WO2010041754A1 - パルスレーダ装置 - Google Patents

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WO2010041754A1
WO2010041754A1 PCT/JP2009/067685 JP2009067685W WO2010041754A1 WO 2010041754 A1 WO2010041754 A1 WO 2010041754A1 JP 2009067685 W JP2009067685 W JP 2009067685W WO 2010041754 A1 WO2010041754 A1 WO 2010041754A1
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frequency
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radiation
oscillator
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仁史 歌川
松井　敏明
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独立行政法人情報通信研究機構
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    • H01Q9/285—Planar dipole

Definitions

  • the present invention relates to an ultra-wideband (UWB) impulse-type pulse radar device, and in particular, in a microwave / millimeter-wave device that dislikes a complicated circuit configuration, the configuration is simplified, the cost is reduced, and the performance is improved. It relates to the technology to be realized.
  • UWB ultra-wideband
  • UWB technology As a communication technology that has attracted attention in recent years. Although this technique uses an extremely wide frequency band, the power spectral density is very small, and therefore there is an advantage that a frequency that has already been used can be shared. In addition, there is an advantage that high-resolution position detection can be performed by using a short pulse of several hundred picoseconds or less.
  • the conventional pulse radar apparatus in the microwave / millimeter wave band UWB technology has a configuration in which a pulse signal generator, a broadband filter, and a broadband antenna are connected by transmission lines (for example, Non-Patent Document 1, Non-Patent Document). 2).
  • Ian Gresham “Ultra-Wideband Radar Sensors for Short-Range Vehicular Applications”, MTT VOL.
  • a transmitting antenna and a receiving antenna are separately provided, or a transmission / reception switching antenna is used to switch transmission / reception. It is a thing.
  • the generation of the high-frequency pulse signal of the pulse radar apparatus in the conventional UWB technology only the portion having the frequency component of the baseband pulse signal (monopulse signal or step signal generated according to the baseband signal) is an ultra-wideband filter. It is constituted by a method of passing by a circuit or a method of performing modulation such that the output of the CW signal oscillation circuit is passed / blocked by a high-speed RF switch.
  • the RF circuit of the frequency mixer, the transmitting oscillator, and the receiving local oscillator is configured by one diode (Gunn diode or IMPATT diode) in the cavity of the waveguide, and the output flange of the cavity can be directly connected to the antenna section.
  • a pulse radar device has also been proposed (see, for example, Patent Document 1). Japanese Patent No. 3343374
  • Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2 since the pulse signal generator, the broadband filter, and the broadband antenna are connected by the transmission line, transmission loss of the transmission line is a problem. In addition, it is not a desirable configuration for microwave millimeter wave band devices that dislike complex circuit configurations. In the device configurations of the inventions described in Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2, ultra-wideband characteristics are required for various circuits such as filters, amplifiers, and RF switches in the device. For example, when the pulse generation circuit and the filter circuit are connected by a transmission line, if the input / output reflection coefficient of each circuit and the reflection coefficient of the connection part are not sufficiently low over a wide band, multiple reflections occur between the circuits.
  • Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2 since the high-frequency pulse signal generator and the ultra-wideband antenna are connected by a transmission line, the impedance of the transmission line (generally 50 ⁇ ) ) To spatial impedance, an ultra-wideband antenna is required. If the reflection coefficient of the antenna is not sufficiently low over the ultra-wideband, multiple reflections will occur at the transmission line connection.
  • Tapered non-resonant antennas and multi-resonant antennas are used as antennas with such ultra-wideband characteristics, but the taper part of tapered non-resonant antennas requires a longer dimension than the wavelength, and is therefore large. In other words, it is disadvantageous for the integration of the entire device, and the use of a multi-resonance antenna is not desirable from the viewpoint of group delay characteristics, and its structure tends to be complicated.
  • the method of performing modulation such that the output of the CW signal oscillation circuit is passed / blocked by the high-speed RF switch is essential for unnecessary CW signal leakage. Therefore, it is disadvantageous in the application of UWB communication.
  • Non-Patent Document 2 since the CW signal oscillation circuit is operating, it is disadvantageous from the viewpoint of power consumption. Further, as in the invention described in Non-Patent Document 2, only a portion having a frequency component of a baseband pulse signal (a monopulse signal or a step signal generated according to the baseband signal) is obtained by a resonator or a filter circuit. In the method of selecting and passing, the energy of the frequency component that does not pass is likely to be a wasteful loss, and the pulse signal generator is required to have ultrahigh speed, which tends to be expensive.
  • a baseband pulse signal a monopulse signal or a step signal generated according to the baseband signal
  • the present invention provides a microwave / millimeter-wave UWB pulse radar apparatus capable of realizing a simplified structure, higher performance, smaller integration, easier design, lower power consumption, and lower cost.
  • the pulse radar device integrates a three-electrode high-frequency amplifying element so as to generate a negative resistance in the resonance cavity, and shares an antenna function for radiating electromagnetic waves to the space.
  • the oscillation frequency and frequency band determined based on the negative resistance and the structure of the resonant cavity are obtained by configuring a radiation type oscillator and obtaining the short-time negative resistance by operating the three-electrode high-frequency amplifying element for a short time.
  • a high-frequency pulse signal having a width is generated and simultaneously emitted to space.
  • the high-frequency pulse signal radiated to this space is a transmission RF signal, and a reflected wave from the object to be measured is received.
  • the received RF signal is incident on the radiation oscillator, the radiation oscillator is oscillated and the IF signal is obtained by homodyne mixing by the radiation oscillator itself, and analyzed and processed. Based on this, it is characterized in that the object to be measured is detected.
  • the three electrodes in the three-electrode high-frequency amplifying element of the radiation type oscillator are a controlled current inflow electrode, a controlled current outflow electrode, and a control.
  • a monopulse signal is supplied to the controlled current inflow electrode or the controlled current outflow electrode, and a short-term negative resistance is obtained using the power of the monopulse signal itself as power supply power, and the controlled current inflow electrode IF band load means is inserted between the power supply path of the monopulse signal and the IF signal is taken out between the IF band load means and the controlled current inflow electrode, or the controlled current outflow electrode and the monopulse
  • the IF band load means is inserted between the signal feed path and the IF signal is taken out between the IF band load means and the controlled current outflow electrode.
  • the three electrodes in the three-electrode high-frequency amplifying element of the radiation type oscillator are a controlled current inflow electrode, a controlled current outflow electrode, and a control.
  • Supply a monopulse signal to the control electrode so as to allow a short-time controlled current to flow, thereby obtaining a short-term negative resistance.
  • IF band load means is inserted between the IF band load means and the controlled current inflow electrode, and the IF signal is taken out between the IF band load means and the controlled current outflow electrode and the power supply path of the DC power source.
  • An IF band load means is inserted between the IF band load means and the controlled current outflow electrode to extract the IF signal.
  • a monopulse signal generation circuit is integrated in the radiation type oscillator.
  • the invention according to claim 5 is the pulse radar apparatus according to any one of claims 1 to 4, wherein the three-electrode high-frequency amplifying element of the radiation oscillator is in an oscillating operation and a homodyne mixing operation.
  • the IF signal is amplified by the amplification gain in the IF band from the direct current of the IF.
  • the invention according to claim 6 is the pulse radar apparatus according to any one of claims 1 to 5, wherein a pulse train pattern is set in a high-frequency pulse signal of the transmission RF signal, and the radiation oscillator It is characterized by using itself as a correlator.
  • the invention according to claim 7 is the pulse radar device according to any one of claims 1 to 6, wherein when the received RF signal is incident on the radiation type oscillator, the received RF signal is received.
  • the radiating oscillator is oscillated at an arbitrary frequency different from the frequency of the high frequency pulse signal.
  • the invention according to claim 8 is the pulse radar device according to any one of claims 1 to 7, wherein the pulse radar device is disposed at an appropriate distance from a radiation surface of the radiation type oscillator, and has a required frequency.
  • a frequency selective filtering means for selectively filtering radio waves is provided.
  • the invention according to claim 9 is the pulse radar device according to any one of claims 1 to 8, wherein the frequency is lower than the frequency of the high-frequency pulse signal radiated on the radiation direction side of the radiation oscillator.
  • a ground conductor structure for preventing leakage of unnecessary frequency signal components is provided.
  • the radiation type oscillator is configured to integrate the three-electrode high-frequency amplifying element so as to generate a negative resistance in the resonant cavity and to share the antenna function for radiating electromagnetic waves to the space.
  • a short-time negative resistance is obtained by operating the three-electrode high-frequency amplifying element for a short time, and a high-frequency pulse signal having an oscillation frequency / frequency bandwidth determined based on the negative resistance and the structure of the resonance cavity is obtained.
  • the structure is simple, the design is simple, compact integration, it is easy to cost reduction. This characteristic of simple structure is advantageous in suppressing variation in characteristics, ensuring a high manufacturing yield, and is advantageous in ensuring high reliability.
  • the pulse radar device has a configuration in which an oscillator, a transmission antenna, a reception antenna, and a homodyne mixer are integrally integrated, so that the operation is very high speed and high performance as a UWB device.
  • the pulse radar device since there is no transmission line for feeding power to the antenna, there is no transmission loss, high DC / RF conversion efficiency, and low power consumption.
  • oscillation occurs in a very short time, and the transistor allows a short-time current to flow in an intermittent operation, resulting in low power consumption.
  • the pulse radar apparatus does not in principle have a CW signal leakage (single spectrum) appearing at the center of the radiation UWB spectrum, the band in the UWB communication spectrum mask determined by law is set. There is an advantage that it can be used effectively.
  • the method of selecting and passing only a portion of the baseband pulse signal (monopulse signal or step signal generated according to the baseband signal) with a frequency component using a resonator or a filter circuit wastes the energy of the frequency component that does not pass.
  • the pulse signal generator according to the present invention has a baseband that contains a high-frequency signal component to be radiated in advance. Since no pulse signal is required, the design is good and the cost is reduced.
  • the pulse radar device requires less current for generating negative resistance than the case where a Gunn diode or an IMPATT diode is used, and does not require a drive circuit having a large driving capability, thereby reducing the cost. easy. Further, since it is easy to realize a high-speed device corresponding to the UWB impulse, it is easy to achieve high performance. In addition, the power consumption is small, the problem of heat generation is small, and the cost of the heat dissipation structure can be suppressed. Further, when considering the reception performance, it is easy to increase the frequency conversion efficiency of frequency mixing and to obtain high sensitivity characteristics.
  • the pulse radar device can effectively realize a simple structure, high performance, small size integration, low power consumption, and low cost compared with the case where the device having the same function is configured by the prior art.
  • the three electrodes in the three-electrode high-frequency amplifying element of the radiation oscillator are a controlled current inflow electrode, a controlled current outflow electrode, and a control electrode, and the controlled current inflow electrode
  • a monopulse signal is supplied to the controlled current outflow electrode, and a negative resistance is obtained for a short time by using the power of the monopulse signal itself as power supply power, and between the controlled current inflow electrode and the monopulse signal feeding path.
  • the IF band load means is inserted, and the IF signal is taken out between the IF band load means and the controlled current inflow electrode, or the IF band is provided between the controlled current outflow electrode and the monopulse signal feeding path. Since the load means is inserted and the IF signal is extracted from between the IF band load means and the controlled current outflow electrode, there is no need for a DC power source for generating negative resistance. , It can be realized relatively inexpensively pulse radar apparatus with a simple configuration.
  • the three electrodes in the three-electrode high-frequency amplifying element of the radiation oscillator are a controlled current inflow electrode, a controlled current outflow electrode, and a control electrode, and the control electrode has a monopulse signal.
  • An IF band load means is inserted between the controlled current inflow electrode and the power supply path of the DC power supply, and the IF signal is taken out between the IF band load means and the controlled current inflow electrode, or Since the IF band load means is inserted between the control current outflow electrode and the feeding path of the DC power source, and the IF signal is taken out between the IF band load means and the controlled current outflow electrode, the monopulse signal A circuit having a small load driving capability can be used as the generation circuit, and a pulse radar device can be realized at a relatively low cost with a simple configuration.
  • the monopulse signal generation circuit is integrated in the radiation type oscillator, it is easy to avoid the problem of multiple reflection between the radiation type oscillator and the monopulse signal generation circuit.
  • a pulse radar apparatus can be realized at a relatively low cost with the configuration.
  • the IF signal is amplified by the amplification gain in the IF band from the direct current possessed by the three-electrode high-frequency amplification element of the radiation type oscillator during the oscillating operation and the homodyne mixing operation. Therefore, an IF signal having a large signal-to-noise ratio can be obtained, and a highly sensitive pulse radar device can be realized.
  • the radiation type oscillator since a pulse train pattern is set in the high-frequency pulse signal of the transmission RF signal and the radiation oscillator itself is used as a correlator, an IF signal having a large signal-to-noise ratio is obtained. Therefore, a highly sensitive pulse radar device can be realized.
  • the radiation type when the received RF signal is incident on the radiation type oscillator, the radiation type has an arbitrary frequency different from the frequency of the high frequency pulse signal of the received RF signal. Since the oscillator is made to oscillate, an IF signal in an arbitrary frequency band can be acquired, and the design is improved.
  • the frequency selective filtering means for selectively filtering the radio wave of the required frequency is disposed at an appropriate distance from the radiation surface of the radiation type oscillator, an unnecessary signal is provided. Since a desired harmonic frequency component can be selected and radiated, a higher quality radiation signal can be obtained. According to the invention of claim 9, since the grounding conductor structure for preventing leakage of unnecessary signal components having a frequency lower than the frequency of the radiated high-frequency pulse signal is provided on the radiation direction side of the radiation type oscillator, the base Leakage of band signals and baseband pulse signal components and emission of unnecessary signals can be prevented, and a higher quality radiation signal can be obtained.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a radiation-type oscillator substrate in the pulse radar device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of the configuration of the conductor patch and the microwave transistor in the radiation type oscillator.
  • FIG. 3 is a schematic diagram illustrating a first modified example of the radiation oscillator substrate in the pulse radar device according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing a second modification of the radiation type oscillator substrate in the pulse radar device according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a schematic diagram illustrating a third modification of the radiation oscillator substrate in the pulse radar device according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a schematic diagram of a radiation type oscillator substrate in the pulse radar device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a schematic diagram illustrating a first modified example of the radiation oscillator substrate in the pulse radar device according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a schematic diagram of a first configuration example of a resonance cavity applicable to the present invention.
  • FIG. 9 is a schematic diagram of a second configuration example of a resonance cavity applicable to the present invention.
  • FIG. 10 is a schematic diagram of a third configuration example of a resonance cavity applicable to the present invention.
  • FIG. 11 is a schematic diagram of a fourth configuration example of a resonance cavity applicable to the present invention.
  • FIG. 12 is a schematic diagram of a fifth configuration example of a resonance cavity applicable to the present invention.
  • FIG. 13 is a schematic diagram of a sixth configuration example of a resonance cavity applicable to the present invention.
  • FIG. 14 is a schematic diagram of a seventh configuration example of a resonance cavity applicable to the present invention.
  • FIG. 15 is a schematic diagram of an eighth configuration example of a resonance cavity applicable to the present invention.
  • FIG. 16 is a schematic diagram of a ninth configuration example of a resonance cavity applicable to the present invention.
  • FIG. 17 is a schematic diagram of a tenth configuration example of a resonance cavity applicable to the present invention.
  • FIG. 18 is a schematic diagram of an eleventh configuration example of a resonance cavity applicable to the present invention.
  • FIG. 19 is a schematic diagram of a twelfth configuration example of a resonance cavity applicable to the present invention.
  • FIG. 20 is a schematic configuration diagram of a pulse radar device according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 20 is a schematic configuration diagram of a pulse radar device according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 is a schematic configuration diagram of a pulse radar device according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 22 is a schematic configuration diagram of a pulse radar device according to the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 23 is a schematic configuration diagram of a pulse radar device according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 shows a schematic configuration of the pulse radar apparatus according to the first embodiment.
  • This pulse radar apparatus performs a radiation oscillator board S1, a signal source (not shown) for supplying a baseband signal thereto, a power supply apparatus (not shown) for DC bias feeding, and analysis and processing of the acquired IF signal. It is comprised from a processing apparatus (illustration omitted).
  • the radiation-type oscillator substrate S1 functions as “a radiation-type oscillator that integrates a three-electrode high-frequency amplifying element so as to generate a negative resistance in the resonance cavity and also shares an antenna function for radiating electromagnetic waves into space”. is doing.
  • the reflected wave of the transmission RF signal by the object to be measured is a reception RF signal, and the reception RF signal is incident on the radiation type oscillator
  • the object to be measured can be detected based on the fact that the radiation oscillator is oscillated, the IF signal is obtained by homodyne mixing by the radiation oscillator itself, and the IF signal is analyzed and processed. It should be noted that the analysis and processing performed by the processing apparatus when detecting the object to be measured may be appropriately performed using a known existing method.
  • the three-electrode high-frequency amplifying element is an element that realizes an amplifying function by controlling a large current with a small voltage or current, and includes a single transistor element or an element configured by using a plurality of single transistors, It includes not only parts that can be handled alone, but also those that have been made on a semiconductor wafer by a semiconductor process.
  • the control electrode in the three-electrode high-frequency amplifying element is an electrode for applying a control voltage or allowing a control current to flow in (or out), and corresponds to a gate or a base.
  • the controlled current inflow electrode is an electrode through which a controlled current flows in.
  • the controlled current outflow electrode is an electrode through which a controlled current flows out, and the element structure is N-type, P-type, or NPN-type, PNP. Depending on the type, one corresponds to the drain or collector and the other corresponds to the source or emitter.
  • the radiating oscillator substrate S1 is configured by using a three-layer substrate in which an inner layer GND12 as a ground conductor layer is interposed between the front-side dielectric substrate 10 and the back-side dielectric substrate 11 to form a necessary circuit.
  • the front surface and the inner layer GND12 constitute an RF circuit section of the radiation oscillator
  • the inner layer GND12 and the rear surface constitute an RF choke circuit and a baseband circuit.
  • FIG. 1A shows the plane of the radiation oscillator substrate S1 (the surface of the front-side dielectric substrate 10), and FIG. 1B shows the schematic longitudinal cross-sectional structure of the radiation oscillator substrate S1, FIG. c) shows the bottom surface of the radiation oscillator substrate S1 (the back surface of the back-side dielectric substrate 11).
  • a pair of conductor patches 4, 4 are provided on the axis to form a radiation surface, and a three-electrode high-frequency amplification element disposed between the pair of conductor patches 4, 4
  • a gate electrode 2 as a control electrode of the high-frequency transistor 1 and a drain electrode 3 as a controlled current inflow electrode are connected to the conductor patches 4 and 4, respectively, and an RF choke circuit 5a for supplying a gate DC bias voltage is connected to the gate electrode 2.
  • the RF choke circuit 5a is supplied with power from a DC power supply (not shown) via a DC gate voltage supply terminal 15.
  • the drain electrode 3 is connected to a conductor patch 4 and an RF choke circuit 5b.
  • An IF band load means 100 is inserted between the RF choke circuit 5b and the monopulse generation circuit 7 (for example, constituted by a high-speed logic IC or a switch) to be connected in series, and the monopulse generation circuit 7 has a baseband signal.
  • An input terminal 6 is connected.
  • An IF signal output terminal 101 is connected between the RF choke circuit 5 b and the IF band load means 100.
  • the GND of the monopulse generation circuit 7 is connected to the inner layer GND 12 through a through hole 17.
  • An impedance line 9 that satisfies the oscillation condition is connected to the source electrode 8 that is a controlled current outflow electrode of the high-frequency transistor 1, and is grounded to the inner layer GND 12.
  • the high-frequency transistor 1, the conductor patch 4, part of the RF choke circuits 5a and 5b, and the impedance line 9 are formed on the surface of the surface-side dielectric substrate 10 (surface on the high-frequency pulse radiation side), and the RF choke circuit 5a. , 5b and the monopulse generating circuit 7 are formed on the back surface of the back side dielectric substrate 11.
  • the RF choke circuits 5a and 5b include a through hole portion 13.
  • the conductor patch 4 functions as a resonator and an antenna, and constitutes a feedback circuit.
  • a radiation type oscillator that oscillates and radiates an RF signal is realized by setting the area and shape of the conductor patch 4 and supplying power to the high-frequency transistor.
  • each conductor patch 4 having a sharp portion with an equal inclination angle connected to the gate electrode 2 or the drain electrode 3 of the high-frequency transistor 1.
  • D is the length of the parallel portion in which the portions are arranged close to each other and the width W is equal through the sharpened portion
  • L is the total length (full length) from one end to the other end of the pair of conductor patches 4.
  • the coupling strength between the high frequency transistor 1 and the resonator can be adjusted by adjusting the spread angle ⁇ of the sharp portion to which the gate electrode 2 or the drain electrode 3 of the high frequency transistor 1 is connected.
  • the distance h between the conductor patch 4 and the inner layer GND 12 is between 1/15 and 1/5 times the oscillation wavelength ⁇ .
  • the configuration of the conductor patch 4 is not particularly limited, and any structure may be used as long as the resonance cavity suitable for the oscillation RF signal can be configured by the front-side dielectric substrate 10 and the inner layer GND 12. A modification of the resonant cavity will be described later.
  • an appropriate DC bias voltage is applied to the DC gate voltage supply terminal 15 and the monopulse generation circuit 7 is operated to the baseband signal input terminal 6. Input baseband signal.
  • a monopulse output signal from the monopulse generation circuit 7 is input to the drain electrode 3 of the high-frequency transistor 1 through the IF band load means 100 and the RF choke circuit 5b, and the monopulse output signal itself becomes power supply power, and the negative resistance by the high-frequency transistor 1 is short. It takes time.
  • the RF band oscillation radiation that is, the generation radiation of the high-frequency pulse signal is performed for a short time with a frequency and a bandwidth determined by the short-term negative resistance and the structure of the conductor patch 4 and the front-side dielectric substrate 10.
  • the radiated high-frequency pulse signal becomes a transmission RF signal
  • the transmission RF signal is reflected by the object to be measured
  • the high-frequency pulse signal of the reflected wave becomes a reception RF signal and enters the radiation type oscillator substrate S1.
  • the monopulse output signal is input again from the monopulse generation circuit 7 to the drain electrode 3, or a bias voltage that causes the RF band oscillation radiation operation state is applied to the drain electrode 3.
  • an IF signal is generated by homodyne mixing by the radiation type oscillator itself.
  • An object to be measured can be detected by taking out the IF signal from the IF signal output terminal 101 and analyzing and processing it by a processing device such as a computer. If the oscillation condition is satisfied while the monopulse signal is input to the drain electrode 3, the DC bias voltage applied to the DC gate voltage supply terminal 15 does not need to be supplied from an external power source, and is applied by self-bias. May be. For example, if the bias voltage of the gate is 0 [V] and the oscillation condition is satisfied, the DC gate voltage supply terminal 15 is electrically connected to the inner layer GND or the like and 0 [V] is applied to the gate. A power supply for DC bias feeding is not necessary.
  • a monopulse generation circuit 7 is connected to the source electrode 8 which is a controlled current outflow electrode, and the drain electrode 3 which is a controlled current inflow electrode is connected to an IF.
  • the band load means 100 may be connected, and the IF signal output terminal 101 may be connected between the IF band load means 100 and the drain electrode 3 to extract the IF signal.
  • the ground potential is merely changed from the source electrode to the drain electrode as compared with the radiation type oscillator substrate S1 shown in FIG. Therefore, the same operation is performed as the pulse radar device.
  • an electrode for supplying a monopulse signal may be appropriately selected depending on whether the transistor which is a three-electrode high-frequency amplifying element is N-type or P-type, or NPN-type or PNP-type.
  • a monopulse generating circuit 7 is connected to the drain 3 as the controlled current inflow electrode, and the IF band is connected to the source electrode 8 as the controlled current outflow electrode.
  • the load unit 100 may be connected, and the IF signal output terminal 101 may be connected between the IF band load unit 100 and the source electrode 8 to extract the IF signal.
  • the IF band load means 100 inserted in series in the controlled current flow path of the transistor 1 is the same as the radiation oscillator substrate S1 shown in FIG. It can be operated as a pulse radar device. Further, an electrode for supplying a monopulse signal may be appropriately selected depending on whether the transistor which is a three-electrode high-frequency amplifying element is N-type or P-type, or NPN-type or PNP-type. Further, as in the third modified example (radiation type oscillator substrate S1c) shown in FIG. 5, the IF band load means 100 is inserted in series between the source electrode 8 as the controlled current outflow electrode and the monopulse generation circuit 7, and connected in series.
  • the IF signal output terminal 101 may be connected between the source electrode 8 and the IF band load means 100 to extract the IF signal.
  • the ground potential is merely changed from the source electrode to the drain electrode as compared with the radiation oscillator substrate S1b of the second modified example shown in FIG. Since the reference potential is merely different, the pulse radar device operates in the same manner. That is, which electrode potential is used as a reference can be arbitrarily set.
  • an electrode for supplying a monopulse signal may be appropriately selected depending on whether the transistor which is a three-electrode high-frequency amplifying element is N-type or P-type, or NPN-type or PNP-type.
  • the pulse radar device according to this embodiment (the pulse radar device using any one of the radiation oscillator substrates S1, S1a, S1b, and S1c) has a simple structure, a simple design, and a small integration. And cost reduction is easy. This characteristic of simple structure is advantageous in suppressing variation in characteristics, ensuring a high manufacturing yield, and is advantageous in ensuring high reliability.
  • the device has a simple structure.
  • the oscillator, the transmission antenna, the reception antenna, and the homodyne mixer are integrally integrated, the operation is very high speed, and the UWB device has high performance.
  • there is no transmission line for feeding power to the antenna there is no transmission loss, high DC / RF conversion efficiency, and low power consumption.
  • oscillation occurs in a very short time, and the transistor allows a short-time current to flow in an intermittent operation, resulting in low power consumption.
  • the pulse signal generator according to the present invention is based on the pre-contained number component of the high-frequency signal to be radiated. Since no band pulse signal is required, the design is good and the cost is reduced.
  • the current required for generating the negative resistance is small, and a drive circuit having a large driving capability is not necessary, and the cost can be easily reduced.
  • the power consumption is small, the problem of heat generation is small, and the cost of the heat dissipation structure can be suppressed.
  • the pulse radar device according to the present embodiment can be configured using a radiation oscillator having a simple structure, and can achieve high performance, small integration, easy design, low power consumption, and low cost. It is.
  • a pulse radar device according to the second embodiment will be described with reference to FIG.
  • the pulse radar device includes a radiation oscillator substrate S2, a signal source (not shown) for supplying a baseband signal thereto, a power supply device (not shown) for supplying DC bias power, analysis of the acquired IF signal, and It is comprised from the processing apparatus (illustration omitted) which performs a process.
  • the radiation type oscillator substrate S2 of the pulse radar device of the present embodiment uses a three-layer substrate in which an inner layer GND12 that is a ground conductor layer is interposed between the front-side dielectric substrate 10 and the rear-side dielectric substrate 11.
  • a necessary circuit is configured, and the front surface and the inner layer GND12 constitute an RF circuit section of the radiation oscillator, and the inner layer GND12 and the rear surface constitute an RF choke circuit and a baseband circuit. Further, the monopulse generation circuit 7 is integrated on the back side dielectric substrate 11 side.
  • a conductive patch 4 and an RF choke circuit 5a for supplying a monopulse signal are connected to the gate electrode 2 of the high-frequency transistor 1.
  • a conductor patch 4 and an RF choke circuit 5b for supplying a drain voltage are connected to the drain electrode 3 of the high-frequency transistor 1.
  • An IF band load means 100 is inserted between the RF choke circuit 5 b and the DC drain supply terminal 18 so as to be connected in series, and an IF signal output terminal is provided between the RF choke circuit 5 b and the IF band load means 100. 101 is connected.
  • the DC drain supply terminal 18 is supplied with power from a DC power supply (not shown).
  • a monopulse generation circuit 7 is connected in series between the RF choke circuit 5 a and the baseband signal input terminal 6.
  • An impedance line 9 that satisfies the oscillation condition is connected to the source electrode 8 of the high-frequency transistor 1 and is grounded.
  • the high-frequency transistor 1, the conductor patch 4, part of the RF choke circuits 5a and 5b, and the impedance line 9 are formed on the surface of the front-side dielectric substrate 10 (surface on the high-frequency pulse radiation side), and the RF choke circuits 5a and 5b.
  • the remaining portion and the monopulse generation circuit 7 are formed on the back surface of the back-side dielectric substrate 11.
  • the RF choke circuits 5a and 5b include a through hole portion 13.
  • an appropriate DC voltage is applied to the DC drain voltage supply terminal 18 and a baseband for operating the monopulse generating circuit 7 to the baseband signal input terminal 6 is obtained. Input the signal.
  • a monopulse output signal from the monopulse generation circuit 7 is input to the gate electrode 2 of the high-frequency transistor 1 through the RF choke circuit 5a, the gate is opened for a short time by the monopulse signal, a short-time drain current flows, and the high-frequency transistor 1 is negative. Resistance occurs for a short time.
  • Short-time RF band oscillation radiation that is, generation radiation of a high-frequency pulse signal is performed at a frequency and bandwidth determined by the short-term negative resistance and the structure of the conductor patch 4 and the front-side dielectric substrate 10.
  • This radiated high frequency pulse signal becomes a transmission RF signal
  • the transmission RF signal is reflected by the object to be measured
  • the high frequency pulse signal of the reflected wave becomes a reception RF signal and enters the radiation type oscillator substrate S2.
  • a monopulse output signal is again input from the monopulse generation circuit 7 to the gate electrode 2, or a bias voltage that causes an RF band oscillation radiation operation state is applied to the gate electrode 2.
  • an IF signal is generated by homodyne mixing by the radiation type oscillator itself.
  • This IF signal is taken out from the IF signal output terminal 101, inputted to the processing device, and analyzed and processed to detect the object to be measured.
  • the gate of the high-frequency transistor 1 since the gate of the high-frequency transistor 1 is opened by the monopulse signal voltage, the gate is closed (pinch-off) when there is no signal (time between a certain monopulse and the next monopulse). It is necessary to set an appropriate bias voltage. By setting this bias voltage, it is possible to quench the RF band oscillation radiation due to the negative resistance for a short time.
  • the IF band load means 100 is connected to the source electrode 8 which is a controlled current outflow electrode, and the IF band load means 100 and the source electrode 8 are connected to each other.
  • the IF signal output terminal 101 may be connected to take out the IF signal.
  • the IF band load means is inserted in series in the controlled current flow path of the transistor 1 is not different from the radiation type oscillator substrate S2 shown in FIG. 6, the IF signal can be acquired.
  • the same operation is performed as a pulse radar device.
  • an electrode for supplying a monopulse signal may be appropriately selected depending on whether the transistor which is a three-electrode high-frequency amplifying element is N-type or P-type, or NPN-type or PNP-type.
  • the potential of the source electrode 8 is set to the ground potential, and in the pulse radar device using the radiation oscillator substrate S2a shown in FIG.
  • the pulse radar apparatus only needs to be able to control the opening and closing of the gate with respect to the high-frequency transistor 1, and therefore has lower output power and lower drive capability than the first embodiment described above.
  • a monopulse generation circuit can be used, and a pulse radar device can be realized at a relatively low cost with a simple configuration.
  • the waveform of the monopulse signal is not particularly limited, and may be a rectangular waveform, a Gaussian waveform, or a triangular waveform. Further, high speed is not necessary for the rise time of the waveform.
  • the triangular waveform signal does not have to include a high-frequency signal component to be radiated.
  • the rise time may be long as long as the oscillation condition is satisfied slightly before the peak and the oscillation condition is deviated slightly after that peak. . This is because the high-frequency signal component to be radiated depends on the structure of the negative resistance and the resonant cavity.
  • the high-frequency transistor 1 used as the three-electrode high-frequency amplification element for configuring the radiation oscillator includes an IG-FET (Insulated Gate FET) including a MOS-FET, a HEMT ( Field effect transistors (FET: Field Effect Transistor) such as High Electron Mobility Transistor (MESFET), Metal JTrans Transistor (HBT) Amplifier that controls large current by voltage or current If a, the type is not particularly limited.
  • the internal structure of the three-electrode high-frequency amplifying element is not particularly limited, and may be an element having a structure in which a plurality of single transistors are combined, such as a Darlington-connected transistor or a cascade-connected transistor.
  • a Darlington connection type transistor when used, there is an advantage that a high current amplification factor that cannot be realized by a single transistor can be obtained.
  • the pulse radar device according to each of the above-described embodiments may be realized by an HMIC (hybrid microwave integrated circuit) or an MMIC (monolithic microwave integrated circuit). May be. Further, it may be realized by a three-dimensional integrated circuit using LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramics) or the like.
  • a three-electrode high-frequency amplification element may be monolithically formed on a semiconductor wafer by a process.
  • the millimeter wave charging wave has a short wavelength, the size of the resonant cavity is also small. Therefore, if a three-electrode high-frequency amplifying element is made in a monolithic form (MMIC), further reduction in size and weight can be achieved. Also, there is an advantage that high-quality and high productivity can be realized by high-precision semiconductor process technology.
  • the function of the RF choke circuit is to prevent the RF signal from leaking to the DC power supply side or the monopulse generation circuit 7 side, even if the RF signal leaks.
  • the high-frequency transistor 1 can obtain a negative resistance that exceeds the loss due to leakage, the radiation oscillator can operate. Therefore, a pulse radar device can be realized even if the present invention is configured by a radiation type oscillator not provided with an RF choke circuit. If the monopulse generation circuit 7 itself is a high impedance circuit in the RF band, the monopulse generation circuit 7 and the radiation type oscillator can be directly integrated, and an RF choke circuit is unnecessary.
  • the monopulse generation circuit 7 can be configured by a circuit using Step Recovery Diode (SRD) or Nonlinear Transmission Line (NLTL), in addition to a high-speed logic IC and a switch. Since the monopulse generation circuit composed of SRD and NLTL can eliminate the need for a DC power supply, it can operate without the presence of a DC power supply if the supply of the gate bias voltage is omitted by making the high-frequency transistor 1 self-biased. A pulse radar device can be realized.
  • SRD Step Recovery Diode
  • NLTL Nonlinear Transmission Line
  • the pulse radar device operates like a frequency up-converter that converts a signal from a baseband signal to a high-frequency pulse signal in the RF band, regardless of whether there is a DC power supply or a local oscillator, and has a simple and easy-to-use configuration. It becomes.
  • the IF signal may be amplified by the amplification gain in the IF band from the direct current of the high-frequency transistor 1 during the oscillation operation and the homodyne mixing operation.
  • the impedance of the IF band load means 100 is set to Z [ ⁇ ]
  • gm ⁇ Z is set to 1 or more
  • the amplitude gain is obtained.
  • an IF signal having a large signal-to-noise ratio can be obtained, and a highly sensitive pulse radar device can be realized.
  • a pulse train pattern template pulse
  • the previous radiation oscillator itself may be used as a correlator.
  • the homodyne mixing is performed only when the time when the high-frequency pulse signal of the reception RF signal enters the radiation-type oscillator matches the time when the high-frequency pulse signal that becomes the transmission RF signal of the radiation-type oscillator is matched, An IF signal having a large signal-to-noise ratio can be obtained by detection, and a highly sensitive pulse radar device can be realized. Further, in the pulse radar device according to each of the embodiments described above, when the received RF signal is incident on the radiation type oscillator, the frequency of the high-frequency pulse signal of the received RF signal is set at an arbitrary frequency different from that. A radiation type oscillator may be oscillated.
  • the radiation oscillator substrate S includes the pair of substantially fan-shaped conductor patches 4.
  • the shape of the conductor patch constituting the resonance cavity is particularly limited. However, it does not necessarily require a pair of conductor conductor patches.
  • FIG. 8 is a first modified example in which a pair of rectangular conductor patches 4a are provided on an axis object
  • FIG. 9 is a second modified example in which a pair of rectangular conductor patches 4b are provided on an axis object
  • FIG. It is the 3rd modification which provided a pair of conductor patches 4c for the axis object.
  • it may be a polygonal patch such as a triangle, or a conductor patch such as an ellipse or a fan.
  • the direction of the electric field is indicated by an arrow E in order to represent main polarization planes.
  • the GND conductor surface 255 corresponds to the inner layer GND12 for the conductor patches 4a to 4c.
  • the dielectric substrate 259 corresponds to the front-side dielectric substrate 10 for the conductor patches 4a to 4c.
  • the conductor patches 4a to 4c, the GND conductor surface 255, and the dielectric substrate 259 constitute a resonance cavity and constitute a part of a feedback circuit for oscillation operation. As long as the feedback can be appropriately obtained.
  • the dielectric substrate 259 and the GND conductor surface 255 are not necessarily provided.
  • the dielectric substrate 259 may be hollow as long as the conductor patch is manufactured by sheet metal processing and there is a mechanism for holding the conductor patch plate.
  • a feedback component 248 such as a chip capacitor for promoting the feedback may be mounted on the conductor patch 4b.
  • the fifth modified example shown in FIG. 12 is provided with a GND conductor surface 256 and a through hole 35 connecting the GND conductor surface 256 and the GND conductor surface 255 around the substantially fan-shaped conductor patches 4 and 4.
  • This is an example in which a signal is transmitted inside the body substrate 259 to prevent leakage from the end of the substrate and loss. If the size and shape of the GND conductor surface 256 are appropriately set, the signal energy corresponding to the loss can be used as the original radiation energy instead of the signal being transmitted through the dielectric substrate 259.
  • FIG. 13 shows a sixth example in which a resonant cavity for oscillation is configured by rectangular conductor patches 4d and 4d and the conductor patches 4d and 4d and a ground conductor surface 256d arranged with an appropriate gap 244 maintained.
  • FIG. 14 shows that rectangular conductor patches 4e2 and 4e2 not connected to the high-frequency transistor 1 are provided in the vicinity of the rectangular conductor patches 4e1 and 4e1 connected to the high-frequency transistor 1, and the conductor patch 4e1 and
  • FIG. 15 shows a semi-elliptical conductor patch 4f, 4f, and the conductor patch 4f, 4f and a ground conductor surface 256f arranged with an appropriate air gap 244f constituting a resonant cavity for oscillation. 8 is an example of modification.
  • the width of the gap 244f is changed depending on the location so as to satisfy the oscillation condition.
  • the shape of the conductor patch and the gap is not limited to the configuration examples shown in FIGS. 12 to 15 described above, and any configuration can be applied to the present invention as long as the oscillation condition is satisfied. It is.
  • the conductor patch and the gap, the GND conductor surface, and the dielectric substrate constitute a part of a feedback circuit for the oscillation operation.
  • FIG. 16 shows a ninth modification in which a resonance cavity for oscillation is constituted by the slot 245 and the ground conductor surface 256.
  • the slot 245 has a complementary relationship with the rectangular conductor patch 4a illustrated in FIG. 8, and satisfies the oscillation condition.
  • the shape of the slot 245 is not particularly limited as long as the oscillation condition is satisfied.
  • a capacitive coupling portion 246 that separates the gate and drain in a DC manner and conducts in a high frequency is provided.
  • the capacitive coupling portion 246 can be realized by using a capacitance due to a gap, a MIM (Metal-Insulator-Metal) capacitance, a capacitor component, and the like, and the dielectric substrate 259 and the GND conductor surface 255 are not necessarily provided. In addition, radiation without the GND conductor surface 255 is performed in both directions of the conductor patch surface.
  • FIG. 17 shows a tenth modification in which the rectangular first conductor patch 4g1 and the rectangular second conductor patch 4g2 are configured asymmetrically.
  • the resonance frequency is basically determined by the size of the entire conductor patch portion (indicated by L in FIG. 17A). As long as the conditions are satisfied, it is possible to operate as a radiation oscillator of a type in which the antenna and the oscillation circuit are naturally integrated.
  • FIG. 18 shows a ring slot type antenna on the radiation surface side by substantially semicircular conductor patches 4h, 4h, and the conductor patches 4h, 4h and a ground conductor surface 256h arranged with an appropriate gap 244h.
  • This is an eleventh modification in which a resonant cavity for oscillation is formed.
  • FIG. 19 shows a twelfth modified example in which a conductor patch 247 not connected to the high-frequency transistor 1 is appropriately arranged around the rectangular conductor patches 4i and 4i so that the radiation directivity can be controlled. is there.
  • an operation like a Yagi antenna can be performed.
  • the pulse radar device has a frequency on a radiation oscillator substrate S3 (having the same high-frequency pulse oscillation / radiation structure as that of the radiation oscillator substrates S1, S1a, S1b, S1c, S2, and S2a described above and the operation thereof).
  • a frequency selective plane (FSS) as a selective filtering means is provided.
  • a ground conductor structure is provided for preventing leakage of unnecessary signal components (for example, baseband signal components and monopulse signal components) having a frequency lower than the frequency of the radiated high-frequency pulse signal.
  • an FSS substrate 31 in which the low-pass filter pattern 30 is patterned on the inner surface (the surface facing the radiation surface of the radiation type oscillator substrate S3) is disposed, and a metal conductor structure as a ground conductor structure
  • the object 32a is supported at an appropriate distance from the radiation surface.
  • the radiation type oscillator substrate S3 is provided with a ground conductor solid pattern 33 so as to surround the conductor patch 4, and this ground conductor solid pattern 33 is connected to the inner layer GND through the through hole.
  • a large number of through holes 34 are arranged around the conductor patch at intervals sufficiently shorter than the wavelength.
  • the metal conductor structure 32a is in electrical contact with the inner layer GND through the ground conductor solid pattern 33.
  • the metal conductor structure 32a is used for the frame ground of the apparatus (the entire apparatus). Basic grounding conductor). Further, the metal conductor structure 32a forms a horn-shaped radiation cavity that expands from the radiation surface side of the radiation oscillator substrate S3 toward the FSS substrate 31 so that the radiation directivity of the high-frequency pulse signal becomes sharp. did. That is, the metal conductor structure 32a serves both as a sharpening function of radiation directivity and a function as a frame ground.
  • the high-frequency pulse radar device of the present embodiment has a configuration in which the high-frequency transistor 1 and the conductor patches 4 and 4 are surrounded by the FSS substrate 31, the metal conductor structure 32a, and the radiation type oscillator substrate S3.
  • the circuit part can be separated from the outside air. Therefore, the FSS substrate 31, the metal conductor structure 32a, and the radiation type oscillator substrate S3 are made part of the hermetic housing of the present apparatus, and performance degradation due to the external environment can be prevented.
  • a straight tubular shape (fourth embodiment) is provided as in the metal conductor structure 32b shown in FIG.
  • the shape of the metal conductor structure 32c shown in FIG. 22 that decreases in the radial direction (fifth embodiment)
  • the frequency components of the baseband signal and the monopulse signal are cut off in the size of the aperture.
  • Setting to be cut-off means that the aperture size is less than the cut-off frequency (low cut-off frequency) in the waveguide, and the cut-off frequency is the electromagnetic wave in the tube direction It is the frequency at the border where it can no longer progress.
  • a low cut filter has a simple structure, it has a function of a frequency selective filtering means and a function of an unnecessary signal leakage preventing means by a ground conductor structure. It is also possible to appropriately set a circuit pattern provided on the FSS substrate 31, attenuate the fundamental frequency component of the generated high-frequency pulse signal, and selectively transmit and radiate any harmonic frequency component.
  • the harmonic frequency component by actively using the harmonic frequency component without making it an unnecessary signal, even if a low-cost, low-performance transistor having a small fmax (maximum oscillation frequency) is used, a relatively high frequency pulse signal can be emitted. Possible devices can be realized.
  • a high-frequency pulse radar apparatus using harmonic frequency components can be used as a signal source for short-range communication or a short-range sensor, although the radiated power is weaker than when using a fundamental frequency component.
  • the FSS as the frequency selective filtering means is realized by patterning the FSS pattern surface on the FSS substrate 31. However, if the FSS pattern surface can be held, a substrate is not particularly required. Absent.
  • the pulse radar device of the sixth embodiment that employs frequency selective filtering means other than FSS is one in which a waveguide filter 40 is arranged as shown in FIG.
  • the waveguide filter 40 includes a conversion unit 41 that converts a radiation wave of the radiation oscillator into a transmission wave of the waveguide, a filter 42 that is configured by a waveguide circuit such as an iris plate, and the filter 42.
  • a horn antenna 43 is provided for selecting a desired RF band, passing or attenuating it, and radiating the passed signal.
  • the conversion unit 41 has a structure in which the thickness of the tube is gradually changed to a waveguide opening of a desired size by, for example, a tapered structure, and the conductor patch 4 of the radiating oscillator substrate S3 is assumed to have a desired size. If the size is smaller than the waveguide opening, there is no need for a tapered structure, and any structure that can efficiently convert the radiation wave from the radiation type oscillator substrate S3 into the transmission wave of the waveguide is acceptable.
  • the pulse radar device according to the present invention has been described based on some embodiments. However, the present invention is not limited only to these embodiments, and unless the configuration described in the scope of claims is changed. All the pulse radar devices that can be realized in the above are included in the scope of rights.
  • the pulse radar device of the present invention that exhibits the above-described characteristic effects can make use of the above advantages when used in a UWB in-vehicle sensor system, a UWB radio wave monitoring system for crime prevention / medical care / nursing, and a UWB active imaging array. .
  • a great advantage is expected in a millimeter wave band system in which the component cost is high and the transmission loss is increased and the device performance is low power efficiency.
  • the in-vehicle sensor system includes a plurality of UWB sensor devices configured by the pulse radar device according to the present invention on the front, rear, left, and right sides of the vehicle body, each of which performs an appropriate modulation operation, and any of the plurality of UWB sensor devices.
  • a single sensor device multi-directional and accurate sensing and high-resolution sensing are possible, and there is no need to mechanically swing the direction of the sensor with a motor, etc. It is also possible to specify the direction of the target.
  • the UWB sensor device configured by the pulse radar device according to the present invention can be provided at low cost and low power consumption, it has a safe driving function such as advanced collision prevention using a large number of sensor devices, and driving assistance when entering a garage.
  • An in-vehicle sensor system having a function and an accident prevention function caused by blind spots around the vehicle body can be realized at a popular price range.
  • the radio wave monitoring system for crime prevention, medical care, nursing, etc. is provided with UWB sensor devices configured by the pulse radar device according to the present invention at many locations around a house, and from IF signals obtained from the sensor devices at the respective locations.
  • a system that warns of information such as the presence and location of suspicious intruders, movement routes, etc., or a UWB sensor device installed on the ceiling of many patient beds in a hospital to configure a network, and each patient's presence It is a system that monitors the state of breathing and warns when there is an abnormality.
  • the UWB sensor device configured by the pulse radar device according to the present invention has a high sensitivity characteristic, so that it can be operated with weakened radiated power, and is being used in cellular phones and the like. Because it can be supplied at low cost as a sensor device that uses radio waves in the quasi-millimeter wave band or millimeter wave band, which has a smaller effect on the operation of other electronic devices compared to radio waves in the wave band, it can be used for medical devices and cardiac pacemakers.
  • the active imaging array includes a radiation oscillator substrate arranged in a matrix of N rows and M columns to form a radiation oscillator substrate, and any radiation is controlled by matrix control.
  • Type oscillators or all radiating oscillators are operated and scanned, and IF signals acquired from each radiating oscillator are comprehensively processed and analyzed to perform imaging of the shape and shape variation of the measured object. Is.

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Abstract

　構造の単純化、高性能化、小型集積化、設計の容易化、低消費電力化、低コスト化を実現可能なマイクロ波・ミリ波帯のＵＷＢのパルスレーダ装置を提供する。短時間動作により負性抵抗を生ずるマイクロ波トランジスタ１と共振キャビティ構造を備える放射型発振器基板Ｓ１によって放射型発振器を構成し、マイクロ波トランジスタ１の短時間動作により生ずる負性抵抗と共振キャビティの構造に基づいて定まる発振周波数・周波数帯域幅の高周波パルス信号を送信ＲＦ信号として発生させると同時に空間へ放射し、送信ＲＦ信号が被測定物により反射された反射波である受信ＲＦ信号が放射型発振器に入射するときに、放射型発振器を発振動作させておき、放射型発振器自身によるホモダインミキシングによりＩＦ信号をＩＦ信号出力端子１０１より取得し、これを解析及び処理して被測定物を検知する。

Description

パルスレーダ装置
　本発明は、超広帯域（ＵＷＢ：Ｕｌｔｒａ　ＷｉｄｅＢａｎｄ）のインパルス型のパルスレーダ装置に関し、特に、複雑な回路構成を嫌うマイクロ波・ミリ波帯の装置において構成単純化、低コスト化、高性能化を実現する技術に関する。
　近年注目されている通信技術として、ＵＷＢ技術がある。この技術は、極めて広い周波数帯域を使うものの、電力スペクトル密度が非常に小さいため、すでに使用されている周波数を共用することができる利点がある。また、数百ピコ秒以下の短いパルスを使うことで、高分解能な位置検出などを行うことができる利点などがある。
　従来のマイクロ波・ミリ波帯ＵＷＢ技術におけるパルスレーダ装置は、パルス信号発生器や広帯域フィルタや広帯域アンテナをそれぞれ伝送線路にて接続した構成となっている（例えば、非特許文献１，非特許文献２を参照）。
Ｉａｎ　Ｇｒｅｓｈａｍ，"Ｕｌｔｒａ−Ｗｉｄｅｂａｎｄ　Ｒａｄａｒ　Ｓｅｎｓｏｒｓ　ｆｏｒ　Ｓｈｏｒｔ−Ｒａｎｇｅ　Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ"，ＭＴＴ　ＶＯＬ．５２，Ｎｏ．９，ｐｐ．２１１１−２１１３，Ｓｅｐ．２００４ Ｙｏｉｃｈｉ　Ｋａｗａｎｏ，Ｙａｓｕｈｉｒｏ　Ｎａｋａｓｈａ，Ｋａｏｒｕ　Ｙｏｋｏｏ，Ｓａｔｏｓｈｉ　Ｍａｓｕｄａ，Ｔｓｕｙｏｓｈｉ　Ｔａｋａｈａｓｈｉ，Ｔａｔｓｕｙａ　Ｈｉｒｏｓｅ，Ｙａｓｕｙｕｋｉ　Ｏｉｓｈｉ，ａｎｄ　Ｋｉｙｏｓｈｉ　Ｈａｍａｇｕｃｈｉ，"Ａｎ　ＲＦ　Ｃｈｉｐｓｅｔ　ｆｏｒ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒａｄｉｏ　ＵＷＢ　Ｕｓｉｎｇ　０．１３μｍ　ＩｎＰ−ＨＥＭＴ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ"，ＭＴＴ−Ｓ　Ｉｎｔ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　Ｓｙｍｐ．２００６　Ｄｉｇｅｓｔ　ｐｐ．３１６−３１９
　これら非特許文献１あるいは非特許文献２に記載された従来のＵＷＢ技術におけるパルスレーダ装置のアンテナは、送信用アンテナと受信用アンテナを別に設けたたり、送受共用アンテナとしてスイッチにより送受切り替えを行うようにしたものである。また、これら従来のＵＷＢ技術におけるパルスレーダ装置の高周波パルス信号の発生については、ベースバンドパルス信号（ベースバンド信号に応じて発生させるモノパルス信号やステップ信号）の周波数成分のある部分のみを超広帯域フィルタ回路によって通過させる方法、または、ＣＷ信号発振回路の出力を高速ＲＦスイッチにて通過／阻止させるような変調を行う方法で構成されている。
　一方、周波数ミキサと送信用発振器および受信用局部発振器のＲＦ回路を導波管のキャビティ内の１つのダイオード（ＧｕｎｎダイオードやＩＭＰＡＴＴダイオード）で構成し、そのキャビティの出力フランジを直接アンテナ部に接続できるようにしたパルスレーダ装置も提案されている（例えば、特許文献１を参照）。
特許第３３４３６７４号公報
　しかしながら、上記非特許文献１、非特許文献２に記載された発明では、パルス信号発生器や広帯域フィルタや広帯域アンテナをそれぞれ伝送線路にて接続した構成であるため、伝送線路の伝送損失が問題になることに加えて、複雑な回路構成を嫌うマイクロ波ミリ波帯の装置にとって望ましい構成ではない。
　また、上記非特許文献１、非特許文献２に記載されている発明の装置構成では、装置内部のフィルタや増幅器やＲＦスイッチなど種々の回路それぞれに超広帯域特性が求められる。例えば、パルス発生回路とフィルタ回路を伝送線路で接続する場合、それぞれの回路の入出力反射係数や接続部の反射係数が広帯域にわたって十分小さくないと、それぞれの回路間で多重反射が生じてしまう。さらに、それぞれの回路の郡遅延特性が広帯域にわたって平坦でないと、パルス波形に歪が生じてしまう。よって、このような超広帯域回路設計は、狭帯域回路設計に比べて困難であり、個々の回路全てに超広帯域特性が求められるような装置は高コストになってしまう。
　しかも、上記非特許文献１、非特許文献２に記載されている発明では、高周波パルス信号発生器と超広帯域アンテナとを伝送線路にて接続する構成であることから、伝送線路のインピーダンス（一般に５０Ω）から空間インピーダンスへインピーダンス変換するため超広帯域アンテナが必要となり，そのアンテナの反射係数が超広帯域にわたって十分小さくないと、伝送線路の接続部において多重反射が生じてしまう。このような超広帯域特性をもつアンテナとして，テーパー構造非共振系アンテナや多共振系アンテナが用いられるが、テーパー構造非共振系アンテナのテーパー部は波長に比べて長い寸法が必要なために大型とならざるを得ず、装置全体の集積化には不利であり、多共振系アンテナを用いることは、群遅延特性の観点から望ましくなく、その構造も複雑になりやすい。
　加えて、上記非特許文献１に記載されている発明のように、ＣＷ信号発振回路の出力を高速ＲＦスイッチにて通過／阻止させるような変調を行う方法は、不要なＣＷ信号の漏洩が本質的に存在するため、ＵＷＢ通信の応用においては不利である。また、ＣＷ信号発振回路が動作しているため、消費電力の観点からも不利である。
　また、上記非特許文献２に記載されている発明のように、ベースバンドパルス信号（ベースバンド信号に応じて発生させるモノパルス信号やステップ信号）の周波数成分のある部分のみを共振器やフィルタ回路によって選び、通過させる方法は、通過しない周波数成分のエネルギーが無駄な損失になりやく、パルス信号発生器に超高速性が求められ、高コストになりやすい。
　また、特許文献１に記載された発明では、ＧｕｎｎダイオードやＩＭＰＡＴＴダイオードに負性抵抗を発生させるために、一般に数１００ｍＡ以上の比較的大きな電流が必要であり、駆動能力の高いドライブ回路が必要になり、高コストになりやすい。また、ＵＷＢのインパルスに対応する高速装置を実現し難いため、高性能化が困難である。また、消費電力が大きいため、発熱の問題が生じて、放熱構造が必要となる場合には、それだけ高コストとなるし、小型集積化を阻害する要因となる。また、受信性能を考えた場合、ＧｕｎｎダイオードやＩＭＰＡＴＴダイオードによる周波数ミキシングは、トランジスタによる周波数ミキシングに比べ、周波数変換効率を上げづらく、高性能化が難しい。
　そこで、本発明は、構造の単純化、高性能化、小型集積化、設計の容易化、低消費電力化、低コスト化を実現可能なマイクロ波・ミリ波帯のＵＷＢのパルスレーダ装置
　前記課題を解決するために、請求項１に係るパルスレーダ装置は、共振キャビティに負性抵抗を発生するように３電極高周波増幅素子を集積化させるとともに、電磁波を空間へ放射するアンテナ機能を共用させるように放射型発振器を構成し、前記３電極高周波増幅素子を短時間動作させることにより短時間の負性抵抗を得て、この負性抵抗と前記共振キャビティの構造に基づいて定まる発振周波数・周波数帯域幅の高周波パルス信号を発生すると同時に空間へ放射し、この空間へ放射した高周波パルス信号が送信ＲＦ信号であり、送信ＲＦ信号の被測定物による反射波が受信ＲＦ信号であり、受信ＲＦ信号が前記放射型発振器に入射するときに、前記放射型発振器を発振動作させておき、前記放射型発振器自身によるホモダインミキシングによりＩＦ信号を取得し、解析及び処理することに基づいて、被測定物の検知を行うようにしたことを特徴とする。
　また、請求項２に係る発明は、前記請求項１に記載のパルスレーダ装置において、前記放射型発振器の３電極高周波増幅素子における３電極は、被制御電流流入電極と被制御電流流出電極と制御電極であり、前記被制御電流流入電極または被制御電流流出電極にモノパルス信号を供給し、このモノパルス信号自体の電力を電源電力として短時間の負性抵抗を得るようにし、前記被制御電流流入電極とモノパルス信号の給電路との間にＩＦ帯負荷手段を挿入し、そのＩＦ帯負荷手段と被制御電流流入電極との間より前記ＩＦ信号を取り出すか、あるいは、前記被制御電流流出電極とモノパルス信号の給電路との間にＩＦ帯負荷手段を挿入し、そのＩＦ帯負荷手段と被制御電流流出電極との間より前記ＩＦ信号を取り出すように構成したことを特徴とする。
　また、請求項３に係る発明は、前記請求項１に記載のパルスレーダ装置において、前記放射型発振器の３電極高周波増幅素子における３電極は、被制御電流流入電極と被制御電流流出電極と制御電極であり、前記制御電極にモノパルス信号を供給することで、短時間の被制御電流が流れるようにして短時間の負性抵抗を得るようにし、前記被制御電流流入電極と直流電源の給電路との間にＩＦ帯負荷手段を挿入し、そのＩＦ帯負荷手段と被制御電流流入電極との間より前記ＩＦ信号を取り出すか、あるいは、前記被制御電流流出電極と直流電源の給電路との間にＩＦ帯負荷手段を挿入し、そのＩＦ帯負荷手段と被制御電流流出電極との間より前記ＩＦ信号を取り出すように構成したことを特徴とする。
　また、請求項４に係る発明は、前記請求項２又は請求項３に記載のパルスレーダ装置において、前記放射型発振器にモノパルス信号発生回路を集積化したことを特徴とする。
　また、請求項５に係る発明は、前記請求項１~請求項４の何れか１項に記載のパルスレーダ装置において、発振動作中およびホモダインミキシング動作中の前記放射型発振器の３電極高周波増幅素子が有する直流からＩＦ帯における増幅利得により、ＩＦ信号を増幅するようにしたことを特徴とする。
　また、請求項６に係る発明は、前記請求項１~請求項５の何れか１項に記載のパルスレーダ装置において、前記送信ＲＦ信号の高周波パルス信号にパルス列パターンを設定し、前記放射型発振器自身を相関器として用いたことを特徴とする。
　また、請求項７に係る発明は、前記請求項１~請求項６の何れか１項に記載のパルスレーダ装置において、前記受信ＲＦ信号が前記放射型発振器に入射するときに、その受信ＲＦ信号の高周波パルス信号の周波数に対し、それとは異なる任意の周波数で前記放射型発振器を発振動作させるようにしたことを特徴とする。
　また、請求項８に係る発明は、前記請求項１~請求項７の何れか１項に記載のパルスレーダ装置において、前記放射型発振器の放射面から適宜距離を隔てて配置され、所要周波数の電波を選択的に濾波する周波数選択性濾波手段を備えたことを特徴とする。
　また、請求項９に係る発明は、前記請求項１~請求項８の何れか１項に記載のパルスレーダ装置において、前記放射型発振器の放射方向側に、放射する高周波パルス信号の周波数より低い周波数の不要信号成分の漏洩を防止する接地導体構造を設けたことを特徴とする。
　請求項１に係る発明によれば、共振キャビティに負性抵抗を発生するように３電極高周波増幅素子を集積化させるとともに、電磁波を空間へ放射するアンテナ機能を共用させるように放射型発振器を構成し、前記３電極高周波増幅素子を短時間動作させることにより短時間の負性抵抗を得て、この負性抵抗と前記共振キャビティの構造に基づいて定まる発振周波数・周波数帯域幅の高周波パルス信号を発生すると同時に空間へ放射し、この空間へ放射した高周波パルス信号が送信ＲＦ信号であり、送信ＲＦ信号の被測定物による反射波が受信ＲＦ信号であり、受信ＲＦ信号が前記放射型発振器に入射するときに、前記放射型発振器を発振動作させておき、前記放射型発振器自身によるホモダインミキシングによりＩＦ信号を取得し、解析及び処理することに基づいて、被測定物の検知を行うようにしたので、構造が単純であり、設計が簡易であり、小型集積化、低コスト化が容易である。
　この単純構造という特徴は、特性のばらつきを抑制し、製造上の高い歩留まりを確保する上で有利であり、高信頼性を確保する上でも有利である。特に、精密で微細な薄膜加工技術を必要とするミリ波帯装置の製造においては、装置が単純構造であることが品質管理上非常に有利となる。
　また、請求項１に係るパルスレーダ装置は、発振器、送信アンテナ、受信アンテナおよびホモダインミキサが渾然一体となった構成であることから動作が非常に高速であり、ＵＷＢ装置として高性能である。また、アンテナへの給電用伝送線路は存在しないことから伝送損失が存在せず、ＤＣ／ＲＦ変換効率が高く低消費電力である。さらに、発振するのは極短時間であり、トランジスタは間欠動作で短時間の電流を流すので、低消費電力である。
　さらに、請求項１に係るパルスレーダ装置は、放射ＵＷＢスペクトラムの中心にＣＷ信号の漏洩（単一スペクトラム）が現れることが原理的に無いので、法律で決められたＵＷＢ通信スペクトラムマスク内の帯域を有効利用できるという利点がある。
　また、ベースバンドパルス信号（ベースバンド信号に応じて発生させるモノパルス信号やステップ信号）の周波数成分のある部分のみを共振器やフィルタ回路によって選び、通過させる方法は、通過しない周波数成分のエネルギーが無駄な損失になりやく、パルス信号発生器に超高速性が求められ、高コストになりやすいのに対して、本発明に係るパルスレーダ装置は、放射する高周波信号成分があらかじめ含まれているベースバンドパルス信号は必要ないので、設計性がよく、低コスト化に有利である。
　また、請求項１に係るパルスレーダ装置は、ＧｕｎｎダイオードやＩＭＰＡＴＴダイオードを用いた場合に比べ、負性抵抗を発生させるために必要な電流が小さく、駆動能力の大きなドライブ回路は必要なく低コスト化し易い。また、ＵＷＢのインパルスに対応する高速装置を実現し易いため、高性能化し易い。また、消費電力が小さく、発熱の問題が小さく、放熱構造のコストを抑えられる。また、受信性能を考えた場合、周波数ミキシングの周波数変換効率を上げ易く、高感度特性を得易い。
　以上の利点により、請求項１に係るパルスレーダ装置は、同機能の装置を従来技術で構成した場合に比べ、単純構造、高性能、小型集積、低消費電力、低コストを効果的に実現できる。
　また、請求項２に係る発明によれば、前記放射型発振器の３電極高周波増幅素子における３電極は、被制御電流流入電極と被制御電流流出電極と制御電極であり、前記被制御電流流入電極または被制御電流流出電極にモノパルス信号を供給し、このモノパルス信号自体の電力を電源電力として短時間の負性抵抗を得るようにし、前記被制御電流流入電極とモノパルス信号の給電路との間にＩＦ帯負荷手段を挿入し、そのＩＦ帯負荷手段と被制御電流流入電極との間より前記ＩＦ信号を取り出すか、あるいは、前記被制御電流流出電極とモノパルス信号の給電路との間にＩＦ帯負荷手段を挿入し、そのＩＦ帯負荷手段と被制御電流流出電極との間より前記ＩＦ信号を取り出すように構成したので、負性抵抗を発生させるための直流電源が必要無く、簡易な構成で比較的廉価にパルスレーダ装置を実現できる。
　また、請求項３に係る発明によれば、前記放射型発振器の３電極高周波増幅素子における３電極は、被制御電流流入電極と被制御電流流出電極と制御電極であり、前記制御電極にモノパルス信号を供給することで、短時間の被制御電流が流れるようにして短時間の負性抵抗を得るようにし、
前記被制御電流流入電極と直流電源の給電路との間にＩＦ帯負荷手段を挿入し、そのＩＦ帯負荷手段と被制御電流流入電極との間より前記ＩＦ信号を取り出すか、あるいは、前記被制御電流流出電極と直流電源の給電路との間にＩＦ帯負荷手段を挿入し、そのＩＦ帯負荷手段と被制御電流流出電極との間より前記ＩＦ信号を取り出すように構成したので、モノパルス信号発生回路として負荷駆動能力の小さい回路でも用いることができ、簡易な構成で比較的廉価にパルスレーダ装置を実現できる。
　また、請求項４に係る発明によれば、前記放射型発振器にモノパルス信号発生回路を集積化したので、放射型発振器とモノパルス信号発生回路との間の多重反射の問題を回避し易く、簡易な構成で比較的廉価にパルスレーダ装置を実現できる。
　また、請求項５に係る発明によれば、発振動作中およびホモダインミキシング動作中の前記放射型発振器の３電極高周波増幅素子が有する直流からＩＦ帯における増幅利得により、ＩＦ信号を増幅するようにしたので、信号対雑音比の大きなＩＦ信号を得ることができ、高感度なパルスレーダ装置を実現できる。
　また、請求項６に係る発明によれば、前記送信ＲＦ信号の高周波パルス信号にパルス列パターンを設定し、前記放射型発振器自身を相関器として用いたので、信号対雑音比の大きなＩＦ信号を得ることができ、高感度なパルスレーダ装置を実現できる。
　また、請求項７に係る発明によれば、前記受信ＲＦ信号が前記放射型発振器に入射するときに、その受信ＲＦ信号の高周波パルス信号の周波数に対し、それとは異なる任意の周波数で前記放射型発振器を発振動作させるようにしたので、任意の周波数帯のＩＦ信号を取得することができ、設計性がよくなる。
　また、請求項８に係る発明によれば、前記放射型発振器の放射面から適宜距離を隔てて配置され、所要周波数の電波を選択的に濾波する周波数選択性濾波手段を備えたので、不要信号の輻射を防止することができ、また、所望の高調波周波数成分を選択して放射することができるので、より高品質な放射信号を得ることができる。
　また、請求項９に係る発明によれば、前記放射型発振器の放射方向側に、放射する高周波パルス信号の周波数より低い周波数の不要信号成分の漏洩を防止する接地導体構造を設けたので、ベースバンド信号やベースバンドパルス信号成分の漏洩や、不要信号の輻射を防止することができ、より高品質な放射信号を得ることができる。
　図１は、本発明の第１実施形態に係るパルスレーダ装置における放射型発振器基板の模式図である。
　図２は、放射型発振器における導体パッチおよびマイクロ波トランジスタの構成説明図である。
　図３は、第１実施形態に係るパルスレーダ装置における放射型発振器基板の第１改変例を示す模式図である。
　図４は、第１実施形態に係るパルスレーダ装置における放射型発振器基板の第２改変例を示す模式図である。
　図５は、第１実施形態に係るパルスレーダ装置における放射型発振器基板の第３改変例を示す模式図である。
　図６は、本発明の第２実施形態に係るパルスレーダ装置における放射型発振器基板の模式図である。
　図７は、第２実施形態に係るパルスレーダ装置における放射型発振器基板の第１改変例を示す模式図である。
　図８は、本発明に適用可能な共振キャビティの第１構成例の模式図である。
　図９は、本発明に適用可能な共振キャビティの第２構成例の模式図である。
　図１０は、本発明に適用可能な共振キャビティの第３構成例の模式図である。
　図１１は、本発明に適用可能な共振キャビティの第４構成例の模式図である。
　図１２は、本発明に適用可能な共振キャビティの第５構成例の模式図である。
　図１３は、本発明に適用可能な共振キャビティの第６構成例の模式図である。
　図１４は、本発明に適用可能な共振キャビティの第７構成例の模式図である。
　図１５は、本発明に適用可能な共振キャビティの第８構成例の模式図である。
　図１６は、本発明に適用可能な共振キャビティの第９構成例の模式図である。
　図１７は、本発明に適用可能な共振キャビティの第１０構成例の模式図である。
　図１８は、本発明に適用可能な共振キャビティの第１１構成例の模式図である。
　図１９は、本発明に適用可能な共振キャビティの第１２構成例の模式図である。
　図２０は、本発明の第３実施形態に係るパルスレーダ装置の概略構成図である。
　図２１は、本発明の第４実施形態に係るパルスレーダ装置の概略構成図である。
　図２２は、本発明の第５実施形態に係るパルスレーダ装置の概略構成図である。
　図２３は本発明の第６実施形態に係るパルスレーダ装置の概略構成図である。
　次に、添付図面に基づいて、本発明に係るパルスレーダ装置の実施形態につき説明する。
　図１は、第１実施形態に係るパルスレーダ装置の概略構成を示すものである。このパルスレーダ装置は、放射型発振器基板Ｓ１と、これにベースバンド信号を供給する信号源（図示省略）、直流バイアス給電を行う電源装置（図示省略）、取得したＩＦ信号の解析および処理を行う処理装置（図示省略）から構成される。
　ここで、放射型発振器基板Ｓ１は、「共振キャビティに負性抵抗を発生するように３電極高周波増幅素子を集積化させるとともに、電磁波を空間へ放射するアンテナ機能を共用させる放射型発振器」として機能している。そして、この放射型発振器より空間へ放射した高周波パルス信号が送信ＲＦ信号であり、送信ＲＦ信号の被測定物による反射波が受信ＲＦ信号であり、受信ＲＦ信号が前記放射型発振器に入射するときに、前記放射型発振器を発振動作させておき、前記放射型発振器自身によるホモダインミキシングによりＩＦ信号を取得し、それを解析及び処理することに基づいて、被測定物の検知を行うことができる。なお、被測定物の検知に際して処理装置が行う解析および処理は、公知既存の手法を適宜用いればよい。
　また、３電極高周波増幅素子は、小さな電圧または電流によって大きな電流を制御することで増幅機能を実現する素子であり、単体のトランジスタ素子や、単体のトランジスタを複数用いて構成した素子を含むとともに、単体で取り扱えるパーツに限らず、半導体プロセスで半導体ウェハに作りこんだものも含む。この３電極高周波増幅素子における制御電極は、制御電圧を加えたり、制御電流を流入（または流出）させたりする電極で、ゲートやベースに相当する。また、被制御電流流入電極は制御される電流が流入する電極で、被制御電流流出電極は制御される電流が流出する電極であり、素子構造がＮ型かＰ型か，あるいはＮＰＮ型かＰＮＰ型かに応じて、一方がドレインやコレクタに、他方がソースやエミッタに相当する。
　放射型発振器基板Ｓ１は、表面側誘電体基板１０と裏面側誘電体基板１１の間に接地導体層である内層ＧＮＤ１２を介在させた３層基板を用いて必要な回路を構成したものである。具体的には、表面と内層ＧＮＤ１２とで放射型発振器のＲＦ回路部を構成し、内層ＧＮＤ１２と裏面とでＲＦチョーク回路およびベースバンド回路を構成する。また、裏面側誘電体基板１１側にモノパルス発生回路７が集積化されている。なお、図１（ａ）は放射型発振器基板Ｓ１の平面（表面側誘電体基板１０の表面）を示し、図１（ｂ）は放射型発振器基板Ｓ１の概略縦断面構造を示し、図１（ｃ）は放射型発振器基板Ｓ１の底面（裏面側誘電体基板１１の裏面）を示す。
　表面側誘電体基板１０の表面側には、一対の導体パッチ４，４を軸対象に設けて放射面を形成すると共に、これら一対の導体パッチ４，４の間に配置した３電極高周波増幅素子たる高周波トランジスタ１の制御電極たるゲート電極２および被制御電流流入電極たるドレイン電極３を導体パッチ４，４に各々接続し、ゲート電極２にはゲート直流Ｂｉａｓ電圧供給用のＲＦチョーク回路５ａが接続されている。このＲＦチョーク回路５ａには、直流ゲート電圧供給端子１５を介して図示を省略した直流電源から給電される。また、ドレイン電極３には、導体パッチ４およびＲＦチョーク回路５ｂが接続されている。ＲＦチョーク回路５ｂとモノパルス発生回路７（例えば、高速ロジックＩＣやスイッチにより構成）との間にはＩＦ帯負荷手段１００が挿入されて直列接続となっており、モノパルス発生回路７にはベースバンド信号入力端子６が接続されている。ＲＦチョーク回路５ｂとＩＦ帯負荷手段１００との間には、ＩＦ信号出力端子１０１が接続されている。モノパルス発生回路７のＧＮＤは、内層ＧＮＤ１２にスルーホール１７で接続されている。高周波トランジスタ１の被制御電流流出電極たるソース電極８には、発振条件を満たすインピーダンス線路９が接続され、内層ＧＮＤ１２にスルーホール接地されている。そして、高周波トランジスタ１と導体パッチ４とＲＦチョーク回路５ａ，５ｂの一部とインピーダンス線路９は表面側誘電体基板１０の表面（高周波パルス放射側の面）に構成されており、ＲＦチョーク回路５ａ，５ｂの残りの部分とモノパルス発生回路７は裏面側誘電体基板１１の裏面に構成されている。ＲＦチョーク回路５ａ，５ｂにはスルーホール部１３が含まれる。
　ここで、導体パッチ４は、共振器、アンテナとして機能すると共に、帰還回路を構成している。この導体パッチ４の面積・形状設定等と前記高周波トランジスタへの給電によりＲＦ信号を発振放射する放射型発振器を実現する。
　図２は、一対の軸対称な導体パッチ４を示すもので、各導体パッチ４は、高周波トランジスタ１のゲート電極２またはドレイン電極３に接続される等傾斜角の尖鋭部を具備し、これら先鋭部が互いに近接配置され、この先鋭部を経て幅Ｗが等しくなる平行部の長さをＤ、一対の導体パッチ４の一方端から他方端までの全体の長さ（全長）をＬとする。
　斯く構成した導体パッチ４において、高周波トランジスタ１のゲート電極２またはドレイン電極３が接続される尖鋭部の広がり角θを調整することで、高周波トランジスタ１と共振器との結合強度を調整でき、また、全長Ｌ、幅Ｗ、平行部の長さＤを適宜に選択することで、発振条件の設定に必要な諸条件の選択の自由度が得られる。また、図示を省略したが、導体パッチ４と内層ＧＮＤ１２との間隔ｈ（実質的には、表面側誘電体基板１０の厚さ）は、発振波長λの１／１５~１／５倍の間で設定することにより、安定な発振状態を確保できる。なお、導体パッチ４の構成は特に限定されるものではなく、表面側誘電体基板１０および内層ＧＮＤ１２とで、発振ＲＦ信号に適した共振キャビティを構成できれば、如何様な構造でも構わない。共振キャビティの改変例については、後に説明する。
　上記のように構成した放射型発振器基板Ｓ１を動作させるには、直流ゲート電圧供給端子１５に適当な直流バイアス電圧を印加しておき、ベースバンド信号入力端子６にモノパルス発生回路７を動作させるためのベースバンド信号を入力する。モノパルス発生回路７からのモノパルス出力信号がＩＦ帯負荷手段１００およびＲＦチョーク回路５ｂを通して高周波トランジスタ１のドレイン電極３に入力され、モノパルス出力信号自体が電源電力となり、高周波トランジスタ１による負性抵抗が短時間生じる。その短時間の負性抵抗と、導体パッチ４と表面側誘電体基板１０の構造とにより決まる周波数、帯域幅にて、短時間のＲＦ帯発振放射、すなわち高周波パルス信号の発生放射が行われる。
　この放射された高周波パルス信号が送信ＲＦ信号となり、送信ＲＦ信号が被測定物により反射され、その反射波の高周波パルス信号が受信ＲＦ信号となって放射型発振器基板Ｓ１に入射する。
　この受信ＲＦ信号が放射型発振器基板Ｓ１に入射するときに、再びモノパルス出力信号をモノパルス発生回路７からドレイン電極３に入力するか、ＲＦ帯発振放射動作状態になるバイアス電圧をドレイン電極３に印加すれば、放射型発振器自身によるホモダインミキシングによりＩＦ信号が発生する。このＩＦ信号をＩＦ信号出力端子１０１から取り出し、コンピュータ等の処理装置により解析及び処理することで被測定物の検知を行うことができる。
　なお、ドレイン電極３にモノパルス信号が入力されている間、発振条件が満たされていれば、直流ゲート電圧供給端子１５に印加する直流バイアス電圧は外部電源から供給する必要はなく、自己バイアスによって印加してもよい。例えば、そのゲートのバイアス電圧が０［Ｖ］で発振条件を満たすのであれば、直流ゲート電圧供給端子１５を内層ＧＮＤなどと電気的に接続しての０［Ｖ］をゲートに印加すれば、直流バイアス給電用の電源は不要である。
　また、図３に示す第１改変例（放射型発振器基板Ｓ１ａ）のように、被制御電流流出電極たるソース電極８にモノパルス発生回路７を接続し、被制御電流流入電極たるドレイン電極３にＩＦ帯負荷手段１００を接続し、そのＩＦ帯負荷手段１００とドレイン電極３との間ＩＦ信号出力端子１０１を接続し、ＩＦ信号を取り出すようにしてもよい。この場合、モノパルス発生回路７から負のモノパルス信号を出力すれば、図１に示した放射型発振器基板Ｓ１に比べて接地電位がソース電極からドレイン電極に変わっただけであり、単に基準電位が異なっただけであるから、パルスレーダ装置として同様の動作をする。つまり、どの電極の電位を基準とするかは任意に設定できる。また、３電極高周波増幅素子たるトランジスタがＮ型かＰ型か，あるいはＮＰＮ型かＰＮＰ型かにより、モノパルス信号を供給する電極は適宜選択すればよい。
　また、図４に示す第２改変例（放射型発振器基板Ｓ１ｂ）のように、被制御電流流入電極たるドレイン３にモノパルス発生回路７を接続し、被制御電流流出電極たるソース電極８にＩＦ帯負荷手段１００を接続し、そのＩＦ帯負荷手段１００とソース電極８との間にＩＦ信号出力端子１０１を接続し、ＩＦ信号を取り出すようにしてもよい。この場合、トランジスタ１の被制御電流の流路にＩＦ帯負荷手段１００が直列に挿入されていることは、図１に示した放射型発振器基板Ｓ１と変わりないので、ＩＦ信号を取得することができ、パルスレーダ装置として同様の動作をする。また、３電極高周波増幅素子たるトランジスタがＮ型かＰ型か，あるいはＮＰＮ型かＰＮＰ型かにより、モノパルス信号を供給する電極は適宜選択すればよい。
　また、図５に示す第３改変例（放射型発振器基板Ｓ１ｃ）のように、被制御電流流出電極たるソース電極８とモノパルス発生回路７との間にＩＦ帯負荷手段１００を挿入して直列接続し、ソース電極８とＩＦ帯負荷手段１００との間にＩＦ信号出力端子１０１を接続し、ＩＦ信号を取り出すようにしてもよい。この場合、モノパルス発生回路７から負のモノパルス信号を出力すれば、図４に示した第２改変例の放射型発振器基板Ｓ１ｂに比べて接地電位がソース電極からドレイン電極に変わっただけであり、単に基準電位が異なっただけであるから、パルスレーダ装置として同様の動作をする。つまり、どの電極の電位を基準とするかは任意に設定できる。また、３電極高周波増幅素子たるトランジスタがＮ型かＰ型か，あるいはＮＰＮ型かＰＮＰ型かにより、モノパルス信号を供給する電極は適宜選択すればよい。
　このように、本実施形態に係るパルスレーダ装置（放射型発振器基板Ｓ１，Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ１ｃの何れかを用いたパルスレーダ装置）は、構造が単純であり、設計が簡易であり、小型集積化、低コスト化が容易である。
　この単純構造という特徴は、特性のばらつきを抑制し、製造上の高い歩留まりを確保する上で有利であり、高信頼性を確保する上でも有利である。特に、精密で微細な薄膜加工技術を必要とするミリ波帯装置の製造においては、装置が単純構造であることが品質管理上非常に有利となる。
　また、発振器、送信アンテナ、受信アンテナおよびホモダインミキサが渾然一体となった構成であることから動作が非常に高速であり、ＵＷＢ装置として高性能である。また、アンテナへの給電用伝送線路は存在しないことから伝送損失が存在せず、ＤＣ／ＲＦ変換効率が高く低消費電力である。さらに、発振するのは極短時間であり、トランジスタは間欠動作で短時間の電流を流すので、低消費電力である。
　さらに、放射ＵＷＢスペクトラムの中心にＣＷ信号の漏洩（単一スペクトラム）が現れることが原理的に無いので、法律で決められたＵＷＢ通信スペクトラムマスク内の帯域を有効利用できるという利点がある。
　また、ベースバンドパルス信号（ベースバンド信号に応じて発生させるモノパルス信号やステップ信号）の周波数成分のある部分のみを共振器やフィルタ回路によって選び、通過させる方法は、通過しない周波数成分のエネルギーが無駄な損失になりやく、パルス信号発生器に超高速性が求められ、高コストになりやすいのに対して、本発明に係るパルスレーダ装置は、放射する高周波信号数成分があらかじめ含まれているベースバンドパルス信号は必要ないので、設計性がよく、低コスト化に有利である。
　また、ＧｕｎｎダイオードやＩＭＰＡＴＴダイオードを用いた場合に比べ、負性抵抗を発生させるために必要な電流が小さく、駆動能力の大きなドライブ回路は必要なく低コスト化し易い。また、ＵＷＢのインパルスに対応する高速装置を実現し易いため、高性能化し易い。また、消費電力が小さく、発熱の問題が小さく、放熱構造のコストを抑えられる。また、受信性能を考えた場合、周波数ミキシングの周波数変換効率を上げ易く、高感度特性を得易い。
　また、モノパルス信号自体の電力を電源電力として短時間の負性抵抗を得る構成であるため、負性抵抗を発生させるための直流電源が必要無く、簡易な構成で比較的廉価にパルスレーダ装置を実現できる。
　このように、本実施形態に係るパルスレーダ装置は、構造の単純な放射型発振器を用いて構成でき、高性能化、小型集積化、設計性容易化、低消費電力化、低コスト化が可能である。
　次に、図６に基づいて、第２実施形態に係るパルスレーダ装置を説明する。
　本実施形態のパルスレーダ装置は、放射型発振器基板Ｓ２と、これにベースバンド信号を供給する信号源（図示省略）、直流バイアス給電を行う電源装置（図示省略）、取得したＩＦ信号の解析および処理を行う処理装置（図示省略）から構成される。また、本実施形態のパルスレーダ装置の放射型発振器基板Ｓ２は、表面側誘電体基板１０と裏面側誘電体基板１１の間に接地導体層である内層ＧＮＤ１２を介在させた３層基板を用いて必要な回路を構成したもので、表面と内層ＧＮＤ１２とで放射型発振器のＲＦ回路部を構成し、内層ＧＮＤ１２と裏面とでＲＦチョーク回路およびベースバンド回路を構成する。また、裏面側誘電体基板１１側にモノパルス発生回路７が集積化されている。
　高周波トランジスタ１のゲート電極２には、導体パッチ４およびモノパルス信号供給用のＲＦチョーク回路５ａが接続されている。高周波トランジスタ１のドレイン電極３には、導体パッチ４およびドレイン電圧供給用のＲＦチョーク回路５ｂが接続されている。このＲＦチョーク回路５ｂと直流ドレイン供給端子１８との間にはＩＦ帯負荷手段１００が挿入されて直列接続になっており、ＲＦチョーク回路５ｂとＩＦ帯負荷手段１００との間にＩＦ信号出力端子１０１が接続されている。直流ドレイン供給端子１８には、図示を省略した直流電源から給電される。ＲＦチョーク回路５ａとベースバンド信号入力端子６との間には、モノパルス発生回路７が直列に接続されている。高周波トランジスタ１のソース電極８には、発振条件を満たすインピーダンス線路９が接続され、接地されている。高周波トランジスタ１と導体パッチ４とＲＦチョーク回路５ａ，５ｂの一部とインピーダンス線路９は表面側誘電体基板１０の表面（高周波パルス放射側の面）に構成されており、ＲＦチョーク回路５ａ，５ｂの残りの部分とモノパルス発生回路７は裏面側誘電体基板１１の裏面に構成されている。ＲＦチョーク回路５ａ，５ｂにはスルーホール部１３が含まれる。
　上記のように構成した放射型発振器基板Ｓ２を動作させるには、直流ドレイン電圧供給端子１８に適当な直流電圧を印加し、ベースバンド信号入力端子６にモノパルス発生回路７を動作させるためのベースバンド信号を入力する。モノパルス発生回路７からのモノパルス出力信号がＲＦチョーク回路５ａを通して高周波トランジスタ１のゲート電極２に入力され、そのモノパルス信号によりゲートが短時間開き、短時間のドレイン電流が流れ、高周波トランジスタ１による負性抵抗が短時間生じる。その短時間の負性抵抗と、導体パッチ４と表側誘電体基板１０の構造とにより決まる周波数、帯域幅にて、短時間のＲＦ帯発振放射、すなわち高周波パルス信号の発生放射が行われる。
　この放射された高周波パルス信号が送信ＲＦ信号となり、送信ＲＦ信号が被測定物により反射され、その反射波の高周波パルス信号が受信ＲＦ信号となって放射型発振器基板Ｓ２に入射する。
　この受信ＲＦ信号が放射型発振器基板Ｓ２に入射するときに、再びモノパルス出力信号をモノパルス発生回路７からゲート電極２に入力するか、ＲＦ帯発振放射動作状態になるバイアス電圧をゲート電極２に印加すれば、放射型発振器自身によるホモダインミキシングによりＩＦ信号が発生する。このＩＦ信号をＩＦ信号出力端子１０１から取り出して処理装置へ入力し、解析及び処理することで被測定物の検知を行うことができる。
　なお、本実施形態では、モノパルス信号電圧により高周波トランジスタ１のゲートを開かせるため、無信号時（あるモノパルスと次のモノパルスとの間の時間）にはゲートが閉じた状態（ピンチオフ）になるように、適当なバイアス電圧を設定する必要がある。このバイアス電圧を設定することにより、短時間の負性抵抗によるＲＦ帯発振放射をクエンチングできる。
　また、図７に示す改変例（放射型発振器基板Ｓ２ａ）のように、被制御電流流出電極たるソース電極８にＩＦ帯負荷手段１００を接続し、そのＩＦ帯負荷手段１００とソース電極８との間ＩＦ信号出力端子１０１を接続し、ＩＦ信号を取り出すようにしてもよい。この場合、トランジスタ１の被制御電流の流路にＩＦ帯負荷手段が直列に挿入されていることは図６に示した放射型発振器基板Ｓ２と変わりないので、ＩＦ信号を取得することができ、パルスレーダ装置として同様の動作をする。また、３電極高周波増幅素子たるトランジスタがＮ型かＰ型か，あるいはＮＰＮ型かＰＮＰ型かにより、モノパルス信号を供給する電極は適宜選択すればよい。
　また、図６に示した放射型発振器基板Ｓ２を用いるパルスレーダ装置においては、ソース電極８の電位を接地電位としており、図７に示した放射型発振器基板Ｓ２ａを用いるパルスレーダ装置においては、ドレイン電極３の電位を接地電位としているが、どの電極の電位を基準とするかは任意に設定できる。
　このように、本実施形態に係るパルスレーダ装置は、高周波トランジスタ１に対してゲートの開閉制御が可能であればよいので、上述した第１実施形態に比べて、低出力電力、低ドライブ能力のモノパルス発生回路を用いることができ、簡易な構成で比較的廉価にパルスレーダ装置を実現できる。
　なお、上述した各実施形態に係るパルスレーダ装置において、上記モノパルス信号の波形には特に制限は無く、矩形波形でもガウシアン波形でも三角波形でもよい。また、その波形の立ち上がり時間に高速性は必要でない。例えば、三角波形を考えた場合、その三角波形信号に、放射させる高周波信号成分が含まれている必要はない。その三角波形の谷から山の頂点に向かう立ち上がりを考えた場合、その頂点より少し手前で発振条件を満たし、その頂点の少し後で発振条件から外れさえすれば、たとえ立ち上がり時間が大きくてもよい。放射させる高周波信号成分は前記負性抵抗と前記共振キャビティの構造によるからである。
　また、上述した各実施形態に係るパルスレーダ装置において、放射型発振器を構成するための３電極高周波増幅素子として用いる高周波トランジスタ１は、ＭＯＳ−ＦＥＴを含むＩＧ−ＦＥＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　ＦＥＴ）、ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ　Ｍｏｂｉｌｉｔｙ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＥＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　ＦＥＴ）などの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、またはＨＢＴ（Ｈｅｔｅｒｏ−ｊｕｎｃｔｉｏｎ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ：Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｊｕｎｃｔｉｏｎ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などで、小さな電圧または電流によって大きな電流を制御する増幅機能を有していれば、その種類は特に限定されるものではない。
　さらに、３電極高周波増幅素子の内部構造も特に限定されるものではなく、ダーリントン接続型トランジスタやカスケード接続型トランジスタのような、単体トランジスタを複数組み合わせた構造の素子でもよい。例えば、ダーリントン接続型トランジスタを用いた場合には、単体のトランジスタでは実現できない高い電流増幅率を得られるという利点がある。
　また、上述した各実施形態に係るパルスレーダ装置は、ＨＭＩＣ（混成マイクロ波集積回路：ｈｙｂｒｉｄ　ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　ｃｉｒｃｕｉｔ）で実現してもよいし、ＭＭＩＣ（モノリシックマイクロ波集積回路：Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ　Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　ｃｉｒｃｕｉｔ）で実現してもよい。また、ＬＴＣＣ（Ｌｏｗ　Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　Ｃｏ−ｆｉｒｅｄ　Ｃｅｒａｍｉｃｓ）などを用いた３次元形態の集積回路で実現してもよい。すなわち、第１~第２実施形態で示した放射型発振器基板Ｓ１~Ｓ２の如く、独立したパーツである高周波トランジスタ１を基板上へ搭載する必要はなく、共振キャビティ（導体パッチなど）と共に同一半導体プロセスで半導体ウェハに３電極高周波増幅素子をモノリシックに作り込むようにしても構わない。特に、ミリ波帯電波は波長が短いことから共振キャビティのサイズも小さくなるので、３電極高周波増幅素子をモノリシックな形態（ＭＭＩＣ）で作り込めば、更なる小型・軽量化を図ることができるし、高精度な半導体プロセス技術により高品位で高い生産性を実現できるという利点もある。
　また、上述した各実施形態に係るパルスレーダ装置において、ＲＦチョーク回路の機能は、ＲＦ信号が直流電源側やモノパルス発生回路７側に漏れるのを防ぐ事であるが、たとえＲＦ信号が漏れたとしても、その漏れによる損失を上回る負性抵抗を高周波トランジスタ１により得ることができれば、放射型発振器は動作可能である。よって、ＲＦチョーク回路を設けない放射型発振器により本発明を構成しても、パルスレーダ装置を実現でできる。また、モノパルス発生回路７自体がＲＦ帯にて高インピーダンスの回路であれば、モノパルス発生回路７と放射型発振器とを直接集積化することができ、ＲＦチョーク回路は不要である。また、ＲＦチョーク回路を構成するために、３層基板構造の放射型発振器基板を用いる必要もない。
　また、上述した各実施形態に係るパルスレーダ装置において、モノパルス発生回路７としては、高速ロジックＩＣやスイッチの他、Ｓｔｅｐ　Ｒｅｃｏｖｅｒｙ　Ｄｉｏｄｅ（ＳＲＤ）やＮｏｎｌｉｎｅａｒ　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｌｉｎｅ（ＮＬＴＬ）による回路などで構成できる。ＳＲＤやＮＬＴＬにより構成したモノパルス発生回路は、直流電源を不要とすることができるので、高周波トランジスタ１を自己バイアス化することなどによりゲートバイアス電圧の供給も省略すれば、直流電源の存在なしに動作するパルスレーダ装置を実現することができる。その場合のパルスレーダ装置は、直流電源も局部発振器も存在しないにもかかわらず，ベースバンド信号からＲＦ帯の高周波パルス信号に信号を変換する周波数アップコンバータのごとき動作となり、単純で使い勝手のよい構成となる。
　また、上述した各実施形態に係るパルスレーダ装置において、発振動作中およびホモダインミキシング動作中の高周波トランジスタ１が有する直流からＩＦ帯における増幅利得により、ＩＦ信号を増幅するようにしてもよい。発振動作中およびホモダインミキシング動作中の高周波トランジスタ１の相互コンダクタンスをｇｍ［Ｓ］とし、ＩＦ帯負荷手段１００のインピーダンスをＺ［Ω］とし、ｇｍ×Ｚが１以上になるようにすれば振幅利得が得られ、信号対雑音比の大きなＩＦ信号を得ることができ、高感度なパルスレーダ装置を実現できる。
　また、上述した各実施形態に係るパルスレーダ装置において、前記送信ＲＦ信号の高周波パルス信号にパルス列パターン（テンプレートパルス）を設定し、前期放射型発振器自身を相関器として用いてもよい。この場合、受信ＲＦ信号の高周波パルス信号が前記放射型発振器に入射する時刻と、その放射型発振器の送信ＲＦ信号となる高周波パルス信号が発生する時刻が合う時にのみホモダインミキシングが行われるため、相関検波によって信号対雑音比の大きなＩＦ信号を得ることができ、高感度なパルスレーダ装置を実現できる。
　また、上述した各実施形態に係るパルスレーダ装置において、前記受信ＲＦ信号が前記放射型発振器に入射するときに、その受信ＲＦ信号の高周波パルス信号の周波数に対し、それとは異なる任意の周波数で前記放射型発振器を発振動作させてもよい。この場合、任意の周波数帯のＩＦ信号を取得することができ、設計性がよくなる。なお、放射型発振器の発振周波数を変化させるには、共振キャビティに可変容量素子などを装荷し、任意のタイミングでその容量を変化させたり、高周波トランジスタのバイアス電圧を任意のタイミングで変化させ、高周波トランジスタ自身の有する容量を変化させたりすればよい。
　また、上述した各実施形態に係るパルスレーダ装置においては、放射型発振器基板Ｓに一対の略扇形導体パッチ４を備えるものとしたが、共振キャビティを構成する導体パッチの形状は特に限定されるものではないし、一対の軸対象な導体パッチを必須とするものでもない。以下、本発明に適用可能な導体パッチの改変例について説明する。
　図８は矩形状の導体パッチ４ａを軸対象に一対設けた第１改変例で、図９は矩形状の導体パッチ４ｂを軸対象に一対設けた第２改変例で、図１０は、円形の導体パッチ４ｃを軸対象に一対設けた第３改変例である。その他、三角形などの多角形や、楕円形、扇形などの導体パッチでもよい。図８~図１０には、主な偏波面を表すために、電界の向きを矢印Ｅで示した。ＧＮＤ導体面２５５は、導体パッチ４ａ~４ｃにとって、内層ＧＮＤ１２に相当する。誘電体基板２５９は、導体パッチ４ａ~４ｃにとって、表面側誘電体基板１０に相当する。導体パッチ４ａ~４ｃおよびＧＮＤ導体面２５５、誘電体基板２５９は、共振キャビティを構成し、発振動作のための帰還回路の一部を構成しているが、その帰還が適切に得られさえすれば、誘電体基板２５９やＧＮＤ導体面２５５は必ずしも設ける必要はない。例えば、導体パッチを板金加工で作製し、その導体パッチ板を保持する機構があれば、誘電体基板２５９の部分は中空でもよい。また、図１１に示す第４改変例のように、上記帰還を促すためのチップキャパシタなどの帰還用部品２４８を導体パッチ４ｂ上に搭載してもよい。なお、ＧＮＤ導体面２５５が無い場合の放射は、導体パッチ板の両面方向になされる。
　図１２に示す第５改変例は、略扇形状の導体パッチ４，４の周囲に、ＧＮＤ導体面２５６と、そのＧＮＤ導体面２５６とＧＮＤ導体面２５５を接続するスルーホール３５を設けて、誘電体基板２５９内部を信号が伝達して基板の端から漏れ出て損失となるのを防止した例である。ＧＮＤ導体面２５６の寸法・形状を適当に設定すれば、誘電体基板２５９内部を信号が伝達する代わりに、その損失分の信号エネルギーを本来の放射エネルギーとして利用できる。
　図１３に示すのは、矩形状の導体パッチ４ｄ，４ｄと、これら導体パッチ４ｄ，４ｄと適宜な空隙２４４を保って配置した接地導体面２５６ｄとにより、発振用の共振キャビティを構成した第６改変例である。
　図１４に示すのは、高周波トランジスタ１に接続される矩形状の導体パッチ４ｅ１，４ｅ１の付近に、高周波トランジスタ１とは接続されていない矩形状の導体パッチ４ｅ２，４ｅ２を設け、導体パッチ４ｅ１と導体パッチ４ｅ２との間および接地導体面２５６ｅとを空隙２４４ｅで隔てて、発振用の共振キャビティを構成した第７改変例である。
　図１５に示すのは、半楕円状の導体パッチ４ｆ，４ｆと、これら導体パッチ４ｆ，４ｆと適宜な空隙２４４ｆを保って配置した接地導体面２５６ｆとにより、発振用の共振キャビティを構成した第８改変例である。この空隙２４４ｆの幅は、場所に応じて変化させ、発振条件を満たすようにする。
　導体パッチおよび空隙の形状は、上述した図１２~図１５に示した構成例に限定されるものではなく、発振条件を満たしていれば、如何様な構成であっても、本発明に適用可能である。また、導体パッチおよび空隙、ＧＮＤ導体面、誘電体基板は、発振動作のための帰還回路の一部を構成しているが、その帰還が適切に得られさえすれば、誘電体基板２５９やＧＮＤ導体面２５５は必ずしも設ける必要はない。なお、ＧＮＤ導体面２５５が無い場合の放射は、導体パッチ面の両側方向になされる。
　図１６に示すのは、スロット２４５と接地導体面２５６とにより発振用の共振キャビティを構成した第９改変例である。このスロット２４５は、図８にて例示した矩形状の導体パッチ４ａに対して、補対の関係にあり、発振条件を満たす。無論、発振条件を満たしていれば、スロット２４５の形状は特に限定されるものではない。本構成例では、高周波トランジスタ１のゲートとドレインに異なる直流バイアス電圧を印加するために、ゲートとドレインを直流的に分離し、高周波的に導通させる容量結合部２４６を設けてある。この容量結合部２４６は、間隙による容量やＭＩＭ（Ｍｅｔａｌ−Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ−Ｍｅｔａｌ）容量、キャパシタ部品などを用いて実現でき、誘電体基板２５９やＧＮＤ導体面２５５は必ずしも設ける必要はない。なお、ＧＮＤ導体面２５５が無い場合の放射は、導体パッチ面の両側方向になされる。
　上述した導体パッチの改変例は、何れも一対の導体パッチを高周波トランジスタ１に対して対象に設けた例を示したが、非対称形状の導体パッチを用いてもよい。
　図１７に示すのは、矩形状の第１導体パッチ４ｇ１と矩形状の第２導体パッチ４ｇ２を非対称に構成した第１０改変例である。このように第１導体パッチ４ｇ１と第２導体パッチ４ｇ２を非対称形状としても、共振周波数は導体パッチ部全体の寸法（図１７（ａ）中、Ｌで示す）で基本的に決まることから、発振条件さえ満たしていれば、アンテナと発振回路が渾然一体となったタイプの放射型発振器として動作させることが可能である。
　図１８に示すのは、略半円形の導体パッチ４ｈ，４ｈと、これら導体パッチ４ｈ，４ｈと適宜な空隙２４４ｈを保って配置した接地導体面２５６ｈとにより、リングスロット型アンテナを放射面側に形成し、発振用の共振キャビティを構成した第１１改変例である。
　図１９に示すのは、矩形状の導体パッチ４ｉ，４ｉの周辺に、高周波トランジスタ１と接続されていない導体パッチ２４７を適宜に配置して、放射指向性を制御可能とした第１２改変例である。導体パッチ４ｉ，４ｉと導体パッチ２４７との位置関係や、寸法関係を適宜設定することにより、例えば八木アンテナのような動作をさせることができる。
　次に、図２０に基づいて、第３実施形態に係るパルスレーダ装置を説明する。本実施形態のパルスレーダ装置は、放射型発振器基板Ｓ３（上述した放射型発振器基板Ｓ１，Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ１ｃ，Ｓ２，Ｓ２ａと同じ高周波パルス発振・放射構造で、その動作も同じ）に、周波数選択性濾波手段としての周波数選択性平面（ＦＳＳ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ　Ｓｕｒｆａｃｅ）を備えたものである。また、放射する高周波パルス信号の周波数より低い周波数の不要信号成分（例えば、ベースバンド信号成分，モノパルス信号成分）の漏洩防止のための接地導体構造を備えたものである。
　放射型発振器基板Ｓ３の放射方向側には、ローパスフィルタパターン３０を内面（放射型発振器基板Ｓ３の放射面に対向する面）側にパターニングしたＦＳＳ基板３１が配置され、接地導体構造たる金属導体構造物３２ａにより放射面から適宜距離を隔てて支持されている。放射型発振器基板Ｓ３は、図１２に示す第５改変例のように導体パッチ４の周囲を囲むように接地導体ベタパターン３３を設け、この接地導体ベタパターン３３はスルーホール３４で内層ＧＮＤと接続されている。なお、スルーホール３４は、波長より十分短い間隔で導体パッチの周囲に多数配置されている。
　上記金属導体構造物３２ａは、接地導体ベタパターン３３を介して内層ＧＮＤと電気的に接触しており、直流ないしは比較的低い周波数にとって、金属導体構造物３２ａは本装置のフレームグランド（本装置全体の基本接地導体）として機能する。また、金属導体構造物３２ａは、放射型発振器基板Ｓ３の放射面側からＦＳＳ基板３１に向って拡径するホーン形状の放射空部を形成し、高周波パルス信号の放射指向性が鋭くなるようにした。すなわち、金属導体構造物３２ａは、放射指向性の先鋭化機能とフレームグランドとしての機能を兼務するのである。
　このように、ＦＳＳ基板３１と金属導体構造物３２ａを備えた本実施形態の高周波パルスレーダ装置においては、発生した高周波パルス信号の不要な高調波周波数成分をローパスフィルタパターン３０にて形成したＦＳＳ基板３１にて減衰させることができる。さらに、導体パッチ４から漏洩しようとするベースバンド信号およびモノパルス信号成分（直流から比較的低い周波数成分）の電磁界が、導体パッチ４とフレームグランドとの間に閉じ込められて放射には至らない。なお、ベースバンド信号およびモノパルス信号の周波数成分が、高周波パルス信号の周波数成分に対して十分低い場合は、金属導体構造物３２ａを取り除いて、接地導体ベタパターン３３と内層ＧＮＤのみでフレームグランドを構成しても、漏洩防止の機能を有する。
　また、本実施形態の高周波パルスレーダ装置は、ＦＳＳ基板３１と金属導体構造物３２ａと放射型発振器基板Ｓ３とにより、高周波トランジスタ１と導体パッチ４、４の部分を囲い込んだ形態であり、ＲＦ回路部を外気と隔てることができる。よって、ＦＳＳ基板３１と金属導体構造物３２ａと放射型発振器基板Ｓ３とを本装置の気密ハウジングの一部とし、外部環境による性能劣化を防止できる。
　また、金属導体構造物３２ａのように、放射空部を放射方向に向って拡径するホーン形状とせずに、図２１に示す金属導体構造物３２ｂのように直線管状（第４実施形態）としたり、図２２に示す金属導体構造物３２ｃのように放射方向に向かって縮径する形状（第５実施形態）として、その口径の寸法をベースバンド信号およびモノパルス信号の周波数成分がカットオフとなるように設定すれば、ベースバンド信号およびモノパルス信号の不要な漏洩を防止することができる。カットオフとなるように設定するとは、導波管でいうところのカットオフ周波数（低域遮断周波数）未満になるよう口径寸法にするということで、カットオフ周波数とは電磁波が管内を管軸方向に進行できなくなる境目の周波数のことである。このようなローカットフィルタは、簡易な構造でありながら、周波数選択性濾波手段の機能と、接地導体構造による不要信号漏洩防止手段の機能とを備えている。
　また、ＦＳＳ基板３１に設ける回路パターンを適宜設定し、発生した高周波パルス信号の基本波周波数成分を減衰させて、任意の高調波周波数成分を選択的に透過させて放射させることもできる。このように高調波周波数成分を不要信号とせずに積極的に利用することで、ｆｍａｘ（最大発振周波数）の小さい低コスト・低性能のトランジスタを用いても、比較的高い周波数のパルス信号放射が可能な装置を実現できる。なお、高調波周波数成分を用いる高周波パルスレーダ装置においては、基本波周波数成分を用いる場合に比べて放射電力が微弱になるものの、近距離通信や近距離センサの信号源として利用できる。
　なお、本実施形態においては周波数選択性濾波手段としてのＦＳＳを、ＦＳＳ基板３１にＦＳＳパターン面をパターニングして実現したが、ＦＳＳパターン面を保持することができれば、特に基板を必要とするものではない。
　また、ＦＳＳ以外の周波数選択性濾波手段を採用した第６実施形態のパルスレーダ装置は、図２３のように導波管濾波器４０を配置したものである。
　導波管濾波器４０は、放射型発振器の放射波を導波管の伝送波に変換する変換部４１と、アイリス板などの導波管回路で構成した濾波器４２と、該濾波器４２により所望のＲＦ帯域を選別して通過または減衰させ、通過した信号を放射させるホーンアンテナ４３を備える。なお、変換部４１は、例えばテーパー状構造により所望の大きさの導波管口まで徐々に管の太さを変化させたものであり、仮に放射型発振器基板Ｓ３の導体パッチ４が所望の大きさの導波管口より小さいサイズであればテーパー状構造の必要はなく、放射型発振器基板Ｓ３からの放射波を導波管の伝送波に効率よく変換できる構造であればよい。
　以上、本発明に係るパルスレーダ装置を幾つかの実施形態に基づき説明したが、本発明は、これらの実施形態のみに限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の構成を変更しない限りにおいて実現可能な全てのパルスレーダ装置を権利範囲として包摂するものである。
　上述した特徴的効果を奏する本発明のパルスレーダ装置は、ＵＷＢ車載センサシステム、防犯・医療・看護等のためのＵＷＢ電波モニターシステム、ＵＷＢアクティブイメージングアレーなどで用いると、上記利点を生かすことができる。特に、部品コストが高く、伝送損失の増加やデバイス性能により低電力効率になるミリ波帯のシステムにおいて大きな優位性が見込まれる。
　前記車載センサシステムは、車体の前後左右に本発明に係るパルスレーダ装置で構成したＵＷＢセンサ装置を複数搭載し、それぞれ適当な変調動作をさせるなどし、その複数のＵＷＢセンサ装置の中の任意の装置から得たＩＦ信号の位相情報や遅延時間差などを総合的に信号処理、信号解析し、自動制御や運転者への通知などを行うシステムである。これは、単独のセンサ装置を用いた場合に比べ、多角的で正確なセンシングや高解像度センシングが可能であり、また、モーターなどにより機械的にセンサの方角を振る必要が無く、電気的に高速に目標物の方角を特定することも可能である。特に、本発明に係るパルスレーダ装置で構成したＵＷＢセンサ装置は低コスト・低消費電力で提供できるので、多数のセンサ装置を用いた高度な衝突防止等の安全走行機能、車庫入れ時の運転補助機能、車体周囲の死角に起因する事故防止機能などを有する車載センサシステムを普及価格帯にて実現できる。
　前記防犯・医療・看護等のための電波モニターシステムは、住宅の周囲の多数箇所に本発明に係るパルスレーダ装置で構成したＵＷＢセンサ装置を設置し、それぞれの箇所のセンサ装置から得るＩＦ信号から不審な侵入者の存在や場所、移動経路などの情報を警告するシステム、或いは病院内の多数の患者用ベッド上天井部にＵＷＢセンサ装置をそれぞれ設置してネットワークを構成し、それぞれの患者の存在、呼吸の様子などをモニターし、異常時に警告するシステムなどである。このような多数のセンサ装置を用いるシステムの構築には、単体のセンサ装置が低コストであることが重要であり、本発明のパルスレーダ装置で構成したＵＷＢセンサ装置が有利である。特に、本発明に係るパルスレーダ装置で構成したＵＷＢセンサ装置は、高感度特性であるがゆえに放射電力を弱めて動作させることが可能であり、また、携帯電話などで利用が進んでいる準マイクロ波帯の電波に比べて他の電子機器の動作に与える影響が小さい準ミリ波帯、ミリ波帯の電波を用いるセンサ装置として低コストでの供給を実現できることから、医療機器や心臓ペースメーカなどに誤動作をもたらす外部電波の影響を排除する必要がある病院内において、その有用性は特に高いものである。
　前記アクティブイメージングアレーは、本発明に係るパルスレーダ装置で構成したＵＷＢセンサ装置において、放射型発振器をＮ行Ｍ列のマトリックス状に配置して放射型発振器基板を構成し、マトリックス制御により任意の放射型発振器あるいは全ての放射型発振器を動作・スキャンさせ、それぞれの放射型発振器より取得したＩＦ信号を総合的に信号処理、信号解析することで、被測定物の形状や形状変動などのイメージングを行うものである。

Claims (9)

  1. 　共振キャビティに負性抵抗を発生するように３電極高周波増幅素子を集積化させるとともに、電磁波を空間へ放射するアンテナ機能を共用させるように放射型発振器を構成し、
    　前記３電極高周波増幅素子を短時間動作させることにより短時間の負性抵抗を得て、この負性抵抗と前記共振キャビティの構造に基づいて定まる発振周波数・周波数帯域幅の高周波パルス信号を発生すると同時に空間へ放射し、
    　この空間へ放射した高周波パルス信号が送信ＲＦ信号であり、送信ＲＦ信号の被測定物による反射波が受信ＲＦ信号であり、
    　受信ＲＦ信号が前記放射型発振器に入射するときに、前記放射型発振器を発振動作させておき、前記放射型発振器自身によるホモダインミキシングによりＩＦ信号を取得し、解析及び処理することに基づいて、被測定物の検知を行うようにしたことを特徴とするパルスレーダ装置。
  2. 　前記放射型発振器の３電極高周波増幅素子における３電極は、被制御電流流入電極と被制御電流流出電極と制御電極であり、
    　前記被制御電流流入電極または被制御電流流出電極にモノパルス信号を供給し、このモノパルス信号自体の電力を電源電力として短時間の負性抵抗を得るようにし、
    　前記被制御電流流入電極とモノパルス信号の給電路との間にＩＦ帯負荷手段を挿入し、そのＩＦ帯負荷手段と被制御電流流入電極との間より前記ＩＦ信号を取り出すか、あるいは、前記被制御電流流出電極とモノパルス信号の給電路との間にＩＦ帯負荷手段を挿入し、そのＩＦ帯負荷手段と被制御電流流出電極との間より前記ＩＦ信号を取り出すように構成したことを特徴とする請求項１に記載のパルスレーダ装置。
  3. 　前記放射型発振器の３電極高周波増幅素子における３電極は、被制御電流流入電極と被制御電流流出電極と制御電極であり、
    　前記制御電極にモノパルス信号を供給することで、短時間の被制御電流が流れるようにして短時間の負性抵抗を得るようにし、
    前記被制御電流流入電極と直流電源の給電路との間にＩＦ帯負荷手段を挿入し、そのＩＦ帯負荷手段と被制御電流流入電極との間より前記ＩＦ信号を取り出すか、あるいは、前記被制御電流流出電極と直流電源の給電路との間にＩＦ帯負荷手段を挿入し、そのＩＦ帯負荷手段と被制御電流流出電極との間より前記ＩＦ信号を取り出すように構成したことを特徴とする請求項１に記載のパルスレーダ装置。
  4. 　前記放射型発振器にモノパルス信号発生回路を集積化したことを特徴とする請求項２又は請求項３に記載のパルスレーダ装置。
  5. 　発振動作中およびホモダインミキシング動作中の前記放射型発振器の３電極高周波増幅素子が有する直流からＩＦ帯における増幅利得により、ＩＦ信号を増幅するようにしたことを特徴とする請求項１~請求項４の何れか１項に記載のパルスレーダ装置。
  6. 　前記送信ＲＦ信号の高周波パルス信号にパルス列パターンを設定し、前記放射型発振器自身を相関器として用いたことを特徴とする請求項１~請求項５の何れか１項に記載のパルスレーダ装置。
  7. 　前記受信ＲＦ信号が前記放射型発振器に入射するときに、その受信ＲＦ信号の高周波パルス信号の周波数に対し、それとは異なる任意の周波数で前記放射型発振器を発振動作させるようにしたことを特徴とする請求項１~請求項６の何れか１項に記載のパルスレーダ装置。
  8. 　前記放射型発振器の放射面から適宜距離を隔てて配置され、所要周波数の電波を選択的に濾波する周波数選択性濾波手段を備えたことを特徴とする請求項１~請求項７の何れか１項に記載のパルスレーダ装置。
  9. 　前記放射型発振器の放射方向側に、放射する高周波パルス信号の周波数より低い周波数の不要信号成分の漏洩を防止する接地導体構造を設けたことを特徴とする請求項１~請求項８の何れか１項に記載のパルスレーダ装置。
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