WO2010010761A1 - 絶縁型スイッチング電源装置 - Google Patents

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WO2010010761A1
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capacitor
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細谷達也
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Murata Manufacturing Co Ltd
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Murata Manufacturing Co Ltd
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    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters

Definitions

  • the present invention relates to an isolated switching power supply apparatus that uses a composite transformer having a plurality of secondary windings and uses its leakage inductance to eliminate the need for an external choke coil.
  • a low-pass filter for smoothing an output current is generally composed of an external inductor and a smoothing capacitor.
  • By deliberately reducing the degree of magnetic coupling of the transformer In addition, techniques for increasing leakage inductance are also known. Patent Documents 1 to 4 are shown as examples of these.
  • Patent Document 1 is configured such that a leakage gap is intentionally generated by providing a core gap GAP4 in the core of the insulating transformer T2, and an external inductor L is provided. The size can be reduced.
  • Patent Document 2 has an isolation transformer in which both the primary winding and the secondary winding have N turns, and the inductor L2 is intentionally increased from the isolation transformer. The leakage inductance is used.
  • Patent Document 3 as shown in FIG. 3, the primary winding 5a and the tertiary winding 5c of the transformer T1 are loosely coupled, the leakage inductance of the tertiary winding 5c is increased, and the external inductor is externally seen. It is a technology that can be eliminated.
  • Patent Document 4 is a technique that eliminates the need for an external choke coil by utilizing the leakage inductance L1 of the transformer T as shown in FIG. JP 2001-218457 A Special Table 2003-533163 International Publication WO2004 / 019472 Pamphlet JP 2007-43858 A
  • the insulating switching power supply devices disclosed in Patent Documents 1 to 4 have a fundamental problem. That is, when the leakage inductance of the transformer is used as an output current smoothing inductor, the inductance value is small only with the leakage inductance, and the output current ripple is large because the ability to smooth the output current is low.
  • the on-time ratio of the primary side switch element changes in order to control the output voltage, and the voltage generated in the secondary winding during the on period of the primary side switch element and the voltage generated in the secondary winding during the off period. As the difference between and increases, the output current ripple increases.
  • the magnetic coupling degree of the transformer is intentionally reduced by, for example, providing an air gap in the transformer core in an attempt to increase the leakage inductance value, the inductance value for energy transmission is also reduced. This will increase the size of the transformer itself.
  • an object of the present invention is to eliminate the above-mentioned problems, and without using a choke coil as an external inductor, and can sufficiently reduce output current ripple, and is an insulation type switching using a relatively small transformer. It is to provide a power supply device.
  • the present invention is configured as follows to solve the above-described problems.
  • a DC power input unit to which a DC input voltage Vi is input; At least a first primary winding np, a first secondary winding ns, a second secondary winding nf1, and a third secondary winding nf2 that are magnetically coupled are provided.
  • a first transformer T A first switching circuit S1 including a parallel circuit of a first switching element Q1, a first capacitor C1, and a first diode D1, A series circuit composed of the first primary winding np and the first switch circuit S1 connected in series to the DC power supply input unit;
  • a first inductor Lrf1 formed as a leakage inductance in series with the second secondary winding nf1, The second inductor Lrf2, which is formed as a leakage inductance in series with the third secondary winding nf2, the first inductance Lrf1, the second inductor Lrf2, and the second inductor constituting the low-pass filter.
  • An insulated switching power supply device configured to transmit energy from a primary side to a secondary side in accordance with an on / off operation of the first switch circuit S1,
  • the second secondary winding nf1 and the third secondary winding nf2 are wound so that the number of turns is equal to each other and their magnetic polarities are opposite to each other.
  • the first secondary winding ns, the second secondary winding nf1, and the third secondary winding nf2 are connected in series to form a closed loop with the first capacitor Co;
  • the output voltage Vo is output from the output terminal of the low pass filter.
  • the first primary winding np and the first secondary winding ns are wound such that their magnetic polarities are the same, A second diode Ds that is turned on while the first switch circuit S1 is on; A forward converter having a third diode Df that is turned on while the first switch circuit S1 is off is configured.
  • the first primary winding np and the first secondary winding ns are wound so that their magnetic polarities are opposite to each other,
  • the first secondary winding ns includes a first diode Ds that is turned on during a period in which the first switch circuit S1 is turned off;
  • a flyback converter having a rectifying and smoothing circuit comprising: a third capacitor Co1 that discharges during a period when the first switch circuit S1 is on and charges during a period when the first switch circuit S1 is off. It is characterized by comprising.
  • a fourth capacitor Cr comprising a parallel circuit of a second switching element Q2, a fifth capacitor C2, and a fourth diode D2, A third inductor Lr connected in series with the first primary winding np and formed as a leakage inductance in series with the first primary winding np; A series circuit composed of the first primary winding np and the first switch circuit S1 is connected to the DC power supply input unit, A series circuit including the fourth capacitor and the second switch circuit S2 is configured to be connected in parallel to the first primary winding np or the first switch circuit S1.
  • a second switch circuit S2 composed of a parallel circuit of a second switching element Q2, a fifth capacitor C2, and a fourth diode D2, A sixth capacitor Cr1, A seventh capacitor Cr2, A third inductor Lr connected in series to the first primary winding np and formed as a leakage inductance in series with the first primary winding np;
  • a series circuit composed of the first switch circuit S1 and the second switch circuit S2 and a series circuit composed of the sixth capacitor Cr1 and the seventh capacitor Cr2 are parallel to the DC power supply input unit. Connected, Between the connection point between the first switch circuit S1 and the second switch circuit S2 and the connection point between the sixth capacitor Cr1 and the seventh capacitor Cr2, the first primary winding is provided.
  • a half bridge circuit is configured by connecting the line np.
  • a second switch circuit S2 composed of a parallel circuit of a second switching element Q2, a fifth capacitor C2, and a fourth diode D2,
  • a third switching circuit S3 comprising a parallel circuit of a third switching element Q3, an eighth capacitor C3, and a fifth diode D3;
  • a fourth switching circuit S4 comprising a parallel circuit of a fourth switching element Q4, a ninth capacitor C4, and a sixth diode D4;
  • a third inductor Lr connected in series with the first primary winding np and formed as a leakage inductance in series with the first primary winding np;
  • the first 1 A full bridge circuit is configured by connecting the next winding np.
  • the first primary winding np includes a second primary winding np1 and a third primary winding np2 whose one ends are connected to each other.
  • a second switching circuit S2 composed of a parallel circuit of a second switching element Q2, a fifth capacitor C2, and a fourth diode D2,
  • a series circuit composed of the second primary winding np1 and the second switch circuit S2 with respect to the DC power supply input unit;
  • a series circuit including the third primary winding np2 and the first switch circuit S1 is connected in parallel to each other.
  • the transformer T further including a fourth primary winding ni and a fourth secondary winding no;
  • a second switch circuit S2 comprising a parallel circuit of a second switching element Q2, a fifth capacitor C2, and a fourth diode D2, A fourth capacitor Cr; A tenth capacitor Ce;
  • a third inductor Lr connected in series with the first primary winding np and formed as a leakage inductance in series with the first primary winding np;
  • a fourth inductor Lri connected in series with the fourth primary winding ni and formed as a leakage inductance in series with the fourth primary winding ni; From the DC power supply input unit, a series circuit including the fourth primary winding ni and the first switch circuit S1, a first primary winding np, and the tenth capacitor Ce Are connected in parallel to each other,
  • a series circuit composed of the second switch circuit S2 and the fourth capacitor Cr is connected in parallel to the first primary winding np or the first switch circuit S1. .
  • the transformer T is wound so that energy transmission is performed from the primary side to the secondary side in a period in which the first switch circuit S1 is on and the second switch circuit S2 is off.
  • the first secondary winding ns and the fourth secondary winding no are connected in series,
  • a fifth inductor Lro formed as a leakage inductance in series with the fourth secondary winding no;
  • a second diode Ds that is turned on while the first switch circuit S1 is on;
  • a third diode Df that is turned on while the first switch circuit S1 is turned off is connected.
  • One end of the first secondary winding ns and the fourth secondary winding no are commonly connected, and the other end is connected to the second diode Ds or the third diode Df.
  • a center tap type rectifier circuit is configured.
  • a second diode Ds having a cathode connected to one end of the first secondary winding ns and an anode connected to one end of the eleventh capacitor;
  • a third diode Df having an anode connected to the one end of the first secondary winding ns and a cathode connected to a third capacitor Co1;
  • a voltage doubler rectifier circuit is configured by connecting the other end of the eleventh capacitor Co2 and the other end of the third capacitor Co1 to the other end of the first secondary winding ns.
  • the second secondary winding nf1 is connected between one end of the first secondary winding ns and a high potential side terminal of the second capacitor Co, and the third secondary winding The winding nf2 is connected between the other end of the first secondary winding ns and the low potential side terminal of the second capacitor Co.
  • the first transformer T further includes a fifth secondary winding nf3 and a sixth secondary winding nf4.
  • the fifth secondary winding nf3 and the sixth secondary winding nf4 are wound so that the number of turns is equal to each other and the magnetic polarities of the fifth secondary winding nf3 are opposite to each other.
  • the second secondary winding nf1, the third secondary winding nf2, the fifth secondary winding nf3, and the sixth secondary winding nf4 are the first secondary winding Connected in series to the winding ns, A sixth inductor Lrf3 formed as a leakage inductance in series with the fifth secondary winding nf3, connected in series with the fifth secondary winding nf3; A seventh inductor Lrf4 formed as a leakage inductance in series with the sixth secondary winding nf4, connected in series with the sixth secondary winding nf4; A second capacitor Co constituting a first low pass filter together with the sixth inductance Lrf3 and the seventh inductor Lrf4; The second inductor Lrf1 and the third capacitor Co1 that forms a second low-pass filter together with the third inductor Lrf2.
  • the output voltage Vo is output from the output terminal of the first low pass filter.
  • the first transformer T further includes a fifth secondary winding nf3 and a sixth secondary winding nf4.
  • the fifth secondary winding nf3 and the sixth secondary winding nf4 are wound so that the number of turns is equal to each other and the magnetic polarities of the fifth secondary winding nf3 are opposite to each other.
  • the second secondary winding nf1, the third secondary winding nf2, the fifth secondary winding nf3, and the sixth secondary winding nf4 are the first secondary winding Connected in series to the winding ns, A fifth inductor Lro formed as a leakage inductance in series with the fourth secondary winding no in series with the fourth secondary winding no; A sixth inductor Lrf3 formed as a leakage inductance in series with the fifth secondary winding nf3 in series with the fifth secondary winding nf3;
  • the seventh inductor Lrf4 configured by the leakage inductance of the sixth secondary winding nf4 in series with the sixth secondary winding nf4, the sixth inductance Lrf3, and the seventh inductor Lrf4
  • an eleventh capacitor Co2 constitu
  • the magnetic component can be only a transformer, it is not necessary to use an external inductor, and the switching power supply device can be downsized.
  • the secondary windings nf1 and nf2 can reduce switching noise when the transformer voltage is inverted.
  • the resistance to the common mode noise is enhanced by connecting the secondary windings nf1 and nf2 to the high potential side and the low potential side of the secondary winding ns or ns and no, respectively.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of an insulating switching power supply device disclosed in Patent Document 1.
  • FIG. It is a circuit diagram of an insulation type switching power supply device shown in patent documents 2. It is a circuit diagram of an insulation type switching power supply device shown in patent documents 3. It is a circuit diagram of an insulation type switching power supply device shown in patent documents 4.
  • 1 is a circuit diagram of an insulated switching power supply device according to a first embodiment. It is a circuit diagram of the insulation type switching power supply device concerning a 2nd embodiment. It is a circuit diagram of the insulation type switching power supply device concerning a 3rd embodiment. It is a wave form diagram of the insulation type switching power supply device concerning a 3rd embodiment. It is a circuit diagram of the insulation type switching power supply device concerning a 4th embodiment.
  • transformer used for the insulation type switching power supply device concerning a 13th embodiment. It is another structural example of the transformer used for the insulation type switching power supply device concerning a 14th embodiment. It is the other structural example of the transformer used for the insulation type switching power supply device which concerns on 15th Embodiment. It is another structural example of the transformer used for the insulation type switching power supply device according to the sixteenth embodiment. It is another structural example of the transformer used for the insulation type switching power supply device according to the seventeenth embodiment. It is another structural example of the transformer used for the insulation type switching power supply device concerning the 18th embodiment. It is another structural example of the transformer used for the insulation type switching power supply device according to the nineteenth embodiment.
  • transformer used for the insulation type switching power supply device concerning a 20th embodiment. It is another structural example of the transformer used for the insulation type switching power supply device concerning a 21st embodiment. It is another structural example of the transformer used for the insulation type switching power supply device concerning a 22nd embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the isolated switching power supply device according to the first embodiment.
  • the insulated switching power supply device includes a first primary winding np and a first switch circuit S1 connected in series to both ends of a DC power supply input unit to which a DC input voltage Vi is input.
  • the circuit is connected.
  • the first primary winding np forms a composite transformer T with the first secondary winding ns, the second secondary winding nf1, and the third secondary winding nf2.
  • One end of the first secondary winding ns is connected to one end of the second secondary winding nf1 and the cathode of the third diode Df, and the other end is connected to the cathode of the second diode Ds.
  • the second secondary winding nf1 has one end connected to the high potential side of the first secondary winding ns and the other end connected to the high potential side of the output terminal.
  • the third secondary winding nf2 has one end connected to the anode of the third diode Df and the anode of the second diode Ds, and the other end connected to the low potential side of the output terminal.
  • a second capacitor Co that is a smoothing capacitor is connected in parallel between the output terminals.
  • the first primary winding np and the first secondary winding ns are configured to be a forward type.
  • the second secondary winding nf1 and the third secondary winding nf2 are wound so that the number of turns is equal to each other and the magnetic polarity is opposite to each other. The resulting voltage is canceled out.
  • the magnetic flux not interlinked with the third secondary winding nf2 acts as a first inductor Lrf1 that is a leakage inductance.
  • the magnetic flux not interlinked with the second secondary winding nf1 acts as a second inductor Lrf2 that is a leakage inductance.
  • the first switch circuit S1 is configured by a parallel connection circuit of a first switching element Q1, a first diode D1, and a first capacitor C1.
  • the first switching element Q1 By configuring the first switching element Q1 with a field effect transistor such as a MOSFET, it is possible to use the parasitic diode as the first diode D1 and the parasitic capacitor as the first capacitor C1. As a result, the mounting as these individual components can be omitted, and the number of components can be reduced.
  • a field effect transistor such as a MOSFET
  • the on / off timing of the first switching element Q1 includes, for example, an output voltage detection circuit for detecting an output voltage, and an insulation feedback means such as a photocoupler is used when a predetermined voltage is exceeded. On / off control is performed based on the feedback.
  • the switching frequency is constant, so that frequency components such as EMI noise generated by the switching operation are also concentrated on the constant frequency. There is an advantage that it is easy to take measures against noise.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the second embodiment.
  • the first primary winding np and the first secondary winding ns in the first embodiment have opposite magnetic polarities. Polarity. That is, while the first embodiment is a forward method, the second embodiment is a flyback method. Accordingly, the third diode Df becomes unnecessary, but it is preferable to connect the third capacitor Co1 instead of the third diode Df in order to effectively reduce the current ripple.
  • a circuit configuration in which the second secondary winding nf1, the first inductance Lrf1, and the low-pass filter by the second capacitor Co are inserted becomes more current. Ripple can be reduced.
  • the third secondary is output during the period when the first switch circuit S1 including the parallel circuit of the first switching element Q1, the first diode D1, and the first capacitor C1 is on.
  • a current flows in the order of the winding nf2 ⁇ the third capacitor Co1 ⁇ the second secondary winding nf1, and the energy charged in the third capacitor Co1 and the second capacitor Co2 is output to the output terminal.
  • the second secondary winding nf2 ⁇ the second diode Ds ⁇ the first secondary winding ns ⁇ the second secondary winding nf1.
  • a current flows in order, and only the voltage generated in the first secondary winding ns is output to the output terminal.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the second embodiment are the effects (a), (c), (d), (e), and (f) among the effects mentioned in the first embodiment. , (G).
  • FIG. 7 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the third embodiment.
  • this isolated switching power supply device includes a third inductor Lr and a first primary winding with respect to the + side terminal and the ⁇ side terminal of the power input unit to which the DC voltage Vi is supplied.
  • a series circuit including the line np and the first switch circuit S1 is connected, and the connection point between the fourth capacitor Cr and the first switch circuit S1, the fourth capacitor Cr, and the second switch circuit S2. Is connected in parallel to either the first primary winding np or the first switch circuit S2.
  • the first switch circuit S1 includes a parallel connection circuit of a first switching element Q1, a first diode D1, and a first capacitor C1
  • the second switch circuit S2 includes a second switch circuit S2.
  • the switching element Q2, a fourth diode D2, and a fifth capacitor C2 are connected in parallel.
  • the parasitic diodes are the first diode D1 and the fourth diode D2, and the parasitic capacitor is the first capacitor. It can be used as C1 and the fifth capacitor C2. As a result, the mounting as these individual components can be omitted, and the number of components can be reduced.
  • the first switch circuit S1 and the second switch circuit S2 are short-circuited when both are turned on at the same time. Therefore, the first switch circuit S1 and the second switch circuit S2 are configured to be complementarily turned on / off with a minimum dead time. Is done.
  • the secondary side of the composite transformer T is provided with a first secondary winding ns and a fourth secondary winding no, and the first primary winding np and the first 1
  • the next winding ns is wound so as to have the same polarity, and the first primary winding np and the fourth secondary winding no have opposite polarities.
  • One end of the first secondary winding ns of the composite transformer T is connected to the cathode of the second diode Ds, and the other end of the first secondary winding ns is connected to the cathode of the third diode Df.
  • the anode of the third diode Df is connected to the anode of the second diode Ds.
  • One end of the fourth secondary winding no is connected to the cathode of the fourth diode Df and one end of the first secondary winding ns, and the other end of the fourth secondary winding no is the third end. Connected to one end of the secondary winding nf2.
  • a smoothing second capacitor Co is connected in parallel between the output terminals.
  • the first primary winding np and the first secondary winding ns in the composite transformer T are periods in which the first switch circuit S1 is on and the second switch circuit S2 is off.
  • the fourth secondary winding no the first switch circuit S1 is turned off and the second switch circuit S2 is turned on. Since the polarity of the winding is set so as to operate as a flyback system that sends power to the output during the period, the first switch circuit S1 is on and the second switch circuit S2 is off. Current flows in the order of two diodes Ds ⁇ first secondary winding ns ⁇ fourth secondary winding no ⁇ third secondary winding nf2 ⁇ second secondary winding nf1. Supplied.
  • the second secondary winding nf1 and the third secondary winding nf2 include the first secondary winding ns ⁇ the fourth secondary winding no ⁇ the third secondary winding.
  • the winding nf2 ⁇ the second secondary winding nf1 are connected in this order.
  • the composite transformer T energy transmission from the primary side to the secondary side can be realized in either the on period or the off period of the first switch circuit S1, so that the minimum dead time is necessary. Except for, energy transmission from the primary side to the secondary side can be performed over substantially the entire switching period. Furthermore, in the dead time period that is a short period during which the transmission path is switched, the first inductor Lrf1, the second inductor Lrf2, and the fifth inductor Lro that can be configured by the leakage flux of the transformer can suppress the current fluctuation, and thus output. Ripple noise can be greatly reduced, and the second capacitor Co for smoothing can be reduced in size.
  • the third inductor Lr is also a leakage inductance formed in series with the primary winding np by the leakage flux of the transformer. As a result, the noise component superimposed on the DC input voltage Vi can be reduced.
  • the voltage induced in the first secondary winding ns is Vo1
  • the voltage induced in the second secondary winding no is Vo2
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the third embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), and (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 8 is a waveform diagram of each part of the circuit of the insulated switching power supply device shown in FIG. The circuit operation will be described below with reference to FIG.
  • vgs1 and vgs2 are the gate-source voltages of the switching elements Q1 and Q2, respectively, and are waveforms that substantially represent the on / off states of the switching elements Q1 and Q2.
  • vds1 and vds2 are the drain-source voltages of the switching elements Q1 and Q2, respectively, and are substantially voltage waveforms across the capacitors C1 and C2.
  • id1, id2, ip, and iL are current waveforms of currents flowing through the switch circuits S1, S2, the first primary winding np, and the fifth inductor Lro, respectively.
  • the operation in the rated operation of this insulated switching power supply device can be divided into six operation states from time t1 to t7 in one switching cycle Ts.
  • the circuit operation will be described below for each state.
  • the current flowing to the secondary side of the composite transformer T is as follows: the third diode Ds ⁇ the first secondary winding ns ⁇ the fifth inductor Lro ⁇ the third secondary winding nf2 ⁇ the second inductor Lrf2 ⁇ The second secondary winding nf1 flows in the order of the first inductor Lrf1.
  • the current flowing to the secondary side of the composite transformer T is the fourth diode Df ⁇ the fourth secondary winding no ⁇ the fifth inductor Lro ⁇ the third secondary winding nf2 ⁇ the second inductor Lrf2 ⁇
  • the second secondary winding nf1 flows in the order of the first inductor Lrf1.
  • the on / off timing of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 has, for example, an output voltage detection circuit for detecting the output voltage, and a photo that exceeds a predetermined voltage is detected. Feedback is performed using an insulating feedback means such as a coupler, and on / off control is performed based on the feedback.
  • the switching frequency is constant, so that frequency components such as EMI noise generated by the switching operation are also concentrated on the constant frequency. There is an advantage that it is easy to take measures against noise.
  • PWM pulse amplitude modulation
  • PFM pulse frequency modulation
  • FIG. 9 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the fourth embodiment.
  • the secondary circuit is a center tap rectifier circuit. That is, in FIG. 9, the first secondary winding ns and the fourth secondary winding no are wound with the same polarity, one end is commonly connected, and the other ends are the second diode Ds and the third diode, respectively. Commonly connected via Df.
  • the second secondary winding nf1 has one end connected to the high potential side of the output terminal and the other end connected to the cathodes of the second diode Ds and the third diode Df.
  • the third secondary winding nf2 has one end connected to the low potential side of the output terminal and the other end connected to the common connection point of the first secondary winding ns and the fourth secondary winding no. ing.
  • the first switch circuit S1 is on, the second switch circuit S2 is off, and the first switch circuit S1 is off, so that the second switch circuit S2 is off.
  • Energy transmission from the primary side to the secondary side can be performed in both periods when is on.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the fourth embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 10 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the fifth embodiment.
  • the difference from the circuit shown in FIG. 7 is the connection order of the second secondary winding nf1 and the third secondary winding nf2. That is, in FIG. 10, the second secondary winding nf1 is on the high potential side and the third secondary winding nf2 is between the first secondary winding ns and the fourth secondary winding no. Connected to the low potential side.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the fifth embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), and (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 11 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the sixth embodiment.
  • the primary circuit is a half-bridge circuit. That is, a series circuit composed of the first switch circuit S1 and the second switch circuit S2 and a series circuit composed of the sixth capacitor Cr1 and the seventh capacitor Cr2 are connected in parallel to the DC input voltage Vi.
  • One end of the first primary winding np is connected to the connection point of the first switch circuit S1 and the second switch circuit S2, and the other end is connected to the connection point of the sixth capacitor Cr1 and the seventh capacitor Cr2. It is connected. Since other points are the same as those in the first embodiment, description thereof will be omitted.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the sixth embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), and (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 12 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the seventh embodiment.
  • the insulated switching power supply device shown in FIG. 12 has a configuration in which a third capacitor Co1 is added to both ends of the fourth secondary winding no in the circuit of the fifth embodiment shown in FIG. With such a configuration, the current ripple can be further reduced. Since other points are the same as those in the first embodiment, description thereof will be omitted.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply device according to the seventh embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 13 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the eighth embodiment.
  • the insulated switching power supply device shown in FIG. 13 differs from the fourth embodiment shown in FIG. 9 in the position of the fourth capacitor Cr. That is, in FIG. 13, the second switch circuit S2 is connected in parallel to the series circuit including the first primary winding np, the fourth capacitor Cr, and the first switch circuit S1. Yes. With this configuration, the sum of the voltage across the first primary winding np and the voltage across the fourth capacitor Cr becomes equal to the DC input voltage Vi, and the voltage applied across the switch circuit S1. Therefore, the withstand voltage of a switching element such as a MOSFET used in the switch circuit S1 can be reduced, and the size can be reduced. Since other points are the same as those in the first embodiment, description thereof will be omitted.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the eighth embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), and (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 14 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the ninth embodiment.
  • the insulated switching power supply device shown in FIG. 14 differs from the sixth embodiment in that the primary circuit is configured as a full bridge circuit instead of a half bridge circuit. That is, the third switch circuit S3 and the fourth switch circuit S4 are connected in place of the sixth capacitor Cr1 and the seventh capacitor Cr2. Since other points are the same as those in the sixth embodiment, description thereof is omitted.
  • MOSFET etc. also about 3rd switch circuit S3 and 4th switch circuit S4 similarly to 1st switch circuit S1 and 2nd switch circuit S2.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the ninth embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), and (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 15 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the tenth embodiment.
  • the primary side circuit is configured as a push-pull circuit instead of a half-bridge circuit. That is, as shown in FIG. 15, the primary winding of the composite transformer T is composed of the second primary winding np1 and the third primary winding np2, and the first input winding Vi is A series circuit composed of two primary windings np1 and the second switch circuit S2 and a series circuit composed of the third primary winding np2 and the first switch circuit S1 are connected in parallel. Since other points are the same as those in the sixth embodiment, description thereof is omitted.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the tenth embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), and (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 16 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the eleventh embodiment.
  • the isolated switching power supply device shown in FIG. 16 is the same as the third embodiment shown in FIG. 7 for the primary side circuit, and the same as the first embodiment shown in FIG. 5 for the secondary side circuit. It is.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the eleventh embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), and (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 17 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the twelfth embodiment. 17 is the same as the third embodiment shown in FIG. 7 for the primary side circuit, and the same as the second embodiment shown in FIG. 6 for the secondary side circuit. It is.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the twelfth embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), and (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 18 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the thirteenth embodiment.
  • the insulated switching power supply device shown in FIG. 18 differs from the twelfth embodiment shown in FIG. 17 in that the secondary circuit is composed of a voltage doubler rectifier circuit.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the thirteenth embodiment are as follows: (a), (b), (c), (d), (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 19 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the fourteenth embodiment. 19 is different from the thirteenth embodiment shown in FIG. 18 in that the fourth secondary winding no is added to the first transformer T, and the connection point of the third diode Df. Is changed to one end of the fourth secondary winding no, and there is no change in being a voltage doubler rectifier circuit.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the fourteenth embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), and (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 20 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the fifteenth embodiment.
  • the insulation type switching power supply device shown in FIG. 20 is the same as the eighth embodiment shown in FIG. 13 for the primary side circuit, and the same as the fourth embodiment shown in FIG. 9 for the secondary side circuit.
  • a center tap rectifier circuit is configured, and a third capacitor Co1 is connected to both ends of the fourth secondary winding no in order to further reduce current ripple.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the fifteenth embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), and (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 21 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the sixteenth embodiment.
  • the fourth primary winding ni is connected in parallel to the first primary winding np as compared to the fifth embodiment shown in FIG. It has a configuration. That is, a series circuit including the third inductor Lr, the fourth primary winding ni, and the first switch circuit S1 is connected to both ends of the DC input power source Vi, and the fourth primary winding is connected.
  • a series circuit including a first primary winding np and a tenth capacitor Ce is connected between a connection point between ni and the first switch circuit S1 and a negative terminal of the DC input power source Vi.
  • a series circuit composed of the second switch circuit S2 and the fourth capacitor Cr is connected in parallel to one primary winding np.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the eleventh embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), and (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 22 is a circuit diagram of an isolated switching power supply apparatus according to the seventeenth embodiment.
  • the connection position of the fourth capacitor Cr2 is different in the primary side circuit compared to the sixteenth embodiment shown in FIG. That is, the fourth capacitor Cr is connected in series between the first primary winding np and the tenth capacitor Ce.
  • a center tap type rectifier circuit is configured as in the tenth embodiment shown in FIG.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the fifteenth embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), and (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 23 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the eighteenth embodiment.
  • the connection position of the fourth capacitor Cr2 is different in the primary side circuit compared to the sixteenth embodiment shown in FIG. That is, the fourth capacitor Cr is connected in series between the fourth primary winding ni and the first switch circuit S1.
  • a center tap type rectifier circuit is configured as in the tenth embodiment shown in FIG.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the eighteenth embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), and (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 24 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the nineteenth embodiment. 24 is the same as the sixteenth embodiment shown in FIG. 21 for the primary side circuit, and the same as the eleventh embodiment shown in FIG. 16 for the secondary side circuit. It is.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the nineteenth embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), and (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 25 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the twentieth embodiment.
  • the isolated switching power supply device shown in FIG. 25 has the same primary side circuit as that of the fourth embodiment shown in FIG. 9, and the secondary side circuit thereof is different from that of the fourth embodiment shown in FIG.
  • the fifth secondary winding nf3 is connected in series to the high potential side of the second secondary winding nf1
  • the sixth secondary winding nf4 is connected to the low potential side of the third secondary winding nf2.
  • the second capacitor Co is connected between the high potential side terminal of the fifth secondary winding nf3 and the low potential side terminal of the sixth secondary winding nf4.
  • a third capacitor Co1 is connected between the high potential side terminal of the second secondary winding nf1 and the low potential side terminal of the third secondary winding nf2.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the twentieth embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), and (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 26 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the twenty-first embodiment.
  • the isolated switching power supply device shown in FIG. 26 is the same as the fifth embodiment shown in FIG. 10 for the primary side circuit, and compared with the fifth embodiment shown in FIG. 10 for the secondary side circuit.
  • the fifth secondary winding nf3 is connected in series to the high potential side of the second secondary winding nf1
  • the sixth secondary winding nf4 is connected to the low potential side of the third secondary winding nf2.
  • the second capacitor Co is connected between the high potential side terminal of the fifth secondary winding nf3 and the low potential side terminal of the sixth secondary winding nf4.
  • An eleventh capacitor Ce is connected between the high-potential side terminal of the second secondary winding nf1 and the low-potential side terminal of the third secondary winding nf2, and the fourth secondary winding is connected.
  • a third capacitor Co1 is connected to both ends of the line no.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the twenty-first embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), and (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).
  • FIG. 27 is a circuit diagram of an isolated switching power supply device according to the twenty-second embodiment.
  • the isolated switching power supply device shown in FIG. 27 is the same as the sixteenth embodiment shown in FIG. 21 with respect to the primary side circuit, and the secondary side circuit is compared with the sixteenth embodiment shown in FIG.
  • the third capacitor Co1 is connected to both ends of the fourth secondary winding no. With this configuration, two stages of low pass filters are formed, and the ripple current can be further reduced.
  • the effects of the configuration of the insulated switching power supply according to the twenty-second embodiment are the effects (a), (b), (c), (d), and (e) among the effects mentioned in the first embodiment. , (F).

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Abstract

　トランスの２次側に第１の２次巻線（ｎｓ）と、第２の２次巻線（ｎｆ１）と、第３の２次巻線（ｎｆ２）と、を少なくとも備え、第２の２次巻線（ｎｆ１）と第３の２次巻線（ｎｆ２）は互いに巻数が等しく、かつ互いの磁気極性が逆極性になるように巻回されており、第２の２次巻線（ｎｆ１）に直列に接続された、第２の２次巻線（ｎｆ１）の漏洩インダクタンスで構成される第１のインダクタ（Ｌｒｆ１）と、第３の２次巻線（ｎｆ２）に直列に接続された、第３の２次巻線（ｎｆ２）の漏洩インダクタンスで構成される第２のインダクタ（Ｌｒｆ２）と、第１のキャパシタ（Ｃｏ）とでロー・パス・フィルタを構成し、ロー・パス・フィルタの出力端子から出力電圧Ｖｏが出力されるように構成する。

Description

絶縁型スイッチング電源装置
　この発明は、複数の２次側巻線を有する複合型トランスを用い、その漏洩インダクタンスを利用することで、外付けのチョークコイルを不要とする絶縁型スイッチング電源装置に関するものである。
　従来、一般的な絶縁型スイッチング電源装置としては、出力電流平滑用のロー・パス・フィルタとして、外付けインダクタと平滑コンデンサで構成されるものが一般的であった。また、外付けインダクタのインダクタンス値を小さくするために、トランスの２次側に生じる漏洩インダクタンスを積極的に利用することが知られており、トランスの磁気結合度を敢えて小さくすることで、意図的に漏洩インダクタンスを増大させる技術なども知られている。それらの一例として特許文献１～４を示す。
　下記の特許文献１は、図１（ａ）及び（ｂ）に示すように、絶縁トランスＴ２のコアにコアギャップＧＡＰ４を設けて意図的に漏洩インダクタンスが生じるように構成し、外付けインダクタＬを小型化できるようにしている。
　下記の特許文献２は、図２に示すように、１次巻線と２次巻線が共に巻数Ｎである絶縁変圧器を有し、インダクタＬ２には絶縁変圧器から生じる意図的に増大させた漏洩インダクタンスを利用するものである。
　下記の特許文献３は、図３に示すように、トランスＴ１の１次巻線５ａと３次巻線５ｃを疎結合させ、３次巻線５ｃの漏洩インダクタンスを大きくして外付けインダクタを外観上なくせるという技術である。
　下記の特許文献４は、図４に示すように、トランスＴの漏れインダクタンスＬ１を利用して外付けのチョークコイルを不要にするという技術である。
特開２００１－２１８４５７号公報 特表２００３－５３３１６３号公報 国際公開ＷＯ２００４／０１９４７２号パンフレット 特開２００７－４３８５８号公報
　ところが、特許文献１～４に示されている絶縁型スイッチング電源装置においては、根本的な問題点がある。すなわち、トランスの漏洩インダクタンスを出力電流平滑用インダクタとして利用した場合、漏洩インダクタンスだけではインダクタンス値が小さく、出力電流を平滑する能力が低いので出力電流リップルが大きくなる。特に出力電圧を制御するために１次側スイッチ素子のオン時間比率が変化して、１次側スイッチ素子のオン期間に２次巻線に生じる電圧と、オフ期間に２次巻線に生じる電圧との差が大きくなると、出力電流リップルは増大する。
　また、漏洩インダクタンス値を大きく取ろうとして、トランスのコアにエアギャップを設けるなどしてトランスの磁気結合度を意図的に小さくすると、エネルギー伝送のためのインダクタンス値も小さくなってしまい、結果的にトランス自体の大型化を招いてしまう。
　さらに、トランスの漏洩インダクタンスを利用したり、外付けインダクタとしてチョークコイルを用いたりした場合、これらは磁性材料でできた磁性体をコアとして有しているので、これらの磁性体には出力電流に伴って直流磁束が発生し、磁気飽和を防ぐためにはトランスまたはチョークコイルの大型化が避けられないといった問題があった。
　そこで、本発明の目的は、上述の問題を解消して、外付けインダクタとしてチョークコイルを必要とすることなく、かつ出力電流リップルを十分に低減でき、比較的小型なトランスを用いた絶縁型スイッチング電源装置を提供することにある。
　この発明は前記課題を解決するために次のように構成する。
（１）直流入力電圧Ｖｉが入力される直流電源入力部と、
　磁気的に結合された第１の１次巻線ｎｐと、第１の２次巻線ｎｓと、第２の２次巻線ｎｆ１と、第３の２次巻線ｎｆ２と、を少なくとも備えた第１のトランスＴと、
　第１のスイッチング素子Ｑ１と、第１のキャパシタＣ１と、第１のダイオードＤ１の並列回路からなる第１のスイッチ回路Ｓ１と、
　前記直流電源入力部に対して直列に接続される、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路と、
　前記第２の２次巻線ｎｆ１と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第１のインダクタＬｒｆ１と、
　前記第３の２次巻線ｎｆ２と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第２のインダクタＬｒｆ２と、前記第１のインダクタンスＬｒｆ１と、前記第２のインダクタＬｒｆ２と、ロー・パス・フィルタを構成する第１のキャパシタＣｏと、
　前記第１のスイッチ回路Ｓ１のオン／オフ動作に伴って１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように構成された絶縁型スイッチング電源装置であって、
　前記第２の２次巻線ｎｆ１と前記第３の２次巻線ｎｆ２は互いに巻数が等しく、かつ互いの磁気極性が逆極性になるように巻回されており、
　前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｆ１と前記第３の２次巻線ｎｆ２は前記第１のキャパシタＣｏと閉ループを構成するように直列に接続され、
　前記ロー・パス・フィルタの出力端子から出力電圧Ｖｏが出力されるように構成したことを特徴とする。
（２）前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓは、互いの磁気極性が同極性になるように巻回され、
　前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオンである期間にオンとなる第２のダイオードＤｓと、
　前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間にオンとなる第３のダイオードＤｆと、を有するフォワードコンバータを構成したことを特徴とする。
（３）前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓは、互いの磁気極性が逆極性になるように巻回され、
　前記第１の２次巻線ｎｓには、前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間にオンとなる第１のダイオードＤｓと、
　前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオンである期間に放電を行い、前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間に充電を行う第３のキャパシタＣｏ１と、からなる整流平滑回路を有するフライバックコンバータを構成したことを特徴とする。
（４）第４のキャパシタＣｒと、
　第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
　前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、を有し、
　前記直流電源入力部に対して、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路が接続され、
　前記第４のキャパシタと前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路が、前記第１の１次巻線ｎｐまたは前記第１のスイッチ回路Ｓ１に対して並列に接続されて構成されることを特徴とする。
（５）第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
　第６のキャパシタＣｒ１と、
　第７のキャパシタＣｒ２と、
　前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐのと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、を有し、を有し、
　前記直流電源入力部に対して、前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、前記第６のキャパシタＣｒ１と前記第７のキャパシタＣｒ２からなる直列回路が互いに並列接続され、
　前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２との接続点と、前記第６のキャパシタＣｒ１と前記第７のキャパシタＣｒ２との接続点との間に、前記第１の１次巻線ｎｐが接続されることで、ハーフブリッジ回路を構成したことを特徴とする。
（６）第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
　第３のスイッチング素子Ｑ３と、第８のキャパシタＣ３と、第５のダイオードＤ３の並列回路からなる第３のスイッチ回路Ｓ３と、
　第４のスイッチング素子Ｑ４と、第９のキャパシタＣ４と、第６のダイオードＤ４の並列回路からなる第４のスイッチ回路Ｓ４と、
　前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、を有し、
　前記直流電源入力部に対して、前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、前記第３のスイッチ回路Ｓ３と前記第４のスイッチ回路Ｓ４からなる直列回路が互いに並列接続され、
　前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２との接続点と、前記第３のスイッチ回路Ｓ３と前記第４のスイッチ回路Ｓ４との接続点との間に、前記第１の１次巻線ｎｐが接続されることで、フルブリッジ回路を構成したことを特徴とする。
（７）前記トランスＴは、前記第１の１次巻線ｎｐが、互いに一端が接続された第２の１次巻線ｎｐ１と第３の１次巻線ｎｐ２から構成され、
　第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２を有し、
　前記直流電源入力部に対して、前記第２の１次巻線ｎｐ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、
　前記第３の１次巻線ｎｐ２と前記第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路が、互いに並列接続されていることを特徴とする。
（８）第４の１次巻線ｎｉと、第４の２次巻線ｎｏとをさらに有する前記トランスＴと、
　第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
　第４のキャパシタＣｒと、
　第１０のキャパシタＣｅと、
　前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、
　前記第４の１次巻線ｎｉに直列に接続された、前記第４の１次巻線ｎｉと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第４のインダクタＬｒｉと、をさらに有し、
　前記直流電源入力部に対して、前記第４の１次巻線ｎｉと前記第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路と、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１０のキャパシタＣｅからなる直列回路が、互いに並列接続され、
　前記第２のスイッチ回路Ｓ２と前記第４のキャパシタＣｒからなる直列回路が、前記第１の１次巻線ｎｐまたは前記第１のスイッチ回路Ｓ１に対して並列に接続されたことを特徴とする。
（９）前記トランスＴは、前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオン、前記第２のスイッチ回路Ｓ２がオフである期間に、１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように巻回された第１の２次巻線ｎｓと、
　前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフ、前記第２のスイッチ回路Ｓ２がオンである期間に、１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように巻回された第４の２次巻線ｎｏと、を有し、
　前記第１の２次巻線ｎｓと前記第４の２次巻線ｎｏとが直列接続され、
　前記第４の２次巻線ｎｏと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第５のインダクタＬｒｏと、を有し、
　前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオンである期間にオンとなる第２のダイオードＤｓと、
　前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間にオンとなる第３のダイオードＤｆと、が接続されたことを特徴とする。
（１０）前記第１の２次巻線ｎｓと前記第４の２次巻線ｎｏとの巻数比を、
　ｎｓ：ｎｏ＝２：１としたことを特徴とする。
（１１）前記第１の２次巻線ｎｓと、前記第４の２次巻線ｎｏは、一端が共通接続され、他端に第２のダイオードＤｓまたは第３のダイオードＤｆが各々接続されたセンタータップ型整流回路を構成したことを特徴とする。
（１２）前記第１の２次巻線ｎｓの一端にカソードが接続され、アノードが第１１のキャパシタの一端に接続された第２のダイオードＤｓと、
　前記第１の２次巻線ｎｓの前記一端にアノードが接続され、カソードが第３のキャパシタＣｏ１に接続された第３のダイオードＤｆと、
　前記第１の２次巻線ｎｓの他端に、前記第１１のキャパシタＣｏ２の他端と、前記第３のキャパシタＣｏ１の他端が接続されて、倍電圧整流回路が構成されていることを特徴とする。
（１３）前記第２の２次巻線ｎｆ１は、前記第１の２次巻線ｎｓの一端と前記第２のキャパシタＣｏの高電位側端子との間に接続され、前記第３の２次巻線ｎｆ２は、前記第１の２次巻線ｎｓの他端と前記第２のキャパシタＣｏの低電位側端子との間に接続されたことを特徴とする。
（１４）前記第１のトランスＴは、さらに第５の２次巻線ｎｆ３と第６の２次巻線ｎｆ４を含み、
　前記第５の２次巻線ｎｆ３と前記第６の２次巻線ｎｆ４は互いに巻数が等しく、かつ互いの磁気極性が逆極性になるように巻回されており、
　前記第２の２次巻線ｎｆ１と、前記第３の２次巻線ｎｆ２と、前記第５の２次巻線ｎｆ３と、前記第６の２次巻線ｎｆ４は、前記第１の２次巻線ｎｓに対して直列に接続され、
　前記第５の２次巻線ｎｆ３に直列に接続された、前記第５の２次巻線ｎｆ３と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第６のインダクタＬｒｆ３と、
　前記第６の２次巻線ｎｆ４に直列に接続された、前記第６の２次巻線ｎｆ４と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第７のインダクタＬｒｆ４と、
　前記第６のインダクタンスＬｒｆ３と、前記第７のインダクタＬｒｆ４と共に第１のロー・パス・フィルタを構成する第２のキャパシタＣｏと、
　前記第２のインダクタンスＬｒｆ１と、前記第３のインダクタＬｒｆ２と共に第２のロー・パス・フィルタを構成する第３のキャパシタＣｏ１とをさらに有し、
　前記第１のロー・パス・フィルタの出力端子から出力電圧Ｖｏが出力されるようにしたことを特徴とする。
（１５）前記第１のトランスＴは、さらに第５の２次巻線ｎｆ３と第６の２次巻線ｎｆ４を含み、
　前記第５の２次巻線ｎｆ３と前記第６の２次巻線ｎｆ４は互いに巻数が等しく、かつ互いの磁気極性が逆極性になるように巻回されており、
　前記第２の２次巻線ｎｆ１と、前記第３の２次巻線ｎｆ２と、前記第５の２次巻線ｎｆ３と、前記第６の２次巻線ｎｆ４は、前記第１の２次巻線ｎｓに対して直列に接続され、
　前記第４の２次巻線ｎｏに直列に前記第４の２次巻線ｎｏと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第５のインダクタＬｒｏと、
　前記第５の２次巻線ｎｆ３に直列に前記第５の２次巻線ｎｆ３と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第６のインダクタＬｒｆ３と、
　前記第６の２次巻線ｎｆ４に直列に前記第６の２次巻線ｎｆ４の漏洩インダクタンスで構成される第７のインダクタＬｒｆ４と、前記第６のインダクタンスＬｒｆ３と、前記第７のインダクタＬｒｆ４と共に第１のロー・パス・フィルタを構成する第２のキャパシタＣｏと、前記第２のインダクタンスＬｒｆ１と、前記第３のインダクタＬｒｆ２と共に第２のロー・パス・フィルタを構成する第３のキャパシタＣｏ１と、前記第５のインダクタンスＬｒｏと共に第３のロー・パス・フィルタを構成する第１１のキャパシタＣｏ２と、をさらに有し、
　前記第１のロー・パス・フィルタの出力端子から出力電圧Ｖｏが出力されるようにしたことを特徴とする。
　この発明によれば、
（ａ）磁性部品をトランスのみにできるため、外付けインダクタを用いる必要がなく、スイッチング電源装置の小型化を図ることができる。
（ｂ）漏洩インダクタンスを作り出すために電圧変換に影響のない巻線を具備しているので、比較的大きな漏洩インダクタンスを得られ、十分に出力電流リップルを低減することができる。
（ｃ）２次巻線ｎｆ１とｎｆ２は出力電流が流れる向きに対して互いに逆極性に巻回されているので、直流磁束が打ち消され、磁気飽和の制約を大きく緩和できる。
（ｄ）漏洩インダクタンスは透磁率が小さく、磁気飽和に対する制約が小さいので、トランスを小型化でき、スイッチング電源装置の小型化が可能になる。
（ｅ）２次巻線ｎｆ１とｎｆ２によって、トランスの電圧が反転する際のスイッチングノイズを低減することができる。
（ｆ）２次巻線ｎｆ１とｎｆ２を、２次巻線ｎｓまたはｎｓ及びｎｏに対して、高電位側と低電位側にそれぞれ接続することで、コモンモードノイズに対する耐性が強化される。
特許文献１に示されている絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。 特許文献２に示されている絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。 特許文献３に示されている絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。 特許文献４に示されている絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。 第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。 第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。 第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。 第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の波形図である。 第４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。 第５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。 第６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。 第７の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。 第８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。 第９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。 第１０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の波形図である。 第１１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトランスの構造例である。 第１２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトランスの他の構造例である。 第１３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトランスの他の構造例である。 第１４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトランスの他の構造例である。 第１５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトランスの他の構造例である。 第１６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトランスの他の構造例である。 第１７の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトランスの他の構造例である。 第１８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトランスの他の構造例である。 第１９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトランスの他の構造例である。 第２０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトランスの他の構造例である。 第２１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトランスの他の構造例である。 第２２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトランスの他の構造例である。
　Ｔ－複合型トランス
　ｎｐ－第１の１次巻線
　ｎｐ１－第２の１次巻線
　ｎｐ２－第３の１次巻線
　ｎｉ－第４の１次巻線
　ｎｓ－第１の２次巻線
　ｎｆ１－第２の２次巻線
　ｎｆ２－第３の２次巻線
　ｎｏ－第４の２次巻線
　ｎｆ３－第５の２次巻線
　ｎｆ４－第６の２次巻線
　Ｌｒｆ１－第１のインダクタ
　Ｌｒｆ２－第２のインダクタ
　Ｌｒ－第３のインダクタ
　Ｌｒｉ－第４のインダクタ
　Ｌｒｏ－第５のインダクタ
　Ｌｒｆ３－第６のインダクタ
　Ｌｒｆ４－第７のインダクタ
　Ｃ１－第１のキャパシタ
　Ｃｏ－第２のキャパシタ
　Ｃｏ１－第３のキャパシタ
　Ｃｒ－第４のキャパシタ
　Ｃ２－第５のキャパシタ
　Ｃｒ１－第６のキャパシタ
　Ｃｒ２－第７のキャパシタ
　Ｃ３－第８のキャパシタ
　Ｃ４－第９のキャパシタ
　Ｃｅ－第１０のキャパシタ
　Ｃｏ２－第１１のキャパシタ
　Ｄ１－第１のダイオード
　Ｄｓ－第２のダイオード
　Ｄｆ－第３のダイオード
　Ｄ２－第４のダイオード
　Ｄ３－第５のダイオード
　Ｄ４－第６のダイオード
　Ｑ１－第１のスイッチング素子
　Ｑ２－第２のスイッチング素子
　Ｑ３－第３のスイッチング素子
　Ｑ４－第４のスイッチング素子
　Ｓ１－第１のスイッチ回路
　Ｓ２－第２のスイッチ回路
　Ｓ３－第３のスイッチ回路
　Ｓ４－第４のスイッチ回路
　Ｖｏ－出力電圧
　Ｖｉ－直流電源入力部の入力電圧
　Ｖｇｓ１－スイッチング素子Ｑ１のゲート－ソース間電圧
　Ｖｇｓ２－スイッチング素子Ｑ２のゲート－ソース間電圧
　Ｖｄｓ１－スイッチング素子Ｑ１のドレイン－ソース間電圧
　Ｖｄｓ２－スイッチング素子Ｑ２のドレイン－ソース間電圧
　ｉｄ１－スイッチ回路Ｓ１に流れる電流の電流波形
　ｉｄ２－スイッチ回路Ｓ２に流れる電流の電流波形
　ｉｐ－第１の１次巻線ｎｐに流れる電流の電流波形
　ｉＬ－第５のインダクタＬｒｏに流れる電流の電流波形
《第１の実施形態》
　図５は第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
　図５に示すように、この絶縁型スイッチング電源装置は、直流入力電圧Ｖｉが入力される直流電源入力部の両端に対して第１の１次巻線ｎｐと第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路が接続されている。第１の１次巻線ｎｐは、第１の２次巻線ｎｓと、第２の２次巻線ｎｆ１と、第３の２次巻線ｎｆ２とで複合型トランスＴを構成しており、第１の２次巻線ｎｓの一端は、第２の２次巻線ｎｆ１の一端及び第３のダイオードＤｆのカソードに接続され、他端が第２のダイオードＤｓのカソードに接続されている。第２の２次巻線ｎｆ１は、一端が第１の２次巻線ｎｓの高電位側に接続され、他端が出力端子の高電位側に接続される。第３の２次巻線ｎｆ２は、一端が第３のダイオードＤｆのアノード及び第２のダイオードＤｓのアノードに接続され、他端が出力端子の低電位側に接続される。また、出力端子間には平滑用コンデンサである第２のキャパシタＣｏが並列接続されている。
なお、第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓはフォワード方式となるように構成されている。
　ここで、第２の２次巻線ｎｆ１と第３の２次巻線ｎｆ２は、互いに巻数が等しく、磁気極性が逆極性になるように巻回されているので、各々の２次巻線に生じる電圧は相殺される。また、第２の２次巻線ｎｆ１に電流が流れることによって生じる直流磁束のうち、第３の２次巻線ｎｆ２と鎖交しない磁束は、漏洩インダクタンスである第１のインダクタＬｒｆ１として作用し、第３の２次巻線ｎｆ２に電流が流れることによって生じる直流磁束のうち、第２の２次巻線ｎｆ１と鎖交しない磁束は、漏洩インダクタンスである第２のインダクタＬｒｆ２として作用する。
　上述のような構成によって、第１のスイッチ回路Ｓ１がオンしている期間においては、第３の２次巻線ｎｆ２→第２のダイオードＤｓ→第１の２次巻線ｎｓ→第２の２次巻線ｎｆ１という順で電流が流れ、第１の２次巻線ｎｓに生じる電圧のみが出力端子に出力される。また、第１のスイッチ回路Ｓ１がオフしている期間においては、第３の２次巻線ｎｆ２→第３のダイオードＤｆ→第２の２次巻線ｎｆ１という順で電流が流れ、第２のキャパシタＣｏに充電されたエネルギーが出力端子に出力される。
　前記第１のスイッチ回路Ｓ１は、第１のスイッチング素子Ｑ１、第１のダイオードＤ１、および第１のキャパシタＣ１の並列接続回路で構成されている。
　この第１のスイッチング素子Ｑ１をＭＯＳＦＥＴ等の電界効果トランジスタで構成することによって、その寄生ダイオードを第１のダイオードＤ１、寄生キャパシタを第１のキャパシタＣ１として利用することが可能である。このことによってこれらの個別部品としての実装を省略することができ、部品点数が削減できる。
　第１のスイッチング素子Ｑ１のオン／オフタイミングは、例えば、出力電圧を検出するための出力電圧検出回路等を有し、予め決められた電圧を超えたことをフォトカプラ等の絶縁帰還手段を用いてフィードバックし、それに基づいてオン／オフ制御が行われる。
　また、そのオン／オフ制御としてＰＷＭ（パルス幅変調）制御を用いた場合、スイッチング周波数は一定となるので、スイッチング動作にともなって発生するＥＭＩノイズ等の周波数成分も一定の周波数に集中するために、ノイズ対策が取りやすいという利点がある。
《第２の実施形態》
　図６は第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図であり、第１の実施形態における第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓとは磁気極性が逆極性になっている。すなわち、第１の実施形態がフォワード方式であったのに対し、第２の実施形態はフライバック方式となっている。これに伴い、第３のダイオードＤｆが不要となるが、電流リップルを効果的に低減するため、第３のダイオードＤｆに代わって、第３のキャパシタＣｏ１を接続することが好ましい。これによって、第３のキャパシタＣｏ１によって平滑された後に、第２の２次巻線ｎｆ１及び第１のインダクタンスＬｒｆ１と第２のキャパシタＣｏによるロー・パス・フィルタが挿入される回路構成となり、より電流リップルを低減させることができる。
　上述のような構成によって、第１のスイッチング素子Ｑ１、第１のダイオードＤ１、第１のキャパシタＣ１の並列回路からなる第１のスイッチ回路Ｓ１がオンしている期間においては、第３の２次巻線ｎｆ２→第３のキャパシタＣｏ１→第２の２次巻線ｎｆ１という順で電流が流れ、第３のキャパシタＣｏ１及び第２のキャパシタＣｏ２に充電されたエネルギーが出力端子に出力される。また、第１のスイッチ回路Ｓ１がオフしている期間においては、第３の２次巻線ｎｆ２→第２のダイオードＤｓ→第１の２次巻線ｎｓ→第２の２次巻線ｎｆ１という順で電流が流れ、第１の２次巻線ｎｓに生じる電圧のみが出力端子に出力される。
　その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
　この第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）の効果を有する。
《第３の実施形態》
　図７は第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図７に示すように、この絶縁型スイッチング電源装置は、直流電圧Ｖｉが供給される電源入力部の＋側端子及び－側端子に対して、第３のインダクタＬｒと、第１の１次巻線ｎｐと、第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路が接続され、第４のキャパシタＣｒと第１のスイッチ回路Ｓ１との接続点と、第４のキャパシタＣｒと第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路が、第１の１次巻線ｎｐまたは第１のスイッチ回路Ｓ２のどちらか一方に対して並列に接続されている。
　前記第１のスイッチ回路Ｓ１は、第１のスイッチング素子Ｑ１、第１のダイオードＤ１、および第１のキャパシタＣ１の並列接続回路で構成されていて、前記第２のスイッチ回路Ｓ２は、第２のスイッチング素子Ｑ２、第４のダイオードＤ２、および第５のキャパシタＣ２の並列接続回路で構成されている。
　この第１のスイッチング素子Ｑ１および第２のスイッチング素子Ｑ２をＭＯＳＦＥＴ等の電界効果トランジスタで構成することによって、その寄生ダイオードを第１のダイオードＤ１及び第４のダイオードＤ２、寄生キャパシタを第１のキャパシタＣ１及び第５のキャパシタＣ２として利用することが可能である。このことによってこれらの個別部品としての実装を省略することができ、部品点数が削減できる。
　なお、第１のスイッチ回路Ｓ１と第２のスイッチ回路Ｓ２は、両方が同時にオンするとショートしてしまうため、必要最小限のデッドタイムを挟んで互いに相補的にオン／オフ動作をするように構成される。
　また、複合型トランスＴの２次側には、第１の２次巻線ｎｓと、第４の２次巻線ｎｏが設けられており、第１の１次巻線ｎｐと第１の１次巻線ｎｓは同極性、第１の１次巻線ｎｐと第４の２次巻線ｎｏは逆極性となるように巻回されている。
　複合型トランスＴの、第１の２次巻線ｎｓの一端は第２のダイオードＤｓのカソードに接続され、第１の２次巻線ｎｓの他端は第３のダイオードＤｆのカソードに接続され、第３のダイオードＤｆのアノードは第２のダイオードＤｓのアノードと接続される。また、第４の２次巻線ｎｏの一端は第４のダイオードＤｆのカソードと第１の２次巻線ｎｓの一端に接続され、第４の２次巻線ｎｏの他端は第３の２次巻線ｎｆ２の一端に接続される。
さらに第３の２次巻線ｎｆ２の他端は第２の２次巻線ｎｆ１の一端に接続され、第２の２次巻線ｎｆ１の他端は出力端子の高電位側に接続されている。また、出力端子間には平滑用の第２のキャパシタＣｏが並列に接続されている。
　このような構成により、複合型トランスＴにおける第１の１次巻線ｎｐ及び第１の２次巻線ｎｓは、第１のスイッチ回路Ｓ１がオン、かつ第２のスイッチ回路Ｓ２がオフの期間において出力に電力を送るフォワード方式として動作するように巻線の極性が設定され、第４の２次巻線ｎｏは、第１のスイッチ回路Ｓ１がオフ、かつ第２のスイッチ回路Ｓ２がオンの期間において出力に電力を送るフライバック方式として動作するように巻線の極性が設定されるので、第１のスイッチ回路Ｓ１がオン、かつ第２のスイッチ回路Ｓ２がオフである期間中は、第２のダイオードＤｓ→第１の２次巻線ｎｓ→第４の２次巻線ｎｏ→第３の２次巻線ｎｆ２→第２の２次巻線ｎｆ１、という順に電流が流れ、出力電圧が供給される。
　また、第１のスイッチ回路Ｓ１がオフ、かつ第２のスイッチ回路Ｓ２がオンである期間中は、第３のダイオードＤｆ→第４の２次巻線ｎｏ→第３の２次巻線ｎｆ２→第２の２次巻線ｎｆ１、という順に電流が流れ、出力電圧が供給される。
　第３の実施形態においては、第２の２次巻線ｎｆ１及び第３の２次巻線ｎｆ２が、第１の２次巻線ｎｓ→第４の２次巻線ｎｏ→第３の２次巻線ｎｆ２→第２の２次巻線ｎｆ１の順で接続されているが、このような構成にすることでトランスを製造する際の巻線引き出し端子が最低３箇所と少なくでき、製造しやすいという利点がある。なお、第２の２次巻線ｎｆ１及び第３の２次巻線ｎｆ２の接続は逆の順序で接続されてもよい。
　このように複合型トランスＴにて、第１のスイッチ回路Ｓ１のオン期間、またはオフ期間のいずれにおいても、１次側から２次側へのエネルギー伝送が実現できるため、必要最低限のデッドタイムを除いて、実質的にスイッチング周期の全領域に渡って１次側から２次側へのエネルギー伝送が可能となる。更に伝送経路が切り換わる短い期間であるデッドタイム期間においては、トランスの漏れ磁束で構成できる第１のインダクタＬｒｆ１、第２のインダクタＬｒｆ２、第５のインダクタＬｒｏにて、電流変動を抑制できるため出力のリップルノイズを大幅に低減でき、平滑用の第２のキャパシタＣｏを小型化できる。
　なお、第３のインダクタＬｒもトランスの漏れ磁束で１次巻線ｎｐに対して直列に形成される漏洩インダクタンスである。これによって直流入力電圧Ｖｉに重畳しているノイズ成分を低減することができる。
　また、１つの複合型トランスＴのうち、第１の２次巻線ｎｓに誘起される電圧をＶｏ１、第２の２次巻線ｎｏに誘起される電圧をＶｏ２、出力端子に出力される電圧をＶｏとすると、第１の２次巻線ｎｓと第２の２次巻線ｎｏの巻数比が、ｎｓ：ｎｏ＝２：１の場合、第１のスイッチ回路Ｓ１がオン、かつ第２のスイッチ回路Ｓ２がオフの時、出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖｏ１－Ｖｏ２＝２Ｖｏ２－Ｖｏ２＝Ｖｏ２となり、第１のスイッチ回路Ｓ１がオフ、かつ第２のスイッチ回路Ｓ２がオンの時、出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖｏ２となって、出力電圧Ｖｏのリップル成分をなくすことができる。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
　この第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
　図８は、図７に示した絶縁型スイッチング電源装置の回路各部の波形図である。以下、図７を参照して回路動作を説明する。図８において、ｖｇｓ１、ｖｇｓ２はそれぞれスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート－ソース間電圧であり、実質的にスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフを表す波形である。また、ｖｄｓ１、ｖｄｓ２はそれぞれスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン－ソース間電圧であり、実質的にキャパシタＣ１、Ｃ２の両端電圧波形である。さらに、ｉｄ１、ｉｄ２、ｉｐ、ｉＬはそれぞれスイッチ回路Ｓ１、Ｓ２、第１の１次巻線ｎｐ、第５のインダクタＬｒｏに流れる電流の電流波形である。
　この絶縁型スイッチング電源装置の定格動作における動作は、１スイッチング周期Ｔｓにおいて時刻ｔ１～ｔ７の６つの動作状態に分けることができる。以下に各状態に分けて回路動作について説明する。
　（１）状態１　ｓｔａｔｅ１　［ｔ１～ｔ２］
　初めに第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオフした後、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓ１がゼロ電圧近傍になると、第１のダイオードＤ１がターンオンする。このタイミングで、第１のスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせ、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行う。
　（２）状態２　ｓｔａｔｅ２　［ｔ２～ｔ３］
　第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンされることにより、第１の１次巻線ｎｐには電流が流れ、第１のスイッチング素子Ｑ１に流れる電流ｉｄ１及び第１の１次巻線ｎｐに流れる電流ｉｐは１次関数的に増大する。この時、第１の２次巻線ｎｓはフォワードコンバータとして動作し、第４の２次巻線ｎｏは、フライバックコンバータとして動作するため、複合型トランスＴの２次側においては、第１の２次巻線ｎｓにのみ電流が流れるため、第３のダイオードＤｓがターンオンし、第４のダイオードＤｆはターンオフしている。
よって複合型トランスＴの２次側に流れる電流は、第３のダイオードＤｓ→第１の２次巻線ｎｓ→第５のインダクタＬｒｏ→第３の２次巻線ｎｆ２→第２のインダクタＬｒｆ２→第２の２次巻線ｎｆ１→第１のインダクタＬｒｆ１という順番で流れる。
　（３）状態３　ｓｔａｔｅ３　［ｔ３～ｔ４］
　第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、第３のインダクタＬｒに蓄積されたエネルギーによって、第１のキャパシタＣ１が充電され、それに伴い第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓ１は上昇する。また、同時に第５のキャパシタＣ２は放電され、それに伴い第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓ２は降下する。
　（４）状態４　ｓｔａｔｅ４　［ｔ４～ｔ５］
　第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓ２がゼロ電圧近傍になると、第４のダイオードＤ２がターンオンする。このタイミングで、第２のスイッチング素子Ｑ２をターンオンさせ、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行う。
　（５）状態５　ｓｔａｔｅ５　［ｔ５～ｔ６］
　第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオンされることにより、第１の１次巻線ｎｐは［状態２］の時とは逆方向に励磁される。また、第２のスイッチング素子Ｑ２に流れる電流ｉｄ２も１次関数的に増大する。この時、第１の２次巻線ｎｓはフォワードコンバータとして動作し、第４の２次巻線ｎｏはフライバックコンバータとして動作するため、複合型トランスＴの２次側においては、第４の２次巻線ｎｏにのみ電流が流れるため、第３のダイオードＤｓがターンオフし、第４のダイオードＤｓはターンオンする。よって複合型トランスＴの２次側に流れる電流は、第４のダイオードＤｆ→第４の２次巻線ｎｏ→第５のインダクタＬｒｏ→第３の２次巻線ｎｆ２→第２のインダクタＬｒｆ２→第２の２次巻線ｎｆ１→第１のインダクタＬｒｆ１という順番で流れる。
　（６）状態６　ｓｔａｔｅ６　［ｔ６～ｔ７］
　第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオフすると、第３のインダクタＬｒに蓄積されたエネルギーによって、第５のキャパシタＣ２が充電され、それに伴い第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓ２は上昇する。また、同時に第１のキャパシタＣ１は放電され、それに伴い第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓ１は降下する。この後、［状態１］の動作に戻る。
　第１のスイッチング素子Ｑ１、及び第２のスイッチング素子Ｑ２のオン／オフタイミングは、例えば、出力電圧を検出するための出力電圧検出回路等を有し、予め決められた電圧を超えたことをフォトカプラ等の絶縁帰還手段を用いてフィードバックし、それに基づいてオン／オフ制御が行われる。
　また、そのオン／オフ制御としてＰＷＭ（パルス幅変調）制御を用いた場合、スイッチング周波数は一定となるので、スイッチング動作にともなって発生するＥＭＩノイズ等の周波数成分も一定の周波数に集中するために、ノイズ対策が取りやすいという利点がある。
　但し、本発明では、ＰＷＭ制御に限らず、ＰＡＭ（パルス振幅変調）制御やＰＦＭ（パルス周波数変調）等の各種制御方法やこれらを組み合わせた制御方式を用いることも可能である。
《第４の実施形態》
　図９は第４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図７に示した回路と異なるのは、２次側回路がセンタータップ型整流回路である点である。すなわち図９では、第１の２次巻線ｎｓと第４の２次巻線ｎｏが同極性に巻回され、一端が共通接続され、他端は各々第２のダイオードＤｓと第３のダイオードＤｆを介して共通接続されている。また、第２の２次巻線ｎｆ１は一端が出力端子の高電位側に接続され、他端が第２のダイオードＤｓ及び第３のダイオードＤｆのカソードに接続される。また、第３の２次巻線ｎｆ２は一端が出力端子の低電位側に接続され、他端が第１の２次巻線ｎｓ及び第４の２次巻線ｎｏの共通接続点に接続されている。
　このような構成とすることで、第１のスイッチ回路Ｓ１がオンであり、第２のスイッチ回路Ｓ２がオフである期間、かつ第１のスイッチ回路Ｓ１がオフであり、第２のスイッチ回路Ｓ２がオンである期間ともに、１次側から２次側へのエネルギー伝送が可能となる。
その他の構成は図７に示したものと同様である。
　このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第５の実施形態》
　図１０は第５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図７に示した回路と異なるのは、第２の２次巻線ｎｆ１及び第３の２次巻線ｎｆ２の接続順である。すなわち、図１０においては、第１の２次巻線ｎｓ及び第４の２次巻線ｎｏを挟んで、第２の２次巻線ｎｆ１が高電位側、第３の２次巻線ｎｆ２が低電位側に接続されている。
このような構成にすることで、コモンモードノイズに対する耐性が強化できる。その他の構成は図３に示したものと同様である。このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第６の実施形態》
　図１１は第６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
図９に示した回路と異なるのは、１次側回路がハーフブリッジ回路となっている点である。すなわち、直流入力電圧Ｖｉに対して、第１のスイッチ回路Ｓ１と第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、第６のキャパシタＣｒ１及び第７のキャパシタＣｒ２からなる直列回路がそれぞれ並列に接続され、第１の１次巻線ｎｐの一端が第１のスイッチ回路Ｓ１と第２のスイッチ回路Ｓ２の接続点に接続され、他端が第６のキャパシタＣｒ１と第７のキャパシタＣｒ２の接続点に接続されている。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
　このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第７の実施形態》
　図１２は第７の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図１２に示す絶縁型スイッチング電源装置は、図１０に示した第５の実施形態の回路において、第４の２次巻線ｎｏの両端に第３のキャパシタＣｏ１を追加した構成である。このような構成とすることで、電流リップルをさらに低減することができる。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
　このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第７の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第８の実施形態》
　図１３は第８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
　図１３に示す絶縁型スイッチング電源装置は、図９に示した第４の実施形態と比べて、第４のキャパシタＣｒの位置が異なる。すなわち、図１３においては、第１の１次巻線ｎｐと、第４のキャパシタＣｒと、第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路に対して、第２のスイッチ回路Ｓ２が並列に接続されている。このような構成とすることで、第１の１次巻線ｎｐの両端電圧と第４のキャパシタＣｒの両端電圧の和が直流入力電圧Ｖｉに等しくなり、スイッチ回路Ｓ１の両端に印加される電圧を低く設定できるので、スイッチ回路Ｓ１に用いられるＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子の耐圧を小さくでき、小型化が可能となる。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
　このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第９の実施形態》
　図１４は第９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
　図１４に示す絶縁型スイッチング電源装置は、第６の実施形態に対して、１次側回路をハーフブリッジ回路ではなくフルブリッジ回路に構成した点で相違する。すなわち、第６のキャパシタＣｒ１及び第７のキャパシタＣｒ２に代えて第３のスイッチ回路Ｓ３及び第４のスイッチ回路Ｓ４を接続している。その他の点については、第６の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
　なお、第３のスイッチ回路Ｓ３及び第４のスイッチ回路Ｓ４についても、第１のスイッチ回路Ｓ１及び第２のスイッチ回路Ｓ２と同様、ＭＯＳＦＥＴ等を用いることが好ましい。
　このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１０の実施形態》
　図１５は第１０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
　図１５に示す絶縁型スイッチング電源装置は、第６の実施形態に対して、１次側回路をハーフブリッジ回路ではなくプッシュプル回路に構成した点で相違する。すなわち、図１５に示したように、複合型トランスＴの１次巻線が第２の１次巻線ｎｐ１及び第３の１次巻線ｎｐ２から構成され、直流入力電圧Ｖｉに対して、第２の１次巻線ｎｐ１及び第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、第３の１次巻線ｎｐ２及び第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路がそれぞれ並列に接続されている。その他の点については、第６の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
　このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第１０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１１の実施形態》
　図１６は第１１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
　図１６に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図７に示した第３の実施形態と同じであり、２次側回路については図５に示した第１の実施形態と同じである。
　このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第１１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１２の実施形態》
　図１７は第１２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
　図１７に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図７に示した第３の実施形態と同じであり、２次側回路については図６に示した第２の実施形態と同じである。
　このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第１２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１３の実施形態》
　図１８は第１３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
　図１８に示す絶縁型スイッチング電源装置は、図１７に示した第１２の実施形態と比べて、２次側回路が倍電圧整流回路で構成されている点が異なる。
　このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第１３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１４の実施形態》
　図１９は第１４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
　図１９に示す絶縁型スイッチング電源装置は、図１８に示した第１３の実施形態と比べて、第１のトランスＴに第４の２次巻線ｎｏを加え、第３のダイオードＤｆの接続点を第４の２次巻線ｎｏの一端に変更したものであり、倍電圧整流回路であることには変わりがない。
　このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第１４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１５の実施形態》
　図２０は第１５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
　図２０に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図１３に示した第８の実施形態と同じであり、２次側回路については図９に示した第４の実施形態と同様、センタータップ型整流回路を構成しており、電流リップルをさらに低減するために第４の２次巻線ｎｏの両端に第３のキャパシタＣｏ１が接続されている。
　このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第１５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１６の実施形態》
　図２１は第１６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
　図２１に示す絶縁型スイッチング電源装置は、図１０に示した第５の実施形態と比べて、第１の１次巻線ｎｐに対して第４の１次巻線ｎｉが並列に接続された構成となっている。すなわち、直流入力電源Ｖｉの両端に対して、第３のインダクタＬｒと、第４の１次巻線ｎｉと、第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路が接続され、第４の１次巻線ｎｉと第１のスイッチ回路Ｓ１との接続点と、直流入力電源Ｖｉの－側端子との間に、第１の１次巻線ｎｐと第１０のキャパシタＣｅからなる直列回路が接続され、第１の１次巻線ｎｐに対して、第２のスイッチ回路Ｓ２と第４のキャパシタＣｒからなる直列回路が並列に接続されている。
　このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第１１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１７の実施形態》
　図２２は第１７の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
　図２２に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図２１に示した第１６の実施形態と比べて、第４のキャパシタＣｒ２の接続位置が異なる。すなわち、第４のキャパシタＣｒは第１の１次巻線ｎｐと第１０のキャパシタＣｅとの間に直列に接続されている。２次側回路については図１５に示した第１０の実施形態と同様、センタータップ型整流回路を構成している。
　このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第１５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１８の実施形態》
　図２３は第１８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
　図２３に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図２１に示した第１６の実施形態と比べて、第４のキャパシタＣｒ２の接続位置が異なる。すなわち、第４のキャパシタＣｒは第４の１次巻線ｎｉと第１のスイッチ回路Ｓ１との間に直列に接続されている。２次側回路については図１５に示した第１０の実施形態と同様、センタータップ型整流回路を構成している。
　このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第１８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第１９の実施形態》
　図２４は第１９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
　図２４に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図２１に示した第１６の実施形態と同じであり、２次側回路については図１６に示した第１１の実施形態と同じである。
　このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第１９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第２０の実施形態》
　図２５は第２０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
　図２５に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図９に示した第４の実施形態と同じであり、２次側回路については図９に示した第４の実施形態と比べて、第２の２次巻線ｎｆ１の高電位側に第５の２次巻線ｎｆ３が直列に接続され、第３の２次巻線ｎｆ２の低電位側に第６の２次巻線ｎｆ４が直列に接続された構成となっており、第５の２次巻線ｎｆ３の高電位側端子と第６の２次巻線ｎｆ４の低電位側端子との間に、第２のキャパシタＣｏが接続され、第２の２次巻線ｎｆ１の高電位側端子と第３の２次巻線ｎｆ２の低電位側端子との間に、第３のキャパシタＣｏ１が接続されている。このような構成とすることによって、ロー・パス・フィルタが２段形成されることになり、リップル電流をさらに低減することができる。
　このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第２０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第２１の実施形態》
　図２６は第２１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
　図２６に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図１０に示した第５の実施形態と同じであり、２次側回路については図１０に示した第５の実施形態と比べて、第２の２次巻線ｎｆ１の高電位側に第５の２次巻線ｎｆ３が直列に接続され、第３の２次巻線ｎｆ２の低電位側に第６の２次巻線ｎｆ４が直列に接続された構成となっており、第５の２次巻線ｎｆ３の高電位側端子と第６の２次巻線ｎｆ４の低電位側端子との間に、第２のキャパシタＣｏが接続され、第２の２次巻線ｎｆ１の高電位側端子と第３の２次巻線ｎｆ２の低電位側端子との間に、第１１のキャパシタＣｅが接続され、第４の２次巻線ｎｏの両端に第３のキャパシタＣｏ１が接続されている。このような構成とすることによって、ロー・パス・フィルタが３段形成されることになり、リップル電流をさらに低減することができる。
　このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第２１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。
《第２２の実施形態》
　図２７は第２２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
　図２７に示す絶縁型スイッチング電源装置は、１次側回路については図２１に示した第１６の実施形態と同じであり、２次側回路については図２１に示した第１６の実施形態と比べて、第４の２次巻線ｎｏ両端に、第３のキャパシタＣｏ１が接続されている。このような構成とすることによって、ロー・パス・フィルタが２段形成されることになり、リップル電流をさらに低減することができる。
　このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
　この第２２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の効果を有する。

Claims (15)

  1. 　直流入力電圧Ｖｉが入力される直流電源入力部と、
    　磁気的に結合された第１の１次巻線ｎｐと、第１の２次巻線ｎｓと、第２の２次巻線ｎｆ１と、第３の２次巻線ｎｆ２と、を少なくとも備えた第１のトランスＴと、
    　第１のスイッチング素子Ｑ１と、第１のキャパシタＣ１と、第１のダイオードＤ１の並列回路からなる第１のスイッチ回路Ｓ１と、
    　前記直流電源入力部に対して直列に接続される、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路と、
    　前記第２の２次巻線ｎｆ１と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第１のインダクタＬｒｆ１と、
    　前記第３の２次巻線ｎｆ２と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第２のインダクタＬｒｆ２と、前記第１のインダクタンスＬｒｆ１と、前記第２のインダクタＬｒｆ２と、ロー・パス・フィルタを構成する第１のキャパシタＣｏと、
    　前記第１のスイッチ回路Ｓ１のオン／オフ動作に伴って１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように構成された絶縁型スイッチング電源装置であって、
    　前記第２の２次巻線ｎｆ１と前記第３の２次巻線ｎｆ２は互いに巻数が等しく、かつ互いの磁気極性が逆極性になるように巻回されており、
    　前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｆ１と前記第３の２次巻線ｎｆ２は前記第１のキャパシタＣｏと閉ループを構成するように直列に接続され、
    　前記ロー・パス・フィルタの出力端子から出力電圧Ｖｏが出力されるように構成したことを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置。
  2. 　前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓは、互いの磁気極性が同極性になるように巻回され、
    　前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオンである期間にオンとなる第２のダイオードＤｓと、
    　前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間にオンとなる第３のダイオードＤｆと、を有するフォワードコンバータを構成したことを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  3. 　前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓは、互いの磁気極性が逆極性になるように巻回され、
    　　前記第１の２次巻線ｎｓには、前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間にオンとなる第１のダイオードＤｓと、
    　前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオンである期間に放電を行い、前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間に充電を行う第３のキャパシタＣｏ１と、からなる整流平滑回路を有するフライバックコンバータを構成したことを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  4. 　第４のキャパシタＣｒと、
    　第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
    　前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、を有し、
    　前記直流電源入力部に対して、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路が接続され、
    　前記第４のキャパシタと前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路が、前記第１の１次巻線ｎｐまたは前記第１のスイッチ回路Ｓ１に対して並列に接続されて構成されることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  5. 　第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
    　第６のキャパシタＣｒ１と、
    　第７のキャパシタＣｒ２と、
    　前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐのと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、を有し、を有し、
    　前記直流電源入力部に対して、前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、前記第６のキャパシタＣｒ１と前記第７のキャパシタＣｒ２からなる直列回路が互いに並列接続され、
    　前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２との接続点と、前記第６のキャパシタＣｒ１と前記第７のキャパシタＣｒ２との接続点との間に、前記第１の１次巻線ｎｐが接続されることで、ハーフブリッジ回路を構成したことを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  6. 　第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
    　第３のスイッチング素子Ｑ３と、第８のキャパシタＣ３と、第５のダイオードＤ３の並列回路からなる第３のスイッチ回路Ｓ３と、
    　第４のスイッチング素子Ｑ４と、第９のキャパシタＣ４と、第６のダイオードＤ４の並列回路からなる第４のスイッチ回路Ｓ４と、
    　前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、を有し、
    　前記直流電源入力部に対して、前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、前記第３のスイッチ回路Ｓ３と前記第４のスイッチ回路Ｓ４からなる直列回路が互いに並列接続され、
    　前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２との接続点と、前記第３のスイッチ回路Ｓ３と前記第４のスイッチ回路Ｓ４との接続点との間に、前記第１の１次巻線ｎｐが接続されることで、フルブリッジ回路を構成したことを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  7. 　前記トランスＴは、前記第１の１次巻線ｎｐが、互いに一端が接続された第２の１次巻線ｎｐ１と第３の１次巻線ｎｐ２から構成され、
    　第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２を有し、
    　前記直流電源入力部に対して、前記第２の１次巻線ｎｐ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２からなる直列回路と、
    　前記第３の１次巻線ｎｐ２と前記第１のスイッチ回路Ｓ１からなる直列回路が、互いに並列接続されていることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  8. 　第４の１次巻線ｎｉと、第４の２次巻線ｎｏとをさらに有する前記トランスＴと、
    　第２のスイッチング素子Ｑ２と、第５のキャパシタＣ２と、第４のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
    　第４のキャパシタＣｒと、
    　第１０のキャパシタＣｅと、
    　前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された、前記第１の１次巻線ｎｐと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第３のインダクタＬｒと、
    　前記第４の１次巻線ｎｉに直列に接続された、前記第４の１次巻線ｎｉと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第４のインダクタＬｒｉと、をさらに有し、
    　前記直流電源入力部に対して、前記第４の１次巻線ｎｉと前記第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路と、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１０のキャパシタＣｅからなる直列回路が、互いに並列接続され、
    　前記第２のスイッチ回路Ｓ２と前記第４のキャパシタＣｒからなる直列回路が、前記第１の１次巻線ｎｐまたは前記第１のスイッチ回路Ｓ１に対して並列に接続されたことを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  9. 　前記トランスＴは、前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオン、前記第２のスイッチ回路Ｓ２がオフである期間に、１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように巻回された第１の２次巻線ｎｓと、
    　前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフ、前記第２のスイッチ回路Ｓ２がオンである期間に、１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように巻回された第４の２次巻線ｎｏと、を有し、
    　前記第１の２次巻線ｎｓと前記第４の２次巻線ｎｏとが直列接続され、
    　前記第４の２次巻線ｎｏと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第５のインダクタＬｒｏと、を有し、
    　前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオンである期間にオンとなる第２のダイオードＤｓと、
    　前記第１のスイッチ回路Ｓ１がオフである期間にオンとなる第３のダイオードＤｆと、が接続されたことを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  10. 　前記第１の２次巻線ｎｓと前記第４の２次巻線ｎｏとの巻数比を、
    　ｎｓ：ｎｏ＝２：１としたことを特徴とする請求項９に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  11. 　前記第１の２次巻線ｎｓと、前記第４の２次巻線ｎｏは、一端が共通接続され、他端に第２のダイオードＤｓまたは第３のダイオードＤｆが各々接続されたセンタータップ型整流回路を構成したことを特徴とする請求項４乃至８のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  12. 　前記第１の２次巻線ｎｓの一端にカソードが接続され、アノードが第１１のキャパシタの一端に接続された第２のダイオードＤｓと、
    　前記第１の２次巻線ｎｓの前記一端にアノードが接続され、カソードが第３のキャパシタＣｏ１に接続された第３のダイオードＤｆと、
    　前記第１の２次巻線ｎｓの他端に、前記第１１のキャパシタＣｏ２の他端と、前記第３のキャパシタＣｏ１の他端が接続されて、倍電圧整流回路が構成されていることを特徴とする請求項４乃至８のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  13. 　前記第２の２次巻線ｎｆ１は、前記第１の２次巻線ｎｓの一端と前記第２のキャパシタＣｏの高電位側端子との間に接続され、前記第３の２次巻線ｎｆ２は、前記第１の２次巻線ｎｓの他端と前記第２のキャパシタＣｏの低電位側端子との間に接続されたことを特徴とする請求項１乃至１２のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  14. 　前記第１のトランスＴは、さらに第５の２次巻線ｎｆ３と第６の２次巻線ｎｆ４を含み、
    　前記第５の２次巻線ｎｆ３と前記第６の２次巻線ｎｆ４は互いに巻数が等しく、かつ互いの磁気極性が逆極性になるように巻回されており、
    　前記第２の２次巻線ｎｆ１と、前記第３の２次巻線ｎｆ２と、前記第５の２次巻線ｎｆ３と、前記第６の２次巻線ｎｆ４は、前記第１の２次巻線ｎｓに対して直列に接続され、
    　前記第５の２次巻線ｎｆ３に直列に接続された、前記第５の２次巻線ｎｆ３と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第６のインダクタＬｒｆ３と、
    　前記第６の２次巻線ｎｆ４に直列に接続された、前記第６の２次巻線ｎｆ４と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第７のインダクタＬｒｆ４と、
    　前記第６のインダクタンスＬｒｆ３と、前記第７のインダクタＬｒｆ４と共に第１のロー・パス・フィルタを構成する第２のキャパシタＣｏと、
    　前記第２のインダクタンスＬｒｆ１と、前記第３のインダクタＬｒｆ２と共に第２のロー・パス・フィルタを構成する第３のキャパシタＣｏ１とをさらに有し、
    　前記第１のロー・パス・フィルタの出力端子から出力電圧Ｖｏが出力されるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  15. 　前記第１のトランスＴは、さらに第５の２次巻線ｎｆ３と第６の２次巻線ｎｆ４を含み、
    　前記第５の２次巻線ｎｆ３と前記第６の２次巻線ｎｆ４は互いに巻数が等しく、かつ互いの磁気極性が逆極性になるように巻回されており、
    　前記第２の２次巻線ｎｆ１と、前記第３の２次巻線ｎｆ２と、前記第５の２次巻線ｎｆ３と、前記第６の２次巻線ｎｆ４は、前記第１の２次巻線ｎｓに対して直列に接続され、
    　前記第４の２次巻線ｎｏに直列に前記第４の２次巻線ｎｏと直列に漏洩インダクタンスとして形成される第５のインダクタＬｒｏと、
    　前記第５の２次巻線ｎｆ３に直列に前記第５の２次巻線ｎｆ３と直列に漏洩インダクタンスとして形成される第６のインダクタＬｒｆ３と、
    　前記第６の２次巻線ｎｆ４に直列に前記第６の２次巻線ｎｆ４の漏洩インダクタンスで構成される第７のインダクタＬｒｆ４と、前記第６のインダクタンスＬｒｆ３と、前記第７のインダクタＬｒｆ４と共に第１のロー・パス・フィルタを構成する第２のキャパシタＣｏと、前記第２のインダクタンスＬｒｆ１と、前記第３のインダクタＬｒｆ２と共に第２のロー・パス・フィルタを構成する第３のキャパシタＣｏ１と、前記第５のインダクタンスＬｒｏと共に第３のロー・パス・フィルタを構成する第１１のキャパシタＣｏ２と、をさらに有し、
    　前記第１のロー・パス・フィルタの出力端子から出力電圧Ｖｏが出力されるようにしたことを特徴とする請求項９に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
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