WO2010137083A1 - 配線基板、フィルタデバイスおよび携帯機器 - Google Patents

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conductor
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differential transmission
transmission lines
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貝崎康裕
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三洋電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a wiring board including a differential transmission line, a portable device on which the wiring board is mounted, and a filter device.
  • the differential transmission method is a transmission method that is not easily affected by electromagnetic noise, and is widely used in general.
  • the differential transmission method is a method of generating a two-phase signal of a normal phase signal and a reverse phase signal from one signal and transmitting it using two signal lines. In this method, the phase of the positive phase signal and the reverse phase signal are reversed (shifted by 180 degrees) in an ideal state. Get smaller.
  • a mode in which a signal is transmitted in this ideal state (a state in which the phase of the normal phase signal and the reverse phase signal is inverted) is referred to as a differential mode.
  • a mode in which a signal having the same phase is transmitted to two signal lines in the differential transmission method is referred to as a common mode. That is, in an actual circuit, a pair of differential transmission lines often transmits two types of signals, that is, a differential mode signal and a common mode signal.
  • the common mode current generated in the differential transmission line is different from the differential transmission line, and forms a loop mainly through the ground conductor path.
  • electromagnetic noise is radiated, and electromagnetic noise entering from the outside enters this loop, so that electromagnetic noise is superimposed on the differential transmission line.
  • the amount of noise radiation is proportional to the magnitude of the common mode current and the loop area.
  • the common mode choke has a structure in which a normal phase signal line and a negative phase signal line are wound around a donut-shaped ferrite core.
  • the differential mode current is in the direction of canceling the magnetic flux, so the impedance of the common mode choke is low, and the common mode choke strengthens the magnetic flux. Therefore, the impedance of the common mode choke is high. Therefore, only common mode signals can be attenuated efficiently.
  • a common mode choke is formed by a multilayer structure for miniaturization (see Patent Documents 1, 2, and 3).
  • JP 2004-311829 A Japanese Patent No. 3545245 Japanese Patent No. 3863674
  • the present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to provide a technique for realizing good pass characteristics even in a high frequency region in a wiring board having a pair of differential transmission lines.
  • An embodiment of the present invention relates to a wiring board.
  • the wiring board includes a wiring layer including a pair of differential transmission lines, a conductive layer having a fixed potential, and an insulating layer provided between the wiring layer and the conductive layer.
  • the conductive layer has a region formed by an electrically continuous conductor.
  • the pair of differential transmission lines intersects with the conductor at a plurality of locations when viewed from the stacking direction.
  • the wiring board includes a wiring layer including a pair of differential transmission lines, a conductive layer provided on one side of the wiring layer, a fixed electric potential, and an insulating layer provided between the wiring layer and the conductive layer. And another conductive layer provided on the other side of the wiring layer and having a fixed potential, and another insulating layer provided between the other conductive layer and the wiring layer.
  • the conductive layer has a region formed by an electrically continuous conductor.
  • the pair of differential transmission lines intersects with the conductor at a plurality of locations when viewed from the stacking direction.
  • Another conductive layer has another region formed by another electrically continuous conductor.
  • the pair of differential transmission lines intersects with another conductor at a plurality of locations when viewed from the stacking direction.
  • the filter device includes a wiring layer including a pair of differential transmission lines, a conductive layer having a fixed potential, an insulating layer provided between the wiring layer and the conductive layer, and one of the pair of differential transmission lines.
  • a first external terminal that is connected to one end of the transmission line and exposed on the surface of the filter device, and is connected to the other end of one transmission line of the pair of differential transmission lines and exposed on the surface of the filter device.
  • a third external terminal connected to the second external terminal and one end of the other transmission line of the pair of differential transmission lines and exposed on the surface of the filter device, and the other transmission line of the pair of differential transmission lines A fourth external terminal connected to the other end of the filter device and exposed on the surface of the filter device; and a fifth external terminal connected to the conductive layer and exposed on the surface of the filter device.
  • the conductive layer has a region formed by an electrically continuous conductor.
  • the pair of differential transmission lines intersects with an electrically continuous conductor at a plurality of locations when viewed from the stacking direction.
  • Another aspect of the present invention is a portable device.
  • This portable device carries the above-described wiring board.
  • the performance of the portable device in the high frequency region is improved.
  • 2A and 2B are diagrams showing the configuration of the filter region of FIG. It is a graph which shows the simulation result of the passage characteristic of a pair of differential transmission line of FIG. It is a top view of the filter area
  • FIG. 9A and 9B are top views of the filter region of FIG.
  • FIG. 9 is a sectional view taken along line BB in FIG.
  • FIGS. 11A and 11B are graphs showing simulation results of pass characteristics of a pair of differential transmission lines.
  • FIG. 14A and 14B are diagrams illustrating the configuration of the filter device. It is a top view of the filter area
  • FIG. 16A and 16B are plan views of a filter region according to a second modification of the second embodiment as viewed from above. It is a perspective view which shows typically the structure of the wiring board which concerns on 3rd Embodiment, and the module attached to it.
  • FIG. 18 is a cross-sectional view taken along the line CC of FIG. It is a disassembled perspective view which shows the structure of the lamination
  • the wiring board according to the embodiment is suitably used as a board mounted on a mobile device such as a mobile phone.
  • the wiring board according to the present embodiment includes a pair of differential transmission lines that transmit a high-frequency signal of 1 GHz or more and a common mode filter region provided on the path, and suppresses the attenuation of the differential mode signal. It is possible to filter common mode signals.
  • the common mode filter area instead of forming a pair of differential transmission lines in the shape of a coil to increase the mutual impedance in the common mode, the difference between the common mode capacitance and the differential mode capacitance is used. Increase the impedance at.
  • FIG. 1 is a perspective view schematically showing the configuration of a wiring board 100 and a module attached thereto according to the first embodiment.
  • a first semiconductor module 102 and a second semiconductor module 104 are attached to the upper surface 100 a of the wiring board 100.
  • the side on which the first semiconductor module 102 and the second semiconductor module 104 are attached in the wiring board 100 will be described as the upper side.
  • the first semiconductor module 102 and the second semiconductor module 104 are, for example, modules in which a die on which an integrated circuit having a desired function is formed is packaged.
  • the wiring substrate 100 includes a laminated structure in which the conductive layer 8, the second insulating layer 6, the wiring layer 4, and the first insulating layer 2 are laminated in this order from the lower side.
  • This stacking direction is defined as stacking direction A1.
  • the stacking direction A ⁇ b> 1 is a direction perpendicular to the upper surface 100 a of the wiring substrate 100.
  • the wiring layer 4 includes a pair of differential transmission lines 12 for exchanging a high frequency signal of 1 GHz or more between the first semiconductor module 102 and the second semiconductor module 104.
  • the pair of differential transmission lines 12 traverse the filter region 10 (region surrounded by a two-dot chain line in FIG. 1) of the wiring substrate 100. In the filter region 10, the common mode signal is filtered from the high frequency signal transmitted through the pair of differential transmission lines 12.
  • the conductive layer 8 is grounded.
  • the first insulating layer 2 and the second insulating layer 6 are formed of an insulating material such as epoxy resin or alumina.
  • the pair of differential transmission lines 12 and the conductive layer 8 are formed of a metal such as aluminum, gold, copper, silver platinum (AgPt), silver palladium (AgPd), or the like.
  • the thickness of the first insulating layer 2 is about 40 ⁇ m
  • the thickness of the wiring layer 4 is about 18 ⁇ m
  • the thickness of the second insulating layer 6 is about 40 ⁇ m
  • the thickness of the conductive layer 8 is about 18 ⁇ m.
  • FIG. 2A is a plan view (hereinafter referred to as a top view) viewed from the top surface 100a of the filter region 10.
  • FIG. 2A the insulating material is omitted.
  • the AA line in FIG. 2A corresponds to the AA line in FIG.
  • FIG. 2B is a cross-sectional view taken along the line AA in FIG.
  • the conductive layer 8 has a region 16 formed by an electrically continuous conductor line 14.
  • the electrically continuous conductor line 14 is, for example, a conductor line in which the thickness in the stacking direction A1 is shorter than the width in the plane direction (the cross-sectional shape is a horizontally long rectangle).
  • the shape of the cross section of the electrically continuous conductor line 14 may be a trapezoid, a mountain shape, or a vertically long rectangle.
  • the chevron includes a trapezoid and a shape in which the curvature of the sides of the trapezoid that are not parallel to each other changes continuously.
  • the conductor line 14 is a part of the metal forming the conductive layer 8, and is therefore grounded.
  • the conductor line 14 is formed in a repeating pattern such as a meander pattern.
  • the conductor line 14 has a pattern in which the unit pattern 18 is repeatedly formed in a direction parallel to the pair of differential transmission lines 12 (left and right direction in the figure, the same applies hereinafter).
  • the unit pattern 18 is folded in the middle, and includes a folded portion 18a, one strip portion 18b, and the other strip portion 18c.
  • One strip portion 18b and the other strip portion 18c have the same width D.
  • the width D is designed to be about 100 ⁇ m, for example.
  • the width of the gap between one strip portion 18b and the other strip portion 18c is designed to be about 40 ⁇ m.
  • the pair of differential transmission lines 12 intersects with one band-shaped part 18b and the other band-shaped part 18c facing each other by being folded as viewed from the stacking direction A1 (upper side).
  • the wiring layer 4 includes a pair of differential transmission lines 12 and an insulator 22 such as an epoxy resin.
  • An insulator 20 such as an epoxy resin fills the gap between the conductor lines 14.
  • the pair of differential transmission lines 12 faces the electrically continuous conductor lines 14 formed in a repetitive pattern in the filter region 10. Further, the pair of differential transmission lines 12 intersects with one band-shaped portion 18b and the other band-shaped portion 18c facing each other by being folded when viewed from the stacking direction A1 (upper side). Therefore, with this structure, it is possible to filter a common mode signal over a wide bandwidth for a high frequency signal of 1 GHz or more. Further, the attenuation of the differential mode signal is almost eliminated.
  • FIG. 3 is a graph showing a simulation result of the pass characteristics of the pair of differential transmission lines 12.
  • the horizontal axis indicates the frequency (GHz) of the signal passing through the pair of differential transmission lines 12, and the vertical axis indicates the degree to which the current component of each mode is attenuated in the filter region 10.
  • COMM1 indicates how the common mode signal is attenuated
  • DIFF1 indicates how the differential mode signal is attenuated.
  • the attenuation of the differential mode signal is negligible, and the common mode signal is attenuated over a relatively wide bandwidth.
  • FIG. 4 is a top view of the filter region 210 according to the first modification.
  • the insulating material is omitted.
  • the difference between the filter region 10 according to the first embodiment and the filter region 210 according to the first modification is the shape of the electrically continuous conductor line in the regions 16 and 216.
  • the conductive layer 208 has a first region 216a formed by an electrically continuous first conductor line 214a and a second region 216b formed by an electrically continuous second conductor line 214b.
  • the first region 216a and the second region 216b together form a region 216.
  • the width D1 of the first conductor line 214a is different from the width D2 of the second conductor line 214b, for example, D1 ⁇ D2. Note that D1> D2.
  • the first conductor line 214a includes a pattern in which the first unit pattern 218 is repeatedly formed in a direction parallel to the pair of differential transmission lines 12.
  • the first unit pattern 218 is folded halfway, and includes a folded portion 218a, one strip-shaped portion 218b, and the other strip-shaped portion 218c.
  • One strip portion 218b and the other strip portion 218c have the same width D1.
  • the width D1 is designed to be about 100 ⁇ m.
  • the width of the gap between one band-shaped part 218b and the other band-shaped part 218c is designed to be about 40 ⁇ m.
  • the pair of differential transmission lines 12 intersects with one band-shaped part 218b and the other band-shaped part 218c facing each other by being folded as viewed from the stacking direction A1 (upper side).
  • the second conductor line 214b includes a pattern in which the second unit pattern 220 is repeatedly formed in a direction parallel to the pair of differential transmission lines 12.
  • the second unit pattern 220 is folded in the middle, and includes a folded portion 220a, one strip-shaped portion 220b, and the other strip-shaped portion 220c.
  • One strip portion 220b and the other strip portion 220c have the same width D2.
  • the width D2 of one belt-like portion 220b and the other belt-like portion 220c is larger than the width D1 of one belt-like portion 218b and the other belt-like portion 218c.
  • the width D2 is designed to be about 150 ⁇ m.
  • the width of the gap between one belt-like portion 220b and the other belt-like portion 220c is designed to be about 40 ⁇ m.
  • the pair of differential transmission lines 12 intersects one band-shaped portion 220b and the other band-shaped portion 220c facing each other by being folded when viewed from the stacking direction A1 (upper side).
  • FIG. 5 is a graph showing a simulation result of pass characteristics of the pair of differential transmission lines 12 in the first modification.
  • the horizontal axis indicates the frequency (GHz) of the signal passing through the pair of differential transmission lines 12, and the vertical axis indicates the degree to which the current component of each mode is attenuated in the filter region 210.
  • COMM2 indicates how the common mode signal is attenuated, and DIFF2 indicates how the differential mode signal is attenuated.
  • the attenuation of the differential mode signal is negligible in the high frequency band of 1 GHz or higher.
  • two attenuation peaks appear in the common mode signal. These two attenuation peaks are attributed to the fact that the region 216 has a first region 216a and a second region 216b having different band-like widths. Since the attenuation peaks are bipolarized as described above, it can be seen that the common mode signal is attenuated over a wider bandwidth than in the first embodiment when viewed as a whole. Therefore, the first modification is suitable when it is desirable to remove common mode signals over a wider bandwidth.
  • FIG. 6 is a top view of the filter region 310 according to the second modification.
  • the insulating material is omitted.
  • the difference between the filter region 10 according to the first embodiment and the filter region 310 according to the second modification is the shape of an electrically continuous conductor line in the regions 16 and 316.
  • the conductive layer 308 has a region 316 formed by an electrically continuous conductor line 314.
  • the conductor line 314 includes a pattern in which the unit pattern 318 is repeatedly formed in a direction parallel to the pair of differential transmission lines 12.
  • the unit pattern 318 is folded halfway, and includes a folded portion 318a, one band-shaped portion 318b, and the other band-shaped portion 318c.
  • the width D3 of one strip-shaped portion 318b is different from the width D4 of the other strip-shaped portion 318c, for example, D3> D4. Note that D4 ⁇ D3 may be satisfied.
  • the width D3 is designed to be about 150 ⁇ m and the width D4 is designed to be about 100 ⁇ m.
  • the width of the gap between one band-shaped part 318b and the other band-shaped part 318c is designed to be about 40 ⁇ m.
  • the plurality of belt-like portions of the region 316 are formed by alternately forming the belt-like portions having the width D3 and the belt-like portions having the width D4.
  • the pair of differential transmission lines 12 intersects one band-shaped portion 318b and the other band-shaped portion 318c facing each other by being folded as viewed from the stacking direction A1 (upper side).
  • the common mode signal has a wider bandwidth than the wiring board 100 according to the first embodiment, as in the case of the first modification. Can be attenuated over time.
  • FIG. 7 is a graph showing a simulation result of pass characteristics of the pair of differential transmission lines 12 in the second modification.
  • the horizontal axis indicates the frequency (GHz) of the signal passing through the pair of differential transmission lines 12, and the vertical axis indicates the degree to which the current component of each mode is attenuated in the filter region 310.
  • COMM3 indicates how the common mode signal is attenuated, and DIFF3 indicates how the differential mode signal is attenuated. As can be seen from FIG.
  • the attenuation peak is bipolar as in the first modified example. Therefore, when viewed as a whole, the common mode signal is attenuated over a wider bandwidth than in the case of the first embodiment.
  • the second modification is also suitable when it is desirable to remove common mode signals over a wider bandwidth.
  • FIG. 8 is a perspective view schematically showing the configuration of the wiring board 400 according to the second embodiment and a module attached thereto.
  • a first semiconductor module 407 and a second semiconductor module 408 are attached to the upper surface 400 a of the wiring board 400.
  • the side on which the first semiconductor module 407 and the second semiconductor module 408 are attached in the wiring board 400 will be described as the upper side.
  • the first semiconductor module 407 and the second semiconductor module 408 are modules similar to the semiconductor module of the first embodiment.
  • the wiring substrate 400 has a stacked structure in which a second conductive layer 406, a third insulating layer 405, a wiring layer 404, a second insulating layer 403, a first conductive layer 402, and a first insulating layer 401 are stacked in this order from the lower side. including.
  • This stacking direction is defined as stacking direction A2.
  • the stacking direction A ⁇ b> 2 is a direction perpendicular to the upper surface 400 a of the wiring substrate 400.
  • the wiring layer 404 includes a pair of differential transmission lines 412 between the first semiconductor module 407 and the second semiconductor module 408.
  • the pair of differential transmission lines 412 traverse the filter region 410 (region surrounded by a two-dot chain line in FIG. 8) of the wiring board 400.
  • the common mode signal is filtered from the high-frequency signal transmitted through the pair of differential transmission lines 412.
  • the second conductive layer 406 is grounded.
  • the first conductive layer 402 and the second conductive layer 406 are electrically connected by a via (not shown in FIG. 8) provided in the filter region 410. Therefore, the first conductive layer 402 is grounded via the via and the second conductive layer 406.
  • the first insulating layer 401, the second insulating layer 403, and the third insulating layer 405 are formed of an insulating material such as epoxy resin or alumina.
  • the pair of differential transmission lines 412, the first conductive layer 402, and the second conductive layer 406 are formed of a metal such as aluminum, gold, copper, silver platinum (AgPt), or silver palladium (AgPd).
  • the thickness of the first insulating layer 401 is about 40 ⁇ m
  • the thickness of the first conductive layer 402 is about 18 ⁇ m
  • the thickness of the second insulating layer 403 is about 40 ⁇ m
  • the thickness of the wiring layer 404 is about 18 ⁇ m
  • the third insulating layer The thickness of 405 is about 40 ⁇ m
  • the thickness of the second conductive layer 406 is about 18 ⁇ m.
  • FIGS. 9A and 9B are plan views of the filter region 410 as seen from above. 9A and 9B, the insulating material is omitted and displayed.
  • FIG. 9A is a top view showing the filter region 410 except for the first conductive layer 402 and the wiring layer 404.
  • FIG. 10 is a cross-sectional view taken along the line BB in FIGS. 9A and 9B.
  • the first conductive layer 402 has a first region 416 formed by an electrically continuous first conductor line 414.
  • the first conductor line 414 is a conductor line whose thickness in the stacking direction A2 is shorter than the width in the surface direction, for example.
  • the shape of the cross section of the electrically continuous first conductor line 414 is the same as that of the electrically continuous conductor line 14.
  • the first conductor line 414 is a part of the metal that forms the first conductive layer 402. In the first region 416, the first conductor line 414 has a uniform width D5.
  • the first conductor line 414 extends leftward from the starting point P1 shown in FIG. 9A on the paper surface of FIG. 9 and is turned downward 90 degrees near the left end of the first region 416. Then, it extends downward and is folded 90 degrees rightward near the lower end of the first region 416. Then, it extends rightward and is folded 90 degrees upward near the right end of the first region 416. Then, it extends upward to just before the first conductor line 414 itself extending leftward from the starting point P1 and is turned back 90 degrees to the left.
  • the first conductor line 414 is extended in a counterclockwise spiral until the first via land 422 located at the center of the first region 416 is reached.
  • the width D5 is designed to be about 150 ⁇ m, and the width of the gap between adjacent conductor lines is designed to be about 40 ⁇ m.
  • the pair of differential transmission lines 412 passes through the lower side of the first region 416 in FIG. At this time, for example, when focusing on the folded portion 414a, one band-shaped portion 414b, and the other band-shaped portion 414c shown in FIG. 9A, the pair of differential transmission lines 412 are folded at the folded portion 414a when viewed from above. As a result, the one belt-like portion 414b and the other belt-like portion 414c facing each other are crossed.
  • FIG. 9B is a top view showing the filter region 410 except for the wiring layer 404, the second conductive layer 406, and the pair of differential transmission lines 412.
  • the second conductive layer 406 has a second region 418 formed by an electrically continuous second conductor line 420.
  • the second region 418 has a configuration similar to that of the first region 416 shown in FIG. The difference is that in the first region 416 of FIG. 9A, the spiral of the first conductor line 414 is wound counterclockwise, whereas in the second region 418 of FIG. 9B, the second conductor line 420 is wound. The spiral is wound clockwise. Further, the pair of differential transmission lines 412 passes through the upper side of the second region 418 in the drawing.
  • the width D6 of the second conductor line 420 is different from the width D5 of the first conductor line 414, for example, D6 ⁇ D5. Note that D6> D5 may be satisfied.
  • the width D6 is designed to be about 100 ⁇ m.
  • the second via land 424 located at the center is electrically connected by a via (not shown in FIGS. 9A and 9B) penetrating the second insulating layer 403, the wiring layer 404, and the third insulating layer 405. Has been.
  • the filter region 410 has a starting point P1 (FIG. 9A) in the first conductor line 414 via the via 428, and the second conductor line 420. It can be said that an electrical path having the end point P2 (FIG. 9B) is formed.
  • the pair of differential transmission lines 412 in the filter region 410, includes an electrically continuous conductor line 414 formed in a spiral shape and an electrically continuous second conductor. Opposite the line 420. Therefore, common mode signals can be filtered over a wide bandwidth. Further, the attenuation of the differential mode signal is almost eliminated.
  • FIGS. 11A and 11B are graphs showing simulation results of pass characteristics of the pair of differential transmission lines 412.
  • FIG. 11A and 11B the horizontal axis indicates the frequency (GHz) of the signal passing through the pair of differential transmission lines 412, and the vertical axis indicates the degree to which the current component of each mode is attenuated in the filter region 410.
  • FIG. 11A is a graph showing the simulation results of the pass characteristics of the pair of differential transmission lines 412 in the second embodiment.
  • COMM4 shows how the common mode signal is attenuated
  • DIFF4 shows how the differential mode signal is attenuated.
  • the attenuation of the differential mode signal is negligible in the high frequency band of 1 GHz or higher.
  • FIG. 11B is a graph showing a simulation result of pass characteristics of the pair of differential transmission lines 412 in the first modification.
  • COMM5 indicates how the common mode signal is attenuated
  • DIFF5 indicates how the differential mode signal is attenuated.
  • the attenuation peak in the common mode becomes one and the filter bandwidth decreases.
  • the attenuation peak becomes larger (deeper). That is, the degree of attenuation increases. Therefore, the first modification of the second embodiment is preferable because the common mode signal can be attenuated more than in the second embodiment when the frequency band to be filtered is narrow. It is.
  • a portable device provided with the wiring board of the present invention.
  • a portable device mounts in electronic devices, such as a personal digital assistant (PDA), a digital video camera (DVC), a music player, and a digital still camera (DSC). Also good.
  • PDA personal digital assistant
  • DVC digital video camera
  • DSC digital still camera
  • FIG. 12 is a perspective view showing a configuration of a mobile phone 1111 provided with the wiring board 100 according to the first embodiment.
  • a cellular phone 1111 has a structure in which a first housing 1112 and a second housing 1114 are connected by a movable portion 1120. The first housing 1112 and the second housing 1114 can be rotated around the movable portion 1120.
  • the first housing 1112 is provided with a display portion 1118 and a speaker portion 1124 for displaying information such as characters and images.
  • the second housing 1114 is provided with an operation portion 1122 such as operation buttons and a microphone portion 1126.
  • the wiring board 100 according to the first embodiment is mounted inside the mobile phone 1111.
  • examples of the first semiconductor module 102 and the second semiconductor module 104 attached to the wiring board 100 inside the mobile phone 1111 include a power supply circuit for driving each circuit, and transmission / reception connected to an antenna (not shown).
  • a circuit a signal processing circuit such as a DAC or an encoder circuit, a backlight driving circuit as a light source of a liquid crystal panel employed in a display unit of a mobile phone, and the like.
  • FIG. 13 is a partial cross-sectional view (cross-sectional view of the first housing 1112) of the mobile phone 1111 shown in FIG.
  • a transmission / reception circuit 1128 and a signal processing circuit 1130 are attached to the wiring board 100.
  • the wiring substrate 100 includes a pair of differential transmission lines for exchanging a high frequency signal of 1 GHz or more between the transmission / reception circuit 1128 and the signal processing circuit 1130.
  • the signal transmission characteristics between circuit modules included in the mobile phone 1111 for example, between the transmission / reception circuit 1128 and the signal processing circuit 1130, In particular, transmission characteristics in a high frequency region of 1 GHz or more can be improved. Therefore, the wiring board 100 according to the first embodiment is particularly preferably used for a portable device that handles a high-frequency signal of 1 GHz or higher.
  • the same effect can be obtained even if the wiring board 400 according to the second embodiment is mounted on a mobile phone.
  • FIG. 14A is an exploded perspective view showing the laminated structure inside the filter device 700.
  • FIG. FIG. 14B is a perspective view showing the configuration of the filter device 700.
  • insulating materials other than the first insulating layer 714 and the fourth insulating layer 722 are omitted.
  • the filter device 700 is a chip-shaped device having a stacked structure similar to that of the filter region 410 of the wiring board 400 according to the second embodiment.
  • the filter device 700 is suitable for use as a countermeasure component installed at an arbitrary position on a circuit board, particularly as a countermeasure component for a differential transmission line.
  • the filter device 700 includes a stacked structure in which a fourth insulating layer 722, a second conductive layer 720, a wiring layer 718, a first conductive layer 716, and a first insulating layer 714 are stacked in this order from the lower side.
  • This laminated structure of the filter device 700 is the same as the laminated structure in the filter region 410 of the wiring board 400 according to the second embodiment except that the fourth insulating layer 722 is laminated below the second conductive layer 720.
  • the second conductive layer 720 is the second conductive layer 406, the wiring layer 718 is the wiring layer 404, the first conductive layer 716 is the first conductive layer 402, the first insulating layer 714 is the first insulating layer 401, Each corresponds.
  • a second insulating layer corresponding to the second insulating layer 403 is provided above the wiring layer 718, and a third insulating layer 405 corresponding to the third insulating layer 405 is provided below.
  • An insulating layer is laminated.
  • the filter device 700 includes a first conductor pad 702 to a sixth conductor pad 712 for electrically connecting each of the pair of differential transmission lines 724, the first conductive layer 716, and the second conductive layer 720 to the outside. .
  • a front surface 700a, a right side surface 700b, and an upper surface 700c of the filter device 700 are defined as shown in FIG.
  • the first conductor pad 702 and the second conductor pad 704 are formed on the front surface 700a of the filter device 700 so as to be exposed from the front surface 700a.
  • the first conductor pad 702 is connected to one end of one transmission line 724 a of the pair of differential transmission lines 724.
  • the second conductor pad 704 is connected to one end of the other transmission line 724 b of the pair of differential transmission lines 724.
  • a third conductor pad 710 and a fourth conductor pad 708 are formed on the back surface (not shown) of the filter device 700 so as to be exposed from the back surface.
  • the third conductor pad 710 is connected to the other end of one transmission line 724 a of the pair of differential transmission lines 724.
  • the fourth conductor pad 708 is connected to the other end of the other transmission line 724 b of the pair of differential transmission lines 724.
  • the fifth conductor pad 706 is formed on the right side surface 700b of the filter device 700 so as to be exposed from the right side surface 700b.
  • the fifth conductor pad 706 is connected to the first conductive layer 716.
  • a sixth conductor pad 712 is formed on the left side surface (not shown) of the filter device 700 so as to be exposed from the left side surface, and the sixth conductor pad 712, the second conductive layer 720, and the like. May be connected.
  • the sixth conductive pad 712 may not be provided, and instead, the first conductive layer 716 and the second conductive layer 720 may be connected to the fifth conductive pad 706 in common.
  • the sixth conductor pad 712 is not an essential component for the filter device 700.
  • a chip-shaped common mode filter can be realized as a countermeasure component installed at an arbitrary position on the circuit board, particularly as a countermeasure component for the differential transmission line.
  • the chip shape contributes to miniaturization of the semiconductor device.
  • the present invention is not limited to this.
  • the wiring layer, the insulating layer, the conductive layer, and the insulating layer may be stacked in this order from the bottom.
  • the wiring board has been described as including a pair of differential transmission lines that transmit a high-frequency signal of 1 GHz or more, but is not limited thereto.
  • the present invention can also be applied to a case where a signal of 400 MHz or higher is transmitted through a pair of differential transmission lines.
  • the effect of the present invention is particularly remarkable for signals in the GHz band.
  • the “spiral shape” in the present application means that the electrically continuous conductor line in the first region 416 and the second region 418 described in the second embodiment turns the straight line two-dimensionally and turns 90 degrees.
  • the shape is not limited to this, and the electrically continuous conductor line may be a curved line, for example, may be formed in a two-dimensional spiral shape.
  • FIG. 15 is a top view of a filter region 510 according to a third modification of the first embodiment.
  • a taper 520 of about 45 degrees is provided at the corner of the conductor line 514.
  • FIGS. 16A and 16B are plan views of a filter region according to a second modification of the second embodiment as viewed from above.
  • FIG. 16A is a top view showing the filter region except for the first conductive layer 602 and the wiring layer 404.
  • FIG. 9B is a top view showing the filter region except for the wiring layer 404 and the second conductive layer 606.
  • the first conductive layer 602 has a first region 616 formed by an electrically continuous first conductor line 614.
  • a taper 622 of about 45 degrees is provided at the corner on the outer periphery side of the first conductor line 614, and the corner on the inner periphery side is also tapered.
  • a taper 624 of about 45 degrees is provided to correspond to 622.
  • the second conductive layer 606 has a second region 618 formed by an electrically continuous second conductor line 620.
  • a taper similar to that of the electrically continuous first conductor line 614 is also provided in a portion where the electrically continuous second conductor line 620 is turned 90 degrees.
  • the conductor line included in the conductive layer is a conductor line whose thickness in the stacking direction is shorter than the width in the plane direction (the cross-sectional shape is a horizontally long rectangle).
  • the present invention is not limited to this.
  • the conductor line only needs to be electrically continuous, and the material forming the conductor line may change midway.
  • the conductive layer may include a strip-shaped conductor line whose cross section is flat, for example, a strip-shaped conductor line having no branch, among electrically conductive conductor lines.
  • the arrangement of the conductor lines in the filter region is the same as that described in the embodiment, and the same effect as in the embodiment can be obtained.
  • the attenuation of the common mode signal in the high frequency region is large. .
  • the higher the frequency the better the characteristics as a common mode filter.
  • a magnetic layer 802 is provided on the opposite side of the conductive layer 8 of the wiring substrate 100 according to the first embodiment from the wiring layer 4.
  • FIG. 17 is a perspective view schematically showing the configuration of the wiring board 800 according to the third embodiment and a module attached thereto.
  • the first semiconductor module 102 and the second semiconductor module 104 are attached to the upper surface 800 a of the wiring board 800.
  • the wiring substrate 800 is formed by laminating a fourth insulating layer 806, a magnetic layer 802, a third insulating layer 804, a conductive layer 8, a second insulating layer 6, a wiring layer 4, and a first insulating layer 2 in this order from the lower side. Including a laminated structure.
  • the pair of differential transmission lines 12 included in the wiring layer 4 crosses the filter region 810 (region surrounded by a two-dot chain line in FIG. 17) of the wiring substrate 800.
  • a magnetic body 808 is embedded in the magnetic layer 802.
  • the magnetic body 808 is formed of a magnetic material such as ferrite so as to cover the lower surface of the filter region 810.
  • the thickness of the magnetic layer 802 is designed to be 1 mm or less.
  • the portions of the third insulating layer 804, the fourth insulating layer 806, and the magnetic layer 802 other than the magnetic body 808 are formed of an insulating material such as epoxy resin or alumina.
  • the third insulating layer 804 insulates the magnetic body 808 from the conductive layer 8.
  • FIG. 18 is a sectional view taken along the line CC of FIG. In FIG. 18, parts other than the filter area 810 are omitted.
  • the magnetic body 808 is disposed below the region 16 formed by the electrically continuous conductor line 14 of the conductive layer 8 so as to face the region 16.
  • the area of the magnetic body 808 may be approximately the same as the area of the region 16.
  • the wiring board 800 according to the third embodiment it is possible to obtain the same operational effects as those of the wiring board 100 according to the first embodiment.
  • the wiring substrate 800 according to the third embodiment since the magnetic body 808 is provided on the opposite side of the conductive layer 8 from the wiring layer 4, a conductor line that is an inductor pattern formed in the conductive layer 8 is provided. 14, the induced current easily flows. In other words, the inductance of the conductor line 14 can be increased. As a result, the pass characteristic is improved, and a common mode signal can be filtered even in a lower frequency region. Furthermore, since the inductance can be increased, the size of the conductor line 14 and the region 16 can be reduced, which contributes to downsizing.
  • the present invention is not limited to this.
  • a similar magnetic layer is provided on at least one of the upper side of the first conductive layer 402 and the lower side of the second conductive layer 406 with an insulator layer interposed therebetween. Also good.
  • the same effect as the third embodiment can be obtained.
  • FIG. 19 is an exploded perspective view showing a laminated structure inside the filter device 900.
  • the filter device 900 includes a first magnetic layer 902, a fourth insulating layer 722, a second conductive layer 720, a wiring layer 718, a first conductive layer 716, a first insulating layer 714, and a second magnetic layer 904 in this order.
  • This laminated structure of the filter device 900 corresponds to the laminated structure in the filter device 700 except that the laminated structure is sandwiched between two magnetic layers.
  • the first magnetic layer 902 and the second magnetic layer 904 are formed of a magnetic material such as ferrite so as to cover the inductor patterns formed in the second conductive layer 720 and the first conductive layer 716, respectively.

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Abstract

　配線基板１００において、配線層４は、一対の差動伝送線路１２を含む。導電層８は、配線層４の一方の側に設けられる。導電層８は接地される。絶縁層６は、配線層４と導電層８との間に設けられる。導電層８は、電気的に連続した導体によって形成される領域をフィルタ領域１０内部に含む。領域では、電気的に連続した導体の少なくとも一部が折り返されている。一対の差動伝送線路１２は、電気的に連続した導体のうち、折り返されることにより対向している少なくとも２つの帯状部分と積層方向Ａ１から見て交差する。

Description

配線基板、フィルタデバイスおよび携帯機器
　本発明は、差動伝送線路を含む配線基板、並びにそれを搭載する携帯機器、フィルタデバイスに関する。
　差動伝送方式は、電磁ノイズの影響を受けにくい伝送方法で、一般に広く用いられており、高周波への適用も広がっている。差動伝送方式とは、１つの信号から正相信号と逆相信号の２相の信号を発生し、２本の信号線を用いて伝送する方式である。この方式では、理想的な状態では正相信号と逆相信号の位相が反転している（１８０度ずれている）ので、互いに発生する磁束を打ち消す関係にあるため、線路のインダクタ成分による影響が小さくなる。以下、差動伝送方式においてこの理想的な状態（正相信号と逆相信号の位相が反転した状態）で信号が伝送されるモードをディファレンシャルモードと呼ぶ。
　しかしながら現実の回路では、正相信号が流れる正相信号線路の長さと逆相信号が流れる逆相信号線路の長さとを完全に等しくすることは難しい等の理由から、正相信号と逆相信号との間の平衡が幾分崩れる場合が多い。平衡が崩れると、正相信号線路と逆相信号線路とに同位相の信号が流れる。以下、差動伝送方式において２本の信号線に同位相の信号が伝送されるモードをコモンモードと呼ぶ。つまり、現実の回路では、一対の差動伝送線路は、ディファレンシャルモードの信号とコモンモードの信号の２種類の信号を伝送する場合が多い。
　差動伝送線路で発生したコモンモード電流は、差動伝送線路とは異なる、主に接地側導体の経路を経たループを形成する。このループにコモンモード電流が流れることにより電磁雑音が放射され、また、外部から侵入した電磁雑音が、このループに侵入することにより、差動伝送線路に電磁雑音が重畳する。この雑音放射の放射量はコモンモード電流の大きさとループ面積に比例する。
　コモンモード電流を低減して雑音放射を減らすために、従来ではいわゆるコモンモードチョークが用いられていた。コモンモードチョークは例えば、ドーナツ状のフェライトのコアに正相信号線路と逆相信号線路とを巻き付けた構造をしている。コモンモードチョークの線路の巻き方では、ディファレンシャルモードの電流に対しては、磁束を打ち消す方向になるため、コモンモードチョークのインピーダンスは低く、コモンモード電流に対しては、磁束を強め合うことになるため、コモンモードチョークのインピーダンスは高い。したがって、効率的にコモンモードの信号だけを減衰させることができる。
　また、小型化のために多層構造によってコモンモードチョークを構成することも考えられている（特許文献１、２、３参照）。
特開２００４－３１１８２９号公報 特許第３５４５２４５号公報 特許第３８６３６７４号公報
　しかしながら、近年では電子機器で用いられる信号の高周波化が進んでいることもあり、フェライトのコアを有するコモンモードチョークでは対応できない場合も生じてきている。それは、フェライトでは高帯域の周波数で透磁率を維持することが難しいことに加え、高周波領域では、ディファレンシャルモードの信号のコモンモードチョークにおける損失が大きくなるからである。特にデジタル信号のように基本周波数の高次高調波を含む信号では、高周波成分の減衰によりディファレンシャルモードでの波形が崩れる可能性が有る。
　本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、一対の差動伝送線路を有する配線基板において、高周波領域でも良好な通過特性を実現するための技術の提供にある。
　本発明のある態様は配線基板に関する。この配線基板は、一対の差動伝送線路を含む配線層と、電位が固定された導電層と、配線層と導電層との間に設けられた絶縁層と、を備える。導電層は、電気的に連続した導体によって形成される領域を有する。一対の差動伝送線路は、導体と積層方向から見て複数箇所で交差する。
　この態様によると、ディファレンシャルモードの信号の減衰を抑えつつコモンモードの信号をフィルタリングできる。
　本発明の別の態様もまた、配線基板である。この配線基板は、一対の差動伝送線路を含む配線層と、配線層の一方の側に設けられ、電位が固定された導電層と、配線層と導電層との間に設けられた絶縁層と、配線層の他方の側に設けられ、電位が固定された別の導電層と、別の導電層と配線層との間に設けられた別の絶縁層と、を備える。導電層は、電気的に連続した導体によって形成される領域を有する。一対の差動伝送線路は、導体と積層方向から見て複数箇所で交差する。別の導電層は、電気的に連続した別の導体によって形成される別の領域を有する。一対の差動伝送線路は、別の導体と積層方向から見て複数箇所で交差する。
　この態様によると、ディファレンシャルモードの信号の減衰を抑えつつコモンモードの信号をフィルタリングできる。
　本発明の別の態様は、フィルタデバイスである。このフィルタデバイスは、一対の差動伝送線路を含む配線層と、電位が固定された導電層と、配線層と導電層との間に設けられた絶縁層と、一対の差動伝送線路の一方の伝送線路の一端と接続され、当該フィルタデバイスの表面に露出する第１の外部端子と、一対の差動伝送線路の一方の伝送線路の他端と接続され、当該フィルタデバイスの表面に露出する第２の外部端子と、一対の差動伝送線路の他方の伝送線路の一端と接続され、当該フィルタデバイスの表面に露出する第３の外部端子と、一対の差動伝送線路の他方の伝送線路の他端と接続され、当該フィルタデバイスの表面に露出する第４の外部端子と、導電層と接続され、当該フィルタデバイスの表面に露出する第５の外部端子と、を備える。導電層は、電気的に連続した導体によって形成される領域を有する。一対の差動伝送線路は、電気的に連続した導体と積層方向から見て複数箇所で交差する。
　本発明の別の態様は、携帯機器である。この携帯機器は、上述の配線基板を搭載する。
　この態様によると、高周波領域における携帯機器の性能が向上する。
　なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
　本発明に係る配線基板によれば、高周波領域における良好な通過特性を実現できる。
第１の実施の形態に係る配線基板およびそれに取り付けられたモジュールの構成を模式的に示す斜視図である。 図２（ａ）、（ｂ）は、図１のフィルタ領域の構成を示す図である。 図１の一対の差動伝送線路の通過特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 第１変形例に係るフィルタ領域の上面図である。 第１変形例における一対の差動伝送線路の通過特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 第２変形例に係るフィルタ領域の上面図である。 第２変形例における一対の差動伝送線路の通過特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 第２の実施の形態に係る配線基板およびそれに取り付けられたモジュールの構成を模式的に示す斜視図である。 図９（ａ）、（ｂ）は、図８のフィルタ領域の上面図である。 図８のＢ－Ｂ線断面図である。 図１１（ａ）、（ｂ）は、一対の差動伝送線路の通過特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 図１の配線基板を備えた携帯電話の構成を示す斜視図である。 図１２の携帯電話の部分断面図である。 図１４（ａ）、（ｂ）は、フィルタデバイスの構成を示す図である。 第１の実施の形態の第３変形例に係るフィルタ領域の上面図である。 図１６（ａ）、（ｂ）は、第２の実施の形態の第２変形例に係るフィルタ領域を上から見た平面図である。 第３の実施の形態に係る配線基板およびそれに取り付けられたモジュールの構成を模式的に示す斜視図である。 図１７のＣ－Ｃ線に沿った断面図である。 フィルタデバイスの内部の積層の構造を示す分解斜視図である。
　以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、各図面における部材の寸法は、理解を容易にするために適宜拡大、縮小して示される。
　実施の形態に係る配線基板は、携帯電話などの携帯機器に搭載される基板として好適に用いられる。本実施の形態に係る配線基板は、ここでは１ＧＨｚ以上の高周波信号を伝送する一対の差動伝送線路およびその経路上に設けられたコモンモードフィルタ領域を含み、ディファレンシャルモードの信号の減衰を抑えつつコモンモードの信号をフィルタリングすることを可能としている。コモンモードフィルタ領域では、一対の差動伝送線路をそれぞれコイル状に形成してコモンモードにおける相互インピーダンスを大きくするのではなく、コモンモードにおける容量とディファレンシャルモードにおける容量との差を利用してコモンモードにおけるインピーダンスを大きくする。
　（第１の実施の形態）
　図１は、第１の実施の形態に係る配線基板１００およびそれに取り付けられたモジュールの構成を模式的に示す斜視図である。配線基板１００の上面１００ａには第１半導体モジュール１０２、第２半導体モジュール１０４が取り付けられる。以降、配線基板１００のうち第１半導体モジュール１０２、第２半導体モジュール１０４が取り付けられている側を上側として説明する。第１半導体モジュール１０２、第２半導体モジュール１０４は例えば、所望の機能を有する集積回路が形成されたダイをパッケージしたモジュールである。
　配線基板１００は、導電層８、第２絶縁層６、配線層４、第１絶縁層２をこの順に下側から積層してなる積層構造を含む。この積層の方向を積層方向Ａ１と定義する。図１では積層方向Ａ１は配線基板１００の上面１００ａに垂直な方向である。配線層４は、第１半導体モジュール１０２と第２半導体モジュール１０４との間で１ＧＨｚ以上の高周波信号をやりとりするための一対の差動伝送線路１２を含む。一対の差動伝送線路１２は配線基板１００のフィルタ領域１０（図１で２点鎖線で囲まれた領域）を横切る。フィルタ領域１０において、一対の差動伝送線路１２を伝送される高周波信号からコモンモードの信号がフィルタリングされる。なお導電層８は接地されている。
　第１絶縁層２および第２絶縁層６は、エポキシ樹脂やアルミナなどの絶縁材料で形成される。一対の差動伝送線路１２および導電層８は、アルミニウム、金、銅、銀白金（ＡｇＰｔ）、銀パラジウム（ＡｇＰｄ）などの金属によって形成される。第１絶縁層２の厚さは約４０μｍ、配線層４の厚さは約１８μｍ、第２絶縁層６の厚さは約４０μｍ、導電層８の厚さは約１８μｍである。
　図２（ａ）は、フィルタ領域１０の上面１００ａから見た平面図（以下、上面図）である。図２（ａ）では、絶縁材料を省略して表示する。図２（ａ）のＡ－Ａ線は、図１のＡ－Ａ線に対応する。図２（ｂ）は、図２（ａ）のＡ－Ａ線に沿った断面図である。
　導電層８は、電気的に連続した導体線路１４によって形成される領域１６を有する。電気的に連続した導体線路１４は、例えばその積層方向Ａ１の厚さが面方向の幅よりも短い（断面の形状が横長の長方形となる）導体の線路である。なお、電気的に連続した導体線路１４の断面の形状は、台形、山形または縦長の長方形であってもよい。ここで山形とは、台形と、台形の互いに平行でない辺の曲率が連続的に変化する形状を含む。導体線路１４は導電層８を形成する金属の一部であり、したがって接地されている。領域１６では、導体線路１４は、ミアンダパターンなどの繰り返しパターンに形成される。図２（ａ）に示される領域１６では、導体線路１４は、単位パターン１８が一対の差動伝送線路１２に平行な方向（図中において左右方向、以下同じ）に繰り返して形成されるパターンを含む。単位パターン１８はその途中で折り返されており、折り返し部分１８ａ、一方の帯状部分１８ｂ、他方の帯状部分１８ｃを含む。一方の帯状部分１８ｂおよび他方の帯状部分１８ｃは同じ幅Ｄを有する。幅Ｄは例えば約１００μｍに設計される。一方の帯状部分１８ｂと他方の帯状部分１８ｃとの間の隙間の幅は約４０μｍに設計される。一対の差動伝送線路１２は、積層方向Ａ１（上側）から見て、折り返されることにより対向している一方の帯状部分１８ｂおよび他方の帯状部分１８ｃと交差する。
　図２（ｂ）では、フィルタ領域１０以外は省略して表示する。配線層４は、一対の差動伝送線路１２と、エポキシ樹脂などの絶縁体２２を含む。エポキシ樹脂などの絶縁体２０は、導体線路１４の隙間を埋める。
　第１の実施の形態に係る配線基板１００によると、フィルタ領域１０において一対の差動伝送線路１２は、繰り返しパターンに形成された電気的に連続した導体線路１４と対向する。さらに一対の差動伝送線路１２は、積層方向Ａ１（上側）から見て、折り返されることにより対向している一方の帯状部分１８ｂおよび他方の帯状部分１８ｃと交差する。したがって、この構造により、１ＧＨｚ以上の高周波信号について、広い帯域幅に亘ってコモンモードの信号をフィルタリングすることができる。また、ディファレンシャルモードの信号の減衰はほぼなくなる。
　図３は、一対の差動伝送線路１２の通過特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図３において、横軸は一対の差動伝送線路１２を通過する信号の周波数（ＧＨｚ）を示し、縦軸はフィルタ領域１０において各モードの電流成分が減衰される度合いを示す。ＣＯＭＭ１は、コモンモードの信号の減衰の様子を示し、ＤＩＦＦ１は、ディファレンシャルモードの信号の減衰の様子を示す。図３から分かる通り、１ＧＨｚ以上の高周波帯域において、ディファレンシャルモードの信号の減衰は無視できる程度であり、コモンモードの信号は比較的広い帯域幅に亘って減衰されている。
　フィルタ領域１０の変形例を２つ説明する。図４は、第１変形例に係るフィルタ領域２１０の上面図である。図４では、絶縁材料を省略して表示する。第１の実施の形態に係るフィルタ領域１０と第１変形例に係るフィルタ領域２１０との違いは、領域１６、２１６における電気的に連続した導体線路の形状である。
　導電層２０８は、電気的に連続した第１導体線路２１４ａによって形成される第１領域２１６ａと、電気的に連続した第２導体線路２１４ｂによって形成される第２領域２１６ｂと、を有する。第１領域２１６ａおよび第２領域２１６ｂは合わせて領域２１６を形成する。第１導体線路２１４ａの幅Ｄ１は、第２導体線路２１４ｂの幅Ｄ２とは異なり、例えばＤ１＜Ｄ２である。なお、Ｄ１＞Ｄ２であってもよい。
　第１領域２１６ａでは、第１導体線路２１４ａは、第１単位パターン２１８が一対の差動伝送線路１２に平行な方向に繰り返して形成されるパターンを含む。第１単位パターン２１８はその途中で折り返されており、折り返し部分２１８ａ、一方の帯状部分２１８ｂ、他方の帯状部分２１８ｃを含む。一方の帯状部分２１８ｂおよび他方の帯状部分２１８ｃは同じ幅Ｄ１を有する。幅Ｄ１は約１００μｍに設計される。一方の帯状部分２１８ｂと他方の帯状部分２１８ｃとの間の隙間の幅は約４０μｍに設計される。一対の差動伝送線路１２は、積層方向Ａ１（上側）から見て、折り返されることにより対向している一方の帯状部分２１８ｂおよび他方の帯状部分２１８ｃと交差する。
　第２領域２１６ｂでは、第２導体線路２１４ｂは、第２単位パターン２２０が一対の差動伝送線路１２に平行な方向に繰り返して形成されるパターンを含む。第２単位パターン２２０はその途中で折り返されており、折り返し部分２２０ａ、一方の帯状部分２２０ｂ、他方の帯状部分２２０ｃを含む。一方の帯状部分２２０ｂおよび他方の帯状部分２２０ｃは同じ幅Ｄ２を有する。一方の帯状部分２２０ｂおよび他方の帯状部分２２０ｃの幅Ｄ２は、一方の帯状部分２１８ｂおよび他方の帯状部分２１８ｃの幅Ｄ１よりも大きい。幅Ｄ２は約１５０μｍに設計される。一方の帯状部分２２０ｂと他方の帯状部分２２０ｃとの間の隙間の幅は約４０μｍに設計される。一対の差動伝送線路１２は、積層方向Ａ１（上側）から見て、折り返されることにより対向している一方の帯状部分２２０ｂおよび他方の帯状部分２２０ｃと交差する。
　第１変形例に係るフィルタ領域２１０を有する配線基板によると、第１の実施の形態に係る配線基板１００と比べてコモンモードの信号をより広い帯域幅に亘って減衰することができる。図５は、第１変形例における一対の差動伝送線路１２の通過特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図５において、横軸は一対の差動伝送線路１２を通過する信号の周波数（ＧＨｚ）を示し、縦軸はフィルタ領域２１０において各モードの電流成分が減衰される度合いを示す。ＣＯＭＭ２は、コモンモードの信号の減衰の様子を示し、ＤＩＦＦ２は、ディファレンシャルモードの信号の減衰の様子を示す。図５から分かる通り、１ＧＨｚ以上の高周波帯域において、ディファレンシャルモードの信号の減衰は無視できる程度である。また、コモンモードの信号には、２つの減衰のピークが現れている。これら２つの減衰のピークは、領域２１６が、帯状部分の幅が異なる第１領域２１６ａおよび第２領域２１６ｂを有することに起因する。このように減衰のピークが２極化することにより、全体として見た場合、コモンモードの信号は第１の実施の形態の場合よりもさらに広い帯域幅に亘って減衰されていることが分かる。よって、第１変形例は、コモンモードの信号をより広い帯域幅に亘って除去することが望ましい場合に好適である。
　上述の減衰のピークの２極化は、電気的に連続した導体線路が２つの異なる幅を有することにより生じることから、以下に、単位パターンにおける線幅を異ならせた場合について説明する。
　図６は、第２変形例に係るフィルタ領域３１０の上面図である。図６では、絶縁材料を省略して表示する。第１の実施の形態に係るフィルタ領域１０と第２変形例に係るフィルタ領域３１０との違いは、領域１６、３１６における電気的に連続した導体線路の形状である。
　導電層３０８は、電気的に連続した導体線路３１４によって形成される領域３１６を有する。領域３１６では、導体線路３１４は、単位パターン３１８が一対の差動伝送線路１２に平行な方向に複数繰り返して形成されるパターンを含む。単位パターン３１８はその途中で折り返されており、折り返し部分３１８ａ、一方の帯状部分３１８ｂ、他方の帯状部分３１８ｃを含む。一方の帯状部分３１８ｂの幅Ｄ３は、他方の帯状部分３１８ｃの幅Ｄ４とは異なり、例えばＤ３＞Ｄ４である。なお、Ｄ４＜Ｄ３であってもよい。幅Ｄ３は約１５０μｍ、幅Ｄ４は約１００μｍに設計される。一方の帯状部分３１８ｂと他方の帯状部分３１８ｃとの間の隙間の幅は約４０μｍに設計される。言い換えると、領域３１６の複数の帯状部分は、幅Ｄ３を有する帯状部分と、幅Ｄ４を有する帯状部分とを交互に形成してなっている。一対の差動伝送線路１２は、積層方向Ａ１（上側）から見て、折り返されることにより対向している一方の帯状部分３１８ｂおよび他方の帯状部分３１８ｃと交差する。
　第２変形例に係るフィルタ領域３１０を有する配線基板によると、第１変形例の場合と同様に、第１の実施の形態に係る配線基板１００と比べてコモンモードの信号をより広い帯域幅に亘って減衰することができる。図７は、第２変形例における一対の差動伝送線路１２の通過特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図７において、横軸は一対の差動伝送線路１２を通過する信号の周波数（ＧＨｚ）を示し、縦軸はフィルタ領域３１０において各モードの電流成分が減衰される度合いを示す。ＣＯＭＭ３は、コモンモードの信号の減衰の様子を示し、ＤＩＦＦ３は、ディファレンシャルモードの信号の減衰の様子を示す。図７から分かる通り、第２変形例でも第１変形例と同様、減衰のピークが２極化している。したがって、全体として見た場合、コモンモードの信号は第１の実施の形態の場合よりもさらに広い帯域幅に亘って減衰されている。第２変形例も、コモンモードの信号をより広い帯域幅に亘って除去することが望ましい場合に好適である。
　（第２の実施の形態）
　第１の実施の形態では、一対の差動伝送線路１２を含む配線層４の一方の側に導電層８を設ける場合について説明した。第２の実施の形態では、それに加えて配線層４の他方の側にも導電層を設ける。
　図８は、第２の実施の形態に係る配線基板４００およびそれに取り付けられたモジュールの構成を模式的に示す斜視図である。配線基板４００の上面４００ａには第１半導体モジュール４０７、第２半導体モジュール４０８が取り付けられる。以降、配線基板４００のうち第１半導体モジュール４０７、第２半導体モジュール４０８が取り付けられている側を上側として説明する。第１半導体モジュール４０７、第２半導体モジュール４０８は、第１の実施の形態の半導体モジュールと同様のモジュールである。
　配線基板４００は、第２導電層４０６、第３絶縁層４０５、配線層４０４、第２絶縁層４０３、第１導電層４０２、第１絶縁層４０１をこの順に下側から積層してなる積層構造を含む。この積層の方向を積層方向Ａ２と定義する。図８では積層方向Ａ２は配線基板４００の上面４００ａに垂直な方向である。配線層４０４は、第１半導体モジュール４０７と第２半導体モジュール４０８との間で一対の差動伝送線路４１２を含む。一対の差動伝送線路４１２は配線基板４００のフィルタ領域４１０（図８で２点鎖線で囲まれた領域）を横切る。フィルタ領域４１０において、一対の差動伝送線路４１２を伝送される高周波信号からコモンモードの信号がフィルタリングされる。なお、第２導電層４０６は接地されている。後述するが、第１導電層４０２と第２導電層４０６とは、フィルタ領域４１０内に設けられたビア（図８では不図示）によって電気的に接続される。したがって、第１導電層４０２はそのビアと第２導電層４０６とを介して接地される。
　第１絶縁層４０１、第２絶縁層４０３、第３絶縁層４０５は、エポキシ樹脂やアルミナなどの絶縁材料で形成される。一対の差動伝送線路４１２、第１導電層４０２、第２導電層４０６は、アルミニウム、金、銅、銀白金（ＡｇＰｔ）、銀パラジウム（ＡｇＰｄ）などの金属によって形成される。第１絶縁層４０１の厚さは約４０μｍ、第１導電層４０２の厚さは約１８μｍ、第２絶縁層４０３の厚さは約４０μｍ、配線層４０４の厚さは約１８μｍ、第３絶縁層４０５の厚さは約４０μｍ、第２導電層４０６の厚さは約１８μｍである。
　図９（ａ）、（ｂ）は、フィルタ領域４１０を上から見た平面図である。図９（ａ）、（ｂ）では絶縁材料を省略して表示する。図９（ａ）は、フィルタ領域４１０のうち第１導電層４０２、配線層４０４以外を省略して示した上面図である。図１０は、図９（ａ）、（ｂ）のＢ－Ｂ線に沿った断面図である。
　第１導電層４０２は、電気的に連続した第１導体線路４１４によって形成される第１領域４１６を有する。第１導体線路４１４は、例えばその積層方向Ａ２の厚さが面方向の幅よりも短い導体の線路である。電気的に連続した第１導体線路４１４の断面の形状については電気的に連続した導体線路１４と同様である。第１導体線路４１４は第１導電層４０２を形成する金属の一部である。第１領域４１６では、第１導体線路４１４は一様な幅Ｄ５を有する。第１導体線路４１４は、図９（ａ）中に示す始点Ｐ１から同図の紙面上において左向きに延伸し、第１領域４１６の左端付近で９０度下向きに折り返される。そして下向きに延伸し、第１領域４１６の下端付近で９０度右向きに折り返される。そして右向きに延伸し、第１領域４１６の右端付近で９０度上向きに折り返される。そして始点Ｐ１から左向きに延伸する第１導体線路４１４自身の手前まで上向きに延伸して９０度左向きに折り返される。以下同様にして第１領域４１６の中央に位置する第１ビアランド４２２に達するまで第１導体線路４１４が反時計回りのらせん状に延伸される。幅Ｄ５は約１５０μｍに、隣り合う導体線路間の隙間の幅は約４０μｍに設計される。一対の差動伝送線路４１２は、同図において第１領域４１６の紙面の下方側を通過する。この際、例えば図９（ａ）に示される折り返し部分４１４ａ、一方の帯状部分４１４ｂ、他方の帯状部分４１４ｃに着目すると、一対の差動伝送線路４１２は、上側から見て、折り返し部分４１４ａにおいて折り返されることにより対向している一方の帯状部分４１４ｂおよび他方の帯状部分４１４ｃと交差する。
　図９（ｂ）は、フィルタ領域４１０のうち配線層４０４、第２導電層４０６、一対の差動伝送線路４１２以外を省略して表示した上面図である。第２導電層４０６は、電気的に連続した第２導体線路４２０によって形成される第２領域４１８を有する。第２領域４１８は、図９（ａ）に示される第１領域４１６と同様の構成を有する。違いは、図９（ａ）の第１領域４１６では第１導体線路４１４のらせんが反時計回りに巻かれているのに対し、図９（ｂ）の第２領域４１８では第２導体線路４２０のらせんが時計回りに巻かれていることである。また、一対の差動伝送線路４１２は第２領域４１８の紙面の上方側を通過する。また、第２導体線路４２０の幅Ｄ６は、第１導体線路４１４の幅Ｄ５とは異なり、例えばＤ６＜Ｄ５である。なお、Ｄ６＞Ｄ５であってもよい。幅Ｄ６は約１００μｍに設計される。
　なお、図９（ａ）の第１領域４１６において第１導体線路４１４のらせんの中心に位置する第１ビアランド４２２と、図９（ｂ）の第２領域４１８において第２導体線路４２０のらせんの中心に位置する第２ビアランド４２４とは、第２絶縁層４０３、配線層４０４、第３絶縁層４０５、を貫通するビア（図９（ａ）、（ｂ）では不図示）によって電気的に接続されている。
　図１０ではフィルタ領域４１０以外は省略して示す。第２絶縁層４０３、配線層４０４、第３絶縁層４０５には、一対の差動伝送線路４１２の一方の伝送線路４１２ａと他方の伝送線路４１２ｂとの間に、第１ビアランド４２２から第２ビアランド４２４まで貫通するビアホール４２６が設けられる。このビアホール４２６には銅などの金属によりビア４２８が形成され、第１ビアランド４２２と第２ビアランド４２４、ひいては第１導電層４０２と第２導電層４０６とを電気的に接続する。この電気的な接続の態様を見方を変えて説明すると、フィルタ領域４１０には、ビア４２８を介して、第１導体線路４１４に始点Ｐ１（図９（ａ））を有し第２導体線路４２０に終点Ｐ２（図９（ｂ））を有する電気的な経路が形成されていると言える。
　第２の実施の形態に係る配線基板４００によると、フィルタ領域４１０において一対の差動伝送線路４１２は、らせん状に形成された電気的に連続した導体線路４１４および電気的に連続した第２導体線路４２０と対向する。したがって、広い帯域幅に亘ってコモンモードの信号をフィルタリングできる。また、ディファレンシャルモードの信号の減衰はほぼなくなる。
　図１１（ａ）、（ｂ）は、一対の差動伝送線路４１２の通過特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図１１（ａ）、（ｂ）において、横軸は一対の差動伝送線路４１２を通過する信号の周波数（ＧＨｚ）を示し、縦軸はフィルタ領域４１０において各モードの電流成分が減衰される度合いを示す。
　図１１（ａ）は、第２の実施の形態における一対の差動伝送線路４１２の通過特性のシミュレーション結果を示すグラフである。ＣＯＭＭ４は、コモンモードの信号の減衰の様子を示し、ＤＩＦＦ４は、ディファレンシャルモードの信号の減衰の様子を示す。図１１（ａ）から分かる通り、１ＧＨｚ以上の高周波帯域において、ディファレンシャルモードの信号の減衰は無視できる程度である。また、コモンモードの信号には、図５や図７と同様に２つの減衰のピークが現れている。これら２つの減衰のピークは、第１導体線路４１４の幅Ｄ５と第２導体線路４２０の幅Ｄ６とが異なることに起因する。このように減衰のピークが２極化することにより、全体として見た場合、コモンモードの信号は第１の実施の形態より広い帯域幅に亘って減衰されていることが分かる。よって、第２の実施の形態は、コモンモードの信号を広い帯域幅に亘って除去することが望ましい場合により好適である。
　第２の実施の形態の第１変形例として、ビア４２８を設けない場合を考える。図１１（ｂ）は、この第１変形例における一対の差動伝送線路４１２の通過特性のシミュレーション結果を示すグラフである。ＣＯＭＭ５は、コモンモードの信号の減衰の様子を示し、ＤＩＦＦ５は、ディファレンシャルモードの信号の減衰の様子を示す。図１１（ｂ）から分かる通り、ビア４２８を設けない場合は、コモンモードにおける減衰のピークが一本となってフィルタの帯域幅は減少する。しかしながら同時に減衰のピークはより大きく（深く）なる。つまり減衰の度合いは強まる。したがって、第２の実施の形態の第１変形例は、フィルタリングすべき周波数帯域が狭い場合には、コモンモードの信号を第２の実施の形態の場合よりもより大きく減衰させることができるので好適である。
　（携帯機器への適用）
　次に、本発明の配線基板を備えた携帯機器について説明する。なお、携帯機器として携帯電話に搭載する例を示すが、たとえば、個人用携帯情報端末（ＰＤＡ）、デジタルビデオカメラ（ＤＶＣ）、音楽プレーヤ、及びデジタルスチルカメラ（ＤＳＣ）といった電子機器に搭載してもよい。
　図１２は、第１の実施の形態に係る配線基板１００を備えた携帯電話１１１１の構成を示す斜視図である。携帯電話１１１１は、第１の筐体１１１２と第２の筐体１１１４が可動部１１２０によって連結される構造になっている。第１の筐体１１１２と第２の筐体１１１４は可動部１１２０を軸として回動可能である。第１の筐体１１１２には文字や画像等の情報を表示する表示部１１１８やスピーカ部１１２４が設けられている。第２の筐体１１１４には操作用ボタンなどの操作部１１２２やマイク部１１２６が設けられている。第１の実施の形態に係る配線基板１００が携帯電話１１１１の内部に搭載されている。なお、携帯電話１１１１の内部で配線基板１００に取り付けられる第１半導体モジュール１０２や第２半導体モジュール１０４の例としては、各回路を駆動するための電源回路、アンテナ（不図示）と接続された送受信回路、ＤＡＣやエンコーダ回路などの信号処理回路、携帯電話の表示部に採用される液晶パネルの光源としてのバックライトの駆動回路などがある。
　図１３は、図１２に示した携帯電話１１１１の部分断面図（第１の筐体１１１２の断面図）である。配線基板１００には、送受信回路１１２８および信号処理回路１１３０が取り付けられている。配線基板１００は、送受信回路１１２８と信号処理回路１１３０との間で１ＧＨｚ以上の高周波信号をやりとりするための一対の差動伝送線路を含む。
　第１の実施の形態に係る配線基板１００を搭載した携帯電話１１１１によると、携帯電話１１１１に含まれる回路モジュール間、例えば送受信回路１１２８と信号処理回路１１３０との間、での信号の伝送特性、特に１ＧＨｚ以上の高周波領域での伝送特性を向上できる。したがって、第１の実施の形態に係る配線基板１００は、１ＧＨｚ以上の高周波信号を取り扱う携帯機器に特に好適に用いられる。
　第２の実施の形態に係る配線基板４００を携帯電話に搭載しても同様の効果を得ることができる。
　（フィルタデバイスへの適用）
　図１４（ａ）は、フィルタデバイス７００の内部の積層の構造を示す分解斜視図である。図１４（ｂ）は、フィルタデバイス７００の構成を示す斜視図である。図１４（ａ）では、第１絶縁層７１４、第４絶縁層７２２以外の絶縁材料を省略して示す。
　フィルタデバイス７００は、第２の実施の形態に係る配線基板４００のフィルタ領域４１０と同様の積層構造を有するチップ形状のデバイスである。フィルタデバイス７００は、回路基板上の任意の位置へ設置する対策部品、特に差動伝送線路への対策部品として使用するのに適するものである。
　フィルタデバイス７００は、第４絶縁層７２２、第２導電層７２０、配線層７１８、第１導電層７１６、第１絶縁層７１４をこの順に下側から積層してなる積層構造を含む。フィルタデバイス７００のこの積層構造は、第２導電層７２０の下側に第４絶縁層７２２が積層される点を除いて第２の実施の形態に係る配線基板４００のフィルタ領域４１０における積層構造に対応する。つまり、第２導電層７２０は第２導電層４０６に、配線層７１８は配線層４０４に、第１導電層７１６は第１導電層４０２に、第１絶縁層７１４は第１絶縁層４０１に、それぞれ対応している。なお、図１４（ａ）には図示されていないが、配線層７１８の上側には第２絶縁層４０３に対応する第２絶縁層が、下側には第３絶縁層４０５に対応する第３絶縁層が積層されている。
　フィルタデバイス７００は、一対の差動伝送線路７２４、第１導電層７１６、第２導電層７２０のそれぞれと外部とを電気的に接続するための第１導体パッド７０２～第６導体パッド７１２を有する。説明の便宜上、フィルタデバイス７００の正面７００ａ、右側面７００ｂ、上面７００ｃを図１４（ｂ）に示されるとおりに定義する。
　フィルタデバイス７００の正面７００ａには、第１導体パッド７０２および第２導体パッド７０４が正面７００ａから露出するように形成されている。第１導体パッド７０２は、一対の差動伝送線路７２４の一方の伝送線路７２４ａの一端と接続される。第２導体パッド７０４は、一対の差動伝送線路７２４の他方の伝送線路７２４ｂの一端と接続される。フィルタデバイス７００の背面（不図示）には、第３導体パッド７１０および第４導体パッド７０８が背面から露出するように形成されている。第３導体パッド７１０は、一対の差動伝送線路７２４の一方の伝送線路７２４ａの他端と接続される。第４導体パッド７０８は、一対の差動伝送線路７２４の他方の伝送線路７２４ｂの他端と接続される。
　フィルタデバイス７００の右側面７００ｂには、第５導体パッド７０６が右側面７００ｂから露出するように形成されている。第５導体パッド７０６は、第１導電層７１６と接続される。第２導電層７２０については、例えば、フィルタデバイス７００の左側面（不図示）に第６導体パッド７１２を左側面から露出するように形成し、その第６導体パッド７１２と第２導電層７２０とを接続してもよい。また、第６導体パッド７１２を設けず、替わりに第１導電層７１６と第２導電層７２０とが第５導体パッド７０６に共通に接続されてもよい。本フィルタデバイス７００にとって第６導体パッド７１２は必須の構成ではない。
　このフィルタデバイス７００によると、第２の実施の形態に係る配線基板４００と同様の効果を得ることができる。加えて、回路基板上の任意の位置へ設置する対策部品、特に差動伝送線路への対策部品としてのチップ形状のコモンモードフィルタを実現できる。また、チップ形状としたことにより、半導体装置の小型化にも寄与する。
　本発明は、上述の各実施の形態に限定されるものではなく、当業者の知識に基づいて各種の設計変更等の変形を加えることも可能であり、そのような変形が加えられた実施の形態も本発明の範囲に含まれうるものである。
　第１の実施の形態では、下側から、導電層、絶縁層、配線層、絶縁層、の順番に積層される場合について説明したが、これに限られない。たとえば、下側から配線層、絶縁層、導電層、絶縁層、の順番に積層されてもよい。
　各変形例を含む第１および第２の実施の形態では、配線基板は、１ＧＨｚ以上の高周波信号を伝送する一対の差動伝送線路を含む場合について説明したが、これに限られない。一対の差動伝送線路を通して４００ＭＨｚ以上の信号が伝送される場合に対しても本発明を適用できる。なお本発明の効果は、特にＧＨｚ帯の信号に対して顕著である。
　また、本願における「らせん状」は、第２の実施の形態で説明した、第１領域４１６および第２領域４１８において、電気的に連続した導体線路が、直線を２次元的に繰り返し９０度折り返すことにより形成される形状に限られるものではなく、電気的に連続した導体線路が曲線からなってもよく、例えば２次元の渦巻状のような形状に形成されてもよい。
　第１および第２の実施の形態では、電気的に連続した導体線路の折り返し部分の角が約９０度である場合について説明したが、これに限られない。例えば、折り返し部分の角を切り落としてもよい。図１５は、第１の実施の形態の第３変形例に係るフィルタ領域５１０の上面図である。電気的に連続した導体線路５１４の折り返し部分５１８においては、導体線路５１４の角に約４５度のテーパ５２０が設けられる。
　図１６（ａ）、（ｂ）は、第２の実施の形態の第２変形例に係るフィルタ領域を上から見た平面図である。図１６（ａ）は、フィルタ領域のうち第１導電層６０２、配線層４０４以外を省略して示した上面図である。図９（ｂ）は、フィルタ領域のうち配線層４０４、第２導電層６０６以外を省略して表示した上面図である。第１導電層６０２は、電気的に連続した第１導体線路６１４によって形成される第１領域６１６を有する。電気的に連続した第１導体線路６１４が９０度折り返される部分６２０においては、第１導体線路６１４の外周側の角に約４５度のテーパ６２２が設けられると共に、内周側の角にもテーパ６２２に対応するように約４５度のテーパ６２４が設けられる。
　第２導電層６０６は、電気的に連続した第２導体線路６２０によって形成される第２領域６１８を有する。電気的に連続した第２導体線路６２０が９０度折り返される部分においても、電気的に連続した第１導体線路６１４と同様のテーパが設けられる。
　これらのように折り返し部分の角を切り落とすことにより、寄生容量の観点からより好適に信号を伝送できる。なお、図１５および図１６では直線状のテーパが示されているが、これに限られず、例えば角に丸みを持たせてもよい。
　第１及び第２の実施の形態では、導電層に含まれる導体線路はその積層方向の厚さが面方向の幅よりも短い（断面の形状が横長の長方形となる）導体の線路である場合について説明したが、これに限られない。例えば、導体線路は電気的に連続していればよく、途中で導体線路を形成する材料が変わってもよい。また、導電層は電気的に連続した導体線路のなかでもその断面が扁平となる帯状の導体線路、例えば分岐のない帯状の導体線路を含んでもよい。その場合の導体線路のフィルタ領域での配置態様は実施の形態に説明したものと同様であり、実施の形態と同様の効果を得ることができる。
　（第３の実施の形態）
　第１及び第２の実施の形態に係る配線基板によると、図３、図５、図７および図１１（ａ）、（ｂ）に示される通り、高周波領域におけるコモンモードの信号の減衰は大きい。またその構成上、周波数が高ければ高いほどコモンモードフィルタとしての特性も良好となる。第３の実施の形態では、第１の実施の形態に係る配線基板１００の導電層８の配線層４と反対側に磁性体層８０２を設ける。これにより、高周波領域での通過特性がより良好となるだけでなくより低い周波数の領域でも通過特性が改善される。
　図１７は、第３の実施の形態に係る配線基板８００およびそれに取り付けられたモジュールの構成を模式的に示す斜視図である。配線基板８００の上面８００ａには第１半導体モジュール１０２、第２半導体モジュール１０４が取り付けられる。
　配線基板８００は、第４絶縁層８０６、磁性体層８０２、第３絶縁層８０４、導電層８、第２絶縁層６、配線層４、第１絶縁層２をこの順に下側から積層してなる積層構造を含む。配線層４に含まれる一対の差動伝送線路１２は配線基板８００のフィルタ領域８１０（図１７で２点鎖線で囲まれた領域）を横切る。磁性体層８０２には磁性体８０８が埋め込まれている。磁性体８０８は、フィルタ領域８１０の下面を覆うように、フェライトなどの磁性体材料によって形成される。磁性体層８０２の厚さは１ｍｍ以下に設計される。第３絶縁層８０４および第４絶縁層８０６並びに磁性体層８０２の磁性体８０８以外の部分は、エポキシ樹脂やアルミナなどの絶縁材料で形成される。第３絶縁層８０４は磁性体８０８と導電層８とを絶縁する。
　図１８は、図１７のＣ－Ｃ線に沿った断面図である。図１８では、フィルタ領域８１０以外は省略して表示する。磁性体８０８は導電層８の電気的に連続した導体線路１４によって形成される領域１６の下方に領域１６と対向して配置される。磁性体８０８の面積は領域１６の面積と同程度でよい。
　第３の実施の形態に係る配線基板８００によると、第１の実施の形態に係る配線基板１００と同様の作用効果を得ることができる。加えて、第３の実施の形態に係る配線基板８００では、導電層８の配線層４とは反対側に磁性体８０８を設けているので、導電層８に形成されたインダクタパターンである導体線路１４に誘導電流が流れやすくなる。言い換えると導体線路１４のインダクタンスを大きくすることができる。その結果通過特性が改善され、特により低い周波数の領域でもコモンモードの信号をフィルタリングできる。さらに、インダクタンスを大きくすることができる分、導体線路１４や領域１６のサイズを低減でき小型化に寄与する。
　第３の実施の形態では、配線層４の片面に導電層８がある場合に導電層８の配線層４と反対側に磁性体層８０２を設ける場合について説明したが、これに限られない。例えば、第２の実施の形態に係る配線基板４００について、同様の磁性体層が第１導電層４０２の上側および第２導電層４０６の下側の少なくとも一方に絶縁体層を挟んで設けられてもよい。この場合、第３の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。携帯電話１１１１に搭載される配線基板およびフィルタデバイス７００についても同様である。
　磁性体層を備えるフィルタデバイスについて説明する。図１９は、フィルタデバイス９００の内部の積層の構造を示す分解斜視図である。図１９では、第１絶縁層７１４、第４絶縁層７２２以外の絶縁材料を省略して示す。
　フィルタデバイス９００は、第１磁性体層９０２、第４絶縁層７２２、第２導電層７２０、配線層７１８、第１導電層７１６、第１絶縁層７１４、第２磁性体層９０４をこの順に下側から積層してなる積層構造を含む。フィルタデバイス９００のこの積層構造は、２つの磁性体層で挟まれている点を除いてフィルタデバイス７００における積層構造に対応する。第１磁性体層９０２および第２磁性体層９０４は、第２導電層７２０および第１導電層７１６に形成されるインダクタパターンをそれぞれ覆うように、フェライトなどの磁性体材料によって形成される。
　２　第１絶縁層、　４　配線層、　６　第２絶縁層、　８　導電層、　１０　フィルタ領域、　１２　一対の差動伝送線路、　１４　導体線路、　１６　領域、　１００　配線基板、　１０２　第１半導体モジュール、　１０４　第２半導体モジュール、　４００　配線基板。
　本発明に係る配線基板によれば、高周波領域における良好な通過特性を実現できる。

Claims (12)

  1. 　一対の差動伝送線路を含む配線層と、
    　電位が固定された導電層と、
    　前記配線層と前記導電層との間に設けられた絶縁層と、を備え、
    　前記導電層は、電気的に連続した導体によって形成される領域を有し、
    　前記一対の差動伝送線路は、前記導体と積層方向から見て複数箇所で交差することを特徴とする配線基板。
  2. 　前記領域では、前記導体の少なくとも一部が複数回折り返されており、
    　前記一対の差動伝送線路は、前記導体のうち、折り返されることにより対向している複数の帯状部分と積層方向から見て交差していることを特徴とする請求項１に記載の配線基板。
  3. 　前記複数の帯状部分は、第１帯状部分と、前記第１帯状部分の幅とは異なる幅を有する第２帯状部分とを交互に形成してなることを特徴とする請求項２に記載の配線基板。
  4. 　前記領域は、電気的に連続した第１導体によって形成される第１領域と、前記第１導体の幅とは異なる幅を有する電気的に連続した第２導体によって形成される第２領域とを有していることを特徴とする請求項１または２に記載の配線基板。
  5. 　前記領域では、前記導体の少なくとも一部がらせん状に形成されていることを特徴とする請求項１に記載の配線基板。
  6. 　前記導電層の前記配線層と反対側に設けられた磁性体層をさらに備えることを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の配線基板。
  7. 　一対の差動伝送線路を含む配線層と、
    　前記配線層の一方の側に設けられ、電位が固定された導電層と、
    　前記配線層と前記導電層との間に設けられた絶縁層と、
    　前記配線層の他方の側に設けられ、電位が固定された別の導電層と、
    　前記別の導電層と前記配線層との間に設けられた別の絶縁層と、を備え、
    　前記導電層は、電気的に連続した導体によって形成される領域を有し、
    　前記一対の差動伝送線路は、前記導体と積層方向から見て複数箇所で交差し、
    　前記別の導電層は、電気的に連続した別の導体によって形成される別の領域を有し、
    　前記一対の差動伝送線路は、前記別の導体と積層方向から見て複数箇所で交差することを特徴とする配線基板。
  8. 　前記導体の幅が前記別の導体の幅と異なることを特徴とする請求項７に記載の配線基板。
  9. 　前記導体に始点を有し前記別の導体に終点を有する電気的な経路が、前記導体と前記別の導体とを接続するビアを介して形成されることを特徴とする請求項７または８に記載の配線基板。
  10. 　前記導電層の前記配線層と反対側および前記別の導電層の前記配線層と反対側の少なくとも一方に設けられた磁性体層をさらに備えることを特徴とする請求項７から９のいずれか１項に記載の配線基板。
  11. 　一対の差動伝送線路を含む配線層と、
    　電位が固定された導電層と、
    　前記配線層と前記導電層との間に設けられた絶縁層と、
    　前記一対の差動伝送線路の一方の伝送線路の一端と接続され、当該フィルタデバイスの表面に露出する第１の外部端子と、
    　前記一対の差動伝送線路の一方の伝送線路の他端と接続され、当該フィルタデバイスの表面に露出する第２の外部端子と、
    　前記一対の差動伝送線路の他方の伝送線路の一端と接続され、当該フィルタデバイスの表面に露出する第３の外部端子と、
    　前記一対の差動伝送線路の他方の伝送線路の他端と接続され、当該フィルタデバイスの表面に露出する第４の外部端子と、
    　前記導電層と接続され、当該フィルタデバイスの表面に露出する第５の外部端子と、を備え、
    　前記導電層は、電気的に連続した導体によって形成される領域を有し、
    　前記一対の差動伝送線路は、前記電気的に連続した導体と積層方向から見て複数箇所で交差することを特徴とするフィルタデバイス。
  12. 　請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の配線基板または請求項１１に記載のフィルタデバイスを搭載することを特徴とする携帯機器。
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