JP2007043858A - 共振形コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】 巻線部品が小型な共振形コンバータを提供する。
【解決手段】 鉄心の第一脚に巻かれた一次コイルN31と二次コイルN12と、第二脚に巻かれ二次コイルと逆極性で接続された二次コイルN22を持つトランスTと、一次コイルとスイッチ素子SW1の直列回路と、一次コイルと並列に接続されたスイッチ素子SW2とコンデンサCの直列回路と、二次コイルN12に並列に逆直列で接続された整流素子D1,D2と、二次コイルN22の二次コイルN12と反対側の端子と２つの整流素子の接続点の間に接続されその端子から出力するコンデンサCoと、整流素子のうちスイッチ素子SW1がオンの期間に非導通となる側に並列に接続されたトランスの漏れインダクタンスと共振するコンデンサCrと、２つのスイッチ素子を同時オフの期間を挟んで交互にオン・オフさせ、動作周波数又はスイッチ素子SW1の導通期間若しくは両方を変化させて出力を制御する回路を有する共振形コンバータ。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源装置に使用される共振形コンバータ及びその制御方式に関するものである。

スイッチング電源装置の小型化、高効率化、低ノイズ化に関する多くの研究がされてきた。例えば、図１１に示すスイッチング電源装置はクランプ回路(スイッチング素子ＳＷ２とコンデンサＣの直列回路)をフォワードコンバータに適用した例である（特許文献１参照）。これによればクランプ回路の作用により、スイッチング素子ＳＷ１及びダイオードＤ１の印加電圧を下げることが出来る他、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を短い同時オフの期間を挟んで交互にオン、オフすることで、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のＺＶＳ能力が発生する。しかしながら、この方式では図１１に示すように大きな巻線部品がトランスとチョークコイルの２個必要であり、小型化に問題がある。
米国特許第４４４１１４６号公報

小型化の研究のなかに、チョークコイルとトランスの一体化があり、いくつかの基本的な提案がされてきた。例えば、米国特許第４６７５７９６号ではフォワードコンバータのチョークコイルを一次側に配置した公知の回路構成にトランスＴ１のリセット回路を組み合わせた方式と、トランスとチョークコイルの鉄心の一部を共有化し、結合した構造を提案している。米国特許第５３５３２１２号で三脚鉄心の一脚に一次コイル、他の脚に二次コイルと出力チョークの両方の作用をするコイルを巻回し、一次側を非対称ハーフブリッジで駆動し、二次側をコンデンサインプット形センタータップ整流平滑の方式が提案されている。米国特許第４８５８０９３号では図１２に示すように、三脚鉄心の一脚に一次コイルと第一の二次コイル、他の脚に第二の二次コイルを巻回する構成が提案されている。図１３は図１２のトランスを等価回路に置き換えたものである。図１２及び図１３で、コンデンサＣ４８はトランスのフライバック処理用である。

以上のようなトランスとチョークコイルの一体形の各方式でも、一次側のスイッチング回路に米国特許第４４４１１４６号で提案されたクランプ回路を適用したコンバータが構成でき、これによりゼロ電圧スイッチング（以下「ＺＶＳ」という。）が可能となる。特開平９−６９４４９号ではシングルエンドのアクチブクランプ回路で前記米国特許第５３５３２１２号と同様なトランス及び二次回路を駆動する例が記載されている。

しかしながら、これらのコンバータではトランスの一次・二次間の漏れインダクタンスによる電流立ち上がり時のdi／dtとトランスＴの励磁電流によりＺＶＳ能力が制限され、軽負荷時や入力電圧が高い場合などＺＶＳしない場合が発生する。またＺＶＳ能力を高めるために漏れインダクタンスを大きくすると一次側スイッチ素子がＺＶＳ動作しても、二次側ダイオードには漏れインダクタンスと寄生容量によるサージ電圧が発生し、電圧の高いダイオードが必要になるなどの欠点がある。図１２及び図１３図示の方式で、前記米国特許第４４４１１４６号で提案されたクランプ回路付きのシングルエンドの一次側スイッチング部を適用した例を図１４に示す。図１５はこの方式の各部の動作波形例を示したもので、これを用いて回路動作を説明する。なお、図１２の点線で示す鉄心中脚と左側脚を入れ替えると図１４のトランスとなるが、三脚鉄心の各脚は磁気回路上で並列な要素であり、入れ替えても等価である。図１３の等価回路でもそれは証明される。

図１５のａはスイッチング素子ＳＷ２のVds、ｂはスイッチング素子ＳＷ１のVds、ｃはスイッチング素子ＳＷ１のId、ｄはスイッチング素子ＳＷ２のId、ｅはダイオードＤ２のVak、ｆはダイオードＤ１のVak、ｇはコイルnfの電流、ｈはコイルnsの電流を示している。横軸は時間軸でt1〜t7が1周期である。

t1でスイッチング素子ＳＷ２がターンオフする。スイッチング素子ＳＷ２に流れていた電流はスイッチング素子ＳＷ２の寄生容量の充電、スイッチング素子ＳＷ１の寄生容量の電荷の放電電流となる。

t2では充放電が完了し、スイッチング素子ＳＷ１のVdsはほぼゼロ電圧になる。この後スイッチング素子ＳＷ１をターンオンすることでスイッチング素子ＳＷ１はＺＶＳとなる。ただし、前記充放電電流はコイルnpに発生する励磁電流から漏れインダクタンスにより増加して行く電流を差し引いた電流であり、前記二つの電流の大きさにより、ＺＶＳが影響される。漏れインダクタンスが大きく、励磁インダクタンスが小さいほどＺＶＳ能力は大きい。スイッチング素子ＳＷ１がオンするとコイルnpの電流はコイルnpとコイルnf間の漏れインダクタンスに関係する傾斜で、正側に直線的に増加して行く。二次側ではコイルnpとコイルns間の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーによりコイルns、コイルnf、ダイオードＤ１，Ｄ２をとおり出力にIoが供給される。図１４に示した左側の脚の存在により前記の漏れインダクタンスは大きな値を示すため、コイルnsの電流は全周期にわたりほぼ一定値；Ioとなる。コイルnf，ダイオードＤ２側の電流はt2から直線的に減少する。

t3でコイルnf、ダイオードＤ２の電流がゼロになり、コイルnsの電流は全てダイオードＤ１を通して出力に供給される。t3でダイオードＤ２はオンからオフになるが、ダイオードＤ２の逆リカバリー回復時、漏れインダクタンスとダイオードＤ２の寄生容量で共振現象が発生し、図１５ｅの様にサージ電圧が発生する。

t4でスイッチング素子ＳＷ１がターンオフされる。コイルnpの電流はスイッチング素子ＳＷ１の寄生容量の充電、スイッチング素子ＳＷ２の寄生容量の放電電流となる。

t5で充放電が完了しスイッチング素子ＳＷ２の電圧はほぼゼロとなり、スイッチング素子ＳＷ２のボディーダイオードにコイルnpの電流が流れる。この後スイッチング素子ＳＷ２をターンオンすればスイッチング素子ＳＷ２はＺＶＳとなる。二次側ではコイルnf、ダイオードＤ２の電流がコイルnf，np間の漏れインダクタンスにより直線的に増加して行く。

t6でコイルnf及びダイオードＤ２に流れる電流がIoに等しくなり、ダイオードＤ１がオフとなる。この時ダイオードＤ２のターンオフ時同様サージ電圧が発生する。最後にt7で次の周期が開始される。先に述べた様に漏れインダクタンスが大きく、励磁インダクタンスが小さいほどスイッチング素子ＳＷ１のターンオン時のＺＶＳ能力は高くなるが、漏れインダクタンスが大きすぎると電力伝達が不充分になるし、励磁インダクタンスが小さすぎるとコイルnp及びスイッチング素子ＳＷ１の損失が大きくなる。このことから、ＺＶＳが可能となる条件は限定されることになる。また、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２がＺＶＳとなっても、出力ダイオードのサージ電圧が発生する。

米国特許第４４１５９５９号で提案された電流共振形コンバータでは漏れインダクタンスを共振回路要素として使用するために、漏れインダクタンスを大きくしても、電力伝達は十分行われ、ＺＶＳ能力は高く出力回路のダイオードの電圧サージは発生しにくい。また、共振回路により、スイッチング素子ＳＷ１はゼロ電流スイッチング（以下「ＺＣＳ」という。）動作となり、ターンオフ時のスイッチング損失が少ない。しかしながら、この方式ではトランスと出力チョークの両方が必要であり電源装置の小型化には問題がある。

しかし、以上述べた様に従来技術ではＺＶＳとＺＣＳが可能な共振形コンバータはトランスとチョークコイルの一体化がはかれておらず、小型化に問題点があった。また、トランスとチョーク一体型のコンバータではＺＣＳ動作が出来ず、一次側のＺＶＳ動作が不充分のため発生する電力損失が大きく、二次側の整流素子には耐圧が高いものが必要となり、結果として整流素子の導通損失が大きくなるなど、電力変換効率、小型化の面で問題があった。

本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、小型でかつサージ電圧発生の少ない共振形コンバータを提供するもので、スイッチング電源装置の小型化、高性能化に寄与するものである。

上記課題を解決するため、本発明共振形コンバータは、二脚又は三脚の鉄心と、前記鉄心の第一の脚に巻回された一次コイルと、第一の二次コイルと、前記鉄心の第二の脚に巻回され、前記第一の二次コイルと逆極性で接続された第二の二次コイルと、を有するトランスと、
直流電源の両端に接続された前記一次コイルと第一のスイッチ素子が直列に接続された第一の直列回路と、
前記第一のスイッチ素子の両端又は前記一次コイルと並列に接続された第二のスイッチ素子と第一のコンデンサとの直列回路と、
前記第一の二次コイルに並列に逆極性で接続された第一整流素子及び第二の整流素子の直列回路と、
前記第二の二次コイルの第一の二次コイルの接続点と反対側の端子と、前記第第一の整流素子及び第二の整流素子の直列回路の中間点との間に接続され、その端子間から出力を取り出す第二のコンデンサと、
前記第一の整流素子及び第二の整流素子のうち前記第一のスイッチ素子がオンの期間に非導通となる整流素子に並列に接続され、前記トランスの一次・二次コイル間の漏れインダクタンスと共振する第三のコンデンサと、
前記第一のスイッチ素子及び第二のスイッチ素子を双方同時にオフとなる期間を挟んで、交互にオン・オフさせるとともに、動作周波数又は第一のスイッチ素子の導通期間、若しくはその両方を変化させることで前記第二のコンデンサ出力を制御する回路と、
を有することを特徴とする。

三脚の鉄心と、前記鉄心の第一の脚に巻回された一次コイルと、前記鉄心の第二の脚に巻回された第一の二次コイルと、前記鉄心の第三の脚に巻回された第二の二次コイルと、を有するトランスと、
直流電源の両端に接続された前記一次コイルと第一のスイッチ素子が直列に接続された第一の直列回路と、
前記第一のスイッチ素子の両端又は前記一次コイルと並列に接続された第二のスイッチ素子と第一のコンデンサとの直列回路と、
前記第一の二次コイル及び第二の二次コイルとの直列回路と並列に且つ逆極性で接続された第一整流素子及び第二の整流素子の直列回路と、
前記第一の二次コイルと第二の二次コイルの接続点と、前記第一の整流素子及び第二の整流素子の直列回路の中間点との間に接続され、その端子間から出力を取り出す第二のコンデンサと、
前記第一の整流素子及び第二の整流素子のうち前記第一のスイッチ素子がオンの期間に非導通となる整流素子と並列に接続され、前記トランスの一次・二次コイル間の漏れインダクタンスと共振する第三のコンデンサと、
前記第一のスイッチ素子及び第二のスイッチ素子を双方同時にオフとなる期間を挟んで、交互にオン・オフさせるとともに、動作周波数又は第一のスイッチ素子の導通期間、若しくはその両方を変化させることで前記第二のコンデンサ出力を制御する回路と、
を有することを特徴とする。

直流電源の両端に接続され、直列に接続された第一のトランスの一次コイルと第二のトランスの一次コイルと、第一のスイッチ素子とが直列に接続された第一の回路と、
前記第一のスイッチ素子の両端又は前記第一のトランスの一次コイルと前記第二のトランスの一次コイルとの直列回路と並列に接続された第二のスイッチ素子と第一のコンデンサとの直列回路と、
それぞれ同一極性で接続された前記第一のトランスの二次コイルと第二のトランスの二次コイルの直列回路と、前記直列回路と並列に且つ逆極性で接続された第一整流素子及び第二の整流素子の直列回路と、
前記第一のトランスの二次コイルと第二のトランスの二次コイルとの直列回路の中間点と、前記第一の整流素子及び第二の整流素子の直列回路の中間点との間に接続され、その端子間から出力を取り出す第二のコンデンサと、
前記第一の整流素子及び第二の整流素子のうち前記第一のスイッチ素子がオンの期間に非導通となる整流素子に並列に接続され、前記トランスの一次・二次コイル間の漏れインダクタンスと共振する第三のコンデンサと、
前記第一のスイッチ素子及び第二のスイッチ素子を双方同時にオフとなる期間を挟んで、交互にオン・オフさせるとともに、動作周波数又は第一のスイッチ素子の導通期間、若しくはその両方を変化させることで前記第二のコンデンサ出力を制御する回路と、
を有することを特徴とする。

前記第一のスイッチ素子と第二のスイッチ素子にオン時に電流が流れる方向と逆の方向に電流を流すことが出来る方向にダイオードと、コンデンサを並列に接続してあることを特徴とする。
また、前記ダイオード及び前記コンデンサはスイッチ素子の寄生要素であることを特徴とする。
また、前記第１の整流素子及び第２の整流素子はスイッチ素子とダイオードの組合わせ、またはダイオードを寄生要素として有するスイッチ素子であることを特徴とする。

本発明によれば、トランス、チョークコイル一体型で、ＺＶＳの能力が高く、ＺＣＳにより二次側整流ダイオードのサージ電圧が低いコンバータが実現できるので巻線部品が少ないだけでなく、スイッチ素子、ダイオードとして耐圧が低いものが使用出来るため低コスト化が可能である。また、ＺＶＳ及びＺＣＳによりスイッチング損失が少ないだけでなく、スイッチ素子、ダイオードの耐圧が低いことは導通損失が少なくなるため高効率な電源装置が出来る。ＺＣＳ及びＺＶＳはノイズの発生を抑える。したがって、低コストで高性能な電源装置の実現が可能となる。

図１は本発明を実施するための最良の形態を示すものである。図１に示す共振形コンバータは、トランスＴを有し、このトランスＴは三脚の鉄心を有し、鉄心の第一の脚に一次コイルＮ３１と第一の二次コイルＮ１２とを巻回し、鉄心の第二の脚に第二の二次コイルＮ２２を巻回している。また、第二の二次コイルＮ２２は第一の二次コイルＮ３１と逆極性で接続してある。なお、本実施形態では三脚の鉄心を有するトランスＴを用いているが、二脚の鉄心を有するトランスであってもよい。

この共振形コンバータは、一次コイルＮ３１と第一のスイッチ素子ＳＷ１が直列に接続された第一の回路を有する。一次コイルＮ３１と並列に接続された第二のスイッチ素子ＳＷ２と第一のコンデンサＣとの直列回路を有する。なお、この直列回路は第一のスイッチ素子ＳＷ１の両端に接続されてもよい。第一の二次コイルＮ１２に並列に逆極性で接続された第一のダイオードＤ１及び第二のダイオードＤ２の直列回路を有する。

第一の二次コイルＮ１２と第二の二次コイルＮ２２の接続点と反対側の端子と、第一のダイオードＤ１及び第二のダイオードＤ２の直列回路の中間点との間に第二のコンデンサＣｏを接続し、その端子間から出力を取り出すようにしてある。

第一のダイオードＤ１及び第二のダイオードＤ２のうち第一のスイッチ素子ＳＷ１がオンの期間に非導通となるダイオードＤ１に並列に第三のコンデンサＣｒを接続し、トランスＴの一次・二次コイルＮ３１，Ｎ１２間の漏れインダクタンスと共振するようにしてある。

第一のスイッチ素子ＳＷ１及び第二のスイッチ素子ＳＷ２を双方同時にオフとなる期間を挟んで、交互にオン・オフさせるとともに、動作周波数又は第一のスイッチ素子ＳＷ１の導通期間、若しくはその両方を変化させることで第二のコンデンサＣｏの出力を制御する回路を有する。

以上のように構成してある共振形コンバータは以下のように作用する。なお、
図２は、トランスＴの磁気回路を電気的な等価回路に置き換えたものを示し、図３は、各部の動作波形の例を示す。図２図示の等価回路は、例えばProc．Phys．Soc．62B, 1949,pp.101-111やIEEE Power Electronics Specialists Conference,1986 Record,pp.213-226に紹介されているような磁気−電気回路の相補性により証明される。

トランスの作用は図２の等価回路により説明する。図２におけるＬ２は図１のコアの左脚に蓄えられるエネルギーを示すインダクタンスである。図２のＴ１，Ｔ２，Ｔ３は理想トランスで、図１図示のコイルＮ１２，Ｎ２２，Ｎ３１に対応する。図２で理想トランスＴ１，Ｔ２及びインダクタンスＬ２は直列になり、理想トランスＴ１と理想トランスＴ３は漏れインダクタンスＬ１を介して並列になる。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２がオフの期間はインダクタンスＬ２に蓄えられたエネルギーが電流として理想トランスＴ１，Ｔ２及びインダクタンスＬ２の直列回路に流れ、理想トランスＴ１，Ｔ２のコイルＮ１２とコイルＮ２２と、第二のダイオードＤ２と第三のコンデンサＣｒとの並列回路と、の直列回路を介して出力される。

スイッチング素子ＳＷ１がオンの期間、図２で示すように、一次コイルＮ３１に入力電圧が印可され、理想トランスＴ２の第一のコイルＮ１２に第二のダイオードＤ２を逆バイアスする方向に電圧が発生する。インダクタンスＬ２の電流は理想トランスＴ１、漏れインダクタンスＬ２、及び理想トランスＴ２の直列回路に流れようとして、理想トランスＴ１を介してスイッチング素子ＳＷ１に流れる。実際には漏れインダクタンスＬ１と第三のコンデンサＣｒの共振要素により電流は図３ｃのようになる。図３でａはスイッチング素子ＳＷ２のVds、ｂはスイッチング素子ＳＷ１のVds、ｃはスイッチング素子ＳＷ１のId、ｄはスイッチング素子ＳＷ２のId、ｅはコンデンサ第三のコンデンサＣｒの電流、ｆはコンデンサＣｒまたは第二のダイオードＤ２の電圧、ｇは第一のダイオードＤ１の電圧、ｈはコイルＮ１２の電流、ｉはコイルＮ２２の電流である。

t1でスイッチング素子ＳＷ２がターンオフする。トランスＴの一次コイルＮ３１の励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーによる電流がスイッチング素子ＳＷ２の寄生容量の充電とスイッチング素子ＳＷ１の寄生容量の放電用に分流して流れる。

t2で前記充放電が終了しスイッチング素子ＳＷ１のVdsは0Vになる。その直後スイッチング素子ＳＷ１をターンオンすることでスイッチング素子ＳＷ１はＺＶＳとなる。理想トランスＴ３の電流は漏れインダクタンスＬ１の作用で立ちあがりが遅いので、ＺＶＳの妨げにならない。二次側では第二の二次コイルＮ２２、第一の二次コイルＮ１２、及び第二のダイオードＤ２を通して流れていた電流がt2の時点から第二の二次コイルＮ２２、第一のダイオードＤ１のルートに切り替わって行くが、漏れインダクタンスＬ１の影響で徐々に切り替わる。t2からt3間では第一及び第二のダイオードＤ１，Ｄ２とも導通している。

t3で第二のダイオードＤ２のルートの電流がゼロになると、理想トランスＴ１の第一の二次コイルＮ１２の電圧が第一のダイオードＤ１を介して第三のコンデンサＣｒに印可され第三のコンデンサＣｒの充電が開始される。入力電圧が理想トランスＴ１，Ｔ３、及び漏れインダクタンスＬ１を介して第三のコンデンサＣｒに印可されるため、漏れインダクタンスＬ１と第三のコンデンサＣｒの共振電流が流れる。第三のコンデンサＣｒの電流がt4でゼロになった後も共振が継続され、第三のコンデンサＣｒの電流は逆側に流れる。t4から第一のダイオードＤ１のルートの電流が第三おコンデンサＣｒ側に分流を開始する。

t5で共振電流がIoに等しくなると、第一のダイオードＤ１はオフとなり、第三のコンデンサＣｒの電流はIoに固定され、共振は終了する。共振電流終了直後（図３ではt5と同時）にスイッチング素子ＳＷ１をターンオフすることで、スイッチング素子ＳＷ１と第一のダイオードＤ１はＺＣＳとなる。したがって第一のダイオードＤ１の電圧サージは少ない。第二のダイオードＤ２は第三のコンデンサＣｒと並列であり、第二のダイオードＤ２にもサージ電圧は発生しない。t5では理想トランスＴ３の電流はゼロであり、励磁電流だけがスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２に分流し、スイッチング素子ＳＷ１の寄生容量が充電され、スイッチング素子ＳＷ２の寄生容量が放電される。

t6でスイッチング素子ＳＷ２の電圧がゼロになった直後、スイッチング素子ＳＷ２をターンオンすることでスイッチング素子ＳＷ２はＺＶＳとなる。t6以降、第二の二次コイルＮ２２、第一の二次コイルＮ１２及び第三のコンデンサＣｒのルートでインダクタンスＬ２のエネルギーが出力に放電される。第三のコンデンサＣｒはIoで放電される。第三のコンデンサＣｒの電圧が下がり、t7で第二のダイオードＤ２が導通する。t8で１サイクルが終了し、次のサイクルが繰り返される。

図４は図１図示共振形コンバータの第一変形例を示すものである。この共振形コンバータは、トランスＴに特徴を有し、このトランスＴは三脚の鉄心を有し、鉄心の第一の脚に一次コイルＮ３１を巻回し、鉄心の第二の脚に第一の二次コイルＮ２２を巻回し、鉄心の第三の脚に第二の二次コイルＮ１２を巻回している。その他の構成については、図１図示実施形態とほぼ同様である。なお、図５には本実施例の等価回路を表した回路図を示す。なお、作用については、図１図示実施形態とほぼ同様であるため省略する。

図６は図１図示共振形コンバータの第二変形例を示すものである。この共振形コンバータは、トランスに特徴を有し、直流電源の両端にそれぞれ同一極性で接続された第一のトランスＴ１の一次コイルと第二のトランスＴ２の一次コイルを接続し、第一のトランスＴ１の一次コイルと直流電源の一端との間に第一のスイッチ素子ＳＷ１を介している。それぞれ同一極性で接続された第一の二次コイルと第二の二次コイルとの直列回路と逆極性で第一のダイオードＤ１及び第二のダイオードＤ２の直列回路を接続してある。その他の構成については、前記実施形態とほぼ同様である。なお、図７には本実施例の等価回路を表した回路図を示す。なお、作用については、前記実施例とほぼ同様であるため省略する。

図８、図９及び図１０に示す実施例は、それぞれ、図１、図４及び図６に示す実施例で、整流素子としてダイオードＤ１，Ｄ２の代わりに、ＭＯＳＦＥＴ ＳＷ３，ＳＷ４を使用したものであり、より高い効率が期待できる。

なお、本発明は図１から図１０で説明した実施の形態に係る共振形コンバータに限定されるものではない。例えば、二次コイルを複数設け、多出力の電源装置に適用しても良い。また、スイッチ素子はＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴやＢｉＴｒなどその他のスイッチ素子に適用できるものである。

本発明によれば、トランス、チョークコイル一体型で、ＺＶＳの能力が高く、ＺＣＳにより二次側整流ダイオードのサージ電圧が低いコンバータが実現できるので巻線部品が少ないだけでなく、スイッチ素子、ダイオードとして耐圧が低いものが使用出来るため低コスト化が可能である。また、ＺＶＳ及びＺＣＳによりスイッチング損失が少ないだけでなく、スイッチ素子、ダイオードの耐圧が低いことは導通損失が少なくなるため高効率な電源装置が出来る。ＺＣＳ及びＺＶＳはノイズの発生を抑える。したがって、低コストで高性能な電源装置の実現が可能となり、産業上利用可能である。

本発明の最良の実施形態の回路構成図である。 図１図示実施形態のトランス部を等価回路に置き換えた回路図である。 図１図示実施形態における動作波形図である。 第一変形例を示した回路構成図である。 図４図示実施形態のトランス部を等価回路に置き換えた回路図である。 第二変形例を示した回路構成図である。 図６図示実施形態のトランス部を等価回路に置き換えた回路図である。 第三変形例を示した回路構成図である。 第四変形例を示した回路構成図である。 第五変形例を示した回路構成図である。 従来の共振形コンバータの一例を示す回路構成図である。 図１１図示従来例とは別の従来例を示す回路構成図である。 図１２図示従来例のトランス部を等価回路に置き換えた回路図である。 前記従来例とは別の従来例の回路構成図である。 図１４図示従来例における動作波形図である。

符号の説明

ＰＳ 直流電源
Ｃ 第一のコンデンサ
Ｃｏ 第二のコンデンサ
Ｃｒ 第三のコンデンサ
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ素子
Ｔ，Ｔ１，Ｔ２ トランス
Ｎ１１，Ｎ２１，Ｎ３１ 一次コイル
Ｎ１２ 第一の二次コイル
Ｎ２２ 第二の二次コイル
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
ＳＷ３，ＳＷ４ ＭＯＳＦＥＴ
ＣＨ チョーク

Claims (6)

1. 二脚又は三脚の鉄心と、前記鉄心の第一の脚に巻回された一次コイルと、第一の二次コイルと、前記鉄心の第二の脚に巻回され、前記第一の二次コイルと逆極性で接続された第二の二次コイルと、を有するトランスと、
   直流電源の両端に接続された前記一次コイルと第一のスイッチ素子が直列に接続された第一の直列回路と、
   前記第一のスイッチ素子の両端又は前記一次コイルと並列に接続された第二のスイッチ素子と第一のコンデンサとの直列回路と、
   前記第一の二次コイルに並列に逆極性で接続された第一整流素子及び第二の整流素子の直列回路と、
   前記第二の二次コイルの第一の二次コイルの接続点と反対側の端子と、前記第第一の整流素子及び第二の整流素子の直列回路の中間点との間に接続され、その端子間から出力を取り出す第二のコンデンサと、
   前記第一の整流素子及び第二の整流素子のうち前記第一のスイッチ素子がオンの期間に非導通となる整流素子に並列に接続され、前記トランスの一次・二次コイル間の漏れインダクタンスと共振する第三のコンデンサと、
   前記第一のスイッチ素子及び第二のスイッチ素子を双方同時にオフとなる期間を挟んで、交互にオン・オフさせるとともに、動作周波数又は第一のスイッチ素子の導通期間、若しくはその両方を変化させることで前記第二のコンデンサ出力を制御する回路と、
   を有することを特徴とする共振形コンバータ。
2. 三脚の鉄心と、前記鉄心の第一の脚に巻回された一次コイルと、前記鉄心の第二の脚に巻回された第一の二次コイルと、前記鉄心の第三の脚に巻回された第二の二次コイルと、を有するトランスと、
   直流電源の両端に接続された前記一次コイルと第一のスイッチ素子が直列に接続された第一の直列回路と、
   前記第一のスイッチ素子の両端又は前記一次コイルと並列に接続された第二のスイッチ素子と第一のコンデンサとの直列回路と、
   前記第一の二次コイル及び第二の二次コイルとの直列回路と並列に且つ逆極性で接続された第一整流素子及び第二の整流素子の直列回路と、
   前記第一の二次コイルと第二の二次コイルの接続点と、前記第一の整流素子及び第二の整流素子の直列回路の中間点との間に接続され、その端子間から出力を取り出す第二のコンデンサと、
   前記第一の整流素子及び第二の整流素子のうち前記第一のスイッチ素子がオンの期間に非導通となる整流素子と並列に接続され、前記トランスの一次・二次コイル間の漏れインダクタンスと共振する第三のコンデンサと、
   前記第一のスイッチ素子及び第二のスイッチ素子を双方同時にオフとなる期間を挟んで、交互にオン・オフさせるとともに、動作周波数又は第一のスイッチ素子の導通期間、若しくはその両方を変化させることで前記第二のコンデンサ出力を制御する回路と、
   を有することを特徴とする共振形コンバータ。
3. 直流電源の両端に接続され、直列に接続された第一のトランスの一次コイルと第二のトランスの一次コイルと、第一のスイッチ素子とが直列に接続された第一の回路と、
   前記第一のスイッチ素子の両端又は前記第一のトランスの一次コイルと前記第二のトランスの一次コイルとの直列回路と並列に接続された第二のスイッチ素子と第一のコンデンサとの直列回路と、
   それぞれ同一極性で接続された前記第一のトランスの二次コイルと第二のトランスの二次コイルの直列回路と、前記直列回路と並列に且つ逆極性で接続された第一整流素子及び第二の整流素子の直列回路と、
   前記第一のトランスの二次コイルと第二のトランスの二次コイルとの直列回路の中間点と、前記第一の整流素子及び第二の整流素子の直列回路の中間点との間に接続され、その端子間から出力を取り出す第二のコンデンサと、
   前記第一の整流素子及び第二の整流素子のうち前記第一のスイッチ素子がオンの期間に非導通となる整流素子に並列に接続され、前記トランスの一次・二次コイル間の漏れインダクタンスと共振する第三のコンデンサと、
   前記第一のスイッチ素子及び第二のスイッチ素子を双方同時にオフとなる期間を挟んで、交互にオン・オフさせるとともに、動作周波数又は第一のスイッチ素子の導通期間、若しくはその両方を変化させることで前記第二のコンデンサ出力を制御する回路と、
   を有することを特徴とする共振形コンバータ。
4. 前記第一のスイッチ素子と第二のスイッチ素子にオン時に電流が流れる方向と逆の方向に電流を流すことが出来る方向にダイオードと、コンデンサを並列に接続してあることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか記載の共振形コンバータ。
5. 前記ダイオード及び前記コンデンサはスイッチ素子の寄生要素であることを特徴とする請求項４記載の共振形コンバータ。
6. 前記第１の整流素子及び第２の整流素子はスイッチ素子とダイオードの組合わせ、またはダイオードを寄生要素として有するスイッチ素子であることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の共振形コンバータ。

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