WO2010124867A1 - Breitband-antennensystem zur satellitenkommunikation - Google Patents

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WO2010124867A1
WO2010124867A1 PCT/EP2010/002645 EP2010002645W WO2010124867A1 WO 2010124867 A1 WO2010124867 A1 WO 2010124867A1 EP 2010002645 W EP2010002645 W EP 2010002645W WO 2010124867 A1 WO2010124867 A1 WO 2010124867A1
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antenna
waveguide
aperture
horns
signals
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PCT/EP2010/002645
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French (fr)
Inventor
Michael Seifried
Michael Wenzel
Christoph Häussler
Jörg OPPENLANDER
Jörg TOMES
Alexander Friesch
Original Assignee
Qest Quantenelektronische Systeme Gmbh
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Publication date
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Priority to JP2012507642A priority patent/JP5535311B2/ja
Priority to PL10718884T priority patent/PL2425490T3/pl
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
    • H01Q21/061—Two dimensional planar arrays
    • H01Q21/064—Two dimensional planar arrays using horn or slot aerials
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/02—Waveguide horns
    • H01Q13/025—Multimode horn antennas; Horns using higher mode of propagation
    • H01Q13/0258—Orthomode horns

Definitions

  • the invention relates to a broadband antenna system for communication between mobile carriers and satellites, in particular for aeronautical applications.
  • the weight and size of the antenna system is of great importance, as it reduces the payload of the aircraft and causes additional operating costs.
  • the problem therefore is to provide antenna systems that are as small and lightweight as possible, which nevertheless satisfy the regulatory requirements for transmitting and receiving operation when operating on mobile carriers.
  • parabolic antennas are used which have these properties.
  • rectangular or rectangular antenna apertures are used which have an aspect ratio height to width of at most 1: 4. Since parabolic mirrors have only very low efficiencies in such aspect ratios, for applications such.
  • antenna fields in question are used.
  • Grating lobes are significant parasitic side lobes, which arise because the beam centers of the antenna elements which form the antenna field must have a certain distance from each other due to the design Beam angles for the positive interference of the antenna radiators and thus for the unwanted emission of electromagnetic power into undesired solid angle ranges
  • Antenna fields eg BJD Kraus and RJ Marhefka, "Antennas: for all applications", 3rd ed., McGraw-Hill series in electrical engineering, 2002
  • antenna fields have to have a feed network, there is the practical problem of finding network and antenna field topologies which, on the one hand, meet the above requirement for the maximum distance between the beam centers and, on the other hand, occupy as little space as possible.
  • the feed networks must be minimally dissipative in order to realize high antenna efficiencies and thus minimum antenna sizes.
  • Directed satellite communication also typically uses two independent signal polarizations to increase the data rate.
  • the antenna system must therefore be able to process two independent polarizations simultaneously. Both in the transmitting and in the receiving mode, a high polarization separation is required so that there is no mixing and thus a loss of efficiency.
  • In the transmission mode there are also strict regulatory requirements for the polarization separation so that it can not interfere with neighboring transponders with orthogonal polarization (see, for example, CFR 25.209 or 25.222).
  • it must therefore be ensured, on the one hand, that the primary radiator elements have sufficiently good polarization separation or preservation, and, on the other hand, that there is no undesired mixing of the orthogonal polarizations in the feed networks.
  • the required polarization decoupling with linearly polarized signals places very high demands on the antenna system.
  • the antenna aperture is always with its azimuth axis in the plane of the aircraft.
  • the aircraft level is typically a tangential plane to the earth's surface. If the aircraft position and satellite position are not of the same geographical length, then the antenna aperture, when directed at the satellite, will always be twisted by a certain angle, which depends on the geographic length, with respect to the plane of the Clarke orbit.
  • antennas which are designed as fields of horns, over a very high efficiency feature. If fields are fed by horns with a network of waveguides, then the attenuation of electromagnetic waves through such networks can be very small. Such a field is z. As proposed in the patent US 5243357. However, this is a pure receiving antenna (column 1, line 10 ff.). The very high polarization decoupling necessary for operation as a transmitting antenna can not be achieved with the proposed network of square waveguides. In addition, the design of the spacing between the radiator elements is comparatively large, since the square waveguides must have dimensions in the range of half the wavelength of the useful frequency for efficient waveguiding and the centers of the radiating elements are therefore far more than one wavelength apart.
  • Fig. La-c represent the structure of the invention
  • Fig. 2 shows the detailed structure of the aperture surface
  • Figures 3a-d show the back side of an antenna according to the invention and the detailed structure of the horn antenna array with the feed networks for two orthogonal linear polarizations;
  • Figures 4a-b exemplify an E-field divider and an H-divider of the feed networks
  • Fig. 5a-b show a typical antenna diagram of an antenna according to the invention
  • Fig. 6 shows the back of an inventive
  • Fig. 7 illustrates a waveguide module according to the invention
  • Fig. 8 shows an aeronautical antenna system with a two-axis positioner
  • Fig. 9 illustrates a combined E-FeId and H-FeId divider, with the aid of which the antenna can be tracked with high precision.
  • the object of the invention is to provide a broadband antenna system, in particular for aeronautical applications, which, with minimal dimensions, permits a regulatory compliant transmission and reception operation and the precise alignment of the antenna with the target satellites.
  • This dimensioning rule also ensures that upon rotation of the antenna about the main axis of the beam necessarily associated with the rotation expansion of the main lobe remains low within the +/- 35 ° angle range that is important for the application. With a length to side ratio of 4: 1, the expansion in the Ku transmission band (14 GHz-14.5 GHz) is only a few tenths of a degree.
  • the angular range for the geographic skew of +/- 35 ° is therefore of particular importance, because then z. B. in Ku-band, the entire North American continent with only one satellite can be covered. This leads to a significant reduction in the cost of providing a corresponding service.
  • the horn field can be efficiently fed with a bi-directional binary feed network.
  • the dimensioning rule for the length L of the horn field, L ⁇ Ni ⁇ , ensures that no parasitic sidelobes occur in the azimuth direction, which are generated by a large distance of the beam centers of the primary horns.
  • the wavelength ⁇ must be the smallest of the wavelength occurring in the transmission mode. In Ku-band broadcasting this z. For example, the wavelength is 14.5 GHz, so that ⁇ «2.07 cm. Only by suppressing parasitic side lobes is a regulatory permissible transmission mode possible.
  • the antenna pattern can comply with the regulatory requirements.
  • the sizing of the primary horns also ensures that they can have a quadratic output that supports two orthogonal linear polarizations.
  • the square output (3) is fed by two rectangular waveguides lying in orthogonal planes. This geometry ensures effective polarization separation.
  • the feeding tube lying in a plane perpendicular to the aperture plane is provided with a waveguide septum (6), which prevents the parasitic migration of the orthogonal polarization in this waveguide branch.
  • the transition from the square output (3) of the primary horn to the input of the rectangular waveguide of the one linear polarization lying in the aperture plane is typically designed stepwise. This can also improve polarization separation and broadbandness.
  • a typical embodiment of the signal extraction from the primary horns is shown in FIG.
  • the horns of the primary horns are compressed in the beam direction. Their length perpendicular to the aperture surface is only 1 H ⁇ 1.5 ⁇ . This length is much smaller than the length, which is after the known
  • horn apertures Sizing provisions for horn apertures would result and leads without Phasenegalleitersgitter to a significant impedance mismatch to the free space wave and thus to significant reflection losses.
  • the aperture is provided with a phase-adjusting grating according to the invention, then the horns can be dimensioned according to the invention without significant losses occurring. This leads to a considerable reduction in the size of the overall antenna.
  • the phase gating in antennas according to the invention therefore not only has the task to homogenize the phase assignment of the aperture, but also serves for the impedance matching of the primary horn to the free-space wave impedance.
  • a separate feed network is provided for each of the two orthogonal polarizations.
  • the separate feed directly from the horn output also has the advantage that the two linear orthogonal polarizations can be processed completely separately and a high-precision phase adjustment can take place. This is necessary in order to be able to achieve the accuracy required for the polarization tracking of typically ⁇ 1 ° over the entire instantaneous bandwidth of typically more than 3 GHz. Also, the separation of the transmitting and receiving band is facilitated by appropriate frequency diplexer.
  • the construction of the feed networks as binary trees allows the use of high precision binary symmetric and asymmetric E-FeId and H-FeId power dividers (7, 8), as exemplified in Fig. 4a and Fig. 4b are shown.
  • This high precision is necessary to get one for both Polarizations to achieve almost identical frequency response over the entire instantaneous bandwidth, which is necessary in order to achieve the necessary precision in polarization tracking can.
  • high-efficiency phasing can then be achieved by a suitable combination of waveguide pieces with coaxial cable pieces over the entire instantaneous bandwidth.
  • this has the advantage that the amplitude and phase assignment of the aperture can be set very accurately.
  • the waveguides (2) of the feed networks are dimensioned for both polarizations such that on the one hand as lossless waveguide over the entire instantaneous bandwidth is achieved, and on the other hand is minimized by a high integration density of the required space.
  • waveguides are used whose aspect ratio is substantially smaller than the standard ratio 1: 2.
  • the waveguides (2) have an aspect ratio of only 6.5: 16.
  • the feed networks such that the line divider at the lowest level signals the two half-apertures with N / 2 primary horns respectively merges.
  • this power divider can also be designed as a combined E-FeId and H-FeId divider.
  • the difference signal can be tapped directly at the aperture output. If the difference signal is processed accordingly this enables the high-precision alignment of the antenna on the target satellites.
  • the CFR 25.222 standard requires a targeting accuracy of ⁇ 0.2 °. This is possible with conventional methods of "open loop" tracking with the aid of position data (eg via GPS and / or inertial detectors) only for short periods, then the transmission mode must be interrupted and the antenna must be realigned with the aid of the received signal.
  • the aperture is constructed so that it can provide the difference signal, accuracies can be achieved with the help of a "closed loop" tracking, which are permanently ⁇ 0.2 ° in time.
  • Fig. Ic the schematic structure of the two feed networks for the two orthogonal linear polarizations is shown.
  • the two polarisations are separated and fed in two separate feed networks (4) (solid lines) and (5) (dotted lines).
  • Both feed networks are designed as binary trees with E-FeId dividers (7) and H-FeId dividers (8).
  • the signals from N / 2 primary horns are symmetrically combined.
  • the lowest-level divider may be implemented as a combined E-field and H-field divider (30).
  • Phase lattice of claim 1 the property that with increasing geographic skew angle no parasitic "grating lobes" occur, but the level of sidelobes in the azimuth direction over the entire instantaneous bandwidth decreases.
  • Aperture occupancy is realized by symmetric and asymmetrical binary E and H power splitters (7, 8) in each of the two feed networks for each of the two orthogonal polarizations, and thus is effective over the entire instantaneous bandwidth.
  • This has the advantage that also in the receiving band a very high directivity is achieved and the parasitic irradiation of signals from neighboring satellites is greatly reduced.
  • a typical embodiment of the feed networks is shown in Fig. Ic.
  • Typical Embodiments of E-FeId Dividers (7) and H-FeId Dividers (8) are shown in Figures 4a and 4b.
  • phase gating grid 9
  • the webs of the Phasenegalleitersgitters divide the aperture surfaces of the primary horn into two equal parts, as shown in Fig. Ia.
  • This arrangement has the advantage that the phase occupation of the field is homogenized in both directions and that no parasitic side lobes caused by phase correlation occur even when the aperture is rotated about the main radiation direction. Due to the fact that the grating has square cells, no distortion of the E-FeId and H-FeId vectors occurs even in the presence of a geographic skew, even if, as in arrangements according to the invention, the aperture areas of the primary horns have an aspect ratio of 1: 2. Thus, the number of required primary horns in the elevation direction can be halved, since then they need not have an extension in this direction which is smaller ⁇ . The topological requirements for the feed networks are thereby simplified considerably and an additional volume or weight reduction is achieved.
  • the extension of the phase gating grating (9) in the direction perpendicular to the aperture surface is typically between ⁇ / 4 and ⁇ / 2.
  • This expansion is determined by the extension 1 H horn horn horn horns, which according to the invention ⁇ 1.5 ⁇ .
  • the instantaneous bandwidth and the impedance matching to the free-space wave can be adjusted according to the respective requirements.
  • Arrangements according to the invention have the advantage over fields of unmodified horns that an additional degree of freedom exists for the aperture design and the antenna performance of the strongly shortened horns can thus be optimized with respect to the available installation space.
  • the aperture of the antenna at least approximately the relation
  • FIG. 14 A further advantageous embodiment is shown in FIG. If the antenna is used simultaneously for transmission and reception, then it is advantageous if the output of the feed network of each of the two orthogonal polarizations is connected by a waveguide (11) to a waveguide frequency diplexer (12) comprising the transmission frequency band from Receiving frequency band separates and the receiving frequency band output (13) of the two waveguide frequency diplexer (12) is in each case connected to a low-noise amplifier (14).
  • the receive frequency band output is each connected directly to a low noise amplifier, or preferably a waveguide, such that the parasitic noise performance through dissipative connections remains minimal.
  • cooled low-noise amplifiers can advantageously also be used here.
  • thermoelectrically cooled low-noise amplifiers or active or passive cryogenically cooled low-noise amplifiers the receiving power of the antenna can be further increased.
  • FIG. 7 shows a typical embodiment of a waveguide module for polarization tracking.
  • the two orthogonal linearly polarized signals at the two outputs of the feed networks and / or at the outputs of the waveguide-frequency diplexer and / abut the outputs of the low-noise amplifiers are fed orthogonally into one or more waveguide modules, which consist of two connected together along its axis
  • Hollow conductor pieces (15, 16) which can be rotated against each other about the waveguide axis (17) motor-driven (18) by means of a gear (19), so that on the feed points (20) opposite side (21) of the waveguide modules in their polarization
  • the input orthogonal linearly polarized signals rotated linearly polarized signals can be coupled out and so the polarization of the incident waves can be reconstructed or the polarization of the waves to be transmitted can be controlled.
  • the antenna used for receiving and transmitting signals in different frequency bands which may be far apart, then it is advantageous if the antenna with a waveguide module for
  • Polarization tracking for the transmission band and a separate waveguide module for polarization tracking for the receiving band is equipped.
  • the two waveguide modules can then be matched exactly to the corresponding band. As a result, a high-precision polarization tracking is achieved and caused by the frequency dispersion of the waveguide deviations can be minimized.
  • the antenna is not only used for receiving and transmitting linearly polarized signals but also for receiving and / or transmitting circularly polarized signals, it is advantageous if the two orthogonally linearly polarized signals at the two outputs of the feed networks and / or at the outputs of the waveguide Frequency diplexers and / or at the outputs of the low-noise amplifier abutment with one or more 90 ° hybrid couplers are converted into orthogonal circularly polarized signals, so that the antenna also circularly polarized signals can be sent and / or received. Also, with appropriate division of the transmit and receive signals, simultaneous operation with all four possible orthogonal polarizations (2 ⁇ linear + 2 ⁇ circular) is possible both in transmit and in simultaneous receive mode. An arrangement according to claim 1 thus has the highest possible variability.
  • the antenna is mounted on the elevation axis of a two-axis positioner and the waveguide modules to compensate for polarization rotations and / or the 90 ° hybrid coupler for the reconstruction of circularly polarized signals mounted on the azimuth platform of the positioner and the antenna and waveguide modules and / or the 90 ° hybrid couplers are interconnected with flexible high frequency cables.
  • This arrangement of aperture and RF modules reduces the space required and facilitates integration, especially in aeronautical applications.
  • a typical arrangement with a two-axis positioner is shown in FIG.
  • the Hornfeld aperture with feed network (22) is mounted on the elevation axis (23) and can be aligned by means of the elevation motor (24) and the elevation gear (25) in the elevation direction.
  • the antenna can be rotated about the azimuth axis (27).
  • a high-frequency rotary feedthrough with typically two channels is integrated.
  • the electronics boxes (28) and (29) typically contain the control electronics for the positioner and additional high-frequency modules, such. B. modules according to claim 4 for polarization tracking.
  • boxes (28) and (29) may contain the processing electronics for high-precision tracking of the antenna, such as the electronics for processing the difference and sum signals of a combined E-field and H-field splitter.
  • the antenna is provided with the exception of the aperture surface from the outside wholly or partially with a protective layer against the ingress of moisture, and in the plane between the primary horns (1) and the Phasenegalmaschinesgitter (9) or in the plane of the horn outputs (3 ) a high frequency permeable waterproof film is introduced, which prevents the penetration of moisture into the primary horns and the waveguide feed network.
  • antennas according to the present invention typically consist of light metals such as aluminum or metallized plastic materials for reasons of weight reduction.
  • silver or copper these materials, since silver and copper have a very high RF conductivity.
  • solder at least critical parts of the aperture, to weld, or to glue with the bonding typically electrically conductive adhesives are used.
  • suitable Materials are in particular thin sheets of closed-cell foams (eg polystyrene, Airex, etc.). These plates can be glued and / or screwed to the surface of the phase gating grid with suitable flexible or viscoplastic adhesives, thus reliably preventing the ingress of moisture or other undesirable substances into the antenna.
  • vents may prevent condensate from accumulating inside the antenna, which may degrade the high frequency characteristics of the antenna.
  • the ventilation openings are preferably attached to the long edge of the waveguide of the feed network, since only small high frequency currents flow.
  • the dimension of the vents is typically much smaller than the wavelength for which the antenna is designed.
  • the ventilation openings can also be mounted in the protective film of the Phasenegalmaschinesgitters or in the Phasenegalmaschinesgitter covering material, in which case larger openings can be realized.
  • To prevent the ingress of dirt or other undesirable substances such.
  • Fig. 9 shows a typical embodiment of a combined E-FeId and H-FeId divider, with the aid of which the antenna can be tracked with high precision.
  • An advantageous Embodiment of the antenna is characterized in that the last waveguide power divider each of the two feed networks (4,5), which combines the signals of the two aperture halves with each N / 2 primary horns designed as a combined E and H divider (30) is such that both the sum signal (31) of the two symmetrical aperture halves and the difference signal (32) of the two symmetrical aperture halves is applied to this waveguide four-port and both the sum signal and the difference signal can be derived separately for each of the two orthogonal polarizations.
  • Combined E-FeId and H-field divisors so-called “magic teas” are four-element elements which, due to their geometric properties, provide both the sum signal of two supplied signals and the differential signal, due to the binary structure of the feed networks Horn field apertures invention possible, instead of the last binary power divider to install a "magic tea".
  • the difference signal can then be used either alone or together with the sum signal for high-precision alignment of the antenna on the target satellites. Since the difference signal disappears with exact alignment and the sum signal with exact alignment becomes maximum, z.
  • the quotient of the signal powers Pdifferenz / Psumme an extremely pronounced minimum (a so-called "zero") with exact alignment.Due to deviations from the exact alignment of the value of the quotient increases sharply and can be used for precise and fast tracking of the antenna the phase of the RF signal at the differential gate (32) has a zero crossing with exact alignment, so that the sign of the phase position indicates the direction in which the antenna must be tracked in. Since the high-precision tracking in satellite antennas, in principle, only along the Clarke orbit - In the azimuth direction, it is sufficient to divide the aperture in two halves in the azimuth direction In the elevation direction, open loop tracking is typically sufficient with the aid of position data and / or inertial detector data.
  • the difference gate (32) of the combined E- and H-divider is equipped with a transmission band-cut filter, the prevents the penetration of transmission signals in the differential branch and the difference gate (32) is connected via the transmission band rejection filter with a low-noise amplifier. Since only the receiving signal must be used for high-precision tracking of the antenna by means of the signal of the differential gate, the low-noise amplifier which amplifies this signal can be efficiently protected by a transmission band-cut filter from overdriving by the typically very strong transmission signal. Typically, this is a waveguide barrier filter is used because this class of components has only a very low attenuation.
  • the low-noise amplifier directly to the transmit band blocking filter, preferably also through waveguides, as this can minimize signal loss. If the received signal strong enough then but also embodiments are conceivable in which the low-noise amplifier with a high-frequency cable, z. B. a coaxial line is connected to the transmission band blocking filter.
  • the differential signals and / or a part of the sum signals of the two symmetrical aperture halves are forwarded to a processing electronics, which evaluates the strength and / or the phase position of the differential signals and / or the sum signals and these to the Passing control electronics of the antenna positioner, so that the control electronics can track the antenna so that the difference signal is minimal and so the antenna remains aligned with the target satellites when the antenna carrier moves relative to the target satellite.
  • the antenna is then optimally aligned with the target satellites when the receive signal at the difference gate of the combined E-field and H-field divider becomes minimal.
  • This optimality criterion can thereby in a simple way for high-precision tracking of the antenna at moving antenna carriers are used to be processed by a suitable electronic unit and forwarded to the controller of the antenna positioning system. Since the difference signal is permanently available in time, very high sampling rates and thus very fast tracking are possible even with very fast moving antenna carrier. Since the phase of the difference signal has a rapid zero crossing with optimum alignment with the target satellites, it is advantageous to also evaluate the phase position of the difference signal and to use for tracking. Typically, this allows an even higher precision in the tracking can be achieved than when only the strength of the difference signal is used.
  • the antenna diagram of the Differenztors Since the antenna diagram of the Differenztors has two main lobes, which can show in the worst case on neighboring satellites, it is also advantageous to compare the difference signal in its strength and / or its phase position with the sum signal to exclude the parasitic interference of neighboring satellites in the tracking , In principle, by appropriate processing of the sum signal, since the antenna diagram of the Summentors has only a single, well-defined main lobe, parasitic interference terms are eliminated in the difference signal. This can be z. B. take place in that the difference signal is phase-aligned projected to the sum signal.
  • both beacon signals of the satellite and normal transponder signals can be used.
  • a satellite beacon typically consists of a narrowband ( ⁇ 1 kHz) CW-like signal
  • a normal transponder typically emits a broadband signal (in Ku-band, for example, 30 MHz), which is coded by phase coding (eg. QPSK) an information content is imprinted.
  • phase coding eg. QPSK
  • the processing of high-frequency signals is facilitated by the fact that the processing electronics contains one or more fixed frequency mixer and / or one or more controllable frequency-variable mixer and one or more frequency filters for the difference signals and / or the sum signals, with which the difference signal or a part of the difference signal and / or the sum signal or a part of the sum signal in a defined baseband can be converted and processed there.
  • controllable frequency-variable mixers (“frequency synthesizer"), the frequency range or transponder used for tracking can be specifically controlled.
  • the difference signal and the sum signal in the baseband can be directly evaluated.
  • the strength of the difference signal and / or the sum signal in the baseband is measured with a suitable electronic circuit and transferred to the control electronics of the antenna positioner.
  • standard electronic components such as suitable amplifiers or power detectors, can be used, which are available at low cost for typical base bands in the MHz range.
  • the difference signal and / or the sum signal in the baseband is digitized with an analog-to-digital converter and forwarded to a processor which has suitable evaluation methods to measure the strength and / or the Phase position of the difference signal and / or the sum signal to determine, and passes this information to the control electronics of the antenna positioner.
  • the processor can be z. B. consist of a specially programmed FPGA or a simple freely programmable arithmetic unit. To improve the signal quality z. B. software-implemented controllable filter can be used with the help of which the noise bandwidth can be optimized.
  • the antenna signals are converted into a baseband for the purpose of high-precision tracking, digitized and forwarded to a processor, then it is advantageous in particular for aeronautical applications in which the antenna carrier (eg the aircraft) can move at very high speed.
  • the processor has an evaluation method with which the double frequency shift of the difference signal and / or of the sum signal occurring during rapid movements of the antenna carrier can be compensated.
  • Doppler tracking electronics software-implemented tracking can be implemented relatively inexpensively in a suitable processor if the signals are already in digitized form. Since the maximum Doppler shift can be calculated over the maximum velocity of the antenna carrier, it is possible to configure a software-implemented filter accordingly. Then z. B. using an FFT (“Fast Fourier Transform”) determines the current frequency of the signal, the noise bandwidth adjusted accordingly and the strength of the signal are measured.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the antenna aperture in mobile and in particular aeronautical applications typically can not be rotated about the beam axis, it may be advantageous if a polarization rotation of the difference signal and / or the sum signal of the two aperture halves due to the spatial position of the antenna carrier is reflected by one or more waveguide modules Claim 4 or in that the processor of the processing electronics has a suitable evaluation method can be compensated. As a result, a mixing of the signals of different polarization and thus a signal interference, which may affect the precise tracking prevented. In principle, this is depending on the application, two methods, the use of waveguide modules according to claim 4 and the software processing, available. Since the position of the antenna carrier, z. B. via GPS, typically known is, the polarization rotation can be calculated in a simple manner and can then be transferred to the control of the waveguide module or to the processor.
  • the evaluation method of the processor is to multiply two or more temporally successive values of the amplitude of the baseband difference signal and these products over a certain time .DELTA.t sum up to a sum Si, in each case two or more temporally successive values of the amplitude of the baseband sum signal to multiply and sum up these products over a certain time .DELTA.t to a sum S 2 , after the time period .DELTA.t the quotient S1 / S 2 and / or another suitable function f (Si, S 2 ), the value obtained thereby by the method of the smallest distance or another suitable method with the standard curve f N ( ⁇ , Si, S 2 ), thereby determining the value of the deviation angle ⁇ and applying it to d
  • the control electronics of the antenna positioner to pass.
  • the antenna is constructed according to the invention, up to a total of Ni / 2 primary horns, which are located at the edge of the aperture are not physically realized, or realized in its border changed or reduced, the corresponding cells of the Phasenegalleitersgitters are modified accordingly in that the edges of the cells continue to lie on the edges of the primary horns, the aperture coating according to the invention is realized only for complete lines of the field of primary horns containing Ni primary horns (see Fig. Ib) and the binary tree structure of the two feed networks (see Fig. Ic) is correspondingly cropped in the case of the absence of primary horns.

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Waveguide Aerials (AREA)
  • Details Of Aerials (AREA)

Abstract

Es wird eine Antenne zur Breitband-Satellitenkommunikation bestehend aus einem Feld von primären Hornstrahlern (1), welche durch ein Hohlleiter-Speisenetzwerk (2) miteinander verbunden sind, vorgeschlagen.

Description

"Breitband-Antennensystem zur Satellitenkommunikation"
Die Erfindung betrifft ein Breitband-Antennensystem zur Kommunikation zwischen mobilen Trägern und Satelliten, insbesondere für aeronautische Anwendungen.
Der Bedarf an drahtlosen Breitbandkanälen zur Datenübertragung mit sehr hohen Datenraten, insbesondere im Bereich der mobilen Satellitenkommunikation steigt ständig an. Es fehlt jedoch insbesondere im aeronautischen Bereich an geeigneten Antennen, welche insbesondere die für den mobilen Einsatz erforderlichen Bedingungen, wie geringe Abmessungen und geringes Gewicht, erfüllen können. Für die gerichtete, drahtlose Datenkommunikation mit Satelliten (z. B. im Ku- oder Ka-Band) bestehen zudem extreme Anforderungen an die Sendecharakteristik der Antennensysteme, da eine Störung benachbarter Satelliten zuverlässig ausgeschlossen werden muss.
In aeronautischen Anwendungen ist das Gewicht und die Größe des Antennensystems von sehr großer Bedeutung, da es die Nutzlast des Flugzeugs verringert und zusätzliche Betriebskosten verursacht.
Das Problem besteht deshalb darin, möglichst kleine und leichte Antennensysteme zur Verfügung zu stellen, welche dennoch im Betrieb auf mobilen Trägern den regulatorischen Anforderungen an den Sende- und Empfangsbetrieb genügen.
Die regulatorischen Anforderungen an den Sendebetrieb ergeben sich z. B. aus den Normen CFR 25.209, CFR 25.222, ITU-R M. 1643 oder ETSI EN 302 186. Alle diese regulatorischen Vorschriften sollen sicherstellen, dass im gerichteten Sendebetrieb einer mobilen Satellitenantenne keine Störung benachbarter Satelliten auftreten kann. Hierzu werden typischerweise Envelopen (Hüllkurven) maximaler spektraler Leistungsdichte in Abhängigkeit vom Abstandswinkel zum Zielsatelliten definiert. Die für einen bestimmten Abstandswinkel vorgegebenen Werte dürfen im Sendebetrieb des Antennensystems nicht überschritten werden. Dies führt zu strengen Anforderungen an die winkelabhängige Antennencharakteristik. Als Beispiel ist in Fig. 5a die Anforderung aus CFR 22.209 an den winkelabhängigen Aήtennengewiήh im Kü-Bahd in Richtung des Azimuts (tangential zum Clarke-Orbit) dargestellt (fett markierte Kurve) . Mit zunehmendem Abstandswinkel vom Zielsatelliten muss der Antennengewinn stark abfallen. Dies kann physikalisch nur durch sehr homogene Amplituden- und Phasenbelegungen der Antenne erreicht werden. Typischerweise werden daher Parabolantennen verwendet, die diese Eigenschaften aufweisen. Für den mobilen Einsatz, insbesondere auf Flugzeugen, sind solche Antennen jedoch nicht geeignet. Hier werden zur Verringerung des Luftwiderstands rechteckige oder rechteckähnliche Antennenaperturen verwendet welche ein Aspektverhältnis Höhe zu Breite von höchstens 1:4 aufweisen. Da Parabolspiegel bei solchen Aspektverhältnissen nur sehr geringe Effizienzen besitzen, kommen für die Anwendungen, z. B. auf Flugzeugen oder Kraftwagen, bevorzugt Antennenfelder in Frage.
Bei Antennenfeldern tritt jedoch das bekannte Problem der sog. „grating lobes" auf. Gräting lobes sind signifikante parasitäre Nebenkeulen, welche dadurch entstehen, dass die Strahlzentren der Antennenelemente, welche das Antennenfeld bilden, konstruktionsbedingt einen bestimmten Abstand zueinander haben müssen. Dies führt unter bestimmten Strahlwinkeln zur positiven Interferenz der Antennenstrahler und damit zur unerwünschten Abstrahlung von elektromagnetischer Leistung in unerwünschte Raumwinkelbereiche. Aus der Theorie zweidimensionaler Antennenfelder (z. B. J. D. Kraus und R. J. Marhefka, „Antennas : for all applications", 3rd ed., McGraw-Hill series in electrical engineering, 2002) ergibt sich, dass signifikante parasitäre grating lobes nur dann nicht auftreten, wenn die Strahlzentren des Antennenfeldes weniger als eine Wellenlänge der minimalen Nutzwellenlänge von einander entfernt sind.
Da Antennenfelder über ein Speisenetzwerk verfügen müssen, ergibt sich das praktische Problem Netzwerk- und Antennenfeldtopologien zu finden, die zum einen die obige Bedingung an den maximalen Abstand der Strahlzentren erfüllen und zum anderen so wenig Bauraum wie möglich beanspruchen. Zudem dürfen die Speisenetzwerke nur minimal dissipativ sein, um hohe Antenneneffizienzen und damit minimale Antennengrößen realisieren zu können.
Bei der gerichteten Satellitenkommunikation werden zur Erhöhung der Datenrate zudem typischerweise zwei unabhängige Signal-Polarisationen eingesetzt. Das Antennensystem muss daher in der Lage sein, zwei unabhängige Polarisationen simultan zu verarbeiten. Sowohl im Sende- als auch im Empfangsbetrieb ist eine hohe Polarisationstrennung erforderlich damit es zu keiner Vermischung und damit zu einer Effizienzeinbuße kommt. Im Sendebetrieb bestehen zudem strenge regulatorische Anforderungen an die Polarisationstrennung damit es zu keiner Störung benachbarter Transponder mit orthogonaler Polarisation kommen kann (vgl. z. B. CFR 25.209 bzw. 25.222) . Bei Antennenfeldern muss daher zum einen gewährleistet sein, dass die primären Strahlerelemente über eine genügend gute Polarisationstrennung bzw. -erhaltung verfügen, und zum anderen, dass in den Speisenetzwerken keine unerwünschte Vermischung der orthogonalen Polarisationen erfolgt.
Insbesondere bei aeronautischen Anwendungen stellt die erforderliche Polarisationsentkopplung bei linear polarisierten Signalen sehr hohe Anforderungen an das Antennensystem. Da solche Systeme typischerweise auf dem Flugzeugrumpf angebracht sind und über einen Zwei-Achsen Positionierer verfügen, liegt die Antennenapertur mit ihrer Azimutachse immer in der Flugzeugebene. Die Flugzeugebene ist typischerweise eine Tangentialebene zur Erdoberfläche. Sind nun Flugzeugposition und Satellitenposition nicht auf der gleichen geographischen Länge, dann ist die Antennenapertur, wenn sie auf den Satelliten gerichtet ist, immer um einen bestimmten Winkel, der von der geographischen Länge abhängt, gegenüber der Ebene des Clarke-Orbits, verdreht. Dieser sog. geographische skew kann bei mobilen Anwendungen nicht durch eine Drehung der Antenne um eine senkrecht zur Aperturebene liegende Achse kompensiert werden, wie dies bei stationären terrestrischen Antennen möglich ist. So muss ein aeronautisches Antennensystem trotz des im Prinzip ungünstigen Längen zu Seitenverhältnisses auch bei Vorliegen eines geographischen skews bis zu einem bestimmten Drehwinkel von typischerweise ca. ±35° die regulatorischen Anforderungen erfüllen können.
Damit ergeben sich folgende Problemstellungen für mobile, insbesondere aeronautische Satellitenantennen, die simultan gelöst werden müssen:
1. minimal mögliche Dimension zur Erfüllung der regulatorischen Anforderungen,
2. höchste Antenneneffizienz bei minimalem Gewicht,
3. große Bandbreite um das Empfangs- und das Sendeband abzudecken (z. B. Ku-Band Betrieb: 10, 7-12, 75 GHz und 13, 75-14, 5 GHz) ,
4. sehr gute Richtcharakteristik,
5. hohe Polarisationstrennung,
6. Kompensation des geographischen skews durch Nachführung der Polarisationsebenen bei linear polarisierten Signalen,
Stand der Technik:
Es ist bekannt, dass Antennen welche als Felder von Hornstrahlern ausgebildet sind, über eine sehr hohe Effizienz verfügen. Werden Felder von Hornstrahlern mit einem Netzwerk von Hohlleitern gespeist, dann kann die Dämpfung elektromagnetischer Wellen durch solche Netzwerke sehr klein werden. Ein solches Feld wird z. B. in der Patentschrift US 5243357 vorgeschlagen. Es handelt sich dabei allerdings um eine reine Empfangsantenne (Spalte 1, Zeile 10 ff.) . Die für den Betrieb als Sendeantenne notwendige, sehr hohe Polarisationsentkopplung kann mit dem vorgeschlagenen Netzwerk aus quadratischen Hohlleitern nicht erreicht werden. Zudem ist der Abstand zwischen den Strahlerelementen konstruktionsbedingt vergleichsweise groß, da die quadratischen Hohlleiter zur effizienten Wellenleitung Abmessungen im Bereich der halben Wellenlänge der Nutzfrequenz haben müssen und die Zentren der Strahlelemente daher weit mehr als eine Wellenlänge voneinander entfernt sind. Es ist bekannt, dass dies in der Antennencharakteristik zu signifikanten Nebenkeulen (sog. „grating lobes") führt. Im reinen Empfangsbetrieb sind diese Nebenkeulen unschädlich. Ein regulatorisch erlaubter Sendebetrieb ist jedoch nicht möglich, da z. B. CFR 25.209 bzw. CFR 25.222 sehr strenge Anforderungen an die Nebenkeulenunterdrückung setzen. Eine Verbesserung der Polarisationstrennung kann durch separate Speisenetzwerke erreicht werden. So wird z. B. in der US 2005/0146477 vorgeschlagen, jeweils ein eigenes Speisenetzwerk für die linkszirkulare und die rechtszirkulare Polarisation zu verwenden. Die Strahlerelemente (hier Aperturkreuze) müssen hierzu jedoch seriell gespeist werden. Dies schränkt die nutzbare Bandbreite stark ein. Ein typischer Ku-Band Betrieb, z. B. mit einem Empfangsband von 10,7 GHz bis 12,75 GHz und einem Sendeband von 14,0 GHz bis 14,5 GHz, ist mit einer solchen Anordnung nicht möglich. In z. B. US 5568160 wird ebenfalls vorgeschlagen, das Verteilernetzwerk mit Aperturkreuzen zu speisen. Primäre Antennenelemente sind hier jedoch quadratische Hornstrahler . Das Speisenetzwerk zerfällt in ein Netzwerk für die horizontale und ein Netzwerk für die vertikale Polarisation. Eine hohe Polarisationsentkopplung ist damit möglich. Konstruktionsbedingt liegen die Strahlerzentren jedoch auch hier vergleichsweise weit auseinander, sodass parasitäre Nebenkeulen auftreten. Dasselbe Problem tritt bei den z. B. in US 6225960, WO 2006/061865 und GB 2247990 vorgeschlagenen Anordnungen auf. In der US 6201508 wird vorgeschlagen, zur Homogenisierung der Aperturbelegung über jedem einzelnen Hornstrahler ein Gitter („crossed septum"; Spalte 3, Zeile 26) anzubringen. Die Strahlzentren liegen jedoch auch hier konstruktionsbedingt weit mehr als eine Wellenlänge voneinander entfernt und phasenkorrelationsbedingte parasitäre Nebenkeulen treten weiterhin auf. Auch besitzt die Vorrichtung konstruktionsbedingt eine erhebliche Höhe (Ausdehnung senkrecht zur Aperturebene) , was sie für mobile und insbesondere für aeronautische Anwendungen kaum brauchbar macht (im Ku-Band „0.37 m"; Spalte 5, Zeile 15) .
Zeichnungen :
Fig. la-c stellen den erfindungsgemäßen Aufbau einer
Hornfeld-Apertur und den schematischen Aufbau der Speisenetzwerke dar;
Fig. 2 zeigt den Detailaufbau der Aperturoberfläche;
Fig. 3a-d zeigen die Rückseite einer erfindungsgemäßen Antenne und den detaillierten Aufbau des Hornstrahler-Feldes mit den Speisenetzwerken für zwei orthogonale lineare Polarisationen;
Fig. 4a-b stellen exemplarisch einen E-FeId Teiler und einen H-FeId Teiler der Speisenetzwerke dar;
Fig. 5a-b zeigen ein typisches Antennendiagramm einer erfindungsgemäßen Antenne, Fig. 6 zeigt die Rückseite einer erfindungsgemäßen
Antenne mit Frequenzdiplexern und Verstärkern;
Fig. 7 stellt ein erfindungsgemäßes Hohlleitermodul zur
Polarisationsnachführung dar; Fig. 8 zeigt ein aeronautisches Antennensystem mit einem Zwei-Achsen-Positionierer;
Fig. 9 stellt einen kombinierten E-FeId und H-FeId Teiler dar, mit dessen Hilfe die Antenne hochpräzise nachgeführt werden kann.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein breitbandiges Antennensystem, insbesondere für aeronautische Anwendungen zur Verfügung zu stellen, das bei minimalen Dimensionen einen regulatorisch konformen Sende- und Empfangsbetrieb und die präzise Ausrichtung der Antenne auf den Zielsatelliten erlaubt .
Diese Aufgabe wird mit der Erfindung gemäß des Anspruchs 1 gelöst. Fig. la-c stellen einen bevorzugten erfindungsgemäßen Aufbau des Antennensystems dar. Die Antenne zur Breitband- Satellitenkommunikation, insbesondere für mobile Anwendungen, besteht aus einem Feld von primären Hornstrahlern (1) , welche durch ein Hohlleiter-Speisenetzwerk (2) miteinander verbunden sind, wobei die Antenne aus einer Anzahl N=Nx x N2 primären Hornstrahlern mit Ni > 4 N2 besteht, Ni und N2 ganze gerade Zahlen sind, für die gesamte Aperturfläche A der Antenne A=L x H mit L ≥ 4 H und L < Ni λ gilt, wobei λ die minimale Freiraumwellenlänge der zu sendenden oder zu empfangenden elektromagnetischen Welle bezeichnet, die primären Hornstrahler den Empfang und das Senden von zwei orthogonalen linear polarisierten elektromagnetischen Wellen dadurch ermöglichen, dass sie über eine rechteckige Aperturfläche a = 1 x h mit 1 < h und 1 < λ und einen jedenfalls näherungsweise quadratischen Ausgang (3) verfügen, wobei L = Ni 1, H = N2 h, und A = Nx x N2 x l x h = L x H gilt, und die primären Hornstrahler (1) direkt an ihrem Ausgang (3) über rechteckige Hohlleiter (4,5) derart gespeist werden, dass die eine der orthogonalen linearen Polarisationen parallel zur Aperturfläche zu- und abgeführt wird und die andere der orthogonalen linearen Polarisationen über ein Hohlleiter- Septum (6) in einer Ebene senkrecht zur Aperturfläche zu- und abgeführt wird, die Hörner der primären Hornstrahler gestaucht sind und senkrecht zur Aperturfläche eine Länge 1H < 1/5 λ aufweisen, das Hohlleiter-Speisenetzwerk (2) aus einem Speisenetzwerk für die eine der beiden orthogonalen linearen Polarisationen (4) und einem davon getrennten Speisenetzwerk für die andere der beiden orthogonalen linearen Polarisationen (5) besteht, jedes der beiden Speisenetzwerke als binärer Baum mit binären E- und H-Leistungsteilern (7, 8) aufgebaut ist, sodass der jeweils letzte Leistungsteiler auf der niedrigsten Ebene des binären Baums die Leistungen von zwei Halbaperturen mit jeweils N/2 primären Hornstrahlern für jede der beiden orthogonalen Polarisationen getrennt symmetrisch zusammenführt, die Aperturbelegung der Antenne jedenfalls näherungsweise der Relation
Pl, j <P2, j <P3, j<-<Pk,
Figure imgf000010_0001
j >Pk+m+l , j >Pk+m+2, j >Pk+m+3, j >->P2k+m, j folgt, wobei k und m ganze Zahlen sind und 2k+m=Ni gilt, und die Leistungen Pi,j, i=l..Ni, j=l..N2, die Leistungsbeiträge der einzelnen primären Hornstrahler bezeichnen, die Aperturbelegung durch symmetrische und asymmetrische binäre E- und H-Leistungsteiler (7, 8) in jedem der beiden Speisenetzwerke für jede der beiden orthogonalen Polarisationen realisiert ist, und die gesamte Aperturfläche von einem Phasenegalisierungsgitter (9) abgedeckt ist, wobei die Maschen (10) des Phasenegalisierungsgitters eine quadratische Dimension mit Kantenlänge b aufweisen und jedenfalls näherungsweise b = 1, h = 2 b und b < λ gilt, sodass in der Richtung Ni die Stege des Gitters über der Stoßkante zweier benachbarter Hornstrahler liegen und in Richtung N2 die Stege des Gitters sich jedenfalls näherungsweise genau in der Mitte der Aperturfläche der einzelnen Hornstrahler befinden.
Durch die Dimensionierung des Hornstrahler-Feldes mit einer Anzahl N=Ni x N2 primären Hornstrahlern, wobei Ni > 4 N2, und Ni und N2 ganze gerade Zahlen, wird eine rechteckige Antennenapertur erzielt, die den Anforderungen einer möglichst geringen Höhe im mobilen, insbesondere aeronautischen, Einsatz genügt. Diese Dimensionierungsvorschrift stellt zudem sicher, dass bei Drehung der Antenne um die Hauptstrahlachse die mit der Drehung zwangsläufig verbundene Aufweitung der Hauptkeule innerhalb des für die Anwendung wichtigen Winkelbereichs +/-35° gering bleibt. Bei einem Längen zu Seiten Verhältnis von 4:1 beträgt die Aufweitung etwa im Ku-Sendeband (14 GHz-14,5 GHz) nur wenige Zehntel Grad.
Der Winkelbereich für den geographischen skew von +/-35° ist deshalb von besonderer Bedeutung, weil dann z. B. im Ku-Band der gesamte Nordamerikanische Kontinent mit nur einem Satelliten abgedeckt werden kann. Dies führt zu einer erheblichen Reduzierung der Providingkosten eines entsprechenden Dienstes .
Sind Ni und N2 gerade Zahlen, dann kann das Hornstrahler-Feld mit einem in beiden Richtungen binären Zuführungsnetzwerk effizient gespeist werden.
Die Dimensionierungsvorschrift für die Länge L des Hornstrahlerfeldes, L < Ni λ, stellt sicher, dass in Azimutrichtung keine parasitären Nebenkeulen auftreten, die durch einen zu großen Abstand der Strahlzentren der primären Hornstrahler erzeugt werden. Die Wellenlänge λ muss dabei die kleinste der im Sendebetrieb auftretende Wellenlänge sein. Im Ku-Band Sendebetrieb ist dies z. B. die Wellenlänge bei 14.5 GHz, sodass λ«2,07 cm. Nur durch die Unterdrückung parasitärer Nebenkeulen ist ein regulatorisch erlaubter Sendebetrieb möglich.
Die primären Hornstrahler besitzen, wie in Fig. Ib und Fig. 2 dargestellt, eine rechteckige Aperturfläche a, mit a = 1 x h und 1 < h. Das Hornstrahlerfeld ist dann entsprechend den Vorschriften L = Ni 1, H = N2 h, und
A = Ni x N2 x l x h = L x H aufgebaut, wobei A die gesamte Aperturfläche des Feldes bezeichnet. Damit liegen die Aperturflächen a der primären Hornstrahler in Azimut- und Elevationsrichtung dicht nebeneinander und sind mit ihrer kurzen Kante in Azimutrichtung und mit ihrer langen Kante in Elevationsrichtung ausgerichtet. Mit 1 < λ wird dann erreicht, dass bei dichter Hornbelegung keine parasitären Nebenkeulen in Azimutrichtung auftreten können. Wird z. B. für den Ku-Band Sendebetrieb im Frequenzband 14 GHz-14,5 GHz 1 < λmax und lssλmax ;B2, 07 cm gewählt, dann erhält man bei erfindungsgemäßer Wahl von h = 2 1 und Ni > 4 N2 ein Hornstrahlerfeld minimaler Dimension, dass den regulatorischen Anforderungen entsprechen kann. Wird regulatorisch z. B. für die 3dB-Breite Δ3dB der Hauptkeule in Azimut 2° gefordert, dann ergibt sich mit der bekannten Näherungsformel Δ3dB = 51°/Lλ (z. B. J. D. Kraus und R. J. Marhefka, „Antennas: for all applications", 3rd ed., McGraw-Hill series in electrical engineering, 2002, pa. 374) mit Lλ = L/λmax = N1/min eine minimale Anzahl Ni,min = 26. Für die minimale Anzahl von N2, N2,minr gilt dann N2,min - 4, der Vorschrift, dass Ni und N2 ganze gerade Zahlen sind, entsprechend .
Wird nun zusätzlich die Vorschrift aus Anspruch 1 herangezogen, dass das Speisenetzwerk als binärer Baum ausgeführt ist, dann ergibt sich ein Hornstrahlerfeld mit Ni=32 und N2=4, d. h. L«64cm und H«lβcm. Wird die Aperturbelegung durch symmetrische und asymmetrische binäre E- und H-Leistungsteiler nun erfindungsgemäß gewählt, dann kann das Antennendiagramm den regulatorischen Vorschriften entsprechen.
Durch die Dimensionierung der primären Hornstrahler ist zudem sichergestellt, dass diese über einen quadratischen Ausgang verfügen können, der zwei orthogonale lineare Polarisationen unterstützt. Der quadratische Ausgang (3) wird durch zwei in orthogonalen Ebenen zueinander liegenden rechteckigen Hohlleitern gespeist. Diese Geometrie stellt eine effektive Polarisationstrennung sicher. Zudem ist der in einer Ebene senkrecht zur Aperturebene liegende Speisehohleiter mit einem Hohlleiterseptum (6) versehen, das die parasitäre Migration der orthogonalen Polarisation in diesen Hohlleiterzweig verhindert. Der Übergang vom quadratischen Ausgang (3) des primären Hornstrahlers zu dem in der Aperturebene liegenden Eingang des Rechteckhohleiters der einen linearen Polarisation ist typischerweise stufenförmig ausgelegt. Dies kann ebenfalls die Polarisationstrennung und die Breitbandigkeit verbessern. Eine typische Ausführungsform der Signalauskopplung aus den primären Hornstrahlern ist in Fig. 2 dargestellt. Um die Dimensionen des Hornfeldes möglichst gering zu halten, sind die Hörner der primären Hornstrahler in Strahlrichtung gestaucht. Ihre Länge senkrecht zur Aperturfläche beträgt lediglich 1H < 1,5 λ. Diese Länge ist sehr viel kleiner als die Länge, welche sich nach den bekannten
Dimensionierungsvorschriften für Hornaperturen ergeben würde und führt ohne Phasenegalisierungsgitter zu einer signifikanten Impedanzfehlanpassung an die Freiraumwelle und damit zu erheblichen Reflektionsverlusten. Wird die Apertur jedoch mit einem erfindungsgemäßen Phasenegalisierungsgitter versehen, dann können die Hörner erfindungsgemäß dimensioniert werden ohne dass signifikanten Verluste auftreten. Dies führt zu einer erheblichen Größenreduzierung der Gesamtantenne. Das Phasenegalisierungsgitter hat bei erfindungsgemäßen Antennen daher nicht nur die Aufgabe die Phasenbelegung der Apertur zu homogenisieren, sondern dient auch zur Impedanzanpassung der primären Hornstrahler an die Freiraumwellenimpedanz .
Zur Erzielung einer größtmöglichen Polarisationstrennung und einer größtmöglichen instantanen Bandbreite ist ein für jede der beiden orthogonalen Polarisationen getrenntes Speisenetzwerk vorgesehen. Die getrennte Speisung direkt ab Hornausgang hat zudem den Vorteil, dass die beiden linearen orthogonalen Polarisationen völlig getrennt verarbeitet werden können und ein hochpräziser Phasenabgleich erfolgen kann. Dies ist notwendig, um die für die Polarisationsnachführung erforderliche Genauigkeit von typischerweise < 1° über die gesamte instantane Bandbreite von typischerweise mehr als 3 GHz erzielen zu können. Auch wird die Trennung von Sende- und Empfangsband durch entsprechende Frequenzdiplexer dadurch erleichtert .
Der Aufbau der Speisenetzwerke als binäre Bäume, wie schematisch in Fig. Ic dargestellt, ermöglicht die Verwendung von hochpräzisen binären symmetrischen und asymmetrischen E-FeId und H-FeId Leistungsteilern (7, 8), wie sie beispielhaft in Fig. 4a und Fig. 4b dargestellt sind. Diese hohe Präzision ist notwendig, um einen für beide Polarisationen nahezu identischen Frequenzgang über die gesamte instantane Bandbreite zu erzielen, was erforderlich ist, um die notwendige Präzision bei der Polarisationsnachführung erreichen zu können. Konstruktionsbedingt kann ein hocheffizienter Phasenabgleich dann durch eine geeignete Kombination von Hohlleiterstücken mit Koaxialkabelstücken über die gesamte instantane Bandbreite erzielt werden. Zudem hat dies den Vorteil, dass die Amplituden- und Phasenbelegung der Apertur sehr genau eingestellt werden kann. Dies ist notwendig um die regulatorische Envelope zuverlässig über die gesamte erforderliche Sendebandbreite von typischerweise mehr als 500 MHz einhalten zu können. Es hat sich gezeigt, dass im Gegensatz zu Mehrfach-Leistungsteilern sich bei größeren Feedingstrukturen produktionsbedingte Toleranzen bei binären Strukturen typischerweise herausmitteln. Die Hohlleiter (2) der Speisenetzwerke sind für beide Polarisationen derart dimensioniert, dass zum Einen eine möglichst verlustfreie Wellenleitung über die gesamte instantane Bandbreite erreicht wird, und zum Anderen durch eine hohe Integrationsdichte der erforderliche Bauraum minimiert wird. Im Ku-Band z. B. kommen daher Hohlleiter zum Einsatz deren Seitenverhältnis wesentlich kleiner als das Standardverhältnis 1:2 ist. In der in Fig. Ia dargestellten Ausführungsform besitzen die Hohlleiter (2) lediglich ein Seitenverhältnis von 6,5:16. Es hat sich gezeigt, dass dies ausreicht um die gesamte instantane Bandbreite von 10,7 GHz-12,75 GHz und 13,75 GHz-14,5 GHz abzudecken. Gegenüber Hohlleitern mit Standarddimensionen wird dadurch eine signifikante Volumenreduzierung bei den Speisenetzwerken von ca. 20 % und eine entsprechende Gewichtsreduzierung erreicht. So hat die in Fig. 3a-d dargestellte Ausführungsform für das Ku-Band insgesamt nur eine Tiefe (Ausdehnung senkrecht zur Aperturebene) von ca. 15 cm, was insbesondere für aeronautische Anwendungen von sehr großem Vorteil ist.
Es ist vorgesehen, die Speisenetzwerke derart auszuführen, dass der Leitungsteiler auf der niedrigsten Ebene die Signale der zwei Halbaperturen mit jeweils N/2 primären Hornstrahlern zusammenführt. Dies hat den Vorteil, dass dieser Leistungsteiler auch als kombinierter E-FeId und H-FeId Teiler ausgelegt werden kann. Damit kann nicht nur das Summensignal der beiden Halbaperturen sondern auch das Differenzsignal direkt am Aperturausgang abgegriffen werden. Wird das Differenzsignal entsprechend verarbeitet ermöglicht dies die hochpräzise Ausrichtung der Antenne auf den Zielsatelliten. Für den Ku-Band Sendebetrieb in den USA z. B. verlangt die Norm CFR 25.222 eine Genauigkeit bei der Ausrichtung auf den Zielsatelliten von < 0.2°. Dies ist mit herkömmlichen Methoden der „open loop" Nachführung mit Hilfe von Positionsdaten (z. B. über GPS und/oder Inertialdetektoren) nur über kurze Zeiträume möglich. Dann muss der Sendebetrieb unterbrochen und die Antenne mit Hilfe des Empfangssignals neu ausgerichtet werden .
Ist die Apertur hingegen so aufgebaut, dass sie das Differenzsignal zur Verfügung stellen kann, dann können mit Hilfe einer „closed loop" Nachführung Genauigkeiten erzielt werden, die zeitlich dauerhaft <<0.2° sind.
In Fig. Ic ist der schematische Aufbau der beiden Speisenetzwerke für die beiden orthogonalen linearen Polarisationen dargestellt. Direkt am Ausgang (3) der primären Hornstrahler (1) werden die beiden Polarisationen getrennt und in zwei getrennten Speisenetzwerken (4) (durchgezogene Linien) und (5) (punktierte Linien) zu- und abgeführt. Beide Speisenetzwerke sind als binäre Bäume mit E-FeId Teilern (7) und H-FeId Teilern (8) ausgeführt. Auf der niedrigsten Ebene werden jeweils die Signale von N/2 primären Hornstrahlern symmetrisch zusammengeführt. Zμr Messung des Differenzsignals der beiden Aperturhälften für beide Polarisationen kann der Teiler auf der niedrigsten Ebene als kombinierter E-FeId und H-FeId Teiler (30) ausgeführt werden.
Es ist zudem vorgesehen die Apertur mit einer hyperbolen Amplitudenbelegung zu versehen, die jedenfalls näherungsweise der Relation
Pl, j <P2, j<P3, j <-<Pk,
Figure imgf000015_0001
j>Pk+m+l, j >Pk+m+2, j >Pk+m+3, j >->P2k+m, j gehorcht, wobei k und m ganze Zahlen sind und 2k+m=Ni gilt, und die Leistungen Pi,j, i=l..Ni, die Leistungsbeiträge der einzelnen primären Hornstrahler bezeichnen. Es hat sich gezeigt, dass Amplitudenbelegungen, die dieser Relation gehorchen - sofern alle anderen erfindungsgemäßen Merkmale vorhanden sind - Antennendiagramme erzeugen, welche die typischen regulatorischen Envelopen (z. B. definiert in CFR 25.209 und ETSI EN 302 186) einhalten können. Diese Klasse von Amplitudenbelegungen hat zudem, zusammen mit den Dimensionierungsvorschriften für das Hornstrahlerfeld, die einzelnen primären Hornstrahler und das
Phasenegalisierungsgitter des Anspruch 1 die Eigenschaft, dass bei zunehmendem geographischem skew Winkel keine parasitären „grating lobes" auftreten, sondern das Niveau der Nebenkeulen in Azimutrichtung über die gesamte instantane Bandbreite abnimmt. Dies ist ein wesentlicher Vorteil erfindungsgemäßer Anordnungen gegenüber bisher bekannten Anordnungen. Der Effekt ist in Fig. 5a und Fig. 5b für eine typische Ausführungsform und für eine Frequenz im Ku-Sendeband (14.25 GHz) dargestellt. Der Winkel theta bezeichnet dabei den Winkel entlang der Tangente an den Clark-Orbit an der Stelle, an der sich der geostationäre Satellit befindet, und der skew-Winkel den Rotationswinkel der Apertur senkrecht zur Strahlrichtung, wenn die Antenne auf diesen Satelliten ausgerichtet ist. Die fett eingezeichnete Kurve („FCC") markiert die regulatorische Envelope nach CFR 25.209, die vom Antennengewinn „gain" nicht überschritten werden darf. Fig. 5a zeigt den Winkelbereich -180° bis +180°, Fig. 5b den Bereich um die Hauptkeule.
Die Aperturbelegung wird durch symmetrische und asymmetrische binäre E- und H-Leistungsteiler (7, 8) in jedem der beiden Speisenetzwerke für jede der beiden orthogonalen Polarisationen realisiert und ist damit über die gesamte instantane Bandbreite wirksam. Dies hat den Vorteil, dass auch im Empfangsband eine sehr hohe Direktivität erreicht wird und die parasitäre Einstrahlung von Signalen benachbarter Satelliten stark reduziert wird. Eine typische Ausführungsform der Speisenetzwerke ist in Fig. Ic dargestellt. Typische Ausführungsformen der E-FeId Teiler (7) und H-FeId Teiler (8) sind in den Figuren 4a und 4b dargestellt.
Wie in Fig. Ia, Ib und 2 dargestellt, ist zudem vorgesehen, dass die gesamte Aperturfläche von einem Phasenegalisierungsgitter (9) abgedeckt ist, wobei die Maschen (10) des Phasenegalisierungsgitters eine quadratische Dimension mit Kantenlänge b aufweisen und jedenfalls näherungsweise b = 1, h = 2 b und b < λ gilt, sodass in der Richtung Ni die Stege des Gitters über der Stoßkante zweier benachbarter Hornstrahler liegen und in Richtung N2 die Stege des Gitters sich jedenfalls näherungsweise genau in der Mitte der Aperturfläche der einzelnen Hornstrahler (1) befinden. Die Dimensionierung b = 1 und damit b < λ stellt sicher, dass das Phasenegalisierungsgitter in Azimutrichtung der Periodizität des Hornstrahlerfeldes folgt und damit keine zusätzlichen parasitären Nebenkeulen auftreten. In Elevationsrichtung unterteilen die Stege des Phasenegalisierungsgitters die Aperturflächen der primären Hornstrahler in zwei gleiche Teile, wie in Fig. Ia dargestellt. Diese Anordnung hat den Vorteil, dass die Phasenbelegung des Feldes in beide Richtungen homogenisiert wird und auch bei Drehung der Apertur um die Hauptstrahlrichtung keine phasenkorrelationsbedingten parasitären Nebenkeulen auftreten. Dadurch, dass das Gitter quadratische Zellen besitzt, tritt auch bei Vorliegen eines geographischen skew keine Verzerrung der E-FeId und H-FeId Vektoren auf, selbst wenn, wie bei erfindungsgemäßen Anordnungen, die Aperturflächen der primären Hornstrahler ein Seitenverhältnis von 1:2 besitzen. Damit kann die Zahl der erforderlichen primären Hornstrahler in Elevationsrichtung halbiert werden, da diese dann in dieser Richtung keine Ausdehnung haben müssen die kleiner λ ist. Die topologischen Anforderungen an die Speisenetzwerke vereinfachen sich dadurch erheblich und es wird eine zusätzliche Volumen bzw. Gewichtsreduzierung erreicht.
Die Ausdehnung des Phasenegalisierungsgitters (9) in Richtung senkrecht zur Aperturfläche liegt typischerweise zwischen λ/4 und λ/2. Diese Ausdehnung wird durch die Ausdehnung 1H der Horntrichter der Hornstrahler bestimmt, welche erfindungsgemäß < 1,5 λ ist. Durch eine Variation beider Längen kann die instantane Bandbreite und die Impedanzanpassung an die Freiraumwelle entsprechend den jeweiligen Anforderungen eingestellt werden. Erfindungsgemäße Anordnungen haben gegenüber Feldern aus unmodifizierten Hornstrahlern damit den Vorteil, dass ein zusätzlicher Freiheitsgrad für das Aperturdesign existiert und die Antennenleistung der stark verkürzten Hörner damit bezüglich des zur Verfügung stehenden Bauraumes optimiert werden kann.
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen der Antenne werden im Folgenden beschrieben.
Hinsichtlich der regulatorischen Konformität und wegen der einfacheren Fertigung ist es von Vorteil, wenn die Aperturbelegung der Antenne jedenfalls näherungsweise der Relation
Pl , j <P2, j <P3, j <-<Pk,
Figure imgf000018_0001
j >Pk+m+l , j >Pk+m+2, j >Pk+m+3, j>->P2k+tn, j folgt, wobei k und m ganze Zahlen sind und m ≥ 2 k, 2k+m=Ni und jedenfalls näherungsweise pi,j = P2k+m+i-i,j für
Figure imgf000018_0002
gilt, und die Leistungen Pi,j, i=l..Ni, j=l..N2, die Leistungsbeiträge der einzelnen primären Hornstrahler bezeichnen. Mit dieser Klasse von trapezförmigen Amplitudenbelegungen wird erreicht, dass die Zahl der asymmetrischen Leistungsteiler der Speisenetzwerke minimiert werden und dennoch den regulatorischen Anforderungen genügt werden kann. Die Netzwerke werden dadurch erheblich fehlertoleranter und einfacher zu fertigen. Für das oben genannte Beispiel einer Apertur für das Ku-Band mit Ni=32 und N2=4, ergibt sich z. B. m=16 und k=8, sodass im Prinzip nur 8 unterschiedliche asymmetrische Leistungsteiler notwendig sind. Dies stellt eine erhebliche Vereinfachung dar. Ein Beispiel eines gemessenen Antennendiagramms einer erfindungsgemäßen Antenne mit trapezförmiger Aperturbelegung ist in Fig. 5a und 5b dargestellt.
Eine weitere Vereinfachung der Fertigung kann dadurch erreicht werden, dass die Aperturbelegung der Antenne jedenfalls näherungsweise der Relation Pl, j<P2, j <P3, j< — <Pk, j=Pk+l,
Figure imgf000019_0001
j >Pk+m+l, j >Pk+m+2, j >Pk+m+3, j>->P2k+m, j folgt, wobei k und m ganze Zahlen sind und m ≥ 2 k, 2k+m=Ni und jedenfalls näherungsweise Pi,j = P2k+m4i-i,j für i=l..Ni/2 gilt, und die Leistungen Pi,j, i=l..Ni, j=l..N2, die Leistungsbeiträge der einzelnen primären Hornstrahler bezeichnen und die Leistungen pi(j bis pk,j sowie die Leistungen Pk+m,j bis p∑k+m.j jeweils linear voneinander abhängig sind, sodass die pi,j bis pk/j und die pk+m/j bis p2k+m,j jeweils zumindest näherungsweise auf einer Geraden liegen, und die Steigungen der beiden Geraden sich jedenfalls näherungsweise nur durch das Vorzeichen unterscheiden .
Eine weitere vorteilhafte Ausführungsform ist in Fig. 6 dargestellt. Wird die Antenne gleichzeitig zum Senden und zum Empfangen verwendet, dann ist es vorteilhaft, wenn der Ausgang des Speisenetzwerkes jeder der beiden orthogonalen Polarisationen jeweils durch einen Hohlleiter (11) mit einem Hohlleiter-Frequenz-Diplexer (12) verbunden ist, der das Sendefrequenzband vom Empfangsfrequenzband trennt und der Empfangsfrequenzband-Ausgang (13) der beiden Hohlleiter- Frequenz-Diplexer (12) jeweils mit einem rauscharmen Verstärker (14) verbunden ist. Es sind dabei Hohlleiterkomponenten vorgesehen, da diese die geringste Dämpfung und die höchste Isolation zwischen Sende- und Empfangsband besitzen können. Der Empfangsfrequenzband-Ausgang ist jeweils mit einem rauscharmen Verstärker direkt, oder vorzugsweise mit einem Hohlleiter, verbunden, sodass die parasitäre Rauschleistung durch dissipative Verbindungen minimal bleibt.
Wegen des geringen Eigenrauschens erfindungsgemäßer Antennen können hier vorteilhafterweise auch gekühlte rauscharme Verstärker verwendet werden. Insbesondere mit thermoelektrisch gekühlten rauscharmen Verstärkern oder aktiv oder passiv kryogekühlten rauscharmen Verstärkern lässt sich die Empfangsleistung der Antenne weiter steigern.
In Fig. 7 ist eine typische Ausführungsform eines Hohlleitermoduls zur Polarisationsnachführung dargestellt. Zur Kompensation des geographischen skew oder anderer Polarisationsdrehungen, die durch entsprechende Bewegungen des Antennenträgers verursacht werden, ist es vorteilhaft, wenn die beiden orthogonal linear polarisierten Signale, die an den beiden Ausgängen der Speisenetzwerke und/oder an den Ausgängen der Hohlleiter-Frequenz-Diplexer und/oder an den Ausgängen der rauscharmen Verstärker anliegen, orthogonal in ein oder mehrere Hohlleitermodule eingespeist werden, welche aus zwei miteinander entlang ihrer Achse verbundenen
Hohlleiterstücken (15, 16) bestehen, welche gegeneinander um die Hohlleiterachse (17) motorbetrieben (18) mit Hilfe eines Getriebes (19) gedreht werden können, sodass auf der den Einspeisepunkten (20) gegenüberliegenden Seite (21) der Hohlleitermodule in ihrer Polarisation gegenüber den eingespeisten orthogonal linear polarisierten Signalen gedrehte linear polarisierte Signale ausgekoppelt werden können und so die Polarisation der einfallenden Wellen rekonstruiert werden oder die Polarisation der abzusendenden Wellen gesteuert werden kann.
Wird die Antenne zum Empfang und zum Senden von Signalen in unterschiedlichen Frequenzbändern, welche unter Umständen weit auseinander liegen, eingesetzt, dann ist es von Vorteil, wenn die Antenne mit einem Hohlleitermodul zur
Polarisationsnachführung für das Sendeband und einem davon getrennten Hohlleitermodul zur Polarisationsnachführung für das Empfangsband ausgestattet ist. Die beiden Hohlleitermodule können dann genau auf das entsprechende Band abgestimmt werden. Hierdurch wird eine hochpräzise Polarisationsnachführung erzielt und die durch die Frequenzdispersion der Hohlleiter bedingten Abweichungen können minimiert werden.
Soll die Antenne nicht nur zum Empfang und zum Senden von linear polarisierten Signalen sondern auch zum Empfang und/oder Senden von zirkulär polarisierten Signalen eingesetzt werden, dann ist es vorteilhaft, wenn die beiden orthogonal linear polarisierten Signale, die an den beiden Ausgängen der Speisenetzwerke und/oder an den Ausgängen der Hohlleiter- Frequenz-Diplexer und/oder an den Ausgängen der rauscharmen Verstärker anliegen mit einem oder mehreren 90°-Hybrid- Kopplern in orthogonale zirkulär polarisierte Signale umgewandelt werden, sodass mit der Antenne auch zirkulär polarisierte Signale gesendet und/oder empfangen werden können. Auch ist bei entsprechender Aufteilung der Sende- und Empfangssignale der simultane Betrieb mit allen vier möglichen orthogonalen Polarisationen (2 x linear + 2 x zirkulär) sowohl im Sende- als auch im gleichzeitigen Empfangsbetrieb möglich. Eine Anordnung nach Anspruch 1 besitzt damit die höchstmögliche Variabilität.
Insbesondere für mobile Anwendungen ist es von Vorteil, wenn die Antenne auf der Elevationsachse eines Zwei-Achsen Positionierers angebracht ist und die Hohlleitermodule zur Kompensation von Polarisationsdrehungen und/oder die 90°-Hybrid-Koppler zur Rekonstruktion zirkulär polarisierter Signale auf der Azimutplattform des Positionierers angebracht sind und die Antenne und die Hohlleitermodule und/oder die 90°-Hybrid-Koppler mit flexiblen Hochfrequenzkabeln miteinander verbunden sind. Diese Anordnung von Apertur und HF-Modulen reduziert den erforderlichen Bauraum und erleichtert die Integration, insbesondere bei aeronautischen Anwendungen. Eine typische Anordnung mit einem Zwei-Achsen- Positionierer ist in Fig. 7 dargestellt. Die Hornfeld-Apertur mit Speisenetzwerk (22) ist auf der Elevationsachse (23) montiert und kann mit Hilfe des Elevationsmotors (24) und dem Elevationsgetriebe (25) in Elevationsrichtung ausgerichtet werden. Mit Hilfe des Azimutmotors (26) kann die Antenne um die Azimutachse (27) gedreht werden. In die Azimutachse (27) ist eine Hochfrequenzdrehdurchführung mit typischerweise zwei Kanälen integriert. Die Elektronikboxen (28) und (29) enthalten typischerweise die Steuerungselektronik für den Positionierer und zusätzliche Hochfrequenzmodule, wie z. B. Module nach Anspruch 4 zur Polarisationsnachführung. Auch können die Boxen (28) und (29) die Verarbeitungselektronik zur hochpräzisen Nachführung der Antenne enthalten, wie etwa die Elektronik zur Verarbeitung des Differenz- und des Summensignals eines kombinierten E-FeId und H-Feld-Teilers . Wegen der extremen Umweltbedingungen, denen insbesondere rumpfmontierte aeronautische Antennen ausgesetzt sind, kann es von Vorteil sein, wenn alle oder ein Teil der Bauteile der Antenne ganz oder teilweise versilbert oder verkupfert sind, alle oder ein Teil der Bauteile miteinander verlötet und/oder verschweißt und/oder verklebt sind, die Antenne mit Ausnahme der Aperturfläche von Außen ganz oder teilweise mit einer Schutzschicht gegen das Eindringen von Feuchtigkeit versehen ist, und in der Ebene zwischen den Primärhörnern (1) und dem Phasenegalisierungsgitter (9) oder in der Ebene der Hornausgänge (3) eine hochfrequenzdurchlässige wasserdichte Folie eingebracht ist, die das Eindringen von Feuchtigkeit in die Primärhörner und das Hohlleiter-Speisenetzwerk verhindert. Insbesondere bei mobilen Anwendungen bestehen erfindungsgemäße Antennen aus Gründen der Gewichtsreduktion typischerweise aus Leichtmetallen wie Aluminium oder aus metallisierten Plastikmaterialien. Zur Erhöhung der Antenneneffizienz ist es vorteilhaft diese Materialien zu versilbern oder zu verkupfern, da Silber und Kupfer eine sehr hohe HF-Leitfähigkeit besitzen. Um die erforderliche HF-Dichtigkeit auch bei extremen schnellen Temperaturwechseln zu gewährleisten, ist es von Vorteil zumindest kritische Teile der Apertur zu verlöten, zu verschweißen, oder zu verkleben, wobei bei der Verklebung typischerweise elektrisch leitende Klebstoffe zum Einsatz kommen. Zudem kann es notwendig sein, die Apertur gegen eindringende Feuchtigkeit, insbesondere Kondenswasser, zu schützen. Da es sich gezeigt hat, dass das Phasenegalisierungsgitter nicht galvanisch mit den primären Hornstrahlern verbunden sein muss, ist es vorteilhaft, eine notwendige Schutzfolie zwischen der Ebene der Primärhörner und dem Phasenegalisierungsgitter oder in der Ebene der Hornausgänge (3) anzubringen. Dies hat zudem den Vorteil der sehr hohen mechanischen Stabilität auch bei starker Änderung des Umgebungsluftdruckes.
Zum Schutz gegen eindringende Feuchtigkeit kann auf das Phasenegalisierungsgitter jedoch auch von Außen ein geeignetes HF-durchlässiges Material aufgebracht werden. Geeignete Materialien sind insbesondere dünne Platten aus geschlossenzelligen Schäumen (z. B. Polystyrol, Airex, etc.) . Diese Platten können mit der Oberfläche des Phasenegalisierungsgitters mit geeigneten flexiblen oder viscoplastischen Klebstoffen verklebt und/oder verschraubt werden und verhindern so zuverlässig das Eindringen von Feuchtigkeit oder anderen unerwünschten Stoffen in die Antenne. Vorteilhaft ist darüber hinaus eine hydrophobe und/oder eine fungizide Ausstattung der Oberfläche des Schutzmaterials da dies die unerwünschte Ansiedelung biologischer Organismen („biological slime", Pilze) verhindert, welche die Hochfrequenzeigenschaften negativ beeinflussen können. Auch das direkte Verschäumen der Öffnungen des Phasenegalisierungsgitters ist möglich.
Weiterhin kann es, insbesondere für aeronautische Anwendungen, von Vorteil sein, das Speisenetzwerk mit Belüftungsöffnungen zu versehen. Solche Belüftungsöffnungen können verhindern, dass sich im Inneren der Antenne Kondenswasser akkumuliert, was zu einer Beeinträchtigung der Hochfrequenzeigenschaften der Antenne führen kann. Die Belüftungsöffnungen werden dabei vorzugsweise an der langen Kante der Hohlleiter des Speisenetzwerks angebracht, da hier nur geringe Hochfrequenzströme fließen. Die Dimension der Belüftungsöffnungen ist typischerweise sehr viel kleiner als die Wellenlänge für die die Antenne ausgelegt ist. Die Belüftungsöffnungen können jedoch auch in der Schutzfolie des Phasenegalisierungsgitters beziehungsweise in dem das Phasenegalisierungsgitter bedeckenden Material angebracht werden, wobei hier auch größere Öffnungen realisiert werden können. Um das Eindringen von Schmutz oder sonstiger unerwünschter Stoffe wie z. B. Öl zu verhindern kann es darüber hinaus vorteilhaft sein die Belüftungsöffnungen mit lediglich wasserdampfdurchlässigen Membranen (z. B. oleophoben Gore-Membranen) zu versehen.
Fig. 9 stellt eine typische Ausführungsform eines kombinierten E-FeId und H-FeId Teilers dar, mit dessen Hilfe die Antenne hochpräzise nachgeführt werden kann. Eine vorteilhafte Ausführung der Antenne ist dadurch gekennzeichnet, dass der letzte Hohlleiter-Leistungsteiler jedes der beiden Speisenetzwerke (4,5), welcher die Signale der beiden Aperturhälften mit jeweils N/2 primären Hornstrahlern zusammenführt, als kombinierter E- und H-Teiler (30) ausgelegt ist, sodass an diesem Hohlleiter-Viertor sowohl das Summensignal (31) der beiden symmetrischen Aperturhälften als auch das Differenzsignal (32) der beiden symmetrischen Aperturhälften anliegt und für jede der beiden orthogonalen Polarisationen sowohl das Summensignal als auch das Differenzsignal getrennt abgeleitet werden können. Kombinierte E-FeId und H-Feld-Teiler, sogenannte „Magic Tees", sind Viertorelemente, welche aufgrund ihrer geometrischen Eigenschaften sowohl das Summensignal zweier zugeführter Signale, als auch das Differenzsignal zur Verfügung stellen. Bedingt durch den binären Aufbau der Speisenetzwerke ist es bei erfindungsgemäßen Hornfeld-Aperturen möglich, statt des letzen binären Leistungsteilers ein „magic Tee" einzubauen. Das Differenzsignal kann dann entweder alleine oder zusammen mit dem Summensignal zur hochpräzisen Ausrichtung der Antenne auf den Zielsatelliten verwendet werden. Da das Differenzsignal bei exakter Ausrichtung verschwindet und das Summensignal bei exakter Ausrichtung maximal wird, hat z. B. der Quotient der Signalleistungen Pdifferenz/Psumme ein extrem ausgeprägtes Minimum (eine sogenannte „Null") bei exakter Ausrichtung. Bei Abweichungen von der exakten Ausrichtung steigt der Wert des Quotienten stark an und kann zur präzisen und schnellen Nachführung der Antenne verwendet werden. Zudem hat die Phase des HF-Signals am Differenztor (32) einen Nulldurchgang bei exakter Ausrichtung, sodass das Vorzeichen der Phasenlage die Richtung angibt, in die die Antenne nachgeführt werden muss. Da die hochpräzise Nachführung bei Satellitenantennen im Prinzip nur entlang des Clarke-Orbit - der Azimutrichtung - erfolgen muss, ist es ausreichend, die Apertur in zwei Hälften in Azimutrichtung zu teilen. In Elevationsrichtung reicht typischerweise eine „open loop" Nachführung mit Hilfe von Positionsdaten und/oder Inertialdetektordaten aus. Ist der letzte Leistungsteiler der Speisenetzwerke als kombinierter E-FeId und H-FeId Teiler (30) ausgelegt, dann ist es von Vorteil, wenn das Differenztor (32) des kombinierten E- und H-Teilers mit einem Sendeband-Sperrfilter ausgestattet ist, der das Eindringen von Sendesignalen in den Differenzzweig verhindert und das Differenztor (32) über den Sendeband-Sperrfilter mit einem rauscharmen Verstärker verbunden ist. Da zur hochpräzisen Nachführung der Antenne mit Hilfe des Signals des Differenztors nur das Empfangsignal verwendet werden muss, kann der rauscharme Verstärker, welcher dieses Signal verstärkt, effizient durch einen Sendeband- Sperrfilter vor Übersteuerung durch das typischerweise sehr starke Sendesignal geschützt werden. Typischerweise wird hierzu ein Hohlleiter-Sperrfilter verwendet, da diese Klasse von Bauteilen eine nur sehr geringe Dämpfung besitzt. Es ist zudem von Vorteil, den rauscharmen Verstärker direkt mit dem Sendeband-Sperrfilter zu verbinden, vorzugsweise ebenfalls durch Hohlleiter, da hierdurch der Signalverlust minimiert werden kann. Ist das Empfangssignal stark genug dann sind jedoch auch Ausführungsformen denkbar, bei denen der rauscharme Verstärker mit einem Hochfrequenzkabel, z. B. einer Koaxialleitung, mit dem Sendeband-Sperrfilter verbunden wird.
Insbesondere für mobile Anwendungen der Antenne ist es vorteilhaft, wenn die Differenzsignale und/oder ein Teil der Summensignale der beiden symmetrischen Aperturhälften an eine Verarbeitungselektronik weitergeleitet werden, welche die Stärke und/oder die Phasenlage der Differenzsignale und/oder der Summensignale auswertet und diese an die Steuerungselektronik des Antennen-Positionierers übergibt, sodass die Steuerungselektronik die Antenne derart nachführen kann, dass das Differenzsignal minimal wird und so die Antenne auf den Zielsatelliten ausgerichtet bleibt wenn sich der Antennenträger relativ zum Zielsatelliten bewegt. Konstruktionsbedingt ist die Antenne dann optimal auf den Zielsatelliten ausgerichtet, wenn das Empfangssignal am Differenztor des kombinierten E-FeId und H-FeId Teilers minimal wird. Dieses Optimalitätskriterium kann in einfacher weise dadurch zur hochpräzisen Nachführung der Antenne bei sich bewegendem Antennenträger verwendet werden, dass es von einer geeigneten Elektronikeinheit verarbeitet und an die Steuerung des Antennen-Positionierungssystems weitergeleitet wird. Da das Differenzsignal zeitlich permanent zur Verfügung steht, sind sehr hohe Abtastraten und damit eine sehr schnelle Nachführung auch bei sich sehr schnell bewegendem Antennenträger möglich. Da die Phase des Differenzsignals bei optimaler Ausrichtung auf den Zielsatelliten einen schnellen Nulldurchgang besitzt, ist es vorteilhaft, auch die Phasenlage des Differenzsignals auszuwerten und zur Nachführung zu verwenden. Typischerweise kann dadurch eine noch höhere Präzision bei der Nachführung erreicht werden, als wenn nur die Stärke des Differenzsignals verwendet wird. Da das Antennendiagramm des Differenztors zwei Hauptkeulen besitzt, welche im ungünstigen Fall auf Nachbarsatelliten zeigen können, ist es zudem von Vorteil, das Differenzsignal in seiner Stärke und/oder seiner Phasenlage mit dem Summensignal zu vergleichen, um die parasitäre Interferenz von Nachbarsatelliten bei der Nachführung auszuschließen. Im Prinzip können durch eine entsprechende Verarbeitung des Summensignals, da das Antennendiagramm des Summentors nur eine einzige, wohl definierte Hauptkeule besitzt, parasitäre Interferenzterme im Differenzsignal eliminiert werden. Dies kann z. B. dadurch erfolgen, dass das Differenzsignal phasenabgestimmt auf das Summensignal projiziert wird.
Um die Antenne hochpräzise nachzuführen, können im Prinzip sowohl Beacon-Signale des Satelliten als auch normale Transpondersignale verwendet werden. Dabei besteht ein Satelliten-Beacon typischerweise aus einem schmalbandigen (< 1 kHz) CW-ähnlichen Signal, während ein normaler Transponder typischerweise ein breitbandiges Signal abstrahlt (im Ku-Band z. B. 30 MHz), dem durch Phasencodierung (z. B. QPSK) ein Informationsgehalt aufgeprägt ist. In beiden Fällen kann es vorteilhaft sein, das Signal zu Rausch- Verhältnis des Differenztorsignals und/oder des Summentorsignals dadurch zu erhöhen, dass die Rauschbandbreite eingeschränkt wird. Auch wird die Verarbeitung hochfrequenter Signale dadurch erleichtert, dass die Verarbeitungselektronik für die Differenzsignale und/oder die Summensignale einen oder mehrere feste Frequenzmischer und/oder einen oder mehrere steuerbare frequenzvariable Mischer und einen oder mehrere Frequenzfilter enthält, mit welchen das Differenzsignal oder ein Teil des Differenzsignals und/oder das Summensignal oder ein Teil des Summensignals in ein definiertes Basisband konvertiert und dort verarbeitet werden kann. Durch die Verwendung steuerbarer frequenzvariabler Mischer („Frequenzsynthesizer") kann der zur Nachführung verwendete Frequenzbereich bzw. Transponder gezielt angesteuert werden.
Bei Satellitensignalen geeigneter Stärke können das Differenzsignal und das Summensignal im Basisband direkt ausgewertet werden. Hierzu ist es von Vorteil, wenn die Stärke des Differenzsignals und/oder des Summensignals im Basisband mit einer geeigneten elektronischen Schaltung gemessen und an die Steuerungselektronik des Antennen-Positionierers übergeben wird. Hierbei können elektronische Standardbauteile, wie etwa geeignete Verstärker oder Leistungsdetektoren, eingesetzt werden, welche für typische Basisbänder im MHz-Bereich kostengünstig verfügbar sind.
Bei schwachen Satellitensignalen oder bei ungünstigen Satellitenkonfigurationen kann es von Vorteil sein, wenn das Differenzsignal und/oder das Summensignal im Basisband mit einem analog-digital Konverter digitalisiert und an einen Prozessor weitergeleitet wird, welcher über geeignete Auswertungsverfahren verfügt, um die Stärke und/oder die Phasenlage des Differenzsignals und/oder des Summensignals zu bestimmen, und diese Informationen an die Steuerungselektronik des Antennen-Positionierers übergibt. Durch die Digitalisierung der Signale wird die software-gesteuerte Auswertung und damit die flexible Anpassung an die jeweiligen Gegebenheiten möglich. Der Prozessor kann hierbei z. B. aus einem speziell programmierten FPGA oder einer einfachen frei programmierbaren Recheneinheit bestehen. Zur Verbesserung der Signalqualität können z. B. sofware-implementierte steuerbare Filter verwendet werden, mit deren Hilfe die Rauschbandbreite optimiert werden kann. Werden die Antennensignale zum Zweck der hochpräzisen Nachführung in ein Basisband konvertiert, digitalisiert und an einen Prozessor weitergeleitet, dann ist es insbesondere für aeronautische Anwendungen, bei denen sich der Antennenträger (z. B. das Flugzeug) mit sehr hoher Geschwindigkeit bewegen kann, vorteilhaft, wenn der Prozessor über ein Auswerteverfahren verfügt, mit welchem die bei schnellen Bewegungen des Antennenträgers auftretende Doppier- Frequenzverschiebung des Differenzsignals und/oder des Summensignals kompensiert werden kann. Im Gegensatz zur elektronischen Implementierung einer
Dopplerverfolgungselektronik ist die software-implementierte Verfolgung relativ unaufwändig in einem geeigneten Prozessor realisierbar, wenn die Signale bereits in digitalisierter Form vorliegen. Da die maximale Dopplerverschiebung über die maximale Geschwindigkeit des Antennenträgers berechnet werden kann, ist es möglich, einen software-implementierten Filter entsprechend zu konfigurieren. Dann kann z. B. mit Hilfe einer FFT („Fast Fourier Transformation") die aktuelle Frequenz des Signals bestimmt, die Rauschbandbreite entsprechend eingestellt und die Stärke des Signals gemessen werden.
Da die Antennenapertur in mobilen und insbesondere aeronautischen Anwendungen typischerweise nicht um die Strahlachse rotiert werden kann, kann es von Vorteil sein, wenn eine durch die räumliche Lage des Antennenträgers bedingte Polarisationsdrehung des Differenzsignals und/oder des Summensignals der beiden Aperturhälften durch ein oder mehrere Hohlleitermodule nach Anspruch 4 oder dadurch, dass der Prozessor der Verarbeitungselektronik über ein geeignetes Auswertungsverfahren verfügt, kompensiert werden kann. Hierdurch wird eine Vermischung der Signale unterschiedlicher Polarisation und damit eine Signalstörung, welche die präzise Nachführung beeinträchtigen kann, verhindert. Im Prinzip stehen hierzu je nach Anwendungsfall zwei Verfahren, die Verwendung von Hohlleitermodulen nach Anspruch 4 und die softwaremäßige Verarbeitung, zur Verfügung. Da die Position des Antennenträgers, z. B. über GPS, typischerweise bekannt ist, lässt sich die Polarisationsdrehung in einfacher Weise berechnen und kann dann an die Steuerung des Hohlleitermoduls bzw. an den Prozessor übergeben werden.
Liegen die Signale des Differenztors und des Summentors in digitalisierter Form vor, dann hat sich gezeigt, dass es vorteilhaft ist, wenn das Auswertungsverfahren des Prozessors darin besteht, jeweils zwei oder mehr zeitlich aufeinander folgende Werte der Amplitude des Basisband-Differenzsignals zu multiplizieren und diese Produkte über eine bestimmt Zeit Δt zu einer Summe Si aufzusummieren, jeweils zwei oder mehr zeitlich aufeinander folgende Werte der Amplitude des Basisband-Summensignals zu multiplizieren und diese Produkte über eine bestimmt Zeit Δt zu einer Summe S2 aufzusummieren, nach Ablauf der Zeitspanne Δt den Quotienten S1/S2 und/oder eine andere geeignete Funktion f (Si, S2) zu bilden, den dadurch erhaltenen Wert nach der Methode des kleinsten Abstandes oder einer anderen geeigneten Methode mit der durch Kalibrierungsmessung oder Berechnung bekannten Normkurve fN (δ, Si, S2) zu vergleichen, dadurch den Wert des Abweichungswinkels δ zu bestimmen und diesen an die Steuerungselektronik des Antennen-Positionierers zu übergeben. Mit Hilfe dieses Verfahrens können selbst Differenzsignale verarbeitet werden, für welche die Rauschleistung höher ist als die Signalleistung. Bei entsprechender Wahl der Zeitspanne Δt verschwinden im Multiplikationskorrelator alle Rauschanteile und die Stärke des typischerweise verallgemeinert periodischen Signals wird sichtbar. Wird auch das Summensignal entsprechend verarbeitet, dann wird z. B. der Quotient S1/S2 unabhängig von den jeweiligen Signalamplituden, was bei wechselnden Signalstärken von großem Vorteil ist. Die signalstärkenunabhängige Normkurve fN (δ, Si, S2) kann durch einfache mathematische Verfahren berechnet werden. Zur präzisen Nachführung kann die Normkurve jedoch auch mit Hilfe des Verfahrens und eines geeigneten Satellitentransponders oder -Beacons gemessen und dann gespeichert werden. Wegen seiner Einfachheit kann das Verfahren auch in z. B. Analogelektronik implementiert werden. Da insbesondere aeronautische Antennen typischerweise unter einem aerodynamisch optimierten Radom montiert sind, kann es bauraumbedingt notwendig sein die rechteckige Form erfindungsgemäßer Aperturen zu modifizieren. Insbesondere kann, um den notwendigen Abstand zur Unterseite des Radoms einzuhalten, eine Abrundung der Ecken der Apertur (Hörner mit Leistungen pu, PiN1/ PiN2/ PN2N1 in Fig. Ib) erforderlich werden. Es hat sich gezeigt, dass eine Veränderung der Hornkanten oder eine Verkleinerung der Hornöffnung und selbst die vollständige Wegnahme von Hörnern des Hornfeldes an den Ecken der Apertur die Leistungsfähigkeit der Antenne und ihre positiven Eigenschaften hinsichtlich der Antennencharakteristik kaum beeinflusst .
In einer nicht dargestellten Ausführung ist die Antenne erfindungsgemäß aufgebaut, bis zu insgesamt Ni/2 primäre Hornstrahler, welche am Rand der Apertur liegen sind jedoch physikalisch nicht realisiert, oder in ihrer Umrandung verändert oder verkleinert realisiert, die zugehörigen Zellen des Phasenegalisierungsgitters sind entsprechend so modifiziert, dass die Kanten der Zellen weiterhin auf den Kanten der primären Hornstrahler liegen, die erfindungsgemäße Aperturbelegung ist nur für vollständige Zeilen der Feldes von primären Hornstrahlern realisiert, welche Ni primäre Hornstrahler enthalten (vgl. Fig. Ib), und die binäre Baumstruktur der beiden Speisenetzwerke (vgl. Fig. Ic) ist im Fall des Fehlens von primären Hornstrahlern entsprechend beschnitten.

Claims

Ansprüche :
1. Antenne zur Breitband-Satellitenkommunikation, insbesondere für mobile Anwendungen, bestehend aus einem Feld von primären Hornstrahlern, welche durch ein Hohlleiter- Speisenetzwerk miteinander verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, dass die Antenne aus einer Anzahl N=Ni x N2 primären Hornstrahlern mit Ni > 4 N2 besteht, Ni und N2 ganze gerade Zahlen sind, für die gesamte Aperturfläche A der Antenne A=L x H mit L ≥ 4 H und L < Ni λ gilt, wobei λ die minimale Freiraumwellenlänge der zu sendenden oder zu empfangenden elektromagnetischen Welle bezeichnet, die primären Hornstrahler den Empfang und das Senden von zwei orthogonalen linear polarisierten elektromagnetischen Wellen dadurch ermöglichen, dass sie über eine rechteckige Aperturfläche a = 1 x h mit 1 < h und 1 < λ und einen jedenfalls näherungsweise quadratischen Ausgang verfügen, wobei L = Ni 1, H = N2 h, und A = Ni x N2 x l x h = L x H gilt, und die primären Hornstrahler direkt an ihrem Ausgang über rechteckige Hohlleiter derart gespeist werden, dass die eine der orthogonalen linearen Polarisationen parallel zur Aperturflache zu- und abgeführt wird und die andere der orthogonalen linearen Polarisationen über ein Hohlleiter- Septum in einer Ebene senkrecht zur Aperturfläche zu- und abgeführt wird, die Hörner der primären Hornstrahler gestaucht sind und senkrecht zur Aperturfläche eine Länge 1H < 1,5 λ aufweisen, das Hohlleiter-Speisenetzwerk aus einem Speisenetzwerk für die eine der beiden orthogonalen linearen Polarisationen und einem davon getrennten Speisenetzwerk für die andere der beiden orthogonalen linearen Polarisationen besteht, jedes der beiden Speisenetzwerke als binärer Baum mit binären E- und H-Leistungsteilern aufgebaut ist, sodass der jeweils letzte Leistungsteiler auf der niedrigsten Ebene des binären Baums die Leistungen von zwei Halbaperturen mit jeweils N/2 primären Hornstrahlern für jede der beiden orthogonalen Polarisationen getrennt symmetrisch zusammenführt, die Aperturbelegung der Antenne jedenfalls näherungsweise der Relation
Pl, j<P2, j<P3, j<— <Pk,
Figure imgf000031_0001
j>Pk+m+l, j >Pk+ra+2, j>Pk+ra+3, j>— >P2k+m, j folgt, wobei k und m ganze Zahlen sind und 2k+m=Ni gilt, und die Leistungen Pi,j, i=l..Ni, j=l..N2, die Leistungsbeiträge der einzelnen primären Hornstrahler bezeichnen, die Aperturbelegung durch symmetrische und asymmetrische binäre E- und H-Leistungsteiler in jedem der beiden Speisenetzwerke für jede der beiden orthogonalen Polarisationen realisiert ist, und die gesamte Aperturfläche von einem
Phasenegalisierungsgitter abgedeckt ist, wobei die Maschen des Phasenegalisierungsgitters eine quadratische Dimension mit Kantenlänge b aufweisen und jedenfalls näherungsweise b = 1, h = 2 b und b < λ gilt, sodass in der Richtung Ni die Stege des Gitters über der Stoßkante zweier benachbarter Hornstrahler liegen und in Richtung N2 die Stege des Gitters sich jedenfalls näherungsweise genau in der Mitte der Aperturfläche der einzelnen Hornstrahler befinden.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Aperturbelegung der Antenne jedenfalls näherungsweise der Relation
Pl,j<P2,j<P3, j<—<Pk, j=Pk+l, j=Pk+2,j=-=Pk+ra,j>Pk+m+l,j>Pk+m+2,j>Pk+m+3, j>->P2k+ra, j folgt, wobei k und m ganze Zahlen sind und m ≥ 2 k, 2k+m=Ni und jedenfalls näherungsweise pi,j = P2k+m+i-i,j für i=l..Ni/2 gilt, und die Leistungen p±,j, i=l..Ni, j=l..N2, die Leistungsbeiträge der einzelnen primären Hornstrahler bezeichnen.
3. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des Speisenetzwerkes jeder der beiden orthogonalen Polarisationen jeweils durch einen Hohlleiter mit einem Hohlleiter-Frequenz-Diplexer verbunden ist, der das Sendefrequenzband vom Empfangsfrequenzband trennt und der Empfangsfrequenzband- Ausgang der beiden Hohlleiter-Frequenz-Diplexer jeweils mit einem rauscharmen Verstärker verbunden ist.
4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden orthogonal linear polarisierten Signale, die an den beiden Ausgängen der Speisenetzwerke und/oder an den Ausgängen der Hohlleiter- Frequenz-Diplexer und/oder an den Ausgängen der rauscharmen Verstärker anliegen, orthogonal in ein oder mehrere Hohlleitermodule eingespeist werden, welche aus zwei miteinander entlang ihrer Achse verbundenen Hohlleiterstücken bestehen, welche gegeneinander um die Hohlleiterachse motorbetrieben gedreht werden können, sodass auf der den Einspeisepunkten gegenüberliegenden Seite der Hohlleitermodule in ihrer Polarisation gegenüber den eingespeisten orthogonal linear polarisierten Signalen gedrehte linear polarisierte Signale ausgekoppelt werden können und so die Polarisation der einfallenden Wellen rekonstruiert werden oder die Polarisation der abzusendenden Wellen gesteuert werden kann.
5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Antenne mit einem Hohlleitermodul zur
Polarisationsnachführung für das Sendeband und einem davon getrennten Hohlleitermodul zur Polarisationsnachführung für das Empfangsband ausgestattet ist.
6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden orthogonal linear polarisierten Signale, die an den beiden Ausgängen der Speisenetzwerke und/oder an den Ausgängen der Hohlleiter- Frequenz-Diplexer und/oder an den Ausgängen der rauscharmen Verstärker anliegen mit einem oder mehreren 90°-Hybrid- Kopplern in orthogonale zirkulär polarisierte Signale umgewandelt werden, sodass mit der Antenne auch zirkulär polarisierte Signale gesendet und/oder empfangen werden können.
7. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Antenne auf der Elevationsachse eines Zwei-Achsen Positionierers angebracht ist und die Hohlleitermodule nach Anspruch 4 und/oder die 90°-Hybrid-Koppler nach Anspruch 5 auf der Azimutplattform des Positionierers angebracht sind und die Antenne und die Hohlleitermodule und/oder die 90°-Hybrid-Koppler mit flexiblen Hochfrequenzkabeln miteinander verbunden sind.
8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, insbesondere für aeronautische Anwendungen, dadurch gekennzeichnet, dass alle oder ein Teil der Bauteile der Antenne ganz oder teilweise versilbert oder verkupfert sind, alle oder ein Teil der Bauteile miteinander verlötet und/oder verschweißt und/oder verklebt sind, die Antenne mit Ausnahme der Aperturfläche von Außen ganz oder teilweise mit einer Schutzschicht gegen das Eindringen von Feuchtigkeit versehen ist, und in der Ebene zwischen den Primärhörnern und dem Phasenegalisierungsgitter oder in der Ebene der Hornausgänge eine wasserdichte Folie eingebracht ist, die das Eindringen von Feuchtigkeit in die Primärhörner und das Hohlleiter- Speisenetzwerk verhindert.
9. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der letzte Hohlleiter- Leistungsteiler jedes der beiden Speisenetzwerke, welcher die Signale der beiden Aperturhälften mit jeweils N/2 primären Hornstrahlern zusammenführt als kombinierter E- und H-Teiler ausgelegt ist, sodass an diesem Hohlleiter-Viertor sowohl das Summensignal der beiden symmetrischen Aperturhälften als auch das Differenzsignal der beiden symmetrischen Aperturhälften anliegt und für jede der beiden orthogonalen Polarisationen sowohl das Summensignal als auch das Differenzsignal getrennt abgeleitet werden können.
10. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass das Differenztor des kombinierten E- und H-Teilers mit einem Sendeband-Sperrfilter ausgestattet ist, der das Eindringen von Sendesignalen in den Differenzzweig verhindert und das Differenztor über den Sendeband-Sperrfilter mit einem rauscharmen Verstärker verbunden ist.
11. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, insbesondere für mobile Anwendungen, dadurch gekennzeichnet, dass die Differenzsignale und/oder ein Teil der Summensignale der beiden symmetrischen Aperturhälften an eine Verarbeitungselektronik weitergeleitet werden, welche die Stärke und/oder die Phasenlage der Differenzsignale und/oder der Summensignale auswertet und diese an die Steuerungselektronik: des Antennen-Positionierers übergibt, sodass die Steuerungselektronik die Antenne derart nachführen kann, dass das Differenzsignal minimal wird und so die Antenne auf den Zielsatelliten ausgerichtet bleibt wenn sich der Antennenträger relativ zum Zielsatelliten bewegt.
12. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Verarbeitungselektronik für die Differenzsignale und/oder die Summensignale einen oder mehrere feste Frequenzmischer und/oder einen oder mehrere steuerbare frequenzvariable Mischer und einen oder mehrere Frequenzfilter enthält, mit welchen das Differenzsignal oder ein Teil des Differenzsignals und/oder das Summensignal oder ein Teil des Summensignals in ein definiertes Basisband konvertiert und dort verarbeitet werden können.
13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Stärke des Differenzsignals und/oder des Summensignals im Basisband mit einer geeigneten elektronischen Schaltung gemessen und an die Steuerungselektronik des Antennen- Positionierers übergeben wird.
14. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass das Differenzsignal und/oder das Summensignal im Basisband mit einem analog-digital Konverter digitalisiert und an einen Prozessor weitergeleitet wird, welcher über geeignete Auswertungsverfahren verfügt um die Stärke und/oder die Phasenlage des Differenzsignals und/oder des Summensignals zu bestimmen, und diese Informationen an die Steuerungselektronik des Antennen-Positionierers übergibt.
15. Vorrichtung nach Anspruch 14, insbesondere für aeronautische Anwendungen, dadurch gekennzeichnet, dass der Prozessor über ein Auswerteverfahren verfügt, mit welchem die bei schnellen Bewegungen des Antennenträgers auftretende Doppler-Frequenzverschiebung des Differenzsignals und/oder des Summensignals kompensiert werden kann.
16. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine durch die räumliche Lage des Antennenträgers bedingte Polarisationsdrehung des Differenzsignals und/oder des Summensignals der beiden Aperturhälften durch ein oder mehrere Hohlleitermodule nach Anspruch 4 oder dadurch, dass der Prozessor der Verarbeitungselektronik über ein geeignetes Auswertungsverfahren verfügt, kompensiert werden kann.
17. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass das Auswertungsverfahren des Prozessors darin besteht, jeweils zwei oder mehr zeitlich aufeinander folgende Werte der Amplitude des Basisband-Differenzsignals zu multiplizieren und diese Produkte über eine bestimmt Zeit Δt zu einer Summe Si aufzusummieren, jeweils zwei oder mehr zeitlich aufeinander folgende Werte der Amplitude des Basisband-Summensignals zu multiplizieren und diese Produkte über eine bestimmt Zeit Δt zu einer Summe S2 aufzusummieren, nach Ablauf der Zeitspanne Δt den Quotienten Si/ S2 und/oder eine andere geeignete Funktion f (Si, S2) zu bilden, den dadurch erhaltenen Wert nach der Methode des kleinsten Abstandes oder einer anderen geeigneten Methode mit der durch Kalibrierungsmessung oder Berechnung bekannten Normkurve fN (δ, Si, S2) zu vergleichen, dadurch den Wert des Abweichungswinkels δ zu bestimmen und diesen an die Steuerungselektronik des Antennen-Positionierers zu übergeben.
18. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass bis zu insgesamt Ni/2 primäre Hornstrahler, welche am Rand der Apertur liegen, physikalisch nicht realisiert, oder in ihrer Umrandung verändert oder verkleinert realisiert sind, die zugehörigen Zellen des Phasenegalisierungsgitters entsprechend so modifiziert sind, dass die Kanten der Zellen weiterhin auf den Kanten der primären Hornstrahler liegen, die erfindungsgemäße Aperturbelegung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2 nur für vollständige Zeilen des Feldes von primären Hornstrahlern realisiert ist, welche Ni primäre Hornstrahler enthalten, und die binäre Baumstruktur der beiden Speisenetzwerke im Fall des Fehlens von primären Hornstrahlern entsprechend beschnitten ist.
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