WO2010038359A1 - 無線到来方向推定装置及び無線到来方向推定方法 - Google Patents

無線到来方向推定装置及び無線到来方向推定方法 Download PDF

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WO2010038359A1
WO2010038359A1 PCT/JP2009/004396 JP2009004396W WO2010038359A1 WO 2010038359 A1 WO2010038359 A1 WO 2010038359A1 JP 2009004396 W JP2009004396 W JP 2009004396W WO 2010038359 A1 WO2010038359 A1 WO 2010038359A1
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antenna
arrival direction
signal
relative amplitude
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隆 深川
洋一 中川
裕人 向井
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パナソニック株式会社
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/74—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/82—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems wherein continuous-type signals are transmitted
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
    • G01S3/02—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using radio waves
    • G01S3/14—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction
    • G01S3/46—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using antennas spaced apart and measuring phase or time difference between signals therefrom, i.e. path-difference systems

Definitions

  • the present invention relates to a wireless arrival direction estimation device and a wireless arrival direction estimation method for estimating the radio wave arrival direction of a specific tag.
  • UWB Ultra Wide Band
  • the IEEE 802.15.4a standard discloses a four-point positioning method and a method of measuring a distance by measuring a round trip time.
  • a method for measuring the tag position there is a method for measuring the tag position by combining the distance measurement result described above and a technique for estimating the azimuth angle at which the tag exists as the arrival direction of the radio wave.
  • the position of the tag is obtained in principle from the principle of polar coordinates.
  • Non-Patent Document 1 is cited as a document covering the arrival direction estimation technology of radio waves.
  • a correlation matrix or covariance matrix is obtained from a signal obtained by an array antenna, and an eigenvector calculation method using the obtained matrix (for example, MUSIC method), beam sweep, null sweep (for example, there is a Capon method.
  • an actual IR-UWB (Impulse-Response-UWB) pulse has a wider band compared to a narrowband signal or a carrier wave as assumed in Non-Patent Document 1, and its frequency characteristics are also between general array element systems.
  • a large error occurs.
  • a wireless arrival direction estimation device using UWB for example, as shown in Patent Document 1, a plurality of distance measurement units are provided, and the arrival direction of radio waves is estimated using the arrival time difference of radio waves from a tag. Is disclosed.
  • FIG. 1 shows a configuration of an array antenna 10 having receiving units (antenna elements) 11 to 14.
  • the array antenna 10 calculates the azimuth angle of the object using the difference in timing at which the signal reflected from the object arrives at each receiving unit.
  • Patent Document 1 when the four receiving units are arranged at positions separated from each other, an accurate angle in the direction of arrival of radio waves can be obtained, but these receiving units are close to each other. When arranged at a position, it is difficult to obtain an accurate angle of the direction of arrival of radio waves. This is because the time difference between the timings of receiving signals at each receiving unit is very small.
  • the maximum interval between a plurality of receiving units constituting an array antenna is 20 cm
  • the pulse width is about 2 nanoseconds, and an error in the path length of about 30 cm occurs. Therefore, with the configuration shown in Patent Document 1, it is difficult to accurately estimate the arrival direction of radio waves when a plurality of receiving units are arranged at positions close to each other.
  • the present invention has been made in view of such a point, and even when a plurality of antenna elements are arranged at short intervals, a wireless arrival direction estimation device and a wireless communication device that accurately estimate the arrival direction of a radio wave from a desired tag
  • An object of the present invention is to provide an arrival direction estimation method.
  • the wireless arrival direction estimation apparatus of the present invention includes a UWB antenna that receives a signal transmitted from a tag, tag ID detection means that detects a tag ID from the signal received by the UWB antenna, and the tag ID is detected.
  • Timing detection means for detecting the timing and the sample timing of the ID bit string of the tag ID in association with each other, an array antenna composed of a plurality of antenna elements for receiving signals transmitted from the tag, and the array antenna Using calculation means for calculating relative amplitude phase information indicating a relative amplitude and a phase difference between the plurality of antenna elements from the signal, a timing associated with a sample timing of the ID bit string, and the relative amplitude phase information
  • Direction of arrival estimation for estimating the direction of arrival of the signal transmitted from the tag A configuration that includes a stage, the.
  • the wireless arrival direction estimation method of the present invention includes a tag ID detection step of detecting a tag ID from a signal transmitted from a tag and received by a UWB antenna, a timing at which the tag ID is detected, and an ID bit string of the tag ID.
  • the present invention it is possible to accurately estimate the arrival direction of radio waves from a desired tag even when a plurality of antennas are arranged at short intervals.
  • wireless arrival direction estimation apparatus The block diagram which shows the structure of the radio
  • the block diagram which shows the internal structure of the arrival direction estimation part shown in FIG. The figure which shows an example of the specific process timing of a radio
  • the figure which shows a radio arrival direction estimation result The block diagram which shows the structure of the radio
  • the figure which shows the relationship between the element distance of the array antenna which concerns on Embodiment 3 of this invention, and beam shape The block diagram which shows the structure of the radio
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the wireless arrival direction estimation apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the tag 100 radiates the ID assigned to the tag 100 to the reader using the IR-UWB signal in any of the active method, passive method, and semi-passive method.
  • the reader 110 receives the IR-UWB signal radiated from the tag by the UWB antenna 111 and outputs the received IR-UWB signal to the UWB demodulator 112.
  • the UWB demodulator 112 converts the received IR-UWB signal into a baseband signal and outputs it to the tag ID detector.
  • an impulse UWB demodulator can obtain a baseband signal by performing envelope detection using a diode having excellent high frequency characteristics.
  • the tag ID detection unit 113 compares the baseband signal output from the UWB demodulation unit 112 with a plurality of codes of a code sequence (for example, a PN code or a GOLD code) determined in advance between the tag and the reader. If the comparison results match, the tag ID detection unit 113 recognizes the acquired baseband signal as the desired tag ID. Specifically, in the IR-UWB, the tag ID is transmitted with a signal having a pulse width of about 2 nanoseconds, so that the tag ID detection unit 113 is sufficiently fast so that the signal can be detected with the pulse width of the impulse UWB. The tag ID signal is sampled with a clock.
  • a code sequence for example, a PN code or a GOLD code
  • the tag ID detection unit 113 holds both the timing of the change point of each bit (“0” or “1”) of the bit string representing the tag ID and the sample timing of the UWB pulse forming each ID, or The timing of only the change point of each bit (“0” or “1”) of the bit string representing the tag ID is held, and this timing is output to the timing detection unit 114.
  • the timing detection unit 114 detects the timing output from the tag ID detection unit 113 in association with each ID bit as the reception time.
  • the IR-UWB signal radiated from the tag is received by each of the antenna elements 120-1 to 120-3.
  • These antenna elements 120-1 to 120-3 constitute an array antenna, and the number of antenna elements is determined by the desired accuracy and the desired ID detection number.
  • the number of detected desired IDs is 1, and that the number of antennas is 3 assuming that there are other stationary reflected waves.
  • the UWB antenna 111 is an antenna that receives the entire band signal radiated from the tag, whereas the antenna elements 120-1 to 120-3 are narrow bands that receive a part of the IR-UWB band. Antenna.
  • the phase error between each antenna system becomes the estimation result error of the direction of arrival estimation, so the phase error between antenna systems is managed within the desired error range by calibration etc. There is a need to. For this reason, in a wideband signal such as UWB, it is necessary to manage the phase accuracy in all bands of the wideband, which is difficult to realize.
  • a single continuous wave (hereinafter referred to as “CW: Continuous Wave”) signal included in an IR-UWB signal can be used.
  • the UWB signal in the IR-UWB system is generated when an edge signal having a frequency oscillated by a crystal oscillation circuit on the transmission side passes through a band-pass filter.
  • the IR-UWB signal is a signal in which CWs with 10 MHz intervals are arranged in the UWB lower band 3.4 to 4.8 GHz or the UWB upper band 7.25 to 10.6 GHz.
  • the IR-UWB signal can be handled as 4 GHz or 8 GHz CW, and the center frequency of each antenna element of the array antenna can be set to a frequency of 4 GHz or 8 GHz.
  • Signals received by the antenna elements pass through bandpass filters 121-1 to 121-3, are subjected to interference cancellation, and then converted to IF signals or IQ baseband signals by down converters 122-1 to 122-3.
  • the IF signal is converted into an IF signal of 10 MHz.
  • the local signal is a signal separated by 10 Mz above or below 4 GHz / 8 GHz, and it is desirable to use an image rejection mixer in order to remove a close image.
  • the adjacent CW signal is cut by a baseband filter having a cutoff frequency of about 5 MHz.
  • the IF signals or IQ baseband signals generated by the down converters 122-1 to 122-3 are input to the AD converters 123-1 to 123-3, converted into digital signals, and input to the relative amplitude phase information calculation unit 124. Entered.
  • the relative amplitude phase information calculation unit 124 calculates a correlation matrix or a covariance matrix for the input signal of each antenna element for each sample, using the digital signals output from the AD conversion units 123-1 to 123-3. To do.
  • the pulse is an OOK (On-Off-Keying) type IR-UWB, since the signal has a DC component, generally a covariance matrix is calculated by subtracting the signal average component from the correlation matrix.
  • a correlation matrix may be generally used.
  • the correlation matrix or covariance matrix is stored in the memory in the relative amplitude phase information calculation unit 124.
  • the arrival direction estimation unit 125 uses the correlation matrix or covariance matrix accumulated in the relative amplitude phase information calculation unit 124 and the timing output from the timing detection unit 114 to determine the arrival direction of the radio wave from the tag 100. presume. Details of the arrival direction estimation unit 125 will be described below.
  • FIG. 3 is a block diagram showing an internal configuration of the arrival direction estimation unit 125 shown in FIG.
  • the reference clock is shared within the same casing of the reader 110, and the ID detection timing output from the timing detection unit 114 is given to the switch 201 as a counter or memory address value for the clock.
  • the arrival direction estimation unit 125 obtains relative amplitude phase information related to either the digital value “1” or “0” of the tag ID.
  • the first addition unit 202 that adds the relative amplitude phase information related to the digital value “1” of the tag ID for each element of the matrix and the relative value related to the digital value “0” of the tag ID.
  • the second addition unit 203 that adds the amplitude phase information for each element of the matrix, the relative amplitude phase information is obtained for each unit period (bit period in which one bit of the tag ID generated from a plurality of UWB pulses is transmitted). One is formed.
  • the arithmetic unit 204 subtracts the relative amplitude phase information generated by the second adder 203 from the relative amplitude phase information generated by the first adder 202, The phase of the signal corresponding to the value “1” phase is extracted.
  • the information corresponding to the digital value “1” includes an incoming signal from the tag (a signal indicating the bit “1” included in the bit string indicating the tag ID) and a noise component such as a reflected wave from other than the tag.
  • the information corresponding to the digital value “0” is an unnecessary signal (noise component) including a reflected wave from other than the tag ID.
  • the reflected wave signal from other than the tag is removed with a simple configuration. It is possible to improve the accuracy of estimation of the direction of arrival of radio waves from the tag.
  • the Fourier beam sweep unit 205 can obtain the arrival direction distribution as the signal intensity by sweeping the Fourier beam with respect to the azimuth angle or the elevation angle using the relative amplitude phase information.
  • the peak detection unit 206 can detect the arrival direction of the radio wave by obtaining the peak value of the signal intensity of the azimuth spectrum signal.
  • the horizontal axis in FIG. 4 is the sample timing, and the vertical axis is the intensity of the signal received by the antenna elements 120-1 to 120-3 at each sample timing.
  • a periodic impulse signal is transmitted from the reader 110 by a passive method or a semi-passive method, and a reflected wave arrives from the direction of 30 degrees, and the antennas 120-1 to 120 when receiving the reflected wave are shown.
  • the direction of 30 degrees is an angle formed with the normal direction of the straight line where the antennas 120-1 to 120-3 are arranged.
  • the reader 110 transmits area notification information corresponding to a wireless LAN beacon from the reader 110 side.
  • an impulse signal having a constant period of about 10 MHz is transmitted.
  • the pulse signal has a pulse width of about 2 nanoseconds due to the characteristics of UWB.
  • the phase of the signal from each antenna element of the array antenna varies in accordance with the path length difference between the antenna element and the wall surface with respect to each frequency component of the broadband pulse. For example, in an array antenna designed with an element spacing of 1/2 wavelength when applying 4 GHz, a signal arriving from the 30 degree direction arrives at the antenna element due to a phase difference of 1/4 wavelength, but at 3 GHz and 5 GHz About 25 percent phase error occurs. In the present invention, since the impulse signal is down-converted and handled as a narrowband signal, this error does not occur.
  • FIG. 4B shows an antenna 120 ⁇ when the tag 100 existing in the ⁇ 30 ° direction adds an ID to the passive impulse signal from the reader 110 and the reader 110 receives the signal with the ID added. It is a waveform in 1-120-3. The direction of ⁇ 30 degrees is an angle formed with the normal direction of the straight line where the antennas 120-1 to 120-3 are arranged.
  • the horizontal axis shows an example of sampling timing, but the tag 100 shows an example in which the ID bit is returned in units of 50 samples in response to the periodic pulse from the reader 110.
  • FIG. 4B shows a code “1” from 0 to 50 samples, a code “0” from 51 samples to 100 samples, a code “1” from 101 samples to 150 samples, and a code “1” from 151 samples to 200 samples.
  • the amplitude shows an example in which the array antenna receives a signal from the tag 100 at half the amplitude in FIG. 4A so that FIG. 4A and FIG. 4B can be compared.
  • the phase of the signal at each antenna element of the array antenna varies in accordance with the path length difference between the reader antenna element and the wall surface with respect to each frequency component of the broadband pulse.
  • FIG. 4C is an IF signal or IQ baseband signal output from the down converter when the signal shown in FIG. 4A and the signal shown in FIG. 4B are combined.
  • the signal is down-converted to a pulse generation period (for example, 10 MHz)
  • the two signals are combined.
  • the phase of the combined signal is observed as the amplitude of the I signal (solid line) and the amplitude of the Q signal (dashed line).
  • the tag 100 returns an ID bit to the reader 110 in units of 50 samples.
  • the fact that the code “0” is sent from the sample to 256 samples can be identified by the ID detection timing signal obtained from the timing detection unit 114.
  • the code “0” does not include the incoming signal from the tag and includes only the reflected wave
  • the code “1” includes the incoming signal and the reflected wave from the tag. Therefore, as relative amplitude phase information at the time of code “0”, covariance is obtained from a plurality of sample data (50 samples of data in the above example) sampled at the intracode timing of the ID bit of code “0”. Deriving a matrix. Further, as relative amplitude phase information at the time of code “1”, covariance is obtained from a plurality of sample data (50 samples of data in the above example) sampled at the intracode timing of the ID bit of code “1”. Deriving a matrix.
  • the relative amplitude phase information when the code is “0” and the relative amplitude phase information when the code is “1” are the same number.
  • a covariance matrix obtained as a 3 ⁇ 3 matrix is derived.
  • the arrival direction of the radio wave may be detected by the Fourier beam and peak detection that are generated by using one 3 ⁇ 3 covariance matrix.
  • the covariance matrix is used as the relative amplitude phase information.
  • any information other than the covariance matrix may be used as long as the phase difference information between the antenna elements can be detected.
  • the relative amplitude and phase information is detected using the signals of all 50 samples of code “0” and code “1”, but the phase is not discontinuous at the boundary of code switching.
  • the relative amplitude phase information may be calculated using a sample of a partial section of each code.
  • FIG. 5A shows an output result of the Fourier beam sweep unit 205 when the signal shown in FIG. 4A and the signal shown in FIG. 4B are combined and the covariance matrix is not identified by the ID.
  • the horizontal axis in FIG. 5 is an estimated azimuth (azimuth, in a horizontal plane) angle (unit: degree), and the vertical axis is a signal intensity at each angle.
  • the result is that the Fourier beam is calculated using the covariance matrix derived using each sample timing from 0 to 256 samples.
  • the Fourier beam is a method of adding the received signal over all antenna elements while correcting the relative phase difference of the received signal of the array element assumed in the estimated azimuth direction with respect to the received signal.
  • the received signal is added in phase and the signal strength is maximized.
  • the direction in which the received addition signal becomes maximum is estimated as the arrival direction.
  • the relative amplitude and phase between the antenna phases are calculated, so the direction can be estimated by a Fourier beam.
  • the Fourier beam has a peak in two directions, that is, the direction of the tag is ⁇ 30 degrees and the direction of the wall reflected wave is 30 degrees. Have. Further, since the reflected wall wave is stronger than the tag, a maximum peak occurs in the direction of wall reflection, and erroneous detection occurs.
  • FIG. 5B shows the output result of the Fourier beam sweep unit 205 when the arrival direction estimation unit 125 of FIG. 3 is used.
  • the reflected wave component is subtracted and the influence is exerted. Since it becomes weaker, the maximum peak is obtained in the tag direction.
  • the IR-UWB system reader down-converts the received signal to narrow the band, and uses the relative amplitude phase information at the timing when the specific tag ID is detected, and the radio wave
  • the arrival direction of the radio wave can be estimated with high accuracy even in a reader whose interval between the plurality of antenna elements constituting the array antenna is as small as one wavelength.
  • the influence of wall reflection is shown in the passive method and the semi-passive method, but the ID of a specific tag is detected even for the interference of multiple tags and the influence of multiple waves in the active method. Then, the arrival direction of the radio wave may be estimated based on the timing.
  • the array antenna is configured by three antenna elements.
  • the number of antenna elements is not limited as long as the number of antenna elements is two or more.
  • the array antenna may be configured by using a linear array, a circular array (including an unequal interval array), or a V-shape.
  • a UWB antenna for ID detection may be used as a part of the array antenna.
  • FIG.6 is a block diagram showing a configuration of radio arrival direction estimation apparatus 110A according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 6 differs from FIG. 2 in that antennas 420-1 to 420-3, bandpass filters 421-1 to 421-3, and down converters 422-1 to 422-3 are added, and AD converters 123-1 to 123-3 are added. 123-3 is changed to AD converters 423-1 to 423-3.
  • Antennas 420-1 to 420-3 receive signals in a band different from the UWB band received by antennas 120-1 to 120-3.
  • the bandpass filters 421-1 to 421-3 and the down converters 422-1 to 422-3 also have different bands from the bandpass filters 121-1 to 121-3 and the down converters 122-1 to 122-3. Process the signal.
  • the AD converters 423-1 to 423-3 include two types of narrowband signals, the signals output from the down converters 122-1 to 122-3 and the signals output from the down converters 422-1 to 422-3. Then, a signal with a good reception level is selected, or AD conversion is performed by synthesizing these two types of narrowband signals.
  • the reader receives signals in a plurality of bands, so that even when the reception level of some bands decreases due to fading, the fading frequency correlation of signals in other frequency bands. Is low, the signal can be received with a sufficiently high reception level, and the direction of arrival estimation accuracy can be maintained with high accuracy.
  • two types of narrowband signals of UWB are used, but three or more types of narrowband signals may be used.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of radio arrival direction estimation apparatus 110B according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 7 differs from FIG. 2 in that an antenna element 120-4, a band pass filter 121-4, a down converter 122-4, and an AD converter 123-4 are added. That is, the wireless arrival direction estimation device 110B has four antenna elements that constitute an array antenna used for estimating the arrival direction of radio waves.
  • the relative amplitude phase information calculation unit 124 uses the digital signals output from the AD conversion units 123-1 to 123-4 to calculate the correlation matrix or covariance matrix for the input signal of each antenna element for each sample. Is calculated.
  • FIG. 8 is a diagram showing an arrangement example of the entire antenna unit composed of the array antenna composed of the antenna elements 120-1 to 120-4 and the UWB antenna 111.
  • the antenna elements 120-1 to 120-3 are arranged at the vertices of an equilateral triangle whose side is d.
  • the antenna element 120-4 is arranged at the center of gravity of the equilateral triangle.
  • the UWB antenna 111 is separated by a distance L from one of the three antenna elements arranged at the apex of the equilateral triangle (the antenna element 120-2 in FIG. 8) that is closest to the UWB antenna 111. Placed in a different position.
  • the distance d between the antenna elements 120-1 to 120-3 and the separation distance L between the antenna element 120-2 and the UWB antenna 111 depend on the frequency of the IR-UWB signal and the center frequency of each antenna element 120. Based on this, it is determined as follows.
  • the IR-UWB signal is treated as a CW of 4 GHz or 8 GHz, and the center frequency of each antenna element 120 of the array antenna is set to a frequency of 4 GHz or 8 GHz.
  • the inter-element distance d of the antenna elements 120 constituting the outer periphery of the array antenna can be set in the range of 0.36 to 0.44 ⁇ or in the range of 0.72 to 0.88 ⁇ . desirable.
  • ⁇ which is a unit of d, indicates a wavelength calculated from the speed of light C ( ⁇ 2.998 ⁇ 10 ⁇ 8 m / sec) and the center frequency f.
  • FIG. 9 shows a directional beam shape when the array antenna is excited with equal amplitude.
  • 9A to 9F show directional beam shapes at different inter-element distances d.
  • the inter-element distances d in FIGS. 9A to 9F are 0.4 ⁇ , 0.5 ⁇ , 0.3 ⁇ , 0.7 ⁇ , 0.8 ⁇ , and 0.9 ⁇ , respectively.
  • the horizontal axis represents the horizontal plane (Azimuth) angle
  • the vertical axis represents the directivity gain of the array antenna normalized by the maximum value.
  • the side lobe rises as shown in FIG. 9B, it becomes difficult to separate two incoming waves having a level difference.
  • the side lobe is about ⁇ 4 dB relative to the main beam. Therefore, if the two incoming waves have a level difference of 4 dB or more, the arrival directions of the two waves cannot be estimated separately. Further, when the main beam spreads as shown in FIG. 9C, it becomes easy to be affected by receiver noise, so that the estimation accuracy of the arrival direction is deteriorated even when there is one incoming wave.
  • the configuration of the wireless arrival direction estimation device 110B is configured to suppress the mutual coupling by increasing the separation distance between the antenna elements. That is, in many cases, it is more practical to adopt a configuration that agrees well with the theoretical analysis result even if the size of the entire antenna unit in radio arrival direction estimation apparatus 110B is somewhat larger.
  • the inter-element distance d of the antenna elements 120-1 to 120-3 constituting the outer periphery is such that two incoming waves are separated and one incoming wave is separated. This parameter is determined by a trade-off with the estimation accuracy.
  • the inter-element distance d is preferably about 0.4 ⁇ or about 0.8 ⁇ . Specifically, when the center frequency of the IR-UWB signal is handled as 4 GHz, for example, d is about 30 mm when 0.4 ⁇ , and about 60 mm when 0.8 ⁇ . Further, when the center frequency of the IR-UWB signal is handled as 8 GHz, for example, d is about 15 mm when 0.4 ⁇ , and about 30 mm when 0.8 ⁇ .
  • the above-described separation distance L is preferably 1 ⁇ or more in the same wavelength unit. This is a separation distance that serves as a guide for reducing the degree of mutual coupling between antennas to -30 dB or less.
  • Non-Patent Document 2 describes the relationship between the distance between two microstrip antennas and the degree of mutual coupling. When the degree of mutual coupling increases, the directivity of each of the two antennas that are mutually coupled is distorted, and the direction of arrival estimation accuracy and IR-UWB reception sensitivity are degraded.
  • antenna elements 120-1 to 120-3 are arranged at three vertices of an equilateral triangle, and antenna element 120-4 is arranged in the equilateral triangle. Located at the center of gravity.
  • the symmetry of the array antenna shape is improved, so that it is possible to realize an array antenna that can receive signals coming from any direction with a good balance.
  • the length d of one side of the equilateral triangle is in the range of 0.36 to 0.44 ⁇ or 0.72 to 0 when the wavelength of the received signal of the wireless arrival direction estimation apparatus 110B is ⁇ . Desirably it is in the range of .88 ⁇ . Further, it is desirable that the distance L between the UWB antenna 111 and the nearest antenna element 120-2 among the antenna elements 120-1 to 120-3 is 1 ⁇ or more.
  • the sharpness of the main beam can be maintained at a constant level while suppressing the side lobe level, so that the receiving sensitivity of the array antenna can be improved.
  • the arrival direction estimation accuracy in the wireless arrival direction estimation device 110B is also improved.
  • the antenna elements 120-1 to 120-4 are particularly preferably a monopole antenna, a sleeve dipole antenna, or a microstrip antenna, but are not limited thereto. Further, by arranging the antenna elements 120-1 to 120-3 on the ground plane as monopole antennas or sleeve dipole antennas, or by using the antenna elements 120-1 to 120-3 as microstrip antennas, the radio arrival direction In the estimation device 110B, it is possible to estimate the three-dimensional direction of arrival for the hemisphere above the ground plane.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of radio arrival direction estimation apparatus 100C according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 10 is different from FIG. 7 in that a distributor 800 is provided at the subsequent stage of the UWB antenna 111 and the UWB antenna 111 is shared as one of the antenna elements constituting the array antenna used for direction of arrival estimation. It is. That is, the received signal of the UWB antenna 111 is distributed to two using the distributor 800, and then one is input to the UWB demodulator 112 and the other is input to the bandpass filter 121-4 for estimating the arrival direction. Is done.
  • the relative amplitude phase information calculation unit 124 uses the digital signals output from the AD conversion units 123-1 to 123-4 to calculate the correlation matrix or covariance matrix for the input signal of each antenna element for each sample. Is calculated.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration example of an antenna unit including the antenna elements 120-1 to 120-3 and the UWB antenna 111.
  • the antenna elements 120-1 to 120-3 are arranged at the vertices of an equilateral triangle whose side is d.
  • UWB antenna 111 is arranged at the center of gravity of the equilateral triangle. That is, the UWB antenna 111 is arranged at the center of gravity and is shared as one of the antenna elements of the array antenna. Therefore, an array antenna having a beam shape similar to that shown in FIG. 9A can be realized by setting the inter-element distance d to about 0.4 ⁇ .
  • antenna elements 120-1 to 120-3 are arranged at three vertices of an equilateral triangle, and UWB antenna 111 is arranged at the center of gravity of the equilateral triangle. Then, the relative amplitude phase information calculation unit 124 calculates relative amplitude phase information indicating the relative amplitude and the phase difference between the antenna elements from the signals received by the antenna elements 120-1 to 120-3 and the UWB antenna 111.
  • the antenna elements 120-1 to 120-3 and the UWB antenna 111 constitute an array antenna, and the symmetry of the shape of the array antenna is improved. Therefore, an array that can receive signals from any direction in a well-balanced manner. An antenna can be realized.
  • UWB antenna 111 may be arranged at the center of gravity of an equilateral triangle in which antenna elements 120-1 to 120-3 are arranged. That is, in this case, the UWB antenna 111 functions only as an antenna that receives the entire band signal radiated from the tag, and is not shared as one of the antenna elements constituting the array antenna for direction of arrival estimation. .
  • the antenna elements 120-1 to 120-3 are particularly preferably a monopole antenna, a sleeve dipole antenna, or a microstrip antenna, but are not limited thereto. Further, by arranging the antenna elements 120-1 to 120-3 on the ground plane as monopole antennas or sleeve dipole antennas, or by using the antenna elements 120-1 to 120-3 as microstrip antennas, the radio arrival direction In the estimation device 110C, it is possible to estimate the three-dimensional direction of arrival for the hemisphere above the ground plane.
  • the wireless arrival direction estimation device and wireless arrival direction estimation method according to the present invention can be applied to a wireless tag system including a reader / writer and a wireless tag.

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Abstract

　短い間隔で複数のアンテナが配置された場合でも、所望のタグからの電波の到来方向を正確に推定する無線到来方向推定装置。タイミング検出部（１１４）からＩＤ検出タイミングがスイッチ（２０１）に与えられると、到来方向推定部（１２５）では、タグＩＤのディジタル値“１”又は“０”に関係付けられた相対振幅位相情報が得られる。タグＩＤのディジタル値“１”と関係付けられた相対振幅位相情報を行列の要素毎に加算する第１加算部（２０２）と、タグＩＤのディジタル値“０”と関係付けられた相対振幅位相情報を行列の要素毎に加算する第２加算部（２０３）とにおいて、単位周期毎に相対振幅位相情報がそれぞれ１個形成される。ＯＯＫ信号は、演算器（２０４）にて、第１加算部（２０２）で生成された相対振幅位相情報から第２加算部（２０３）で生成された相対振幅位相情報が減算され、ディジタル値“１”位相に対応する信号の位相が抽出される。

Description

無線到来方向推定装置及び無線到来方向推定方法
　本発明は、特定のタグの電波到来方向を推定する無線到来方向推定装置及び無線到来方向推定方法に関する。
　ＵＷＢ（Ultra Wide Band）無線においては、その広帯域性を利用した高精度の測距が可能となった。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１５．４ａ規格においては４点測位方式や、ラウンドトリップ時間を測定することにより測距する方法が開示されている。また、タグの位置を測定する方式としては、上記の測距結果と、タグが存在する方位角を無線電波の到来方向と推定する技術とを組み合わせることによって、タグの位置を測定する方式があり、タグの位置は原理的には極座標の原理から得られる。
　無線電波の到来方向推定技術を網羅した文献としては、例えば非特許文献１が挙げられる。非特許文献１に示されるように、アレーアンテナによって得られる信号から相関行列又は共分散行列を求め、求めた行列を用いて、固有ベクトル計算する方法（例えば、ＭＵＳＩＣ法など）、ビームスイープ、ナルスイープ（例えば、Ｃａｐｏｎ法など）がある。
　しかしながら、実際のＩＲ－ＵＷＢ（Impulse Response-UWB）のパルスは、非特許文献１において前提としているような狭帯域信号又は搬送波と比較して広帯域であり、その周波数特性も一般のアレー素子系統間での誤差が多くなることから、上記方式を用いると大きな誤差が生じる。
　これに対して、ＵＷＢを用いた無線到来方向推定装置としては、例えば、特許文献１に示すように、距離測定ユニットを複数備え、タグからの電波の到来時間差を用いて電波の到来方向を推定することが開示されている。
　図１は、受信ユニット（アンテナ素子）１１～１４を有するアレーアンテナ１０の構成を示す。アレーアンテナ１０は、物体から反射された信号が各受信ユニットに到着するタイミングの差を用いて、物体の方位角を計算する。
特表２００７－５１８９６８号公報
菊間信良著、"アレーアンテナによる適応信号処理"、科学技術出版、１９９８年 羽石操監修、"最新平面アンテナ技術"、（株）総合技術センター、ｐ．３１９－３２０
　しかしながら、上記特許文献１に示すような構成では、４つの受信ユニットがお互いに離れた位置に配置された場合、電波の到来方向の正確な角度が得られるが、これらの受信ユニットが互いに近接した位置に配置された場合、電波の到来方向の正確な角度を求めることが困難となる。これは、各受信ユニットで信号を受信するタイミングの時間差が非常に小さいためである。
　例えば、アレーアンテナを構成する複数の受信ユニットの最大間隔が２０ｃｍと仮定したとき、１０ｍ先に存在する物体（送信ユニット）を２．５度の精度（３０ｃｍ程度の精度）で測定する場合、それぞれの受信ユニットにおける測定距離差は６ｍｍが必要となる。しかしながら、実際のＵＷＢを用いた無線到来方向推定装置においては、特許文献１にも示されているように、パルス幅は２ナノ秒程度であり、３０ｃｍ程度の行路長の誤差が生じる。従って、特許文献１に示すような構成では、複数の受信ユニットが互いに近接した位置に配置された場合に、電波の到来方向を精度よく推定することは困難であった。
　本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、短い間隔で複数のアンテナ素子が配置された場合においても、所望のタグからの電波の到来方向を正確に推定する無線到来方向推定装置及び無線到来方向推定方法を提供することを目的とする。
　本発明の無線到来方向推定装置は、タグから送信された信号を受信するＵＷＢアンテナと、前記ＵＷＢアンテナによって受信した前記信号からタグＩＤを検出するタグＩＤ検出手段と、前記タグＩＤが検出されたタイミングと、前記タグＩＤのＩＤビット列のサンプルタイミングとを対応付けて検出するタイミング検出手段と、前記タグから送信された信号を受信する複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナと、前記アレーアンテナによって受信した前記信号から前記複数のアンテナ素子間の相対振幅及び位相差を示す相対振幅位相情報を算出する算出手段と、前記ＩＤビット列のサンプルタイミングと対応付けられたタイミングと、前記相対振幅位相情報とを用いて、前記タグから送信された信号の到来方向を推定する到来方向推定手段と、を具備する構成を採る。
　本発明の無線到来方向推定方法は、タグから送信され、ＵＷＢアンテナによって受信した信号からタグＩＤを検出するタグＩＤ検出工程と、前記タグＩＤが検出されたタイミングと、前記タグＩＤのＩＤビット列のサンプルタイミングとを対応付けて検出するタイミング検出工程と、前記タグから送信され、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナによって受信した信号から前記複数のアンテナ素子間の相対振幅及び位相差を示す相対振幅位相情報を算出する算出工程と、前記ＩＤビット列のサンプルタイミングと対応付けられたタイミングと、前記相対振幅位相情報とを用いて、前記タグから送信された信号の到来方向を推定する到来方向推定工程と、を具備するようにした。
　本発明によれば、短い間隔で複数のアンテナが配置された場合においても、所望のタグからの電波の到来方向を正確に推定することができる。
無線到来方向推定装置のアレーの概略構成を示す図 本発明の実施の形態１に係る無線到来方向推定装置の構成を示すブロック図 図２に示した到来方向推定部の内部構成を示すブロック図 無線到来方向推定装置の具体的処理タイミングの一例を示す図 無線到来方向推定結果を示す図 本発明の実施の形態２に係る無線到来方向推定装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態３に係る無線到来方向推定装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態３に係るアンテナ部全体の構成例を示す図 本発明の実施の形態３に係るアレーアンテナの素子間距離とビーム形状の関係を示す図 本発明の実施の形態４に係る無線到来方向推定装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態４に係るアンテナ部全体の構成例を示す図
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。ただし、実施の形態において、同一の機能を有する構成には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
　（実施の形態１）
　図２は、本発明の実施の形態１に係る無線到来方向推定装置の構成を示すブロック図である。この図において、タグ１００は、アクティブ方式、パッシブ方式、セミパッシブ方式のいずれの方式においても、タグ１００に付与されたＩＤをＩＲ－ＵＷＢ信号を用いてリーダに放射する。
　リーダ１１０では、タグから放射されたＩＲ－ＵＷＢ信号をＵＷＢアンテナ１１１で受信し、受信したＩＲ－ＵＷＢ信号をＵＷＢ復調部１１２に出力する。
　ＵＷＢ復調部１１２は、受信したＩＲ－ＵＷＢ信号をベースバンド信号へ変換し、タグＩＤ検出部に出力する。なお、インパルス型のＵＷＢ復調部としては、一般的には、高周波特性の優れたダイオードを用いて包絡線検波を行うことにより、ベースバンド信号を得ることができる。
　タグＩＤ検出部１１３は、ＵＷＢ復調部１１２から出力されたベースバンド信号と、タグとリーダとの間で予め定められた符号系列（例えば、ＰＮ符号やＧＯＬＤ符号）の複数の符号と比較する。比較の結果が一致した場合、タグＩＤ検出部１１３は、取得したベースバンド信号を所望のタグＩＤであると認識する。具体的には、ＩＲ－ＵＷＢでは、２ナノ秒程度のパルス幅の信号でタグＩＤが送出されるため、タグＩＤ検出部１１３は、インパルスＵＷＢのパルス幅で信号を検出できるように十分高速のクロックにてタグＩＤ信号をサンプリングする。本実施の形態においては、タグＩＤを表すビット列の各ビットとして、複数のＵＷＢパルス列を用いて符号“０”及び“１”が送出されるので、１ビットのＩＤ検出のためには複数のパルスをサンプリングする。従って、タグＩＤ検出部１１３は、タグＩＤを表すビット列の各ビット（“０”または“１”）の変化点のタイミング及び各ＩＤを形成するＵＷＢパルスのサンプルタイミングの両者を保持するか、又は、タグＩＤを表すビット列の各ビット（“０”または“１”）の変化点のみのタイミングを保持しており、このタイミングをタイミング検出部１１４に出力する。
　タイミング検出部１１４は、タグＩＤ検出部１１３から出力されたタイミングを受信時刻としてＩＤのビット毎に対応付けて検出する。
　一方、タグより放射されたＩＲ－ＵＷＢ信号をアンテナ素子１２０－１～１２０－３の各々で受信する。これらのアンテナ素子１２０－１～１２０－３はアレーアンテナを構成し、アンテナ素子の数は、所望精度、所望ＩＤ検出数によりその数が決定される。ここでは所望ＩＤ検出数を１とし、その他に定常反射波がある場合を想定してアンテナ数を３として説明する。
　上記ＵＷＢアンテナ１１１は、タグから放射された全帯域信号を受信するアンテナであるのに対して、アンテナ素子１２０－１～１２０－３は、ＩＲ－ＵＷＢ帯域の一部の帯域を受信する狭帯域のアンテナである。電波の到来方向を推定する際には、基本原理として各アンテナ系統間の位相誤差が到来方向推定の推定結果誤差となるため、アンテナ系統間の位相誤差をキャリブレーション等により所望誤差範囲内に管理する必要がある。このため、ＵＷＢのような広帯域信号においては、広帯域すべての帯域で位相精度を管理する必要があり、この実現には困難が伴う。
　狭帯域信号として最も簡易な例としては、ＩＲ－ＵＷＢ信号に含まれる単一連続波（以下、「ＣＷ：Continuous Wave」という）信号を用いることができる。ＩＲ－ＵＷＢ方式におけるＵＷＢ信号は、送信側の水晶発振回路で発振される周波数のエッジ信号がバンドパスフィルタを通過することにより生成される。ＩＲ－ＵＷＢ信号は、例えば、水晶発振子の周波数が１０ＭＨｚであるとすれば、ＵＷＢ下帯域３．４～４．８ＧＨｚ又はＵＷＢ上帯域７．２５～１０．６ＧＨｚに１０ＭＨｚ間隔のＣＷが並ぶ信号と考えることができる。従って、本実施の形態において、例えばＩＲ－ＵＷＢ信号を４ＧＨｚ又は８ＧＨｚのＣＷとして扱い、アレーアンテナの各アンテナ素子の中心周波数を４ＧＨｚ又は８ＧＨｚの周波数に設定することができる。
　各アンテナ素子で受信された信号は、バンドパスフィルタ１２１－１～１２１－３を通過して干渉除去された後、ダウンコンバータ１２２－１～１２２－３でＩＦ信号又はＩＱベースバンド信号に変換される。ＩＦ信号としては、例えば１０ＭＨｚのＩＦ信号に変換する。この場合、ローカル信号は４ＧＨｚ／８ＧＨｚの上方又は下方に１０Ｍｚ離れた信号であり、近接したイメージを除去するためにイメージリジェクションミキサを用いることが望ましい。ＩＱベースバンド信号に変換される場合には、イメージ信号が無いため遮断周波数５ＭＨｚ程度のベースバンドフィルタにより隣接ＣＷ信号がカットされる。
　ダウンコンバータ１２２－１～１２２－３で生成されたＩＦ信号又はＩＱベースバンド信号は、ＡＤ変換部１２３－１～１２３－３へ入力され、ディジタル信号に変換されて相対振幅位相情報算出部１２４に入力される。
　相対振幅位相情報算出部１２４は、ＡＤ変換部１２３－１～１２３－３から出力されたディジタル信号を用いて、サンプル毎に各アンテナ素子の入力信号に対して、相関行列又は共分散行列を算出する。パルスがＯＯＫ（On-Off-Keying）方式のＩＲ－ＵＷＢの場合には、信号がＤＣ成分を持つため、一般的には、相関行列から信号平均成分を減算する共分散行列を算出する。また、パルスがバイフェーズ方式のＩＲ－ＵＷＢの場合には、信号はＤＣ成分を持たないため、一般的には、相関行列を用いてもよい。相関行列又は共分散行列は相対振幅位相情報算出部１２４内のメモリに蓄積される。
　到来方向推定部１２５は、相対振幅位相情報算出部１２４に蓄積された相関行列又は共分散行列と、タイミング検出部１１４から出力されたタイミングとを用いて、タグ１００からの無線電波の到来方向を推定する。以下、到来方向推定部１２５の詳細について説明する。
　図３は、図２に示した到来方向推定部１２５の内部構成を示すブロック図である。ここで、リーダ１１０の同一筐体内では基準クロックを共有し、タイミング検出部１１４から出力されたＩＤ検出タイミングが、クロックに対するカウンタ又はメモリのアドレス値としてスイッチ２０１に与えられるとする。到来方向推定部１２５では、タグＩＤのディジタル値“１”又は“０”のいずれかに関係付けられた相対振幅位相情報が得られる。
　従って、これらのタグＩＤのディジタル値“１”と関係付けられた相対振幅位相情報を行列の要素毎に加算する第１加算部２０２と、タグＩＤのディジタル値“０”と関係付けられた相対振幅位相情報を行列の要素毎に加算する第２加算部２０３とにおいて、単位周期（複数のＵＷＢパルスから生成されるタグＩＤの１ビットが送出されるビット周期）毎に相対振幅位相情報がそれぞれ１個形成される。
　タグが１個のみ存在する場合、ＯＯＫ信号では、演算器２０４において、第１加算部２０２で生成された相対振幅位相情報から第２加算部２０３で生成された相対振幅位相情報が減算され、ディジタル値“１”位相に対応する信号の位相が抽出される。ここで、ディジタル値“１”に対応する情報は、タグからの到来信号（タグＩＤを示すビット列に含まれるビット“１”を示す信号）と、タグ以外からの反射波などのノイズ成分を含む。一方、ディジタル値“０”に対応する情報は、タグＩＤ以外からの反射波を含む不要な信号（ノイズ成分）である。従って、上記のように、ディジタル値“１”と関係付けられた情報からディジタル値“０”と関係付けられた情報を減算することにより、簡便な構成でタグ以外からの反射波の信号を除去することができ、タグからの電波の到来方向推定の精度を向上することができる。
　また、バイフェーズ信号は、位相が逆転されて加えられるために、位相が同相合成される。フーリエビームスイープ部２０５は、この相対振幅位相情報を用いて、フーリエビームをアジマス角又はエレベーション角に対してスイープさせることにより、信号強度として到来方向分布を得ることができる。ピーク検出部２０６は、この方位角スペクトル信号の信号強度のピーク値を得ることにより、無線電波の到来方向を検知することができる。
　次に、無線到来方向推定装置の具体的処理タイミングの一例について図４を用いて説明する。図４の横軸は、サンプルタイミングであり、縦軸は、各サンプルタイミングにおけるアンテナ素子１２０－１～１２０－３で受信する信号の強度である。図４Ａは、パッシブ方式又はセミパッシブ方式によりリーダ１１０から周期的なインパルス信号が送出され、それに対して３０度方向から反射波が到来し、この反射波を受信したときのアンテナ１２０－１～１２０－３における波形である。なお、３０度方向とは、アンテナ１２０－１～１２０－３が配置された直線の法線方向とのなす角度である。
　リーダ１１０は、パッシブ方式又はセミパッシブ方式の場合には、リーダ１１０側から無線ＬＡＮのビーコンに相当するエリア報知情報を送出する。ＩＲ－ＵＷＢの場合には、１０ＭＨｚ程度の一定周期のインパルス信号が送出される。パルス信号はＵＷＢの特性から２ナノ秒程度のパルス幅になる。
　実際の電波伝搬環境においては、リーダ１１０の周辺に壁や机などの什器が置かれている場合が多く、リーダ１１０からのパルス波形が壁面等から反射されてそのままリーダ１１０に戻ってくる。そのため、リーダ１１０のアレーアンテナでは、不要な反射波のパルスが受信される。この場合、アレーアンテナの各アンテナ素子での信号は、広帯域パルスの各周波数成分に対してアンテナ素子と壁面との行路長差に対応して位相が変動する。例えば、４ＧＨｚを適用する場合に１／２波長の素子間隔で設計されたアレーアンテナにおいて、３０度方向から到来する信号は１／４波長の位相差によりアンテナ素子に到来するが、３ＧＨｚ及び５ＧＨｚでは２５パーセントほど位相誤差が生じる。本発明においては、インパルス信号をダウンコンバートして狭帯域信号として扱うので、この誤差は生じない。
　図４Ｂは、－３０度方向に存在するタグ１００が、リーダ１１０からのパッシブ方式によるインパルス信号に対してＩＤを付加し、ＩＤが付加された信号をリーダ１１０が受信したときの、アンテナ１２０－１～１２０－３における波形である。なお、―３０度方向とは、アンテナ１２０－１～１２０－３が配置された直線の法線方向とのなす角度である。図４において、横軸はサンプリングタイミングの一例を示すが、タグ１００はリーダ１１０からの周期的パルスに対して、５０サンプルずつの単位でＩＤビットを返送する例を示している。
　図４Ｂは、０から５０サンプルまでは符号“１”、５１サンプルから１００サンプルまでは符号“０”、１０１サンプルから１５０サンプルまでは符号“１”、１５１サンプルから２００サンプルまでは符号“１”、２０１サンプルから２５６サンプルまでは符号“０”が送られている様子を示しているものとする。振幅は、図４Ａと図４Ｂとを比較できるように、タグ１００からの信号を図４Ａの振幅の１／２でアレーアンテナが受信している例を示している。この場合も同様に、アレーアンテナの各アンテナ素子での信号は、広帯域パルスの各周波数成分に対してリーダアンテナ素子と壁面との行路長差に対応して位相が変動する。例えば、４ＧＨｚを適用する場合に１／２波長の素子間隔で設計されたアレーアンテナにおいては、－３０度方向から到来する信号は１／４波長の位相差によりアンテナ素子に到来するが、３ＧＨｚ及び５ＧＨｚでは２５パーセントほど位相誤差が生じる。本発明においては、インパルス信号をダウンコンバートして狭帯域信号として扱うので、この誤差は生じない。
　図４Ｃは、図４Ａに示した信号と図４Ｂに示した信号とが合成されたときのダウンコンバータ出力のＩＦ信号又はＩＱベースバンド信号である。図４Ｃに示すように、信号は、パルス発生の周期（例えば、１０ＭＨｚ）にダウンコンバートされるため、２つの信号が合成される。そして、その合成信号の位相がＩ信号（実線）の振幅、Ｑ信号（波線）の振幅として観測されている。ここでも、タグ１００がリーダ１１０に対し、５０サンプルずつの単位でＩＤビットを返送する例を示している。すなわち、０から５０サンプルまでは符号“１”、５１サンプルから１００サンプルまでは符号“０”、１０１サンプルから１５０サンプルまでは符号“１”、１５１サンプルから２００サンプルまでは符号“１”、２０１サンプルから２５６サンプルまでは符号“０”が送られていることは、タイミング検出部１１４より得られるＩＤ検出タイミング信号により識別可能である。
　ここで、符号“０”のときは、タグからの到来信号を含まず、反射波のみを含み、符号“１”のときはタグからの到来信号及び反射波を含む信号である。従って、符号“０”のときの相対振幅位相情報として、符号“０”のＩＤビットの符号内タイミングでサンプルされた複数のサンプルデータ（上記の例で言えば５０サンプルのデータ）から、共分散行列を導出する。また、符号“１”のときの相対振幅位相情報として、符号“１”のＩＤビットの符号内タイミングでサンプルされた複数のサンプルデータ（上記の例で言えば５０サンプルのデータ）から、共分散行列を導出する。符号“０”のときの相対振幅位相情報と、符号“１”のときの相対振幅位相情報は同数である。アンテナが３本であるときには、結果として３行３列の行列として得られる共分散行列を導出する。次に、符号“０”、“１”それぞれについて、各符号に対応する共分散行列をそれぞれ加算し、符号“１”のときの加算結果から符号“０”のときの加算結果を減算した後、結果として１個の３行３列の共分散行列を用いて生成されるフーリエビーム及びピーク検出により電波の到来方向を検出すればよい。ここでは、相対振幅位相情報として共分散行列を用いたが、アンテナ素子間位相差情報を検出できるものであればよく、共分散行列以外のものを用いてもよい。なお、ここまでは符号“０”、符号“１”の５０サンプル全ての区間の信号を使って相対振幅位相情報を検出するとしているが、符号の切り替えの境目で位相が不連続とならないように、各符号の一部の区間のサンプルを用いて相対振幅位相情報を計算してもよい。
　次に、図５Ａは、図４Ａに示した信号と図４Ｂに示した信号とが合成されたときに、ＩＤによる共分散行列の識別を行わない場合のフーリエビームスイープ部２０５の出力結果である。図５の横軸は、推定アジマス（Ａｚｉｍｕｔｈ、水平面内）角度（単位：度）であり、縦軸は、各角度における信号強度である。この場合では、本発明と動作が異なるが、０から２５６サンプルまでの各サンプルタイミングを用いて導出された共分散行列を用いて、フーリエビームを計算した結果となる。なお、フーリエビームとは、受信信号に対して、推定アジマス方向で想定されるアレー素子受信信号の相対位相差を補正しながら、受信信号をアンテナ素子すべてに渡り加算する方式であり、推定アジマス方向から信号が到来している場合には、受信信号が同相加算されるため信号強度が最大となる。推定アジマス角を－９０度から９０度又は－１８０度から１８０度までスイープすることにより、受信加算信号が最大となる方向を到来方向として推定する。共分散行列を計算することにより、アンテナ位相間の相対振幅及び位相が計算されるため、フーリエビームにより方向が推定できる。
　図５Ａから分かるように、この場合、タグによる到来信号の識別を行わないため、フーリエビームはタグの方向である－３０度と、壁面反射波の方向である３０度の２つの方向にピークを持つ。また、壁面反射波の方がタグより強いため、壁面反射の方向に最大ピークが生じ、誤検出が生じる。
　これに対して、図５Ｂは、図３の到来方向推定部１２５を用いた場合のフーリエビームスイープ部２０５出力結果である。上述したように、符号“１”のときの相対振幅位相情報の加算結果から符号“０”のときの相対振幅位相情報の加算結果を減算することにより、反射波の成分が減算されて影響が弱くなるため、タグ方向に最大ピークが得られる。
　このように実施の形態１によれば、ＩＲ－ＵＷＢ方式のリーダは受信信号をダウンコンバートして狭帯域化すると共に、特定のタグＩＤを検出したタイミングにて相対振幅位相情報を用いて無線電波の到来方向を推定することにより、アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子の間隔が１波長程度の小さなリーダにおいても、無線電波の到来方向を高精度に推定することができる。
　なお、本実施の形態では、パッシブ方式及びセミパッシブ方式において、壁面反射の影響のみを示しているが、アクティブ方式における複数タグの干渉及び多重波の影響に対しても、特定タグのＩＤを検出してそのタイミングにより無線電波の到来方向を推定してもよい。
　また、本実施の形態では、アレーアンテナが３つのアンテナ素子で構成される場合について説明したが、アンテナ素子の数は２つ以上であれば、本数は限定しない。また、アレーの形状も直線アレー、円形アレー（不等間隔アレーも含む）やＶ字型の形状を用いてアレーアンテナを構成してよい。また、アレーアンテナの一部としてＩＤ検出用のＵＷＢアンテナを用いてもよい。
　（実施の形態２）
　図６は、本発明の実施の形態２に係る無線到来方向推定装置１１０Ａの構成を示すブロック図である。図６が図２と異なる点は、アンテナ４２０－１～４２０－３、バンドパスフィルタ４２１－１～４２１－３、ダウンコンバータ４２２－１～４２２－３を追加し、ＡＤ変換部１２３－１～１２３－３をＡＤ変換部４２３－１～４２３－３に変更した点である。
　アンテナ４２０－１～４２０－３は、アンテナ１２０－１～１２０－３で受信するＵＷＢの帯域とは異なる帯域の信号を受信する。同様に、バンドパスフィルタ４２１－１～４２１－３、ダウンコンバータ４２２－１～４２２－３も、バンドパスフィルタ１２１－１～１２１－３、ダウンコンバータ１２２－１～１２２－３とは異なる帯域の信号を処理する。
　ＡＤ変換部４２３－１～４２３－３は、ダウンコンバータ１２２－１～１２２－３から出力された信号及びダウンコンバータ４２２－１～４２２－３から出力された信号の２種類の狭帯域信号のうち、受信レベルの良好な信号を選択するか、これら２種類の狭帯域信号を合成してＡＤ変換する。
　このように実施の形態２によれば、リーダは複数の帯域の信号を受信することにより、一部の帯域がフェージングにより受信レベルが下がった場合においても、他の周波数帯域の信号のフェージング周波数相関が低ければ、受信レベルが十分高い状態で信号を受信することができ、到来方向の推定精度を高精度に維持することができる。
　なお、本実施の形態では、ＵＷＢの２種類の狭帯域信号を用いたが、３種類以上の狭帯域信号を用いてもよい。
　（実施の形態３）
　図７は、本発明の実施の形態３に係る無線到来方向推定装置１１０Ｂの構成を示すブロック図である。図７が図２と異なる点は、アンテナ素子１２０－４、バンドパスフィルタ１２１－４、ダウンコンバータ１２２－４、及びＡＤ変換部１２３－４が追加された点である。すなわち、無線到来方向推定装置１１０Ｂは、電波の到来方向推定に用いるアレーアンテナを構成する４つのアンテナ素子を有している。また、相対振幅位相情報算出部１２４は、ＡＤ変換部１２３－１～１２３－４から出力されたディジタル信号を用いて、サンプル毎に各アンテナ素子の入力信号に対して、相関行列又は共分散行列を算出する。
　また、図８はアンテナ素子１２０－１～１２０－４からなるアレーアンテナとＵＷＢアンテナ１１１からなるアンテナ部全体の配置例を示す図である。
　図８において、アンテナ素子１２０－１～３は、一辺の長さがｄの正三角形の頂点に配置されている。そして、アンテナ素子１２０－４は、その正三角形の重心に配置されている。また、図８において、ＵＷＢアンテナ１１１は、正三角形の頂点に配置された３つのアンテナ素子の内でＵＷＢアンテナ１１１と最も近い１つ（図８では、アンテナ素子１２０－２）と距離Ｌだけ離れた位置に配置される。
　ここで、アンテナ素子１２０－１～３のアンテナ素子間距離ｄ、及び、アンテナ素子１２０－２とＵＷＢアンテナ１１１との離間距離Ｌは、ＩＲ－ＵＷＢ信号の周波数及び各アンテナ素子１２０の中心周波数に基づいて、以下のように決定される。なお、ここでは、ＩＲ－ＵＷＢ信号を４ＧＨｚ又は８ＧＨｚのＣＷとして扱い、アレーアンテナの各アンテナ素子１２０の中心周波数を４ＧＨｚ又は８ＧＨｚの周波数に設定する。
　無線到来方向推定装置１１０Ｂでは、アレーアンテナの外周を構成するアンテナ素子１２０の素子間距離ｄを、０．３６～０．４４λの範囲、又は０．７２～０．８８λの範囲で設定することが望ましい。ここで、ｄの単位であるλは、光速Ｃ（≒２．９９８×１０＾８ｍ／秒）と中心周波数ｆとより算出される波長を示している。
　図９は、アレーアンテナを等振幅励振させた場合の指向性ビーム形状が示されている。図９Ａ～Ｆは、それぞれ異なる素子間距離ｄでの指向性ビーム形状が示されている。図９Ａ～Ｆの素子間距離ｄは、それぞれ、０．４λ、０．５λ、０．３λ、０．７λ、０．８λ、０．９λである。図９において、横軸は、水平面内（Ａｚｉｍｕｔｈ）角度であり、縦軸は、最大値で正規化したアレーアンテナの指向性利得である。
　図９ＡとＢとを比較すると、図９Ｂの方が、０度方向のメインビームに対して±１８０方向のサイドローブが上昇していることが分かる。また、図９ＡとＣとを比較すると、図９Ｃの方が、メインビームの幅が広がっていることが分かる。
　図９Ｂのようにサイドローブが上昇すると、レベル差の有る２つの到来波の分離が困難となる。例えば、図９Ｂの場合、サイドローブはメインビームに対して約－４ｄＢである。従って、到来する２波に４ｄＢ以上のレベル差が有ると、その２波の到来方向を分離して推定できない。また、図９Ｃのようにメインビームが広がると、受信機ノイズの影響を受け易くなるので、到来波が１つの場合でも、到来方向の推定精度が劣化する。
　また、図９Ｄ～Ｆを見て分かるように、ｄが長くなるに従って、０度方向のメインビームは鋭くなる一方で、サイドローブは上昇する傾向がある。上述の通り、メインビーム幅及びサイドローブレベルは、到来方向推定の精度に影響を与えるので、無線到来方向推定装置１１０Ｂの使用環境等を考慮して、最適な素子間距離ｄを設定する必要がある。さらに、アンテナ素子間には、アンテナ素子同士の離間距離に応じた電磁界的な相互結合が生じる。この相互結合は、アンテナ素子の指向性パターンを歪ませ、アンテナとしての放射効率を低下させる。従って、無線到来方向推定装置１１０Ｂの構成をアンテナ素子間の離間距離を大きくして相互結合を抑えるような構成とすることが、工業製品としては好まれる。すなわち、無線到来方向推定装置１１０Ｂにおいてアンテナ部全体の寸法が多少大きくなっても、理論的な解析結果と良く一致する構成をとる方が、実用的である場合が多い。
　従って、図８のように構成された到来方向推定用のアレーアンテナでは、その外周を構成するアンテナ素子１２０－１～３の素子間距離ｄが、２つの到来波の分離性能と１つの到来波の推定精度とのトレードオフによって決定されるパラメータとなっている。これらの条件を考慮して、本実施の形態の無線到来方向推定装置１１０Ｂでは、素子間距離ｄは、略０．４λ、又は、略０．８λであることが望ましい。具体的には、ＩＲ－ＵＷＢ信号の中心周波数を例えば４ＧＨｚとして扱う場合、ｄは、０．４λとすれば、約３０ｍｍとなり、０．８λとすれば、約６０ｍｍとなる。また、ＩＲ－ＵＷＢ信号の中心周波数を例えば８ＧＨｚとして扱う場合、ｄは、０．４λとすれば、約１５ｍｍとなり、０．８λとすれば、約３０ｍｍとなる。
　また、上記した離間距離Ｌは、同じく波長単位で１λ以上であることが好ましい。これは、アンテナ間の相互結合度を－３０ｄＢ以下にするために目安となる離間距離である。例えば、２つのマイクロストリップアンテナの離間距離と相互結合度との関係は、非特許文献２に記載されている。この相互結合度が大きくなると、相互結合する２つのアンテナそれぞれの指向性に歪が生じて、到来方向の推定精度やＩＲ－ＵＷＢの受信感度が劣化する。
　以上のように本実施の形態によれば、無線到来方向推定装置１１０Ｂにおいて、アンテナ素子１２０－１～３は、正三角形の３つの頂点に配置され、アンテナ素子１２０－４は、その正三角形の重心に配置される。
　こうすることで、アレーアンテナ形状の対称性が向上するので、いずれの方向から到来する信号もバランス良く受信可能なアレーアンテナを実現することができる。
　より具体的には、その正三角形の一辺の長さｄは、無線到来方向推定装置１１０Ｂの受信信号の波長をλとする場合、０．３６～０．４４λの範囲、又は０．７２～０．８８λの範囲であることが望ましい。また、アンテナ素子１２０－１～３の内でＵＷＢアンテナ１１１と最も近いアンテナ素子１２０－２との離間距離Ｌは、１λ以上であることが望ましい。
　こうすることで、サイドローブレベルを抑えつつ、メインビームの鋭さを一定レベルに維持できるので、アレーアンテナの受信感度を向上できる。結果として、無線到来方向推定装置１１０Ｂにおける到来方向の推定精度も向上する。
　なお、アンテナ素子１２０－１～１２０－４としては、モノポールアンテナ、スリーブダイポールアンテナ、又はマイクロストリップアンテナが特に好適であるが、これに限定されるものではない。また、アンテナ素子１２０－１～１２０－３をモノポールアンテナ若しくはスリーブダイポールアンテナとして地板上に配置するか、又は、アンテナ素子１２０－１～１２０－３をマイクロストリップアンテナとすることにより、無線到来方向推定装置１１０Ｂにおいて、地板より上側の半球面に対する３次元の到来方向推定が可能となる。
　（実施の形態４）
　図１０は、本発明の実施の形態４に係る無線到来方向推定装置１００Ｃの構成を示すブロック図である。図１０が図７と異なる点は、ＵＷＢアンテナ１１１の後段に分配器８００が設けられるとともに、ＵＷＢアンテナ１１１が、到来方向推定に用いるアレーアンテナを構成するアンテナ素子の一つとして共用されている点である。つまり、ＵＷＢアンテナ１１１の受信信号は、分配器８００を用いて２つに分配された後、一方はＵＷＢ復調部１１２へ入力され、他方は到来方向推定用としてバンドパスフィルタ１２１－４へと入力される。また、相対振幅位相情報算出部１２４は、ＡＤ変換部１２３－１～１２３－４から出力されたディジタル信号を用いて、サンプル毎に各アンテナ素子の入力信号に対して、相関行列又は共分散行列を算出する。
　図１１は、アンテナ素子１２０－１～３及びＵＷＢアンテナ１１１からなるアンテナ部の構成例を示す図である。実施の形態３と同様に、図１１においても、アンテナ素子１２０－１～３は、一辺の長さがｄの正三角形の頂点に配置されている。そして、実施の形態４においては、ＵＷＢアンテナ１１１が、その正三角形の重心に配置されている。すなわち、ＵＷＢアンテナ１１１は、重心に配置され、アレーアンテナのアンテナ素子の１つとして共用される。従って、素子間距離ｄを０．４λ程度とすることで、図９Ａと同様のビーム形状となるアレーアンテナを実現できる。
　以上のように本実施の形態によれば、無線到来方向推定装置１１０Ｃにおいて、アンテナ素子１２０－１～３は、正三角形の３つの頂点に配置され、ＵＷＢアンテナ１１１は、正三角形の重心に配置され、相対振幅位相情報算出部１２４が、アンテナ素子１２０－１～３及びＵＷＢアンテナ１１１によって受信した信号から、アンテナ素子間の相対振幅及び位相差を示す相対振幅位相情報を算出する。
　こうすることで、アンテナ素子１２０－１～３及びＵＷＢアンテナ１１１がアレーアンテナを構成し、このアレーアンテナの形状の対称性が向上するので、いずれの方向から到来する信号もバランス良く受信可能なアレーアンテナを実現することができる。
　なお、以上の説明では、アレーアンテナを構成するアンテナ素子としてＵＷＢアンテナ１１１が用いられる場合について説明した。これに対して、実施の形態１に係る無線到来方向推定装置１１０において、アンテナ素子１２０－１～３が配置された正三角形の重心にＵＷＢアンテナ１１１を配置しても良い。すなわち、この場合には、ＵＷＢアンテナ１１１はタグから放射された全帯域信号を受信するアンテナとしてのみ機能し、到来方向推定用のアレーアンテナを構成するアンテナ素子の１つとして共用されることはない。
　なお、アンテナ素子１２０－１～１２０－３としては、モノポールアンテナ、スリーブダイポールアンテナ、又はマイクロストリップアンテナが特に好適であるが、これに限定されるものではない。また、アンテナ素子１２０－１～１２０－３をモノポールアンテナ若しくはスリーブダイポールアンテナとして地板上に配置するか、又は、アンテナ素子１２０－１～１２０－３をマイクロストリップアンテナとすることにより、無線到来方向推定装置１１０Ｃにおいて、地板より上側の半球面に対する３次元の到来方向推定が可能となる。
　２００８年９月３０日出願の特願２００８－２５３６５９及び２００９年５月１３日出願の特願２００９－１１６８２９の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
　本発明にかかる無線到来方向推定装置及び無線到来方向推定方法は、リーダ／ライタ及び無線タグを備える無線タグシステム等に適用できる。

Claims (9)

  1. 　タグから送信された信号を受信するＵＷＢアンテナと、
    　前記ＵＷＢアンテナによって受信した前記信号からタグＩＤを検出するタグＩＤ検出手段と、
    　前記タグＩＤが検出されたタイミングと、前記タグＩＤのＩＤビット列のサンプルタイミングとを対応付けて検出するタイミング検出手段と、
    　前記タグから送信された信号を受信する複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナと、
    　前記アレーアンテナによって受信した前記信号から前記複数のアンテナ素子間の相対振幅及び位相差を示す相対振幅位相情報を算出する算出手段と、
    　前記ＩＤビット列のサンプルタイミングと対応付けられたタイミングと、前記相対振幅位相情報とを用いて、前記タグから送信された信号の到来方向を推定する到来方向推定手段と、
    　を具備する無線到来方向推定装置。
  2. 　前記到来方向推定手段は、
    　前記ＩＤビット列のビット１に関係付けられたタイミングでサンプルされた複数のサンプルデータを用いて生成される相対振幅位相情報を加算する第１加算手段と、
    　前記ＩＤビット列のビット０に関係付けられたタイミングでサンプルされた複数のサンプルデータを用いて生成される相対振幅位相情報を加算する第２加算手段と、
    　前記第１加算手段によって加算された相対振幅位相情報から前記第２加算手段によって加算された相対振幅位相情報を減算する演算手段と、
    　前記演算手段の減算結果を用いて、フーリエビームをスイープさせて角度スペクトルを算出するフーリエビームスイープ手段と、
    　前記角度スペクトルのピークを検出するピーク検出手段と、
    　を具備する請求項１に記載の無線到来方向推定装置。
  3. 　前記複数のアンテナ素子は、前記ＵＷＢアンテナが受信する信号より狭帯域の信号を受信する請求項１に記載の無線到来方向推定装置。
  4. 　前記算出手段は、前記受信信号から相関行列又は共分散行列を前記相対振幅位相情報として算出する請求項１に記載の無線到来方向推定装置。
  5. 　前記アレーアンテナは、
    　第１中心周波数を有する第１の複数のアンテナ素子と、
    　前記第１中心周波数とは異なる第２中心周波数を有する第２の複数のアンテナ素子と、
    　を具備する請求項１に記載の無線到来方向推定装置。
  6. 　前記第１の複数のアンテナ素子によって受信した受信信号と前記第２複数のアンテナ素子によって受信した受信信号とを切り替え又は合成する切り替え合成手段を具備する請求項５に記載の無線到来方向推定装置。
  7. 　前記複数のアンテナ素子は、正三角形の３つの頂点に配置された第１乃至第３のアンテナ素子と、前記正三角形の重心に配置された第４のアンテナ素子とから構成される、
    　請求項１に記載の無線到来方向推定装置。
  8. 　前記複数のアンテナ素子は、正三角形の３つの頂点に配置された第１乃至第３のアンテナ素子から構成され、
    　前記ＵＷＢアンテナは、前記正三角形の重心に配置される、
    　請求項１に記載の無線到来方向推定装置。
  9. 　タグから送信され、ＵＷＢアンテナによって受信した信号からタグＩＤを検出するタグＩＤ検出工程と、
    　前記タグＩＤが検出されたタイミングと、前記タグＩＤのＩＤビット列のサンプルタイミングとを対応付けて検出するタイミング検出工程と、
    　前記タグから送信され、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナによって受信した信号から前記複数のアンテナ素子間の相対振幅及び位相差を示す相対振幅位相情報を算出する算出工程と、
    　前記ＩＤビット列のサンプルタイミングと対応付けられたタイミングと、前記相対振幅位相情報とを用いて、前記タグから送信された信号の到来方向を推定する到来方向推定工程と、
    　を具備する無線到来方向推定方法。
     
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