JP2014158201A - 電力増幅装置及び電源変調方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 ＥＥＲ方式やＥＴ方式の電力増幅器であっても高効率に電力増幅できるようにする。
【解決手段】 入力信号に応じて供給される変調電流が変化して、かつ入力信号を増幅する電力増幅器と、変調電流の値を検出する電流検出部と、電流検出部が検出した変調電流の値と入力信号の振幅成分とに基づき電力増幅器で必要とされる電流をモデル化し、これを電流モデルとして出力する負荷電流モデル部と、電流モデルを用いて、入力信号の振幅成分に同期した負荷電流予測値を演算する負荷電流演算部と、負荷電流予測値と入力信号の振幅成分とから変調用信号を生成する変調用信号生成ユニットと、変調用信号に基づき、電力増幅器に供給する電流を入力信号に同期させて変調し、該変調された電流を変調電流として電力増幅器に出力する電源変調ユニットと、を備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電力増幅装置及び電源変調方法に関する。

近年、携帯電話や無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）等においては、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）や多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の変調フォーマットによるディジタル変調方式が用いられている。

このような変調フォーマットによる信号は、シンボル間の遷移時に信号の軌跡に応じた振幅変調を伴っている。そして、マイクロ波帯のキャリア信号に重畳された高周波変調信号の振幅（包絡線）は、時間と共に変化する。

このとき、高周波変調信号のピーク電力と平均電力との比（ＰＡＰＲ：Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）が大きい高周波変調信号に対しても高い線形性を確保してピーク電力に対して波形が歪まないようにする必要がある。そこで、電源から増幅器に十分大きな電力を供給する方法が採用されている。即ち、増幅器は、電源電圧で制限される飽和電力よりも十分低い電力領域（余裕（バックオフ）が大きい）で動作するように設計されている。

しかし、Ａ級動作やＢ級動作する線形増幅器では飽和電力の近傍で電力効率が最大になるため、大きなバックオフでこの線形増幅器を動作させると、電力効率の平均値は小さくなってしまう。

特に、次世代携帯電話、無線ＬＡＮ、デジタルテレビ放送等においては、マルチキャリアを用いた直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ： Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式が採用され、かかるＯＦＤＭ方式ではＰＡＰＲが非常に大きくなるため、電力効率の平均値は著しく小さな値となってしまう。

このような事情のため、バックオフが大きくなる電力領域においても、高い電力効率で増幅器を動作させることが望まれている。

バックオフの大きい電力領域で、広いダイナミックレンジに渡って高い電力効率で信号を増幅する方式として、包絡線除去・復元（ＥＥＲ： Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｒｅｓｔｏｒａｔｉｏｎ）方式や包絡線追跡（ＥＴ：Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｔｒａｃｋｉｎｇ）方式が知られている。

ＥＥＲ方式では、入力変調信号を、位相成分と振幅成分とに分解する。そして、位相成分は、位相変調情報を維持したまま、振幅一定の状態で電力増幅器に入力される。このとき、電力増幅器は、常に電力効率が最大となる飽和付近で動作させる。振幅成分は、振幅変調情報に応じて電力変調器の出力電圧を変化させ、この出力電圧の電力を電力増幅器の電力とする。これにより電力増幅器は乗算器のように動作し、入力変調信号の位相成分と振幅成分とが合成されるので、電力増幅器は小さいバックオフでも高い電力効率で増幅することができるようになる。

一方、ＥＴ方式では、入力変調信号の振幅成分を振幅変調情報に応じて電力変調器の出力電圧を変化させ、その出力を電力増幅器の電源として用いる点に関してはＥＥＲ方式と同じである。しかし、ＥＥＲ方式では、電力増幅器に振幅一定の位相変調信号のみを入力し飽和動作させるのに対して、ＥＴ方式では、振幅変調と位相変調との両方を含む入力変調信号を電力増幅器に入力して線形動作させる点が異なっている。このためＥＴ方式では、電力増幅器は線形動作するのでＥＥＲ方式よりは低い電力効率となるが、入力変調信号の振幅の大きさに応じて必要最小限の電力しか供給されないため、電力増幅器を振幅によらず一定電圧で使用した場合に比べると、高い電力効率を得ることができる。

このようにＥＥＲ方式やＥＴ方式において、電力増幅器が高電力効率で増幅を行えるようにするため、電力変調器は高い電力効率で動作する必要がある。

そこで、高電力効率な電源変調を実現する電力変調器として様々な回路構成が提案され、その中でも電力変換効率の高いスイッチングアンプを使用した変調器を構成するＤ級アンプ方式がよく知られている（例えば、特許文献１を参照）。

図４は、一般的なＤ級アンプの構成を示したブロック図である。このＤ級アンプは、パルス生成部１０１、スイッチングアンプ１０２、ローパスフィルタ１０３を含んでいる。

パルス生成部１０１では、入力信号をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、Δ変調、ΣΔ変調等のＰＤＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式により、パルス信号に変換する。スイッチングアンプ１０２は、主にＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ダイオード等で構成されて、パルス生成部１０１からのパルス信号を増幅して出力する。

また、ローパスフィルタ１０３は、電力ロスを発生させないためにインダクタ（Ｌ）と容量（Ｃ）とにより形成されたＬＣアナログフィルタである。ＬＣアナログフィルタの常数は、抵抗負荷１０４と入力信号の周波数帯域との関係から決定され、入力信号の周波数帯域外にカットオフ周波数が設定されることで、帯域内の変調信号の成分を通過させる。即ち、帯域外の高調波成分をカットしている。

特開２０１２−４８２１号公報

しかしながら、電力変調器においての負荷は電力増幅器であるため、電力増幅器自身は一定の抵抗負荷として見なすことができない。従って、Ｄ級アンプをＥＥＲ方式やＥＴ方式の電力変調器として、そのまま用いることは困難である。

特に、ＥＴ方式の場合、変調電圧の制御方法によっては、所望の負荷電圧と電力増幅器が引っ張る電流とが比例しない場合が多く、かかる場合に電力変調器からみた電力増幅器負荷のインピーダンスは一定ではなく時間変動をするようになる。従って、負荷が電力増幅器の場合に負荷抵抗と入力信号の周波数帯域とでローパスフィルタの常数を決定すると、このローパスフィルタは設計通りの通過帯域を示さなくなり、所望の電圧変調ができなくなる。よって、電力変調器としてＤ級アンプを用いる場合、電力増幅器の負荷を電流源として設計する必要がある。

しかし、負荷を電流源としてＤ級アンプを設計した場合、ローパスフィルタの常数設定が困難であり、通過帯域に対して利得がフラットとなる特性を持つアナログフィルタ回路の設計が困難となる。例えば、カットオフ周波数がある値に定められているＬＣローパスフィルタで負荷を∞Ω（無限大の抵抗）とした場合、インダクタ（Ｌ）のインダクタンスは∞Ｈ（無限大のインダクタンス）、キャパシタ（Ｃ）のキャパシタンスは０Ｆ（ゼロの容量）となってしまう。

さらに、図５に示すように、負荷の電流源１１１によって引っ張られる電流とフィルタ回路１１２の出力インピーダンスとの関係により、負荷電圧が揺れてしまうことがある。このため、ＥＥＲ方式やＥＴ方式において、通常のパルス変調方法では所望の負荷電圧に制御することは困難であった。

ＥＥＲ方式やＥＴ方式において、電力増幅器の電圧を所望の電圧に制御できなかった場合、電力増幅器の出力信号が歪んでしまうデメリットがある。歪の少ない電力増幅を行うためには、電力増幅器に供給する電圧を、所望の電圧に制御可能な電源変調器を構成することが必要不可欠である。

上記のような理由から、ＥＥＲ方式やＥＴ方式では、電源変調器の回路として、Ｄ級アンプとリニアアンプを並列に並べた構成が一般的であった。この構成では、リニアアンプを用いることで電圧フィードバックを行うことができることから、負荷に依存せずに所望の電力供給を行うことが可能であり、Ｄ級アンプ単独での電源変調器構成で生じる電圧制御の課題は解決される。

しかしながら、リニアアンプを含む電源変調器の回路構成では、リニアアンプが低効率動作であることから、電源変調器全体として見たときに、理論上達成可能な効率値が低くなってしまう問題があった。

そこで、本発明の主目的は、ＥＥＲ方式やＥＴ方式の電力増幅器であっても高効率に電力増幅できるようにした電力増幅装置及び電源変調方法を提供することである。

上記課題を解決するため、電源変調器に係る発明は、入力信号に応じて供給される変調電流が変化して、かつ入力信号を増幅する電力増幅器と、変調電流の値を検出する電流検出部と、電流検出部が検出した変調電流の値と入力信号の振幅成分とに基づき電力増幅器で必要とされる電流をモデル化し、これを電流モデルとして出力する負荷電流モデル部と、電流モデルを用いて、入力信号の振幅成分に同期した負荷電流予測値を演算する負荷電流演算部と、負荷電流予測値と入力信号の振幅成分とから変調用信号を生成する変調用信号生成ユニットと、変調用信号に基づき、電力増幅器に供給する電流を入力信号に同期させて変調し、該変調された電流を変調電流として電力増幅器に出力する電源変調ユニットと、を備えることを特徴とする。

また、電源変調方法に係る発明は、入力信号に応じて電力増幅器に供給される変調電流が変化して、かつ入力信号を増幅させる電力増幅手順と、変調電流の値を検出する電流検出手順と、電流検出手順により検出された変調電流の値と入力信号の振幅成分とに基づき電力増幅器が必要とする電流をモデル化する負荷電流モデル化手順と、電流モデルを用いて、入力信号の振幅成分に同期した負荷電流予測値を演算する負荷電流演算手順と、負荷電流予測値と入力信号の振幅成分とから変調用信号を生成する処理を行う変調用信号生成手順と、変調用信号に基づき、電力増幅手順に供給する電流を入力信号に同期させて変調し、該変調された電流を変調電流として電力増幅器に出力させる電源供給手順と、を含むことを特徴とする。

本発明によれば、電力増幅する信号の振幅値に応じた電力供給を電力増幅器に供給できるようにしたので、高い電力効率が達成できる。

本発明の第１の実施形態にかかる電力増幅装置のブロック図である。 第１の実施形態にかかる電源変調手順を示すフローチャートである。 第２の実施形態にかかる電力増幅装置のブロック図である。 関連技術の説明に適用される一般的なＤ級アンプのブロック図である。 関連技術の説明に適用されるフィルタ回路の負荷を電流源と設定した場合に生じる負荷電圧の揺れを示した図である。

＜第１実施形態＞
本発明の実施形態を説明する。図１は、本実施形態にかかる電力増幅装置２Ａのブロック図である。電力増幅装置２Ａは、遅延器１４、変調用信号生成ユニット２０Ａ、電源変調ユニット３０、電力増幅器４０、電流検出部６０、負荷電流モデル部２５、負荷電流演算部２１を備える。なお、変調用信号生成ユニット２０Ａ、電源変調ユニット３０が電源変調器を構成している。

遅延器１４は、入力信号Ｇ１を所定時間遅延させて、電力増幅器４０に出力する。なお、この遅延器１４は、電源変調ユニット３０等で発生する信号遅延を補正するためのものである。即ち、電力増幅器４０は、入力信号Ｇ１を増幅する際に、当該入力信号Ｇ１の振幅値に応じた電力を電源変調ユニット３０から供給される。従って、増幅する信号と供給される電力値とが同期している必要があり、かかる同期を得るために遅延器１４が設けられている。

変調用信号生成ユニット２０Ａは、負荷電圧演算部２２、リファレンス信号生成部２３、パルス生成部２４を備える。さらに、電源変調ユニット３０は、ドライバー３１、スイッチングアンプ３２、ローパスフィルタ３３を備える。

なお、以下の説明では、変調用信号生成ユニット２０Ａは、ディジタル信号を扱う場合について説明するが、アナログ信号を扱うことも可能であることを付言する。以下、図２を参照して各要素を詳細に説明する。図２は電源変調手順を示すフローチャートである。

先に、本実施形態では、ディジタル信号を扱う場合について説明することを述べた。このとき、負荷電流モデル部２５、負荷電流演算部２１、負荷電圧演算部２２、リファレンス信号生成部２３、パルス生成部２４の機能をＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）により構成することが可能である。そして、このようなＤＳＰとしてＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）等のプロセッサを併用することが可能である。

ステップＳ１： 負荷電流モデル部２５において、振幅成分Ｇ２を変調電流Ｇ７と同期させる。そして、負荷電流モデル部２５は、振幅成分Ｇ２と変調電流Ｇ７の値とを用いて電力増幅器４０の入力信号Ｇ４の振幅値に対応した変調電流Ｇ７を演算する。演算結果は電流モデルとして負荷電流演算部２１に出力される。

電流モデルとしては、非線形フィルタ（以下、第１フィルタと記載する）が例示できる。具体的には、振幅成分Ｇ２の時系列データをＸ_ｉ，Ｘ_ｉ＋１， …、電流検出部６０が検出した変調電流Ｇ７の値の時系列データをＹ_ｉ，Ｙ_ｉ＋１，…とする。このとき、第１フィルタは、Ｘ_ｉをＹ_ｉに対して遅延処理を行うことにより同期させ、かつ、Ｘの時系列データＸ_ｉ，Ｘ_ｉ＋１，…の入力に対して時系列データＺ_ｉ，Ｚ_ｉ＋１，…を出力する。このとき、時系列データＺ_ｉは、

で与えられるとする。

そして、第１フィルタの出力である時系列データＺ_ｉ，Ｚ_ｉ＋１，…が、Ｙ_ｉ，Ｙ_ｉ＋１，…を近似するように非線形フィルタの常数ａ_ｔ，ｋを決める。この常数ａ_ｔ，ｋは、

の値を最小にする値に決定する。なお、式２の最小値は、当該式２を最小二乗法等の数値計算アルゴリズムによって容易に求めることができる。

変調用信号生成ユニット２０ＡをＤＳＰにより構成することにより第１フィルタを容易に形成することができる利点がある。無論、第１フィルタは、上記の非線形フィルタに限定されず、ＦＩＲフィルタ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）などによっても構成可能である。

電流検出部６０は、抵抗値の小さいシャント抵抗などを用いて構成することが可能であるが、無論シャント抵抗を用いた電流検出部方法だけに限定されない。

ステップＳ２：次に、電力増幅器４０に入力される入力信号Ｇ４に対応して、電力増幅器４０に供給される変調電流Ｇ７を電流モデルから予測する。そのために負荷電流演算部２１において、負荷電流モデル部２５で得られた電流モデルに含まれるモデルパラメータを元に、入力信号Ｇ１の振幅成分である振幅成分Ｇ２から、負荷電流予測値を演算する。

なお、カプラなどによって入力信号Ｇ１を分岐し、その一方からエンベロープディテクタで抽出した振幅成分を振幅成分Ｇ２として使用することが可能である。

ステップＳ３： 負荷電圧演算部２２は、ローパスフィルタ３３の出力インピーダンスを近似したＦＩＲフィルタ等により形成された第２フィルタを含んでいる。この第２フィルタは、ローパスフィルタ３３が定まれば、その出力インピーダンスの周波数特性も含めて容易にＦＩＲフィルタによって構成できる利点がある。そして、第２フィルタは、負荷電流予測値を負荷電圧予測値に変換して、リファレンス信号生成部２３に出力する。

ステップＳ４： リファレンス信号生成部２３では、負荷電圧予測値の影響とローパスフィルタ３３の影響とを取り除いてリファレンス信号を生成してパルス生成部２４に出力する。このリファレンス信号生成部２３は、ＦＩＲフィルタ等によりローパスフィルタ３３の周波数特性の逆特性に基づいて形成された第３フィルタを備える。そして、第３フィルタでは、元信号Ｇ３の電圧値から負荷電圧予測値を引いた値からリファレンス信号の値を出力する。

なお、元信号Ｇ３は、電源変調ユニット３０の出力インピーダンスが０で、ローパスフィルタ３３の通過帯域もフラットである理想的な場合において、パルス生成部２４の適切なリファレンス信号となる信号であり、電源変調ユニット３０の所望の出力電圧をスケーリングした値である。このような元信号Ｇ３として、入力信号Ｇ１の振幅成分（例えば振幅成分Ｇ２）を用いることが可能である。

このとき、ローパスフィルタ３３の周波数特性の逆特性は、あらゆる周波数帯域で近似する必要はなく、ローパスフィルタ３３の通過帯域のみの逆特性を近似して、残りの高周波成分はカットするような係数に設定されていてもよい。

ステップＳ５： パルス生成部２４は、リファレンス信号生成部２３からのリファレンス信号に対して、ＰＷＭ変調やＰＤＭ変調を行うことによりパルス信号（変調用信号）Ｇ５を生成して電源変調ユニット３０に出力する。無論、ΣΔ変調やΔ変調を行うことも可能である。

ステップＳ６： 電源変調ユニット３０は、パルス生成部２４からのパルス信号Ｇ５に基づき電流を変調し、これを変調電流Ｇ７として電力増幅器４０に出力する。このとき電源変調ユニット３０におけるドライバー３１は、パルス信号Ｇ５を増幅等してスイッチングアンプ３２を駆動する。従って、パルス信号Ｇ５のみでスイッチングアンプ３２を直接駆動することができる場合には、当該ドライバー３１は不要となる。

スイッチングアンプ３２は、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴを２段縦積みして構成されて、ドライバー３１により駆動される。これによりスイッチングアンプ３２は、パルス信号Ｇ５に応じて動作する。なお、上記説明では、スイッチングアンプ３２を２段縦積みしたＮ型ＭＯＳＦＥＴにより構成する場合について述べたが、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴとＮ−ＭＯＳＦＥＴとを組み合わせ等でもよく、またダイオードやトランス等を含んでもよい。

ローパスフィルタ３３は、インダクタ３３ａ、コンデンサ３３ｂ等の能動素子によって構成されたＬＣアナログフィルタである。無論、この他のアナログローパスフィルタが適用可能である。

ステップＳ７： 電力増幅器４０は、電源変調ユニット３０から変調電流Ｇ７の供給を受けて、遅延器１４からの入力信号Ｇ４を増幅して出力する。この変調電流Ｇ７の値は、先に説明したように電流検出部６０で検出され、電流モデルの作成に用いられる。

以上のように、ＥＥＲ方式やＥＴ方式においても入力信号の振幅に対応した電力を電力増幅器に供給できるようになり、当該電力増幅器での電力効率を向上させることが可能になる。

＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態を説明する。なお、第１実施形態と同一構成に関しては、同一符号を用いて説明を適宜省略する。

先に、電力増幅器に高効率かつ低歪みの電力を電源変調器から供給することにより、電力増幅器における低歪化と電力効率の効率化を図った。しかしながら、ＥＥＲ方式やＥＴ方式の電力増幅器では、本発明を適用したとしても、電力増幅器自身の持つ非線形性特性により、出力信号が歪んでしまい、歪規格を満たさない場合がある。

このような場合に、公知の歪補償技術と組み合わせることにより、ＥＥＲ方式やＥＴ方式の電力増幅器においても、歪特性と高効率特性を両立することができる。
そこで、本実施形態では、かかる増幅特性により生じる歪みを補償することにより、出力信号に含まれる歪みを更に抑制した電力増幅装置及び電源変調方法に関する。

かかる歪み補償方法として、本実施形態ではＤＰＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅ−ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）技術を用いた場合を例に説明するが、他の補償技術を用いても良い。

ＤＰＤ技術は、電力増幅器４０に入力する信号を事前にプリディストータで歪ませることで、当該電力増幅器による歪みを打ち消すことにより、低歪みの信号増幅を実現する技術である。より具体的には、電力増幅器の入力信号の振幅成分に応じて、この電力増幅器の歪特性をモデル化し、その逆特性を持つ非線形フィルタを算出する。そして、算出された非線形フィルタを入力のプリディストータとして用いる。

電力増幅器の歪特性を抽出するためには、通常、当該電力増幅器の出力信号のベースバンド成分を得る必要がある。そこで、出力信号をダウンコンバートすることによってベースバンド成分を取得し、入力と出力のベースバンド信号を元に、電力増幅器の歪特性モデル及びその逆特性モデルを演算する。

なお、ＤＰＤ機能に関しては、下記の非特許文献１，２等に開示されているＥＴ方式による歪補償技術を適用できる。
(非特許文献１) Jinseong Jeong, et. al., ’’Wideband Envelope Tracking Power Amplifiers With Reduced Bandwidth Power Supply Waveforms and Adaptive Digital Predistortion Techniques”, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 57, No. 12, DECEMBER 2009.
(非特許文献２) Pere L. Gilabert, et. al., ’’Look-Up Table Implementation of a Slow Envelope Dependent Digital Predistorter for Envelope Tracking Power Amplifiers”, IEEE Transactions on Microwave and Wireless Components Letters, Vol. 22, No. 2, FEBRUARY 2012.
図３は、本実施形態にかかる電力増幅装置２Ｂのブロック図である。この電力増幅装置２Ｂは、電流検出部６０と変調用信号生成ユニット２０Ｂ、電源変調ユニット３０、電力増幅器４０、帰還信号前処理部５０、及び、電流検出部帰還前処理部６１を含む。

変調用信号生成ユニット２０Ｂは、ＤＳＰ２５、ＤＡＣ２６、ローパスフィルタ２７、アップコンバータ２８、バンドパスフィルタ２９を備える。電源変調ユニット３０は、ドライバー３１、スイッチングアンプ３２、ローパスフィルタ３３を備える。帰還信号前処理部５０は、ダウンコンバータ５１、ローパスフィルタ５２、ＡＤＣ５３を備える。電流検出部帰還前処理部６１はローパスフィルタ６２、ＡＤＣ６３を備える。

なお、ＤＳＰ２５は、負荷電流モデル部２５、負荷電流演算部２１、負荷電圧演算部２２、リファレンス信号生成部２３、パルス生成部２４の機能を備えると共に、ＤＰＤ機能による歪み補償機能を備える。このＤＳＰ２５は、ＦＰＧＡ等のプロセッサと併用して構成することも可能である。

ＤＳＰ２５は、出力端子ＯＵＴ２からディジタルのベースバンド信号をＤＡＣ２６に出力し、このＤＡＣ２６でベースバンド信号がアナログ信号に変換される。ＤＡＣ２６でアナログの信号に変換されたベースバンド信号は、ローパスフィルタ５２、アップコンバータ２８、バンドパスフィルタ２９を介して、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号として電力増幅器４０に入力される。電力増幅器４０は、バンドパスフィルタ２９からのＲＦ信号を増幅してアンテナに出力する。

一方、電力増幅器４０からの出力信号は、カプラなどによって分岐した上で、ダウンコンバータ５１、ローパスフィルタ５２を経てベースバンド信号にダウンコンバートされ、ＡＤＣ５３でディジタルの信号に変換されてからＤＳＰ２５の入力端子ＩＮ１に入力する。この入力端子ＩＮ１で得られた電力増幅器４０の出力信号のベースバンド成分は、ＤＰＤの演算に利用される。

また、電流検出部６０で得られた電流値は、ローパスフィルタ６２、ＡＤＣ６３を経て、ディジタル信号として、ＤＳＰ２５の入力端子ＩＮ２に入力する。ＤＳＰ２５において、入力端子ＩＮ２より入力された電流値と、電力増幅器４０に入力するベースバンド信号の振幅成分から、電流モデルが生成される。

ＤＳＰ２５のＤＰＤ機能は、出力端子ＯＵＴ２から出力した信号と入力端子ＩＮ１から入力した信号に基づき、電力増幅器４０で生じた歪みと逆特性である非線形フィルタを形成し、出力端子ＯＵＴ２から出力される信号に予め作用させる。これにより出力端子ＯＵＴ２から出力されるベースバンド信号は、電力増幅器４０で生じる歪みを打消すように、歪み補償された信号となる。よって、電力増幅器４０から歪みが抑制された信号が出力される。

またＤＳＰ２５は、歪み補償された信号に基づきパルス信号（変調用信号）Ｇ５に対応したパルス信号を生成してＤＡＣ２６に出力する。なお、パルス信号Ｇ５は、第１実施形態におけるパルス生成部２４の出力信号に対応しており、生成方法に関しては、第１実施形態と同様であることから省略する。ＤＡＣ２６は、パルス信号Ｇ５をアナログ信号に変換して電源変調ユニット３０に出力する。電源変調ユニット３０は、先に説明した手順に従い電力増幅器４０に電力供給を行う。このとき電源変調ユニット３０ではＤＰＤ機能により歪み補償された信号に基づき電力増幅器４０に電力供給を行うので、電力供給の不正確さに起因した歪は生じない。

以上説明したように、電源変調機能及びＤＰＤ機能による歪み補償を行うので、電力増幅器において高電力効率で増幅できると共に歪み量の小さい高品質な信号が出力できるようになる。
上記説明では、変調用信号生成ユニットをＤＳＰにより構成した場合について説明したが、本発明は係る構成に限定されず、アナログ回路によって構成しても良い
［産業上の利用可能性］
本発明にかかる電源変調器及び電力増幅装置は、携帯電話や無線ＬＡＮ、ＷｉＭＡＸ向けの端末や基地局、地上波ディジタル放送局等に用いられる送信装置に適用可能である。

２Ａ，２Ａ 電力増幅装置
１４ 遅延器
２０Ａ，２０Ｂ 変調用信号生成ユニット
２１ 負荷電流演算部
２２ 負荷電圧演算部
２３ リファレンス信号生成部
２４ パルス生成部
２５ 負荷電流モデル部
２７ ローパスフィルタ
２８ アップコンバータ
２９ バンドパスフィルタ
３０ 電源変調ユニット
３１ ドライバー
３２ スイッチングアンプ
３３ ローパスフィルタ
３３ａ インダクタ
３３ｂ コンデンサ
４０ 電力増幅器
５０ 帰還信号前処理部

Claims (10)

1. 入力信号に応じて供給される変調電流が変化して、かつ入力信号を増幅する電力増幅器と、
   前記変調電流の値を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部が検出した前記変調電流の値と前記入力信号の振幅成分とに基づき前記電力増幅器で必要とされる電流をモデル化し、これを電流モデルとして出力する負荷電流モデル部と、
   前記電流モデルを用いて、前記入力信号の振幅成分に同期した負荷電流予測値を演算する負荷電流演算部と、
   前記負荷電流予測値と前記入力信号の振幅成分とから変調用信号を生成する変調用信号生成ユニットと、
   前記変調用信号に基づき、前記電力増幅器に供給する電流を前記入力信号に同期させて変調し、該変調された電流を前記変調電流として前記電力増幅器に出力する電源変調ユニットと、
   を備えることを特徴とする電力増幅器。
2. 請求項１に記載の電源変調器であって、
   前記電源変調ユニットは、
   前記変調用信号を増幅するスイッチングアンプと、
   前記スイッチングアンプからの信号に対して所定帯域の信号を通過させて、前記電力増幅器に供給する受動素子により形成されたローパスフィルタと、
   を含むことを特徴とする電力増幅器。
3. 請求項２に記載の電源変調器であって、
   前記負荷電流モデル部は、前記入力信号の振幅成分と前記電流検出部が検出した前記変調電流とを同期させ、かつ、前記入力信号の振幅成分に基づき前記変調電流の近似値を出力とする第１フィルタを前記電流モデルとすることを特徴とする電力増幅器。
4. 請求項３に記載の電源変調器であって、
   前記負荷電流演算部は、前記負荷電流モデル部で得られた前記電流モデルのパラメータを用いて、前記電力増幅器の入力信号の振幅成分から前記変調電流を算出し、この算出結果を負荷電流予測値として前記変調用信号生成ユニットに出力することを特徴とする電力増幅器。
5. 請求項４に記載の電源変調器であって、
   前記変調用信号生成ユニットは、
   前記負荷電流予測値を、前記電源変調ユニットの出力インピーダンスに対応して形成された第２フィルタによって変換し、その結果を負荷電圧予測値として出力する負荷電圧演算部と、
   前記電源変調ユニットのローパスフィルタの周波数特性の逆特性に対応して形成された第３フィルタにより前記入力信号の振幅成分と前記負荷電圧予測値とに基づき前記レファレンス信号を算出するレファレンス信号生成部と、
   前記レファレンス信号に対して所定の変調処理を行い、該変調処理により得られた信号を前記変調用信号として前記電源変調ユニットに出力するパルス生成部と、
   を備えることを特徴とする電力増幅器。
6. 請求項５に記載の電源変調器であって、
   前記パルス生成部は、前記レファレンス信号に対してＰＷＭ変調、Δ変調、ΣΔ変調のうちいずれかの変調を行うことを特徴とする電力増幅器。
7. 電力増幅器に電流値が変調された変調電流に基づき入力信号を増幅させる電力増幅手順と、
   前記変調電流の値を検出する電流検出手順と、
   前記電流検出手順により検出された前記変調電流の値と前記入力信号の振幅成分とに基づき前記電力増幅器が必要とする電流をモデル化する負荷電流モデル化手順と、
   前記電流モデルを用いて、前記入力信号の振幅成分に同期した負荷電流予測値を演算する負荷電流演算手順と、
   前記負荷電流予測値と前記入力信号の振幅成分とから変調用信号を生成する処理を行う変調用信号生成手順と、
   前記変調用信号に基づき、前記電力増幅手順に供給する電流を前記入力信号に同期させて変調し、該変調された電流を前記変調電流として前記電力増幅器に出力させる電源供給手順と、
   を含むことを特徴とする電源変調方法。
8. 請求項７に記載の電源変調方法であって、
   前記入力信号の振幅成分と前記変調電流とを同期させ、かつ、前記入力信号の振幅成分に基づき前記変調電流の近似値を出力とする手順を含むことを特徴とする電源変調方法。
9. 請求項８に記載の電源変調方法であって、
   前記負荷電流演算手順は、
   前記電流モデルのパラメータを用いて、前記電力増幅器に入力する入力信号の振幅成分から前記変調電流を算出し、この算出結果を負荷電流予測値として出力させる手順を含むことを特徴とする電源変調方法。
10. 請求項９に記載の電源変調方法であって、
    前記変調用信号生成手順には、前記負荷電流予測値と前記入力信号に対応した元信号及び前記負荷電圧演算手順で得られた前記負荷電圧の信号との差分を算出し、この算出結果をレファレンス信号として出力させるリファレンス信号生成手順と、
    前記リレファレンス信号に対して、少なくともＰＷＭ変調、Δ変調、ΣΔ変調のうちいずれかの変調処理を行って前記変調用信号を生成するパルス生成手順と、
    を含むことを特徴とする電源変調方法。

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