WO2011058709A1 - 送信回路及び通信機器 - Google Patents

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WO2011058709A1
WO2011058709A1 PCT/JP2010/006351 JP2010006351W WO2011058709A1 WO 2011058709 A1 WO2011058709 A1 WO 2011058709A1 JP 2010006351 W JP2010006351 W JP 2010006351W WO 2011058709 A1 WO2011058709 A1 WO 2011058709A1
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signal
amplitude
transmission circuit
phase
magnitude
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PCT/JP2010/006351
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English (en)
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Inventor
徹 松浦
Original Assignee
パナソニック株式会社
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Publication date
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3294—Acting on the real and imaginary components of the input signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
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    • H—ELECTRICITY
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    • H03F—AMPLIFIERS
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    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/336—A I/Q, i.e. phase quadrature, modulator or demodulator being used in an amplifying circuit
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/0433—Circuits with power amplifiers with linearisation using feedback

Definitions

  • the present invention relates to a transmission circuit and a communication device used in a communication device such as a mobile phone and a wireless LAN, and more particularly to a transmission circuit that operates with low distortion and high efficiency, and a communication device using the transmission circuit.
  • Communication devices such as mobile phones and wireless LANs are required to operate with low power consumption while ensuring the accuracy of output signals.
  • Such a communication device is required to have a transmission circuit that operates with low distortion and high efficiency.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a signal generation unit 500 used in the conventional transmission circuit disclosed in Patent Document 1.
  • a conventional signal generation unit 500 includes a signal output unit 501, digital filters 502 and 053, and ASIC (application specific integrated circuits) 504.
  • the signal output unit 501 outputs an I signal (in-phase signal) and a Q signal (quadrature signal).
  • the I and Q signals are input to digital filters 502 and 503.
  • the digital filters 502 and 503 remove unnecessary components from the I and Q signals and output them as It and Qt signals.
  • the It and Qt signals are input to the ASIC 504.
  • the ASIC 504 calculates the amplitude signal AM based on the It and Qt signals. Further, the ASIC 504 divides the It and Qt signals by the amplitude signal AM to generate standardized Ip and Qp signals. The ASIC 504 outputs the amplitude signal AM expressed by (Expression 1) and the Ip and Qp signals expressed by (Expression 2).
  • Patent Document 1 does not disclose an example in which the signal generation unit 500 is applied to a polar modulation circuit, but it is also assumed that the signal generation unit 500 described above is applied to a polar modulation circuit.
  • a polar modulation circuit to which the signal generation unit 500 is applied is referred to as a conventional transmission circuit 510.
  • the conventional transmission circuit 510 is assumed to be configured as shown in FIG. In FIG. 13, a conventional transmission circuit 510 includes a signal generator 500, LPFs 511 to 513, a quadrature modulator 514, and an amplitude modulator 515.
  • Signal generating unit 500 as described above, and outputs the amplitude signal AM, and standardized I P, the Q P signal.
  • the amplitude signal AM is input to the LPF 511.
  • the LPF 511 removes unnecessary components from the amplitude signal AM.
  • the amplitude signal AM is input to the amplitude modulator 515 after unnecessary components are removed by the LPF 511.
  • I P, Q P signal is input to the LPF512,513.
  • LPF512,513 is, I P, removes unnecessary components from the Q P signal. Specifically, LPF512,513, if I P, Q P signal is a digital signal, I P, removing the quantization noise from the Q P signal, I P, Q P signal if the analog signal, I P, to remove the image signal from the Q P signal.
  • I P, Q P signal is subjected to unnecessary components are removed by LPF512,513, is input to the quadrature modulator 514.
  • the high frequency signal Pi is input to the amplitude modulator 515.
  • the amplitude modulator 515 modulates the amplitude of the high frequency signal Pi with the amplitude signal AM and outputs a transmission signal Po.
  • the transmission circuit 510 described above, I P, Q P signal was passed through the LPF512,513. Therefore, depending on the cut-off frequency of LPF512,513, I P, the high-frequency components of the Q P signal is lost, the back of LPF512,513, I P, not change the size of the composed vector Q P signal It was. As a result, as shown in FIG. 14, the envelope of the high-frequency signal Pi output from the quadrature modulator 514 fluctuated, and the relative pass phase of the amplitude modulator 514 changed.
  • the relative passing phase is defined by the amount of change from 0 in the non-linear region when the region having no phase change in the linear region is normalized to 0.
  • the conventional transmission circuit 510 uses the saturation region of the AM / AM characteristic of the amplitude modulator 514 as shown in FIG. 14, but the AM / PM characteristic is also saturated in the saturation region of the AM / AM characteristic.
  • the AM / PM distortion is generated in the amplitude modulator 514 due to the fluctuation of the envelope of the high frequency signal Pi.
  • the conventional transmission circuit 510 has a problem that AM / PM distortion occurs in the amplitude modulator 515.
  • an object of the present invention is to provide a transmission circuit that solves the above-described conventional problems, compensates for AM / PM distortion, operates with low distortion and high efficiency, and a communication device using the transmission circuit. .
  • An object of the present invention is directed to a transmission circuit that outputs a transmission signal.
  • the transmission circuit of the present invention performs predetermined signal conversion processing on the input signal, the first I and Q signals, the phase signal indicating the phase component of the input signal, and the input signal
  • a signal generator for generating a first amplitude signal indicating the magnitude of the signal
  • an IQ mapping unit for converting the phase signal into the second I and Q signals, and removing unnecessary components of the second I and Q signals
  • the first LPF and the second I and Q signals input via the first LPF are quadrature modulated to output a high frequency signal, and the high frequency signal is amplitude modulated by the first amplitude signal.
  • An amplitude modulator that outputs as a transmission signal, and a compensation unit that compensates for AM / PM distortion included in the transmission signal based on the first I and Q signals.
  • the compensation unit calculates a second LPF having the same characteristics as the first LPF, and a second amplitude signal indicating the magnitudes of the first I and Q signals input via the second LPF.
  • An amplitude calculation unit, an LUT in which a coefficient corresponding to the magnitude of the second amplitude signal is stored in advance, and a coefficient corresponding to the magnitude of the second amplitude signal are read from the LUT, and based on the read coefficient
  • a control unit that calculates a phase compensation amount corresponding to the second amplitude signal, and an adder that adds the phase compensation amount to the first phase signal.
  • control unit may calculate a phase compensation amount corresponding to the second amplitude signal by reading a coefficient in the vicinity of the magnitude of the second amplitude signal from the LUT and interpolating the read coefficient.
  • the LUT stores a coefficient having a relationship of inverse characteristics with the relative pass phase of the amplitude modulator.
  • the LUT may store a coefficient corresponding to the magnitude of the first amplitude signal and the magnitude of the second amplitude signal.
  • the control unit reads the coefficient corresponding to the magnitude of the first amplitude signal and the magnitude of the second amplitude signal from the LUT, and based on the read coefficient, the first amplitude signal and the second amplitude signal are read out. A phase compensation amount corresponding to the amplitude signal is calculated.
  • the control unit reads out the magnitude of the first amplitude signal and the coefficient in the vicinity of the magnitude of the second amplitude signal from the LUT, and interpolates the read-out coefficient, so that the first amplitude signal and the second amplitude signal are interpolated.
  • a phase compensation amount corresponding to the amplitude signal may be calculated.
  • the signal generation unit includes: a first signal conversion unit that converts an input signal into a phase signal and a first amplitude signal; and a second signal conversion unit that converts a phase signal into first I and Q signals.
  • Prepare. Represents an input signal I, with Q, represents the phase signal in theta, first I, represents the Q signal I P, at Q P, to represent the first amplitude signal m, I, P, ⁇ , I
  • the relationship of the following equation is established between P 1 , Q P , and m.
  • the transmission circuit further includes a limiter that suppresses fluctuations in the envelope of the high-frequency signal between the quadrature modulator and the amplitude modulator.
  • the present invention is also directed to a communication device including the transmission circuit described above.
  • the communication device includes a transmission circuit that generates a transmission signal and an antenna that outputs the transmission signal generated by the transmission circuit.
  • the communication device includes a reception circuit that processes a reception signal received from the antenna, and an antenna sharing unit that outputs the transmission signal generated by the transmission circuit to the antenna and outputs the reception signal received from the antenna to the reception circuit. Further, it may be provided.
  • the compensator generates the first LPF by calculating the magnitude of the vector of the I PL and Q PL signals (that is, the amplitude signal M) that has passed through the second LPF.
  • the fluctuation of the envelope of the high frequency signal Pi to be predicted is predicted.
  • the compensator calculates a phase compensation amount ⁇ comp ( ⁇ ) for compensating the relative pass phase ⁇ of the amplitude modulator based on the calculated amplitude signal M, and adds the phase compensation amount ⁇ comp to the phase signal ⁇ .
  • the transmission circuit can operate with low distortion and high efficiency because the compensation unit compensates for AM / PM distortion included in the transmission signal Po.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of the configuration of the transmission circuit 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating an example of a detailed configuration of the signal generation unit 10.
  • FIG. 3A is a diagram illustrating an example of the relative pass phase ⁇ of the amplitude modulator 17.
  • FIG. 3B is a diagram illustrating an example of the coefficient ⁇ comp0 stored in the LUT 20.
  • FIG. 4 is a block diagram showing an example of the configuration of the transmission circuit 1a according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an example of the configuration of the transmission circuit 2 according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of the configuration of the transmission circuit 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating an example of a detailed configuration of the signal generation unit 10.
  • FIG. 3A is a diagram illustrating an example of the relative pass phase ⁇ of the
  • FIG. 6A is a diagram illustrating an example of the relative pass phase ⁇ of the amplitude modulator 17a.
  • FIG. 6B is a diagram illustrating an example of the coefficient ⁇ comp0 stored in the LUT 20a.
  • FIG. 7 is a block diagram showing an example of the configuration of the transmission circuit 2a according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a block diagram showing an example of the configuration of the transmission circuit 3 according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a block diagram showing an example of the configuration of the transmission circuit 3a according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a time waveform of the amplitude signal M calculated by the amplitude calculator 18.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a time waveform of the amplitude signal M calculated by the amplitude calculator 18.
  • FIG. 11 is a block diagram showing an example of the configuration of the communication device 200 according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration of a signal generation unit 500 used in a conventional transmission circuit.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a conventional transmission circuit 510.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating the characteristics of the conventional transmission circuit 510.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of the configuration of the transmission circuit 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • a transmission circuit 1 includes a signal generation unit 10, an IQ mapping unit 11, LPFs (low-pass filters) 12 to 15, a quadrature modulator 16, an amplitude modulator 17, an amplitude calculation unit 18, a control unit 19, and an LUT. (Look-up table) 20 and an adder 21 are provided.
  • LPFs 14 and 15, the amplitude calculation unit 18, the control unit 19, the LUT 20, and the adder 21 are configured to compensate for AM / PM distortion, they can be described as the compensation unit 22.
  • Signal generating unit 10 based on the input signal, the amplitude signal m, to produce a I P, Q P signal, and a phase signal theta.
  • the input signal is an I signal (in-phase signal) composed of an I component (in-phase component) and a Q signal (quadrature phase signal) composed of a Q component (quadrature phase component).
  • the amplitude signal m can be expressed using (Equation 3).
  • I P, Q P signals can be represented using the (Equation 4).
  • the phase signal ⁇ can be expressed using (Equation 5).
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating an example of a detailed configuration of the signal generation unit 10.
  • the signal generation unit 10 includes signal conversion units 101 and 102.
  • the signal converter 101 converts the I and Q signals into polar signal signals, and converts them into an amplitude signal m indicating the magnitude of the I and Q signals and a phase signal ⁇ indicating the phase components of the I and Q signals.
  • the amplitude signal m can be expressed by (Equation 3) described above.
  • the phase signal ⁇ can be expressed by (Equation 5) described above.
  • Signal conversion unit 102, the phase signal ⁇ is a signal composed of I component and Q component, converting I P, the Q P signal.
  • I P, Q P signals can be represented by using the above-described (Equation 4).
  • the phase signal ⁇ output from the signal generator 10 is input to the adder 21.
  • the adder 21 adds the phase signal ⁇ and the output signal ⁇ comp of the control unit 19 and outputs a phase signal ⁇ ′.
  • the phase signal ⁇ ′ can be expressed by (Equation 6). Details of the operation of the control unit 19 will be described later.
  • IQ mapping unit 11 converts the phase signal ⁇ signal 'a I P consists I component', and Q P 'signal consisting of Q component.
  • the I P ′ and Q P ′ signals can be expressed using (Equation 7).
  • I P ', Q P' signal is input to LPF12,13.
  • LPF12,13 is, I P ', Q P' signal band-limited by a predetermined cutoff frequency, I P ', Q P' to remove unwanted components from the signal.
  • LPF12,13 if I P ', Q P' signal is a digital signal, I P ', Q P' to remove the quantization noise from the signal, I P ', Q P' signal if analog signals after DA conversion, I P ', Q P' removing an image signal is a harmonic by DA converting the signal.
  • the LPFs 12 and 13 have the same characteristics. This is because the signals I P ′ and Q P ′ are signals having similar properties only by being orthogonal to each other. Therefore, the LPFs 12 and 13 may be configured by a single filter.
  • the I P ′ and Q P ′ signals are input to the quadrature modulator 16 after unnecessary components are removed by the LPFs 12 and 13.
  • Quadrature modulator 16 I P inputted via the LPF12,13 ', Q P' orthogonal modulation signal, and outputs the high frequency signal Pi.
  • the high frequency signal Pi is input to the amplitude modulator 17.
  • the amplitude modulator 17 amplitude-modulates the high-frequency signal Pi with the amplitude signal m and outputs a transmission signal Po.
  • I P to be input to the quadrature modulator 16 ', Q P' signal because it passes through the LPF12,13, I P ', Q P ' high frequency component of the signal is lost, the LPF12,13 In the back, the magnitude of the vector composed of the I P 'and Q P ' signals will fluctuate.
  • the envelope of the high frequency signal Pi output from the quadrature modulator 16 fluctuates, and the relative pass phase of the amplitude modulator 17 changes.
  • the relative passing phase is defined by the amount of change from 0 in the non-linear region when the region having no phase change in the linear region is normalized to 0.
  • this relative passing phase is ⁇ , if the compensation unit 22 does not operate, the AM / PM distortion of ⁇ is included in the transmission signal Po output from the amplitude modulator 17.
  • the compensator 22 predicts fluctuations in the envelope of the high-frequency signal Pi generated when the I P ′ and Q P ′ signals pass through the LPFs 12 and 13, and based on the predicted fluctuation in the envelope, the transmission signal Po To compensate for AM / PM distortion.
  • the operation of the compensation unit 22 will be described.
  • the LPFs 14 and 15 have the same characteristics as the LPFs 12 and 13. This is because the LPFs 14 and 15 are used to predict fluctuations in the envelope of the high-frequency signal Pi generated by passing through the LPFs 12 and 13.
  • LPF14,15 is band-limited I P, the Q P signal at a predetermined cutoff frequency, I PL, and outputs a Q PL signal.
  • the LPFs 14 and 15 are assumed to have the same characteristics. This is because a signal similar nature alone I P, Q P signal are orthogonal to each other. Therefore, the LPFs 14 and 15 may be configured by a single filter.
  • the amplitude calculator 18 calculates the amplitude signal M from the I PL and Q PL signals.
  • the amplitude signal M can be expressed using (Equation 8).
  • the control unit 19 receives the amplitude signal M output from the amplitude calculation unit 18 and the phase signal ⁇ output from the signal generation unit 10.
  • the control unit 19 reads the coefficient ⁇ comp0 corresponding to the magnitude of the amplitude signal M from the LUT 20, and calculates the phase compensation amount ⁇ comp corresponding to the amplitude signal M based on the read coefficient ⁇ comp0.
  • the control unit 19 may calculate the phase compensation amount ⁇ comp corresponding to the amplitude signal M by reading the coefficient ⁇ comp0 in the vicinity of the magnitude of the amplitude signal M from the LUT 20 and interpolating the read coefficient ⁇ comp0.
  • the coefficient ⁇ comp0 stored in the LUT 20 will be described.
  • FIG. 3A is a diagram illustrating an example of the relative pass phase ⁇ of the amplitude modulator 17. As shown in FIG. 3A, as the envelope of the high frequency signal Pi input to the amplitude modulator 17 changes from Pi1 to Pin, the relative passing phase ⁇ also changes from ⁇ 1 to ⁇ n. However, n represents arbitrary natural numbers.
  • FIG. 3B is a diagram illustrating an example of the coefficient ⁇ comp0 stored in the LUT 20.
  • the coefficient ⁇ comp0 ( ⁇ 1 to ⁇ n) corresponding to the magnitude (Pi1 to Pin) of the amplitude signal M output from the amplitude calculator 18 is stored in the LUT 20 in advance.
  • the LUT 20 stores a coefficient ⁇ comp0 indicating the relationship between the relative pass phase ⁇ of the amplitude modulator 17 and the inverse characteristic.
  • the adder 21 adds the phase signal ⁇ and the output signal of the control unit 19 (that is, the phase compensation amount ⁇ comp), and outputs the phase signal ⁇ ′.
  • the phase signal ⁇ ′ is as expressed using (Expression 6).
  • the compensation unit 22 calculates the magnitudes of the vectors of the I PL and Q PL signals that have passed through the LPFs 14 and 15 (that is, the amplitude signal M), so that the I P ′ and Q P ′ signals become the LPF 12, The fluctuation of the envelope of the high-frequency signal Pi generated by passing through 13 is predicted. Then, the compensation unit 22 calculates a phase compensation amount ⁇ comp ( ⁇ ) for compensating the relative pass phase ⁇ of the amplitude modulator 17 based on the calculated amplitude signal M, and adds the phase compensation amount ⁇ comp to the phase signal ⁇ . Is added. Thereby, the compensation unit 22 compensates for AM / PM distortion included in the transmission signal Po.
  • the compensation unit 22 operates with low distortion and high efficiency by compensating for the AM / PM distortion included in the transmission signal Po. be able to.
  • the transmission circuit 1 may have a configuration further including DACs (digital to analog converters) 23 to 25 and an LPF 26 as in the transmission circuit 1a shown in FIG. DAC23,24 is, I P the IQ mapping unit 11 has output ', Q P' signal digital - analog converter.
  • the DAC 25 performs digital-analog conversion on the amplitude signal m output from the signal generation unit 10.
  • the LPF 26 removes the image signal from the amplitude signal m that is an analog signal.
  • the compensation unit 22 does not necessarily include the LUT 20, and the control unit 19 may calculate the phase compensation amount ⁇ comp by a predetermined calculation.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an example of the configuration of the transmission circuit 2 according to the second embodiment of the present invention.
  • the relative generation phase ⁇ of the amplitude modulator 17 a is output by the signal generator 10 in addition to the size of the envelope of the high-frequency signal Pi input to the amplitude modulator 17 a. It is assumed that it varies depending on the magnitude of the amplitude signal m.
  • the transmission circuit 2 according to the second embodiment is different from the first embodiment in the operation of the compensation unit 22a. Hereinafter, the operation of the compensation unit 22a will be described.
  • FIG. 6A is a diagram showing an example of the relative pass phase ⁇ of the amplitude modulator 17a.
  • the relative passing phase ⁇ of the amplitude modulator 17a also varies depending on the size of the envelope of the high frequency signal Pi input to the amplitude modulator 17a and the size of the amplitude signal m.
  • the relative pass phase ⁇ also changes from ⁇ 11 to ⁇ n1.
  • the relative passing phase ⁇ also changes from ⁇ 1s to ⁇ ns as the envelope size of the high-frequency signal Pi changes from Pi1 to Pin.
  • n and s are arbitrary natural numbers.
  • FIG. 6B is a diagram illustrating an example of the coefficient ⁇ comp0 stored in the LUT 20a.
  • the LUT 20a includes a coefficient ⁇ comp0 ( ⁇ 11) corresponding to the magnitude (Pi1 to Pin) of the amplitude signal M output from the amplitude calculator 18 and the magnitude of the amplitude signal m (m1 to ms). ⁇ ns) is stored in advance.
  • the LUT 20a stores a coefficient ⁇ comp0 having a reverse characteristic relationship with the relative pass phase ⁇ of the amplitude modulator 17a described above.
  • the control unit 19a receives the amplitude signal m output from the signal generation unit 10.
  • the controller 19a reads out the magnitude ⁇ comp0 corresponding to the magnitude of the amplitude signal M and the magnitude of the amplitude signal m from the LUT 20a, and based on the read coefficient ⁇ comp0, phase compensation corresponding to the amplitude signal M and the amplitude signal m.
  • the quantity ⁇ comp is calculated.
  • control unit 19a reads the magnitude ⁇ comp0 in the vicinity of the magnitude of the amplitude signal M and the magnitude signal m from the LUT 20a, and interpolates the read coefficient ⁇ comp0 to cope with the amplitude signal M and the amplitude signal m.
  • the phase compensation amount ⁇ comp may be calculated. Since other operations are the same as those in the first embodiment, description thereof will be omitted.
  • the compensation unit 22a I PL passing through the LPF14,15, the magnitude of the vector of the Q PL signal (i.e., the amplitude signal M) by calculating a, I P ', Q P' signal LPF 12, The fluctuation of the envelope of the high-frequency signal Pi generated by passing through 13 is predicted.
  • the compensator 22a then compensates for the relative pass phase ⁇ of the amplitude modulator 17 based on the calculated amplitude signal M and the amplitude signal m output from the signal generator 10. ) And the phase compensation amount ⁇ comp is added to the phase signal ⁇ . Accordingly, the compensation unit 22a compensates for AM / PM distortion included in the transmission signal Po.
  • the compensation unit 22a compensates for the AM / PM distortion included in the transmission signal Po, thereby operating with low distortion and high efficiency. be able to. Further, the transmission circuit 2 can accurately compensate the AM / PM distortion included in the transmission signal Po even when the variation of the amplitude signal m is large as compared with the first embodiment.
  • the transmission circuit 2 may be configured to further include DACs (digital to analog converters) 23 to 25 and LPFs 26 and 27, as in the transmission circuit 2a shown in FIG. DAC23,24 is, I P the IQ mapping unit 11 has output ', Q P' signal digital - analog converter.
  • the DAC 25 performs digital-analog conversion on the amplitude signal m output from the signal generation unit 10.
  • the LPF 26 removes the image signal from the amplitude signal m that is an analog signal.
  • the LPF 27 removes quantization noise from the amplitude signal m which is a digital signal.
  • FIG. 8 is a block diagram showing an example of the configuration of the transmission circuit 3 according to the third embodiment of the present invention.
  • the transmission circuit 3 according to the third embodiment includes a limiter 27 between the quadrature modulator 16 and the amplitude modulator 17 as compared with the transmission circuit 1 according to the first embodiment. Further prepare.
  • the limiter 28 functions to suppress fluctuations in the envelope of the high frequency signal Pi output from the quadrature modulator 16.
  • the compensation unit 22b compensates for AM / PM distortion in the limiter 28 instead of compensating for AM / PM distortion generated in the amplitude modulator 17. Specifically, the compensation unit 22b calculates the magnitudes of the vectors of the I PL and Q PL signals that have passed through the LPFs 14 and 15 (that is, the amplitude signal M), so that the I P ′ and QP P signals are converted into the LPF 12 , 13, the fluctuations in the envelope of the high-frequency signal Pi generated by passing through are predicted. Based on the calculated amplitude signal M, the compensation unit 22b calculates a phase compensation amount ⁇ comp ( ⁇ ) for supplementing the AM / PM distortion in the limiter 28, and adds the phase compensation amount ⁇ comp to the phase signal ⁇ . Is added. Thereby, the compensation unit 22b can compensate for AM / PM distortion included in the transmission signal Po. Since other operations are the same as those in the first embodiment, the description thereof is omitted.
  • the AM / PM characteristic is stable, and good distortion compensation is achieved. It becomes possible.
  • the transmission circuit 3 may be configured to further include DACs (digital to analog converters) 23 to 25 and an LPF 26 as in the transmission circuit 3a shown in FIG. DAC23,24 is, I P the IQ mapping unit 11 has output ', Q P' signal digital - analog converter.
  • the DAC 25 performs digital-analog conversion on the amplitude signal m output from the signal generation unit 10.
  • the LPF 26 removes the image signal from the amplitude signal m that is an analog signal.
  • the transmission circuit 1 according to the first embodiment is useful for application to a modulation scheme in which the fluctuation of the amplitude signal m (that is, the envelope of the transmission signal Po) is relatively small.
  • a modulation method with small fluctuation of the amplitude signal m there are communication methods such as GSM (Global System for Mobile Communications) and EDGE (Enhanced Data GSM Environment).
  • the transmission circuit 2 according to the second embodiment is useful for application to a modulation scheme in which the fluctuation of the amplitude signal m (that is, the envelope of the transmission signal Po) is relatively large. This is because the AM / PM distortion increases as the fluctuation of the amplitude signal m increases.
  • modulation schemes with large variations in the amplitude signal m include UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) and 3GLTE / WiMAX (3rd Generation Long Long Term Evolution / Worldwide Interoperability for Microwave Access).
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a time waveform of the amplitude signal M calculated by the amplitude calculator 18.
  • the first method is a method of setting the coefficient ⁇ comp0 in the LUTs 20 and 21a over the entire range in which the magnitude of the amplitude signal M varies (that is, the range of A1).
  • the memory size of the LUTs 20 and 20a increases, but fine control is possible.
  • the second method is a method in which the coefficient ⁇ comp0 is set only in the range of the magnitude of the amplitude signal M equal to or higher than the predetermined existence probability (that is, the range of A2).
  • the coefficient ⁇ comp0 closest to the protruding amplitude signal M may be used.
  • the memory size of the LUTs 20 and 20a can be reduced.
  • FIG. 11 is a block diagram showing an example of the configuration of the communication device 200 according to the fourth embodiment of the present invention.
  • a communication device 200 according to the fourth embodiment includes a transmission circuit 210, a reception circuit 220, an antenna sharing unit 230, and an antenna 240.
  • the transmission circuit 210 the transmission circuit described in the first to third embodiments is used.
  • the antenna sharing unit 230 transmits the transmission signal output from the transmission circuit 210 to the antenna 240 and prevents the transmission signal from leaking to the reception circuit 220.
  • the antenna sharing unit 230 transmits the reception signal input from the antenna 240 to the reception circuit 220 and prevents the reception signal from leaking to the transmission circuit 210.
  • the transmission signal is output from the transmission circuit 210 and emitted from the antenna 240 to the space via the antenna sharing unit 230.
  • the received signal is received by the antenna 240 and received by the receiving circuit 220 via the antenna sharing unit 230.
  • the communication device 200 according to the fourth embodiment can achieve low distortion as a wireless device while ensuring the linearity of the transmission signal. it can. Further, since there is no branch such as a directional coupler in the output of the transmission circuit 210, loss from the transmission circuit 210 to the antenna 240 can be reduced, power consumption at the time of transmission can be reduced, and wireless As a communication device, it can be used for a long time.
  • the communication device 200 prevents noise generated in the transmission circuit 210 from adversely affecting the reception quality of the reception circuit 220 by reducing noise included in the band where the transmission circuit 210 overlaps the reception band. Can do.
  • the communication device 200 may include only the transmission circuit 210 and the antenna 240.
  • the transmission circuit according to the present invention can be applied to communication devices such as mobile phones and wireless LANs.
  • Transmitter circuit 10 Signal generator 11 IQ mapping unit 12 to 15, 26, 27 LPF 16 Quadrature modulator 17 Amplitude modulator 18 Amplitude calculation unit 19, 19a Control unit 20, 20a LUT 21 Adder 22, 22a, 22b Compensator 23 to 25 DAC 28 Limiter 101, 102 Signal converter 200 Communication device 210 Transmission circuit 220 Reception circuit 230 Antenna resonator 240 Antenna

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Abstract

　ＡＭ／ＰＭ歪みを補償し、低歪みかつ高効率に動作する送信回路を提供する。補償部２２は、ＬＰＦ１４，１５を通過したＩＰＬ、ＱＰＬ信号のベクトルの大きさを示す振幅信号Ｍを算出することで、ＩＰ'，ＱＰ'信号がＬＰＦ１２，１３を通過することによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測する。補償部２２は、算出した振幅信号Ｍに基づいて、位相補償量θｃｏｍｐを算出し、位相信号θに位相補償量θｃｏｍｐを加算する。

Description

送信回路及び通信機器
　本発明は、携帯電話や無線ＬＡＮ等の通信機器に用いられる送信回路、及び通信機器に関し、より特定的には、低歪みかつ高効率に動作する送信回路、及びそれを用いた通信機器に関する。
　携帯電話や無線ＬＡＮ等の通信機器は、出力信号の精度を確保しつつ、かつ低消費電力で動作することが求められている。このような通信機器には、低歪みかつ高効率に動作する送信回路が求められる。
　図１２は、特許文献１に開示された従来の送信回路に用いられる信号生成部５００の構成を示すブロック図である。図１２において、従来の信号生成部５００は、信号出力部５０１、デジタルフィルタ５０２，０５３、及びＡＳＩＣ（application specific integrated circuits）５０４を備える。信号出力部５０１は、Ｉ信号（in-phase signal），及びＱ信号（quadrature phase signal）を出力する。Ｉ，Ｑ信号は、デジタルフィルタ５０２，５０３に入力される。デジタルフィルタ５０２，５０３は、Ｉ，Ｑ信号から不要な成分を除去し、Ｉｔ，Ｑｔ信号として出力する。Ｉｔ，Ｑｔ信号は、ＡＳＩＣ５０４に入力される。
　ＡＳＩＣ５０４は、Ｉｔ，Ｑｔ信号に基づいて、振幅信号ＡＭを算出する。また、ＡＳＩＣ５０４は、Ｉｔ，Ｑｔ信号を振幅信号ＡＭで割り算することで、規格化されたＩｐ，Ｑｐ信号を生成する。ＡＳＩＣ５０４は、（式１）で表される振幅信号ＡＭ、及び（式２）で表されるＩｐ，Ｑｐ信号を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　特許文献１には、信号生成部５００をポーラ変調回路に適用した例は開示されていないが、上述した信号生成部５００をポーラ変調回路に適用することも想定される。以下、信号生成部５００を適用したポーラ変調回路を従来の送信回路５１０と記す。従来の送信回路５１０は、図１３のように構成することが想定される。図１３において、従来の送信回路５１０は、信号生成部５００、ＬＰＦ５１１～５１３、直交変調器５１４、及び振幅変調器５１５を備える。
　信号生成部５００は、上述したように、振幅信号ＡＭ、及び規格化されたＩＰ，ＱＰ信号を出力する。振幅信号ＡＭは、ＬＰＦ５１１に入力される。ＬＰＦ５１１は、振幅信号ＡＭから不要な成分を除去する。振幅信号ＡＭは、ＬＰＦ５１１で不要な成分が除去された後、振幅変調器５１５に入力される。
　ＩＰ，ＱＰ信号は、ＬＰＦ５１２，５１３に入力される。ＬＰＦ５１２，５１３は、ＩＰ，ＱＰ信号から不要な成分を除去する。具体的には、ＬＰＦ５１２，５１３は、ＩＰ，ＱＰ信号がデジタル信号であれば、ＩＰ，ＱＰ信号から量子化雑音を除去し、ＩＰ，ＱＰ信号がアナログ信号であれば、ＩＰ，ＱＰ信号からイメージ信号を除去する。
　ＩＰ，ＱＰ信号は、ＬＰＦ５１２，５１３で不要な成分が除去された後、直交変調器５１４に入力される。直交変調器５１４は、ＬＰＦ５１２，５１３を介して入力されたＩＰ，ＱＰ信号を直交変調し、高周波信号Ｐｉを出力する。高周波信号Ｐｉは、振幅変調器５１５に入力される。振幅変調器５１５は、高周波信号Ｐｉを振幅信号ＡＭで振幅変調し、送信信号Ｐｏを出力する。
米国特許第６０７８６２８号明細書
　しかしながら、上述した送信回路５１０では、ＩＰ、ＱＰ信号がＬＰＦ５１２，５１３を通過していた。そのため、ＬＰＦ５１２，５１３のカットオフ周波数によっては、ＩＰ、ＱＰ信号の高周波成分が失われ、ＬＰＦ５１２，５１３の後ろでは、ＩＰ，ＱＰ信号で構成されるベクトルの大きさが変動していた。これにより、図１４に示すように、直交変調器５１４が出力する高周波信号Ｐｉの包絡線が変動し、振幅変調器５１４の相対通過位相が変化していた。ここで、相対通過位相は、線形領域での位相変化がない領域を０と規格化したときに、非線形領域での０からの変化量によって定義される。
　すなわち、従来の送信回路５１０では、図１４に示すように、振幅変調器５１４のＡＭ／ＡＭ特性の飽和領域を使用するが、ＡＭ／ＡＭ特性の飽和領域ではＡＭ／ＰＭ特性も飽和しており、高周波信号Ｐｉの包絡線が変動することで、振幅変調器５１４でＡＭ／ＰＭ歪みが発生することになる。このように、従来の送信回路５１０には、振幅変調器５１５でＡＭ／ＰＭ歪みが発生するという問題点があった。
　それ故に、本発明の目的は、上記従来の問題点を解消し、ＡＭ／ＰＭ歪みを補償し、低歪みかつ高効率に動作する送信回路、及びそれを用いた通信機器を提供することである。
　本発明の目的は、送信信号を出力する送信回路に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の送信回路は、入力信号に所定の信号変換処理を施し、第１のＩ、Ｑ信号と、入力信号の位相成分を示す位相信号と、入力信号の大きさを示す第１の振幅信号とを生成する信号生成部と、位相信号を第２のＩ，Ｑ信号に変換するＩＱマッピング部と、第２のＩ，Ｑ信号の不要成分を除去する第１のＬＰＦと、第１のＬＰＦを介して入力された第２のＩ，Ｑ信号を直交変調し、高周波信号を出力する直交変調器と、高周波信号を第１の振幅信号で振幅変調し、送信信号として出力する振幅変調器と、第１のＩ，Ｑ信号に基づいて、送信信号に含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償する補償部とを備える。補償部は、第１のＬＰＦと同様の特性を有する第２のＬＰＦと、第２のＬＰＦを介して入力された第１のＩ，Ｑ信号の大きさを示す第２の振幅信号を算出する振幅演算部と、第２の振幅信号の大きさに対応した係数が予め格納されているＬＵＴと、第２の振幅信号の大きさに対応した係数をＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数に基づいて、第２の振幅信号に対応した位相補償量を算出する制御部と、第１の位相信号に、位相補償量を加算する加算器とを備える。
　また、制御部は、第２の振幅信号の大きさ近傍の係数をＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数を補間することで、第２の振幅信号に対応した位相補償量を算出してもよい。
　ＬＵＴには、振幅変調器の相対通過位相と逆特性の関係を有する係数が格納される。
　また、ＬＵＴには、第１の振幅信号の大きさ、及び第２の振幅信号の大きさに対応した係数が格納されてもよい。この場合、制御部は、第１の振幅信号の大きさ、及び第２の振幅信号の大きさに対応した係数をＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数に基づいて、第１の振幅信号及び第２の振幅信号に対応した位相補償量を算出する。
　また、制御部は、第１の振幅信号の大きさ、及び第２の振幅信号の大きさ近傍の係数をＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数を補間することで、第１の振幅信号及び第２の振幅信号に対応した位相補償量を算出してもよい。
　信号生成部は、入力信号を位相信号と、第１の振幅信号とに変換する第１の信号変換部と、位相信号を第１のＩ，Ｑ信号に変換する第２の信号変換部とを備える。入力信号をＩ，Ｑで表し、位相信号をθで表し、第１のＩ，Ｑ信号をＩＰ，ＱＰで表し、第１の振幅信号をｍで表すと、Ｉ，Ｐ、θ、ＩＰ，ＱＰ、ｍの間には、下記式の関係が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　好ましくは、送信回路は、直交変調器と、振幅変調器との間に、高周波信号の包絡線の変動を抑えるリミッタをさらに備える。
　また、本発明は、上述した送信回路を備える通信機器にも向けられている。通信機器は、送信信号を生成する送信回路と、送信回路で生成された送信信号を出力するアンテナとを備える。また、通信機器は、アンテナから受信した受信信号を処理する受信回路と、送信回路で生成された送信信号をアンテナに出力し、アンテナから受信した受信信号を受信回路に出力するアンテナ共用部とをさらに備えてもよい。
　本発明の送信回路によれば、補償部は、第２のＬＰＦを通過したＩＰＬ、ＱＰＬ信号のベクトルの大きさ（すなわち、振幅信号Ｍ）を算出することで、第１のＬＰＦによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測する。そして、補償部は、算出した振幅信号Ｍに基づいて、振幅変調器の相対通過位相Φを補償するための位相補償量θｃｏｍｐ（－Φ）を算出し、位相信号θに位相補償量θｃｏｍｐを加算する。。このようにして、送信回路は、補償部が送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償するので、低歪みかつ高効率に動作することができる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る送信回路１の構成の一例を示すブロック図である。 図２は、信号生成部１０の詳細な構成の一例を示すブロック図である。 図３Ａは、振幅変調器１７の相対通過位相Φの一例を示す図である。 図３Ｂは、ＬＵＴ２０の格納されている係数θｃｏｍｐ０の一例を示す図である。 図４は、本発明の第１の実施形態に係る送信回路１ａの構成の一例を示すブロック図である。 図５は、本発明の第２の実施形態に係る送信回路２の構成の一例を示すブロック図である。 図６Ａは、振幅変調器１７ａの相対通過位相Φの一例を示す図である。 図６Ｂは、ＬＵＴ２０ａの格納されている係数θｃｏｍｐ０の一例を示す図である。 図７は、本発明の第１の実施形態に係る送信回路２ａの構成の一例を示すブロック図である。 図８は、本発明の第３の実施形態に係る送信回路３の構成の一例を示すブロック図である。 図９は、本発明の第３の実施形態に係る送信回路３ａの構成の一例を示すブロック図である。 図１０は、振幅演算部１８で算出される振幅信号Ｍの時間波形の一例を示す図である。 図１１は、本発明の第４の実施形態に係る通信機器２００の構成の一例を示すブロック図である。 図１２は、従来の送信回路に用いられる信号生成部５００の構成を示すブロック図である。 図１３は、従来の送信回路５１０の構成を示すブロック図である。 図１４は、従来の送信回路５１０の特性を示す図である。
　（第１の実施形態）
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る送信回路１の構成の一例を示すブロック図である。図１において、送信回路１は、信号生成部１０、ＩＱマッピング部１１、ＬＰＦ（low-pass filter）１２～１５、直交変調器１６、振幅変調器１７、振幅演算部１８、制御部１９、ＬＵＴ（look-up table）２０、及び加算器２１を備える。ここで、ＬＰＦ１４，１５、振幅演算部１８、制御部１９、ＬＵＴ２０、及び加算器２１は、ＡＭ／ＰＭ歪みを補償するための構成であるので、補償部２２と記すことができる。
　信号生成部１０は、入力信号に基づいて、振幅信号ｍ、ＩＰ，ＱＰ信号、及び位相信号θを生成する。ここで、入力信号は、Ｉ成分（in-phase component）からなるＩ信号（in-phase signal）、及びＱ成分（quadrature phase component）からなるＱ信号（quadrature phase signal）である。振幅信号ｍは、（式３）を用いて表すことができる。ＩＰ，ＱＰ信号は、（式４）を用いて表すことができる。位相信号θは、（式５）を用いて表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　図２は、信号生成部１０の詳細な構成の一例を示すブロック図である。図２において、信号生成部１０は、信号変換部１０１、１０２から構成される。信号変換部１０１は、Ｉ，Ｑ信号を、極座標系の信号であり、Ｉ，Ｑ信号の大きさを示す振幅信号ｍ、及びＩ，Ｑ信号の位相成分を示す位相信号θに変換する。振幅信号ｍは、上述した（式３）で表すことができる。位相信号θは、上述した（式５）で表すことができる。信号変換部１０２は、位相信号θをＩ成分、及びＱ成分からなる信号である、ＩＰ、ＱＰ信号に変換する。ＩＰ、ＱＰ信号は、上述した（式４）を用いて表すことができる。
　信号生成部１０から出力された位相信号θは、加算器２１に入力される。加算器２１は、位相信号θと、制御部１９の出力信号θｃｏｍｐとを加算して、位相信号θ’を出力する。位相信号θ’は、（式６）で表すことができる。制御部１９の動作の詳細については後述する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ＩＱマッピング部１１は、位相信号θ’をＩ成分からなるＩＰ’信号、及びＱ成分からなるＱＰ’信号に変換する。ＩＰ’，ＱＰ’信号は、（式７）を用いて表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ＩＰ’，ＱＰ’信号は、ＬＰＦ１２，１３に入力される。ＬＰＦ１２，１３は、ＩＰ’，ＱＰ’信号を所定のカットオフ周波数で帯域制限し、ＩＰ’，ＱＰ’信号から不要な成分を除去する。具体的には、ＬＰＦ１２，１３は、ＩＰ’，ＱＰ’信号がデジタル信号であれば、ＩＰ’，ＱＰ’信号から量子化雑音を除去し、ＩＰ’，ＱＰ’信号がＤＡ変換したあとのアナログ信号であれば、ＩＰ’，ＱＰ’信号からＤＡ変換による高調波であるイメージ信号を除去する。ここで、ＬＰＦ１２，１３は、互いに同様の特性を備えるものとする。ＩＰ’，ＱＰ’信号が互いに直交するだけで同様の性質の信号であるからである。そのため、ＬＰＦ１２，１３は、１つのフィルタによって構成されてもよい。
　ＩＰ’，ＱＰ’信号は、ＬＰＦ１２，１３で不要な成分が除去された後、直交変調器１６に入力される。直交変調器１６は、ＬＰＦ１２，１３を介して入力されたＩＰ’，ＱＰ’信号を直交変調し、高周波信号Ｐｉを出力する。高周波信号Ｐｉは、振幅変調器１７に入力される。振幅変調器１７は、高周波信号Ｐｉを振幅信号ｍで振幅変調し、送信信号Ｐｏを出力する。
　ここで、直交変調器１６に入力されるＩＰ’，ＱＰ’信号は、ＬＰＦ１２，１３を通過しているため、ＩＰ’，ＱＰ’信号の高周波成分が失われ、ＬＰＦ１２，１３の後ろでは、ＩＰ’，ＱＰ’信号で構成されるベクトルの大きさが変動することになる。このため、図１４で示したように、直交変調器１６が出力する高周波信号Ｐｉの包絡線が変動し、振幅変調器１７の相対通過位相が変化することになる。ここで、相対通過位相は、線形領域での位相変化がない領域を０と規格化したときに、非線形領域での０からの変化量で定義される。この相対通過位相をΦとすると、補償部２２が動作しなければ、振幅変調器１７が出力する送信信号ＰｏにはΦのＡＭ／ＰＭ歪みが含まれることになる。
　補償部２２は、ＩＰ’，ＱＰ’信号がＬＰＦ１２，１３を通過することによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測し、当該予測した包絡線の変動に基づいて、送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償する。以下、補償部２２の動作について説明する。
　補償部２２において、ＬＰＦ１４，１５は、ＬＰＦ１２，１３と同様の特性を有する。これは、ＬＰＦ１４，１５を用いて、ＬＰＦ１２，１３を通過することによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測するためである。ＬＰＦ１４，１５には、信号生成部１０からＩＰ，ＱＰ信号が入力される。ＬＰＦ１４，１５は、ＩＰ，ＱＰ信号を所定のカットオフ周波数で帯域制限し、ＩＰＬ、ＱＰＬ信号を出力する。
　また、ＬＰＦ１４，１５は、互いに同様の特性を備えるものとする。これは、ＩＰ，ＱＰ信号が互いに直交するだけで同様の性質の信号であるからである。そのため、ＬＰＦ１４，１５は、１つのフィルタによって構成されてもよい。
　ＩＰ，ＱＰ信号は、ＬＰＦ１４，１５を介して、ＩＰＬ、ＱＰＬ信号として、振幅演算部１８に入力される。振幅演算部１８は、ＩＰＬ，ＱＰＬ信号から振幅信号Ｍを算出する。振幅信号Ｍは、（式８）を用いて表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　制御部１９には、振幅演算部１８が出力する振幅信号Ｍと、信号生成部１０が出力する位相信号θとが入力される。制御部１９は、振幅信号Ｍの大きさに対応した係数θｃｏｍｐ０をＬＵＴ２０から読み出し、当該読み出した係数θｃｏｍｐ０に基づいて、振幅信号Ｍに対応した位相補償量θｃｏｍｐを算出する。また、制御部１９は、振幅信号Ｍの大きさ近傍の係数θｃｏｍｐ０をＬＵＴ２０から読み出し、当該読み出した係数θｃｏｍｐ０を補間することにより、振幅信号Ｍに対応した位相補償量θｃｏｍｐを算出してもよい。ここで、ＬＵＴ２０に格納された係数θｃｏｍｐ０について説明する。
　図３Ａは、振幅変調器１７の相対通過位相Φの一例を示す図である。図３Ａに示すように、振幅変調器１７に入力される高周波信号Ｐｉの包絡線の大きさが、Ｐｉ１～Ｐｉｎと変化するに従って、相対通過位相ΦもΦ１～Φｎと変化する。ただし、ｎは任意の自然数を表す。
　図３Ｂは、ＬＵＴ２０の格納されている係数θｃｏｍｐ０の一例を示す図である。図３Ｂに示すように、ＬＵＴ２０には、振幅演算部１８が出力する振幅信号Ｍの大きさ（Ｐｉ１～Ｐｉｎ）に対応した係数θｃｏｍｐ０（－Φ１～－Φｎ）が予め格納されているものとする。すなわち、ＬＵＴ２０には、上述した振幅変調器１７の相対通過位相Φと逆特性の関係を示す係数θｃｏｍｐ０が格納される。
　加算器２１は、位相信号θと、制御部１９の出力信号（すなわち、位相補償量θｃｏｍｐ）とを加算して、位相信号θ’を出力する。位相信号θ’は、（式６）を用いて表したとおりである。
　このように、補償部２２は、ＬＰＦ１４，１５を通過したＩＰＬ、ＱＰＬ信号のベクトルの大きさ（すなわち、振幅信号Ｍ）を算出することで、ＩＰ’，ＱＰ’信号がＬＰＦ１２，１３を通過することによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測する。そして、補償部２２は、算出した振幅信号Ｍに基づいて、振幅変調器１７の相対通過位相Φを補償するための位相補償量θｃｏｍｐ（－Φ）を算出し、位相信号θに位相補償量θｃｏｍｐを加算する。これによって、補償部２２は、送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償する。
　以上のように、本発明の第１の実施形態に係る送信回路１によれば、補償部２２が送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償することで、低歪みかつ高効率に動作することができる。
　なお、送信回路１は、図４に示す送信回路１ａのように、ＤＡＣ（digital to analog converter）２３～２５、及びＬＰＦ２６をさらに備える構成であってもよい。ＤＡＣ２３、２４は、ＩＱマッピング部１１が出力したＩＰ’，ＱＰ’信号をデジタル－アナログ変換する。ＤＡＣ２５は、信号生成部１０が出力した振幅信号ｍをデジタル－アナログ変換する。ＬＰＦ２６は、アナログ信号である振幅信号ｍから、イメージ信号を除去する。
　また、補償部２２は、ＬＵＴ２０を必ずしも備える必要はなく、制御部１９が所定の演算によって、位相補償量θｃｏｍｐを算出するものであってもよい。
　（第２の実施形態）
　図５は、本発明の第２の実施形態に係る送信回路２の構成の一例を示すブロック図である。図５において、第２の実施形態では、振幅変調器１７ａの相対通過位相Φが、振幅変調器１７ａに入力される高周波信号Ｐｉの包絡線の大きさに加えて、信号生成部１０が出力する振幅信号ｍの大きさによっても変化することを想定する。第２の実施形態に係る送信回路２は、補償部２２ａの動作が、第１の実施形態と異なる。以下、補償部２２ａの動作について説明する。
　図６Ａは、振幅変調器１７ａの相対通過位相Φの一例を示す図である。図６Ａに示すように、振幅変調器１７ａの相対通過位相Φは、振幅変調器１７ａに入力される高周波信号Ｐｉの包絡線の大きさ、及び振幅信号ｍの大きさによっても変化する。例えば、振幅信号ｍの大きさがｍ１であるとき、高周波信号Ｐｉの包絡線の大きさがＰｉ１～Ｐｉｎと変化するのに従って、相対通過位相ΦもΦ１１～Φｎ１と変化する。また、振幅信号ｍの大きさがｍｓであるとき、高周波信号Ｐｉの包絡線の大きさがＰｉ１～Ｐｉｎと変化するのに従って、相対通過位相ΦもΦ１ｓ～Φｎｓと変化する。ただし、ｎ，ｓは、任意の自然数である。
　図６Ｂは、ＬＵＴ２０ａの格納されている係数θｃｏｍｐ０の一例を示す図である。図６Ｂに示すように、ＬＵＴ２０ａには、振幅演算部１８が出力する振幅信号Ｍの大きさ（Ｐｉ１～Ｐｉｎ）、及び振幅信号ｍ（ｍ１～ｍｓ）の大きさに対応した係数θｃｏｍｐ０（－Φ１１～－Φｎｓ）が予め格納されているものとする。すなわち、ＬＵＴ２０ａには、上述した振幅変調器１７ａの相対通過位相Φと逆特性の関係を有する係数θｃｏｍｐ０が格納される。
　制御部１９ａには、振幅演算部１８が出力する振幅信号Ｍと、信号生成部１０が出力する位相信号θに加えて、信号生成部１０が出力する振幅信号ｍが入力される。制御部１９ａは、振幅信号Ｍの大きさ、及び振幅信号ｍの大きさに対応した係数θｃｏｍｐ０をＬＵＴ２０ａから読み出し、当該読み出した係数θｃｏｍｐ０に基づいて、振幅信号Ｍ及び振幅信号ｍに対応した位相補償量θｃｏｍｐを算出する。また、制御部１９ａは、振幅信号Ｍの大きさ、及び振幅信号ｍの大きさ近傍の係数θｃｏｍｐ０をＬＵＴ２０ａから読み出し、当該読み出した係数θｃｏｍｐ０を補間することにより、振幅信号Ｍ及び振幅信号ｍに対応した位相補償量θｃｏｍｐを算出してもよい。この他の動作は、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
　このように、補償部２２ａは、ＬＰＦ１４，１５を通過したＩＰＬ、ＱＰＬ信号のベクトルの大きさ（すなわち、振幅信号Ｍ）を算出することで、ＩＰ’，ＱＰ’信号がＬＰＦ１２，１３を通過することによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測する。そして、補償部２２ａは、算出した振幅信号Ｍと、信号生成部１０が出力した振幅信号ｍとに基づいて、振幅変調器１７の相対通過位相Φを補償するための位相補償量θｃｏｍｐ（－Φ）を算出し、位相信号θに位相補償量θｃｏｍｐを加算する。これによって、補償部２２ａは、送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償する。
　以上のように、本発明の第２の実施形態に係る送信回路２によれば、補償部２２ａが送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償することで、低歪みかつ高効率に動作することができる。また、送信回路２は、第１の実施形態と比較して、振幅信号ｍの変動が大きい場合にも、送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを精度よく補償することができる。
　なお、送信回路２は、図７に示す送信回路２ａのように、ＤＡＣ（digital to analog converter）２３～２５、及びＬＰＦ２６、２７をさらに備える構成であってもよい。ＤＡＣ２３、２４は、ＩＱマッピング部１１が出力したＩＰ’，ＱＰ’信号をデジタル－アナログ変換する。ＤＡＣ２５は、信号生成部１０が出力した振幅信号ｍをデジタル－アナログ変換する。ＬＰＦ２６は、アナログ信号である振幅信号ｍから、イメージ信号を除去する。ＬＰＦ２７は、デジタル信号である振幅信号ｍから量子化雑音を除去する。
　（第３の実施形態）
　図８は、本発明の第３の実施形態に係る送信回路３の構成の一例を示すブロック図である。図８において、第３の実施形態に係る送信回路３は、第１の実施形態に係る送信回路１と比較して、直交変調器１６と振幅変調器１７との間にリミッタ（limiter）２７をさらに備える。リミッタ２８は、直交変調器１６が出力する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動抑える働きをする。
　補償部２２ｂは、振幅変調器１７で発生するＡＭ／ＰＭ歪みを補償する代わりに、リミッタ２８でのＡＭ／ＰＭ歪みを補償する。具体的には、補償部２２ｂは、ＬＰＦ１４，１５を通過したＩＰＬ、ＱＰＬ信号のベクトルの大きさ（すなわち、振幅信号Ｍ）を算出することで、ＩＰ’，ＱＰ’信号がＬＰＦ１２，１３を通過することによって発生する高周波信号Ｐｉの包絡線の変動を予測する。そして、補償部２２ｂは、算出した振幅信号Ｍに基づいて、リミッタ２８でのＡＭ／ＰＭ歪みを補書するための位相補償量θｃｏｍｐ（－Φ）を算出し、位相信号θに位相補償量θｃｏｍｐを加算する。これによって、補償部２２ｂは、送信信号Ｐｏに含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償することができる。他の動作は、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
　以上のように、本発明の第３の実施形態に係る送信回路３によれば、リミッタ２８には、振幅信号ｍが入力されないので、ＡＭ／ＰＭ特性が安定しており、良好な歪み補償が可能となる。
　なお、送信回路３は、図９に示す送信回路３ａのように、ＤＡＣ（digital to analog converter）２３～２５、及びＬＰＦ２６をさらに備える構成であってもよい。ＤＡＣ２３、２４は、ＩＱマッピング部１１が出力したＩＰ’，ＱＰ’信号をデジタル－アナログ変換する。ＤＡＣ２５は、信号生成部１０が出力した振幅信号ｍをデジタル－アナログ変換する。ＬＰＦ２６は、アナログ信号である振幅信号ｍから、イメージ信号を除去する。
　なお、第１の実施形態に係る送信回路１は、振幅信号ｍ（すなわち、送信信号Ｐｏの包絡線）の変動が比較的小さい変調方式に適用するのに有用である。振幅信号ｍの変動が小さい変調方式としては、例えば、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）やＥＤＧＥ（Enhanced Data GSM Environment）等の通信方式がある。
　また、第２の実施形態に係る送信回路２は、振幅信号ｍ（すなわち、送信信号Ｐｏの包絡線）の変動が比較的大きい変調方式に適用するのに有用である。これは、振幅信号ｍの変動が大きいほど、ＡＭ／ＰＭ歪みも大きくなるからである。振幅信号ｍの変動が大きい変調方式としては、例えば、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）や、３ＧＬＴＥ／ＷｉＭＡＸ（3rd Generation Long Term Evolution / Worldwide Interoperability for Microwave Access）等の方式が挙げられる。
　次に、第１～３の実施形態に係る送信回路におけるＬＵＴ２０、２１ａに格納される係数θｃｏｍｐ０の設定方法について説明する。図１０は、振幅演算部１８で算出される振幅信号Ｍの時間波形の一例を示す図である。第１の方法は、図１０に示すように、振幅信号Ｍの大きさが変動する全範囲（すなわち、Ａ１の範囲）に渡って、ＬＵＴ２０，２１ａに係数θｃｏｍｐ０を設定する方法である。第１の方法では、ＬＵＴ２０，２０ａのメモリサイズが大きくなるが、細かな制御が可能となる。
　第２の方法は、所定の存在確率以上の振幅信号Ｍの大きさの範囲（すなわち、Ａ２の範囲）にだけ、係数θｃｏｍｐ０を設定する方法である。なお、振幅信号Ｍの大きさがＡ２の範囲をはみ出した場合には、はみ出した振幅信号Ｍに最も近い係数θｃｏｍｐ０を使えばよい。第２の方法では、ＬＵＴ２０，２０ａのメモリサイズを小さくすることができる。
　（第４の実施形態）
　図１１は、本発明の第４の実施形態に係る通信機器２００の構成の一例を示すブロック図である。図９を参照して、第４の実施形態に係る通信機器２００は、送信回路２１０、受信回路２２０、アンテナ共用部２３０、及びアンテナ２４０を備える。送信回路２１０には、上述した第１～３の実施形態に記載の送信回路が用いられる。アンテナ共用部２３０は、送信回路２１０から出力された送信信号をアンテナ２４０に伝達し、受信回路２２０に送信信号が漏れるのを防ぐ。また、アンテナ共用部２３０は、アンテナ２４０から入力された受信信号を受信回路２２０に伝達し、受信信号が送信回路２１０に漏れるのを防ぐ。
　従って、送信信号は、送信回路２１０から出力され、アンテナ共用部２３０を介してアンテナ２４０から空間に放出される。受信信号は、アンテナ２４０で受信され、アンテナ共用部２３０を介して受信回路２２０で受信される。第４の実施形態に係る通信機器２００は、第１～３の実施形態に係る送信回路を用いることで、送信信号の線形性を確保しつつ、かつ無線装置としての低歪みを実現することができる。また、送信回路２１０の出力に方向性結合器などの分岐がないため、送信回路２１０からアンテナ２４０までの損失を低減することが可能であり、送信時の消費電力を低減することができ、無線通信機器として、長時間の使用が可能となる。また、通信機器２００は、送信回路２１０が受信帯域と重なる帯域に含まれる雑音を低減することで、送信回路２１０で発生した雑音が、受信回路２２０の受信品質に悪影響を与えることを防止することができる。なお、通信機器２００は、送信回路２１０とアンテナ２４０とのみを備えた構成であってもよい。
　本発明に係る送信回路は、携帯電話や無線ＬＡＮ等の通信機器等に適用することができる。
　１～３　　送信回路
　１０　　信号生成部
　１１　　ＩＱマッピング部
　１２～１５、２６、２７　ＬＰＦ
　１６　　直交変調器
　１７　　振幅変調器
　１８　　振幅演算部
　１９、１９ａ　　制御部
　２０、２０ａ　　ＬＵＴ
　２１　　加算器
　２２、２２ａ、２２ｂ　　補償部
　２３～２５　　ＤＡＣ
　２８　リミッタ
　１０１、１０２　信号変換部
　２００　　通信機器
　２１０　　送信回路
　２２０　　受信回路
　２３０　　アンテナ共振器
　２４０　　アンテナ

Claims (10)

  1. 　送信信号を出力する送信回路であって、
    　入力信号に所定の信号変換処理を施し、第１のＩ、Ｑ信号と、前記入力信号の位相成分を示す位相信号と、前記入力信号の大きさを示す第１の振幅信号とを生成する信号生成部と、
    　前記位相信号を第２のＩ，Ｑ信号に変換するＩＱマッピング部と、
    　前記第２のＩ，Ｑ信号の不要成分を除去する第１のＬＰＦと、
    　前記第１のＬＰＦを介して入力された前記第２のＩ，Ｑ信号を直交変調し、高周波信号を出力する直交変調器と、
    　前記高周波信号を前記第１の振幅信号で振幅変調し、前記送信信号として出力する振幅変調器と、
    　前記第１のＩ，Ｑ信号に基づいて、前記送信信号に含まれるＡＭ／ＰＭ歪みを補償する補償部とを備え、
    　前記補償部は、
    　　前記第１のＬＰＦと同様の特性を有する第２のＬＰＦと、
    　　前記第２のＬＰＦを介して入力された前記第１のＩ，Ｑ信号の大きさを示す第２の振幅信号を算出する振幅演算部と、
    　　前記第２の振幅信号の大きさに対応した係数が予め格納されているＬＵＴと、
    　　前記第２の振幅信号の大きさに対応した係数を前記ＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数に基づいて、前記第２の振幅信号に対応した位相補償量を算出する制御部と、
    　　前記位相信号に、前記位相補償量を加算する加算器とを備える、送信回路。
  2. 　前記制御部は、前記第２の振幅信号の大きさ近傍の係数を前記ＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数を補間することで、前記第２の振幅信号に対応した前記位相補償量を算出することを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
  3. 　前記ＬＵＴには、前記振幅変調器の相対通過位相と逆特性の関係を有する係数が格納されることを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
  4. 　前記ＬＵＴには、前記第１の振幅信号の大きさ、及び前記第２の振幅信号の大きさに対応した係数が格納されることを特徴とする、請求項３に記載の送信回路。
  5. 　前記制御部は、前記第１の振幅信号の大きさ、及び前記第２の振幅信号の大きさに対応した係数を前記ＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数に基づいて、前記第１の振幅信号及び前記第２の振幅信号に対応した前記位相補償量を算出することを特徴とする、請求項４に記載の送信回路。
  6. 　前記制御部は、前記第１の振幅信号の大きさ、及び前記第２の振幅信号の大きさ近傍の係数を前記ＬＵＴから読み出し、当該読み出した係数を補間することで、前記第１の振幅信号及び前記第２の振幅信号に対応した前記位相補償量を算出することを特徴とする、請求項５に記載の送信回路。
  7. 　前記信号生成部は、
    　　前記入力信号を前記位相信号と、前記第１の振幅信号とに変換する第１の信号変換部と、
    　　前記位相信号を前記第１のＩ，Ｑ信号に変換する第２の信号変換部とを備え、
    　前記入力信号をＩ，Ｑで表し、前記位相信号をθで表し、前記第１のＩ，Ｑ信号をＩＰ，ＱＰで表し、前記第１の振幅信号をｍで表すと、Ｉ，Ｐ、θ、ＩＰ，ＱＰ、ｍの間には、下記式の関係が成立することを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
  8. 　前記直交変調器と、前記振幅変調器との間に、前記高周波信号の包絡線の変動を抑えるリミッタをさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
  9. 　通信機器であって、
    　送信信号を生成する送信回路と、
    　前記送信回路で生成された送信信号を出力するアンテナとを備え、
    　前記送信回路は、請求項１に記載の送信回路であることを特徴とする、通信機器。
  10. 　前記アンテナから受信した受信信号を処理する受信回路と、
    　前記送信回路で生成された送信信号を前記アンテナに出力し、前記アンテナから受信した受信信号を前記受信回路に出力するアンテナ共用部とをさらに備えることを特徴とする、請求項９に記載の通信機器。
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