是轻载时选择较低的泵压电源，进一步节省功耗。
附图中的流程图和框图显示了根据本公开的多个实施例的装置和方法的可能实现的体系架构、功能和操作。在这点上，流程图或框图中的每个方框可以代表一个模块、程序段或指令的一部分，所述模块、程序段或指令的一部分包含一个或多个用于实现规定的逻辑功能的可执行指令。在有些作为替换的实现中，方框中所标注的功能也可以以不同于附图中所标注的顺序发生。例如，两个连续的方框实际上可以基本并行地执行，它们有时也可以按相反的顺序执行，这依所涉及的功能而定。也要注意的是，框图和/或流程图中的每个方框、以及框图和/或流程图中的方框的组合，可以用执行规定的功能或动作的专用的基于硬件的系统来实现，或者可以用专用硬件与计算机指令的组合来实现。
除非上下文中另外明确地指出，否则在本文和所附权利要求中所使用的词语的单数形式包括复数，反之亦然。因而，当提及单数时，通常包括相应术语的复数。相似地，措辞“包含”和“包括”将解释为包含在内而不是独占性地。同样地，术语“包括”和“或”应当解释为包括在内的，除非本文中明确禁止这样的解释。在本文中使用术语“示例”之处，特别是当其位于一组术语之后时，所述“示例”仅仅是示例性的和阐述性的，且不应当被认为是独占性的或广泛性的。
适应性的进一步的方面和范围从本文中提供的描述变得明显。应当理解，本申请的各个方面可以单独或者与一个或多个其它方面组合实施。还应当理解，本文中的描述和特定实施例旨在仅说明的目的并不旨在限制本申请的范围。
以上对本公开的若干实施例进行了详细描述，但显然，本领域技术人员可以在不脱离本公开的精神和范围的情况下对本公开的实施例进行各种修改和变型。本公开的保护范围由所附的权利要求限定。

Claims (10)

1.一种用于控制DC-DC芯片中电荷泵的装置，其特征在于，包括：比较模块、逻辑模块、驱动模块以及电荷泵，
其中，所述比较模块被配置为接收自举升压端电压与功率开关管输出端电压，并将二者之间的压差与参考电压进行比较，将结果信号提供至所述逻辑模块；
所述逻辑模块被配置为将所接收的所述结果信号、节能状态PSM信号与脉冲宽度调制PWM信号经过逻辑运算，得到使能信号与电压域选择信号；
所述驱动模块被配置为接收所述使能信号以及所述电压域选择信号，得到控制所述电荷泵中场效应管的控制信号；
所述电荷泵被配置为接收所述控制信号，完成充电与泵压功能，
其中，当所述结果信号表明需要启动所述电荷泵对BST电容进行补电，且所述PSM信号取值为1时，所述电荷泵被配置为根据所述控制信号，将所述DC-DC芯片的输出电压作为所述电荷泵的泵压对所述BST电容进行补电，或者
当所述结果信号表明需要启动所述电荷泵对BST电容进行补电，且所述PSM信号取值为0以及所述PWM信号取值为1时，所述电荷泵被配置为根据所述控制信号，将所述DC-DC芯片的输入电压作为所述电荷泵的泵压对所述BST电容进行补电。
2.根据权利要求1所述的用于控制DC-DC芯片中电荷泵的装置，其特征在于，所述逻辑模块包括第一与门、第一反相器、第二与门、第一或门以及第二反相器，
其中，所述第一与门的第一输入端被配置为接收所述结果信号，所述第一与门的第二输入端被配置为接收所述PSM信号，所述第一与门的输出端被配置为输出第一状态信号；
所述第二与门的第一输入端被配置为接收所述PSM信号经所述第一反相器取反后的信号，所述第二与门的第二输入端被配置为接收所述结果信号，所述第二与门的第三输入端被配置为接收所述PWM信号，所述第二与门的输出端被配置为输出第二状态信号；
所述第一或门的第一输入端被配置为接收所述第一状态信号，所述第一或门的第二输入端被配置为接收所述第二状态信号，所述第一或门的输出端被配置为输出所述使能信号；
所述第二反相器被配置为将所接收的所述PSM信号取反后输出所述电压域选择信号。
3.根据权利要求1所述的用于控制DC-DC芯片中电荷泵的装置，其特征在于，所述比较模块还被配置为将所述自举升压端电压与所述功率开关管输出端电压之间的压差与所述参考电压进行比较；当所述压差小于所述参考电压中的参考低电压时，所述结果信号取值为1，确定需要启动所述电荷泵对所述BST电容进行补电；当所述压差大于所述参考电压中的参考高电压时，所述结果信号取值为0，确定不需要启动所述电荷泵对所述BST电容进行补电。
4.根据权利要求3所述的用于控制DC-DC芯片中电荷泵的装置，其特征在于，所述逻辑模块还被配置为当所接收的所述结果信号取值为1，且所述PSM信号取值为1时，所述电压域选择信号取值为0，所述使能信号为高电平使能信号；或者
所述逻辑模块还被配置为当所接收的所述结果信号取值为1，且所述PSM信号取值为0以及所述PWM信号取值为1时，所述电压域选择信号取值为1，所述使能信号为高电平使能信号；或者
所述逻辑模块还被配置为当所接收的所述结果信号取值为0时，所述使能信号为低电平使能信号。
5.根据权利要求1所述的用于控制DC-DC芯片中电荷泵的装置，其特征在于，所述驱动模块包括振荡器、比较器、低压域选择电路、第一与非门、第三反相器、第二与非门、高压域转换电路以及低压域转换电路，
其中，所述振荡器被配置为接收所述使能信号，输出方波信号；
所述比较器被配置为比较所接收的所述DC-DC芯片的片内低压供电电压与输出电压，输出比较结果信号；
所述低压域选择电路被配置为接收所述比较结果信号，将所述片内低压供电电压与输出电压中的最大值作为输出的低压域电压；
所述第一与非门的第一输入端被配置为接收所述方波信号中的高电平状态信号，所述第一与非门的第二输入端被配置为接收所述电压域选择信号，所述第一与非门的输出端被配置为输出高压域转换信号；
所述第二与非门的第一输入端被配置为接收所述方波信号中的高电平状态信号，所述第二与非门的第二输入端被配置为接收所述电压域选择信号经所述第三反相器取反后的信号，所述第二与非门的输出端被配置为输出低压域转换信号；
所述高压域转换电路的第一输入端被配置为接收所述高压域转换信号，所述高压域转换电路的第二输入端被配置为接收所述输入电压，所述高压域转换电路的输出端被配置为输出高压域控制信号；
所述低压域转换电路的第一输入端被配置为接收所述低压域转换信号，所述低压域转换电路的第二输入端被配置为接收所述低压域电压，所述低压域转换电路的输出端被配置为输出低压域控制信号。
6.根据权利要求5所述的用于控制DC-DC芯片中电荷泵的装置，其特征在于，所述驱动模块还被配置为当所接收的所述电压域选择信号取值为1，所述高电平状态信号取值为1时，输出的所述高压域控制信号为所述输入电压与指定电压之差，所述低压域控制信号为所述低压域电压；或者当所接收的所述电压域选择信号取值为0，所述高电平状态信号取值为1时，输出的所述低压域控制信号为接地电压，所述高压域控制信号为所述输入电压。
7.根据权利要求6所述的用于控制DC-DC芯片中电荷泵的装置，其特征在于，所述驱动模块还被配置为输出所述方波信号中的低电平状态信号。
8.根据权利要求7所述的用于控制DC-DC芯片中电荷泵的装置，其特征在于，所述电荷泵包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第一场效应管、第二场效应管、第三场效应管以及泵内电容，
其中，所述第一二极管的正向端被配置为接收所述片内低压供电电压，所述第一二极管的反向端耦接所述泵内电容的第一端；
所述第二二极管的正向端耦接所述泵内电容的第一端，所述第二二极管的反向端耦接自举升压端；
所述第一场效应管的第一极被配置为接收所述输入电压，所述第一场效应管的第二极耦接所述泵内电容的第二端，所述第一场效应管的控制极被配置为接收所述高压域控制信号；
所述第二场效应管的第一极被配置为接收所述输出电压，所述第二场效应管的第二极耦接第三二极管的正向端，所述第二场效应管的控制极被配置为接收所述低压域控制信号；
所述第三二极管的反向端耦接所述泵内电容的第二端；
所述第三场效应管的第一极耦接所述泵内电容的第二端，所述第三场效应管的第二极接地，所述第三场效应管的控制极被配置为接收所述方波信号中的低电平状态信号。
9.根据权利要求8所述的用于控制DC-DC芯片中电荷泵的装置，其特征在于，所述电荷泵被配置为当所接收的所述高压域控制信号为所述输入电压与所述指定电压之差，所述低压域控制信号为所述低压域电压时，驱动所述第一场效应管对所述BST电容进行补电，或者当所接收的所述低压域控制信号为所述接地电压，所述高压域控制信号为所述输入电压时，驱动所述第二场效应管对所述BST电容进行补电。
10.根据权利要求8所述的用于控制DC-DC芯片中电荷泵的装置，其特征在于，所述电荷泵还被配置为当所接收的所述高压域控制信号为所述输入电压以及所述低压域控制信号为所述低压域电压，且接收到的所述低电平状态信号取值为1时，驱动所述第三场效应管对所述泵内电容进行充电。
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