WO2012023624A4 - 包絡線追跡型電源を用いたシレー電力増幅方法および送信機 - Google Patents

包絡線追跡型電源を用いたシレー電力増幅方法および送信機 Download PDF

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Definitions

  • the present invention relates to a power amplification method and transmitter for use in a base station or terminal of mobile radio (for example, for mobile phone in microwave band). Furthermore, the present invention relates to an Envelope Tracking transmitter, and more particularly, to envelope of a high frequency modulation signal in order to linearly amplify a high frequency modulation signal having a leading power such as a multicarrier signal larger than an average output power.
  • the present invention relates to a Chireix power amplification method and a transmitter operating at a drive voltage following a line.
  • the present invention relates to an envelope tracking transmitter (hereinafter referred to as "ET transmitter") according to the prior art, in which the power efficiency is increased if the tracking speed of the envelope tracking power source can not sufficiently track the rate of change of the envelope.
  • the problem of falling is solved by using the Siley offset technique which is a feature of another prior art Silay power amplification method.
  • the Siley offset technique which is a feature of another prior art Silay power amplification method.
  • a Silay transmitter is also called a LINC (LInear Amplification with Nonlinear Components) transmitter.
  • An ET transmitter is disclosed in, for example, Patent Document 1, and the operation principle thereof will be described using FIGS. 13 to 16.
  • FIG. 13 shows an example of the configuration of the ET transmitter 200, in which one set of baseband signals (I / Q) is orthogonally modulated by the orthogonal modulation section 290 to generate high frequency modulation signals (Si signals), and The amplifier 60 performs power amplification to output a transmitter output signal (So signal).
  • Power amplifier 60 is driven by an envelope tracking power supply output (V 2) which is an output of envelope tracking power supply unit 210.
  • the tracking drive voltage is a power supply voltage, and indicates the drain or collector voltage if the power amplifier 60 is a semiconductor amplifier, and the plate voltage if it is an electron tube.
  • the envelope tracking power supply unit 210 inputs a set of baseband signals (I / Q) or a high frequency modulation signal (Si signal) to the envelope detection unit 220 and is an envelope of the Si signal. It outputs an envelope signal (E signal).
  • the E signal is power amplified by the DC conversion unit 240, and the high frequency components are attenuated by the low pass filter unit 30, and the output of the low pass filter unit 30 is the envelope tracking power supply output of the power amplifier 60 Supplied as V2).
  • FIG. 14A shows the waveform (c71) of the envelope of the high frequency modulation signal (Si signal) output from the normal power amplifier 60 and the waveform (c72) of the tracking drive voltage (V0) supplied to the power amplifier 60. It is shown. As it shows that the magnitude of the waveform (c72) is constant, the drive voltage (V0) is constant, that is, the power supply voltage is constant.
  • FIG. 14 (b) shows the case of an ET transmitter in which the envelope tracking power supply output (V2) is changed according to the envelope of the high frequency modulation signal (Si signal) as shown by the waveform (c 73).
  • a high frequency modulation signal (Si signal) is a so-called multicarrier signal in which a plurality of narrow band modulation signals having different carrier frequencies are arranged on the frequency axis.
  • the envelope waveform fluctuates over a wide dynamic range.
  • a constant drive voltage (V0) exceeding the maximum value of the amplitude of the high frequency modulation signal (Si signal), that is, the power supply voltage To the power amplifier 60 As a result, a loss corresponding to the hatched portion (a74) in FIG. 14A is generated, and the power efficiency of the transmitter is reduced to, for example, about 10% to 20%.
  • the power efficiency of the power amplifier is most efficient at the operation near the saturation point. Since the operating point in FIG. 14 (a) is much lower than the saturation point, the power efficiency is also low.
  • the envelope tracking power supply output (V2) is changed following the envelope of the high frequency modulation signal (Si signal), the hatched portion (a75 in FIG. 14B). Since the loss corresponds to the above, the power efficiency of the transmitter can be increased (for example, to about 70% to 85%). In this case, the power amplifier operates near the power efficient saturation point.
  • the power efficiency of the ET transmitter 200 varies with the cut-off frequency (f1) of the low pass filter LPF 30, the factors for determining the cut-off frequency (f1) will be described, and then, depending on the cut-off frequency (f1) It will be described how the power efficiency of the ET transmitter 200 changes.
  • a class D amplifier for converting an input signal into a pulse train having a pulse width proportional to its magnitude is widely used for the DC conversion unit 240.
  • the low-pass filter 30 (LPF) is used to cut off the switching noise generated by the class D amplifier, but if the cut-off frequency (f1) of the LPF is reduced, the switching noise amount can be reduced, but by the LPF Linear distortion power is increased.
  • the cut-off frequency (f1) is determined, for example, such that the linear distortion power and the switching noise power are equal.
  • the curve c84 in FIG. 15 shows the voltage waveform v1 (t) of the input signal V1 of the LPF, and the curve c85 shows the voltage waveform v2 (t) of the envelope tracking power supply output (V2) which is the output of the LPF 30. It is In the example shown in this figure, v1 (t) and v2 (t) intersect at times t3, t4, t5, t6 and t7.
  • the time zone between times t4 and t5 is v2 (t ) Is a section where v1 (t) is exceeded and the drive power supply voltage is excessive (therefore, the power amplifier 60 is in linear operation).
  • v2 (t) is less than v1 (t) and the drive power supply voltage is insufficient (therefore, the power amplifier 60 is performing the non-linear operation) is there.
  • the input signal level of the power amplifier 60 is below the saturation point at which the power efficiency is maximum, so the amount of out-of-band leakage power is small, but the power efficiency decreases.
  • FIG. 16 shows the result of investigation of how the amount of out-of-band leakage power increases as the cutoff frequency (f1) decreases.
  • the horizontal axis of this figure is a value obtained by standardizing the difference f-fc between the frequency f and the center frequency fc of the high frequency modulation signal (Si) by the bandwidth 2fo of the high frequency modulation signal (Si). It is a spectral density (PSD; Power Spectrum Density).
  • the high frequency modulation signal (Si) used in the simulation is obtained by arranging eight QPSK modulation signals at equal intervals on the frequency axis.
  • This model is called a standard model and is often used in other simulations (FIG. 4, FIG. 6, FIG. 7, FIG. 10, FIG. 12 and FIG. 20).
  • c80 shows an example of a PSD characteristic standard defined by a government agency of each country called "PSD (Power Spectrum Density) mask", and the PSD characteristic of the transmitter exceeds this mask. It is not supposed to be.
  • five curves other than the PSD mask are referred to as c81, c82, c83, c84 and c85 in order from the top.
  • the five PSD curves show the cases where the values of f1 are set to fo / 4, fo / 2, fo, 2fo and 4fo in the order of c81 to c85, respectively.
  • the cutoff frequency (f1) of the package connection line tracking power supply unit 210 needs to be 2fo or more in order to obtain the PSD characteristics below the PSD mask by the ET power amplifier 200. . If the cut-off frequency (f1) is too low to exceed the PSD mask, increase the envelope tracking power supply output (V2) of the power amplifier 60 at a constant ratio, or the input level of the power amplifier 60 at a constant ratio The smaller size can improve the PSD characteristics, but at the cost of degrading the average power efficiency.
  • FIG. 17 (a) shows the configuration of a conventional transmitter 300
  • FIG. 17 (b) shows the configuration of a Silay transmitter 400. As shown in FIG. In the conventional transmitter 300 shown in FIG.
  • the power amplifier 60 amplifies the power of the output signal (Si) obtained by orthogonally modulating one set of baseband modulation signals (I / Q) by the orthogonal modulator 90.
  • the output signal (So) of the transmitter is obtained at the output.
  • Reference numeral 1 in FIG. 17 shows that the signal waveform of the input signal of the power amplifier 60 largely fluctuates with time.
  • the Siley transmitter 400 shown in FIG. 17 shows that the signal waveform of the input signal of the power amplifier 60 largely fluctuates with time.
  • a signal component separation unit 660 receives a set of baseband modulation signals (I / Q), and the first constant envelope signal (hereinafter referred to as C1 signal) whose envelope does not change with time And a second constant envelope signal (hereinafter referred to as a C2 signal), a signal component separation unit 660, a power amplifier 61 for power amplifying the C1 signal, a power amplifier 62 for power amplifying the C2 signal, It comprises a power combining circuit 70 for power combining the output of the power amplifier 61 and the output of the power amplifier 62, and obtains the transmitter output (So) at the output of the power combining circuit 70.
  • the C1 signal is a signal obtained by combining a high frequency modulation signal (X signal) obtained by orthogonally modulating one set of baseband modulation signals (I / Q) and a support signal (Y signal) with a phase difference of 90 degrees
  • the C2 signal is a signal obtained by combining the X signal and the Y signal with a phase difference of -90 degrees.
  • FIG. 17 is a diagram showing the high frequency signal waveform of the output signal (So) of the Silay transmitter 400, in which the high frequency signal waveform shown in 1 of FIG. 17 is amplified.
  • the power amplifier 61 and the power amplifier 62 Operate at maximum power efficiency.
  • the Y signal amplified by the power amplifier 61 and the power amplifier 62 is canceled at the output point of the power combining circuit 70, and the output (So) of the high frequency modulation signal (Si) is power amplified without the Y signal component appearing at the output of the Silay transmitter 400.
  • the Silet transmitter 400 There are two types of the Silet transmitter 400: a type in which a support signal (Y signal) is generated by a high frequency circuit and a type in which a support signal (Y signal) is generated from a baseband signal. The present invention is applicable to any of these two types, which will be described with reference to FIGS.
  • the Silay transmitter 401 shown in FIG. 18 is of a type in which a support signal (Y signal) is generated by a high frequency circuit, and is composed of the following three elements.
  • a support signal (Y signal) is generated by a high frequency circuit, and is composed of the following three elements.
  • Quadrature signal generation unit 505 (2) Four-terminal network 710 (3) First-class Silay final-stage power amplification unit 600
  • the orthogonal signal generation unit 505 is a device which receives a set of baseband modulation signals (I / Q) as input signals and outputs a high frequency modulation signal (X signal) and a high frequency support signal (Y signal).
  • the X signal is a signal obtained by delaying a high frequency modulation signal (Si signal) obtained by subjecting a pair of baseband modulation signals (I / Q) to quadrature modulation by the quadrature modulator 90 for a predetermined time.
  • the Y signal is obtained as an output signal of the quadrature signal generation circuit 700 having the Si signal as an input signal.
  • the four-terminal network 710 inputs an X signal and a Y signal, and combines the X signal and the Y signal with a 90 degree phase difference, a first constant envelope signal (C1 signal), and an X signal.
  • a second constant envelope signal (C2 signal) which is a signal obtained by synthesizing the Y signal with a phase difference of -90 degrees, is output.
  • the first type Silay final-stage power amplification unit 600 receives the C1 signal and the C2 signal as input signals, amplifies the power of the C1 signal by the first power amplifier 61, and amplifies the power of the C2 signal by the second power amplifier 62,
  • the power combining circuit 70 combines the output of the power amplifier 61 and the output of the power amplifier 62 by power combining circuit 70, and outputs an output signal (So) which is a signal obtained by power amplification of the Si signal.
  • the circuit from the input point of the Si signal to the power combining circuit 70 is disclosed as a Silay (or LINC) power amplifier in Patent Document 2.
  • the envelope of the X signal is a function a (t) of time t
  • the envelope of the Y signal is a function b (t) of time t.
  • B (t) can be obtained from the following equation 1 from the condition that the C1 and C2 signals are generated by orthogonally combining the Y and Y signals.
  • the envelope amplitudes of the C1 signal and the C2 signal are set to 1 for simplicity.
  • the second type Silay last stage power amplification section 610 shown in FIG. 18 is defined as the second type Silay last stage power amplification section 610.
  • Silay transmitter 402 Takes an X signal and a Y signal as input signals, converts the X signal and the Y signal into a C1 signal and a C2 signal by a four-terminal network, inputs the C1 signal to the power amplifier 61, and converts the C2 signal to the power amplifier 62 It is the final stage of the Silay transmitter, which receives and combines the output of the power amplifier 61 and the output of the power amplifier 62 by the power combining circuit 70 and power amplifies the Si signal at the output to obtain the output signal So.
  • a Silay transmitter 402 of a type in which a support signal (Y signal) is generated by a baseband processing circuit will be described with reference to FIG.
  • the Silay transmitter 402 obtains a set of baseband support signals (Iy / Qy) by the baseband processing circuit, instead of performing the high frequency circuit operation by the orthogonal signal generation circuit 700 using the high frequency support signal (Y signal).
  • the Silay transmitter 402 takes a set of baseband modulation signals (I / Q) as an input signal and outputs a set of baseband modulation signals (Ix / Qx) and a set of baseband support signals (Iy / Qy)
  • the output signals of the baseband assistance signal generation unit 650 and the baseband assistance signal generation unit 650 are input signals, and the first constant envelope signal (C1 signal) and the second constant envelope signal (C2 signal) are output.
  • It comprises: a base band signal / high frequency signal conversion unit 630; and a first-type Silay final-stage power amplification unit 600 that receives the C1 signal and the C2 signal as input signals and outputs an output signal (So) of the Silay transmitter.
  • the baseband signal / high frequency signal conversion unit 630 orthogonally modulates a pair of baseband modulation signals (Ix / Qx) to be input, and outputs a high frequency modulation signal (X signal);
  • Y signal high frequency support signal
  • X and Y signals as input signals;
  • a constant envelope signal (C1 signal) of 1 and a second constant envelope signal (C2 signal) are output.
  • a Silay transmitter 402 shown in FIG. 19B is a transmitter in which the baseband signal / high frequency signal conversion unit 630 in the Silay transmitter 402 shown in FIG. 19A is replaced with an equivalent circuit of the same function.
  • the baseband signal / high frequency signal conversion unit 635 includes two sets of baseband modulation signals (Ix / Qx) and baseband support signals (Iy / Qy).
  • an equivalent baseband four terminal that outputs a first baseband constant envelope signal (I1 / Q1) and a second baseband constant envelope signal (I2 / Q2) that are baseband signals of the C1 signal Network 640 and a first quadrature modulator 91 and a second quadrature modulator 91 for quadrature modulating the first baseband fixed packet signal (I1 / Q1) and outputting a first constant envelope signal (C1 signal); It comprises: a second quadrature modulator 92 that quadrature-modulates the baseband fixed envelope signal (I2 / Q2) and outputs a second constant envelope signal (C1 signal).
  • the third type Silay last stage power amplification section 620 shown in FIG. 19 is defined as the third type Silay last stage power amplification section 620.
  • Is a high frequency modulation signal which is a signal obtained by quadrature-modulating the baseband modulation signal (Ix / Qx) with two pairs of baseband modulation signal (Ix / Qx) and baseband support signal (Iy / Qy) as input signals
  • the problem is that it is difficult to satisfy the out-of-band leakage power characteristic (or PSD characteristic) that is an indicator of the goodness of the transmitter in the Silet transmitter 401 or the Silet transmitter 402.
  • PSD characteristic out-of-band leakage power characteristic
  • the Y signal power-amplified by the power amplifier 61 and the Y signal power-amplified by the power amplifier 62 are completely obtained at the point p2.
  • the phase difference of 180 degrees is usually realized by setting the path length difference of the two paths from the point p1 to the two output points to a half wavelength, but the half wavelength line spreads over a wide band. It may be difficult to maintain a phase difference of 180 degrees.
  • FIG. 20 is a diagram showing the result of a simulation performed to know how the out-of-band leakage power spectrum changes according to the difference in the transmission characteristics of the first path and the second path. The simulation was performed using the standard model as before. c91 shows "PSD mask”. c 92 shows the spectrum of the Y signal at the output point of the power amplifier 61 for reference, in order to show the magnitude of the Y signal.
  • the three curves c92, c93 and c94 show PSD characteristics when the gain difference between the first and second paths is respectively 0.8 dB, 0.4 dB and 0.2 dB, respectively. is there.
  • the three gain differences are 5.5 degrees, 2.7 degrees and 1.3 degrees, respectively, in terms of phase deviation. This figure shows that it is necessary to set the gain difference to 0.2 dB or less or the phase deviation to 1.3 degrees or less in order to achieve the PSD characteristics below the "PSD mask". Since the "PSD mask" standard usually needs to be protected against a wide range of environmental temperature changes, it is extremely difficult to satisfy the standard shown in this example.
  • 5,959,015 discloses an active control technique in an ET transmitter in which the envelope tracking power supply adapts at high speed to fast changes of the envelope signal. Further, with regard to a technique for making the gain difference between the first path and the second path equal to or less than a predetermined value, which is a problem of the Silay transmitter, a part of the output of the Silay transmitter is Document 3 discloses a technique for controlling the gain of the path and the second path.
  • Patent Document 4 configures a DC conversion unit with a DC / DC converter, and sets the number of discrete values of the output of the DC / DC converter and the threshold value to the envelope size.
  • Patent Document 3 provides a technique for reducing the out-of-band leakage power by feeding back part of the output of the Silay transmitter and controlling the gains of the front stage of the power amplifier 61 and the front stage of the power amplifier 61. Is disclosed. Similar to Patent Document 4, an active control circuit is required.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and it is an object of the present invention to provide an average power efficiency even when the envelope tracking power supply can not sufficiently follow rapid changes in the envelope of the high frequency modulation signal (Si). Providing an envelope tracking transmitter that does not reduce
  • the present invention inputs a set of baseband signals (I / Q), and outputs a first fluctuation envelope signal (D1 signal) and a second fluctuation envelope signal (D2) at the output.
  • a signal component separation unit 500 that outputs a signal
  • a first power amplifier 51 which receives and amplifies the power of the first variation envelope signal (D1 signal);
  • a second power amplifier 52 for inputting and amplifying the power of the second fluctuation envelope signal (D2 signal);
  • a Silay transmitter comprising: a power combining circuit 72 that combines the power of the output of the first power amplifier 51 and the output of the second power amplifier 52 and outputs the combined power.
  • a set of baseband signals (I / Q) or a high frequency modulated signal (Si signal) obtained by orthogonally modulating the set of baseband signals (I / Q) is input to the envelope detection unit (20) And detecting and outputting an envelope signal (E signal) of the set of baseband signals (I / Q) or the high frequency modulation signal (Si signal);
  • the power of the envelope signal (E signal) is amplified by the DC conversion unit 40 to output a DC conversion signal (V3),
  • the DC conversion signal (V3) is input to the first low pass filtering unit 31 to attenuate high frequency components included in the DC conversion signal (V3) to obtain an envelope tracking power supply output (V4).
  • a support signal (B signal) having a phase difference of 90 degrees with respect to a high frequency modulation signal (A signal) which is a signal obtained by delaying the high frequency modulation signal (Si signal) for a predetermined time is synthesized to obtain the first variation envelope.
  • Line signal (D1 signal) The support signal (B signal) having a phase difference of -90 degrees with respect to the high frequency modulation signal (A signal) is synthesized to be the second variation envelope signal (D2 signal),
  • the amplitude of the support signal (B signal) is changed following the drive power supply voltage (v4) that changes with time.
  • the amplitude of the first fluctuation envelope signal (D1 signal) input to the first power amplifier 51 and the amplitude of the second fluctuation envelope signal (D2 signal) input to the second power amplifier 52 are the first power It is characterized in that the time varying saturation point input amplitudes of the amplifier 51 and the second power amplifier 52 are followed and matched.
  • the ET transmitter according to the prior art requires an envelope tracking power source which follows at high speed the envelope of the high frequency modulation signal (Si) input to the power amplifier.
  • the envelopes of the signals input to the two power amplifiers of the Silay transmitter are made to follow the low speed fluctuating tracking drive voltage, thus without the need for a high speed tracking envelope tracking power supply The reduction in power efficiency can be suppressed.
  • an active control technique is required to feed back part of the transmitter output.
  • the envelope tracking type Silay power amplifier according to the present invention can reduce the out-of-band leakage power without using a special control technique.
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of an envelope tracking type Silet transmitter 100 according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a tracking drive voltage waveform of an envelope tracking transmitter.
  • FIG. 3 is a diagram for describing the configuration of the envelope tracking type Silet transmitter 101 of the present invention, focusing on the high frequency support signal generation unit 510.
  • FIG. 4 is a diagram showing the PSD characteristics of the envelope tracking type Silay transmitter 101 using a first order approximate solution as the support signal (B signal). The parameter is the backoff ratio.
  • FIG. 5 is a diagram showing the configuration of the support signal generation unit 80 to which the secondary correction signal generation unit 65 is added.
  • FIG. 6 is a view showing PSD characteristics according to the approximate solution of the support signal generation unit 80.
  • FIG. 7 is a diagram showing PSD characteristics when there is a gain difference between the first and second paths in the envelope tracking type Silet transmitter 101 of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram for describing the configuration of the envelope tracking type Silet transmitter 102 according to the present invention, with emphasis on the baseband support signal generation unit 520.
  • FIG. 9 is a diagram showing the configuration of the envelope tracking type Silet transmitter 103 according to the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram showing PSD characteristics for representing the effect of the direct current conversion unit 41 in the envelope tracking type Silet transmitter 103 of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram showing the configuration of the envelope tracking type Silet transmitter 104 of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram showing PSD characteristics for representing the effect of the square wave multiplication circuit 85 in the envelope tracking type Silay transmitter 104.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating the configuration of an envelope tracking (ET) transmitter 200 according to the prior art.
  • FIG. 14A is a diagram for explaining the power efficiency of the transmitter when the drive voltage is constant.
  • FIG. 14B is a diagram for explaining the power efficiency of the ET transmitter in which the drive voltage is made to follow the envelope of the high frequency modulation signal.
  • FIG. 15 is a diagram showing a waveform (c84) when the drive voltage of the ET transmitter is ideal, and a waveform (c85) when band limiting is performed by the low pass filter unit 30 of the envelope tracking power supply is there.
  • FIG. 16 is a diagram showing PSD characteristics of the ET transmitter 200 with the cutoff frequency f1 of the envelope tracking power supply unit 210 as a parameter.
  • FIG. 17A shows a configuration of a transmitter 300 according to the prior art.
  • FIG. 17 (b) is a diagram showing the configuration of a Silay transmitter 400 according to the prior art.
  • 1 of FIG. 17 is a figure which shows the waveform of the high frequency modulation signal in the input of the power amplifier 60 in the transmitter 300.
  • FIG. 2 of FIG. 17 and 3 of FIG. 17 are diagrams showing waveforms of two constant envelope signals in the Silay transmitter 400.
  • FIG. 4 of FIG. 17 is a figure which shows the waveform of the output signal in the Siley transmitter 400. As shown in FIG. FIG. FIG.
  • FIG. 18 is a diagram showing the configuration of a Sylay transmitter 401 related to the prior art.
  • FIG. 19 is a diagram showing the configuration of a Sylay transmitter 402 related to the prior art.
  • FIG. 20 is a diagram showing PSD characteristics in the case where there is a gain difference between the first and second paths in the Siley transmitter 401 or the Silay transmitter 402. As shown in FIG.
  • the first embodiment relates to an envelope tracking Siret transmitter 100 (FIG. 1).
  • the envelope tracking Silet transmitter 100 comprises the following seven components.
  • a signal component separation unit which receives one set of baseband signals (I / Q) and outputs a first fluctuation envelope signal (D1 signal) and a second fluctuation envelope signal (D2 signal) at the output 500
  • the first variation amplifier (D1 signal) is input, and the first power amplifier 51 for power amplification and the second variation envelope signal (D2 signal) are input, and the second is power amplification Power amplifier 52
  • Power combining circuit 72 that combines the power of the output of first power amplifier 51 and the output of second power amplifier 52 and outputs the result (4)
  • a set of baseband signals (I / Q) or a high frequency modulation signal (Si signal) obtained by orthogonally modulating the set of baseband signals (I / Q) is input,
  • An envelope detection unit 20 that detects and outputs a set of baseband signals (I / Q) or an envelope signal (
  • the power efficiency as the ET transmitter is lowered as described above.
  • the input amplitude of the high frequency modulation signal (A signal) input to the two power amplifiers 51 and 52 is the two power amplifiers 51 and the power amplifier Even if the amplitude is lower than the saturation operating point amplitude of 52, the input amplitude of the D1 signal and D2 signal, which are signals combining the A signal and B signal orthogonally, is raised to the saturation point input amplitude by the support signal (B signal)
  • the two power amplifiers 51 and 52 are operated at the saturation operating point, and there is no reduction in power efficiency.
  • the envelope y (t) of the support signal (B signal) is a one-variable function of the envelope x (t) of the high frequency modulation signal (A signal),
  • the envelope tracking type Silay transmitter is obtained from Equation 1
  • the envelope x (t) of the high frequency modulation signal (A signal) and the driving power supply voltage v4 (t) fluctuating at a low speed
  • the task is to find it as a two-variable function.
  • this task changes the input levels of D1 and D2 signals to power amplifier 51 and power amplifier 52 in proportion to fluctuating drive power supply voltage v4 (t) of power amplifier 51 and power amplifier 52. It is necessary to keep track of the saturated operating point level to be matched.
  • only the B signal is controlled to follow the temporally changing drive power supply voltage (v4). This is because distortion (deterioration of the PSD characteristics) occurs when the A signal is controlled. is there.
  • the method of suppressing the degradation of the PSD characteristic by controlling only the B signal is the same as that of the conventional Silay transmitter, it is one of the distinctive methods of the present invention.
  • the envelope tracking power supply output (V4) is delayed by time ( ⁇ 1 + ⁇ 2) by the linear conversion unit 40 (delay time is ⁇ 1) and the first low pass filtering unit 31 (delay time is ⁇ 2). Since the time ⁇ 1 is a fairly large value (a typical example of a microwave band transmission output 100 W class envelope tracking type power supply is several tens of nanoseconds), the greatly delayed signal v4 (t It is impossible to determine the envelope y (t) of the support signal (B signal) from. A typical value of ⁇ 2 is about 10 nanoseconds, assuming that the cutoff frequency f 1 of the first low pass filter 31 is 10 MHz.
  • an envelope x (t ⁇ 2) obtained by delaying the envelope x (t) by time ⁇ 2 is The short interval from ⁇ 0.2 ms to +0.2 ms is as shown by c11 in FIG.
  • the output signal x 1 (t ⁇ 2) of the LPF 2 is c12.
  • c13 is a signal obtained by advancing x 1 (t- ⁇ 2) by time ⁇ 2
  • x 1 (t) c 14
  • 1.4 will be described later Is the value of ⁇ .
  • the first low-pass filter An envelope signal (E signal) to the second low pass filtering section 32 (LPF 2) having the same filtering characteristic as the low pass filtering characteristic of the section 31 (LPF 1) (therefore, the delay time is also equal)
  • LPF 2 the second low pass filtering section 32 (LPF 2) having the same filtering characteristic as the low pass filtering characteristic of the section 31 (LPF 1) (therefore, the delay time is also equal)
  • the instantaneous value of the envelope signal (E signal) of the A signal is x (t)
  • the instantaneous value of the similar-type drive voltage V5 which is an output signal obtained by inputting the E signal into the second low pass filtering unit 32.
  • x 1 (t ⁇ 2) indicating that there is a delay of ⁇ 2 at the same time as LPF 1).
  • the envelope tracking power supply output (V4) is a signal that is given a delay of ( ⁇ 1 + ⁇ 2) by the linear conversion unit 40 and the first low pass filtering unit 31, the envelope tracking power supply output (V4)
  • the instantaneous value v4 (t) of V4) is proportional to x 1 (t ⁇ 1 ⁇ 2).
  • the instantaneous value, x 1 (t- ⁇ 2) similar-shaped drive voltage V5 is proportional to the instantaneous value, x 1 and (t- ⁇ 1- ⁇ 2) proportional to the signal envelope tracking power supply output (V4) Since it is advanced by time ⁇ 1, it can be used as one variable for calculating the envelope y (t) of the support signal (B signal).
  • a signal obtained by delaying the E signal by time ⁇ 2 (instant value x (t- ⁇ 2)) and a signal obtained by transmitting the envelope y (t) of B signal by time ⁇ 2 (instantaneous value y (t- ⁇ 2)) are each 90 degrees
  • the condition to make the envelopes of D1 signal and D2 signal which are signals synthesized with a phase difference of -90 degrees to conformal drive voltage V5 (the instantaneous value is ⁇ x 1 (t- ⁇ 2), ⁇ is a proportionality constant)
  • the following equation 2 is obtained from If y (t ⁇ 2) is obtained from the equation 2, the following equation is obtained.
  • Equation 3 the envelope y (t) of the support signal (B signal) is the square of the instantaneous value v5 of the similar drive voltage output (V5) and the instantaneous value v1 of the envelope signal (E signal) It can be calculated as the square root of the difference with the square of.
  • the B signal is generated according to Equation 3
  • the envelopes of the D1 signal and the D2 signal are verified as being able to follow and be proportional to the fluctuating drive power output (v4).
  • the A signal and the B signal are functions a (t) and b (t) of time, respectively, they can be expressed by the following equations.
  • ⁇ and ⁇ (t) are carrier angular frequency and instantaneous phase, respectively, of the high frequency modulation signal (A signal).
  • the meaning of the number 5 is that the B signal is created by replacing the envelope x (t) of the A signal with y (t), but the specific method is described in Example 2.
  • the envelopes of d1 (t) and d2 (t) are obtained from the equations 6 and 7, the following equation is obtained.
  • Equation 8 The meaning of Equation 8 is that the envelopes of the D1 signal and the D2 signal created by combining the A signal and the B signal with phase differences of 90 degrees and -90 degrees, respectively, have similar driving voltages x 1 ( t) to be proportional. Since x 1 (t) is proportional to the drive power supply voltage v 4 (t) of power amplifier 51 and power amplifier 52 except for the delay time difference, power amplifier 51 and power amplifier 52 of D 1 and D 2 signals are eventually obtained. The input amplitude to the input matches the saturation operating point amplitude that is proportional to the power supply voltage v4 (t) of the power amplifier 51 and the power amplifier 52, and the power amplifier 51 and the power amplifier 52 always operate at maximum power efficiency.
  • An envelope tracking Siret transmitter 100 using a "slow power supply” has less degradation of average power efficiency than an ET transmitter using a "slow power supply”.
  • the second embodiment relates to an envelope tracking type Silet transmitter 101 of a type in which a support signal (B signal) is obtained by high frequency circuit operation, and will be described with reference to FIG.
  • the envelope tracking type Silay transmitter 101 comprises the following six components.
  • Quadrature modulation unit 95 which receives one set of baseband signals (I / Q), performs quadrature modulation, and outputs a high frequency modulation signal (Si signal)
  • a high frequency modulation signal (Si signal) is used as an input signal
  • a high frequency support signal generation unit 510 that outputs a high frequency modulation signal (A signal) and a support signal (B signal), which are signals obtained by delaying the high frequency modulation signal (Si) signal for a predetermined time, at the output.
  • Type 2 Silay final-stage power amplification unit 615 that outputs a transmitter output signal (So) (4)
  • One set of baseband signal (I / Q) or high frequency modulation signal (Si signal) is input, and one set of baseband signal (I / Q) or high frequency modulation signal (Si signal) is ,
  • the envelope signal (E signal) which is the output signal thereof, is input to the second low-pass filter unit 32, and the output thereof is output as the similar form drive voltage output (V5).
  • the Drive voltage generator 720 which outputs as (5) The DC conversion unit 40 that DC amplifies the envelope signal (E signal) and outputs a DC conversion signal (V3) (6)
  • a DC conversion signal (V3) is input to attenuate high frequency components contained in the DC conversion signal (V3) and output an envelope tracking power supply output (V4), and an envelope tracking power supply output (V4) )
  • v4 a common drive power supply voltage of the first power amplifier 51 and the second power amplifier 52 in the second-type Silay final-stage power amplification unit 615.
  • Wave 31 the configuration of the similar drive voltage generation unit 720 and the high frequency support signal generation unit 510, which are components unique to the envelope tracking type Silay transmitter according to the present invention (not in the conventional Silay transmitter), will be described. explain in detail.
  • the high frequency modulation signal (Si signal) is expressed by the following equation 9:
  • the envelope signal (E signal) of the Si signal is obtained as follows.
  • a (t) is multiplied by an amplitude suppression signal a0 (t) represented by the following equation with a signal in which the amplitude fluctuation of a (t) is suppressed.
  • a0 (t) which is a signal obtained by suppressing the amplitude fluctuation of a (t)
  • Equation 11 is that 2a (t) ⁇ a0 (t) consists of an envelope x (t) and a high frequency component of 2 ⁇ whose angular frequency is twice the carrier angular frequency ⁇ of the high frequency modulation signal (Si) Represents Therefore, the envelope x (t) can be obtained by passing a signal obtained by multiplying a (t) by a0 (t) through a low pass filter or a high pass filter.
  • the second low pass filtering section 32 (LPF 2) equalizes the low pass filtering characteristics with the first low pass filtering section 31 (LPF 1), so the delay time of the LPF 2 is the delay of the LPF 1 It is ⁇ 2 which is the same as time.
  • the envelope x (t) is an output signal of the similar drive voltage generation unit 720, and the instantaneous value v 5 of the similar drive voltage output (V 5) Can be represented by x 1 (t ⁇ 2).
  • the high frequency support signal generation unit 510 delays the high frequency modulation signal (Si signal) for a predetermined time, and outputs the high frequency modulation signal (A signal) at the output, the high frequency modulation signal (A signal), and the similar form Amplitude limiter 55 that inputs drive voltage output (V5) and outputs an envelope conversion signal (A1 signal) (described later) to the output, and inputs A signal and A1 signal to support output It is comprised from the assistance signal generation part 80 which outputs a signal (B signal).
  • the method of generating the envelope conversion signal (A1 signal) and the configuration of the support signal generation unit 80 which generates the B signal from the A signal and the A1 signal will be described.
  • the amplitude limiter 55 is a circuit also called a limiter, and outputs a high frequency signal whose magnitude is proportional to the drive voltage at the output even if the envelope of the input high frequency signal fluctuates.
  • the output signal is a constant envelope signal with a constant amplitude (hereinafter referred to as a limiter).
  • V5 the similar drive voltage output
  • x 1 (t ⁇ 2) the output of the LPF 2
  • the A signal which is an input signal of the amplitude limiter 55, is a signal obtained by delaying the high frequency modulation signal (Si), which is a signal obtained by orthogonally modulating the baseband modulation signal (I / Q) by. It can be expressed by the formula of.
  • the amplitude limiter 55 converts the envelope x (t- ⁇ 2) of the input signal into the driving power supply voltage x 1 (t- ⁇ 2)) and outputs it.
  • Equation 14 It becomes a signal that can be expressed by Envelope y assistance signal (B signal) (t- ⁇ 2), the envelope x 1 envelope x (t- ⁇ 2) and A1 signals A signal (t- ⁇ 2) and two variables, the number 3 determined as a function expressed by, but first in the number 3, by replacing the t-.tau.2 to t, expressed y (t) as a function of x (t) and x 1 (t), the following equation 14.
  • ⁇ 2 in Equation 3 is replaced with (1 + ⁇ 2 ) to facilitate the expression of mathematical expressions. Equation 14 requires square root processing in which y (t) is a function of two time variables of x (t) and x 1 (t).
  • the first derivative y (1) (x) and the second derivative y (2) (x) of y (x) are -x / y (x) and ⁇ y (x) -y (1), respectively.
  • Equation 17 means that the envelope of the support signal (B signal) is a linear combination of the envelope of the high frequency modulation signal (A signal) and the envelope of the envelope conversion signal (A1 signal) .
  • Approximate solution 2 As shown in Expression 15 or Expression 16, as y (x), the case of performing the approximation including up to second order terms, the coefficient of the second-order term includes but is the inverse of x 1, the x 1 It is not impossible to apply to a transmitter equipped with a digital signal processing circuit that can calculate reciprocals at high speed. However, realization by high frequency circuit operation requires a relatively complex high frequency circuit. To avoid this problem, let C 2 be a second-order term related to (x ⁇ x 1 ) in Eq.
  • K 1 is a long time average value of 1 / (2 ⁇ 1 ) or a reciprocal of a long time average value of 2 ⁇ 1 .
  • Long-term average value of 1 / (2x 1), type 1 / a (2x 1) in a low-pass wave filter is obtained as its output.
  • long-time average of 2x 1 is cut-off frequency as low pass filtering device enters a 2x 1 in the same low-pass wave filter is obtained as its output.
  • the envelope signal y (t) of the B signal is expressed by the following equation.
  • Approximate solution 3 Similar to the approximation solution 2, an approximation method which is modified as follows with respect to y (x) and which is a second-order term related to (x ⁇ x 1 ) is defined as an approximation solution 3.
  • K 2 is the long-term average value of
  • the envelope y (x) of the support signal B is equivalent to rewriting as follows according to the positive / negative of x ⁇ x 1 .
  • k 1 ⁇ 1 / ⁇ K 2 ( ⁇ + 1 / ⁇ ) / ⁇ 2
  • k 2 ( ⁇ + 1 / ⁇ ) (1 + K 2 / ⁇ 2 )
  • k 3 ⁇ 1 / ⁇ + K 2 ( ⁇ + 1 / ⁇ ) / ⁇ 2
  • k 4 ( ⁇ + 1 / ⁇ ) (1 ⁇ K 2 / ⁇ 2 )
  • Equation 22 the B signal (left side) is a linear combination of the A signal (first term on the right side) and the A1 signal (second term on the right side). Therefore, when the approximation solution 1 is applied, the support signal generation circuit 80 combines the signal of A signal multiplied by ( ⁇ 1 / ⁇ ) and the signal of A1 signal multiplied by ( ⁇ + 1 / ⁇ ) by the combining circuit to generate B It becomes a circuit which outputs as a signal.
  • FIG. 4 shows the PSD characteristics of the envelope tracking type Silay transmitter 101 in the case where the support signal generation circuit 80 is configured based on the approximation solution 1.
  • the conditions of the simulation are as follows.
  • the high frequency modulation signal (Si) is a standard model (eight QPSK modulation signals)
  • the power amplifier 51 and the power amplifier 52 are class B amplifiers
  • the cutoff frequency of the LPF 1 is fo (therefore "low speed as an envelope tracking power supply Belongs to "power supply”.
  • the backoff ratio (the relative amplitude ratio of the input signal to the saturation operating point amplitude), 1, 0 from c21 to c24, respectively
  • c25 is an example of a PSD mask when c (y) is calculated strictly.
  • the assistance signal B is configured based on the first order approximation solution 1, it is possible to obtain, for example, relatively strict PSD characteristics required of a base station for mobile communication, It is shown that changing the back-off ratio can further improve the PSD characteristics.
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration example of a support signal generation circuit 80 for obtaining a support signal (signal B) which can be expressed by Equation 23.
  • This circuit consists of the following three components.
  • a signal and an envelope converted signal (A1 signal) are input signals, and the sum C 0 + C 1 of the first order term C 1 of the support signal (B signal) and the zero order term and the first order term of the support signal (B signal) Primary approximation support signal generation unit 601 to output (2) A signal and the first-order terms C 1 of the B signal as an input signal, assist signal secondary correction signal generating circuit for outputting a quadratic term C 2 of the B 65 (3) The sum C 0 + C 1 of the zero-order term and the first-order term of the B signal and the second-order term C 2 of the B signal that is the output of the second-order correction signal generation unit 65 are input.
  • Synthesis circuit 607 that outputs a signal
  • the configuration of the secondary correction signal generation circuit 65 will be further described.
  • the amplitude suppression signal a0 (t) and the B signal which are signals obtained by passing the A signal which is one of the input signals through the amplitude limiter 602 and suppressing its envelope.
  • the first term C 1 of is multiplied by the multiplier 603 to obtain the next output.
  • Embodiment of Approximate Solution 3 the configuration of the support signal generation circuit 80 (FIG. 5) in the case of generating a support signal (B signal) based on the approximate solution 3 will be described.
  • approximate solution 3 it is determined whether the output signal of the low pass filter unit 604 is positive or negative between the low pass filter unit 604 and the multiplier 606 of the secondary correction signal generation circuit 65 in the approximate solution 2.
  • the positive / negative determination circuit 605 is inserted.
  • the output is represented by the following equation 2 of the B signal represented by the following equation with the absolute value of the difference between x (t) and x 1 (t) as the envelope.
  • the next correction signal is obtained.
  • the PSD characteristic of the envelope tracking type Silay transmitter 101 to which the approximate solution 3 is applied is obtained by simulation (the condition is the same as that in the case of FIG. 4), and it is c33 of FIG.
  • the low velocity envelope tracking power supply can be used, the first The advantage lies in the improvement of the average power efficiency, but it also brings about a second advantage, which in the prior art Sylay transmitter is before the B signal is dropped. From point (p1), the output of the Silay transmitter As the gain difference between the two paths up to (p2) increases, the out-of-band leakage power increases, but the out-of-band leakage power is proportional to the power of the B signal. The amount of power of the B signal can be reduced to a considerable extent by varying the drive power supply voltage by the device 101. As a result, the out-of-band leakage power can be significantly reduced. FIG.
  • FIG. 20 is a drawing depicting the PSD characteristics of a Silay transmitter (thus, the drive power supply voltage is constant) according to the prior art, using the gain difference between the first and second paths as a parameter;
  • Fig. 14 shows the PSD characteristics of the envelope tracking type Silet transmitter 101 (therefore changing the drive power supply voltage at "low speed") according to the present invention, wherein c41 is an example of a PSD mask, c42 is a power amplifier C 43, c 44 and c 45 are respectively the gain difference of 0.8 dB, 0.4 dB and 0.2 dB (2 dB) at the 51 or 52 output, c 43, c 44 and c 45 respectively. In this case, there is a difference in transmission characteristics between two paths. Referring to FIG.
  • the gain difference needs to be 0.2 dB or less to be lower than the PSD mask, which is practically difficult to realize.
  • the envelope tracking type Silay transmitter 101, 102 or 103 according to the present invention referring to FIG. 7, to make the PSD characteristic equal to or less than the PSD mask, the gain difference should be 0.8 dB or less It shows good things. Even in the case where it is impossible to make the PSD characteristics less than a predetermined PSD mask in the conventional Silay transmitter, the envelope tracking Siret transmitter according to the present invention makes it possible to realize Means.
  • the third embodiment relates to an envelope tracking Siret transmitter 102.
  • the envelope tracking Siret transmitter 101 described in the second embodiment generates the support signal (B signal) from the high frequency modulation signal (Si), while the envelope tracking according to the present invention is performed.
  • Type Silay transmitter 102 generates a baseband support signal (Ib / Qb) from the baseband modulation signal (I / Q) and quadrature modulates the B signal with the baseband support signal (Ib / Qb) It is characterized in that it generates by
  • the envelope tracking Silet transmitter 102 (FIG. 8) is composed of the following five elements.
  • Baseband assistance signal generation that inputs one pair of baseband signals (I / Q) and outputs two pairs of baseband modulation signals (Ia / Qa) and baseband assistance signals (Ib / Qb) at the output Part 520 (2)
  • a third type (defined using FIG.
  • a similar drive voltage generator 720 which outputs the output as a similar drive voltage output (V5).
  • the DC conversion unit 40 that DC amplifies the envelope signal (E signal) and outputs a DC conversion signal (V3) (5)
  • a DC conversion signal (V3) is input to attenuate high frequency components contained in the DC conversion signal (V3) and output an envelope tracking power supply output (V4), and an envelope tracking power supply output (V4) )
  • v4 a common drive power supply voltage of the first power amplifier 51 and the second power amplifier 52 in the third type Silay final-stage power amplification unit 625.
  • Wave 31 The baseband modulation signal (I / Q) is delayed ( ⁇ 2) by the delay unit 110 to be a baseband modulation signal (Ia / Qa).
  • the envelope detection unit 120 is configured to generate an envelope x (t) from a high frequency modulation signal (Si signal) which is an output signal obtained by orthogonally modulating a baseband signal (I / Q) to be input or a baseband signal (I / Q). Detect and output.
  • the relationship between the baseband signal (I / Q) and the envelope x (t) is as follows.
  • the baseband support signal generation unit 180 outputs x 1 (t ⁇ 2), which is an output signal of the second low pass filter 32, and an envelope signal x (t ⁇ ) of the baseband modulation signal (Ia / Qa).
  • Equation 14 Assuming that ⁇ 2) is two input signals, y (t) given by Equation 14 is calculated, and a baseband support signal (Ib / Qb) is output according to the following equation. Even if the envelope signal x (t ⁇ 2) is obtained from the baseband modulation signal (Ia / Qa) according to the following equation, the output signal x (t) of the envelope detection unit 120 is delayed by time ⁇ 2 It may be. FIG. 8 shows the former case.
  • the approximate solution 4 and the methods of the approximate solutions 1 to 3 described in the second embodiment can also be applied to the baseband support signal generation unit 520, so the description will be omitted, but only the baseband processing circuit can perform. The approximation method will be described next.
  • a method of obtaining the envelope y (x, x 1 ) of the support signal B (or baseband support signal Ib / Qb) given by Eq. 14 by digital signal processing is defined as an approximate solution 4.
  • the square root operation is included in Equation 14, it is possible to apply to a transmitter having a digital signal processing circuit.
  • the value of y (x, x 1 ) is stored in a memory at a position determined by two addresses of address 1 corresponding to x and address 2 corresponding to x 1 , and two time variables x and x
  • a two-dimensional look-up table (LUT) method can be applied to read out the value of y (x, x 1 ) according to 1 .
  • the baseband assist signal Ib / Qb is obtained by 4-bit digital operation as an example of the approximate solution 4, and a relatively good PSD characteristic although it is an operation with a small number of bits Is shown.
  • the reason is that although the baseband assistance signal Ib / Qb generated by digital operation includes a quantization error, the assistance signal including the error between the output of the power amplifier 51 and the output of the power amplifier 52 (B Since the signals) cancel each other, the PSD characteristics do not deteriorate.
  • the degradation of the PSD characteristic indicated by the curve c 34 is due to non-linear distortion by the power amplifiers 51 and 52.
  • the envelope y (x) of the support signal (B signal) (or the baseband support signal Ib / Qb) given by the approximate solution 5 and its example number 14 is represented by the equation 15 or 16
  • An approximate solution including up to a second-order term concerning (x ⁇ x 1 ) is defined as an approximate solution 5.
  • the approximate solution 5 means to calculate 1 / x 1 contained in the coefficient of the term of (x ⁇ x 1 ) 2 at high speed, but in digital signal processing (for example, Look Up Table method) It is possible to ask if Normally, the average power of the input high frequency modulation signal Si fluctuates (for example, when applied to mobile communication, the number of users, the number of channels, or the number of multicarriers changes when applied to mobile communication). Since it is necessary to have a memory capacity that can cope with a wide dynamic range, it is simpler and more convenient to apply any of the above-described approximate solutions 1 to 3.
  • the fourth embodiment relates to an envelope tracking type Silet transmitter 103 (FIG. 9).
  • the envelope tracking type Silay transmitter 103 inserts the second DC conversion section 41 on the input side of the second low pass filtering section 32 in the envelope tracking type Silay transmitter 100, 101 or 102.
  • the linear characteristics of the second DC converter 41 are made to match the linear characteristics of the first DC converter 40.
  • the matching of the two linear characteristics means the following. A characteristic that draws the “input amplitude” of an amplifier on the horizontal axis and the “relative output amplitude obtained by dividing the output amplitude by the voltage gain of the amplifier” on the vertical axis is defined as “relative input / output characteristics”.
  • the relative input / output characteristics of the converter 41 and the relative input / output characteristics of the first DC converter 41 are similar.
  • the direct current conversion unit 40 is configured by a 3-bit A / D converter, and It is a case where the conversion part 41 is also comprised with the A / D converter of the same bit number.
  • the input signal is a standard model
  • the gain difference between the power amplifiers 51 and 52 is 0.8 dB
  • the cutoff frequencies of the LPF1 and LPF2 are both fo (as an envelope tracking power supply belongs to a low speed power supply)
  • the unit 40 is implemented as a 3-bit A / D converter
  • c52 is a case where the second DC converter 41 is a linear amplifier
  • c53 is a first DC converter 41.
  • the second direct current conversion unit 41 also has a PSD characteristic when a 3-bit A / D converter is used. This figure shows an example of solving the problem that the PSD characteristic is deteriorated due to the non-linear characteristic of the DC converting unit 40 by providing the second low pass filtering unit 41.
  • the fifth embodiment relates to an envelope tracking type Silet transmitter 104 (FIG. 11).
  • the envelope tracking Silet transmitter 104 further improves the PSD characteristics near the carrier frequency fc in the envelope tracking Silet transmitter 101 (FIG. 3) or the envelope tracking Silet transmitter 102 (FIG. 8).
  • the envelope tracking type Silet transmitter 104 is connected to a path of a support signal (B signal) connecting between the high frequency support signal generation unit 510 and the second type Sylay final stage power amplification unit 61 in the envelope tracking type Silay transmitter 101.
  • B signal support signal
  • the reason for multiplying the B signal by the rectangular wave signal is that the out-of-band leakage power density can be reduced even if there is a gain difference between the two power amplifiers 51 and 52 by lowering the power density near the carrier frequency fc of the B signal.
  • the rectangular wave multiplication unit 85 multiplies the support signal (B signal) having the peak of the spectrum by the carrier frequency fc by a rectangular wave signal having a frequency component of an odd multiple of 1 / T to obtain a spread support signal (B1 signal). Because the spread assist signal (B1 signal) has a peak at a frequency of fc ⁇ (2 n -1) / T (n is an integer), and has a low power density in the vicinity of the carrier frequency fc. . The effect of converting the B signal into the B1 signal will be described with reference to FIG. 12, which is obtained under the same simulation conditions as when FIG. 7 is obtained.
  • c63, c64 and c65 are PSD characteristics of the envelope tracking type Silay transmitter 104 when the gain difference between the power amplifiers 51 and 52 is 0.8 dB, 0.4 dB and 0.2 dB, respectively, as shown in FIG. In contrast to the PSD characteristics shown in, it is shown that the PSD characteristics in the vicinity of the carrier frequency fc are significantly improved.
  • the peak of the spectrum of the spread support signal (B1 signal) is at the frequency fc ⁇ 1 / T, and the PSD in the vicinity of this frequency exceeds, for example, the PSD mask indicated by c61.
  • the problem is that at a frequency fc ⁇ 1 / T, there is some attenuation (about 20 dB in the example of FIG. 12), a band pass filter is inserted into the output stage of the transmitter and the frequency fc ⁇ 1 It is possible to solve by setting the PSD characteristics in the vicinity of / T below the "PSD mask".
  • the feature of the fifth embodiment is that the B signal is converted into a B1 signal by multiplying the rectangular wave signal, and therefore, it can be applied to the envelope tracking type Silay transmitter 102 (FIG. 8).
  • the B signal which is an output signal obtained by orthogonally modulating the baseband support signal (Ib / Qb), is multiplied by a rectangular wave to obtain a B1 signal.
  • the baseband support signal (Ib) is multiplied by a rectangular wave signal to form a baseband spread support signal (Ib1), and the baseband support signal (Qb) is multiplied by a rectangular wave signal to generate a baseband spread support signal (Qb1).
  • orthogonally modulate the baseband spread support signal (Ib1 / Qb1) to obtain a spread support signal B1 signal at the output.
  • the power efficiency is higher while having a circuit configuration simpler than before, it can be widely applied as a transmitter in a mobile communication system, a digital broadcast system, a satellite-mounted system, and the like.

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Abstract

従来のＥＴ送信機が、電力増幅器に入力する高周波変調信号（Ｓｉ）の包絡線に、包絡線追跡電源出力Ｖ２を高速度で追随させていたのに対して、本発明の包絡線追跡型シレー送信機では、２つの電力増幅器に入力する変動包絡線信号（Ｄ１信号とＤ２信号）の包絡線を、低速度で変動する包絡線追跡電源出力Ｖ４に、追随させる。包絡線追跡電源出力Ｖ４は一定時間遅延しているため、包絡線追跡電源出力Ｖ４よりは遅延時間が短く、電圧の低い"相似形"駆動電圧出力Ｖ５を使ってＤ１信号とＤ２信号を近似的に作り出す。

Description

包絡線追跡型電源を用いたシレー電力増幅方法および送信機
　本発明は、移動無線（例えば、マイクロ波帯の携帯電話用）の基地局または端末に用いられる電力増幅方法および送信機に関する。
　さらに、本発明は、包絡線追跡（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ　Ｔｒａｃｋｉｎｇ）送信機に関し、さらに詳しくは、マルチキャリア信号等の先頭電力が平均出力電力に比べて大きな高周波変調信号を線形増幅するために高周波変調信号の包絡線に追随した駆動電圧で動作するシレー（Ｃｈｉｒｅｉｘ）電力増幅方法および送信機に関し、送信電力効率を従来より改善するものである。
[規則91に基づく訂正 18.10.2011]　
　本発明は、従来技術に係る包絡線追跡（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ　Ｔｒａｃｋｉｎｇ）送信機（以下「ＥＴ送信機」という。）において、包絡線追跡電源の追跡速度が包絡線の変化速度に十分追跡できないと電力効率が低下するという問題を、他の従来技術であるシレー電力増幅方法の特徴であるシレー相殺技術を利用して解決するものである。先行技術として、先ずＥＴ送信機について、次にシレー送信機について説明する。尚、シレー送信機は、ＬＩＮＣ（ＬＩｎｅａｒ　Ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ　ｗｉｔｈ　Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ　Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）送信機とも呼ばれる。
　ＥＴ送信機は、例えば、特許文献１に開示されているが、その動作原理を図１３から図１６までを使って説明する。図１３は、ＥＴ送信機２００の構成例を示したもので、１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を、直交変調部２９０で直交変調して、高周波変調信号（Ｓｉ信号）とし、電力増幅器６０で電力増幅器して送信機出力信号（Ｓｏ信号）を出力する。電力増幅器６０は、包絡線追跡電源部２１０の出力である包絡線追跡電源出力（Ｖ２）によって駆動される。尚、追跡駆動電圧は電源電圧であって、電力増幅器６０が半導体増幅器の場合は、ドレインまたはコレクタ電圧を、電子管の場合は、プレート電圧を指す。
　図１３において、包絡線追跡電源部２１０は、１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）または、高周波変調信号（Ｓｉ信号）を、包絡線検出部２２０に入力し、Ｓｉ信号の包絡線である包絡線信号（Ｅ信号）を出力する。Ｅ信号は、直流変換部２４０で電力増幅され、低域通過ろ波部３０で高域周波成分を減衰させ、低域通過ろ波部３０の出力が、電力増幅器６０の包絡線追跡電源出力（Ｖ２）として供給される。
　次に、電力増幅器６０の包絡線追跡電源出力（Ｖ２）を、高周波変調信号（Ｓｉ信号）の包絡線に比例させることによって、電力増幅器６０の電力効率が改善される理由について、図１４（ａ）と図１４（ｂ）を使って説明する。図１４（ａ）は、通常の電力増幅器６０から出力される高周波変調信号（Ｓｉ信号）の包絡線の波形（ｃ７１）と電力増幅器６０に供給する追跡駆動電圧（Ｖ０）の波形（ｃ７２）を示したものである。波形（ｃ７２）の大きさが一定であることが示すように、駆動電圧（Ｖ０）を一定、すなわち、電源電圧を一定にした場合である。図１４（ｂ）は、波形（ｃ７３）が示すように包絡線追跡電源出力（Ｖ２）を高周波変調信号（Ｓｉ信号）の包絡線に従って変化させたＥＴ送信機の場合を示す。
　図１４に示す包絡線波形（ｃ７１）は、高周波変調信号（Ｓｉ信号）を、キャリア周波数の違う複数の狭帯域変調信号を周波数軸上に並べた、いわゆるマルチキャリア信号とした場合の例で、包絡線波形は、広いダイナミックレンジに亘って変動する。マルチキャリア信号を線形増幅するためには、通常、図１４（ａ）に示したように、高周波変調信号（Ｓｉ信号）の振幅の最大値を超える一定の駆動電圧（Ｖ０）、すなわち、電源電圧を電力増幅器６０に供給する。この結果、図１４（ａ）の斜線で示した部分（ａ７４）に相当する損失が生じて、送信機の電力効率は、例えば１０％~２０％相当程度に低下してしまう。一般に、電力増幅器の電力効率は、飽和点付近での動作がもっとも電力効率がよいことが知られている。図１４（ａ）の動作点は、飽和点よりはるかに低いので、電力効率も低いものとなる。
　一方、図１４（ｂ）に示すように、包絡線追跡電源出力（Ｖ２）を高周波変調信号（Ｓｉ信号）の包絡線に追随して変化させると、図１４（ｂ）の斜線の部分（ａ７５）に相当する損失となるので、送信機の電力効率を、大きく（例えば、７０％~８５％程度に）引き上げることが可能となる。この場合、電力増幅器は、電力効率のよい飽和点付近での動作となる。
　ＥＴ送信機２００の電力効率は、低域通過ろ波器ＬＰＦ３０の遮断周波数（ｆ１）によって変わるので、遮断周波数（ｆ１）を決定する要因について説明し、次に、遮断周波数（ｆ１）に応じてＥＴ送信機２００の電力効率がどう変わるかについて説明する。直流変換部２４０には、通常、入力信号をその大きさに比例するパルス幅をもつパルス列に変換するＤ級増幅器が広く用いられる。低域通過ろ波器３０（ＬＰＦ）は、Ｄ級増幅器が発生するスイッチング雑音を遮断するために用いられるが、ＬＰＦの遮断周波数（ｆ１）を小さくすると、スイッチング雑音量を小さくできるものの、ＬＰＦによる線形歪み電力は、大きくなる。このために、遮断周波数（ｆ１）は、例えば、線形歪み電力とスイッチング雑音電力が等量となるように決められる。
　図１５の曲線ｃ８４は、ＬＰＦの入力信号Ｖ１の電圧波形ｖ１（ｔ）を、曲線ｃ８５は、ＬＰＦ（３０）の出力である包絡線追跡電源出力（Ｖ２）の電圧波形ｖ２（ｔ）を描いたものである。この図に示した例では、ｖ１（ｔ）とｖ２（ｔ）は、時刻ｔ３，ｔ４，ｔ５，ｔ６およびｔ７で交差するが、例えば、時刻ｔ４とｔ５の間の時間帯は、ｖ２（ｔ）が、ｖ１（ｔ）を上回っていて、駆動電源電圧が過剰な（従って、電力増幅器６０が線形動作を行っている）区間である。一方、時刻ｔ５とｔ６の間の時間帯では、ｖ２（ｔ）がｖ１（ｔ）を下回っていて、駆動電源電圧が不足して（従って、電力増幅器６０が非線形動作を行っている）区間である。線形動作区間では、電力増幅器６０の入力信号レベルが、電力効率が最大になる飽和点以下なので、帯域外漏洩電力の発生量は少ないものの、電力効率は低下する。一方、非直線動作間では、電力効率は、最大電力効率から大幅に低下しないものの、電力増幅器６０の非直線動作によって帯域外漏洩電力量が増える。
　遮断周波数（ｆ１）が小さくなるに従って、帯域外漏洩電力量が増える様子を、シミュレーションで調べた結果を図１６に示す。この図の横軸は、周波数ｆと高周波変調信号（Ｓｉ）の中心周波数ｆｃとの差ｆ−ｆｃを、高周波変調信号（Ｓｉ）の帯域幅２ｆｏで規格化した値で、縦軸は、電力スペクトル密度（ＰＳＤ；Ｐｏｗｅｒ　Ｓｐｅｃｔｒｕｍ　Ｄｅｎｓｉｔｙ）である。シミュレーションに使用した高周波変調信号（Ｓｉ）は、８波のＱＰＳＫ変調信号を周波数軸上に等間隔に配置したものである。尚、このモデルは、標準モデルと呼んで、他のシミュレーションでもしばしば用いることとする（図４，図６，図７、図１０，図１２および図２０）。図１６において、ｃ８０は、「ＰＳＤ（Ｐｏｗｅｒ　Ｓｐｅｃｔｒｕｍ　Ｄｅｎｓｉｔｙ）マスク」と呼ばれる、各国の政府機関によって定められるＰＳＤ特性規格の一例を示したもので、送信機のＰＳＤ特性は、このマスクを超えてはならないことになっている。
　図１６において、ＰＳＤマスク以外の５本の曲線を上から順に、ｃ８１、ｃ８２、ｃ８３、ｃ８４およびｃ８５とする。５本のＰＳＤ曲線はｃ８１からｃ８５の順に、ｆ１の値を、それぞれｆｏ／４，ｆｏ／２、ｆｏ、２ｆｏおよび４ｆｏとした場合を示している。図１６のｃ８４を参照すれば、ＥＴ電力増幅器２００によって、ＰＳＤマスク以下のＰＳＤ特性を得るには、包連絡線追跡電源部２１０の遮断周波数（ｆ１）を２ｆｏ以上とする必要があることが分かる。もし、遮断周波数（ｆ１）が小さ過ぎてＰＳＤマスクを超えてしまう場合は、電力増幅器６０の包絡線追跡電源出力（Ｖ２）を一定比率で大きくするか、電力増幅器６０の入力レベルを一定比率で小さくすることで、ＰＳＤ特性を改善することができるが、その代償として、平均電力効率が劣化する。例えば、ｆ１＝ｆｏ／４（ｃ８１）の場合に、ＰＳＤマスク以下のＰＳＤ特性が得られるように、高周波変調信号（Ｓｉ）の入力レベルを小さくすると、電力増幅器６０の最大電力効率に対する平均電力効率は、約７３％に低下する（シミュレーションは、前記標準モデルを使って行った）。
　本発明は、これまでに説明したＥＴ送信機２００と、次に説明するシレー送信機とを組み合わせるので、次に、図１７から図２０までの図に従って、シレー送信機の構成と動作原理を説明する。図１７（ａ）は、従来の送信機３００の構成を、図１７（ｂ）は、シレー送信機４００の構成を示す図である。図１７（ａ）に示した従来の送信機３００では、１組のベースバンド変調信号（Ｉ／Ｑ）を直交変調器９０によって直交変調した出力信号（Ｓｉ）を、電力増幅器６０によって電力増幅して、出力に送信機の出力信号（Ｓｏ）を得る。図１７の１は、電力増幅器６０の入力信号の信号波形が、時間と共に大きく変動する様子を示す。
　図１７（ｂ）に示したシレー送信機４００は、１組のベースバンド変調信号（Ｉ／Ｑ）を入力し、包絡線が時間とともに変化しない第１の定包絡線信号（以下、Ｃ１信号という。）および第２の定包絡線信号（以下、Ｃ２信号という。）を出力する信号成分分離部６６０と、Ｃ１信号を電力増幅する電力増幅器６１と、Ｃ２信号を電力増幅する電力増幅器６２と、電力増幅器６１の出力と電力増幅器６２の出力とを電力合成する電力合成回路７０とから構成され、電力合成回路７０の出力に送信機出力（Ｓｏ）を得る。Ｃ１信号は、１組のベースバンド変調信号（Ｉ／Ｑ）を直交変調して得られる高周波変調信号（Ｘ信号）と支援信号（Ｙ信号）とを９０度の位相差で合成した信号で、Ｃ２信号は、Ｘ信号とＹ信号とを−９０度の位相差で合成した信号である。
　次に、シレー送信機の基本原理である、シレー相殺技術について説明する。図１７の２にＣ１信号の信号波形を、図１７の３にＣ２信号の信号波形をに示したが、共に包絡線が変化しない定包絡線信号であることを表している。図１７の４は、シレー送信機４００の出力信号（Ｓｏ）の高周波信号波形を示した図で、図１７の１に示した高周波信号波形が増幅された形になっている。支援信号（Ｙ信号）を、電力増幅器６１および電力増幅器６２の入力に加えることによって、Ｃ１信号とＣ２信号を定包絡線信号とし、飽和点で動作させるため、電力増幅器６１および電力増幅器６２は、最大電力効率で動作する。また、電力増幅器６１と電力増幅器６２の入力に加えられた２つの支援信号（Ｙ）の位相は、互いに１８０度異なることから、電力増幅器６１で増幅されたＹ信号と、電力増幅器６２で増幅されたＹ信号とは、電力合成回路７０の出力点で相殺され、シレー送信機４００の出力には、Ｙ信号成分は現れずに、高周波数変調信号（Ｓｉ）を電力増幅した出力（Ｓｏ）のみが現れる。
　シレー送信機４００には、支援信号（Ｙ信号）を、高周波回路で作り出すタイプと、ベースバンド信号から作り出すタイプの２つのタイプがある。本発明は、これら２つのタイプのいずれにも適用できるので、それらを図１８から図２０までを参照して説明する。図１８に示したシレー送信機４０１は、支援信号（Ｙ信号）を、高周波回路で作り出すタイプのもので、次の３つの要素から構成される。
（１）直交信号生成部５０５
（２）４端子回路網７１０
（３）第１種シレー終段電力増幅部６００
　直交信号生成部５０５は、１組のベースバンド変調信号（Ｉ／Ｑ）を入力信号とし、高周波変調信号（Ｘ信号）および高周波支援信号（Ｙ信号）を出力する装置である。Ｘ信号は、１組のベースバンド変調信号（Ｉ／Ｑ）を直交変調器９０で直交変調して得られる高周波変調信号（Ｓｉ信号）を所定時間遅延させた信号である。Ｙ信号は、Ｓｉ信号を入力信号とする直交信号生成回路７００の出力信号として得られる。
　４端子回路網７１０は、Ｘ信号とＹ信号を入力して、Ｘ信号とＹ信号を９０度の位相差で合成した信号である第１の定包絡線信号（Ｃ１信号）と、Ｘ信号とＹ信号を−９０度の位相差で合成した信号である第２の定包絡線信号（Ｃ２信号）とを出力する。
　第１種シレー終段電力増幅部６００は、Ｃ１信号およびＣ２信号を入力信号とし、Ｃ１信号を第１の電力増幅器６１で電力増幅し、Ｃ２信号を第２の電力増幅器６２で電力増幅し、電力増幅器６１の出力と電力増幅器６２の出力を電力合成回路７０で電力合成して、Ｓｉ信号を電力増幅した信号である出力信号（Ｓｏ）を出力する。
　Ｓｉ信号の入力点から電力合成回路７０までの回路は、シレー（またはＬＩＮＣ）電力増幅器として特許文献２に開示されている。最も重要な構成要素である、直交信号生成回路７００においては、Ｘ信号の包絡線を時間ｔの関数ａ（ｔ）とし、Ｙ信号の包絡線を時間ｔの関数ｂ（ｔ）すると、Ｘ信号とＹ信号を直交合成してＣ１信号とＣ２信号を生成する条件から、ｂ（ｔ）は、下記数１から求められる。尚、Ｃ１信号とＣ２信号の包絡線振幅は、簡単のため１とした。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　尚、本発明に係わるシレー送信機の説明において、しばしば言及するので、図１８に示す、第２種シレー終段電力増幅部６１０について定義しておくと、第２種シレー終段電力増幅部６１０は、Ｘ信号とＹ信号を入力信号とし、Ｘ信号とＹ信号を４端子回路網によって、Ｃ１信号とＣ２信号に変換し、Ｃ１信号を電力増幅器６１に入力し、Ｃ２信号を電力増幅器６２に入力し、電力増幅器６１の出力と電力増幅器６２の出力とを電力合成回路７０で合成して、出力にＳｉ信号を電力増幅して出力信号Ｓｏを得る、シレー送信機の終段部である。
　次に、支援信号（Ｙ信号）を、ベースバンド処理回路で作り出すタイプのシレー送信機４０２について、図１９（ａ）により、説明する。このシレー送信機４０２は、高周波支援信号（Ｙ信号）を、直交信号生成回路７００によって高周波回路演算を行う代わりに、１組のベースバンド支援信号（Ｉｙ／Ｑｙ）をベースバンド処理回路によって求める。シレー送信機４０２は、１組のベースバンド変調信号（Ｉ／Ｑ）を入力信号とし、１組のベースバンド変調信号（Ｉｘ／Ｑｘ）および１組のベースバンド支援信号（Ｉｙ／Ｑｙ）を出力するベースバンド支援信号生成部６５０と、ベースバンド支援信号生成部６５０の出力信号を入力信号とし、第１の定包絡線信号（Ｃ１信号）および第２の定包絡線信号（Ｃ２信号）を出力するベースバンド信号／高周波信号変換部６３０と、Ｃ１信号およびＣ２信号を入力信号とし、シレー送信機の出力信号（Ｓｏ）を出力する第１種シレー終段電力増幅部６００から構成される。ベースバンド信号／高周波信号変換部６３０は、入力する１組のベースバンド変調信号（Ｉｘ／Ｑｘ）を直交変調して、高周波変調信号（Ｘ信号）を出力する第１の直交変調器９１と、入力する１組のベースバンド支援信号（Ｉｙ／Ｑｙ）を直交変調して、高周波支援信号（Ｙ信号）を出力する第２の直交変調器９２と、Ｘ信号とＹ信号を入力信号とし、第１の定包絡線信号（Ｃ１信号）および第２の定包絡線信号（Ｃ２信号）を出力する。
　図１９（ｂ）に示すシレー送信機４０２は、図１９（ａ）に示すシレー送信機４０２におけるベースバンド信号／高周波信号変換部６３０を、同一機能の等価回路で置き換えた送信機である。前記等価回路をベースバンド信号／高周波信号変換部６３５とすると、ベースバンド信号／高周波信号変換部６３５は、２組のベースバンド変調信号（Ｉｘ／Ｑｘ）およびベースバンド支援信号（Ｉｙ／Ｑｙ）とを入力信号とし、Ｃ１信号のベースバンド信号である第１のベースバンド定包絡線信号（Ｉ１／Ｑ１）および第２のベースバンド定包絡線信号（Ｉ２／Ｑ２）を出力する等価ベースバンド４端子回路網６４０と、第１のベースバンド定包連線信号（Ｉ１／Ｑ１）を直交変調して第１の定包絡線信号（Ｃ１信号）を出力する第１の直交変調器９１および第２のベースバンド定包連線信号（Ｉ２／Ｑ２）を直交変調して第２の定包絡線信号（Ｃ１信号）を出力する第２の直交変調器９２とから構成される。
　尚、本発明に係わるシレー送信機の説明において、しばしば言及するので、図１９に示す、第３種シレー終段電力増幅部６２０について定義しておくと、第３種シレー終段電力増幅部６２０は、２組のベースバンド変調信号（Ｉｘ／Ｑｘ）およびベースバンド支援信号（Ｉｙ／Ｑｙ）とを入力信号とし、前記ベースバンド変調信号（Ｉｘ／Ｑｘ）を直交変調した信号である高周波変調信号（Ｓｉ）を電力増幅した出力信号（Ｓｏ）を得る、シレー送信機の終段電力増幅部６２０である。
　次に、シレー送信機４０１およびシレー送信機４０２の問題点について説明する。その問題点とは、シレー送信機４０１またはシレー送信機４０２においては、送信機の良さの指標となる帯域外漏洩電力特性（または、ＰＳＤ特性）を満足させることが難しいことである。この問題を解決する技術が、例えば特許文献３に開示されているが、先ずは、問題点の背景から説明する。
　上記問題は、シレー送信機４０１とシレー送信機４０２に共通なので、シレー送信機４０１を示した図１８に則して説明する。この図において、直交信号生成回路７００の出力点をｐ１とし、電力合成回路７０の出力点をｐ２とし、点ｐ１から電力増幅器６１を経由して点ｐ２に至る経路を第１の経路とし、点ｐ１から電力増幅器６２を経由して点ｐ２に至る経路を第２の経路とすると、電力増幅器６１によって電力増幅されるＹ信号と電力増幅器６２によって電力増幅されるＹ信号とを点ｐ２で完全に相殺するには、第１の経路の周波数利得特性と第２の経路の周波数利得特性を完全に一致させ、２つの経路の位相差を、１８０度とする必要がある。１８０度の位相差は、通常、点ｐ１から２つの出力点に至る２つの経路の経路長差を１／２波長とすることによって実現されるが、１／２波長線路によって、広い帯域に亘って１８０度の位相差を保つことは困難な場合がある。また、比較的大きな電力を出力する送信機にあっては、電力増幅器６１と電力増幅器６２の特性を、環境温度の変化があっても一致させることも現実には相当程度難しいことである。特に、この発明が主に使用される移動無線用のマイクロ波帯では、このことが顕著である。
　図２０は、第１の経路と第２の経路の伝送特性の違いに応じて、帯域外漏洩電力スペクトルがどのように変わるかを知るために行ったシミュレーションの結果を示した図である。尚、シミュレーションは、これまでと同様に標準モデルで行った。ｃ９１は、「ＰＳＤマスク」を示す。ｃ９２は、Ｙ信号の大きさを示すために、参考までに電力増幅器６１の出力点におけるＹ信号のスペクトルを示したものである。ｃ９２、ｃ９３およびｃ９４の３本の曲線は、それぞれ、第１の経路と第２の経路の利得差が、それぞれ０．８ｄＢ，０．４ｄＢおよび０．２ｄＢの場合のＰＳＤ特性を示したものである。尚、前記３つの利得差は、位相偏差に換算すると、それぞれ、５．５度、２．７度および１．３度となる。この図は、「ＰＳＤマスク」以下のＰＳＤ特性を達成するためには、利得差を０．２ｄＢ以下または位相偏差を１．３度以下とする必要があることを示している。通常「ＰＳＤマスク」規格は、広い環境温度の変化に対しても守る必要があるので、この例で示した規格を満足するのは極めて困難である。
　特許文献４は、ＥＴ送信機において、包絡線信号の速い変化に対して包絡線追跡電源が高速で適応する能動的制御技術を開示している。また、シレー送信機の課題である、第１の経路と第２の経路の利得差を所定の値以下にするための技術については、シレー送信機の出力の１部をフィードバックし、第１の経路と第２の経路の利得を制御する技術が文献３に開示されている。
ＵＳ　Ｐａｔｅｎｔ　Ｎｏ．ＵＳ　６，２５６，４８２　Ｂ２，Ｊｕｌ．３，２００１ ＵＳ　Ｐａｔｅｎｔ　Ｎｏ．ＵＳ　５，２８７，０６９，Ｆｅｂ．１５，１９９４ ＵＳ　Ｐａｔｅｎｔ　Ｎｏ．ＵＳ　６，６３３，２００　Ｂ２，Ｏｃｔ．１４，２００３ 特表２００５−５１３９４３、平成２２年４月２日公開
　上記のように、従来技術に係わるＥＴ送信機２００（図１３）においては、電力増幅器６０の包絡線追跡電源出力（Ｖ２）を生成する包絡線追跡電源部２１０の遮断周波数が低くなるに従って、または高周波変調信号Ｓｉの帯域幅が広くなるに従って、高周波変調信号Ｓｉの包絡線の速い変化に駆動電源電圧が追随できなくなり、送信機の重要な性能指標である平均電力効率が低下するという問題がある。特許文献４は、この問題を解決するために、直流変換部をＤＣ／ＤＣ変換器で構成し、ＤＣ／ＤＣ変換器の出力の離散的値の数と閾値とを、包絡線の大きさに応じて適応的に変化させることによって、電力効率の低下を抑える技術を開示しているが、能動的な制御回路が必要になる。
　他の従来技術であるシレー送信機４０１（図１８）または４０２（図１９）においては、電力増幅器６１の出力電力と電力増幅器６２の出力電力を等しくできないと、帯域外漏洩電力量が増えるという問題がある。特許文献３は、上記問題を解決するため、シレー送信機の出力の１部をフィードバックし、電力増幅器６１の前段と電力増幅器６１の前段の利得を制御することによって、帯域外漏洩電力を減らす技術を開示しているが。特許文献４と同様に、能動的制御回路が必要になる。
　本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、高周波変調信号（Ｓｉ）の包絡線の速い変化に、包絡線追跡電源が充分に追従できない場合でも、平均電力効率を低下させない包絡線追跡型送信機を提供することにある。
本発明は、前記課題を解決するために、１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を入力し、出力に第１の変動包絡線信号（Ｄ１信号）および第２の変動包絡線信号（Ｄ２信号）を出力する信号成分分離部５００と、
　上記第１の変動包絡線信号（Ｄ１信号）を入力し、電力増幅する第１の電力増幅器５１と、
　上記第２の変動包絡線信号（Ｄ２信号）を入力し、電力増幅する第２の電力増幅器５２と，
　第１の電力増幅器５１の出力と第２の電力増幅器５２の出力とを電力合成して出力する電力合成回路７２とから構成されるシレー送信機であって、
　１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）、または、前記１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を直交変調して得られる高周波変調信号（Ｓｉ信号）を包絡線検出部（２０）に入力して、該１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）、または、該高周波変調信号（Ｓｉ信号）の包絡線信号（Ｅ信号）を検出して出力し、
　上記包絡線信号（Ｅ信号）を直流変換部４０で電力増幅して直流変換信号（Ｖ３）を出力し、
　上記直流変換信号（Ｖ３）を第１の低域通過ろ波部３１に入力して、前記直流変換信号（Ｖ３）に含まれる高域周波数成分を減衰させて包絡線追跡電源出力（Ｖ４）を出力し、該包絡線追跡電源出力（Ｖ４）を第１の電力増幅器５１と第２の電力増幅器５２の共通の駆動電源電圧（ｖ４）として供給し、
　上記高周波変調信号（Ｓｉ信号）を一定時間遅延させた信号である高周波変調信号（Ａ信号）に対して９０度の位相差のある支援信号（Ｂ信号）を合成して前記第１の変動包絡線信号（Ｄ１信号）とし、
　前記高周波変調信号（Ａ信号）に対して−９０度の位相差のある前記支援信号（Ｂ信号）を合成して前記第２の変動包絡線信号（Ｄ２信号）とし、
　前記信号成分分離部５００において、前記支援信号（Ｂ信号）の振幅を時間的に変化する前記駆動電源電圧（ｖ４）に追随して変化させて、
　第１の電力増幅器５１に入力する第１の変動包絡線信号（Ｄ１信号）の振幅および第２の電力増幅器５２に入力する第２の変動包絡線信号（Ｄ２信号）の振幅を第１の電力増幅器５１と第２の電力増幅器５２の時間的に変化する飽和点入力振幅に追随して一致させたことを特徴とする。
　本発明に関わる包絡線追跡型シレー電力増幅器では、従来技術に関わるＥＴ送信機が、電力増幅器に入力する高周波変調信号（Ｓｉ）の包絡線に高速度で追随する包絡線追跡電源を必要とするのに対して、シレー送信機の２つの電力増幅器に入力する信号の包絡線を、低速度で変動する追跡駆動電圧に、追随させるので、高速度で追随する包絡線追跡電源を必要とせずに、電力効率の低下を抑えられる。また、従来技術に係わるシレー送信機においては、２つの電力増幅器の利得差に起因する帯域外漏洩電力を小さくするために、送信機の出力の一部をフィードバックする能動的制御技術を必要とするのに対して、本発明に関わる包絡線追跡型シレー電力増幅器では、特別な制御技術を用いなくても、帯域外漏洩電力を小さくすることが可能となる。
[規則91に基づく訂正 18.10.2011]　
　図１は、本発明の包絡線追跡型シレー送信機１００の構成を示す図である。
　図２は、包絡線追跡型送信機の追跡駆動電圧波形を示す図である。
　図３は、本発明の包絡線追跡型シレー送信機１０１の構成を、高周波支援信号生成部５１０に重点をおいて説明するための図である。
　図４は、支援信号（Ｂ信号）として、１次近似解を用いた包絡線追跡型シレー送信機１０１のＰＳＤ特性を示す図である。パラメータは、バックオフ比である。
　図５は、２次補正信号生成部６５を付加した支援信号生成部８０の構成を示す図である。
　図６は、支援信号生成部８０の近似解に応じたＰＳＤ特性を示す図である。
　図７は、本発明の包絡線追跡型シレー送信機１０１において、第１と第２の経路に利得差がある場合のＰＳＤ特性を示す図である。
　図８は、本発明の包絡線追跡型シレー送信機１０２の構成を、ベースバンド支援信号生成部５２０に重点をおいてに説明するための図である。
　図９は、本発明の包絡線追跡型シレー送信機１０３の構成を示す図である。
　図１０は、本発明の包絡線追跡型シレー送信機１０３における、直流変換部４１の効果を表すためのＰＳＤ特性を示す図である。
　図１１は、本発明の包絡線追跡型シレー送信機１０４の構成を示す図である。
　図１２は、包絡線追跡型シレー送信機１０４における、矩形波乗算回路８５の効果を表すためのＰＳＤ特性を示す図である。
　図１３は、従来技術に係る包絡線追跡（ＥＴ）送信機２００の構成を示す図である。
　図１４（ａ）は、駆動電圧が一定の場合の送信機の電力効率を説明するための図である。
　図１４（ｂ）は、駆動電圧を、高周波変調信号の包絡線に追随させたＥＴ送信機の電力効率を説明するための図である。
　図１５は、ＥＴ送信機の駆動電圧が理想的な場合の波形（ｃ８４）と、包絡線追跡電源の低域通過ろ波部３０によって帯域制限を受けた場合の波形（ｃ８５）を示す図である。
　図１６は、包絡線追跡電源部２１０の遮断周波数ｆ１をパラメータとするＥＴ送信機２００のＰＳＤ特性を示す図である。
　図１７（ａ）は、従来技術に係る送信機３００の構成を示す図である。
　図１７（ｂ）は、従来技術に関わるシレー送信機４００の構成を示す図である。
　図１７の１は、送信機３００における電力増幅器６０の入力における高周波変調信号の波形を示す図である。
　図１７の２と図１７の３は、シレー送信機４００における２つの定包絡線信号の波形を示す図である。
　図１７の４は、シレー送信機４００における出力信号の波形を示す図である。
　図１８は、従来技術に関わるシレー送信機４０１の構成を示す図である。
　図１９は、従来技術に関わるシレー送信機４０２の構成を示す図である。
　図２０は、シレー送信機４０１または、シレー送信機４０２において、第１と第２の経路に利得差があった場合のＰＳＤ特性を示す図である。
　以下、本発明を実施するための実施例について、図面を参照して詳しく説明する。
　実施例１は、包絡線追跡型シレー送信機１００（図１）に関する。包絡線追跡型シレー送信機１００は、次の７つの構成要素から成り立つ。
（１）１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を入力し、出力に第１の変動包絡線信号（Ｄ１信号）および第２の変動包絡線信号（Ｄ２信号）を出力する信号成分分離部５００
（２）上記第１の変動包絡線信号（Ｄ１信号）を入力し、電力増幅する第１の電力増幅器５１と上記第２の変動包絡線信号（Ｄ２信号）を入力し、電力増幅する第２の電力増幅器５２
（３）第１の電力増幅器５１の出力と第２の電力増幅器５２の出力とを電力合成して出力する電力合成回路７２
（４）１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）、または、前記１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を直交変調して得られる高周波変調信号（Ｓｉ信号）を入力して、該１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）、または、該高周波変調信号（Ｓｉ信号）の包絡線信号（Ｅ信号）を検出して出力する包絡線検出部２０
（５）上記包絡線信号（Ｅ信号）を電力増幅して直流変換信号（Ｖ３）を出力する直流変換部４０
（６）上記直流変換信号（Ｖ３）を入力して、前記直流変換信号（Ｖ３）に含まれる高域周波数成分を減衰させて、第１の電力増幅器５１および第２の電力増幅器５２の駆動電源として、包絡線追跡電源出力（Ｖ４）を出力する第１の低域通過ろ波部３１
（７）第１の低域通過ろ波部（３１）と低域通過ろ波特性が等しい、第２の低域通過ろ波部３２
　本発明に係わる包絡線追跡型シレー送信機１００の特徴は、包絡線追跡電源の包絡線追跡速度が遅い（従って、包絡線追跡電源部の遮断周波数が、通常のＥＴ送信機に要求される値よりは小さい）包絡線追跡電源（このような電源を“低速電源”と呼ぶこととする）を、シレー送信機の２つの電力増幅器５１と電力増幅器５２の共通の駆動電源として使用することである。
　従来のＥＴ送信機２００に、“低速電源”を適用すると、既に説明したように、ＥＴ送信機としての電力効率が低下する。それに対して“低速電源”をシレー送信機に適用した場合には、２つの電力増幅器５１と電力増幅器５２に入力する高周波変調信号（Ａ信号）の入力振幅が前記２つの電力増幅器５１と電力増幅器５２の飽和動作点振幅よりも低くても、支援信号（Ｂ信号）によって、Ａ信号とＢ信号を直交して合成した信号であるＤ１信号とＤ２信号の入力振幅を、飽和点入力振幅まで引き上げることによって、２つの電力増幅器５１と電力増幅器５２を、飽和動作点で動作させるため、電力効率の低下がない。
　“低速電源”をシレー送信機に適用するには、新たな課題を生むので、その課題を解決する必要がある。その課題とは、従来のシレー送信機にあっては、支援信号（Ｂ信号）の包絡線ｙ（ｔ）は、高周波変調信号（Ａ信号）の包絡線ｘ（ｔ）の１変数関数として、例えば、数１から求めたのに対して、包絡線追跡型シレー送信機では、高周波変調信号（Ａ信号）の包絡線ｘ（ｔ）と、低速度で変動する駆動電源電圧ｖ４（ｔ）の２変数関数として求めるという課題である。この課題は、後述するように、Ｄ１信号とＤ２信号の電力増幅器５１と電力増幅器５２への入力レベルを、電力増幅器５１と電力増幅器５２の変動する駆動電源電圧ｖ４（ｔ）に比例して変動する飽和動作点レベルに追随して一致させる必要があることである。この場合、後述するように、Ｂ信号のみを時間的に変化する駆動電源電圧（ｖ４）に追随制御しているが、これはＡ信号を制御すると歪み（ＰＳＤ特性の劣化）が発生するためである。Ｂ信号のみを制御することで、ＰＳＤ特性の劣化を抑える方法は、従来のシレー送信機でも同様であるが、本発明の特徴ある方法のひとつである。
包絡線追跡電源出力（Ｖ４）は、直線変換部４０（遅延時間をτ１とする）と第１の低域通過ろ波部３１（遅延時間をτ２とする）によって、時間（τ１＋τ２）だけ遅れた信号で、時間τ１は、相当程度大きな値となる（マイクロ波帯の送信出力１００Ｗ級の包絡線追跡型電源の典型的例では、数１０ナノ秒となる）ので、大きく遅れた信号ｖ４（ｔ）から支援信号（Ｂ信号）の包絡線ｙ（ｔ）を求めることは不可能である。τ２の典型的値は、第１の低域通過ろ波部３１の遮断周波数ｆ１を１０ＭＨｚとすると、約１０ナノ秒である。
　シミュレーションに使う標準モデル（８波のＱＰＳＫ信号）の高周波帯域幅（２ｆｏ）を、２０ＭＨｚとしたときの、包絡線ｘ（ｔ）を、時間τ２だけ遅らせた包絡線ｘ（ｔ−τ２）を、−０．２ミリ秒から＋０．２ミリ秒までの短い区間で示すと、図２のｃ１１のようになる。併せて、ＬＰＦ２の出力信号ｘ１（ｔ−τ２）を示すと、ｃ１２となる。ｃ１３は、ｘ１（ｔ−τ２）を時間τ２だけ進ませたｘ１（ｔ）、ｃ１４は、ｘ１（ｔ−τ２）を１．４倍した信号で、１．４は、後で説明するβの値である。
　本発明では、大きく遅れた信号ｖ４（ｔ）から支援信号（Ｂ信号）の包絡線ｙ（ｔ）を求めることは不可能であるという問題を解決するために、第１の低域通過ろ波部３１（ＬＰＦ１）の低域通過ろ波特性と同じろ波特性をもった（従って、遅延時間も等しい）第２の低域ろ波部３２（ＬＰＦ２）に包絡線信号（Ｅ信号）を入力し、ＬＰＦ２の出力に、相似形駆動電圧Ｖ５を作り出す（相似形と形容した理由は、後で述べる）。Ａ信号の包絡線信号（Ｅ信号）の瞬時値をｘ（ｔ）とすると、Ｅ信号を第２の低域通過ろ波部３２に入力した出力信号である、相似形駆動電圧Ｖ５の瞬時値は、ｘ１（ｔ−τ２）と表すことができる（ＬＰＦ１と同じ時間τ２の遅延があることを表している）。包絡線追跡電源出力（Ｖ４）は、直線変換部４０と第１の低域通過ろ波部３１によって、（τ１＋τ２）の遅延を与えられて出力される信号であるため、包絡線追跡電源出力（Ｖ４）の瞬時値ｖ４（ｔ）は、ｘ１（ｔ−τ１−τ２）に比例する。
　上記から、瞬時値が、ｘ１（ｔ−τ２）に比例する相似形駆動電圧Ｖ５は、瞬時値が、ｘ１（ｔ−τ１−τ２）に比例する信号包絡線追跡電源出力（Ｖ４）を、時間τ１だけ進めたものなので、支援信号（Ｂ信号）の包絡線ｙ（ｔ）を演算するための、１つの変数として使うことが可能となる。Ｅ信号を時間τ２遅らせた信号（瞬時値ｘ（ｔ−τ２））とＢ信号の包絡線ｙ（ｔ）を時間τ２送らせた信号（瞬時値ｙ（ｔ−τ２））を、それぞれ９０度および−９０度の位相差で合成した信号であるＤ１信号とＤ２信号の包絡線を、相似形駆動電圧Ｖ５（瞬時値は、βｘ１（ｔ−τ２）、βは比例定数）に一致させる条件から、次の数２が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 数２から、ｙ（ｔ−τ２）を求めると、次式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 数３の意味するところは、支援信号（Ｂ信号）の包絡線ｙ（ｔ）は、相似形駆動電圧出力（Ｖ５）の瞬時値ｖ５の自乗と、包絡線信号（Ｅ信号）の瞬時値ｖ１の自乗との差の平方根として演算できることである。
　次に、数３に従って、Ｂ信号を生成すれば、Ｄ１信号とＤ２信号の包絡線を、変動する駆動電源出力（ｖ４）に、追随して比例できることについて検証する。Ａ信号とＢ信号を、それぞれ時間の関数ａ（ｔ）およびｂ（ｔ）とすると、それらは次の式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 ここに、ωおよびφ（ｔ）は、高周波変調信号（Ａ信号）の、それぞれキャリア角周波数および瞬時位相である。
数５の意味するところは、Ｂ信号は、Ａ信号の包絡線ｘ（ｔ）をｙ（ｔ）と置換することによって作られる、ということであるが、具体的作り方については、実施例２で説明する。
Ｄ１信号とＤ２信号を、それぞれ、ｄ１（ｔ）およびｄ２（ｔ）で表すと、それらは、次の式で表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 数６と数７から、ｄ１（ｔ）とｄ２（ｔ）の包絡線を求めてみると、次式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 数８の意味するところは、Ａ信号とＢ信号とを、それぞれ９０度および−９０度の位相差で合成することによって作ったＤ１信号とＤ２信号の包絡線は、相似形駆動電圧ｘ１（ｔ）に比例することである。
　ｘ１（ｔ）は、遅延時間差を除いて、電力増幅器５１と電力増幅器５２の駆動電源電圧ｖ４（ｔ）に比例するので、結局のところ、Ｄ１信号とＤ２信号の電力増幅器５１と電力増幅器５２への入力振幅は、電力増幅器５１と電力増幅器５２の駆動電源電圧ｖ４（ｔ）に比例する飽和動作点振幅に一致し、電力増幅器５１と電力増幅器５２は常に最大電力効率で動作する。“低速電源”を用いた包絡線追跡型シレー送信機１００は、“低速電源”を用いたＥＴ送信機よりも平均電力効率の劣化が少なくなる。
[規則91に基づく訂正 18.10.2011]　　
　実施例２は、支援信号（Ｂ信号）を、高周波回路演算によって求めるタイプの、包絡線追跡型シレー送信機１０１に関するもので、図３を使って説明する。包絡線追跡型シレー送信機１０１は、次の６つの構成要素から成り立つ。
（１）１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を入力し、直交変調して、高周波変調信号（Ｓｉ信号）を出力する直交変調部９５
（２）高周波変調信号（Ｓｉ信号）を入力信号とし、
出力に、高周波変調信号（Ｓｉ）信号を所定時間遅延させた信号である高周波変調信号（Ａ信号）および支援信号（Ｂ信号）を出力する高周波支援信号生成部５１０
（３）高周波変調信号（Ａ信号）および高周波支援信号（Ｂ信号）の２つの信号を入力し、
送信機出力信号（Ｓｏ）を出力する、第２種シレー終段電力増幅部６１５
（４）１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）、または、高周波変調信号（Ｓｉ信号）を入力し、１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）、または、高周波変調信号（Ｓｉ信号）を、包絡線検出部２０に入力し、その出力信号である包絡線信号（Ｅ信号）を、第２の低域通過ろ波部３２に入力し、その出力を、相似形駆動電圧出力（Ｖ５）として出力する、相似形駆動電圧生成部７２０
（５）包絡線信号（Ｅ信号）を直流増幅して直流変換信号（Ｖ３）を出力ずる、直流変換部４０
（６）直流変換信号（Ｖ３）を入力して、直流変換信号（Ｖ３）に含まれる高域周波数成分を減衰させて包絡線追跡電源出力（Ｖ４）を出力し、包絡線追跡電源出力（Ｖ４）を、第２種シレー終段電力増幅部６１５の中にある第１の電力増幅器５１と第２の電力増幅器５２の共通の駆動電源電圧（ｖ４）として供給する、第１の低域通過ろ波部３１
　次に、本発明に係わる包絡線追跡型シレー送信機に固有の（従来のシレー送信機にはない）構成要素である、相似形駆動電圧生成部７２０および高周波支援信号生成部５１０の構成についてより詳しく説明する。高周波変調信号（Ｓｉ信号）を、次の数９で表すと、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Ｓｉ信号の包絡線信号（Ｅ信号）は、次のようにして求められる。先ず、ａ（ｔ）にａ（ｔ）の振幅変動を抑圧した信号で、次式で表せる振幅抑圧信号ａ０（ｔ）を乗じる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
ａ（ｔ）の振幅変動を抑圧した信号であるａ０（ｔ）は、例えば、ａ（ｔ）を振幅制限部（リミタ）に入力して、その出力として得られる。２ａ（ｔ）とａ０（ｔ）を乗じると、次の関係式が得られる。
Figure WO-DOC-MATHS-11
数１１は、２ａ（ｔ）・ａ０（ｔ）は、包絡線ｘ（ｔ）と、角周波数が、高周波変調信号（Ｓｉ）のキャリア角周波数ωの２倍である２ωの高周波成分から成り立つことを表している。従って、ａ（ｔ）にａ０（ｔ）を乗じた信号を、低域通過ろ波器または高域阻止ろ波器に通せば、包絡線ｘ（ｔ）を得ることができる。
　第２の低域通過ろ波部３２（ＬＰＦ２）は、第１の低域通過ろ波部３１（ＬＰＦ１）と低域通過ろ波特性を等しくするので、ＬＰＦ２の遅延時間は、ＬＰＦ１の遅延時間と同じτ２である。包絡線ｘ（ｔ）を、ＬＰＦ２に通した信号をｘ１（ｔ−τ２）と表すと、相似形駆動電圧生成部７２０の出力信号である、相似形駆動電圧出力（Ｖ５）の瞬時値ｖ５は、ｘ１（ｔ−τ２）で表せる。
　高周波支援信号生成部５１０は、高周波変調信号（Ｓｉ信号）を、所定時間遅延させて、出力に高周波変調信号（Ａ信号）を出力する遅延部１０と、高周波変調信号（Ａ信号）および相似形駆動電圧出力（Ｖ５）を入力して出力に、（後で説明する）包絡線変換信号（Ａ１信号）を出力する振幅制限器５５と、Ａ信号とＡ１信号とを入力して、出力に支援信号（Ｂ信号）を出力する、支援信号生成部８０とから構成される。
　次に、包絡線変換信号（Ａ１信号）の生成方法と、Ａ信号とＡ１信号からＢ信号を生成する支援信号生成部８０の構成について説明する。振幅制限器５５は、リミタとも呼ばれる回路で、入力高周波信号の包絡線が変動しても、出力に、包絡線の大きさが駆動電圧に比例する高周波信号を出力する。通常は、前記駆動電圧を一定にして使うことが多いので、出力する信号は、振幅が一定（リミタと呼ばれる所以）の定包絡線信号となる。本発明においては、振幅制限器５５を、ＬＰＦ２の出力である相似形駆動電圧出力（Ｖ５）（瞬時値は、ｘ１（ｔ−τ２））で駆動するので、振幅制限器５５の出力は変動包絡線信号となる。振幅制限器５５の入力信号であるＡ信号は、ベースバンド変調信号（Ｉ／Ｑ）を直交変調した信号である高周波変調信号（Ｓｉ）を、遅延部１０によって、τ２時間遅延した信号なので、次の数式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
前述したように、振幅制限器５５は、入力信号の包絡線ｘ（ｔ−τ２）を駆動電源電圧ｘ１（ｔ−τ２））に変換して出力するので、Ａ１信号は、次の数１３で表せる信号となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　支援信号（Ｂ信号）の包絡線ｙ（ｔ−τ２）は、Ａ信号の包絡線ｘ（ｔ−τ２）とＡ１信号の包絡線ｘ１（ｔ−τ２）を２つの変数とする、数３で表せる関数として求めるが、先ず数３において、ｔ−τ２をｔに置き換えて、ｙ（ｔ）をｘ（ｔ）とｘ１（ｔ）の関数として表すと、次の数１４となる。尚、今後、数式の表記を容易にするために、数３におけるβ２は、（１＋α２）と置き換える。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
数１４は、ｙ（ｔ）が、ｘ（ｔ）とｘ１（ｔ）の２つの時変数の関数である上、平方根処理を必要とする。従って、厳密に求めるのは、比較的難しい（特に高周波回路による場合）が、本発明は、新しい重要な局面の一つとして、数１４を近似的に解く方法を提供する。ｘ（ｔ）を略記してｘとし、同様にｘ１（ｔ）も、略記してｘ１とすると、数１４を、時変数ｘの関数ｙ（ｘ）と書き換え、ｘ＝ｘ１近傍で、テイラー展開し、３次以上の高次項を省略すると、次のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
ｙ（ｘ）の１次導関数ｙ（１）（ｘ）と２次導関数ｙ（２）（ｘ）は、それぞれ、−ｘ／ｙ（ｘ）および｛ｙ（ｘ）−ｙ（１）（ｘ）ｘ｝／ｙ（ｘ）２となるので、これらを数１５に代入すると、次の式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
 近似解１
　数１６において、（ｘ−ｘ１）に関する２次以上の項を無視した場合を、近似解１と定義すると、近似解１では、支援信号（Ｂ信号）の包絡線ｙ（ｘ）は、次式で表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
数式１７が、意味するところは、支援信号（Ｂ信号）の包絡線は、高周波変調信号（Ａ信号）の包絡線と包絡線変換信号（Ａ１信号）の包絡線とを線形結合したものである。
近似解２
　数１５または数１６に示されるように、ｙ（ｘ）として、２次の項まで含めた近似を行った場合は、２次の項の係数にｘ１の逆数が含まれるが、ｘ１の逆数を高速に演算できるデジタル信号処理回路を備えた送信機に適用することは不可能ではない。しかし、高周波回路演算によって実現するには、比較的複雑な高周波回路を必要とする。この問題を回避するため、数１６の（ｘ−ｘ１）に関する２次の項を、Ｃ２とすると、１／（２ｘ１）に比例する時変数であるＣ２の係数を長時間平均値に置き換えて、Ｃ２を次の近似式で近似する方法を近次解３と定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
ここに、Ｋ１は、１／（２ｘ１）の長時間平均値、または２ｘ１の長時間平均値の逆数である。１／（２ｘ１）の長時間平均値は、１／（２ｘ１）を低域通過ろ波器に入力して、その出力として得られる。同様に、２ｘ１の長時間平均値は、該低域通過ろ波器と遮断周波数が同じ低域通過ろ波器に２ｘ１を入力し、その出力として得られる。
　Ｃ２に０次の項と１次の項を加えると、Ｂ信号の包連絡線ｙ（ｔ）は、次の式で表される。
Figure WO-DOC-MATHS-19
近似解３
　近似解２と同様に、ｙ（ｘ）について、（ｘ−ｘ１）に関する２次の項を、次のように変形する近似法を近似解３と定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
ここに、Ｋ２は、｜ｘ−ｘ１｜の長時間平均値／（２ｘ１）の長時間平均値である。
近似解３の場合、支援信号Ｂの包絡線ｙ（ｘ）は、ｘ−ｘ１の正負に応じて、次のように書き換えたのと等価である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
ここに、ｋ１＝−１／α−Ｋ２（α＋１／α）／α２
　　　　ｋ２＝（α＋１／α）（１＋Ｋ２／α２）
　　　　ｋ３＝−１／α＋Ｋ２（α＋１／α）／α２
　　　　ｋ４＝（α＋１／α）（１−Ｋ２／α２）
近似解１の実施例
　この実施例は、支援信号（Ｂ信号）を、近似解１に基づいた高周波回路演算によって比較的簡単に生成する方法と、支援信号生成回路８０の構成について説明する。数１７の両辺に、数１０で表せる振幅抑圧信号ａ０（ｔ）を乗じると、次式が得られる。尚、Ｂ信号の包絡線は、数１７では、ｘの関数として表しているが、ここでは、ｔの関数として表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
数２２が意味するところは、Ｂ信号（左辺）は、Ａ信号（右辺第１項）とＡ１信号（右辺第２項）を線形結合したものである。従って、近似解１を適用する場合の支援信号生成回路８０は、Ａ信号を（−１／α）倍した信号とＡ１信号を（α＋１／α）倍した信号とを合成回路で合成してＢ信号として出力する回路となる。このような簡単な回路を使った場合でも、包絡線追跡型シレー送信機１０１のＰＳＤ特性と平均電力効率は、Ｂ信号の包絡線ｙ（ｔ）を厳密に演算した場合に比べて、比較的小さな劣化で済むことを、シミュレーションによって確認したので、その結果を、図４を使って説明する。
　図４は、支援信号生成回路８０を近似解１に基づいて構成した場合の包絡線追跡型シレー送信機１０１のＰＳＤ特性を示したもので、シミュレーションの条件は、次の通りである。高周波変調信号（Ｓｉ）は、標準モデル（８波のＱＰＳＫ変調信号）、電力増幅器５１と電力増幅器５２は、Ｂ級増幅器、ＬＰＦ１の遮断周波数はｆｏ（従って包絡線追跡電源としては、“低速度電源”に属する）。５本の曲線は、上から順に、ｃ２１、ｃ２２、ｃ２３、ｃ２４およびｃ２５とすると、ｃ２１からｃ２４までは、それぞれ、バックオフ比（入力信号の飽和動作点振幅に対する相対振幅比）、１、０．９８，０．９６，０．９４の場合、ｃ２５は、ｙ（ｔ）を厳密に演算した場合、ｃ２０は、ＰＳＤマスクの例である。この図は、支援信号Ｂを１次近似した近似解１に基づいて構成した場合であっても、例えば移動通信用の基地局に要求される比較的厳格なＰＳＤ特性を得ることが可能で、バックオフ比を変えれば、ＰＳＤ特性を更に改善できることを示している。前記４つのバックオフ比に対応する、相対平均電力効率（平均電力効率に対するバックオフ比１の場合の平均電力効率）をシミュレーションによって求めた結果は、それぞれ、９９．８％、９８．９％、９７．５％および９５．８％である。この結果は、簡単な１次近似であっても、平均電力効率を僅かに犠牲にすれば、比較的良好なＰＳＤ特性が得られることを示している。
近似解２の実施例
　この実施例は、支援信号（Ｂ信号）を高周波回路を近似解２に基づいて高周波回路演算によって比較的簡単に生成する方法と、支援信号生成回路８０の具体的な構成について説明する。数１９の両辺に、数１０で表せる振幅抑圧信号ａ０（ｔ）を乗じると、Ｂ信号を表す次式が得られる。
Figure WO-DOC-MATHS-23
ここに、ｃｏｓ｛・｝は、ｃｏｓ｛ωｔ＋φ（ｔ）｝を略記したものである。
　図５は、数２３で表せる支援信号（Ｂ信号）を求める支援信号生成回路８０の構成例を示した図である。この回路は、次の３つの構成要素から成り立っている。
（１）Ａ信号と包絡線変換信号（Ａ１信号）を入力信号とし、支援信号（Ｂ信号）の１次項Ｃ１および支援信号（Ｂ信号）の０次項と１次項の和Ｃ０＋Ｃ１を出力する１次近似支援信号生成部６０１
（２）Ａ信号と、Ｂ信号の１次項Ｃ１を入力信号とし、支援信号Ｂの２次項Ｃ２を出力する２次補正信号生成回路６５
（３）Ｂ信号の０次項と１次項の和Ｃ０＋Ｃ１と、２次補正信号生成部６５の出力であるＢ信号の２次項Ｃ２とを入力して、それらの合成信号であるＢ信号を出力する合成回路６０７
　２次補正信号生成回路６５の構成を更に説明すると、入力信号のひとつであるＡ信号を振幅制限器６０２に通して、その包絡線を抑圧した信号である振幅抑圧信号ａ０（ｔ）とＢ信号の１次項Ｃ１とを乗算器６０３で乗算すると、次の出力を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
上記出力信号を低域通過ろ波部６０４に通すと、角周波数が２ωである成分が除去されて出力に、Ｂ信号の１次項Ｃ１の包絡線｛ｘ（ｔ）−ｘ１（ｔ）｝が得られる。前記信号と、１次補正信号Ｃ１とを、乗算器６０６で乗算すると、出力に次の式で表せるＢ信号の２次項Ｃ２を得る（点線で表記した正負判定器６０５については、近次解４の実施例で説明する）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　近似解２に基づいた包絡線追跡型シレー送信機１０１のＰＳＤ特性を、シミュレーションによって求めた結果を図６のｃ３２に示す（シミュレーション条件は、図４を求めたときと同じである）。ｃ３１は、近似解１の場合（従って、図４のｃ２１と同じ）で、ｃ３１とｃ３２とを比較すれば、２次の項を含めることによるＰＳＤ特性の改善効果は、１０ｄＢ以上あることを示している。尚、ｃ３３、ｃ３４およびｃ３５は、後の実施例の中で説明する。
近似解３の実施例
　この実施例では、支援信号（Ｂ信号）を、近似解３に基づいて生成する場合の支援信号生成回路８０（図５）の構成について説明する。近似解３（数２０）では、近似解２における２次補正信号生成回路６５の低域通過ろ波部６０４と乗算器６０６との間に低域通過ろ波部６０４の出力信号の正負を判定する正負判定回路６０５を挿入する。正負判定回路６０５の出力は、ｘ（ｔ）がｘ１（ｔ）よりも大きいとき１、ｘ（ｔ）がｘ１（ｔ）よりも小さいとき−１とすると、正負判定回路６０５の出力とＢ信号の１次項Ｃ１とを、乗算器６０６で乗算すると、その出力に、ｘ（ｔ）とｘ１（ｔ）の差の絶対値を包絡線とする、次式で表せるＢ信号の２次補正信号が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　近似解３を適用した包絡線追跡型シレー送信機１０１のＰＳＤ特性をシミュレーション（条件は、図４の場合と同じ）で求めた結果を示すと、図６のｃ３３となる。この図は、近似解３によれば、帯域外漏洩電力密度が−７０ｄＢｃ以下という良好なＰＳＤ特性が得られることを示している。
　以上、従来技術に係わるＥＴ送信機２００が、電力増幅器６０に入力する高周波変調信号（Ｓｉ）の“包絡線に、包絡線追跡電源出力（Ｖ２）を高速度で追随させる必要があったのに対して、本発明に係わる包絡線追跡型シレー送信機１０１では、２つの電力増幅器５１と５２に入力する第１の変動包絡線信号（Ｄ１信号）と第２の変動包絡線信号（Ｄ１信号）の包絡線を、”低速度“で変動する包絡線追跡電源出力（Ｖ４）に、追随させる方法について、具体的に説明した。”低速度“包絡線追跡電源を使えるようにした、第１の利点は、平均電力効率を改善することにあるが、第２の利点を生むことにもなる。第２の利点とは、従来技術に関わるシレー送信機においては、Ｂ信号が分岐される前の点（ｐ１）から、該シレー送信機の出力点（ｐ２）までの２つの経路の利得差が大きくなると、帯域外漏洩電力が増大することは既に説明したが、帯域外漏洩電力は、Ｂ信号の電力に比例するので、包絡線追跡型シレー送信機１０１によって、駆動電源電圧を変動させれば、Ｂ信号の電力量を相当程度小さくできる。その結果として、帯域外漏洩電力量を大幅に減らせる、という利点が生まれる。
　図２０は、従来技術に関わるシレー送信機（従って、駆動電源電圧は一定）のＰＳＤ特性を、第１と第２の経路の利得差をパラメータにして描いた図であるが、図７は、本発明に関わる包絡線追跡型シレー送信機１０１（従って、駆動電源電圧を”低速度“で変動させた）のＰＳＤ特性を示したもので、ｃ４１は、ＰＳＤマスクの例、ｃ４２は、電力増幅器５１または５２の出力における、Ｂ信号（従って、シレー相殺を起こす前のＢ信号）のスペクトル図、ｃ４３，ｃ４４，ｃ４５は、それぞれ、０．８ｄＢ，０．４ｄＢおよび０．２ｄＢの利得差（２つの経路の伝送特性差）があった場合である。図２０を参照すると、既に説明したように、従来のシレー送信機では、ＰＳＤマスクを下回るには、利得差を０．２ｄＢ以下にする必要があって、実際には実現が困難である。それに対して、本発明に係わる包絡線追跡型シレー送信機１０１、１０２または１０３では、図７を参照すれば、ＰＳＤ特性をＰＳＤマスク以下とするには、利得差を０．８ｄＢ以下とすればよいこと示している。従来のシレー送信機にあって、ＰＳＤ特性を所定のＰＳＤマスク以下とすることが不可能な場合であっても、本発明に係わる包絡線追跡型シレー送信機によれば、実現可能となることを意味している。
[規則91に基づく訂正 18.10.2011]　
　実施例３は、包絡線追跡型シレー送信機１０２に関する。この送信機は、実施例２で説明した包絡線追跡型シレー送信機１０１が、支援信号（Ｂ信号）を、高周波変調信号（Ｓｉ）から生成したのに対して、本発明に係わる包絡線追跡型シレー送信機１０２では、ベースバンド支援信号（Ｉｂ／Ｑｂ）を、ベースバンド変調信号（Ｉ／Ｑ）から生成して、Ｂ信号は、ベースバンド支援信号（Ｉｂ／Ｑｂ）を直交変調することによって生成する点に特徴がある。
　包絡線追跡型シレー送信機１０２（図８）は、次の５つの要素から構成される。
（１）１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を入力し、出力に２組のベースバンド変調信号（Ｉａ／Ｑａ）およびベースバンド支援信号（Ｉｂ／Ｑｂ）を出力するベースバンド支援信号生成部５２０
（２）ベースバンド変調信号（Ｉａ／Ｑａ）およびベースバンド支援信号（Ｉｂ／Ｑｂ）を入力信号とし、送信機出力信号（Ｓｏ）を出力する、（図１９を使って定義した）第３種シレー終段電力増幅部６２５
（３）１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）、または、１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を直交変調した出力信号である高周波変調信号（Ｓｉ信号）を入力し、１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）、または、高周波変調信号（Ｓｉ信号）の包絡線信号（Ｅ信号）を包絡線検出部１２０に入力し、前記Ｅ信号を、第２の低域通過ろ波部３２に入力し、その出力を、相似形駆動電圧出力（Ｖ５）として出力する、相似形駆動電圧生成部７２０
（４）包絡線信号（Ｅ信号）を直流増幅して直流変換信号（Ｖ３）を出力ずる、直流変換部４０
（５）直流変換信号（Ｖ３）を入力して、直流変換信号（Ｖ３）に含まれる高域周波成分を減衰させて包絡線追跡電源出力（Ｖ４）を出力し、包絡線追跡電源出力（Ｖ４）を、第３種シレー終段電力増幅部６２５の中にある第１の電力増幅器５１と第２の電力増幅器５２の共通の駆動電源電圧（ｖ４）として供給する、第１の低域通過ろ波部３１
　ベースバンド変調信号（Ｉ／Ｑ）は、遅延部１１０で遅延（τ２）させ、ベースバンド変調信号（Ｉａ／Ｑａ）とする。包絡線検出部１２０は、入力するベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）、または、ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を直交変調した出力信号である高周波変調信号（Ｓｉ信号）から包絡線ｘ（ｔ）を検出して出力する。ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）と包絡線ｘ（ｔ）の関係は、次式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
ベースバンド支援信号生成部１８０は、第２の低域通過ろ波部３２の出力信号であるｘ１（ｔ−τ２）と、ベースバンド変調信号（Ｉａ／Ｑａ）の包絡線信号ｘ（ｔ−τ２）を２つの入力信号とし、数１４で与えられるｙ（ｔ）を演算し、次の式に従ってベースバンド支援信号（Ｉｂ／Ｑｂ）を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　包絡線信号ｘ（ｔ−τ２）は、次式に従って、ベースバンド変調信号（Ｉａ／Ｑａ）から求めても、包絡線検出部１２０の出力信号ｘ（ｔ）を、時間τ２遅延させた信号であってもよい。図８は、前者の場合を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
 近似解４とその実施例
　実施例２で説明した近似解１から３の方法は、ベースバンド支援信号生成部５２０にも適用可能なので、説明を省略するが、ベースバンド処理回路でのみ実施可能な近似法について、次に説明する。数１４で与えられる支援信号Ｂ（またはベースバンド支援信号Ｉｂ／Ｑｂ）の包絡線ｙ（ｘ，ｘ１）をデジタル信号処理によって求める方法を、近似解４と定義する。数１４には、平方根演算が含まれるが、デジタル信号処理回路を持つ送信機であれば、適用することは可能である。例えば、ｘに対応するアドレス１とｘ１に対応するアドレス２の２つのアドレスによって定まる位置のメモリーに、ｙ（ｘ，ｘ１）の値を記憶しておいて、２つの時変数ｘとｘ１とに応じて、ｙ（ｘ，ｘ１）の値を読み出す２次元参照表（Ｌｏｏｋ　Ｕｐ　Ｔａｂｌｅ、ＬＵＴ）方式が適用できる。図６のｃ３４は、近似解４の例として、ベースバンド支援信号Ｉｂ／Ｑｂを４ビットのデジタル演算によって求めた場合のＰＳＤ特性で、小さなビット数の演算でありながら、比較的良好なＰＳＤ特性を示している。その理由は、デジタル演算によって生成されたベースバンド支援信号Ｉｂ／Ｑｂには量子化誤差が含まれるが、電力増幅器５１の出力と電力増幅器５２の出力とで、前記誤差を含んだ支援信号（Ｂ信号）同士が相殺されるため、ＰＳＤ特性が劣化しない。尚、曲線ｃ３４が示すＰＳＤ特性の劣化は、電力増幅器５１および５２による非線形歪によるものである。
近似解５とその実施例
　数１４で与えられる支援信号（Ｂ信号）（または、ベースバンド支援信号Ｉｂ／Ｑｂ）の包絡線ｙ（ｘ）を、数１５、または数１６で表したように、（ｘ−ｘ１）に関する２次の項まで含ませる近似解を、近似解５と定義する。近似解５は、（ｘ−ｘ１）２の項の係数に含まれる、１／ｘ１を高速に演算することを意味するが、デジタル信号処理（例えば参照表（Ｌｏｏｋ　Ｕｐ　Ｔａｂｌｅ）方式）によれば求めることが可能である。通常、入力高周波変調信号Ｓｉの平均電力が変動する（例えば、移動通信に適用した場合、ユーザ数、チャネル数またはマルチキャリア数が変わる）ので、近似解５を適用する場合には、参照表として、広いダイナミックレンジに対応できるメモリー容量が必要となるので、既に説明した近似解１から３までの何れかを適用する方が、簡単で便利である。
　実施例４は、包絡線追跡型シレー送信機１０３（図９）に関する。包絡線追跡型シレー送信機１０３は、包絡線追跡型シレー送信機１００，１０１または１０２における第２の低域通過ろ波部３２の入力側に、第２の直流変換部４１を挿入する。更に、第２の直流変換部４１の直線特性を、第１の直流変換部４０の直線特性に一致させる。２つ直線特性を一致させることは、次のことを意味する。増幅器の「入力振幅」を横軸に、「出力振幅を該増幅器の電圧利得で割った相対出力振幅」を縦軸に描いた特性を、「相対入出力特性」と定義すると、第２の直流変換部４１の相対入出力特性と第１の直流変換部４１の相対入出力特性は、相似する。第１の直流変換部４０と第２の直流変換部４１が相似の関係にある具体的な例を挙げると、直流変換部４０を３ビットのＡ／Ｄ変換器で構成し、、第２直流変換部４１も同じビット数のＡ／Ｄ変換器で構成した場合である。
　第１の直流変換部４０の相対入出力特性と第２の直流変換部４１の相対入出力特性とを相似形にする理由は、相似形駆動電圧出力（Ｖ５）の瞬時値ｖ５（ｔ）と、包絡線追跡電源出力（Ｖ４）の瞬時値ｖ４（ｔ−τ２が、相似する必要があるからである。ところが、直流変換部４０が非直線特性を示すと、ｖ５（ｔ）に従って変わる、電力増幅器５１と電力増幅器５２への入力信号（Ｄ１信号とＤ２信号）の包絡線と、ｖ４（ｔ−τ２）に従って変わる電力増幅器５１と電力増幅器５２の飽和動作点振幅とが、一致しなくなるので、包絡線追跡型シレー送信機１００．１０１または１０２のＰＳＤ特性、または／および平均電力効率特性が劣化する。
　前記劣化の程度を、具体的に調べるために行ったシミュレーションの結果を図１０に示す。シミュレーションは、入力信号を標準モデル、電力増幅器５１と５２の利得差を０．８ｄＢとし、ＬＰＦ１とＬＰＦ２の遮断周波数は、共にｆｏとし（包絡線追跡電源としては、低速電源に属する）、直流変換部４０は、３ビットのＡ／Ｄ変換器として行ったもので、ｃ５２は、第２の直流変換部４１が線形増幅器の場合で、ｃ５３は、第２の直流変換部４１を、第１の直流変換部４０に相似させるため、第２の直流変換部４１としても、３ビットのＡ／Ｄ変換器を使った場合のＰＳＤ特性である。この図は、直流変換部４０が非直線特性を示すことによってＰＳＤ特性が劣化するという問題を、第２の低域通過ろ波部４１を設けることによって解決する例を示している。
[規則91に基づく訂正 18.10.2011]　
　実施例５は、包絡線追跡型シレー送信機１０４（図１１）に関する。包絡線追跡型シレー送信機１０４は、包絡線追跡型シレー送信機１０１（図３）または包絡線追跡型シレー送信機１０２（図８）における、キャリア周波数ｆｃ近傍のＰＳＤ特性を更に改善することを目的とする。包絡線追跡型シレー送信機１０４は、包絡線追跡型シレー送信機１０１における、高周波支援信号生成部５１０と第２種シレー終段電力増幅部６１の間を結ぶ支援信号（Ｂ信号）の経路に、矩形波乗算部８５を挿入する点に特徴がある。Ｂ信号に矩形波信号を乗じる理由は、Ｂ信号のキャリア周波数ｆｃ近傍の電力密度を下げることによって、２つの電力増幅器５１と５２の間に利得差があった場合でも、帯域外漏洩電力密度を、包絡線追跡型シレー送信機１０１よりも更に下げることである。
　矩形波乗算部８５は、入力する支援信号（Ｂ信号）に、矩形波信号を乗じて、拡散支援信号（Ｂ１信号）として出力する。周期Ｔの矩形波信号をｑ（ｔ）で表すと、次の有限級数で表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
ここに、ｐ＝４／π、Ω＝２π／Ｔで、ｍは整数である。
矩形波乗算部８５は、キャリア周波数ｆｃにスペクトルのピークをもつ支援信号（Ｂ信号）に対して、１／Ｔの奇数倍の周波数成分をもつ矩形波信号を乗じて、拡散支援信号（Ｂ１信号）として出力するので、拡散支援信号（Ｂ１信号）は、周波数がｆｃ±（２ｎ−１）／Ｔ（ｎは整数）でピークをもち、キャリア周波数ｆｃの近傍では、電力密度の低い信号となる。
　Ｂ信号をＢ１信号に変換したことによる効果を、図７を求めたときと同じシミュレーション条件で求めた図１２を使って説明する。図１２の線ｃ６２は、１／Ｔ＝８ｆｏとして、電力増幅器５１または５２の出力点におけるＢ１信号のスペクトルを示したもので、包絡線追跡型シレー送信機１０１のＢ信号のスペクトル（図７のｃ４２）と対比すると、キャリア周波数ｆｃの近傍の電力密度が約１５ｄＢ下がっていることを示している。ｃ６３，ｃ６４およびｃ６５は、それぞれ、電力増幅器５１と５２の利得差を、０．８ｄＢ，０．４ｄＢ、０．２ｄＢとした場合の、包絡線追跡型シレー送信機１０４のＰＳＤ特性で、図７に示したＰＳＤ特性と対比すると、キャリア周波数ｆｃ近傍のＰＳＤ特性を著しく改善していることを示している。包絡線追跡型シレー送信機１０４は、拡散支援信号（Ｂ１信号）のスペクトルのピークが、周波数ｆｃ±１／Ｔにあって、この周波数近傍のＰＳＤは、例えばｃ６１で示したＰＳＤマスクを超えるという問題がある。しかしながら、この問題は、周波数ｆｃ±１／Ｔで、ある程度の減衰がある（図１２の例では、約２０ｄＢ）、帯域通過ろ波器を、送信機の出力段に挿入し、周波数ｆｃ±１／Ｔ近傍のＰＳＤ特性が「ＰＳＤマスク」を下回るようにすれば解決できる。
　実施例５の特徴は、Ｂ信号に矩形波信号を乗じることによってＢ１信号に変換することにあるので、包絡線追跡型シレー送信機１０２（図８）にも適用可能である。このときは、次の２つの構成法がある。
（１）ベースバンド支援信号（Ｉｂ／Ｑｂ）を直交変調した出力信号であるＢ信号に矩形波を乗じて、Ｂ１信号とする。
（２）ベースバンド支援信号（Ｉｂ）に矩形波信号を乗じて、ベースバンド拡散支援信号（Ｉｂ１）とし、ベースバンド支援信号（Ｑｂ）に矩形波信号を乗じて、ベースバンド拡散支援信号（Ｑｂ１）とし、ベースバンド拡散支援信号（Ｉｂ１／Ｑｂ１）を直交変調して、出力に拡散支援信号Ｂ１信号を得る。
　従来よりも簡単な回路構成でありながら、電力効率がより高いため、移動通信システム、デジタル放送システム、衛星搭載システムなどにおける送信機として、幅広く適用できる。
[規則91に基づく訂正 18.10.2011]　
１０　　　　　　　　　　　　　遅延部
２０　　　　　　　　　　　　　包絡線検出部
３０、３１，３２、６０４　　　低域通過ろ波部
４０、４１、２４０　　　　　　直流変換部
５１、５２　　　　　　　　　　電力増幅器
５５、６０２　　　　　　　　　振幅制限器
６０，６１，６２　　　　　　　電力増幅器
６５　　　　　　　　　　　　　２次補正信号生成部
７０、７２　　　　　　　　　　電力合成回路
７５　　　　　　　　　　　　　２次近似支援信号生成回路
８０　　　　　　　　　　　　　支援信号生成部
８５　　　　　　　　　　　　　矩形波乗算回路
９０、９１、９２、９５　　　　直交変調部
１００、１０１、１０２　　　　包絡線追跡シレー送信機
１０３、１０４　　　　　　　　包絡線追跡シレー送信機
１１０　　　　　　　　　　　　遅延部
１２０、２２０　　　　　　　　包絡線検出部
１８０　　　　　　　　　　　　ベースバンド支援信号生成部
２１０　　　　　　　　　　　　包絡線追跡電源部
２９０　　　　　　　　　　　　直交変調部
３００　　　　　　　　　　　　送信機
４００、４０１、４０２　　　　シレー送信機
５００、６６０　　　　　　　　信号成分分離部
５０５　　　　　　　　　　　　直交信号生成部
５１０　　　　　　　　　　　　高周波支援信号生成部
５２０、６５０　　　　　　　　ベースバンド支援信号生成部
６００、６０８　　　　　　　　第１種シレー終段電力増幅部
６０１　　　　　　　　　　　　１次近似支援信号生成部
６０２　　　　　　　　　　　　振幅制限増幅部
６０３，６０６　　　　　　　　乗算器
６０５　　　　　　　　　　　　正負判定回路
６０７　　　　　　　　　　　　合成回路
６１０、６１５　　　　　　　　第２種シレー終段電力増幅部
６２０、６２５　　　　　　　　第３種シレー終段電力増幅部
６３０，６３５　　　　　　　　ベースバンド信号／高周波信号変換部
６４０　　　　　　　　　　　　ベースバンド等価４端子網
６５０　　　　　　　　　　　　ベースバンド支援信号生成部
６６０　　　　　　　　　　　　信号成分分離部
７００　　　　　　　　　　　　直交信号生成回路
７１０　　　　　　　　　　　　４端子回路網
７２０　　　　　　　　　　　　相似形駆動電圧生成部

Claims (11)

  1. １組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を入力し、出力に第１の変動包絡線信号（Ｄ１信号）および第２の変動包絡線信号（Ｄ２信号）を出力する信号成分分離部５００と、
    　上記第１の変動包絡線信号（Ｄ１信号）を入力し、電力増幅する第１の電力増幅器５１と、
    　上記第２の変動包絡線信号（Ｄ２信号）を入力し、電力増幅する第２の電力増幅器５２と，
    　第１の電力増幅器５１の出力と第２の電力増幅器５２の出力とを電力合成して出力する電力合成回路７２とから構成されるシレー送信機であって、
    　１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）、または、前記１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を直交変調して得られる高周波変調信号（Ｓｉ信号）を包絡線検出部（２０）に入力して、該１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）、または、該高周波変調信号（Ｓｉ信号）の包絡線信号（Ｅ信号）を検出して出力し、
    　上記包絡線信号（Ｅ信号）を直流変換部４０で電力増幅して直流変換信号（Ｖ３）を出力し、
    　上記直流変換信号（Ｖ３）を第１の低域通過ろ波部３１に入力して、前記直流変換信号（Ｖ３）に含まれる高域周波数成分を減衰させて包絡線追跡電源出力（Ｖ４）を出力し、該包絡線追跡電源出力（Ｖ４）を第１の電力増幅器５１と第２の電力増幅器５２の共通の駆動電源電圧（ｖ４）として供給し、
    　上記高周波変調信号（Ｓｉ信号）を一定時間遅延させた信号である高周波変調信号（Ａ信号）に対して９０度の位相差のある支援信号（Ｂ信号）を合成して前記第１の変動包絡線信号（Ｄ１信号）とし、
    　前記高周波変調信号（Ａ信号）に対して−９０度の位相差のある前記支援信号（Ｂ信号）を合成して前記第２の変動包絡線信号（Ｄ２信号）とし、
    　前記信号成分分離部５００において、前記支援信号（Ｂ信号）の振幅を時間的に変化する前記駆動電源電圧（ｖ４）に追随して変化させて、
    　第１の電力増幅器５１に入力する第１の変動包絡線信号（Ｄ１信号）の振幅および第２の電力増幅器５２に入力する第２の変動包絡線信号（Ｄ２信号）の振幅を第１の電力増幅器５１と第２の電力増幅器５２の時間的に変化する飽和点入力振幅に追随して一致させたことを特徴とする包絡線追跡電力増幅方法。
  2. 　前記直流変換部４０の入力から前記第１の低域通過ろ波部３１の出力までの低域通過ろ波特性と同じ低域通過ろ波特性を有する第２の低域通過ろ波部３２の入力に、前記包絡線信号（Ｅ信号）を入力し、
    　第２の低域通過ろ波部３２の出力に、
    前記包絡線追跡電源出力（Ｖ４）に対して、相対的に時間遅れの少ない時間波形をもつ、相似形駆動電圧出力（Ｖ５）を出力し、
    　前記支援信号（Ｂ信号）の包絡線を、前記相似形駆動電圧出力（Ｖ５）の瞬時値ｖ５の自乗と、前記包絡線信号（Ｅ信号）の瞬時値ｖ１の自乗との差の平方根として演算したことを特徴とする請求項１に記載する包絡線追跡電力増幅方法。
  3. 　前記支援信号（Ｂ信号）の包絡線を、前記包絡線信号（Ｅ信号）の瞬時値ｖ１と前記相似形駆動電圧出力（Ｖ５）の瞬時値ｖ５との差である、ｖ１−ｖ５によって多項式に展開し、
    　該多項式の高次項を切り捨てることで近似的に演算したことを特徴とする請求項２に記載する包絡線追跡電力増幅方法。
  4. 　前記支援信号生成部５１０において、１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を入力し、直交変調して、高周波変調信号（Ｓｉ信号）を出力する直交変調部９５と、
    前記高周波変調信号（Ｓｉ信号）を入力信号とし、
    出力に、前記高周波変調信号（Ｓｉ信号）を所定時間遅延させた信号である高周波変調信号（Ａ信号）および支援信号（Ｂ信号）を出力する支援信号生成部５１０と、
    　上記高周波変調信号（Ａ信号）および上記支援信号（Ｂ信号）の２つの信号を入力し、
    送信機出力信号（Ｓｏ）を出力する、第２種シレー終段電力増幅部６１５と、
    　上記１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）、または、上記高周波変調信号（Ｓｉ信号）を入力し、該１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）、または、該高周波変調信号（Ｓｉ信号）の包絡線信号（Ｅ信号）を検出して出力する、包絡線検出部（２０）と、
    　上記包絡線信号（Ｅ信号）を直流増幅して直流変換信号（Ｖ３）を出力ずる、直流変換部（４０）と、
    　上記直流変換信号（Ｖ３）を入力して、前記直流変換信号（Ｖ３）に含まれる高域周波数成分を減衰させて包絡線追跡電源出力（Ｖ４）を出力し、該包絡線追跡電源出力（Ｖ４）を、前記第２種シレー終段電力増幅部６１５の中にある第１の電力増幅器５１と第２の電力増幅器５２の共通の駆動電源電圧（ｖ４）として供給する、第１の低域通過ろ波部３１とで構成した、送信機であって、
    　上記高周波変調信号（Ｓｉ信号）を一定時間遅延させた信号である高周波変調信号（Ａ信号）に対して９０度の位相差のある支援信号（Ｂ信号）を合成して前記第１の変動包絡線信号（Ｄ１信号）とし、
    　前記高周波変調信号（Ａ信号）に対して−９０度の位相差のある前記支援信号（Ｂ信号）を合成して前記第２の変動包絡線信号（Ｄ２信号）とし、
    　上記支援信号（Ｂ信号）の振幅を時間的に変化する上記駆動電源電圧（ｖ４）に従って変化させて、
    　第１の電力増幅器５１に入力する第１の変動包絡線信号（Ｄ１信号）の振幅および第２の電力増幅器５２に入力する第２の変動包絡線信号（Ｄ２信号）の振幅を、第１の電力増幅器５１と第２の電力増幅器５２の時間的に変化する飽和点入力振幅に追随して一致させたことを特徴とする包絡線追跡型シレー送信機。
  5. 　前記直流変換部４０の入力から前記第１の低域通過ろ波部３１の出力までの低域通過ろ波特性と同じ低域通過ろ波特性を有する第２の低域通過ろ波部３２を追加し、
    　第２の低域通過ろ波部３２に、前記包絡線信号（Ｅ信号）を入力し、
    　前記包絡線追跡電源出力（Ｖ４）に対して、相対的に時間遅れの少ない時間波形をもつ、相似形駆動電圧出力（Ｖ５）を出力し、
    　前記支援信号（Ｂ信号）の振幅を、前記包絡線信号（Ｅ信号）の瞬時値ｖ１の自乗と前記相似形駆動電圧出力（Ｖ５）の瞬時値ｖ５の自乗の差の平方根として、高周波回路演算した請求項４に記載する包絡線追跡型シレー送信機。
  6. 　前記支援信号（Ｂ信号）の包絡線を、前記包絡線信号（Ｅ信号）の瞬時値ｖ１と前記相似形駆動電圧出力（Ｖ５）の瞬時値ｖ５の差である、ｖ１−ｖ５によって多項式に展開し、
    　該多項式の高次項を切り捨てることによって近似的に求めたことを特徴とする請求項５に記載する包絡線追跡型シレー送信機。
  7. 　前記支援信号生成部５１０において、１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を入力し、出力に２組のベースバンド変調信号（Ｉａ／Ｑａ）およびベースバンド支援信号（Ｉｂ／Ｑｂ）を出力するベースバンド支援信号生成部５２０と、
    上記ベースバンド変調信号（Ｉａ／Ｑａ）および上記ベースバンド支援信号（Ｉｂ／Ｑｂ）を入力信号とし、送信機出力信号（Ｓｏ）を出力する、第３種シレー終段電力増幅部６２５と、
    　上記１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）、または、該１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を直交変調した出力信号である高周波変調信号（Ｓｉ信号）を入力し、該１組のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）、または、該高周波変調信号（Ｓｉ信号）の包絡線信号（Ｅ信号）を検出して出力する、包絡線検出部１２０と、
    　上記包絡線信号（Ｅ信号）を直流増幅して直流変換信号（Ｖ３）を出力ずる、直流変換部４０と、
    　上記直流変換信号（Ｖ３）を入力して、前記直流変換信号（Ｖ３）に含まれる高域周波成分を減衰させて包絡線追跡電源出力（Ｖ４）を出力し、該包絡線追跡電源出力（Ｖ４）を、前記第３種シレー終段電力増幅部の中にある第１の電力増幅器５１と第２の電力増幅器５２の共通の駆動電源電圧（ｖ４）として供給する、第１の低域通過ろ波部３１とで構成した、送信機であって、
    　上記高周波変調信号（Ｓｉ信号）を一定時間遅延させた信号である高周波変調信号（Ａ信号）に対して９０度の位相差のある支援信号（Ｂ信号）を合成して前記第１の変動包絡線信号（Ｄ１信号）とし、
    　前記高周波変調信号（Ａ信号）に対して−９０度の位相差のある前記支援信号（Ｂ信号）を合成して前記第２の変動包絡線信号（Ｄ２信号）とし、
    　上記支援信号（Ｂ信号）の振幅を時間的に変化する上記駆動電源電圧（ｖ４）に追随して変化させて、
    　第１の電力増幅器５１に入力する第１の変動包絡線信号（Ｄ１信号）の振幅および第２の電力増幅器５２に入力する第２の変動包絡線信号（Ｄ２信号）の振幅を、第１の電力増幅器５１と第２の電力増幅器５２の時間的に変化する飽和点入力振幅に追随して一致させたことを特徴とする包絡線追跡型シレー送信機。
  8. 　前記直流変換部（４０）の入力から前記第１の低域通過ろ波部（３１）の出力までの低域通過ろ波特性と同じ低域通過ろ波特性を有する第２の低域通過ろ波部３２を追加し、
    　第２の低域通過ろ波部３２に、前記包絡線信号（Ｅ信号）を入力し、
    　前記包絡線追跡電源出力（Ｖ４）に対して、相対的に時間遅れの少ない時間波形をもつ、相似形駆動電圧出力（Ｖ５）を出力し、
    　前記支援信号（Ｂ信号）の振幅を、前記包絡線信号（Ｅ信号）の瞬時値ｖ１の自乗と前記相似形駆動電圧出力（Ｖ５）の瞬時値ｖ５の自乗の差の平方根として、高周波回路演算した請求項７に記載する包絡線追跡型シレー送信機。
  9. 　前記ベースバンド支援信号（Ｂ信号）の振幅を、前記包絡線信号（Ｅ信号）の振幅ｖ１と前記相似形駆動電圧出力（Ｖ５）の瞬時値ｖ５の差である、ｖ１−ｖ５によって多項式に展開し、
    　該多項式の高次項を切り捨てることで近似的に求めたことを特徴とする請求項８に記載する包絡線追跡型シレー送信機。
  10. 　上記支援信号（Ｂ信号）に対して、上記高周波変調信号（Ａ信号）のキャリア周波数（ｆ０）より低い周波数の矩形波信号を乗じることによって、
    　該キャリア周波数（ｆ０）近傍の帯域外漏洩電力密度を小さくしたことを特徴とする前記請求項４から６までのいずれか１項に記載の包絡線追跡型シレー送信機。
  11. 　上記１組のベースバンド支援信号（Ｉｂ／Ｑｂ）に対して、上記高周波変調信号（Ａ信号）のキャリア周波数（ｆ０）より低い周波数の矩形波信号を乗じることによって、
    　該キャリア周波数（ｆ０）近傍の帯域外漏洩電力密度を小さくしたことを特徴とする前記請求項７から９までのいずれか１項に記載の包絡線追跡型シレー送信機。
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JP2014082749A (ja) * 2012-09-28 2014-05-08 Fordan Kk 複合電力増幅器を有する複合送信機
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JP6466563B2 (ja) * 2015-06-26 2019-02-06 株式会社東芝 増幅器回路および前記増幅器回路を使用して信号を増幅するための方法
DE102015212149A1 (de) 2015-06-30 2017-01-05 TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG Leistungsversorgungssystem und Verfahren zur Einstellung einer Ausgangsgröße der Verstärkerstufe eines Leistungsversorgungssystems
CN112703677B (zh) 2018-09-07 2021-12-28 华为技术有限公司 信号处理方法及系统
CN113691221B (zh) * 2021-05-11 2022-06-07 陕西亚成微电子股份有限公司 一种包络追踪电源的采样方法

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006333167A (ja) * 2005-05-27 2006-12-07 Japan Radio Co Ltd 高周波増幅回路
JP2008028509A (ja) * 2006-07-19 2008-02-07 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信電力増幅器とその制御方法及び無線通信装置
JP2008167289A (ja) * 2006-12-28 2008-07-17 Samsung Electronics Co Ltd 送信装置

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