WO2012070607A1 - 無線送信装置及び無線送信方法 - Google Patents

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WO2012070607A1
WO2012070607A1 PCT/JP2011/077019 JP2011077019W WO2012070607A1 WO 2012070607 A1 WO2012070607 A1 WO 2012070607A1 JP 2011077019 W JP2011077019 W JP 2011077019W WO 2012070607 A1 WO2012070607 A1 WO 2012070607A1
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unit
clipping
systematic
dft
parity
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PCT/JP2011/077019
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高橋　宏樹
泰弘 浜口
一成 横枕
中村　理
淳悟 後藤
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シャープ株式会社
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    • H04W72/04—Wireless resource allocation

Definitions

  • the present invention relates to a wireless transmission device and a wireless transmission method.
  • This application claims priority based on Japanese Patent Application No. 2010-262535 filed in Japan on November 25, 2010, the contents of which are incorporated herein by reference.
  • Non-continuous / continuous DFT-S-OFDM Discrete Fourier Transform Spread OFDM; Discrete Fourier Transform Spread OFDM, which supports non-continuous use of frequency and continuous use of frequency
  • the OFDMA method which is a downlink transmission method, is a method in which a user accesses a resource block (RB) unit divided by time and frequency using an OFDM signal having excellent resistance to multipath fading.
  • RB resource block
  • the OFDMA scheme has a high PAPR (Peak-to-Average Power Ratio) ratio, it is not suitable as an uplink transmission scheme with severe transmission power limitation.
  • the DFT-S-OFDM system can maintain PAPR characteristics better than multi-carrier systems such as OFDM by using signals spread by DFT at a continuous frequency (RB), ensuring wide coverage. it can.
  • the DFT-S-OFDM scheme can suppress degradation of PAPR characteristics to some extent while using frequencies flexibly by using frequencies discontinuously.
  • non-continuous / continuous DFT-S-OFDM switching between non-continuous and continuous is considered based on transmission power (see, for example, Patent Document 1, hereinafter referred to as a hybrid method).
  • a hybrid method the throughput for the terminal at the center of the cell can be improved while maintaining the cell coverage of the method using only contiguous DFT-S-OFDM, so that the throughput of the entire cell can be improved.
  • FIG. 20 shows an example of the configuration of transmitting apparatus 1000 when Clipped DFT-S-OFDM is used for uplink transmission.
  • the encoding unit 1001 performs error correction encoding of the transmission data D100.
  • the modulation unit 1002 modulates transmission data.
  • a DFT (Discrete Fourier Transform) unit 1003 performs discrete Fourier transform on the modulated symbol and converts it to a frequency domain signal.
  • the number of symbols (DFT size) N DFT0 to be converted at one time is determined by the bandwidth and clipping amount allocated to the transmission apparatus 1000 in the clipping control unit 1004.
  • the clipping unit 1005 clips a part of the output of the DFT unit 1003 based on the clipping information output from the clipping control unit 1004 and outputs the remaining signal to the mapping unit 1006.
  • clipping means that there is no signal.
  • the signal output from the clipping unit 1005 means a normal DFT-S-OFDM signal.
  • the component of the signal to be clipped may be a component at a predetermined position, or may be notified from a control station such as a base station at every communication opportunity in the same way as the mapping information shown below.
  • the clipping ratio may be a predetermined ratio or may be notified from a control station such as a base station for each communication opportunity.
  • the mapping unit 1006 assigns the signal output from the clipping unit 1005 to a subcarrier (resource block) used for transmission.
  • the mapping unit 1006 performs this assignment based on the mapping information, and inserts zeros into subcarriers that are not used for transmission.
  • the mapping information information that is known in the transmission device and the reception device is used.
  • the mapping information determined by the reception device is received as control information.
  • An IDFT (Inverse DFT; Inverse Discrete Fourier Transform) unit 1007 receives a transmission signal allocated on a subcarrier used for transmission.
  • the IDFT unit converts an input transmission signal from a frequency domain signal to a time domain signal by performing an inverse Fourier transform.
  • the reference signal generator 1008 generates a reference signal (RS; also referred to as a reference signal or pilot signal) used for estimating a propagation path in the receiving apparatus.
  • the reference signal multiplexing unit 1009 multiplexes the reference signal generated by the reference signal generation unit 1008 with the data signal output from the IDFT unit 1007 and outputs it to the transmission processing unit 1010.
  • the transmission processing unit 1010 inserts CP (Cyclic Prefix; GI; Guard interval, also called guard interval)), D / A (Digital to Analog) conversion, and carrier wave for the input transmission signal. Up-conversion to the frequency band is performed, and a signal is transmitted from the transmission antenna 1011 to the reception device.
  • CP Cyclic Prefix
  • GI Guard interval
  • D / A Digital to Analog
  • FIG. 2000 An example of the configuration of a Clipped DFT-S-OFDM receiving device 2000 is shown in FIG.
  • the receiving device 2000 receives a signal from the transmitting device with the receiving antenna 2001 and outputs the signal to the reception processing unit 2002.
  • the reception processing unit 2002 sequentially performs down-conversion of the received signal to the baseband frequency band, A / D (Analog to Digital) conversion, and CP removal, and outputs the processed signal to the reference signal separation unit 2003.
  • a / D Analog to Digital
  • the reference signal demultiplexing unit 2003 demultiplexes the data signal and the reference signal multiplexed in the time domain, outputs the data signal to the DFT unit 2006, and outputs the reference signal to the propagation path estimation unit 2004.
  • the propagation path estimation unit 2004 estimates a propagation path between the transmitting and receiving apparatuses using the received reference signal, and outputs the obtained propagation path estimation value to the equivalent propagation path calculation unit 2005.
  • the equivalent propagation path calculation unit 2005 outputs the estimated propagation path value in the band corresponding to the clipping position to zero to the equalization section 2010 and the propagation path multiplication section 2016 with respect to the input propagation path estimation value.
  • the band is not actually used for transmission, but it is equivalent to the case where the signal transmitted without clipping processing passes through a poor propagation path and the reception power becomes zero in the receiver. Processing is performed.
  • the DFT unit 2006 converts the input data signal into a frequency domain signal by DFT.
  • the demapping unit 2007 extracts the signal of the transmission apparatus 1000 (FIG. 20) that performs the decoding process from the received signal. However, since the spectrum clipped by the transmitting apparatus 1000 is also considered to be transmitted, the zero insertion unit 2008 inserts zero data corresponding to the clipping amount into the extracted frequency signal.
  • the replica signal described later is input to the cancel unit 2009 from the propagation path multiplying unit 2016.
  • the cancel unit 2009 subtracts the replica signal from the received signal.
  • the equalization unit 2010 performs equalization processing using the output signal from the cancellation unit 2009 and the propagation path estimation value from the equivalent propagation path calculation unit 2005.
  • the IDFT unit 2011 performs conversion into a time domain signal by IDFT.
  • Demodulation section 2012 performs demodulation processing on the output of IDFT section 2011 and outputs the result to decoding section 2013.
  • the decoding unit 2013 outputs a soft estimation value to the replica generation unit 2014 according to an arbitrary number of non-linear equalization processing iterations.
  • the soft estimated value of the information bits is output to the determination unit 2017, and the determination unit 2017 outputs the reception data D200 by performing a hard decision.
  • the propagation channel multiplication unit 2016 multiplies the propagation channel estimation value considering clipping. And output to the cancel unit 2009.
  • the reliability of the information bits obtained in the determination unit 2017 is improved by repeating the cancellation in the cancellation unit 2009 an arbitrary number of times.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and in a communication system using the Clipped DFT-S-OFDM system, a wireless transmission apparatus that reduces deterioration of error rate characteristics and does not affect the system as much as possible And a wireless transmission method.
  • the wireless transmission device includes a communication parameter setting unit that groups time domain signals and sets different communication parameters for each group, and at least a part of the time domain signals.
  • a clipping unit that performs clipping processing in the frequency domain and a transmission unit that transmits the time-domain signal after the clipping processing are provided.
  • the communication parameter setting unit may perform grouping based on systematic bits and parity bits in an error correction code.
  • the communication parameter setting unit may perform grouping according to the type of physical channel.
  • the communication parameter setting unit may use power as the communication parameter.
  • the communication parameter setting unit may determine power to be allocated to each group based on a clipping rate in the clipping unit.
  • the communication parameter setting unit may use a clipping ratio as the communication parameter.
  • the communication parameter setting unit may use at least one of a modulation scheme and a coding rate as the communication parameter.
  • the transmission unit transmits the time domain signal after the clipping process from a different antenna for each group grouped by the communication parameter setting unit. Also good.
  • time domain signals are grouped, different communication parameters are set for each of the groups, and at least some groups of the time domain signals are transmitted in the frequency domain. Clipping processing is performed, and the time domain signal after the clipping processing is transmitted.
  • a radio communication system with higher communication efficiency can be constructed in a communication system using the Clipped DFT-S-OFDM system.
  • the signal transmitted from the 1st transmitting antenna of the transmitter in 2nd Embodiment is shown.
  • the signal transmitted from the 2nd transmission antenna of the transmitter in 2nd Embodiment is shown.
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating an example of a configuration of a transmission apparatus in Clipped DFT-S-OFDM that is a conventional technique.
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating an example of a configuration of a receiving apparatus in Clipped DFT-S-OFDM that is a conventional technique.
  • FIG. 1A to 1C are diagrams showing the concept of the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 1A is a diagram illustrating a frequency domain signal when a turbo code having a coding rate of 1/3 is used without clipping.
  • a code B11 indicates a DFT-spread systematic bit
  • a code B12 indicates a DFT-spread parity bit
  • a code F11 indicates a DFT section.
  • a code B21 indicates a DFT-spread systematic bit
  • a code B22 indicates a DFT-spread parity bit
  • a code F21 indicates a DFT section
  • a code F22 indicates 1 / 3 shows a section in which clipping is performed.
  • 1/3 is also clipped for the systematic bit B21 including the information data to be transmitted.
  • the coding rate is high, it is difficult to restore the information data, and the error rate in the receiving apparatus is deteriorated as compared with the case where clipping is not applied.
  • a DFT interval is prepared independently for systematic bits and parity bits, and the parity bits are clipped by half.
  • code B31 indicates DFT-spread systematic bits
  • code B32 indicates DFT-spread parity bits
  • code F31 indicates a DFT section of systematic bits.
  • a code F32 indicates a DFT section of parity bits
  • a code F33 indicates a section in which 1 ⁇ 2 clipping is performed.
  • FIG. 1C shows a mode in which only the parity bit is clipped, that is, the clipping ratio for the systematic bit B31 is set to zero.
  • the systematic clipping B31 may be clipped with a clipping rate (> 0) lower than that of the parity bit B32.
  • the wireless communication system according to the first embodiment includes a first transmission device 11 that is a mobile station device and a second mobile station device in an area called one cell C11.
  • Transmission device 12 and a reception device 13 which is a base station device.
  • the first and second transmission devices 11 and 12 and the reception device 13 include one or more antennas.
  • the reception device 13 receives signals transmitted from the first transmission device 11 and the second transmission device 12.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating an example of the configuration of the transmission device 100 (the first transmission device 11 or the second transmission device 12) according to the first embodiment. However, only the minimum block diagram necessary for explaining the first embodiment is shown, and the clipping ratio for systematic bits is set to zero.
  • Transmitting apparatus 100 includes coding section 101, systematic bit modulation section 102, parity bit modulation section 103, DFT sections 104-1 and 104-2, clipping control section 105, clipping section 106, mapping sections 107-1 and 107-2. IDFT sections 108-1 and 108-2, symbol multiplexing section 109, reference signal generation section 110, reference signal multiplexing section 111, transmission processing section 112, and transmission antenna 113.
  • the communication parameters such as the coding rate of the error correction code used for transmission, the modulation scheme, mapping information, and clipping information are known.
  • these communication parameters those notified as control information from the receiving apparatus may be used, or those determined in the transmitting apparatus 100 may be used.
  • Encoding section 101 performs error correction encoding on the bit sequence of transmission data D10 based on the set encoding rate.
  • the error correction code used here is a turbo code having a coding rate of 1/3 and encoding is performed on a bit sequence of N info bits
  • the encoding unit 101 holds information of transmission data D10. It outputs systematic bits (also referred to as systematic bits) of info bits and 2N info bits (also referred to as redundant bits) used for error correction.
  • systematic bits also referred to as systematic bits
  • info bits also referred to as redundant bits
  • the encoding rate in the encoding unit 101 is 1/3 here, a parity bit that is twice the system bit is output.
  • by reducing some of the parity bits (also referred to as puncturing) systematic bits and parity bits in different ratios may be output.
  • Systematic bits are input to the systematic bit modulation unit 102, and parity bits are input to the parity bit modulation unit 103, which are designated from modulation schemes such as QPSK (Quaternary Phase Shift Keying) and 16QAM (16-ary Quadrature Amplitude Modulation), respectively.
  • the modulation process is performed using the above method.
  • a modulation symbol (systematic symbol) composed of systematic bits and a modulation symbol (parity symbol) composed of parity bits are respectively input to DFT sections 104-1 and 104-2, and DFT (Discrete Fourier Transform; Discrete Fourier Transform) ) To convert the signal from the time domain to the frequency domain.
  • DFT Discrete Fourier Transform; Discrete Fourier Transform
  • the DFT size N DFT P N DFT S / (1 ⁇ R clip ) that is equal to or larger than the allocated bandwidth due to the clipping ratio R clip (R clip is 0 or more and less than 1) set by the clipping control unit 105. Is used.
  • Clipping section 106 deletes a part of the spectrum from the frequency domain parity symbols output from DFT section 104-2.
  • the number of frequency points to be deleted is N DFT P ⁇ R clip .
  • the size of the deleted parity symbol is N DFT S. Therefore, the partial spectrum of the parity symbol input from the clipping unit 106 to the mapping unit 107-2 is equal to the bandwidth of the systematic symbol input from the DFT unit 104-1 to the mapping unit 107-1. Therefore, mapping sections 107-1 and 107-2 allocate systematic symbols and parity symbols to the same allocated band N DFT S , respectively, and IDFT sections 108-1 and 108-2 use IDFT (Inverse DFT; inverse discrete). Is converted into a time domain signal by Fourier transform.
  • IDFT Inverse DFT; inverse discrete
  • the size of the DFT used in the IDFT units 108-1 and 108-2 uses the value of the frame length N DFT ( ⁇ N DFT S ) used for transmission.
  • the DFT applied in the DFT units 104-1 and 104-2 and the IDFT units 108-1 and 108-2 may be FFT (Fast Fourier Transform) and IFFT that is the inverse transform thereof. good.
  • the symbol multiplexing unit 109 temporally multiplexes the systematic symbol input from the IDFT unit 108-1 and the parity symbol input from the IDFT unit 108-2.
  • the order of multiplexing may be such that systematic symbols and parity symbols alternate, and a plurality of systematic symbol groups and parity symbol groups may be multiplexed at a constant interval.
  • the reference signal generation unit 110 generates a reference signal (also referred to as RS; Reference Signal, pilot signal) used for estimating a propagation path in the receiving apparatus.
  • the generated reference signal is multiplexed with the data signal output from the symbol multiplexing unit 109 in the reference signal multiplexing unit 111 and output to the transmission processing unit 112.
  • the transmission processing unit 112 inserts CP (Cyclic Prefix; GI; Guard Interval, also referred to as guard interval)), D / A (Digital to Analog) conversion, and Up-conversion to the carrier frequency band is performed, and a signal is transmitted from the transmitting antenna 113 to the receiving device.
  • CP Cyclic Prefix
  • GI Guard Interval
  • D / A Digital to Analog
  • the systematic bits and the parity bits are processed in parallel over the systematic bit modulation unit 102 to the IDFT unit 108-1 and the parity bit modulation unit 103 to the IDFT unit 108-2.
  • Two blocks were used. However, as long as the same processing as that of the transmission device 100 illustrated in FIG. 3 is performed, the processing may be performed by one system block.
  • FIG. 4 is a block diagram showing an example of the configuration of the receiving device 200 (receiving device 13) according to the first embodiment of the present invention.
  • Receiving apparatus 200 includes receiving antenna 201, reception processing section 202, reference signal separating section 203, propagation path estimating section 204, equivalent propagation path calculating section 205, symbol separating section 206, DFT sections 207-1 and 207-2, demapping.
  • the receiving apparatus 200 receives a signal obtained by multiplexing transmission signals from one or more transmitting apparatuses 100 (FIG. 3) by the receiving antenna 201 and outputs the received signal to the reception processing unit 202.
  • the reception processing unit 202 performs down-conversion of the received signal from the carrier frequency band to the baseband frequency band, A / D (Analog to Digital) conversion, and CP removal in order, and the processed signal to the reference signal separation unit 203 Output.
  • the reference signal separation unit 203 separates the data signal and the reference signal multiplexed in the time domain, outputs the data signal to the symbol separation unit 206, and outputs the reference signal to the propagation path estimation unit 204.
  • the reference signals input to the propagation path estimation unit 204 are multiplexed from a plurality of transmission apparatuses 100, they are separated into reference signals for each transmission apparatus 100. Further, the propagation path estimation unit 204 estimates a propagation path gain between each transmitting apparatus 100 and the receiving apparatus 200, and the obtained propagation path estimated value is equalized by a unit 211-1, an equivalent propagation path calculation unit 205, And output to the propagation path multiplier 219-1.
  • the processing after the output of the propagation path estimated value is performed in parallel with each transmitting apparatus 100, but in this example, it will be described as one system of processing corresponding to the transmitting apparatus 100 of FIG.
  • the equivalent channel calculation unit 205 sets the channel estimation value of the band corresponding to the position where the parity symbol is clipped in the transmission apparatus 100 to zero with respect to the input channel estimation value, and equalization unit 211-2, It outputs to the propagation path multiplication part 219-2. Thereby, this band is not actually used for transmission, but the signal transmitted without performing the clipping process passes through a poor propagation path, and the reception power becomes zero in the receiving apparatus 200. Equivalent processing is performed.
  • the symbol separation unit 206 separates the systematic symbol and the parity symbol multiplexed in the time domain, outputs the systematic symbol to the DFT unit 207-1, and outputs the parity symbol to the DFT unit 207-2.
  • DFT sections 207-1 and 207-2 convert the input systematic symbol or parity symbol into a frequency domain signal by DFT.
  • the DFT size used in the DFT units 207-1 and 207-2 the same size (N DFT ) as the IDFT units 108-1 and 108-2 in the transmission apparatus 100 shown in FIG. 3 is used.
  • Demapping sections 208-1 and 208-2 extract a signal in a band used by each transmission device 100 from a reception signal in which signals from a plurality of transmission devices 100 are frequency-multiplexed. The subsequent processing is performed on the multiplexed signals for each transmission device 100. In this example, the processing will be described as one system corresponding to the transmission device 100 in FIG.
  • the band of the signal extracted here is the band of the bandwidth N DFT S allocated by the mapping units 107-1 and 107-2 of the transmission apparatus 100 in FIG.
  • N DFT S allocated by the mapping units 107-1 and 107-2 of the transmission apparatus 100 in FIG.
  • the spectrum clipped by the transmission apparatus 100 is also transmitted. Therefore, zero data of the clipping amount N DFT P ⁇ R clip is inserted into the frequency signal extracted by the transmitter 100 with respect to the frequency signal extracted by the zero insertion unit 209 and output. Therefore, the size of the output signal is N DFT P , and the data corresponding to the clipped frequency is zero.
  • the propagation path multiplication unit 219-1 multiplies the frequency domain replica signal output from the DFT unit 218-1 by the propagation path estimation value, and inputs the obtained signal D21 to the cancellation unit 210-1. In section 210-1, the replica signal is subtracted from the received signal.
  • the propagation path multiplier 219-2 multiplies the frequency domain replica signal output from the DFT section 218-2 by the propagation path estimation value, and inputs the obtained signal to the cancellation section 210-2. In 210-2, the replica signal is subtracted from the received signal.
  • the replica signal is generated from the output of the decoding unit 215, which will be described later, the cancellation units 210-1 and 210-2 do not perform subtraction processing at the first iteration process.
  • the equalization units 211-1 and 211-2 are the residual components after cancellation output from the cancellation units 210-1 and 210-2 and the propagation path output from the propagation path estimation unit 204 or the equivalent propagation path calculation unit 205. Equalization processing is performed using the estimated value. Thereafter, the replica signals input from the DFT units 218-1 and 218-2 are added again to restore the received signal. Thereafter, the IDFT units 212-1 and 212-2 perform conversion into time domain signals by IDFT.
  • the DFT sizes in IDFT sections 212-1 and 212-2 are the same values as DFT sections 104-1 and 104-2 in transmitting apparatus 100 in FIG. 3, respectively, and are N DFT S and N DFT P , respectively.
  • the output from IDFT section 212-1 is demodulated by systematic bit demodulation section 213.
  • the output from the IDFT unit 212-2 is demodulated in the parity bit demodulation unit 214.
  • Each LLR Log-likelihood Ratio
  • the decoding unit 215 performs error correction decoding using the input systematic bit LLR and the parity bit LLR. After that, the decoding unit 215 outputs the LLR of the systematic bit after error correction to the systematic replica generation unit 216 according to an arbitrary number of non-linear equalization processing repetitions. Further, the decoding unit 215 outputs the LLR of the parity bit after error correction to the parity replica generation unit 217.
  • the LLR of the information bits is output to the determination unit 220, and the reception data D20 is output by performing a hard determination.
  • the systematic replica generation unit 216 When the iterative processing is continued, the systematic replica generation unit 216 generates a soft replica based on the input LLR, and the DFT unit 218-1 converts it into a frequency domain signal.
  • the transformed frequency domain replica signal is input to the equalization unit 211-1, used for signal restoration, and after being multiplied by the propagation path estimation value by the propagation path multiplication unit 219-1, the cancellation unit 210 Used for cancellation at -1.
  • the parity replica generation unit 217 generates a soft replica based on the input LLR, and the DFT unit 218-2 converts it into a frequency domain signal.
  • the converted frequency domain replica signal is input to the equalization unit 211-2 and the propagation path multiplication unit 219-2.
  • the reliability of the information bits input to the determination unit 220 can be improved by repeating the cancellation in the cancellation units 210-1 and 210-2 an arbitrary number of times.
  • a transmission apparatus 100 (also referred to as a wireless transmission apparatus) according to the first embodiment includes DFT units 104-1 and 104-2 (frequency domain signal generation units) that generate a frequency domain signal by performing time-frequency axis conversion on a time domain signal. Also, mapping units 107-1 and 107-2 (also referred to as arrangement units) that arrange frequency domain signals on subcarriers, and clipping control that groups time domain signals and sets different communication parameters for each group Section 105 (also referred to as communication parameter setting section), clipping section 106 for clipping a part of the frequency domain signal when mapping the frequency domain signal to the subcarrier, and mapping sections 107-1 and 107-2 as the subcarrier.
  • a transmission processing unit 112 (also referred to as a transmission unit) that transmits the arranged frequency signal.
  • the clipping control unit 105 may perform grouping based on systematic bits and parity bits in the error correction code.
  • the clipping control unit 105 may perform grouping according to the type of physical channel. Further, the clipping control unit 105 may use power as a communication parameter. Further, the clipping control unit 105 may determine the power allocated to each group in consideration of the bandwidth of the frequency domain signal to be clipped. Further, the clipping control unit 105 may use a clipping rate as a communication parameter. Further, the clipping control unit 105 may use at least one of a modulation scheme and a coding rate as a communication parameter. Further, the transmission processing unit 112 may transmit a frequency signal from a different antenna for each group grouped by the clipping control unit 105.
  • the clipping processing may be applied to the spectrum obtained by modulation and DFT on the systematic bits at a clipping rate lower than that of the parity bit spectrum.
  • the clipping ratio of the parity bit spectrum is set to 0.2
  • the clipping ratio of the systematic bit spectrum is set to 0.05. Therefore, if the clipping ratio of the parity bit spectrum is R clip P and the clipping ratio of the systematic bit spectrum is R clip S , the first embodiment can be applied by applying a clipping process that satisfies R clip P > R clip S. include.
  • a mode is shown in which clipping is controlled so that the systematic symbol and parity symbol allocation bands are the same.
  • the present invention is not limited to this as long as different clipping rates are set for systematic symbols and parity symbols. That is, a systematic symbol and a parity symbol after clipping processing may have different frequency bandwidths, and these symbols may be multiplexed in the time domain.
  • the priority is higher than that of a signal having a higher priority.
  • a high clipping ratio is set for a low signal.
  • FIG. 5 shows a configuration example of the transmission device 300 according to the second embodiment. Similar to the first embodiment, the transmission apparatus 300 groups the systematic bits and the parity bits output from the encoding unit 101, and outputs them to the systematic bit modulation unit 102 and the parity bit modulation unit 103, respectively. Since the processing from the systematic bit modulation unit 102 to the IDFT unit 108-1 and the processing from the parity bit modulation unit 103 to the IDFT unit 108-2 are the same as those in the first embodiment, description thereof is omitted. IDFT section 108-1 outputs the systematic symbol to reference signal multiplexing section 303-1.
  • the reference signal generator 301 generates a reference signal having the same bandwidth as the signal output from the DFT unit 104-1, in order to generate a reference signal to be multiplexed with a data signal to which clipping is not applied, Input to section 303-1.
  • the reference signal multiplexing unit 303-1 multiplexes the time domain data signal and the reference signal input from the IDFT unit 108-1 and the reference signal generation unit 301, and outputs them to the transmission processing unit 304-1.
  • a parity symbol and a reference signal multiplexed in the time domain are input to the reference signal multiplexing unit 303-2.
  • the reference signal input to the reference signal multiplexing unit 303-2 is generated by the reference signal generation unit 302 by the signal bandwidth that has not been subjected to clipping processing with the signal output from the clipping unit 106.
  • the input time domain data signal and reference signal are multiplexed by reference signal multiplexing section 303-2 and input to transmission processing section 304-2.
  • Transmission processing sections 304-1 and 304-2 perform CP insertion and D / A conversion on the respective time domain transmission signals, and up-convert them into radio frequency band signals. Signals output from transmission processing sections 304-1 and 304-2 are transmitted from transmission antenna 305-1 and transmission antenna 305-2, respectively.
  • the transmission signals grouped as systematic bits and not subjected to clipping and the transmission signals grouped as parity bits and subjected to clipping are spatially multiplexed.
  • FIG. 6A shows a signal transmitted from transmitting antenna 305-1 of transmitting apparatus 300.
  • FIG. 6B shows a signal transmitted from transmitting antenna 305-1 of transmitting apparatus 300.
  • 6A and 6B are diagrams illustrating an example of a frequency spectrum of a transmission signal according to the second embodiment, and the horizontal axis represents the frequency.
  • Signals grouped into systematic bits and parity bits and spatially multiplexed are subjected to signal detection with the configuration of the receiving apparatus 400 in FIG.
  • this configuration is an example, and the configuration is included in the present invention as long as it is essentially the same as the second embodiment.
  • signals are received by the receiving antenna 401-1 and the receiving antenna 401-2.
  • the signal received by the reception antenna 401-1 is down-converted to a baseband frequency by the reception processing unit 402-1, converted into a digital signal by performing A / D conversion, and then the CP is removed.
  • Reference signal demultiplexing section 403-1 demultiplexes the data signal and the reference signal multiplexed in the time domain, outputs the data signal to DFT section 405-1, and outputs the reference signal to propagation path estimation section 404-1.
  • Propagation path estimation section 404-1 estimates the frequency response from the reference signal and outputs it to propagation path multiplication section 417 and MIMO separation section 408.
  • the DFT unit 405-1 converts the time domain data signal into a frequency domain signal and outputs it to the demapping unit 406-1. From the frequency domain signal output from the DFT unit 405-1, a received signal is extracted from the frequency to which the transmission apparatus assigns data in the demapping unit 406-1. Then, the cancel unit 407-1 performs a subtraction process using the soft replica fed back from the decoding unit 412. However, since there is no feedback from the decoding unit 412 in the first subtraction process, nothing is subtracted. In addition, the generation process of the soft replica used for the subtraction process in the cancel unit 407-1 will be described later.
  • the signal subjected to the subtraction processing by the cancel unit 407-1 is input to the MIMO separation unit 408.
  • the received signal of the other receiving antenna 401-2 is also subjected to the same processing on the received signal up to the cancel unit 407-2 and output to the MIMO separating unit 408.
  • the MIMO separation unit 408 of the reception apparatus 400 includes a signal separation unit 420, a zero insertion unit 421, and signal synthesis units 422-1 and 422-2.
  • the signal separation unit 420 includes a signal D41 output from the cancellation unit 407-1, a signal D42 output from the cancellation unit 407-2, a signal D43 output from the propagation path estimation unit 404-1, and a propagation path estimation unit 404.
  • -2 is input to the signal D44.
  • the signal separation unit 420 performs space separation on the frequency response of each antenna and the received signal by a space separation method such as ZF (Zero Forcing) or MMSE (Minimum Mean Square Error, minimum mean square error).
  • the systematic symbol and parity symbol frequency signals obtained by the spatial separation are input to the signal synthesis unit 422-1 and zero insertion unit 421, respectively.
  • the zero insertion unit 421 adds zeros for the bandwidth clipped by the transmission apparatus 300 and outputs the result to the signal synthesis unit 422-2.
  • the frequency synthesis soft replicas output from the DFT units 416-1 and 416-2 are input to the signal synthesis units 422-1 and 422-2, respectively, and the input signals are added. Is done.
  • the systematic symbol frequency signal output from the DFT unit 416-1 is converted into a systematic symbol in the time domain by the IDFT unit 410-1, and demodulated into systematic bits by the systematic bit demodulation unit 411. Thereafter, the data is input to the decoding unit 413.
  • the frequency signal of the parity symbol output from the DFT unit 416-2 is converted into a parity symbol in the time domain by the IDFT unit 410-2.
  • the parity symbols are demodulated into parity bits by the parity bit demodulator 412 and input to the decoder 413.
  • the decoding unit 413 performs error correction decoding using the input systematic bits and parity bits, and outputs them to the systematic replica generation unit 414 and the parity replica generation unit 415, respectively.
  • the systematic bits subjected to error correction decoding are converted by the systematic replica generation unit 414 into time domain soft replicas by modulation similar to the modulation multilevel number applied by the transmission apparatus 300.
  • the soft replica output from the systematic replica generation unit 414 is converted from a time domain signal to a frequency domain signal by the DFT unit 416-1 and output to the propagation path multiplication unit 418.
  • the parity bits output from the decoding unit 413 are converted into time domain soft replicas by the parity replica generation unit 415, and converted into frequency domain soft replicas by the DFT unit 416-2.
  • a soft replica of the parity bit frequency domain is subjected to clipping processing similar to that performed by the clipping unit 106 of the transmission apparatus 300 in FIG.
  • the propagation path multiplying unit 418 generates a soft replica to be canceled from the received signal of each receiving antenna by a process of multiplying the frequency domain soft replica of the systematic bit and the parity bit by the frequency response at each receiving antenna, and the canceling unit 407 -1 and the cancel unit 407-2.
  • the clipping processing may be applied to the spectrum obtained by modulation and DFT on the systematic bits at a clipping rate lower than that of the parity bit spectrum.
  • the clipping ratio of the parity bit spectrum is set to 0.2
  • the clipping ratio of the systematic bit spectrum is set to 0.05. Therefore, if the clipping ratio R clip P of the spectrum of the parity bit is assumed to be R clip S of the spectrum of the systematic bit, it is included in the second embodiment if a clipping process satisfying R clip P > R clip S is applied. It is.
  • FIG. 9A is a diagram illustrating a modulation symbol (systematic symbol) S10 including only systematic bits.
  • FIG. 9B is a diagram illustrating a modulation symbol (parity symbol) S11 including only parity bits that have already been subjected to clipping processing in the frequency domain and converted to the time axis.
  • clipping a part of the spectrum is not transmitted by the transmission device, so that there is a margin in transmission power (energy) compared to a case where spectrum deletion is not performed. Therefore, the transmission power reduced by clipping can be assigned to other symbols as communication parameters. This available transmission power is reallocated to the transmission power of systematic symbols.
  • FIG. 9A is a diagram illustrating a modulation symbol (systematic symbol) S10 including only systematic bits.
  • FIG. 9B is a diagram illustrating a modulation symbol (parity symbol) S11 including only parity bits that have already been subjected to clipping processing in the frequency domain and converted to the time axis.
  • energy energy
  • FIG. 9C is a diagram illustrating a systematic symbol S12 to which power has been redistributed.
  • the transmission power reduced by clipping is redistributed evenly to systematic symbols.
  • FIG. 9D is a diagram showing a transmission symbol S13 obtained by time-multiplexing systematic symbols and parity symbols.
  • systematic symbols and parity symbols are alternately time-multiplexed, but the present invention is not limited to this.
  • systematic symbols may be continuously multiplexed and parity symbols may be multiplexed behind the systematic symbols. Further, even if the numbers of systematic symbols and parity symbols are different, they are included in the present invention.
  • the transmission power reduced by clipping is redistributed only to systematic symbols.
  • a method may be used in which 2/3 of the transmission power to be redistributed is allocated to a systematic symbol and 1/3 of the transmission power to be redistributed is allocated to a parity symbol.
  • FIG. 10 is a schematic block diagram illustrating a configuration of a transmission device 500 according to the third embodiment.
  • the transmission apparatus 500 of FIG. 10 has basically the same configuration as the transmission apparatus 100 (FIG. 3) of the first embodiment, except that a transmission power redistribution unit 501 is provided.
  • the transmission power redistribution unit 501 appropriately redistributes the transmission power corresponding to the clipping of the parity symbol to the systematic symbol and the parity symbol based on the clipping amount (or the clipping rate) input from the clipping control unit 105a. To do.
  • FIG. 11 illustrates a configuration example of the transmission power redistribution unit 501 of the transmission device 500 (FIG. 10).
  • the transmission power redistribution unit 501 includes a redistribution amount calculation unit 601 and amplitude multiplication units 602-1 and 602-2.
  • the reallocation amount calculation unit 601 calculates the amount of power to be reallocated to the systematic symbol and the parity symbol based on the input clipping amount D51.
  • N DFT p the number of DFT points in a parity symbol
  • the clipping ratio is R clip
  • transmission powers P sys and P par redistributed to the systematic symbol and the parity symbol are expressed by the following equations (1) and (2), respectively. ) Is determined.
  • ⁇ is a parameter that can be arbitrarily set.
  • P par 0, which means that redistribution only to systematic symbols.
  • E S is the power allocated to one modulation symbol (energy).
  • the transmission power calculated in this way is assigned by the amplitude multipliers 602-1 and 602-2.
  • the systematic symbol D52 is input to the amplitude multiplier 602-1
  • the parity symbol D53 is input to the amplitude multiplier 602-2.
  • N DFT S the amplitude gains multiplied by the amplitude multipliers 602-1 and 602-2 are expressed by the following equations (3) and (4).
  • G sys and G par represent positive real numbers that are multiplied by the systematic symbol and the parity symbol, respectively.
  • the amplitude gain thus calculated is multiplied by each modulation symbol and input to mapping sections 107-1 and 107-2.
  • the transmission apparatus 500 As in the third embodiment, it is possible to improve the frequency utilization efficiency by clipping while improving the accuracy of the systematic bit which is one of the most important elements in error correction.
  • the receiving apparatus according to the third embodiment is not particularly changed from the receiving apparatus 200 (FIG. 4) according to the first embodiment, and performs demodulation by regarding power redistribution as equivalent channel characteristics. .
  • (Fourth embodiment) 12A and 12B are diagrams showing the concept of the fourth embodiment of the present invention.
  • systematic symbols and parity symbols are time-multiplexed for each DFT block.
  • systematic symbols and parity symbols are time-multiplexed in the DFT block.
  • clipping is performed on all transmission symbols. This will be described later using a configuration example of the transmission device.
  • FIG. 12A as shown in S20, the systematic symbol S201 and the parity symbol S202 are time-multiplexed within the DFT section F201 and further time-multiplexed for each DFT block.
  • transmission power reduced by clipping can be used as a communication parameter.
  • S21 (FIG. 12B) is a redistribution of only the modulation symbols that are systematic symbols.
  • the frequency utilization efficiency can be improved by clipping while improving the accuracy of the systematic bit which is one of the most important elements in error correction.
  • the time multiplexing of the systematic symbol and the parity symbol is not limited in any time order.
  • FIG. 13 is a schematic block diagram illustrating a configuration of a transmission device 700 according to the fourth embodiment.
  • the transmission apparatus 700 of FIG. 13 has basically the same configuration as the transmission apparatus 500 (FIG. 10) according to the third embodiment. However, since transmitting apparatus 700 performs multiplexing within the DFT interval, the positions of transmission power redistribution section 701 and symbol multiplexing section 702 are different.
  • the symbol multiplexing unit 109 is time-multiplexed for each DFT block. However, in the fourth embodiment, the unit for time multiplexing is every modulation symbol. Therefore, a symbol multiplexing unit 702 is provided before the DFT unit 703.
  • the DFT unit 703, the clipping unit 704, the mapping unit 705, and the IDFT unit 706 have one system, but these functions are the same as in the embodiments described above. is there.
  • the transmission data is error correction encoded by the encoding unit 101.
  • the systematic bits and the parity bits that have been subjected to error correction coding are each modulated and input to the transmission power redistribution unit 701.
  • the systematic symbol and the parity symbol are time-multiplexed in the DFT section by the symbol multiplexing unit 702, converted into a frequency signal by the DFT unit 703, and clipped by the clipping unit 704. Thereafter, processing similar to that in the first to third embodiments is performed and transmitted.
  • FIG. 14 shows a configuration example of the transmission power redistribution unit 701.
  • the configuration of the transmission power redistribution unit 701 in FIG. 14 is the same as the configuration of the transmission power redistribution unit 501 in FIG. However, in the third embodiment, control is performed for each DFT block, whereas in the fourth embodiment, control is performed for each modulation symbol.
  • the reallocation amount calculation unit 601a of the transmission power calculation unit 701 calculates the amount of power to be reallocated to the systematic symbol and the parity symbol based on the clipping amount. Assuming that the number of DFT points is N DFT and the clipping ratio is R clip , transmission powers P sys and P par redistributed to systematic symbols and parity symbols are expressed by the following equations (5) and (6), respectively. It is determined.
  • ⁇ is a parameter that can be arbitrarily set.
  • P par 0, which means that redistribution only to systematic symbols.
  • E S is the power allocated to one modulation symbol (energy).
  • the transmission power calculated in this way is assigned by the amplitude multipliers 602a-1 and 602a-2.
  • amplitude gain to be multiplied in the amplitude multiplication section 602a-1,602a-2 has the following formula (7), the following equation (8).
  • G sys and G par represent positive real numbers that are multiplied by the systematic symbol and the parity symbol, respectively.
  • the amplitude gain thus calculated is multiplied by each modulation symbol and input to the mapping section 705.
  • the transmission apparatus 700 of the fourth embodiment it is possible to improve the frequency utilization efficiency by clipping while improving the accuracy of the systematic bit which is one of the most important elements in error correction.
  • FIG. 19 shows the configuration of a receiving apparatus 900 according to the fourth embodiment.
  • the symbol separation unit 907 performs a process opposite to the process performed by the modulation symbol multiplexing unit 801 in FIG. That is, the input symbol is separated into a systematic symbol and a parity symbol, and input to the systematic bit demodulation unit 213 and the parity bit demodulation unit 214, respectively.
  • the systematic bit demodulation unit 213 performs demodulation from a symbol to a bit, that is, calculates a bit LLR, based on the modulation scheme performed by the systematic bit modulation unit 102 in FIG.
  • the systematic bit demodulation unit 213 may decompose the bits into hard decision values instead of LLRs.
  • the obtained bit LLR is input to the decoding unit 215.
  • the parity bit demodulator 214 demodulates symbols into bits based on the modulation scheme performed by the parity bit modulator 103 in FIG. 13, and the obtained bit LLR is input to the decoder 215.
  • systematic bit modulation section 102 and parity bit modulation section 103 of transmission apparatus 700 have different transmission power. Therefore, there is a difference between the average values of LLRs output from the systematic bit demodulation unit 213 and the parity bit demodulation unit 214.
  • the systematic bit LLR contributes to the transmission characteristics (bit error rate, block error rate, throughput characteristic, etc.) more than the parity bit LLR. Therefore, it is possible to reduce the influence of deterioration due to clipping as compared with the case where the same modulation method is used.
  • the LLR of the systematic bit output from the decoding unit 215 is input to the systematic replica generation unit 216.
  • the LLR of the parity bit output from the decoding unit 215 is input to the parity replica generation unit 217.
  • Systematic replica generation section 216 and parity replica generation section 217 generate systematic symbols and parity symbol replicas based on the modulation schemes in systematic bit modulation section 102 and parity bit modulation section 103 in FIG. Output to 908.
  • the symbol multiplexing unit 908 generates a modulation symbol sequence by performing the same processing as the modulation symbol multiplexing unit 702 of FIG. 13 on the systematic replica and the parity replica.
  • blocks with the same reference numerals as those of the receiving apparatus 200 of FIG. 4 are the same as those in the first embodiment, and thus description of those blocks is omitted.
  • FIG. 16 shows an example of the configuration of a transmission device 800 according to the fifth embodiment.
  • the N info bit transmission data string D 80 is input to the encoding unit 101.
  • Encoding section 101 performs error correction, outputs systematic bits to systematic bit modulation section 102, and outputs parity bits to parity bit modulation section 103b.
  • the encoding unit 101 outputs N info bits of systematic bits to the systematic bit modulation unit 102 and outputs 2N info bits of parity bits to the parity bit modulation unit 103b. To do.
  • the systematic bit modulation unit 102 modulates the input systematic bits. For example, when N info bit systematic bits are input and BPSK modulation is performed, the systematic bit modulation unit 102 generates N info symbol systematic symbols. The obtained systematic symbols of N info symbols are input to the symbol multiplexing unit 801.
  • the parity bit modulation unit 103b modulates the input parity bits.
  • the modulation method is selected in consideration of the clipping information from the clipping control unit 105b. For example, when the clipping ratio is 0, that is, when clipping is not performed, the same modulation method as that of the systematic bit modulation unit 102 is selected.
  • a modulation scheme different from systematic bit modulation section 102 is selected. For example, when clipping is not performed, 2N info bit parity bits are input and BPSK modulation is performed, so that 2N info symbol parity symbols are generated.
  • parity bits of 2N info bits are input, and QPSK modulation is performed, so that parity symbols of N info symbols are generated. Which modulation method is selected is selected according to the clipping ratio. The obtained parity symbol is input to the symbol multiplexing unit 801.
  • FIG. 17A and FIG. 17B are diagrams showing a difference in signal point arrangement when different modulation schemes are used.
  • FIG. 17A is a diagram illustrating signal point arrangement when BPSK is used as a modulation scheme
  • FIG. 17B is a diagram illustrating signal point arrangement when QPSK is used as a modulation scheme.
  • the low modulation scheme BPSK in FIG. 17A
  • the signal point distance is wider than the high modulation scheme (QPSK in FIG. 17B).
  • the low modulation scheme can increase the likelihood (also referred to as bit likelihood, LLR) in the receiving apparatus as compared to the high modulation scheme. Therefore, if BPSK is used in systematic bit modulation section 102, the likelihood of systematic bits in the receiving apparatus can be increased while the transmission power for each symbol is kept constant.
  • the outputs of the systematic bit modulation unit 102 and the parity bit modulation unit 103b are input to the symbol multiplexing unit 801.
  • the symbol multiplexing unit 801 multiplexes the input systematic symbol and parity symbol to generate a symbol sequence.
  • N info symbols may be multiplexed parity symbol of N info symbols, as shown in FIG. 18A
  • systematic symbol S31 and parity symbol S32 are arranged in the order of systematic symbol S31, parity symbol S32, systematic symbol S31, parity symbol S32, systematic symbol S31, and parity symbol S32 in DFT section L21. Has been.
  • FIG. 19 shows the configuration of a receiving device 950 according to the fifth embodiment. Since the processing from the receiving antenna 201 to the IDFT unit 906 is the same as that of the receiving apparatus 900 (FIG. 15) of the fourth embodiment, description thereof is omitted.
  • the symbol separation unit 907 performs a process opposite to the process performed by the modulation symbol multiplexing unit 801 in FIG. That is, the symbol separation unit 907 separates the input symbol into a systematic symbol and a parity symbol, and inputs them to the systematic bit demodulation unit 213 and the parity bit demodulation unit 214b, respectively.
  • the systematic bit demodulation unit 213 performs demodulation from a symbol to a bit, that is, calculates a bit LLR, based on the modulation scheme performed by the systematic bit modulation unit 102 of FIG.
  • the systematic bit demodulation unit 213 may decompose the bits into hard decision values instead of LLRs.
  • the obtained bit LLR is input to the decoding unit 215.
  • the parity bit demodulator 214b demodulates the symbols into bits based on the modulation scheme performed by the parity bit modulator 103b of FIG. 16, and outputs the obtained bit LLR to the decoder 215.
  • the systematic bit modulation unit 102 and the parity bit modulation unit 103b of the transmission apparatus 800 perform modulation using different modulation schemes. Therefore, there is a difference between the average values of LLRs output from the systematic bit demodulation unit 213 and the parity bit demodulation unit 214b.
  • the bit LLR output from the systematic bit demodulation unit 213 is more reliable than the LLR output from the parity bit demodulation unit 214b. .
  • the systematic bit LLR contributes to the transmission characteristics (bit error rate, block error rate, throughput characteristic, etc.) more than the parity bit LLR. Therefore, it is possible to reduce the influence of deterioration due to clipping as compared with the case where the same modulation method is used.
  • the LLR of the systematic bit output from the decoding unit 215 is input to the systematic replica generation unit 216.
  • the LLR of the parity bit output from the decoding unit 215 is input to the parity replica generation unit 217.
  • the systematic replica generation unit 216 and the parity replica generation unit 217 generate systematic symbol and parity symbol replicas based on the modulation schemes performed by the systematic bit modulation unit 102 and the parity bit modulation unit 103b in FIG. Output to the unit 908.
  • the symbol multiplexing unit 908 generates a modulation symbol sequence by performing the same processing as the modulation symbol multiplexing unit 801 of FIG. 16 on the systematic replica and the parity replica. Since the configuration of other blocks of the receiving device 950 (FIG. 19) is the same as that of the receiving device 900 (FIG. 15) of the fourth embodiment, description thereof is omitted.
  • the likelihood of systematic bits and parity bits in the receiving apparatus is changed by changing the modulation scheme as a communication parameter between a group composed of systematic bits and a group composed of parity bits.
  • the ratio can be adjusted.
  • the program that operates in the transmission device and the reception device is a program that controls the CPU or the like (a program that causes the computer to function) so as to realize the functions described in the first to fifth embodiments.
  • Information handled by the transmitting device and the receiving device is temporarily stored in the RAM at the time of processing, then stored in various ROMs and HDDs, read out by the CPU, and corrected and written as necessary.
  • a recording medium for storing the program a semiconductor medium (for example, ROM, nonvolatile memory card, etc.), an optical recording medium (for example, DVD, MO, MD, CD, BD, etc.), a magnetic recording medium (for example, magnetic tape, Any of a flexible disk etc. may be sufficient.
  • the program can be stored and distributed in a portable recording medium, or transferred to a server computer connected via a network such as the Internet.
  • the storage device of the server computer is also included in the present invention.
  • part or all of the transmission device and the reception device in the first to fifth embodiments may be realized as an LSI that is an integrated circuit.
  • Each functional block of the transmission device and the reception device may be individually chipped, or a part or all of them may be integrated into a chip.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI's, and implementation using dedicated circuitry or general purpose processors is also possible. Further, when an integrated circuit technology that replaces LSI appears due to progress in semiconductor technology, an integrated circuit based on the technology can be used.
  • the present invention is suitable for use in a radio base station apparatus and a radio terminal apparatus.
  • DESCRIPTION OF SYMBOLS 1001 ... Coding part, 1002 ... Modulation part, 1003 ... DFT part, 1004 ... Clipping control part, 1005 ... Clipping part, 1006 ... Mapping part, 1007 ... IDFT part , 1008 ... Reference signal generator, 1009 ... Reference signal multiplexer, 1010 ... Transmission processor, 1011 ... Transmit antenna, 2001 ... Receive antenna, 2002 ... Reception processor, 2003 Reference signal separation unit, 2004 ... Propagation channel estimation unit, 2005 ... Equivalent propagation channel calculation unit, 2006 ... DFT unit, 2007 ... Demapping unit, 2008 ... Zero insertion unit, 2009 ... Cancellation unit, 2010 ... Equalization unit, 2011 ... IDFT unit, 2012 ...
  • Reception antenna 202 ... Reception processing unit, 203 ... Reference signal separation unit, 204 ..Propagation path estimation , 205 ... Equivalent propagation path calculation unit, 206 ... Symbol separation unit, 207-1, 207-2 ... DFT unit, 208-1, 208-2 ... Demapping unit, 209, ... ⁇ Zero insertion part, 210-1, 210-2 ... Cancel part, 211-1, 211-2 ... Equalization part, 212-1, 212-2 ... IDFT part, 213 ... Systematic Bit demodulator 214, parity bit demodulator 215 ... decoder 216 ... systematic replica generator 217 ... parity replica generator 218-1, 218-2 ... DFT 219-1, 219-2 ...
  • propagation path multiplication unit 220 ... determination unit, 301 ... reference signal generation unit, 302 ... reference signal generation unit, 303-1, 303-2,.
  • Reference signal multiplexing unit 30 4-1, 304-2 ... transmission processing unit, 305-1, 305-2 ... transmitting antenna, 401-1, 401-2 ... receiving antenna, 402-1, 402-2 ... Reception processing unit, 403-1, 403-2 ... reference signal separation unit, 404-1, 404-2 ... propagation path estimation unit, 405-1, 405-2 ... DFT unit, 406-1 , 406-2 ... demapping unit, 407-1, 407-2 ... cancellation unit, 408 ... MIMO separation unit, 409 ... zero insertion unit, 410-1, 410-2 ...
  • IDFT unit 411 ... systematic bit demodulation unit, 412 ... parity bit demodulation unit, 413 ... decoding unit, 414 ... systematic replica generation unit, 415 ... parity replica generation unit, 416-1 416-2 ... FT unit, 417 ... clipping unit, 418 ... propagation path multiplication unit, 419 ... determination unit, 420 ... signal separation unit, 421 ... zero insertion unit, 422-1, 422-2, ... Signal combining unit, 501... Transmission power distribution unit, 105a... Clipping control unit, 601... Redistribution amount calculation unit, 602-1 and 601-2.

Abstract

　無線送信装置は、時間領域信号をグループ化し、グループ毎に異なる通信パラメータを設定する通信パラメータ設定部と、時間領域信号の少なくとも一部のグループに対し、周波数領域においてクリッピング処理を行なうクリッピング部と、クリッピング処理後の時間領域信号を送信する送信部と、を備える。

Description

無線送信装置及び無線送信方法
　本発明は、無線送信装置及び無線送信方法に関する。
　本願は、２０１０年１１月２５日に、日本に出願された特願２０１０－２６２５３５号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　近年のデータ通信量の増加に伴い、より高い周波数利用効率を有する移動体通信システムの必要性が高まっており、全てのセルで同じ周波数帯域を使用する１セルリユース・セルラシステムに関する様々な検討が進められている。３ＧＰＰ（３ｒｄ　Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ　Ｐｒｏｊｅｃｔ；第三世代パートナシッププロジェクト）を中心に標準化が進められているＥ－ＵＴＲＡ（Ｅｖｏｌｖｅｄ　Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ　Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ　Ｒａｄｉｏ　Ａｃｃｅｓｓ；高機能無線アクセス方式におけるエアインタフェース）システムでは、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ；直交周波数分割多重）方式を用いた１セルリユース・セルラシステムが、ダウンリンクの伝送方式として採用されている。また、ｎｏｎ－ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ／ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　Ｓｐｒｅａｄ　ＯＦＤＭ；周波数の非連続使用（ｎｏｎ－ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）と周波数の連続使用（ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）をサポートする離散フーリエ変換拡散ＯＦＤＭ）方式がアップリンクの伝送方式の有力な候補として検討されている。
　ダウンリンクの伝送方式であるＯＦＤＭＡ方式は、マルチパスフェージングに対する耐性に優れたＯＦＤＭ信号を用いて、時間及び周波数で分割されたリソースブロック（ＲＢ）単位でユーザがアクセスする方式である。しかし、ＯＦＤＭＡ方式は、高いＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ－ｔｏ－Ａｖｅｒａｇｅ　Ｐｏｗｅｒ　Ｒａｔｉｏ；最大出力電力と平均出力電力との比）特性を有するため、送信電力制限の厳しいアップリンクの伝送方式としては適していない。
　一方ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ方式は、ＤＦＴで拡散した信号を、連続した周波数（ＲＢ）で使用することでＯＦＤＭ等のマルチキャリア方式に対してＰＡＰＲ特性を良好に保つことができ、広いカバレッジを確保できる。また、ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ方式は、周波数を非連続で使用することで柔軟に周波数を使用しながら、ある程度のＰＡＰＲ特性の劣化を抑えることができる。また、ｎｏｎ－ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ／ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭにおいて、ｎｏｎ－ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓとｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓの切り替えは、送信電力に基づいて行われることが検討されている（例えば、特許文献１参照、以下ハイブリッド方式と称する）。このハイブリッド方式を用いれば、ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭのみを用いる方式のセルカバレッジを維持しながら、セル中央の端末に対するスループット改善できるため、セル全体のスループットを向上できる。
　一方ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ方式の一部の周波数スペクトルを送信しない周波数クリッピング技術も検討されている（以下Ｃｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭと称する）（例えば特許文献２）。
　Ｃｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭをアップリンクの伝送に用いた場合の送信装置１０００の構成の例を図２０に示す。図２０のように、まず、符号部１００１は、送信データＤ１００の誤り訂正符号化を行う。次に、変調部１００２は、送信データの変調を行う。ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；離散フーリエ変換）部１００３は、変調されたシンボルに対して、離散フーリエ変換を施し、周波数領域の信号に変換する。ここで一度に変換されるシンボル数（ＤＦＴサイズ）ＮＤＦＴ０はクリッピング制御部１００４において送信装置１０００に割り当てられた帯域幅とクリッピング量により決定される。
　次に、クリッピング部１００５は、クリッピング制御部１００４から出力されるクリッピング情報に基づいて、ＤＦＴ部１００３の出力の一部をクリッピングし、残りの信号をマッピング部１００６に出力する。ここでクリッピングするとは信号がなかったものとするということを意味し、本明細書ではクリッピング率Ｒｃｌｉｐを「Ｒｃｌｉｐ＝１－［クリッピング部１００５の出力サブキャリア数（離散周波数ポイント数）］／ＮＤＦＴ０」と定義する。ただし、クリッピング率が０の場合は、クリッピング部１００５から出力される信号は、通常のＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ信号を意味する。クリッピングする信号の成分は予め決められた位置の成分でもよいし、次に示すマッピング情報と同様に通信機会毎に基地局等の制御局から通知されてもよい。同様にクリッピング率も予め決められた割合としても良いし、通信機会毎に基地局等の制御局から通知されてもよい。
　マッピング部１００６は、クリッピング部１００５が出力した信号を、伝送に用いるサブキャリア（リソースブロック）に割り当てる。マッピング部１００６は、この割り当てを、マッピング情報に基づいて行い、伝送に用いられないサブキャリアにはゼロを挿入する。なお、このマッピング情報は、送信装置と受信装置において既知であるものが用いられ、送信装置における取得方法としては、例えば受信装置により決定されたマッピング情報を制御情報として受信したものを使用する。
　送信信号を伝送に用いるサブキャリアに割り当てる手法は、連続的にサブキャリアを割り当てる方法と、不連続に割り当てる方法がある。クリッピング率が０で連続的にサブキャリアを使用した場合、生成される信号はシングルキャリア信号と同等となる。
　ＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ　ＤＦＴ；逆離散フーリエ変換）部１００７には、伝送に用いられるサブキャリア上に割り当てられた送信信号が入力される。ＩＤＦＴ部は、入力された送信信号を逆フーリエ変換することで、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換する。参照信号生成部１００８は受信装置において伝搬路を推定する為に使用される参照信号（ＲＳ；Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ　Ｓｉｇｎａｌ、パイロット信号とも称される）を生成する。参照信号多重部１００９は、参照信号生成部１００８で生成された参照信号を、ＩＤＦＴ部１００７から出力されたデータ信号と多重し、送信処理部１０１０に出力する。
　送信処理部１０１０は入力された送信信号に対し、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ　Ｐｒｅｆｉｘ；サイクリックプレフィックス（ＧＩ；Ｇｕａｒｄ　ｉｎｔｅｒｖａｌ、ガードインターバルとも称される））の挿入、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ　ｔｏ　Ａｎａｌｏｇ）変換、および搬送波周波数帯へのアップコンバートを施し、送信アンテナ１０１１より受信装置へ信号を送信する。
　Ｃｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭの受信装置２０００の構成の例を図２１に示す。受信装置２０００は、受信アンテナ２００１で送信装置からの信号を受信し、受信処理部２００２へ出力する。受信処理部２００２は、受信信号のベースバンド周波数帯へのダウンコンバート、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ　ｔｏ　Ｄｉｇｉｔａｌ）変換、ＣＰの除去を順に行い、処理後の信号を参照信号分離部２００３へ出力する。
　参照信号分離部２００３は時間領域で多重されているデータ信号と参照信号の分離を行い、データ信号をＤＦＴ部２００６へ出力し、参照信号を伝搬路推定部２００４へ出力する。
　伝搬路推定部２００４は受信した参照信号を用いて送受信装置間での伝搬路を推定し、得られた伝搬路推定値を等価伝搬路算出部２００５へ出力する。
　等価伝搬路算出部２００５では、入力された伝搬路推定値に対し、クリッピング位置に相当する帯域の伝搬路推定値をゼロとして等化部２０１０、および伝搬路乗算部２０１６へ出力する。これにより、その帯域は、実際には伝送に使用されていないが、クリッピング処理を行わずに送信された信号が劣悪な伝搬路を通過し、受信装置において受信電力がゼロとなった場合と等価な処理が行われる。
　ＤＦＴ部２００６は、入力されたデータ信号を、ＤＦＴにより周波数領域信号へ変換する。デマッピング部２００７は受信信号から復号処理を行う送信装置１０００（図２０）の信号を抽出する。ただし、送信装置１０００においてクリッピングされたスペクトルも伝送されたものとみなすため、ゼロ挿入部２００８では抽出された周波数信号に対し、クリッピング量に相当するゼロのデータが挿入される。
　キャンセル部２００９には、伝搬路乗算部２０１６から、後述するレプリカ信号が入力される。キャンセル部２００９は、受信信号からレプリカ信号の減算を行う。等化部２０１０は、キャンセル部２００９からの出力信号と、等価伝搬路算出部２００５からの伝搬路推定値とを用いて等化処理を行う。その後、ＩＤＦＴ部２０１１は、ＩＤＦＴにより時間領域信号への変換を行う。復調部２０１２は、ＩＤＦＴ部２０１１の出力に対して、復調処理を施し、復号部２０１３へ出力する。復号部２０１３は、誤り訂正復号を施した後、任意の非線形等化処理繰り返し回数に応じて、レプリカ生成部２０１４に軟推定値を出力する。繰り返し処理を終了する場合には、情報ビットの軟推定値が判定部２０１７に出力され、判定部２０１７は、硬判定を行うことにより受信データＤ２００を出力する。
　繰り返し処理を続行する場合は、レプリカ生成部２０１４においてソフトレプリカが生成され、ＤＦＴ部２０１５において周波数領域の信号に変換された後、伝搬路乗算部２０１６は、クリッピングを考慮した伝搬路推定値を乗算し、キャンセル部２００９に出力する。
　以降、キャンセル部２００９におけるキャンセルを任意の回数繰り返すことにより、判定部２０１７において得られる情報ビットの信頼性を向上させる。
国際公開第２００８／０８１８７６号 特開２００８－２１９１４４号公報
　同じ変調方式と符号化率を用いたＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ方式とＣｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ方式とでは、後者の方がクリップすることにより、使用する周波数リソースが少なくなる。そのため、他のユーザがその周波数リソースを使用できるというメリットがある半面、一部の情報（スペクトル）がクリップされるため誤り率特性が悪くなるといった問題がある。
　本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、Ｃｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ方式を使用する通信システムにおいて、誤り率特性の劣化を低減したり、システムにできるだけ影響を与えたりしない無線送信装置及び無線送信方法を提供することを目的としている。
（１）　本発明の第１の態様による無線送信装置は、時間領域信号をグループ化し、前記グループ毎に異なる通信パラメータを設定する通信パラメータ設定部と、前記時間領域信号の少なくとも一部のグループに対し、周波数領域においてクリッピング処理を行なうクリッピング部と、前記クリッピング処理後の時間領域信号を送信する送信部と、を備える。
（２）　本発明の第１の態様による無線送信装置において、前記通信パラメータ設定部は、誤り訂正符号におけるシステマティックビットとパリティビットによってグループ化を行っても良い。
（３）　本発明の第１の態様による無線送信装置において、前記通信パラメータ設定部は、物理チャネルの種類によってグループ化を行っても良い。
（４）　本発明の第１の態様による無線送信装置において、前記通信パラメータ設定部は、前記通信パラメータとして、電力を用いても良い。
（５）　本発明の第１の態様による無線送信装置において、前記通信パラメータ設定部は、前記クリッピング部におけるクリッピング率に基づいて、前記グループ毎に割り当てる電力を決定しても良い。
（６）　本発明の第１の態様による無線送信装置において、前記通信パラメータ設定部は、前記通信パラメータとして、クリッピング率を用いても良い。
（７）　本発明の第１の態様による無線送信装置において、前記通信パラメータ設定部は、前記通信パラメータとして、変調方式と符号化率の少なくとも一方を用いても良い。
（８）　本発明の第１の態様による無線送信装置において、前記送信部は、前記通信パラメータ設定部がグループ化したグループ毎に、異なるアンテナから、前記クリッピング処理後の時間領域信号を送信しても良い。
（９）　本発明の第２の態様による無線送信方法は、時間領域信号をグループ化し、前記グループ毎に異なる通信パラメータを設定し、前記時間領域信号の少なくとも一部のグループに対し、周波数領域においてクリッピング処理を行ない、前記クリッピング処理後の時間領域信号を送信する。
　本発明による無線送信装置及び無線送信方法を用いれば、Ｃｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ方式を使用する通信システムにおいて、より通信効率の高い無線通信システムを構築することができる。
クリッピングを用いず、符号化率１／３のターボ符号を用いた場合の周波数領域信号を示す図である。 ＤＦＴ区間を１．５倍に拡張し、そのうち１／３の帯域をクリッピングする場合の周波数領域信号を示す図である。 システマティックビットとパリティビットに対して独立にＤＦＴ区間を用意し、パリティビットを１／２クリッピングする場合の周波数領域信号を示す図である。 第１の実施形態における無線通信システムの一例を示す図である。 第１の実施形態における送信装置の構成の一例を示すブロック図である。 第１の実施形態における受信装置の構成の一例を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態における送信装置の構成の一例を示すブロック図である。 第２の実施形態における送信装置の第１の送信アンテナから送信される信号を示している。 第２の実施形態における送信装置の第２の送信アンテナから送信される信号を示している。 第２の実施形態における受信装置の構成の一例を示すブロック図である。 第２の実施形態におけるＭＩＭＯ分離部の内部構成の一例を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態の概念を示す図である。 本発明の第３の実施形態の概念を示す他の図である。 本発明の第３の実施形態の概念を示す更に他の図である。 本発明の第３の実施形態の概念を示す更に他の図である。 第３の実施形態における送信装置の構成の一例を示す概略ブロック図である。 第３の実施形態における送信電力再配分部の内部構成の一例を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態の概念を示す図である。 本発明の第４の実施形態の概念を示す他の図である。 第４の実施形態における送信装置の構成の一例を示すブロック図である。 第４の実施形態における送信電力再配分部の内部構成の一例を示すブロック図である。 第４の実施形態における受信装置の構成の一例を示すブロック図である。 本発明の第５の実施形態における送信装置の構成の一例を示すブロック図である。 変調方式としてＢＰＳＫを用いた場合における信号点配置を示す図である。 変調方式としてＱＰＳＫを用いた場合における信号点配置を示す図である。 第５の実施形態におけるシステマティックシンボルとパリティシンボルの時間多重の順序の例を示す図である。 第５の実施形態におけるシステマティックシンボルとパリティシンボルの時間多重の順序の他の例を示す図である。 第５の実施形態における受信装置の構成の一例を示すブロック図である。 従来技術であるＣｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭにおける送信装置の構成の一例を示すブロック図である。 従来技術であるＣｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭにおける受信装置の構成の一例を示すブロック図である。
（第１の実施形態）
　第１の実施形態では、優先度の異なる二つのグループの信号が時間領域で多重されている際に、優先度の高い信号に比べ優先度の低い信号に対し通信パラメータであるクリッピング率を高く設定する。これにより、高効率な伝送を行うことを実現する。
　例えば、ターボ符号を一例とする誤り訂正符号化を用いた際、符号化後のビットとして情報データそのものであるシステマティックビットと、誤り訂正の際に用いられるパリティビットとが時間多重されて出力される。この場合、パリティビットが欠落した場合には符号化率が高くなるだけである。しかし、システマティックビットが欠落した場合には訂正すべき情報データそのものの特性が低下することからパリティビットを欠落させた場合に比べて特性の劣化が大きい。しかしながら従来技術であるＣｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭでは、時間多重された２つの信号を周波数変換した後にクリッピングする。そのため、システマティックビットがパリティビットと区別なく削除され、誤り訂正による復元が困難となり特性が劣化する問題がある。よって以下では、システマティックビットとパリティビットとに対し異なるクリッピング率を設定することにより特性の改善を図る例を示す。
　図１Ａ～図１Ｃは、本発明の第１の実施形態の概念を示す図である。図１Ａは、クリッピングを用いず、符号化率１／３のターボ符号を用いた場合の周波数領域信号を示す図である。図１Ａにおいて、符号Ｂ１１は、ＤＦＴ拡散されたシステマティックビットを示しており、符号Ｂ１２は、ＤＦＴ拡散されたパリティビットを示しており、符号Ｆ１１は、ＤＦＴ区間を示している。図１Ａに示すようにＤＦＴ区間Ｆ１１内においてＤＦＴにより拡散されたシステマティックビットＢ１１とパリティビットＢ１２は比率１対２で含まれる（Ｒ１１：Ｒ１２＝１：２）。
　これに対し、従来のＣｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭを用いて周波数利用効率を１．５倍にする為には、図１Ｂに示すようにＤＦＴ区間を１．５倍に拡張し、そのうち１／３の帯域をクリッピングすることにより実現する必要がある。図１Ｂにおいて、符号Ｂ２１は、ＤＦＴ拡散されたシステマティックビットを示しており、符号Ｂ２２は、ＤＦＴ拡散されたパリティビットを示しており、符号Ｆ２１は、ＤＦＴ区間を示しており、符号Ｆ２２は、１／３クリッピングが行われる区間を示している。図１Ｂに示すようにＤＦＴ区間Ｆ２１内においてＤＦＴにより拡散されたシステマティックビットＢ２１とパリティビットＢ２２は比率１対２で含まれる（Ｒ２１：Ｒ２２＝１：２）。
　上述のようなクリッピングを行った場合には、伝送すべき情報データが含まれるシステマティックビットＢ２１についても１／３がクリッピングされる。特に、符号化率が高くなると情報データの復元が困難になり、クリッピングを適用しない場合に比べ受信装置における誤り率が劣化する。
　それに対して、第１の実施形態においては図１Ｃに示すようにシステマティックビットとパリティビットに対して独立にＤＦＴ区間を用意し、パリティビットを１／２クリッピングする。これにより、システマティックビットをクリッピングにより欠落させることなく、周波数利用効率１．５倍を実現することが可能となる。
　なお、図１Ｃにおいて、符号Ｂ３１は、ＤＦＴ拡散されたシステマティックビットを示しており、符号Ｂ３２は、ＤＦＴ拡散されたパリティビットを示しており、符号Ｆ３１は、システマティックビットのＤＦＴ区間を示しており、符号Ｆ３２は、パリティビットのＤＦＴ区間を示しており、符号Ｆ３３は、１／２クリッピングが行われる区間を示している。図１Ｃに示すようにＤＦＴ区間Ｆ３１内においてＤＦＴにより拡散されたシステマティックビットＢ３１と、ＤＦＴ区間Ｆ３２内においてＤＦＴにより拡散されたパリティビットＢ３２は比率１．５対１．５で含まれる（Ｒ３１：Ｒ３２＝１．５：１．５）。
　図１Ｃでは、パリティビットのみをクリッピング、つまりシステマティックビットＢ３１に対するクリッピング率を０とする形態を示した。しかし、システマティックビットＢ３１に対してパリティビットＢ３２より低いクリッピング率（＞０）によりクリッピングが行う形態をとっても良い。
　第１の実施形態に係る無線通信システムの一例を図２に示す。一般的な無線通信システムと同様に、第１の実施形態に係る無線通信システムは、１つのセルＣ１１と呼ばれるエリアに移動局装置である第１の送信装置１１と、移動局装置である第２の送信装置１２と、基地局装置である受信装置１３とを備える。ここでは送信装置の数を２としているが、１、あるいは３以上の送信装置が用いられる場合でも同様である。第１及び第２の送信装置１１、１２および受信装置１３は、１以上のアンテナを具備する。受信装置１３は、第１の送信装置１１および第２の送信装置１２から送信される信号を受信する。
　以下では第１及び第２の送信装置１１、１２を移動局装置とし、受信装置１３を基地局装置としたアップリンクにおけるブロック構成を示している。しかし、送信装置を基地局装置とし、受信装置を移動局装置としたダウンリンクにおいても同様の処理を行うことにより実現可能である。
　図３は、第１の実施形態における送信装置１００（第１の送信装置１１または第２の送信装置１２）の構成の一例を示すブロック図である。ただし、第１の実施形態を説明する為に必要な最小限のブロック図のみを示しており、システマティックビットに対するクリッピング率を０としている。
　送信装置１００は、符号化部１０１、システマティックビット変調部１０２、パリティビット変調部１０３、ＤＦＴ部１０４－１、１０４－２、クリッピング制御部１０５、クリッピング部１０６、マッピング部１０７－１、１０７－２、ＩＤＦＴ部１０８－１、１０８－２、シンボル多重部１０９、参照信号生成部１１０、参照信号多重部１１１、送信処理部１１２、及び送信アンテナ１１３を備える。
　送信装置１００では、データの送信を行う前に、伝送に使用される誤り訂正符号の符号化率、変調方式、マッピング情報、クリッピング情報等の通信パラメータは既知である。これらの通信パラメータは、受信装置から制御情報として通知されたものを使用しても良いし、送信装置１００内で決定されたものを使用しても良い。
　符号化部１０１は、設定された符号化率に基づいて、送信データＤ１０のビット系列に対して、誤り訂正符号化を施す。ここで使用される誤り訂正符号を符号化率１／３のターボ符号として、Ｎｉｎｆｏビットのビット系列に対し符号化を行った場合、符号化部１０１は、送信データＤ１０の情報を保有するＮｉｎｆｏビットのシステマティックビット（組織ビットとも称される）と、誤り訂正の際に使用される２Ｎｉｎｆｏビットのパリティビット（冗長ビットとも称される）とを出力する。ただし、ここでは符号部１０１における符号化率を１／３としたため、システムビットに対し２倍のパリティビットが出力された。しかし、パリティビットの一部を削減（パンクチャリングとも称される）することにより、異なる比率のシステマティックビットとパリティビットが出力されても良い。システマティックビットはシステマティックビット変調部１０２に入力され、パリティビットはパリティビット変調部１０３に入力され、それぞれＱＰＳＫ（Ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）や１６ＱＡＭ（１６－ａｒｙ　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の変調方式の中から指定された方式を用いて変調処理が行われる。システマティックビットで構成される変調シンボル（システマティックシンボル）およびパリティビットから構成される変調シンボル（パリティシンボル）は、各々ＤＦＴ部１０４－１、１０４－２に入力され、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；離散フーリエ変換）により時間領域から周波数領域の信号へと変換される。ここでシステマティックシンボルに対するＤＦＴのポイント数（ＤＦＴサイズ）ＮＤＦＴ Ｓは、割当帯域幅と同値となる。パリティシンボルにおいてはクリッピング制御部１０５により設定されたクリッピング率Ｒｃｌｉｐ（Ｒｃｌｉｐは０以上で１未満）により、割当帯域幅以上となるＤＦＴサイズＮＤＦＴ Ｐ＝ＮＤＦＴ Ｓ／（１－Ｒｃｌｉｐ）が用いられる。
　クリッピング部１０６は、ＤＦＴ部１０４－２より出力される周波数領域のパリティシンボルに対し、スペクトルの一部を削除する。削除する周波数ポイント数は、ＮＤＦＴ Ｐ×Ｒｃｌｉｐである。削除後のパリティシンボルは、サイズがＮＤＦＴ Ｓとなる。そのため、クリッピング部１０６からマッピング部１０７－２に入力されるパリティシンボルの部分スペクトルと、ＤＦＴ部１０４－１からマッピング部１０７－１に入力されるシステマティックシンボルの帯域幅は等しくなる。よってマッピング部１０７－１および１０７－２では、システマティックシンボルとパリティシンボルを各々同一の割当帯域ＮＤＦＴ Ｓに対し割当を行い、ＩＤＦＴ部１０８－１および１０８－２にてＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ　ＤＦＴ；逆離散フーリエ変換）により時間領域信号へと変換される。なおＩＤＦＴ部１０８－１および１０８－２において使用されるＤＦＴのサイズは、伝送に使用されるフレーム長ＮＤＦＴ（≧ＮＤＦＴ Ｓ）の値を使用する。なお、ＤＦＴ部１０４－１、１０４－２およびＩＤＦＴ部１０８－１、１０８－２において適用されるＤＦＴは、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；高速フーリエ変換）およびその逆変換であるＩＦＦＴが用いられても良い。
　シンボル多重部１０９は、ＩＤＦＴ部１０８－１から入力されたシステマティックシンボルと、ＩＤＦＴ部１０８－２から入力されたパリティシンボルとを時間的に多重する。多重される順序は、システマティックシンボルとパリティシンボルが交互という形態でも良く、複数のシステマティックシンボルのグループとパリティシンボルのグループが一定の間隔で多重されても良い。
　参照信号生成部１１０は、受信装置において伝搬路を推定する為に使用される参照信号（ＲＳ；Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ　Ｓｉｇｎａｌ、パイロット信号とも称される）を生成する。生成された参照信号は、参照信号多重部１１１においてシンボル多重部１０９から出力されたデータ信号と多重され、送信処理部１１２に出力される。
　送信処理部１１２は、入力された送信信号に対し、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ　Ｐｒｅｆｉｘ；サイクリックプレフィックス（ＧＩ；Ｇｕａｒｄ　Ｉｎｔｅｒｖａｌ、ガードインターバルとも称される））の挿入、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ　ｔｏ　Ａｎａｌｏｇ）変換、および搬送波周波数帯へのアップコンバートを施し、送信アンテナ１１３より受信装置へ信号を送信する。
　図３に示した送信装置１００では、システマティックビット変調部１０２からＩＤＦＴ部１０８－１、およびパリティビット変調部１０３からＩＤＦＴ部１０８－２にわたり、システマティックビットとパリティビットに対し並列な処理が行われるよう２系統のブロックを用いた。しかし、図３に示した送信装置１００と同様の処理が行われるのであれば、１系統のブロックにより処理が行われても良い。
　図４は、本発明の第１の実施形態に係る受信装置２００（受信装置１３）の構成の一例を示すブロック図である。受信装置２００は、受信アンテナ２０１、受信処理部２０２、参照信号分離部２０３、伝搬路推定部２０４、等価伝搬路算出部２０５、シンボル分離部２０６、ＤＦＴ部２０７－１、２０７－２、デマッピング部２０８－１、２０８－２、ゼロ挿入部２０９、キャンセル部２１０－１、２１０－２、等化部２１１－１、２１１－２、ＩＤＦＴ部２１２－１、２１２－２、システマティックビット復調部２１３、パリティビット復調部２１４、復号部２１５、システマティックレプリカ生成部２１６、パリティレプリカ生成部２１７、ＤＦＴ部２１８－１、２１８－２、伝搬路乗算部２１９－１、２１９－２、および判定部２２０を備える。
　受信装置２００は、受信アンテナ２０１で１以上の送信装置１００（図３）からの送信信号が多重された信号を受信し、受信処理部２０２へ出力する。受信処理部２０２は、受信信号の搬送波周波数帯からベースバンド周波数帯へのダウンコンバート、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ　ｔｏ　Ｄｉｇｉｔａｌ）変換、ＣＰの除去を順に行い、処理後の信号を参照信号分離部２０３へ出力する。
　参照信号分離部２０３は、時間領域で多重されているデータ信号と参照信号の分離を行い、データ信号をシンボル分離部２０６へ出力し、参照信号を伝搬路推定部２０４へ出力する。
　伝搬路推定部２０４に入力される参照信号は、複数の送信装置１００からのものが多重されたものであるため、送信装置１００毎の参照信号に分離される。さらに、伝搬路推定部２０４は、各送信装置１００と受信装置２００との間の伝搬路利得を推定し、得られた伝搬路推定値を等化部２１１－１、等価伝搬路算出部２０５、および伝搬路乗算部２１９－１へ出力する。ただし伝搬路推定値の出力以降の処理は、各送信装置１００に対し並行して行われるが、本例では図３の送信装置１００に対応する１系統の処理として説明する。
　等価伝搬路算出部２０５は、入力された伝搬路推定値に対し、送信装置１００においてパリティシンボルがクリッピングされた位置に相当する帯域の伝搬路推定値をゼロとして、等化部２１１－２、および伝搬路乗算部２１９－２へ出力する。これにより、この帯域は、実際には伝送に使用されていないが、クリッピング処理を行わずに送信された信号が劣悪な伝搬路を通過し、受信装置２００において受信電力がゼロとなった場合と等価な処理が行われる。
　シンボル分離部２０６は、時間領域で多重されたシステマティックシンボルとパリティシンボルとを分離し、システマティックシンボルをＤＦＴ部２０７－１へ出力し、パリティシンボルをＤＦＴ部２０７－２へ出力する。
　ＤＦＴ部２０７－１および２０７－２は、入力されたシステマティックシンボルあるいはパリティシンボルを、ＤＦＴにより周波数領域信号へ変換する。ＤＦＴ部２０７－１および２０７－２で使用されるＤＦＴサイズは、図３に示される送信装置１００におけるＩＤＦＴ部１０８－１および１０８－２と同じサイズ（ＮＤＦＴ）が使用される。デマッピング部２０８－１、２０８－２は、複数の送信装置１００からの信号が周波数多重された受信信号から、各送信装置１００が使用した帯域の信号を抽出する。以降の処理は、多重された送信装置１００毎の信号に対して処理が行われるが、本例では図３の送信装置１００に対応する１系統の処理として説明する。ここで抽出される信号の帯域は、図３の送信装置１００のマッピング部１０７－１および１０７－２で割り当てられた帯域幅ＮＤＦＴ Ｓの帯域となる。ただし、パリティシンボルにおいては、送信装置１００においてクリッピングされたスペクトルも伝送されたものとみなす。そのため、ゼロ挿入部２０９において抽出された周波数信号に対し、送信装置１００でクリッピングされた周波数に対しクリッピング量ＮＤＦＴ Ｐ×Ｒｃｌｉｐのゼロのデータが挿入され出力される。よって出力信号は、サイズがＮＤＦＴ Ｐとなり、その中でクリッピングされた周波数に対応するデータがゼロとなる。
　伝搬路乗算部２１９－１は、ＤＦＴ部２１８－１より出力される周波数領域のレプリカ信号に対し、伝搬路推定値を乗算し、得られた信号Ｄ２１をキャンセル部２１０－１に入力し、キャンセル部２１０－１において受信信号からレプリカ信号の減算を行う。伝搬路乗算部２１９－２は、ＤＦＴ部２１８－２より出力される周波数領域のレプリカ信号に対し、伝搬路推定値を乗算し、得られた信号をキャンセル部２１０－２に入力し、キャンセル部２１０－２において受信信号からレプリカ信号の減算を行う。ここでレプリカ信号は後述する復号部２１５の出力から生成されるため、繰り返し処理の初回においてはキャンセル部２１０－１および２１０－２は、減算処理を行わない。
　等化部２１１－１、２１１－２は、キャンセル部２１０－１、２１０－２から出力されるキャンセル後の残留成分と、伝搬路推定部２０４あるいは等価伝搬路算出部２０５から出力される伝搬路推定値とを用いて等化処理を行う。その後、再度、ＤＦＴ部２１８－１、２１８－２から入力されるレプリカ信号を加算し受信信号の復元を行う。その後、ＩＤＦＴ部２１２－１、２１２－２は、ＩＤＦＴにより時間領域信号への変換を行う。ＩＤＦＴ部２１２－１、２１２－２におけるＤＦＴサイズは、各々図３の送信装置１００におけるＤＦＴ部１０４－１、１０４－２と同値であり、それぞれＮＤＦＴ Ｓ、ＮＤＦＴ Ｐである。ＩＤＦＴ部２１２－１からの出力は、システマティックビット復調部２１３において復調処理が施される。また、ＩＤＦＴ部２１２－２からの出力は、パリティビット復調部２１４において復調処理が施される。そして、各々のＬＬＲ（Ｌｏｇ－ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒａｔｉｏ；対数尤度比）が、復号部２１５へ出力される。復号部２１５は、入力されたシステマティックビットのＬＬＲと、パリティビットのＬＬＲとを用いて誤り訂正復号を施す。その後、復号部２１５は、任意の非線形等化処理繰り返し回数に応じて、システマティックレプリカ生成部２１６に対し誤り訂正後のシステマティックビットのＬＬＲを出力する。また、復号部２１５は、パリティレプリカ生成部２１７に誤り訂正後のパリティビットのＬＬＲを出力する。繰り返し処理を終了する場合には、情報ビットのＬＬＲが判定部２２０に出力され、硬判定を行うことにより受信データＤ２０が出力される。
　繰り返し処理を続行する場合、システマティックレプリカ生成部２１６は、入力されたＬＬＲに基づきソフトレプリカを生成し、ＤＦＴ部２１８－１は、周波数領域の信号に変換する。変換された周波数領域のレプリカ信号は、等化部２１１－１へ入力され、信号の復元に使用されると共に、伝搬路乗算部２１９－１で伝搬路推定値と乗算された後、キャンセル部２１０－１においてキャンセルに使用される。同様に、パリティレプリカ生成部２１７は、入力されたＬＬＲに基づきソフトレプリカを生成し、ＤＦＴ部２１８－２は、周波数領域の信号に変換する。変換された周波数領域のレプリカ信号は、等化部２１１－２および伝搬路乗算部２１９－２に入力される。
　以降、キャンセル部２１０－１ならびに２１０－２におけるキャンセルを任意の回数繰り返すことにより、判定部２２０に入力される情報ビットの信頼性を向上させることができる。
　第１の実施形態による送信装置１００（無線送信装置とも称する）は、時間領域信号を時間周波数軸変換して、周波数領域信号を生成するＤＦＴ部１０４－１、１０４－２（周波数領域信号生成部とも称する）と、周波数領域信号を、サブキャリアに配置するマッピング部１０７－１、１０７－２（配置部とも称する）と、時間領域信号をグループ化し、グループ毎に異なる通信パラメータを設定するクリッピング制御部１０５（通信パラメータ設定部とも称する）と、周波数領域信号をサブキャリアに配置する際、周波数領域信号の一部をクリッピングするクリッピング部１０６と、マッピング部１０７－１、１０７－２がサブキャリアに配置した周波数信号を送信する送信処理部１１２（送信部とも称する）と、を備える。
　なお、クリッピング制御部１０５は、誤り訂正符号におけるシステマティックビットとパリティビットによってグループ化を行っても良い。
　また、クリッピング制御部１０５は、物理チャネルの種類によってグループ化を行っても良い。
　また、クリッピング制御部１０５は、通信パラメータとして、電力を用いても良い。
　また、クリッピング制御部１０５は、クリッピングする周波数領域信号の帯域幅を考慮して、グループ毎に割り当てる電力を決定しても良い。
　また、クリッピング制御部１０５は、通信パラメータとして、クリッピング率を用いても良い。
　また、クリッピング制御部１０５は、通信パラメータとして、変調方式と符号化率の少なくとも一方を用いても良い。
　また、送信処理部１１２は、クリッピング制御部１０５がグループ化したグループ毎に、異なるアンテナから、周波数信号を送信しても良い。
　第１の実施形態の一例として、パリティビットに対して変調、ＤＦＴにより得られるスペクトルのみにクリッピング処理をする例を説明した。しかし、システマティックビットに対して変調、ＤＦＴにより得られるスペクトルについてもパリティビットのスペクトルより低いクリッピング率でクリッピング処理を適用しても良い。例えば、パリティビットのスペクトルのクリッピング率を０．２とし、システマティックビットのスペクトルのクリッピング率を０．０５にするなどである。そのため、パリティビットのスペクトルのクリッピング率をＲｃｌｉｐ Ｐとし、システマティックビットのスペクトルのクリッピング率をＲｃｌｉｐ Ｓとすると、Ｒｃｌｉｐ Ｐ＞Ｒｃｌｉｐ Ｓを満たすクリッピング処理を適用すれば、第１の実施形態に含まれる。
　第１の実施形態では、一般的な例として、システマティックシンボルとパリティシンボルの割当帯域が同一となるようにクリッピングが制御される形態を示した。しかし、システマティックシンボルとパリティシンボルとで異なるクリッピング率が設定される形態であればこれに限らない。すなわちクリッピング処理後のシステマティックシンボルとパリティシンボルとが異なる周波数帯域幅を持ち、これらのシンボルが時間領域で多重される形態としても良い。
　以上の説明では、優先度の異なる２つのグループの信号として、システマティックビットとパリティビットとを例として説明した。しかし、第１の実施形態における２つのグループの信号はこれに限らない。例えば優先度の異なる２種類以上の物理チャネルを使用する信号が時間多重されている場合において、物理チャネル毎に異なるクリッピング率が設定されても良い。
　第１の実施形態によれば、Ｃｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ方式を使用する通信システムにおいて、優先度の異なる二つのグループの信号が時間多重されている際に、優先度の高い信号に比べ優先度の低い信号に対し高いクリッピング率を設定する。これにより、高効率な伝送を行うことを実現することができる。
（第２の実施形態）
　第２の実施形態では、システマティックビットとパリティビットとにグループ化し、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ）　Ｃｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭを行う例について説明する。第２の実施形態の一例として、送信装置のアンテナを２本、受信装置のアンテナを２本とするが、送受信装置のアンテナ構成は、本例に限定されない。
　図５に、第２の実施形態における送信装置３００の構成例を示す。送信装置３００は、第１の実施形態と同様に、符号化部１０１より出力されるシステマティックビットとパリティビットとをグループ化し、システマティックビット変調部１０２とパリティビット変調部１０３とにそれぞれ出力する。システマティックビット変調部１０２からＩＤＦＴ部１０８－１までの処理、およびパリティビット変調部１０３からＩＤＦＴ部１０８－２までの処理は、第１の実施形態と同様のため、それらの説明を省略する。ＩＤＦＴ部１０８－１は、システマティックシンボルを、参照信号多重部３０３－１に出力する。一方、参照信号生成部３０１は、クリッピングを適用しないデータ信号と多重する参照信号を生成するため、ＤＦＴ部１０４－１から出力される信号と同一の帯域幅の参照信号を生成し、参照信号多重部３０３－１に入力する。参照信号多重部３０３－１は、ＩＤＦＴ部１０８－１と参照信号生成部３０１とから入力される時間領域のデータ信号、参照信号を多重し、送信処理部３０４－１に出力する。
　参照信号多重部３０３－２には、同様にパリティシンボルと時間領域で多重する参照信号とが入力される。ここで、参照信号多重部３０３－２に入力される参照信号は、参照信号生成部３０２によりクリッピング部１０６から出力される信号でクリッピング処理されなかった信号の帯域幅だけ生成される。入力された時間領域のデータ信号と参照信号は、参照信号多重部３０３－２で多重され、送信処理部３０４－２に入力される。
　送信処理部３０４－１および３０４－２は、それぞれの時間領域の送信信号に対してＣＰ挿入とＤ／Ａ変換を施し、無線周波数帯域信号にアップコンバートする。送信処理部３０４－１および３０４－２より出力された信号は、それぞれ送信アンテナ３０５－１と送信アンテナ３０５－２から送信される。以上の処理により、図６Ａ及び図６Ｂに示す通り、システマティックビットとしてグループ化され、クリッピングが施されなかった送信信号と、パリティビットとしてグループ化され、クリッピングを施した送信信号とが空間多重される。図６Ａは、送信装置３００の送信アンテナ３０５－１から送信される信号を示している。図６Ｂは、送信装置３００の送信アンテナ３０５－１から送信される信号を示している。図６Ａ及び図６Ｂは、第２の実施形態における送信信号の周波数スペクトルの一例を示す図であり、横軸は周波数を示している。
　システマティックビットとパリティビットにそれぞれグループ化され、空間多重された信号は、図７の受信装置４００の構成で信号検出が行われる。ただし、本構成は一例であり、第２の実施形態と本質的に同様であれば、本発明に含まれる。
　受信装置４００では、受信アンテナ４０１－１と受信アンテナ４０１－２により信号を受信する。受信アンテナ４０１－１で受信された信号は、受信処理部４０２－１によりベースバンド周波数にダウンコンバートされ、Ａ／Ｄ変換を行うことでデジタル信号に変換された後、ＣＰを除去される。参照信号分離部４０３－１は、時間領域で多重されているデータ信号と参照信号を分離し、データ信号をＤＦＴ部４０５－１に出力し、参照信号を伝搬路推定部４０４－１に出力する。伝搬路推定部４０４－１は、参照信号により周波数応答を推定し、伝搬路乗算部４１７とＭＩＭＯ分離部４０８とに出力する。一方、ＤＦＴ部４０５－１は、時間領域のデータ信号を周波数領域の信号に変換し、デマッピング部４０６－１に出力する。ＤＦＴ部４０５－１より出力された周波数領域の信号は、デマッピング部４０６－１で送信装置がデータを割り当てた周波数より受信信号が抽出される。そして、キャンセル部４０７－１では復号部４１２よりフィードバックされるソフトレプリカを用いて、減算処理が行われる。ただし、初回の減算処理では復号部４１２からのフィードバックがないため、何も減算しない。また、キャンセル部４０７－１での減算処理に用いるソフトレプリカの生成処理については、後述する。
　キャンセル部４０７－１にて減算処理が施された信号は、ＭＩＭＯ分離部４０８に入力される。他方の受信アンテナ４０１－２の受信信号についてもキャンセル部４０７－２まで受信信号に対して同様の処理を施され、ＭＩＭＯ分離部４０８に出力される。受信装置４００のＭＩＭＯ分離部４０８は、信号分離部４２０、ゼロ挿入部４２１、信号合成部４２２－１、４２２－２を有する。信号分離部４２０には、キャンセル部４０７－１が出力する信号Ｄ４１と、キャンセル部４０７－２が出力する信号Ｄ４２と、伝搬路推定部４０４－１が出力する信号Ｄ４３と、伝搬路推定部４０４－２が出力する信号Ｄ４４とが入力される。信号分離部４２０は、各々のアンテナの周波数応答と受信信号について、ＺＦ（Ｚｅｒｏ　Ｆｏｒｃｉｎｇ）やＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｅｒｒｏｒ、最小平均２乗誤差）等の空間分離法によって空間分離を行う。空間分離によって得られたシステマティックシンボルとパリティシンボルの周波数信号は、それぞれ信号合成部４２２－１とゼロ挿入部４２１に入力される。ゼロ挿入部４２１は、送信装置３００でクリッピングした帯域幅分のゼロを付加し、信号合成部４２２－２に出力する。信号合成部４２２－１、４２２－２には、図７では省略されているが、ＤＦＴ部４１６－１、４１６－２の出力する周波数領域のソフトレプリカがそれぞれ入力され、入力された信号の加算が行われる。ＤＦＴ部４１６－１から出力されたシステマティックシンボルの周波数信号は、ＩＤＦＴ部４１０－１で時間領域のシステマティックシンボルに変換され、システマティックビット復調部４１１でシステマティックビットに復調される。その後、復号部４１３に入力される。一方、ＤＦＴ部４１６－２から出力されたパリティシンボルの周波数信号は、ＩＤＦＴ部４１０－２で時間領域のパリティシンボルに変換される。パリティシンボルは、パリティビット復調部４１２でパリティビットへの復調が施され、復号部４１３に入力される。復号部４１３は、入力されたシステマティックビットとパリティビットにより誤り訂正復号を施し、システマティックレプリカ生成部４１４とパリティレプリカ生成部４１５にそれぞれ出力する。
　誤り訂正復号化されたシステマティックビットは、システマティックレプリカ生成部４１４により送信装置３００で施された変調多値数と同様の変調により時間領域のソフトレプリカに変換される。システマティックレプリカ生成部４１４より出力されたソフトレプリカは、ＤＦＴ部４１６－１により時間領域の信号から周波数領域の信号に変換され、伝搬路乗算部４１８に出力される。一方、復号部４１３より出力されたパリティビットは、パリティレプリカ生成部４１５より時間領域のソフトレプリカに変換され、ＤＦＴ部４１６－２で周波数領域のソフトレプリカに変換される。パリティビットの周波数領域のソフトレプリカは、クリッピング部４１７により図５の送信装置３００のクリッピング部１０６と同様のクリッピング処理が施され、伝搬路乗算部４１８に出力される。伝搬路乗算部４１８では、システマティックビットとパリティビットの周波数領域のソフトレプリカと各々の受信アンテナにおける周波数応答を乗算する処理により、各受信アンテナの受信信号からキャンセルするソフトレプリカを生成し、キャンセル部４０７－１とキャンセル部４０７－２に入力する。以上のキャンセル処理から復号までの処理を繰り返すことにより、空間多重されたシステマティックビットとクリッピングされたパリティビットの受信信号を分離し、復号処理を行う。
　第２の実施形態の一例として、パリティビットに対して変調、ＤＦＴにより得られるスペクトルのみにクリッピング処理をする例を説明した。しかし、システマティックビットに対して変調、ＤＦＴにより得られるスペクトルについてもパリティビットのスペクトルより低いクリッピング率でクリッピング処理を適用しても良い。例えば、パリティビットのスペクトルのクリッピング率を０．２とし、システマティックビットのスペクトルのクリッピング率を０．０５にするなどである。そのため、パリティビットのスペクトルのクリッピング率Ｒｃｌｉｐ Ｐとし、システマティックビットのスペクトルのクリッピング率Ｒｃｌｉｐ Ｓとすると、Ｒｃｌｉｐ Ｐ＞Ｒｃｌｉｐ Ｓを満たすクリッピング処理を適用すれば、第２の実施形態に含まれる。
　第２の実施形態を適用することにより、パリティビットのみクリッピング処理が施される、もしくはシステマティックビットより高いクリッピング率で処理が施されるため、システマティックビットの等化後のＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ　ｔｏ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　ｐｌｕｓ　Ｎｏｉｓｅ　Ｒａｔｉｏ）はパリティビットより高くなる。よって、ＭＩＭＯ　Ｃｌｉｐｐｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭを適用することに起因する復号部４１３の誤り訂正の効果の劣化が少なく、効率的なクリッピング技術の適用が可能となる。
（第３の実施形態）
　図９Ａ～図９Ｄは、本発明の第３の実施形態の概念を示す図である。図９Ａは、システマティックビットのみで構成される変調シンボル（システマティックシンボル）Ｓ１０を示す図である。図９Ｂは、既に周波数領域においてクリッピング処理が施された後に時間軸に変換されたパリティビットのみで構成される変調シンボル（パリティシンボル）Ｓ１１を示す図である。クリッピングでは送信装置でスペクトルの一部を送信しないため、スペクトルの削除を行なわない場合と比較して、送信電力（エネルギー）に余裕ができる。したがって、クリッピングにより削減した送信電力を、通信パラメータとして他のシンボルに割り当て使用可能である。この使用可能な送信電力をシステマティックシンボルの送信電力に再配分する。図９Ｃは、電力の再配分が行われたシステマティックシンボルＳ１２を示す図である。図９Ｃでは、クリッピングにより減らした送信電力分を均等にシステマティックシンボルに再配分している。その後、図９Ｄに示す処理を行う。図９Ｄは、システマティックシンボルとパリティシンボルを時間多重した送信シンボルＳ１３を示す図である。なお、図９Ｄでは、システマティックシンボルとパリティシンボルを交互に時間多重しているが、これに限定されるものではない。例えば、システマティックシンボルを連続的に多重し、その後方にパリティシンボルを多重してもよい。また、システマティックシンボルとパリティシンボルの数が異なったとしても、本発明に含まれる。
　図９Ａ～図９Ｄでは、クリッピングにより削減する送信電力をシステマティックシンボルのみに再配分している。しかし、再配分する送信電力の２／３をシステマティックシンボルに割り当て、再配分する送信電力の１／３をパリティシンボルに割り当てるなどといった方法を用いてもよい。これにより、誤り訂正において最も重要な要素の１つであるシステマティックビットの精度を高めつつ、クリッピングによる周波数利用効率を向上できる。
　次に、第３の実施形態による送信装置の構成について具体的に説明する。図１０は、第３の実施形態による送信装置５００の構成を示す概略ブロック図である。図１０の送信装置５００は、第１の実施形態の送信装置１００（図３）と基本的には同じ構成であるが、送信電力再配分部５０１を備える点が異なる。送信電力再配分部５０１は、クリッピング制御部１０５ａから入力されるクリッピング量（あるいはクリッピング率でもよい）に基づき、システマティックシンボルとパリティシンボルに、パリティシンボルをクリッピングした分の送信電力を、適切に再配分する。
　図１１は、送信装置５００（図１０）の送信電力再配分部５０１の構成例を示している。送信電力再配分部５０１は、再分配量算出部６０１、振幅乗算部６０２－１、６０２－２を有する。再配分量算出部６０１は、入力されるクリッピング量Ｄ５１に基づいて、システマティックシンボルおよびパリティシンボルに再配分する電力の量を算出する。パリティシンボルにおけるＤＦＴのポイント数をＮＤＦＴ ｐとし、クリッピング率をＲｃｌｉｐとすると、システマティックシンボルおよびパリティシンボルに再配分する送信電力Ｐｓｙｓ、Ｐｐａｒは、それぞれ以下の式（１）、式（２）のように決定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001

 
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　ここで、αは任意に設定できるパラメータである。α＝１の場合はＰｐａｒ＝０となることから、システマティックシンボルのみに再配分することを意味する。また、ＥＳは１変調シンボルに割り当てられる電力（エネルギー）である。このようにして計算された送信電力を、振幅乗算部６０２－１、６０２－２により割り当てる。なお、振幅乗算部６０２－１には、システマティックシンボルＤ５２が入力され、振幅乗算部６０２－２には、パリティシンボルＤ５３が入力される。システマティックシンボルのＤＦＴポイント数をＮＤＦＴ Ｓとすると、振幅乗算部６０２－１、６０２－２において乗算される振幅利得は、以下の式（３）、式（４）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
　ただし、Ｇｓｙｓ、Ｇｐａｒはそれぞれ、システマティックシンボルおよびパリティシンボルに乗算する正の実数を表す。このように算出された振幅利得をそれぞれの変調シンボルに乗算し、マッピング部１０７－１および１０７－２に入力する。
　第３の実施形態のような送信装置５００を用いることで、誤り訂正において最も重要な要素の１つであるシステマティックビットの精度を高めつつ、クリッピングによる周波数利用効率を向上できる。
　なお、第３の実施形態による受信装置は、第１の実施形態による受信装置２００（図４）から特に変更する点はなく、電力の再配分を等価的な伝搬路特性とみなして復調を行う。
（第４の実施形態）
　図１２Ａ及び図１２Ｂは、本発明の第４の実施形態の概念を示す図である。第３の実施形態では、ＤＦＴブロック毎にシステマティックシンボルとパリティシンボルを時間多重していた。しかし、第４の実施形態では、ＤＦＴブロック内でシステマティックシンボルとパリティシンボルを時間多重する。この場合、第１の実施形態や第２の実施形態とは異なり、クリッピングは全ての送信シンボルに施される。これについては、送信装置の構成例を用いて後述する。図１２Ａにおいて、Ｓ２０に示すように、システマティックシンボルＳ２０１とパリティシンボルＳ２０２は、ＤＦＴ区間Ｆ２０１内で時間多重され、ＤＦＴブロック毎にさらに時間多重される。次に、クリッピングが施されることを考慮すると、通信パラメータとしてクリッピングにより削減した送信電力が使用可能である。これを、システマティックシンボルとなっている変調シンボルのみに再配分したものがＳ２１（図１２Ｂ）である。このようにクリッピングにより削減する送信電力をシステマティックシンボルＳ２０１に再配分することで、誤り訂正において最も重要な要素の１つであるシステマティックビットの精度を高めつつ、クリッピングによって周波数利用効率を向上できる。なお、ここでもシステマティックシンボルとパリティシンボルの時間多重はどのような時間順で多重しても限定されることはない。
　次に、第４の実施形態による送信装置の具体的な構成について説明する。図１３は、第４の実施形態による送信装置７００の構成を示す概略ブロック図である。図１３の送信装置７００は、第３の実施形態による送信装置５００（図１０）と基本的には同じ構成である。しかし、送信装置７００は、ＤＦＴ区間内で多重するため、送信電力再配分部７０１と、シンボル多重部７０２の位置が異なっている。なお、シンボル多重部１０９は、第３の実施形態では、時間多重する単位がＤＦＴブロック毎であった。しかし、第４の実施形態では、時間多重する単位は、変調シンボル毎である。したがってＤＦＴ部７０３の前段にシンボル多重部７０２が設けられている。また、ＤＦＴのポイント数は全て同一となるため、ＤＦＴ部７０３、クリッピング部７０４、マッピング部７０５、ＩＤＦＴ部７０６は１系統となっているが、これらの機能はこれまで説明した実施形態と同一である。
　送信データは、符号化部１０１により誤り訂正符号化される。誤り訂正符号化されたシステマティックビットとパリティビットは、それぞれ変調が行われ、送信電力再配分部７０１に入力される。その後、シンボル多重部７０２により、図１２Ａ及び図１２ＢのようにＤＦＴ区間内でシステマティックシンボルとパリティシンボルが時間多重され、ＤＦＴ部７０３により周波数信号に変換され、クリッピング部７０４によりクリッピングが施される。その後、第１～第３の実施形態と同様の処理が行われ、送信される。
　送信電力再配分部７０１の構成例を図１４に示す。図１４の送信電力再配分部７０１の構成は、図１１の送信電力再配分部５０１の構成と同一である。しかし、第３の実施形態ではＤＦＴブロック毎に制御しているのに対し、第４の実施形態では、変調シンボル毎に制御する。
　送信電力算出部７０１の再配分量算出部６０１ａは、クリッピング量に基づいて、システマティックシンボルおよびパリティシンボルに再配分する電力の量を算出する。ＤＦＴのポイント数をＮＤＦＴとし、クリッピング率をＲｃｌｉｐとすると、システマティックシンボルおよびパリティシンボルに再配分する送信電力Ｐｓｙｓ、Ｐｐａｒは、それぞれ以下の式（５）、式（６）のように決定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
　ここで、αは任意に設定できるパラメータである。α＝１の場合はＰｐａｒ＝０となることから、システマティックシンボルのみに再配分することを意味する。また、ＥＳは１変調シンボルに割り当てられる電力（エネルギー）である。このようにして計算された送信電力を、振幅乗算部６０２ａ－１、６０２ａ－２により割り当てる。ＤＦＴポイント数をＮＤＦＴとすると、振幅乗算部６０２ａ－１、６０２ａ－２において乗算される振幅利得は、以下の式（７）、式（８）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008
　ただし、Ｇｓｙｓ、Ｇｐａｒはそれぞれ、システマティックシンボルおよびパリティシンボルに乗算する正の実数を表す。このように算出された振幅利得をそれぞれの変調シンボルに乗算し、マッピング部７０５に入力する。
　第４の実施形態の送信装置７００を用いることで、誤り訂正において最も重要な要素の１つであるシステマティックビットの精度を高めつつ、クリッピングによる周波数利用効率を向上できる。
　第４の実施形態による受信装置９００の構成を図１９に示す。
　シンボル分離部９０７は、図１３の変調シンボル多重部８０１が行なった処理とは逆の処理を行なう。つまり、入力されたシンボルをシステマティックシンボルとパリティシンボルに分離し、それぞれシステマティックビット復調部２１３とパリティビット復調部２１４に入力する。
　システマティックビット復調部２１３は、図１３のシステマティックビット変調部１０２で行なった変調方式を基に、シンボルからビットへの復調、つまりビットＬＬＲの算出を行なう。なお、システマティックビット復調部２１３でのビットへの分解は、ＬＬＲでなく、硬判定値を用いてもよい。得られたビットＬＬＲは、復号部２１５に入力される。また、パリティビット復調部２１４は、図１３のパリティビット変調部１０３で行なった変調方式を基に、シンボルからビットへの復調を行ない、得られたビットＬＬＲは、復号部２１５に入力される。
　ここで、送信装置７００（図１３）のシステマティックビット変調部１０２とパリティビット変調部１０３では、送信電力が異なる。そのため、システマティックビット復調部２１３とパリティビット復調部２１４が出力するＬＬＲの平均値には差が生じる。復号部２１５での誤り訂正において、システマティックビットのＬＬＲは、パリティビットのＬＬＲより伝送特性（ビット誤り率やブロック誤り率、スループット特性等）に寄与する。そのため、同じ変調方式を用いた場合よりもクリッピングを行なうことによる劣化の影響を軽減できる。
　復号部２１５が出力するシステマティックビットのＬＬＲは、システマティックレプリカ生成部２１６に入力される。復号部２１５が出力するパリティビットのＬＬＲは、パリティレプリカ生成部２１７に入力される。システマティックレプリカ生成部２１６およびパリティレプリカ生成部２１７は、それぞれ、図１３のシステマティックビット変調部１０２およびパリティビット変調部１０３における変調方式に基づいて、システマティックシンボルおよびパリティシンボルのレプリカを生成し、シンボル多重部９０８に出力する。
　シンボル多重部９０８は、システマティックレプリカおよびパリティレプリカに対して、図１３の変調シンボル多重部７０２と同様の処理を行なうことで、変調シンボル系列を生成する。図１５の受信装置９００において図４の受信装置２００と同一の符号が付されているブロックについては、第１の実施形態と同様であるため、それらのブロックの説明を省略する。
（第５の実施形態）
　第３及び第４の実施形態では、システマティックビットから構成されるグループと、パリティビットから構成されるグループ間に関して、それぞれ異なる平均電力で送信を行なう例について説明した。第５の実施形態では、システマティックビットから構成されるグループと、パリティビットから構成されるグループで、同一の平均電力で送信を行ないつつ、システマティックビットの尤度を向上できる方法について説明する。
　図１６に、第５の実施形態による送信装置８００の構成の一例を示す。Ｎｉｎｆｏビットの送信データ列Ｄ８０は、符号化部１０１に入力される。符号化部１０１は、誤り訂正を行ない、システマティックビットをシステマティックビット変調部１０２に出力し、パリティビットをパリティビット変調部１０３ｂに出力する。例えば符号化率が１／３のターボ符号の場合、符号化部１０１は、Ｎｉｎｆｏビットのシステマティックビットをシステマティックビット変調部１０２に出力し、２Ｎｉｎｆｏビットのパリティビットをパリティビット変調部１０３ｂに出力する。
　システマティックビット変調部１０２は、入力されたシステマティックビットに対して変調を行なう。例えばＮｉｎｆｏビットのシステマティックビットが入力され、ＢＰＳＫ変調を行なう場合、システマティックビット変調部１０２は、Ｎｉｎｆｏシンボルのシステマティックシンボルを生成する。得られたＮｉｎｆｏシンボルのシステマティックシンボルは、シンボル多重部８０１に入力される。
　一方パリティビット変調部１０３ｂは、入力されたパリティビットに対して変調を行なう。このとき変調方式は、クリッピング制御部１０５ｂからのクリッピング情報を考慮して選択される。例えばクリッピング率が０、つまりクリッピングを行なわない場合は、システマティックビット変調部１０２と同じ変調方式が選択される。一方、クリッピングが行なわれる場合、システマティックビット変調部１０２とは異なる変調方式が選択される。例えばクリッピングを行なわない場合、２Ｎｉｎｆｏビットのパリティビットが入力され、ＢＰＳＫ変調を行なうため、２Ｎｉｎｆｏシンボルのパリティシンボルが生成される。一方、クリッピングを行なう場合には、２Ｎｉｎｆｏビットのパリティビットが入力され、ＱＰＳＫ変調を行なうため、Ｎｉｎｆｏシンボルのパリティシンボルが生成される。どの変調方式を選択するかはクリッピング率によって選択される。得られたパリティシンボルは、シンボル多重部８０１に入力される。
　このようにシステマティックビット変調部１０２とパリティビット変調部１０３ｂにおける変調方式を変更する。図１７Ａ及び図１７Ｂは、異なる変調方式を用いた場合における信号点配置の違いを示す図である。具体的には、図１７Ａは、変調方式としてＢＰＳＫを用いた場合における信号点配置を示す図であり、図１７Ｂは、変調方式としてＱＰＳＫを用いた場合における信号点配置を示す図である。
　図１７Ａ及び図１７Ｂに示すように、低い変調方式（図１７ＡではＢＰＳＫ）は、多くのビットを送信できないが、高い変調方式（図１７ＢではＱＰＳＫ）に比べて信号点間距離が広くなる。なお、図１７ＡのＢＰＳＫを用いる場合の信号点間距離Ｌ１１は、２ｄであり、図１７ＢのＱＰＳＫを用いる場合の信号点間距離Ｌ１２は、（√２）ｄである。そのため、低い変調方式は高い変調方式に比べ、受信装置における尤度（ビット尤度、ＬＬＲとも称する）を大きくすることができる。したがって、システマティックビット変調部１０２でＢＰＳＫを用いれば、シンボル毎の送信電力を一定に保ったまま、受信装置でのシステマティックビットの尤度を上げることができる。
　システマティックビット変調部１０２およびパリティビット変調部１０３ｂの出力は、シンボル多重部８０１に入力される。シンボル多重部８０１は、入力されたシステマティックシンボルとパリティシンボルを多重し、シンボル系列を生成する。ここで多重方法としては、Ｎｉｎｆｏシンボルのシステマティックシンボルの後に、Ｎｉｎｆｏシンボルのパリティシンボルを多重してもよいし、図１８Ａに示すように、システマティックシンボルとパリティシンボルを１シンボルずつ交互に多重してもよい。具体的には、図１８Ａでは、ＤＦＴ区間Ｌ２１において、システマティックシンボルＳ３１とパリティシンボルＳ３２とが、システマティックシンボルＳ３１、パリティシンボルＳ３２、システマティックシンボルＳ３１、パリティシンボルＳ３２、システマティックシンボルＳ３１、パリティシンボルＳ３２の順に配置されている。
　また、パリティビットがパンクチャされている場合はパリティビット数が少ないため、必然的にパリティシンボル数も少なくなる。このような場合、例えば、図１８Ｂのようにシステマティックシンボルとパリティシンボルが多重される。具体的には、図１８Ｂでは、ＤＦＴ区間Ｌ２２において、システマティックシンボルＳ３１とパリティシンボルＳ３２とが、システマティックシンボルＳ３１、システマティックシンボルＳ３１、パリティシンボルＳ３２、システマティックシンボルＳ３１、システマティックシンボルＳ３１、パリティシンボルＳ３２の順に配置されている。
　このようにして得られたシンボル系列は、ＤＦＴ部８０２に入力される。以降の送信処理は他の実施形態と同様であるため、その説明は省略する。
　送信装置８００（図１６）から送信された信号は、無線伝搬路を経由し、受信装置の受信アンテナで受信される。第５の実施形態による受信装置９５０の構成を図１９に示す。受信アンテナ２０１からＩＤＦＴ部９０６までの処理は、第４の実施形態の受信装置９００（図１５）と同様であるため、それらの説明を省略する。
　シンボル分離部９０７は、図１６の変調シンボル多重部８０１が行なった処理とは逆の処理を行なう。つまり、シンボル分離部９０７は、入力されたシンボルを、システマティックシンボルとパリティシンボルに分離し、それぞれシステマティックビット復調部２１３とパリティビット復調部２１４ｂに入力する。
　システマティックビット復調部２１３は、図１６のシステマティックビット変調部１０２で行なった変調方式を基に、シンボルからビットへの復調、つまりビットＬＬＲの算出を行なう。なお、システマティックビット復調部２１３でのビットへの分解は、ＬＬＲでなく、硬判定値を用いてもよい。得られたビットＬＬＲは、復号部２１５に入力される。また、パリティビット復調部２１４ｂは、図１６のパリティビット変調部１０３ｂで行なった変調方式を基に、シンボルからビットへの復調を行ない、得られたビットＬＬＲを復号部２１５に出力する。
　ここで、送信装置８００のシステマティックビット変調部１０２とパリティビット変調部１０３ｂでは、異なる変調方式によって変調を行なう。そのため、システマティックビット復調部２１３とパリティビット復調部２１４ｂが出力するＬＬＲの平均値には差が生じる。例えばシステマティックビット変調部１０２でＢＰＳＫを用い、パリティビット変調部１０３ｂでＱＰＳＫを用いる場合、システマティックビット復調部２１３が出力するビットＬＬＲは、パリティビット復調部２１４ｂが出力するＬＬＲよりも信頼性が高くなる。復号部２１５での誤り訂正において、システマティックビットのＬＬＲは、パリティビットのＬＬＲより伝送特性（ビット誤り率やブロック誤り率、スループット特性等）に寄与する。そのため、同じ変調方式を用いた場合よりもクリッピングを行なうことによる劣化の影響を軽減できる。
　復号部２１５が出力するシステマティックビットのＬＬＲは、システマティックレプリカ生成部２１６に入力される。復号部２１５が出力するパリティビットのＬＬＲは、パリティレプリカ生成部２１７に入力される。システマティックレプリカ生成部２１６およびパリティレプリカ生成部２１７はそれぞれ、図１６のシステマティックビット変調部１０２およびパリティビット変調部１０３ｂで行なった変調方式を基に、システマティックシンボルおよびパリティシンボルのレプリカを生成し、シンボル多重部９０８に出力する。
　シンボル多重部９０８は、システマティックレプリカおよびパリティレプリカに対して、図１６の変調シンボル多重部８０１と同様の処理を行なうことで、変調シンボル系列を生成する。受信装置９５０（図１９）の他のブロックの構成は、第４の実施形態の受信装置９００（図１５）と同様であるため、それらの説明を省略する。
　第５の実施形態によれば、システマティックビットから構成されるグループと、パリティビットから構成されるグループ間で、通信パラメータとして変調方式を変更することで、受信装置におけるシステマティックビットとパリティビットの尤度比を調整することができる。
　送信装置および受信装置で動作するプログラムは、第１～第５の実施形態で説明した機能を実現するように、ＣＰＵ等を制御するプログラム（コンピュータを機能させるプログラム）である。そして、送信装置および受信装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的にＲＡＭに蓄積され、その後、各種ＲＯＭやＨＤＤに格納され、必要に応じてＣＰＵによって読み出し、修正・書き込みが行なわれる。プログラムを格納する記録媒体としては、半導体媒体（例えば、ＲＯＭ、不揮発性メモリカード等）、光記録媒体（例えば、ＤＶＤ、ＭＯ、ＭＤ、ＣＤ、ＢＤ等）、磁気記録媒体（例えば、磁気テープ、フレキシブルディスク等）等のいずれであってもよい。
　また、ロードしたプログラムを実行することにより、第１～第５の実施形態で説明した機能が実現されるだけでなく、そのプログラムの指示に基づき、オペレーティングシステムあるいは他のアプリケーションプログラム等と共同して処理することにより、上述した機能を実現しても良い。また市場に流通させる場合には、可搬型の記録媒体にプログラムを格納して流通させたり、インターネット等のネットワークを介して接続されたサーバコンピュータに転送したりすることができる。この場合、サーバコンピュータの記憶装置も本発明に含まれる。
　また、第１～第５の実施形態における送信装置および受信装置の一部、または全部を、集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。送信装置および受信装置の各機能ブロックは、個別にチップ化してもよいし、一部、または全部を集積してチップ化してもよい。また、集積回路化の手法は、ＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、その技術による集積回路を用いることも可能である。
　以上、この発明の実施形態を、図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。例えば、本発明では第１～第５の実施形態をそれぞれ個別に説明したが、２以上の実施形態が組み合わせてもよい。
　本発明は、無線基地局装置や無線端末装置に用いて好適である。
１００１・・・符号化部、１００２・・・変調部、１００３・・・ＤＦＴ部、１００４・・・クリッピング制御部、１００５・・・クリッピング部、１００６・・・マッピング部、１００７・・・ＩＤＦＴ部、１００８・・・参照信号生成部、１００９・・・参照信号多重部、１０１０・・・送信処理部、１０１１・・・送信アンテナ、２００１・・・受信アンテナ、２００２・・・受信処理部、２００３・・・参照信号分離部、２００４・・・伝搬路推定部、２００５・・・等価伝搬路算出部、２００６・・・ＤＦＴ部、２００７・・・デマッピング部、２００８・・・ゼロ挿入部、２００９・・・キャンセル部、２０１０・・・等化部、２０１１・・・ＩＤＦＴ部、２０１２・・・復調部、２０１３・・・復号部、２０１４・・・レプリカ生成部、２０１５・・・ＤＦＴ部、２０１６・・・伝搬路乗算部、２０１７・・・判定部、１１・・・第１の送信装置、１２・・・第２の送信装置、１３・・・受信装置、１０１・・・符号化部、１０２・・・システマティックビット変調部、１０３・・・パリティビット変調部、１０４－１、１０４－２・・・ＤＦＴ部、１０５・・・クリッピング制御部、１０６・・・クリッピング部、１０７－１、１０７－２・・・マッピング部、１０８－１、１０８－２・・・ＩＤＦＴ部、１０９・・・シンボル多重部、１１０・・・参照信号生成部、１１１・・・参照信号多重部、１１２・・・送信処理部、１１３・・・送信アンテナ、２０１・・・受信アンテナ、２０２・・・受信処理部、２０３・・・参照信号分離部、２０４・・・伝搬路推定部、２０５・・・等価伝搬路算出部、２０６・・・シンボル分離部、２０７－１、２０７－２・・・ＤＦＴ部、２０８－１、２０８－２・・・デマッピング部、２０９・・・ゼロ挿入部、２１０－１、２１０－２・・・キャンセル部、２１１－１、２１１－２・・・等化部、２１２－１、２１２－２・・・ＩＤＦＴ部、２１３・・・システマティックビット復調部、２１４・・・パリティビット復調部、２１５・・・復号部、２１６・・・システマティックレプリカ生成部、２１７・・・パリティレプリカ生成部、２１８－１、２１８－２・・・ＤＦＴ部、２１９－１、２１９－２・・・伝搬路乗算部、２２０・・・判定部、３０１・・・参照信号生成部、３０２・・・参照信号生成部、３０３－１、３０３－２・・・参照信号多重部、３０４－１、３０４－２・・・送信処理部、３０５－１、３０５－２・・・送信アンテナ、４０１－１、４０１－２・・・受信アンテナ、４０２－１、４０２－２・・・受信処理部、４０３－１、４０３－２・・・参照信号分離部、４０４－１、４０４－２・・・伝搬路推定部、４０５－１、４０５－２・・・ＤＦＴ部、４０６－１、４０６－２・・・デマッピング部、４０７－１、４０７－２・・・キャンセル部、４０８・・・ＭＩＭＯ分離部、４０９・・・ゼロ挿入部、４１０－１、４１０－２・・・ＩＤＦＴ部、４１１・・・システマティックビット復調部、４１２・・・パリティビット復調部、４１３・・・復号部、４１４・・・システマティックレプリカ生成部、４１５・・・パリティレプリカ生成部、４１６－１、４１６－２・・・ＤＦＴ部、４１７・・・クリッピング部、４１８・・・伝搬路乗算部、４１９・・・判定部、４２０・・・信号分離部、４２１・・・ゼロ挿入部、４２２－１、４２２－２・・・信号合成部、５０１・・・送信電力配分部、１０５ａ・・・クリッピング制御部、６０１・・・再配分量算出部、６０２－１、６０１－２・・・振幅乗算部、７０１・・・送信電力再配分部、７０２・・・シンボル多重部、７０３・・・ＤＦＴ部、７０４・・・クリッピング部、７０５・・・マッピング部、７０６・・・ＩＤＦＴ部、６０１ａ・・・再配分量算出部、６０２ａ－１，６０２ａ－２・・・振幅乗算部、８０１・・・シンボル多重部、８０２・・・ＤＦＴ部、８０３・・・クリッピング部、８０４・・・マッピング部、８０５・・・ＩＤＦＴ部、１０３ｂ・・・パリティビット変調部、１０５ｂ・・・クリッピング制御部、９０１・・・ＤＦＴ部、９０２・・・デマッピング部、９０３・・・ゼロ挿入部、９０４・・・キャンセル部、９０５・・・等化部、９０６・・・ＩＤＦＴ部、９０７・・・シンボル分離部、９０８・・・シンボル多重部、９０９・・・ＤＦＴ部、９１０・・・伝搬路乗算部、２１４ｂ・・・パリティビット復調部

Claims (9)

  1. 　時間領域信号をグループ化し、前記グループ毎に異なる通信パラメータを設定する通信パラメータ設定部と、
    　前記時間領域信号の少なくとも一部のグループに対し、周波数領域においてクリッピング処理を行なうクリッピング部と、
    　前記クリッピング処理後の時間領域信号を送信する送信部と、
    　を備える無線送信装置。
  2. 　前記通信パラメータ設定部は、誤り訂正符号におけるシステマティックビットとパリティビットによってグループ化を行う請求項１記載の無線送信装置。
  3. 　前記通信パラメータ設定部は、物理チャネルの種類によってグループ化を行う請求項１記載の無線送信装置。
  4. 　前記通信パラメータ設定部は、前記通信パラメータとして、電力を用いる請求項１記載の無線送信装置。
  5. 　前記通信パラメータ設定部は、前記クリッピング部におけるクリッピング率に基づいて、前記グループ毎に割り当てる電力を決定する請求項４記載の無線送信装置。
  6. 　前記通信パラメータ設定部は、前記通信パラメータとして、クリッピング率を用いる請求項１記載の無線送信装置。
  7. 　前記通信パラメータ設定部は、前記通信パラメータとして、変調方式と符号化率の少なくとも一方を用いる請求項１記載の無線送信装置。
  8. 　前記送信部は、前記通信パラメータ設定部がグループ化したグループ毎に、異なるアンテナから、前記クリッピング処理後の時間領域信号を送信する請求項１記載の無線送信装置。
  9. 　時間領域信号をグループ化し、前記グループ毎に異なる通信パラメータを設定し、
    　前記時間領域信号の少なくとも一部のグループに対し、周波数領域においてクリッピング処理を行ない、
    　前記クリッピング処理後の時間領域信号を送信する無線送信方法。
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