WO2011018874A1 - 電圧制御発振器を用いた二点変調装置及び較正処理方法 - Google Patents

電圧制御発振器を用いた二点変調装置及び較正処理方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2011018874A1
WO2011018874A1 PCT/JP2010/004014 JP2010004014W WO2011018874A1 WO 2011018874 A1 WO2011018874 A1 WO 2011018874A1 JP 2010004014 W JP2010004014 W JP 2010004014W WO 2011018874 A1 WO2011018874 A1 WO 2011018874A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
frequency
signal
voltage
pulse
controlled oscillator
Prior art date
Application number
PCT/JP2010/004014
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
宮長健二
築澤貴行
Original Assignee
パナソニック株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by パナソニック株式会社 filed Critical パナソニック株式会社
Priority to US13/389,290 priority Critical patent/US8704602B2/en
Priority to JP2011526681A priority patent/JPWO2011018874A1/ja
Publication of WO2011018874A1 publication Critical patent/WO2011018874A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C3/00—Angle modulation
    • H03C3/02—Details
    • H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
    • H03C3/0908—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop
    • H03C3/0941—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop applying frequency modulation at more than one point in the loop
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C3/00—Angle modulation
    • H03C3/02—Details
    • H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
    • H03C3/0908—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop
    • H03C3/095—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop applying frequency modulation to the loop in front of the voltage controlled oscillator
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C3/00—Angle modulation
    • H03C3/02—Details
    • H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
    • H03C3/0908—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop
    • H03C3/0966—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop modulating the reference clock
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/08—Details of the phase-locked loop
    • H03L7/083—Details of the phase-locked loop the reference signal being additionally directly applied to the generator
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L2207/00—Indexing scheme relating to automatic control of frequency or phase and to synchronisation
    • H03L2207/05—Compensating for non-linear characteristics of the controlled oscillator
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L2207/00—Indexing scheme relating to automatic control of frequency or phase and to synchronisation
    • H03L2207/06—Phase locked loops with a controlled oscillator having at least two frequency control terminals

Definitions

  • the present invention relates to a two-point modulation apparatus using a voltage-controlled oscillator and a calibration processing method, and more specifically, a two-point modulation apparatus that calibrates the gain and nonlinearity of a voltage-controlled oscillator and a calibration performed by the two-point modulation apparatus. It relates to the processing method.
  • a voltage-controlled oscillator (hereinafter referred to as VCO) is widely used as a device for generating a local oscillation signal in a modulation device of a wireless communication device.
  • VCO voltage-controlled oscillator
  • a frequency modulation signal and a phase modulation signal can be generated.
  • a modulation signal having a constant envelope generated by such a VCO is input to a power amplifier, while a power supply voltage of the power amplifier is controlled, whereby a modulation signal having a modulation component in an amplitude component (phase shift keying; PSK, code division multiple access; CDMA, orthogonal frequency division multiplexing; OFDM, etc.) can be generated.
  • PSK phase shift keying
  • CDMA orthogonal frequency division multiplexing
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration example of a modulation device using a conventional two-point modulation method.
  • the conventional two-point modulation device 501 includes a calculation unit 521, a frequency error calculation unit 522, a loop filter 523, an addition unit 525, a VCO 526, a frequency detection unit 527, and a buffer 528.
  • the modulation signal is converted into a signal corresponding to a desired frequency channel in the calculation unit 521 and output as a low-pass response signal via the frequency error calculation unit 522 and the loop filter 523.
  • the modulated signal is adjusted to a necessary signal by the buffer 528 and output as a high-pass response signal.
  • Adder 525 adds the low-pass response signal and the high-pass response signal, and inputs the result to VCO 526.
  • the signal output from the VCO 526 is fed back to the frequency error calculator 522 via the frequency detector 527.
  • the frequency error calculation unit 522 detects and outputs a frequency error between the modulation signal output from the computing unit 521 and the signal output from the frequency detection unit 527. By this feedback processing, the frequency of the signal output from the VCO 526 is stabilized.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration example of a conventional direct modulation device 511 described in Patent Document 1.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration example of a conventional direct modulation device 511 described in Patent Document 1.
  • a conventional direct modulation device 511 has a PLL circuit including a VCO 1506, an N-frequency divider (N counter) 1508, a phase comparator, a charge pump (CP), and an RC coupling filter. is doing.
  • a phase signal corresponding to a desired channel is converted into a digital modulation signal by a ⁇ modulator and supplied to an N-frequency divider 1508 and a phase comparator.
  • the step signal ⁇ fPM is converted into an analog signal by the D / A converter 1510 and then input to the auxiliary terminal 1504 of the VCO 1506 through a low-pass filter (hereinafter referred to as LPF) 1512.
  • LPF low-pass filter
  • the PLL circuit is operated in a closed loop state.
  • the step signal ⁇ fPM is input, and the frequency division ratio of the N-frequency divider 1508 is shifted by ⁇ N.
  • the conventional direct modulation device 511 calibrates the gain and nonlinearity of the VCO 1506.
  • the adder 525 included in the conventional two-point modulator 501 shown in FIG. 11 is substantially equivalent to a high-pass filter (hereinafter referred to as HPF) (FIG. 15), and therefore passes through the feedforward circuit.
  • HPF high-pass filter
  • the DC component in the signal that becomes a high-pass response is attenuated.
  • a feedforward circuit is used to suppress an increase in circuit scale. It is desirable to use both.
  • the reference signal passes through the feedforward circuit, the DC component is attenuated, and the reference signal input to the VCO may be distorted. For this reason, there is a problem that the VCO calibration process cannot be performed with high accuracy.
  • the object of the present invention is to calibrate the gain and nonlinearity of the VCO with the feedback circuit in an open loop state while suppressing the signal distortion due to the HPF of the feedforward circuit, and can calibrate optimally in a short time. It is to provide a two-point modulation device and a calibration processing method.
  • the present invention is directed to a two-point modulator using a voltage controlled oscillator.
  • the two-point modulator of the present invention includes a feedback circuit that feedback-controls an output signal from a voltage-controlled oscillator based on an input modulation signal, and a voltage obtained by calibrating the modulation signal.
  • a voltage including a modulation unit including a feedforward circuit that outputs to the controlled oscillator, a signal output unit that outputs a predetermined reference signal to the modulation unit instead of the modulation signal, and a feedback circuit in an open loop during the calibration process
  • a gain correction unit that calculates a frequency transition amount of the reference signal output from the controlled oscillator and corrects a gain used for calibration of the modulation signal in the feedforward circuit based on the calculated frequency transition amount; This gain correction unit corrects the gain to reflect the effect of signal distortion caused by the high-pass filter included in the feedforward circuit.
  • the reference signal is a signal having a pattern in which positive and negative rectangular pulses representing the frequency f are alternately generated with a pulse width T.
  • the reference signal includes at least a pulse having a pulse value of 0 having no frequency information, a positive and negative rectangular pulse expressing the frequency f1, and a positive and negative rectangular pulse expressing the frequency f2 different from the frequency f1.
  • the reference signal is preferably a signal having a pattern that changes in ascending order from a rectangular pulse having the lowest frequency transition amount to a rectangular pulse having the highest frequency transition amount.
  • the modulation unit fixes the output voltage to the voltage controlled oscillator to the lock-up voltage.
  • the feedback circuit can be easily brought into an open loop state.
  • the gain correction unit calculates a frequency transition amount for each of a plurality of rectangular pulses constituting the reference signal.
  • the gain correction unit calculates the frequency transition amount after waiting for the output of the voltage controlled oscillator to stabilize after rising of a plurality of rectangular pulses.
  • the calibration processing method performed in the two-point modulation device using the voltage controlled oscillator includes a step of locking up a feedback circuit that feedback-controls an output signal from the voltage controlled oscillator based on the input modulation signal. Applying a voltage to the voltage controlled oscillator to cause the feedback circuit to be in an open loop state, outputting a predetermined reference signal to the voltage controlled oscillator through a feed forward circuit for calibrating the modulation signal, and This is realized by calculating the frequency transition amount of the reference signal output from the voltage controlled oscillator and correcting the gain used for calibration of the modulation signal in the feedforward circuit based on the calculated frequency transition amount.
  • the VCO gain and nonlinearity can be appropriately calibrated in a short time.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a two-point modulation device 1 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a flowchart showing the procedure of the calibration operation performed by the two-point modulation device 1.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a pulse pattern of a reference signal used in the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example in which distortion due to HPF attenuation occurs in the pulse pattern of FIG.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a detailed configuration example of the correction gain calculation unit 31 used in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a table included in the correction gain holding unit 32 in the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a pulse pattern of a reference signal used in the second embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example in which distortion due to HPF attenuation occurs in the pulse pattern of FIG.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a table included in the correction gain holding unit 32 in the second embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a pulse pattern of a reference signal used in the third embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration example of a conventional two-point modulation device 501.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining that a wide band can be realized by a modulation device of a two-point modulation method.
  • FIG. 13 is a diagram for explaining the frequency characteristics of a non-linear VCO.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration example of a conventional direct modulation device 511.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating an equivalent circuit of addition unit 525 shown in FIG.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a two-point modulation device 1 according to an embodiment of the present invention.
  • the two-point modulation device 1 includes a signal output unit 10, a modulation unit 20, and a gain correction unit 30.
  • the signal output unit 10 includes a signal selection unit 11 and a reference signal generation unit 12.
  • the modulation unit 20 includes a calculation unit 21, a frequency error calculation unit 22, a loop filter 23, a voltage holding unit 24, an addition unit 25, a VCO 26, a frequency detection unit 27, and a gain calibration unit 28.
  • the gain correction unit 30 includes a correction gain calculation unit 31 and a correction gain holding unit 32.
  • the reference signal generation unit 12 generates a reference signal used during a calibration operation described later.
  • the signal selection unit 11 receives the modulation signal and the reference signal, selects and outputs the modulation signal during normal modulation processing, and selectively outputs the reference signal during calibration processing.
  • a multiplexer is used for the signal selection unit 11.
  • the signal output from the signal selection unit 11 is input to the calculation unit 21 and the gain calibration unit 28 of the modulation unit 20.
  • the calculation unit 21 receives the signal output from the signal selection unit 11 and a desired frequency channel signal, and controls the center frequency of the signal output from the signal selection unit 11 to a desired value.
  • the signal output from the calculation unit 21 is compared with the frequency signal detected by the frequency detection unit 27 in the frequency error calculation unit 22, and an error signal indicating the frequency error between the two signals is calculated.
  • the error signal is output to the adding unit 25 via the voltage holding unit 24 after the high frequency side component is suppressed by the loop filter 23.
  • This loop filter 23 for example, a low-pass filter is used.
  • the voltage holding unit 24 holds the output signal of the loop filter 23 as necessary.
  • the VCO 26 outputs a signal having a frequency corresponding to the signal (control voltage) output from the adder 25.
  • the frequency detector 27 detects the frequency of the signal output from the VCO 26 and outputs the detected frequency to the frequency error calculator 22.
  • a frequency digital converter (FDC) is used for the frequency detection unit 27.
  • the frequency error calculation unit 22, the loop filter 23, the voltage holding unit 24, the addition unit 25, the VCO 26, and the frequency detection unit 27 form a low-pass response feedback circuit.
  • the error signal calculated by the frequency error calculation unit 22 is finally a value corresponding to zero and the control voltage is stabilized, and the VCO 26 outputs a signal having a frequency corresponding to a desired channel signal. , The VCO 26 is locked up.
  • the gain calibration unit 28 receives the signal output from the signal selection unit 11 and calibrates the gain of the signal output from the signal selection unit 11 according to the correction gain value held by the correction gain holding unit 32.
  • the adding unit 25 combines the signal output from the voltage holding unit 24 and the signal output from the gain calibration unit 28 and outputs the resultant signal to the VCO 26.
  • the gain calibration unit 28, the addition unit 25, and the VCO 26 form a high-pass response feedforward circuit.
  • the correction gain calculator 31 calculates the correction gain of the VCO 26 from the frequency detected by the frequency detector 27 during the calibration operation.
  • the correction gain holding unit 32 holds the correction gain calculated by the correction gain calculation unit 31 for each frequency for which the calibration operation has been performed.
  • the gain calibration unit 28 calibrates the modulation signal passing through the feedforward circuit using the correction gain held in the correction gain holding unit 32 during the modulation process.
  • FIG. 2 is a flowchart showing the procedure of the first embodiment of the calibration operation performed by the two-point modulator 1 of the present invention. This first embodiment describes a method for calibrating the gain of the VCO 26.
  • the signal selection unit 11 selects a state in which no signal is input.
  • a frequency channel signal having a desired frequency fc is input to the frequency error calculation unit 22 to place the feedback circuit in a closed loop state (step S201).
  • Measurement is performed (step S202).
  • the lockup voltage is held by the voltage holding unit 24 (step S203).
  • the loop filter 23 is stopped, and the lockup voltage held by the voltage holding unit 24 is fixedly supplied as a voltage to be output to the adding unit 25, and the feedback circuit is set in an open loop state (step S204).
  • the signal selection unit 11 switches the output of the reference signal generation unit 12 to the selected state (step S205).
  • the gain calibration unit 28 sets the correction gain value of the VCO 26 to an initial value (step S205).
  • the reference signal generation unit 12 generates a reference signal having the pulse pattern shown in FIG. 3 and outputs the reference signal to the correction gain holding unit 32 and the gain calibration unit 28.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the reference signal used in the first embodiment in order to measure the correction gain value of the VCO 26.
  • the reference signal shown in FIG. 3 includes a first pulse having a positive pulse value + A expressing the frequency f, a second pulse having a negative pulse value ⁇ A expressing the frequency f, and a positive pulse value + A.
  • the third pulse having The pulse widths of the first to third pulses are time T, respectively.
  • the pulse value A and the pulse width T of the reference signal are set to values that allow the correction gain calculation unit 31 to calculate the correction gain with sufficient accuracy. For example, if the pulse value A is too small, the amount of transition of the output frequency of the VCO 26 becomes smaller than the resolution of the frequency detector 27.
  • the correction gain calculation unit 31 cannot calculate an accurate correction gain.
  • the correction gain calculation unit 31 cannot calculate an accurate correction gain due to the influence of the non-linearity of the VCO 26. If the pulse width T is too small, the correction gain calculation unit 31 cannot sufficiently average the output signal of the frequency detection unit 27 and cannot calculate an accurate correction gain due to the influence of noise. On the other hand, if the pulse width T is too large, the correction gain calculation unit 31 needs useless time to calculate the correction gain.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a detailed configuration example of the correction gain calculation unit 31.
  • the frequency transition amount measuring unit 311 For each of the first to third pulses, the frequency transition amount measuring unit 311 has a period from a time when a predetermined time t0 has elapsed from the pulse rising point to a pulse falling point at which the time t1 has elapsed from the time t0. The frequency is measured and the average frequency transition amount of each pulse is obtained.
  • the predetermined time t0 is a time required for the output of the VCO 26 to follow and stabilize with respect to the pulse change, and the length of the time can be arbitrarily set.
  • HPF output HPF out (t) is expressed by the following equation [1].
  • CR is a time constant of HPF.
  • the frequency at the time when the predetermined time t0 has elapsed from the rising point of the pulse is + A ⁇ D
  • the frequency at the falling point T of the pulse is + AD.
  • ⁇ t0 / (t0 + t1). Therefore, the frequency transition amount fmeas1 of the first pulse is expressed by the following equation [4].
  • the frequency transition amount fmeas2 of the second pulse is expressed by the following equation [5].
  • the frequency transition amount fmeas3 of the third pulse is the same as that of the first pulse and is given by the following equation [6].
  • the frequency transition amount correction unit 312 calculates the frequency transition amount fcomp of the reference signal that has been distorted by HPF from the frequency transition amounts fmeas1 to fmeas3 of the first to third pulses measured by the frequency transition amount measurement unit 311. It calculates
  • the calculation unit 313 corrects the gain of the VCO 26 in consideration of signal distortion due to HPF based on the frequency transition amount fref and the frequency transition amount fcomp of the reference signal output from the reference signal generation unit 12.
  • the gain value G is obtained by the following equation [8].
  • the obtained correction gain value G of the VCO 26 is held in the correction gain holding unit 32 (step S207).
  • the correction gain value G of the VCO 26 is obtained for each of the plurality of channel frequencies.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a table included in the correction gain holding unit 32 according to the first embodiment.
  • the table may hold correction gain values G for a plurality of channel frequencies as shown in FIG. 6, or only one correction gain value G may be held and locked to each channel frequency.
  • the correction gain value G may be calibrated. In the latter case, the circuit scale can be reduced compared to the former.
  • the signal selection unit 11 switches to the state in which the modulation signal is selected, and the feedback circuit changes the output of the voltage holding unit 24 to the output from the loop filter 23 and returns to the closed loop state (step) S208).
  • the correction gain holding unit 32 determines the frequency of the modulation signal and outputs the correction gain value G of the VCO 26 associated with the determined frequency to the gain calibration unit 28.
  • the average value of the frequency transition amount of each pulse constituting the reference signal is reflected in the correction gain value.
  • the reference signal in which the first pulse having the pulse value + A, the second pulse having the pulse value ⁇ A, and the third pulse having the pulse value + A are generated for each period T has been described.
  • the reference signal is not limited to the pulse pattern described in the first embodiment. If the pulse pattern is such that a pulse with a pulse value + A and a pulse with a pulse value ⁇ A are alternately generated with a pulse width T, The order and number can be freely set.
  • This second embodiment describes a method for calibrating the gain and nonlinearity of the VCO 26.
  • the procedure of the second embodiment of the calibration operation performed by the two-point modulation device 1 of the present invention is basically the same as the procedure shown in FIG. 2, but the process of step S206 is different.
  • the second embodiment will be described focusing on the processing in step S206.
  • the reference signal generation unit 12 When the initial correction gain value is set in the gain calibration unit 28 (step S205), the reference signal generation unit 12 generates a reference signal of the pulse pattern shown in FIG. 7, and the correction gain holding unit 32 and the gain calibration unit To 28.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining a reference signal used in the second embodiment in order to measure the correction gain value of the VCO 26.
  • the reference signal shown in FIG. 7 includes a zeroth pulse of no signal for which no frequency information is output, a first pulse having a negative pulse value ⁇ A1 expressing the frequency f1, and a positive pulse value expressing the frequency f1.
  • the pulse widths of the 0th to 9th pulses are each time T.
  • the attenuation by HPF in the feedforward circuit causes each pulse value ⁇ A of the 0th to 9th pulses of the reference signal observed by the frequency detector 27 as shown by the solid line in FIG.
  • the frequency ⁇ A2 is attenuated (drift) by the frequency D2, the frequency ⁇ A3 by the frequency D3, and the frequency ⁇ A4 by the frequency D4. Therefore, in the second embodiment, the correction gain calculation unit 31 performs the calculation by the following method (step S206).
  • the frequency transition amount measuring unit 311 determines, for each of the 0th to 9th pulses, the time ⁇ when the predetermined time t0 has elapsed from the rising point of the pulse and the time t1 from the time ⁇ .
  • the frequency of two points with the falling point of the elapsed pulse is measured, and the frequency transition amount of each pulse is obtained.
  • the frequency transition amounts fmeas0 to fmeas9 of the 0th to 9th pulses are expressed by the following equations [9] to [18], respectively.
  • the frequency transition amount correction unit 312 uses the frequency transition amounts fmeas1 to fmeas3 of the first to ninth pulses measured by the frequency transition amount measurement unit 311 to each frequency transition amount of the reference signal subjected to distortion.
  • fcomp is obtained by the following equation [29].
  • the calculation unit 313 corrects for each frequency for calibrating the gain and nonlinearity of the VCO 26 based on the frequency transition amount fref of the reference signal output from the reference signal generation unit 12 and each frequency transition amount fcomp.
  • the gain value G is obtained by equation [30].
  • the frequency transition amounts fcomp1 to fcomp3 of the first to third pulses are used to calibrate the gain of the VCO 26, and the frequency transition amounts fcomp2 to fcomp9 of the second to ninth pulses are nonlinearities of the VCO 26. Is used to calibrate
  • the obtained correction gain value G of the VCO 26 is held in the correction gain holding unit 32 (step S207).
  • the correction gain value G of the VCO 26 is obtained for each of the plurality of channel frequencies.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a table included in the correction gain holding unit 32 according to the second embodiment.
  • the correction gain value G is not limited to holding all values corresponding to all of the pulse values ⁇ A1, ⁇ A2, ⁇ A3, and ⁇ A4 shown in FIG. You may hold
  • the frequency transition amount of each pulse constituting the reference signal is reflected in the correction gain value.
  • a reference signal having four rectangular pulses with pulse values ⁇ A1, ⁇ A2, ⁇ A3, and ⁇ A4 is used to calibrate the nonlinearity of the VCO 26.
  • the non-linearity calibration of the VCO 26 is performed by correcting the correction gain value for at least two frequencies in the frequency band of the modulation signal (in the second embodiment, the pulse values ⁇ A4 to + A4 correspond to the frequency bandwidth of the modulation signal). This is possible by calculating.
  • the frequency spectrum of a modulation signal is observed, many components are often included in the vicinity of DC (in the vicinity of the channel frequency when observed in the RF band).
  • the correction gain value is calculated with respect to the both-end frequencies of the modulation signal bandwidth (pulse values -A4 and + A4 in the second embodiment) and a frequency in the middle (pulse values ⁇ A1 in the second embodiment).
  • the pulse value ⁇ A1 may be a frequency transition amount equal to or higher than the minimum resolution of the frequency detection unit 27.
  • the nonlinearity can be calibrated with higher accuracy.
  • one point of correction gain value was obtained by calibration, and in the second embodiment, plural points of correction gain values were obtained.
  • the number of correction gain values to be determined is determined by the bandwidth of the modulation signal and the non-linearity of the VCO 26. In FIG. 13, when the linear region of the VCO 26 is larger than the bandwidth of the modulation signal, the number of correction gain values may be one point. Conversely, when the linear region of the VCO 26 is smaller than the bandwidth of the modulation signal, a plurality of correction gain values are required.
  • the plurality of pulses constituting the reference signal are rectangular pulses having a frequency with the smallest frequency transition amount (in this example, pulse value ⁇ A1) as shown in FIG. It is desirable that the pattern be configured in a pattern that changes in ascending order up to a rectangular pulse having a frequency transition amount (pulse value ⁇ A4 in this example) having the largest frequency transition amount.
  • the pulse width T is constant for all reference signals.
  • the pulse width T may be changed according to the pulse value.
  • ⁇ Third embodiment> a method (predistortion) in which the frequency transition amount fcomp obtained by the frequency transition amount correction unit 312 in the second embodiment is reflected in the reference signal in advance will be described.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining a reference signal used in the third embodiment.
  • the frequency transition amount fcomp that the frequency transition amount correction unit 312 will obtain is reflected in the reference signal in advance.
  • the configuration of the frequency transition amount correction unit 312 can be omitted, and the processing load performed by the frequency transition amount correction unit 312 can be eliminated, and the calibration process can be executed at high speed.
  • the present invention can be used for a wireless communication device equipped with a two-point modulation device using a VCO, and is particularly useful when calibrating the gain and nonlinearity of a VCO considering signal distortion caused by the HPF of the feedforward circuit. It is.

Landscapes

  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)

Abstract

　入力される変調信号に基づいた電圧制御発振器からの出力信号をフィードバック制御するフィードバック回路、及びその変調信号を較正して電圧制御発振器へ出力するフィードフォワード回路、を含む変調部と、較正処理時に、変調信号に代えて所定の参照信号を変調部へ出力する信号出力部と、フィードバック回路をオープンループにした状態で、電圧制御発振器が出力する参照信号の周波数遷移量を算出し、この算出した周波数遷移量に基づいてフィードフォワード回路で変調信号の較正に用いられる利得を補正する利得補正部とを備える。

Description

電圧制御発振器を用いた二点変調装置及び較正処理方法
　本発明は、電圧制御発振器を用いた二点変調装置及び較正処理方法に関し、より特定的には、電圧制御発振器の利得及び非線形性を較正する二点変調装置及び二点変調装置で行われる較正処理方法に関する。
　周知のように、電圧制御発振器（以下、ＶＣＯと記す）は、局部発振信号を発生させるデバイスとして、無線通信機の変調装置に広く使用されている。ＶＣＯを使うことで、周波数変調信号や位相変調信号を生成することができる。また、このようなＶＣＯで生成した定包絡線の変調信号をパワーアンプに入力する一方、パワーアンプの電源電圧を制御することで、振幅成分にも変調成分を持つ変調信号（位相偏移キーイング；ＰＳＫ、符号分割多重アクセス；ＣＤＭＡ、直交周波数分割多重；ＯＦＤＭ等）を生成することができる。近年、このような変調装置を異なる複数の周波数帯を使用する通信システムに対応させるため、ＶＣＯの発振周波数を広い周波数範囲で調整できる必要が生じている。
　そこで、変調装置での広帯域化を実現するために、二点変調（ｔｗｏ－ｐｏｉｎｔ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる変調方式が提案されている。図１１は、従来の二点変調方式を用いた変調装置の構成例を示す図である。
　図１１において、従来の二点変調装置５０１は、演算部５２１と、周波数誤差算出部５２２と、ループフィルタ５２３と、加算部５２５と、ＶＣＯ５２６と、周波数検出部５２７と、バッファ５２８とを備える。
　変調信号は、演算部５２１において所望の周波数チャネルに対応する信号に変換され、周波数誤差算出部５２２及びループフィルタ５２３を介して、ローパス応答の信号として出力される。また、変調信号は、バッファ５２８で必要な信号に調整されて、ハイパス応答の信号として出力される。加算部５２５は、ローパス応答の信号とハイパス応答の信号とを加算し、ＶＣＯ５２６へ入力する。ＶＣＯ５２６が出力する信号は、周波数検出部５２７を介して周波数誤差算出部５２２にフィードバック入力される。周波数誤差算出部５２２は、演算器５２１から出力される変調信号と、周波数検出部５２７から出力される信号との周波数誤差を検出して出力する。このフィードバック処理により、ＶＣＯ５２６が出力する信号の周波数が安定する。
　このように、二点変調方式を用いれば、フィードバック回路を通過するローパス応答となる周波数利得と、フィードフォワード回路を通過するハイパス応答となる周波数利得とを、組み合わせた変調特性を得ることができるので、変調装置の広帯域化を実現できる（図１２）。
　しかし、この二点変調方式を用いたとしても、非線形性であるＶＣＯ５２６を用いると、線形で変調できる周波数帯域が狭くなって出力に歪みが生じ、広帯域な周波数特性を得ることができないという問題がある（図１３）。そのため、ＶＣＯ５２６の利得や非線形性を較正（キャリブレーション）する必要が生じてくる。
　上記問題を解決するものとして、特許文献１に記載された発明が存在する。図１４は、この特許文献１に記載された従来の直接変調装置５１１の構成例を示す図である。
　図１４において、従来の直接変調装置５１１は、ＶＣＯ１５０６と、Ｎ－分周器（Ｎカウンタ）１５０８と、位相比較器と、チャージポンプ（ＣＰ）と、ＲＣ結合フィルタとを備えたＰＬＬ回路を有している。所望のチャネルに対応する位相信号は、ΔΣ変調器によってデジタルの変調信号に変換され、Ｎ－分周器１５０８及び位相比較器に供給される。ステップ信号ΔｆPMは、Ｄ／Ａ変換器１５１０によってアナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦと記す）１５１２を介してＶＣＯ１５０６の補助端子１５０４に入力される。
　この構成では、ＰＬＬ回路をクローズループ状態で動作させる。まず、所望のチャネル周波数ｆcを入力し、分周比ＮでＶＣＯ１５０６をロックアップして、その時のロックアップ電圧Ｖctrlを保持しておく［ｆREF＝ｆC／Ｎ］。次に、ステップ信号ΔｆPMを入力し、Ｎ－分周器１５０８の分周比をΔＮずらす。そして、この時のロックアップ電圧Ｖctrlが、最初と同じロックアップ電圧になるように、ステップ信号ΔｆPMを調整する［ｆREF＝（ｆC＋ΔｆPM）／（Ｎ＋ΔＮ）］。これらの処理を、複数の較正点において実施することで、従来の直接変調装置５１１は、ＶＣＯ１５０６の利得や非線形性を較正している。
米国特許第７０６１３４１号明細書
　しかしながら、上記特許文献１に記載された従来の直接変調装置５１１は、ＰＬＬ回路をクローズループ状態で動作させているため、ＶＣＯ１５０６の較正処理に時間がかかる。このため、ロックアップ時間に規格上の制約がある通信システムによっては、ロックアップが間に合わない場合が生じるという問題があった。
　さらには、図１１に示す従来の二点変調装置５０１に含まれる加算部５２５は、実質的にハイパスフィルタ（以下、ＨＰＦと記す）と等価になるため（図１５）、フィードフォワード回路を通過するハイパス応答となる信号におけるＤＣ成分が減衰してしまう。通常、ＶＣＯの較正処理を行うには、何らかの参照信号をＶＣＯに入力してその応答を観測する必要があるが、参照信号を入力するパスとしては、回路規模の増大を抑えるためにフィードフォワード回路を兼用することが望ましい。しかし、参照信号がフィードフォワード回路を通ることでＤＣ成分が減衰し、ＶＣＯに入力する参照信号が歪んでしまう場合がある。このため、ＶＣＯの較正処理が精度良く行えないという問題がある。
　それ故に、本発明の目的は、フィードフォワード回路のＨＰＦによる信号歪みを抑えつつ、フィードバック回路をオープンループにした状態でＶＣＯの利得及び非線形性を較正することで、短時間かつ最適に較正ができる二点変調装置及び較正処理方法を提供することである。
　本発明は、電圧制御発振器を用いた二点変調装置に向けられている。そして、上記目的を達成するために、本発明の二点変調装置は、入力される変調信号に基づいた電圧制御発振器からの出力信号をフィードバック制御するフィードバック回路、及びその変調信号を較正して電圧制御発振器へ出力するフィードフォワード回路、を含む変調部と、較正処理時に、変調信号に代えて所定の参照信号を変調部へ出力する信号出力部と、フィードバック回路をオープンループにした状態で、電圧制御発振器が出力する参照信号の周波数遷移量を算出し、この算出した周波数遷移量に基づいてフィードフォワード回路で変調信号の較正に用いられる利得を補正する利得補正部とを備える。この利得補正部は、フィードフォワード回路に含まれるハイパスフィルタによる信号歪みの影響を反映させた利得に補正する。
　典型的には、参照信号は、周波数ｆを表現する正極性及び負極性の矩形パルスが、パルス幅Ｔで交互に発生するパターンの信号である。又は、参照信号は、少なくとも、周波数情報がないパルス値０のパルス、周波数ｆ１を表現する正極性及び負極性の矩形パルス、周波数ｆ１とは異なる周波数ｆ２を表現する正極性及び負極性の矩形パルスを、パルス幅Ｔで発生するパターンの信号である。この場合、周波数ｆ１をチャネル周波数が取り得る帯域幅の最小周波数に、周波数ｆ２をチャネル周波数が取り得る帯域幅の最大周波数に設定することが好ましい。また、参照信号は、周波数遷移量が最も少ない周波数の矩形パルスから周波数遷移量が最も多い周波数の矩形パルスまで昇順で変化するパターンの信号であることが望ましい。
　また、フィードバック回路をクローズループにした状態における電圧制御発振器のロックアップ電圧を保持する電圧保持部をさらに備えておけば、変調部が、電圧制御発振器への出力電圧をロックアップ電圧に固定することで、フィードバック回路を容易にオープンループ状態にすることができる。
　さらには、利得補正部は、参照信号を構成する複数の矩形パルス毎に周波数遷移量を算出することが望ましい。特に、利得補正部は、複数の矩形パルスの立ち上がり後電圧制御発振器の出力が安定するまで待って周波数遷移量を算出することが望ましい。
　また、電圧制御発振器を用いた二点変調装置で行われる較正処理方法は、入力される変調信号に基づいた電圧制御発振器からの出力信号をフィードバック制御するフィードバック回路をロックアップさせるステップ、ロックアップさせた時の電圧を電圧制御発振器に印加して、フィードバック回路をオープンループ状態にさせるステップ、変調信号の較正を行うフィードフォワード回路を通って、所定の参照信号を電圧制御発振器へ出力させるステップ、及び電圧制御発振器が出力する参照信号の周波数遷移量を算出して、この算出した周波数遷移量に基づいてフィードフォワード回路で変調信号の較正に用いられる利得を補正するステップで実現される。
　上記本発明によれば、フィードフォワード回路のＨＰＦによって生じている参照信号の歪みをＶＣＯの補正利得値に反映させるので、ＶＣＯの利得及び非線形性の較正を短時間で適切に行うことができる。
図１は、本発明の一実施形態に係る二点変調装置１の構成例を示す図である。 図２は、二点変調装置１が行う較正動作の手順を示すフローチャートである。 図３は、第１実施例で用いる参照信号のパルスパターンの一例を示す図である。 図４は、図３のパルスパターンにＨＰＦの減衰による歪みが生じた例を説明する図である。 図５は、第１実施例で用いる補正利得算出部３１の詳細な構成例を示す図である。 図６は、第１実施例において補正利得保持部３２が有するテーブルの一例を示す図である。 図７は、第２実施例で用いる参照信号のパルスパターンの一例を示す図である。 図８は、図７のパルスパターンにＨＰＦの減衰による歪みが生じた例を説明する図である。 図９は、第２実施例において補正利得保持部３２が有するテーブルの一例を示す図である。 図１０は、第３実施例で用いる参照信号のパルスパターンの一例を示す図である。 図１１は、従来の二点変調装置５０１の構成例を示す図である。 図１２は、二点変調方式の変調装置で広帯域化を実現できることを説明する図である。 図１３は、非線形性なＶＣＯの周波数特性を説明する図である。 図１４は、従来の直接変調装置５１１の構成例を示す図である。 図１５は、図１１に示す加算部５２５の等価回路を説明する図である。
　　＜本発明の変調装置の構成＞
　図１は、本発明の一実施形態に係る二点変調装置１の構成例を示す図である。この二点変調装置１は、信号出力部１０と、変調部２０と、利得補正部３０とを備える。信号出力部１０は、信号選択部１１及び参照信号生成部１２を含む。変調部２０は、演算部２１、周波数誤差算出部２２、ループフィルタ２３、電圧保持部２４、加算部２５、ＶＣＯ２６、周波数検出部２７、及び利得較正部２８を含む。利得補正部３０は、補正利得算出部３１及び補正利得保持部３２を含む。
　まず、二点変調装置１の各構成の概略を説明する。
　参照信号生成部１２は、後述する較正動作時に使用する参照信号を生成する。信号選択部１１は、変調信号と参照信号とを入力して、通常の変調処理時には変調信号を選択出力し、較正処理時には参照信号を選択出力する。この信号選択部１１には、例えばマルチプレクサが使用される。信号選択部１１から出力される信号は、変調部２０の演算部２１及び利得較正部２８に入力される。
　演算部２１は、信号選択部１１から出力される信号と所望の周波数チャネル信号とを入力し、信号選択部１１から出力される信号の中心周波数を所望の値に制御する。演算部２１から出力される信号は、周波数誤差算出部２２で周波数検出部２７が検出した周波数信号と比較され、２つの信号の周波数誤差を示す誤差信号が算出される。この誤差信号は、ループフィルタ２３で高域側成分が抑制されて、電圧保持部２４を介して加算部２５に出力される。このループフィルタ２３には、例えばローパスフィルタが使用される。電圧保持部２４は、必要に応じてループフィルタ２３の出力信号を保持する。ＶＣＯ２６は、加算部２５から出力される信号（制御電圧）に応じた周波数の信号を出力する。周波数検出部２７は、ＶＣＯ２６から出力された信号の周波数を検出し、検出した周波数を周波数誤差算出部２２へ出力する。この周波数検出部２７には、例えば周波数デジタル変換器（ＦＤＣ）が用いられる。
　この周波数誤差算出部２２、ループフィルタ２３、電圧保持部２４、加算部２５、ＶＣＯ２６、及び周波数検出部２７によって、ローパス応答のフィードバック回路が形成される。このフィードバック回路によって、最終的には周波数誤差算出部２２が演算する誤差信号がゼロ相当の値となって制御電圧が安定し、ＶＣＯ２６は、所望のチャネル信号に相当する周波数の信号を出力して、ＶＣＯ２６がロックアップされる。
　利得較正部２８は、信号選択部１１から出力される信号を入力し、補正利得保持部３２で保持されている補正利得値に従って信号選択部１１から出力される信号の利得を較正する。加算部２５は、電圧保持部２４から出力される信号と利得較正部２８から出力される信号とを合成して、ＶＣＯ２６に出力する。この利得較正部２８、加算部２５、及びＶＣＯ２６によって、ハイパス応答のフィードフォワード回路が形成される。
　一方、補正利得算出部３１は、較正動作時において、周波数検出部２７が検出した周波数からＶＣＯ２６の補正利得を算出する。補正利得保持部３２は、補正利得算出部３１で算出された補正利得を、較正動作が行われた周波数毎に保持する。そして、利得較正部２８は、変調処理時において、補正利得保持部３２に保持されている補正利得を用いて、フィードフォワード回路を通過する変調信号を較正する。
　以下、上記構成を備えた二点変調装置１が行う特徴的な較正動作を説明する。
　　＜第１実施例＞
　図２は、本発明の二点変調装置１が行う較正動作の第１実施例の手順を示すフローチャートである。この第１実施例は、ＶＣＯ２６の利得を較正する方法を説明する。
　最初に、信号選択部１１は、いずれの信号も入力しない状態を選択する。周波数誤差算出部２２に所望の周波数ｆｃの周波数チャネル信号を入力し、フィードバック回路をクローズループ状態にして（ステップＳ２０１）、無変調信号時でのＶＣＯ２６のロックアップ時の電圧であるロックアップ電圧を測定する（ステップＳ２０２）。このロックアップ電圧は、電圧保持部２４が保持する（ステップＳ２０３）。その後、ループフィルタ２３を停止させると共に、電圧保持部２４が保持したロックアップ電圧を、加算部２５へ出力する電圧として固定供給して、フィードバック回路をオープンループ状態にする（ステップＳ２０４）。
　次に、フィードバック回路がオープンループ状態になると、信号選択部１１は、参照信号生成部１２の出力を選択した状態に切り換える（ステップＳ２０５）。また、利得較正部２８は、ＶＣＯ２６の補正利得値を初期値に設定する（ステップＳ２０５）。参照信号生成部１２は、図３に示すパルスパターンの参照信号を生成し、補正利得保持部３２及び利得較正部２８に出力する。
　図３は、ＶＣＯ２６の補正利得値を測定するために、第１実施例で用いる参照信号を説明する図である。図３に示す参照信号は、周波数ｆを表現する正極性のパルス値＋Ａを持つ第１パルス、周波数ｆを表現する負極性のパルス値－Ａを持つ第２パルス、及び正極性のパルス値＋Ａを持つ第３パルスで構成される。第１～第３パルスのパルス幅は、それぞれ時間Ｔである。参照信号のパルス値Ａ及びパルス幅Ｔは、補正利得算出部３１が十分な精度を持って補正利得を算出することができる値に設定される。例えば、パルス値Ａが小さすぎると、ＶＣＯ２６の出力周波数の遷移量が周波数検出部２７の分解能よりも小さくなる。そのため、補正利得算出部３１は、正確な補正利得を算出できない。一方、パルス値Ａが大きすぎると、ＶＣＯ２６の非線形性による影響のため、補正利得算出部３１は、正確な補正利得を算出できない。また、パルス幅Ｔが小さすぎると、補正利得算出部３１は、周波数検出部２７の出力信号を十分に平均化できずにノイズの影響を受けて正確な補正利得を算出できない。一方、パルス幅Ｔが大きすぎると、補正利得算出部３１は、補正利得を算出するのに無駄な時間を要してしまう。
　理想的な二点変調装置１では、参照信号は図３のまま変わることなくＶＣＯ２６に入力され、周波数検出部２７で観測される。しかしながら、現実にはフィードフォワード回路でＨＰＦによる減衰が生じ、周波数検出部２７で観測される参照信号の第１～第３パルスの各パルス値±Ａは、図４の実線で示すように周波数Ｄ分だけそれぞれ減衰することになる。そこで、第１実施例では、補正利得算出部３１における算出を以下の手法で行う（ステップＳ２０６）。図５は、補正利得算出部３１の詳細な構成例を示す図である。
　周波数遷移量測定部３１１は、第１～第３パルスのそれぞれについて、パルスの立ち上がり点から所定時間ｔ０が経過した時点から、時点ｔ０から時間ｔ１が経過したパルスの立ち下がり点までの、期間の周波数を測定し、各パルスの平均の周波数遷移量を求める。なお、所定時間ｔ０は、パルス変化に対してＶＣＯ２６の出力が追従及び安定するまでに必要な時間であり、その時間の長さは任意に設定可能である。
　図１５に示すようなキャパシタＣと抵抗Ｒとで構成されるＨＰＦに、振幅Ａのステップ状のパルス信号を入力した場合、ＨＰＦの出力ＨＰＦout(ｔ)は次式［１］で表される。ＣＲは、ＨＰＦの時定数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　この式［１］から、時間の経過と共に参照信号の振幅が減衰することがわかる。パルス幅Ｔが経過した後の減衰量Ｄは、次式［２］となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、Ｔ≪ＣＲであるとすると、式［２］は次式［３］のように近似できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　つまり、パルス幅ＴがＨＰＦの時定数ＣＲよりも十分小さければ、ＨＰＦによる減衰量はパルス幅Ｔに比例することがわかる。
　従って、図４において、第１パルスについては、パルスの立ち上がり点から所定時間ｔ０を経過した時点での周波数は＋Ａ－τＤであり、パルスの立ち下がり点Ｔでの周波数は＋Ａ－Ｄである。ここで、τ＝ｔ０／（ｔ０＋ｔ１）である。従って、第１パルスの周波数遷移量ｆmeas1は、次式［４］となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　同様に、第２パルスについては、時点τでの周波数は－Ａ－Ｄ＋τＤであり、パルスの立ち下がり点２Ｔでの周波数は－Ａである。従って、第２パルスの周波数遷移量ｆmeas2は、次式［５］となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　第３パルスの周波数遷移量ｆmeas3は、第１のパルスと同じであり次式［６］となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　そして、周波数遷移量補正部３１２は、周波数遷移量測定部３１１で測定された第１～第３パルスの周波数遷移量ｆmeas1～ｆmeas3から、ＨＰＦによる歪みを受けた参照信号の周波数遷移量ｆcompを次式［７］によって求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　上記式［７］は、１≫τ及び１≫Ｄ／Ａを満足するように設計することで、ｆcomp＝Ａとなり、ＨＰＦによる信号歪み（Ｄ）をキャンセルできることがわかる。なお、周波数Ｄは、ハイパスフィルタＣＲ時定数によって定まる。
　最後に、演算部３１３が、参照信号生成部１２から出力される参照信号の周波数遷移量ｆrefと周波数遷移量ｆcompとに基づいて、ＨＰＦによる信号歪みを考慮したＶＣＯ２６の利得を較正するための補正利得値Ｇを、次式［８］によって求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　この求められたＶＣＯ２６の補正利得値Ｇは、補正利得保持部３２に保持される（ステップＳ２０７）。なお、二点変調装置１で用いられるチャネル信号の周波数が複数ある場合（ｆａ、ｆｂ、…）には、複数のチャネル周波数のそれぞれについてＶＣＯ２６の補正利得値Ｇが求められる。図６は、第１実施例の補正利得保持部３２が有するテーブルの一例を示す図である。なお、テーブルには、図６に示すように複数のチャネル周波数に対する補正利得値Ｇをそれぞれ保持してもよいし、補正利得値Ｇを１つだけ保持しておき、各チャネル周波数にロックする度にこの補正利得値Ｇの較正することにしてもよい。後者の場合、前者に比べて回路規模を削減することができる。又は、温度変化や経年変化による変動は、通信システムが通信を行う時間に比べて長い時間をかけて生じるので、必ずしも周波数ロックの度に行う必要は無く、一定時間間隔で補正利得値Ｇを較正するようにしてもよい。これにより、較正を行わない場合のロックアップ時間を短縮できると共に、消費電力を低減することができる。
　以上で較正処理が完了し、信号選択部１１は変調信号を選択した状態に切り換えると共に、フィードバック回路は電圧保持部２４の出力をループフィルタ２３からの出力に変更してクローズループ状態に戻る（ステップＳ２０８）。変調処理時においては、補正利得保持部３２が、変調信号の周波数を判断し、判断した周波数に対応付けられているＶＣＯ２６の補正利得値Ｇを利得較正部２８へ出力する。
　以上のように、第１実施例によれば、参照信号を構成する各パルスの周波数遷移量の平均値を補正利得値に反映させる。これにより、フィードフォワード回路にＨＰＦが等価的に挿入されていたとしても、ＶＣＯ２６の利得の較正を適切に行うことができる。
　なお、上記第１実施例では、パルス値＋Ａの第１パルス、パルス値－Ａの第２パルス、及びパルス値＋Ａの第３パルスを、それぞれ期間Ｔずつ発生させた参照信号を説明した。しかしながら、参照信号はこの第１実施例で説明したパルスパターンに限られるものではなく、パルス値＋Ａのパルスとパルス値－Ａのパルスとがパルス幅Ｔで交互に発生するパルスパターンであれば、その順序や個数は自由に設定可能である。
　　＜第２実施例＞
　この第２実施例は、ＶＣＯ２６の利得及び非線形性を較正する方法を説明する。本発明の二点変調装置１が行う較正動作の第２実施例の手順は、基本的に図２に示す手順と同様であるが、ステップＳ２０６の処理が異なる。以下、ステップＳ２０６の処理を中心に第２実施例を説明する。
　利得較正部２８に初期値の補正利得値が設定されると（ステップＳ２０５）、参照信号生成部１２は、図７に示すパルスパターンの参照信号を生成し、補正利得保持部３２及び利得較正部２８に出力する。図７は、ＶＣＯ２６の補正利得値を測定するために、第２実施例で用いる参照信号を説明する図である。
　図７に示す参照信号は、周波数情報が何も出力されない無信号の第０パルス、周波数ｆ１を表現する負極性のパルス値－Ａ１を持つ第１パルス、周波数ｆ１を表現する正極性のパルス値＋Ａ１を持つ第２パルス、負極性のパルス値－Ａ１を持つ第３パルス、周波数ｆ２を表現する正極性のパルス値＋Ａ２を持つ第４パルス、周波数ｆ２を表現する負極性のパルス値－Ａ２を持つ第５パルス、周波数ｆ３を表現する正極性のパルス値＋Ａ３を持つ第６パルス、周波数ｆ３を表現する負極性のパルス値－Ａ３を持つ第７パルス、周波数ｆ４を表現する正極性のパルス値＋Ａ４を持つ第８パルス、及び周波数ｆ４を表現する負極性のパルス値－Ａ４を持つ第９パルスで構成される。第０～第９パルスのパルス幅は、それぞれ時間Ｔである。
　上述したように、フィードフォワード回路でＨＰＦによる減衰が生じることで、周波数検出部２７で観測される参照信号の第０～第９パルスの各パルス値±Ａは、図８の実線で示すように、周波数Ｄ１分だけ、周波数±Ａ２は周波数Ｄ２分だけ、周波数±Ａ３は周波数Ｄ３分だけ、周波数±Ａ４は周波数Ｄ４分だけ、それぞれ減衰（ドリフト）することになる。そこで、第２実施例では、補正利得算出部３１における算出を以下の手法で行う（ステップＳ２０６）。
　上記第１実施例で説明した手法で、周波数遷移量測定部３１１は、第０～第９パルスのそれぞれについて、パルスの立ち上がり点から所定時間ｔ０が経過した時点τと、時点τから時間ｔ１が経過したパルスの立ち下がり点との２点の周波数を測定し、各パルスの周波数遷移量を求める。第０～第９パルスの周波数遷移量ｆmeas0～ｆmeas9は、それぞれ次式［９］～［１８］となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　また、Ｄｎ＝｜±Ａｎ｜×（ｔ０＋ｔ１）／ＲＣ（ｎ＝１，２，３，４）の関係を利用して、Ａ２＝４×Ａ１、Ａ３＝８×Ａ１、及びＡ４＝１６×Ａ１、であるとすると、式［１０］～［１８］で示した第１～第９パルスの周波数遷移量ｆmeas1～ｆmeas9は、それぞれ次式［１９］～［２７］となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　ここで、１≫τとなるように時間ｔ０及びｔ１の値を設定すれば、右辺括弧内の第２項のτを含む項は無視できるため、周波数遷移量ｆmeas1～ｆmeas9を求める演算を簡略化できる。説明の簡略化のため、第２項を「ｅN」に置き換えて第１～第９パルスの周波数遷移量ｆmeas1～ｆmeas9の全てを、次式［２８］という形で表す。
　これに基づいて、周波数遷移量補正部３１２は、周波数遷移量測定部３１１で測定された第１～第９パルスの周波数遷移量ｆmeas1～ｆmeas3から、歪みを受けた参照信号のそれぞれの周波数遷移量ｆcompを次式［２９］によって求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　そして、演算部３１３が、参照信号生成部１２から出力される参照信号の周波数遷移量ｆrefと各々の周波数遷移量ｆcompとに基づいて、ＶＣＯ２６の利得及び非線形性を較正するための周波数毎の補正利得値Ｇを式［３０］によって求める。典型的には、第１～第３パルスの周波数遷移量ｆcomp1～ｆcomp3は、ＶＣＯ２６の利得を較正するために用いられ、第２～第９パルスの周波数遷移量ｆcomp2～ｆcomp9は、ＶＣＯ２６の非線形性を較正するために用いられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
　この求められたＶＣＯ２６の補正利得値Ｇは、補正利得保持部３２に保持される（ステップＳ２０７）。なお、二点変調装置１で用いられるチャネル信号の周波数が複数ある場合（ｆａ、ｆｂ、…）には、複数のチャネル周波数のそれぞれについてＶＣＯ２６の補正利得値Ｇが求められる。図９は、第２実施例の補正利得保持部３２が有するテーブルの一例を示す図である。なお、補正利得値Ｇとしては、図９に示したパルス値±Ａ１、±Ａ２、±Ａ３、及び±Ａ４の全てに対応する値を全て保持する以外にも、正極性＋Ａと負極性－Ａとの平均値を保持してもよい。
　以上のように、第２実施例によれば、参照信号を構成する各パルスの周波数遷移量を補正利得値に反映させる。これにより、フィードフォワード回路にＨＰＦが等価的に挿入されていたとしても、ＶＣＯ２６の利得及び非線形性の較正を適切に行うことができる。
　なお、上記第２実施例では、ＶＣＯ２６の非線形性を較正するためにパルス値±Ａ１、±Ａ２、±Ａ３、及び±Ａ４の４つの矩形パルスを持つ参照信号を使用した。しかし、ＶＣＯ２６の非線形性の較正は、変調信号の周波数帯域（第２実施例においては、パルス値－Ａ４～＋Ａ４が変調信号の周波数帯域幅に相当する）において少なくとも２点の周波数に関して補正利得値を算出すれば可能である。一般的に、変調信号の周波数スペクトラムを観測すると、ＤＣ付近（ＲＦ帯で観測するとチャネル周波数付近）に多くの成分が含まれていることが多い。従って、変調信号の帯域幅の両端周波数（第２実施例においてはパルス値－Ａ４と＋Ａ４）と、その中間にある周波数（第２実施例においてはパルス値±Ａ１）とに関して補正利得値を算出さえすれば、ＶＣＯ２６の非線形性を精度良く較正することができる。この場合、パルス値±Ａ１は、周波数検出部２７の最小分解能以上の周波数遷移量であればよい。さらに、変調信号の周波数帯域において、その他の周波数に関しても補正利得値を算出することで、非線形性をより精度良く較正することができる。
　なお、上記第１実施例では、較正によって１点の補正利得値を求め、第２実施例では複数点の補正利得値を求めた。求めるべき補正利得値の数は、変調信号の帯域幅とＶＣＯ２６の非線形性とによって決まる。図１３において、ＶＣＯ２６の線形領域が変調信号の帯域幅よりも大きい場合には、補正利得値の数は１点でよい。逆に、ＶＣＯ２６の線形領域が変調信号の帯域幅よりも小さい場合には、補正利得値の数は複数必要となる。
　また、較正の精度を向上させるためには、参照信号を構成する複数のパルスは、図７に示したように、周波数遷移量が最も少ない周波数（この例では、パルス値±Ａ１）の矩形パルスから周波数遷移量が最も多い周波数（この例では、パルス値±Ａ４）の矩形パルスまで昇順で変化するパターンに構成されることが望ましい。
　なお、上記第２実施例では、パルス幅Ｔは全ての参照信号に対して一定であるとしたが、パルス値に応じて変えてもよい。前述のように、参照信号のパルス幅は、平均化によりノイズの影響をどれだけ軽減するかによって決まる。補正利得算出部３１が測定する平均の周波数遷移量のＳ／Ｎ比を一定にすればよいと考えると、参照信号のパルス値が大きくなるほど、相対的にノイズの影響は小さくなるので、パルス幅を短くすることができる。例えば、パルス値±Ａ１の時の参照信号のパルス幅をＴとした場合に、パルス値Ａ２（＝２×Ａ１）の時の参照信号のパルス幅は、Ｔ／２にすることができる。これにより、ロックアップ時間を短縮できる。
　　＜第３実施例＞
　この第３実施例は、上記第２実施例において周波数遷移量補正部３１２が求めた周波数遷移量ｆcompを、予め参照信号に反映させておく手法（プリディストーション）を説明する。
　上記式［２８］から、参照信号生成部１２から出力される参照信号は、周波数検出部２７では、係数（１＋ｅN）が掛けられた信号として測定されることがわかった。そこで、パルス値Ａｎを係数（１＋ｅN）で割ったパルス値Ａｎ’を、パルス値Ａｎに置き換えた参照信号を参照信号生成部１２から予め出力する。パルス値±Ａ１’、±Ａ２’、±Ａ３’、及び±Ａ４’は、それぞれ次式［３１］～［３８］で表される。図１０は、第３実施例で用いる参照信号を説明する図である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000037
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000038
　以上のように、第３実施例によれば、周波数遷移量補正部３１２が求めるであろう周波数遷移量ｆcompを、予め参照信号に反映させておく。これにより、周波数遷移量補正部３１２の構成を省略できると共に、周波数遷移量補正部３１２が行っていた処理負荷がなくなって較正処理を高速に実行することができる。
　本発明は、ＶＣＯを用いた二点変調装置を備える無線通信機等に利用可能であり、特にフィードフォワード回路のＨＰＦによって生じる信号歪みを考慮したＶＣＯの利得及び非線形性を較正する場合等に有用である。
１、５０１　二点変調装置
１０　信号出力部
１１　信号選択部
１２　参照信号生成部
２０　変調部
２１、３１３、５２１　演算部
２２、５２２　周波数誤差算出部
２３、５２３　ループフィルタ
２４　電圧保持部
２５、５２５　加算部
２６、５２６　ＶＣＯ
２７、５２７　周波数検出部
２８　利得較正部
３０　利得補正部
３１　補正利得算出部
３２　補正利得保持部
３１１　周波数遷移量測定部
３１２　周波数遷移量補正部

Claims (12)

  1. 　電圧制御発振器を用いた二点変調装置であって、
    　入力される変調信号に基づいた前記電圧制御発振器からの出力信号をフィードバック制御するフィードバック回路、及び当該変調信号を較正して前記電圧制御発振器へ出力するフィードフォワード回路、を含む変調部と、
    　較正処理時に、前記変調信号に代えて所定の参照信号を前記変調部へ出力する信号出力部と、
    　前記フィードバック回路をオープンループにした状態で、前記電圧制御発振器が出力する前記参照信号の周波数遷移量を算出し、当該算出した周波数遷移量に基づいて前記フィードフォワード回路で変調信号の較正に用いられる利得を補正する利得補正部とを備える、二点変調装置。
  2. 　前記参照信号は、周波数ｆを表現する正極性の矩形パルスと、周波数ｆを表現する負極性の矩形パルスとが、パルス幅Ｔで交互に発生するパターンの信号である、請求項１に記載の二点変調装置。
  3. 　前記参照信号は、少なくとも、周波数情報がないパルス値０のパルス、周波数ｆ１を表現する正極性の矩形パルス、周波数ｆ１を表現する負極性の矩形パルス、周波数ｆ１とは異なる周波数ｆ２を表現する正極性の矩形パルス、及び周波数ｆ２を表現する負極性の矩形パルスを、パルス幅Ｔで発生するパターンの信号である、請求項１に記載の二点変調装置。
  4. 　前記周波数ｆ１が、チャネル周波数が取り得る帯域幅の最小周波数であり、前記周波数ｆ２が、チャネル周波数が取り得る帯域幅の最大周波数である、請求項３に記載の二点変調装置。
  5. 　前記参照信号は、周波数遷移量が最も少ない周波数の矩形パルスから周波数遷移量が最も多い周波数の矩形パルスまで昇順で変化するパターンの信号である、請求項３に記載の二点変調装置。
  6. 　前記フィードバック回路をクローズループにした状態における前記電圧制御発振器のロックアップ電圧を保持する電圧保持部をさらに備え、
    　前記変調部は、前記電圧制御発振器への出力電圧を前記ロックアップ電圧に固定することで、前記フィードバック回路をオープンループ状態にする、請求項１に記載の二点変調装置。
  7. 　前記利得補正部は、前記参照信号を構成する複数の矩形パルス毎に周波数遷移量を算出する、請求項２に記載の二点変調装置。
  8. 　前記利得補正部は、前記参照信号を構成する複数の矩形パルス毎に周波数遷移量を算出する、請求項３に記載の二点変調装置。
  9. 　前記利得補正部は、前記複数の矩形パルスの立ち上がり後前記電圧制御発振器の出力が安定するまで待って周波数遷移量を算出する、請求項７に記載の二点変調装置。
  10. 　前記利得補正部は、前記複数の矩形パルスの立ち上がり後前記電圧制御発振器の出力が安定するまで待って周波数遷移量を算出する、請求項８に記載の二点変調装置。
  11. 　前記利得補正部は、前記フィードフォワード回路に含まれるハイパスフィルタによる信号歪みの影響を反映させた利得に補正する、請求項１に記載の二点変調装置。
  12. 　電圧制御発振器を用いた二点変調装置で行われる較正処理方法であって、
    　入力される変調信号に基づいた前記電圧制御発振器からの出力信号をフィードバック制御するフィードバック回路をロックアップさせるステップ、
    　前記ロックアップさせた時の電圧を前記電圧制御発振器に印加して、前記フィードバック回路をオープンループ状態にさせるステップ、
    　変調信号の較正を行うフィードフォワード回路を通って、所定の参照信号を前記電圧制御発振器へ出力させるステップ、及び
    　前記電圧制御発振器が出力する前記参照信号の周波数遷移量を算出し、当該算出した周波数遷移量に基づいて前記フィードフォワード回路で変調信号の較正に用いられる利得を補正するステップを備える、二点変調方法。
PCT/JP2010/004014 2009-08-12 2010-06-16 電圧制御発振器を用いた二点変調装置及び較正処理方法 WO2011018874A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/389,290 US8704602B2 (en) 2009-08-12 2010-06-16 Two-point modulation device using voltage controlled oscillator, and calibration method
JP2011526681A JPWO2011018874A1 (ja) 2009-08-12 2010-06-16 電圧制御発振器を用いた二点変調装置及び較正処理方法

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009-187463 2009-08-12
JP2009187463 2009-08-12

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2011018874A1 true WO2011018874A1 (ja) 2011-02-17

Family

ID=43586059

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2010/004014 WO2011018874A1 (ja) 2009-08-12 2010-06-16 電圧制御発振器を用いた二点変調装置及び較正処理方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8704602B2 (ja)
JP (1) JPWO2011018874A1 (ja)
WO (1) WO2011018874A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107251361A (zh) * 2015-01-30 2017-10-13 英捷电力技术有限公司 用于发电单元的同步系统及关联方法

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8942315B1 (en) * 2014-05-29 2015-01-27 Cypress Semiconductor Corporation Systems, methods, and devices for frequency calibration of transmitters
US9356609B1 (en) 2014-12-19 2016-05-31 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Phase switching PLL and calibration method
US9350296B1 (en) 2015-01-23 2016-05-24 Freescale Semiconductor, Inc. Systems and methods for calibrating a dual port phase locked loop
CN107342737A (zh) * 2015-08-26 2017-11-10 深圳清华大学研究院 两点调制器及其振荡器非线性校准电路及fir滤波器
US10516403B1 (en) * 2019-02-27 2019-12-24 Ciena Corporation High-order phase tracking loop with segmented proportional and integral controls

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005072875A (ja) * 2003-08-22 2005-03-17 Matsushita Electric Ind Co Ltd 広帯域変調ｐｌｌおよびその変調度調整方法
JP2005304004A (ja) * 2004-03-15 2005-10-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｐｌｌ変調回路及びポーラ変調装置

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6774740B1 (en) 2002-04-19 2004-08-10 Sequoia Communications Corp. System for highly linear phase modulation
US7157985B2 (en) 2004-03-15 2007-01-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. PLL modulation circuit and polar modulation apparatus
US7902891B1 (en) * 2009-10-09 2011-03-08 Panasonic Corporation Two point modulator using voltage control oscillator and calibration processing method

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005072875A (ja) * 2003-08-22 2005-03-17 Matsushita Electric Ind Co Ltd 広帯域変調ｐｌｌおよびその変調度調整方法
JP2005304004A (ja) * 2004-03-15 2005-10-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｐｌｌ変調回路及びポーラ変調装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107251361A (zh) * 2015-01-30 2017-10-13 英捷电力技术有限公司 用于发电单元的同步系统及关联方法

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2011018874A1 (ja) 2013-01-17
US20120133403A1 (en) 2012-05-31
US8704602B2 (en) 2014-04-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5566974B2 (ja) 信号生成回路、発振装置、レーダー装置
WO2011018874A1 (ja) 電圧制御発振器を用いた二点変調装置及び較正処理方法
US8049540B2 (en) Calibration system and method for phase-locked loops
JP4282998B2 (ja) 変調器及びその補正方法
JP5606400B2 (ja) 信号生成回路、レーダー装置
TWI583142B (zh) 振盪器頻率牽引之補償
US7746187B2 (en) Self-calibrating modulator apparatuses and methods
JP2009177685A (ja) 通信用半導体集積回路
US8896386B2 (en) Calibration device for oscillator and method thereof
US7408416B2 (en) Phase locked loop, signal generating apparatus and synchronization method
US7902891B1 (en) Two point modulator using voltage control oscillator and calibration processing method
TWI601397B (zh) 具牽引效應補償機制的發射器
CN110504962A (zh) 数字补偿模拟小数分频锁相环及控制方法
JP2005287022A (ja) 位相同期ループ、および、周波数制御可能な発振器の位相補正方法
KR20070075290A (ko) 타이밍 조정 장치 및 타이밍 조정 방법
JP4866855B2 (ja) マルチパス角度変調器の利得を常時較正する方法
US8884709B2 (en) Double-point modulator with accurate and fast gain calibration
JP4036636B2 (ja) 一巡利得を補償する機能を備えたフェーズ・ロックド・ループ発振装置
JP2012512587A (ja) スイッチング電力増幅器のための混合信号送信回路
KR20070101585A (ko) 전압제어발진기
JP6392592B2 (ja) 周波数シンセサイザ
KR101717993B1 (ko) 전압 제어 발진기
JP2023030633A (ja) Ｖｃｏ利得制御方法及び回路
CN117955490A (zh) 时钟生成装置及方法、调整装置及方法、计算机可读介质

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 10808062

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2011526681

Country of ref document: JP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 13389290

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 10808062

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1