WO2009128191A1

WO2009128191A1 - 振幅制御回路、ポーラ変調送信回路、及び、ポーラ変調方法

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Publication number: WO2009128191A1
Application number: PCT/JP2009/000575
Authority: WO
Inventors: 耐一池戸
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2008-04-18
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Publication date: 2009-10-22
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Abstract

　出力ノイズを低減し、受信感度の低下を抑圧することができる振幅制御回路。振幅制御回路である振幅制御部（１２０）は、振幅データを差動振幅信号に変換して出力するＤＡコンバータ（１２１）と、送信電力情報Ｐに応じて、差動振幅信号のレベルを制御するレベル制御部（１２２）と、レベル制御部（１２２）によってレベル制御された差動振幅信号に、送信電力情報Ｐに応じたＤＣ電圧を付与するオフセット演算部（１２３）と、を備えるようにしたので、差動振幅信号に変換せずＤ／Ａ変換のみを行う同じビット数のＤＡコンバータを用いる場合に比べ、ＤＡコンバータ（１２１）のダイナミックレンジを２倍にすることができ、ＤＡコンバータ（１２１）の後段の差動シングル変換部（１２４）のゲインをその分小さくすることができるので、ノイズが差動シングル変換部（１２４）によって増幅されるのを回避し、振幅制御部（１２０）の出力ノイズを低減することができる。

Description

振幅制御回路、ポーラ変調送信回路、及び、ポーラ変調方法

　本発明は、携帯電話や無線ＬＡＮ等の通信機器に用いられる振幅制御回路、ポーラ変調送信回路、及び、ポーラ変調方法に関し、より特定的には、高効率かつ低歪みで動作する振幅制御回路、ポーラ変調送信回路、及び、ポーラ変調方法に関する。

　携帯電話や無線ＬＡＮ等の通信機器は、広い出力レベルの範囲に渡って送信信号の線形性を確保しつつ、かつ低消費電力で動作することが求められている。そして、このような通信機器には、高効率かつ低歪みで動作する送信回路が用いられる。以下に、従来の送信回路について説明する。

　従来の送信回路としては、例えば、直交変調等の変調方式を利用して、送信信号を生成する送信回路（以下、直交変調回路と記す）があった。なお、直交変調回路については、広く知られているため説明を省略する。また、直交変調回路よりも高効率に線形性の高い送信信号を出力する従来の送信回路としては、例えば、特許文献１に開示されている送信回路があった。図１は、特許文献１に開示されている従来の送信回路１０の構成の一例を示すブロック図である。図１において、従来の送信回路１０は、振幅位相抽出部１１、振幅制御部１２、位相変調部１３、増幅部１４、及び、出力端子１５を備える。

　振幅位相抽出部１１は、入力データから振幅データ及び位相データを抽出する。振幅データは、振幅制御部１２に入力される。振幅制御部１２は、振幅データに応じた電圧を増幅部１４に供給する。また、位相データは、位相変調部１３に入力される。位相変調部１３は、入力された位相データを位相変調して位相変調信号として出力する。位相変調信号は、増幅部１４に入力される。増幅部１４は、位相変調信号を振幅制御部１２から供給された電圧に応じて増幅する。増幅部１４で増幅された信号は、出力端子１５から送信信号として出力される。送信信号の出力レベルは、振幅制御部１２の出力電圧を変化させ、増幅部１４に供給することで制御することができる。このように、入力データから振幅データと位相データとを分離し、これらを用いて変調をかける方式をポーラ変調方式（Ｐｏｌａｒ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）あるいは極座標変調方式という。そして、この方式を実施する送信回路１０をポーラ変調回路（極座標変調回路ともいう）という。
特開２００４－２６６３５１号公報（図９）

　しかしながら、従来の送信回路１０は、振幅制御部１２の出力ノイズを抑えることが困難であるという課題があった。以下、その理由を説明する。図２に、振幅制御部１２の具体的構成を示す。図２において、ＤＡコンバータ１２－１は、デジタル信号である振幅データをアナログ信号へ変換する。レベル制御部１２－２は、送信回路１０の平均出力電力の大きさを示す送信電力情報Ｐ（デジタル信号で表現されることが多い）に応じて、ＤＡコンバータ１２－１の出力レベルを変化させる。バッファ１２－３は、レベル制御部１２－２の出力を増幅して増幅部１４に出力する。このように構成することで、送信回路１０は、振幅制御部１２の出力電圧を変化させ、増幅部１４から出力される送信信号の出力レベルを制御することを可能とする。

　ここで、増幅部１４は、一般的にパワーアンプといわれる高出力増幅器を用いるため、増幅部１４を駆動する振幅制御部１２のバッファ１２－３は、大電流を供給できる必要がある。また、振幅制御部のＤＡコンバータ１２－１は、直交変調などで使用されるＩＱデータよりもはるかに帯域が広い振幅データをＤＡ変換するため、高速のクロックを必要とする。

　そのため、振幅制御部１２をＩＣチップ化する場合、ＤＡコンバータ１２－１と、デジタル信号で制御されるレベル制御部１２－２には、高速動作が可能な低耐圧プロセスを用い、バッファ１２－３には大電流を扱える高耐圧プロセスを用いることが多い。

　ところが、一般的に、高速動作が可能なプロセスは大電流を扱えるプロセスとは異なり、耐圧が低下する傾向にあるため、出力振幅を大きくする、つまり、ダイナミックレンジを大きくとることが困難となる。そのため、バッファ１２－３においてゲインを大きくする必要が生じ、レベル制御部１２－２から出力されるノイズがバッファ１２－３によって増幅されて、振幅制御部１２の出力ノイズが増加してしまうという問題があった。振幅制御部１２の出力ノイズは、増幅部１４に出力されるため、特に受信帯域にノイズが出力されると、受信感度の低下につながり深刻な問題となる。

　本発明の目的は、出力ノイズを低減し、受信感度の低下を抑圧することができる振幅制御回路、ポーラ変調送信回路、及び、ポーラ変調方法を提供することである。

　本発明の振幅制御回路は、ポーラ変調送信回路に用いられる振幅制御回路であって、振幅データを差動振幅信号に変換して出力するＤＡコンバータと、送信電力情報に応じて、前記差動振幅信号のレベルを制御するレベル制御部と、前記レベル制御部によってレベル制御された前記差動振幅信号に、前記送信電力情報に応じたＤＣオフセットを付与するオフセット演算部と、を具備する構成を採る。

　本発明のポーラ変調送信回路は、入力データから振幅データ及び位相データを抽出する振幅位相抽出部と、前記位相データを位相変調して位相変調信号として出力する位相変調部と、制御電圧に基づいて前記位相変調信号を増幅して、前記送信信号として出力する増幅部と、前記振幅データに応じて制御された電圧を前記制御電圧として前記増幅部に供給する振幅制御部と、を具備するポーラ変調送信回路であって、前記振幅制御部は、前記振幅データを差動振幅信号に変換して出力するＤＡコンバータと、前記送信信号の出力電力を示す送信電力情報に応じて、前記差動振幅信号のレベルを制御するレベル制御部と、前記レベル制御部によってレベル制御された前記差動振幅信号に、前記送信電力情報に応じたＤＣオフセットを付与するオフセット演算部と、前記オフセット演算部によってＤＣオフセットが付与された前記差動振幅信号を差動シングル変換し、シングルエンド信号を取得する差動シングル変換部と、を備え、前記増幅部は、前記シングルエンド信号を前記制御電圧とする構成を採る。

　本発明のポーラ変調方法は、入力データから振幅データ及び位相データを抽出する振幅位相抽出ステップと、前記位相データを位相変調して位相変調信号として出力する位相変調ステップと、制御電圧に基づいて前記位相変調信号を増幅して、送信信号として出力する増幅ステップと、前記振幅データに応じて制御された電圧を前記制御電圧として供給する振幅制御ステップと、を有するポーラ変調方法であって、前記振幅制御ステップは、前記振幅データを差動振幅信号に変換する変換ステップと、前記送信信号の出力電力を示す送信電力情報に応じて、前記差動振幅信号のレベルを制御するレベル制御ステップと、レベル制御された前記差動振幅信号に、前記送信電力情報に応じたＤＣオフセットを付与するオフセット演算ステップと、ＤＣオフセットが付与された前記差動振幅信号を差動シングル変換し、シングルエンド信号を取得する差動シングル変換ステップと、を含み、前記増幅ステップは、前記シングルエンド信号を前記制御電圧とするようにした。

　本発明の振幅制御回路、ポーラ変調送信回路、ポーラ変調方法によれば、出力ノイズを低減し、受信感度の低下を抑圧することができる。

従来のポーラ変調回路の構成の一例を示すブロック図振幅制御部の構成を示す図本発明の実施の形態１に係るポーラ変調送信回路の構成の一例を示すブロック図オフセット演算部において付与されるＤＣ電圧を説明するために供する図オフセット演算部において付与されるＤＣ電圧を説明するために供する図差動シングル変換部の一般的な回路構成を示す図オフセット演算部及び差動シングル変換部の出力波形を示す図オフセット演算部及び差動シングル変換部の出力波形を示す図オフセット演算部においてオフセット処理が行われない場合のオフセット演算部及び差動シングル変換部の出力波形を示す図本発明の実施の形態２に係るポーラ変調送信回路の構成の一例を示すブロック図増幅部が、ＨＢＴを用いたパワーアンプから構成される場合のＡＭ－ＡＭ特性を示す図差動振幅信号を正弦波とし、レベル制御部のゲインが最大で、かつ、増幅部オフセット電圧が０．１Ｖの場合の、オフセット演算部、オフセット演算部、及び、差動シングル変換部の出力波形を示す図差動振幅信号を正弦波とし、レベル制御部のゲインが最大ゲインの１／２で、かつ、増幅部オフセット電圧が０．２Ｖの場合の、オフセット演算部、オフセット演算部、及び、差動シングル変換部の出力波形を示す図本発明の実施の形態３に係るポーラ変調送信回路の構成の一例を示すブロック図

　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

　（実施の形態１）
　図３は本発明の実施の形態１に係るポーラ変調送信回路の構成の一例を示すブロック図である。図３において、ポーラ変調送信回路１００は、振幅位相抽出部１１０、振幅制御部１２０、位相変調部１３０、増幅部１４０、及び、出力端子１５０を備える。

　振幅位相抽出部１１０には、送信すべきデータとして変調データ（以下、入力データと記す）が入力される。振幅位相抽出部１１０は、入力データからデジタルデータである振幅成分及び位相成分を抽出し、振幅データ及び位相データとして出力する。

　振幅データは、振幅制御部１２０に入力される。振幅制御部１２０は、振幅データに応じて制御された電圧を増幅部１４０に供給する。振幅制御部１２０の詳細については後述する。

　位相データは、位相変調部１３０に入力される。位相変調部１３０は、入力された位相データを位相変調して位相変調信号として出力する。位相変調信号は、増幅部１４０に入力される。増幅部１４０は、振幅制御部１２０から供給された電圧に応じて、位相変調信号を増幅する。増幅部１４０によって増幅された信号は、出力端子１５０から送信信号として出力される。

　次いで、振幅制御部１２０の詳細について説明する。振幅制御部１２０は、ＤＡコンバータ１２１、レベル制御部１２２、オフセット演算部１２３、及び、差動シングル変換部１２４を有する。振幅制御部１２０において、振幅データは、ＤＡコンバータ１２１に入力される。

　ＤＡコンバータ１２１は、入力された振幅データをアナログの差動信号に変換し、差動振幅信号として出力する。

　ＤＡコンバータ１２１から出力される差動振幅信号は、レベル制御部１２２に入力される。また、レベル制御部１２２には、ポーラ変調送信回路１００の送信信号の平均出力電力の大きさを示す送信電力情報Ｐ（デジタル信号で表現されることが多い）が入力される。レベル制御部１２２は、送信電力情報Ｐが示すポーラ変調送信回路１００の平均出力電力の大きさに応じた利得を用いて、入力された差動振幅信号を増幅又は減衰させる。レベル制御部１２２は、増幅又は減衰後の差動振幅信号をオフセット演算部１２３に出力する。

　オフセット演算部１２３は、レベル制御部１２２のゲインが最大の場合にレベル制御部１２２から出力される振幅と、前記送信電力情報に応じてレベル制御されたレベル制御部１２２の出力振幅との差に相当するＤＣ電圧（式（１））を算出する。

　Ｖｍａｘ―Ｖ　　　・・・（１）
　ここで、Ｖｍａｘは、レベル制御部１２２のゲインを最大にしたときにレベル制御部１２２から出力される差動振幅信号の片側振幅（ピークｔｏピークの値）を示す。又、Ｖは、前記送信電力情報に応じてレベル制御された、実際にレベル制御部１２２から出力される差動振幅信号の片側振幅（ピークｔｏピークの値）を示す。なお、Ｖは、送信電力情報Ｐに基づいて変動する。

　なお、レベル制御部１２２の最大ゲインをＧｍａｘ、レベル制御部１２２の実際のゲインをＧとすると、（Ｖｍａｘ―Ｖ）は、式（２）のように表される。

　Ｖｍａｘ―Ｖ＝（１－Ｇ／Ｇｍａｘ）・Ｖｍａｘ　　　・・・（２）
　つまり、オフセット演算部１２３が、予めレベル制御部１２２の最大ゲインＧｍａｘと、最大ゲインＧｍａｘにおける出力振幅Ｖｍａｘを予め取得しておくことにより、送信電力情報Ｐに応じて設定されるレベル制御部１２２のゲインＧが分かれば、レベル制御部１２２から実際に出力される振幅Ｖが分かるので、レベル制御部１２２の出力をモニターすること無く、差動振幅信号に付与すべきＤＣ電圧を算出することができる。なお、レベル制御部１２２の実際のＧは、送信電力情報Ｐに応じて変動する。そこで、例えば、オフセット演算部１２３は、送信電力情報ＰとゲインＧとの対応付けを保持し、送信電力情報Ｐに応じてゲインＧを選択し、選択したゲインＧを式（２）に代入して、ＤＣ電圧を算出する。

　このように、オフセット演算部１２３は、レベル制御部１２２のゲインが最大の場合のレベル制御部１２２の出力振幅と、送信電力情報Ｐに応じてレベル制御されたレベル制御部１２２の出力振幅との差に相当するＤＣ電圧（Ｖｍａｘ－Ｖ）を算出する。

　オフセット演算部１２３は、算出したＤＣ電圧（Ｖｍａｘ－Ｖ）を、レベル制御部１２２から出力される差動振幅信号に付与する。

　図４及び図５を用いて、オフセット演算部１２３において付与されるＤＣ電圧について説明する。なお、図４及び図５は、例示であり、各数値は一例にすぎない。また、以下では、レベル制御部１２２のゲインが最大ゲインＧｍａｘの場合に、差動振幅信号として、レベル制御部１２２から、片側振幅１Ｖｐｐ（ｐｐ：peak to peak）の正弦波が出力されると仮定して説明する。

　図４及び図５において、実線は、レベル制御部１２２から出力される差動振幅信号の正相信号を示し、破線は、レベル制御部１２２から出力される差動振幅信号の逆相信号を示す。

　図４Ａに、レベル制御部１２２のゲインＧが、最大の場合（Ｇｍａｘ）の波形を示す。図４Ｂに、レベル制御部１２２のゲインＧが、最大ゲインＧｍａｘの１／２の場合に、オフセット演算部１２３によって、差動振幅信号に、ＤＣ電圧が付与された後の波形を示す。

　図４Ｂから分かるように、レベル制御部１２２のゲインＧが、最大ゲインＧｍａｘの１／２の場合、レベル制御部１２２からは、片側振幅が０．５Ｖｐｐの差動振幅信号が出力される。このとき、オフセット演算部１２３では、式（２）が用いられて、ＤＣ電圧が、０．５Ｖと算出される。

　そして、オフセット演算部１２３によって、正相信号と逆相信号とが、算出されたＤＣ電圧だけ離れる向きにオフセットされるように、差動振幅信号にＤＣ電圧が付与される。図４Ｂの例では、正相信号と逆相信号とが、０．５Ｖだけずらされている。このように、式（２）が用いられて算出されたＤＣ電圧は、レベル制御部１２２から出力される正相信号と逆相信号とのオフセット電圧となるように、差動振幅信号に対して減算の極性で付与される。

　図５Ａに、レベル制御部１２２のゲインＧが、最大の場合（Ｇｍａｘ）の波形を示す。図５Ｂに、レベル制御部１２２のゲインＧが、最大ゲインＧｍａｘの１／４の場合に、オフセット演算部１２３によって、差動振幅信号に、ＤＣ電圧が付与された後の波形を示す。

　図５Ｂから分かるように、レベル制御部１２２のゲインＧが、最大ゲインＧｍａｘの１／４の場合、レベル制御部１２２からは、片側振幅が０．２５Ｖｐｐの差動振幅信号が出力される。このとき、オフセット演算部１２３では、式（２）が用いられて、ＤＣ電圧が、０．７５Ｖと算出される。

　そして、オフセット演算部１２３によって、正相信号と逆相信号とが、算出されたＤＣ電圧だけ離れる向きにオフセットされるように、差動振幅信号にＤＣ電圧が付与される。図５Ｂの例では、正相信号と逆相信号とが、０．７５Ｖだけずらされている。このように、式（２）が用いられて算出されたＤＣ電圧は、レベル制御部１２２から出力される正相信号と逆相信号とのオフセット電圧となるように、差動振幅信号に対して減算の極性で付与される。

　オフセット演算部１２３の出力（差動振幅信号）は、差動シングル変換部１２４に入力され、差動シングル変換部１２４によって、差動振幅信号は、シングルエンドの振幅信号に変換される。図６に、差動シングル変換部１２４の一般的な回路構成を示す。

　図６の差動シングル変換部１２４は、正相信号と逆相信号とを入力とし、正相信号の電圧（Ｖ１）から逆相信号の電圧（Ｖ２）を引いた値を、予め設定したゲイン（Ｒ２／Ｒ１）で増幅した後、所定のＤＣ電圧（Ｖ３）を加えて、シングルエンドの振幅信号として出力する。

　シングルエンドの振幅信号は、式（３）によって表される。式（３）から分かるように、差動シングル変換部１２４は、差動信号を、Ｖ３を中心に変動するシングルエンドの振幅信号Ｖｏｕｔに変換する。

　Ｖｏｕｔ＝（Ｒ２／Ｒ１）（Ｖ１―Ｖ２）＋Ｖ３　　　・・・（３）
　ここで、Ｖ１及びＶ２を正弦波と仮定すると、式（３）における（Ｒ２／Ｒ１）（Ｖ１－Ｖ２）の項は、ＧＮＤ基準（接地電位である０Ｖ）を中心に正負対称な波形となる。一般的に、図６に示したような差動シングル変換部１２４に供給される電源は、正電源のみが用いられることが多い。この場合、ＧＮＤ基準を下回る電圧は、差動シングル変換部１２４から出力することができない。よって、式（３）に示された差動シングル変換部１２４から出力される振幅信号の波形の下限（出力電圧の最小値）が、ＧＮＤ基準を下回らないようにしないと出力波形が歪んでしまう。これを避けるためには、差動シングル変換部１２４において加算されるＤＣ電圧（Ｖ３）を、差動シングル変換部１２４から出力される最大振幅の１／２にすればよい。このようにすると、差動シングル変換部１２４に供給される電源を正電源のみで構成することができる。

　なお、レベル制御部１２２における外来ノイズは、正相信号の電圧（Ｖ１）及び逆相信号の電圧（Ｖ２）に、同じ極性で付加される。したがって、差動シングル変換部１２４において、式（３）を用いてシングルエンド信号に変換されることにより、正相信号及び逆相信号に付加された外来ノイズは、互いに相殺し合ってキャンセルされるので、振幅制御部１２０の出力ノイズを低減することができ、この結果、増幅部１４０の出力ノイズを低減することができるようになる。

　また、差動振幅信号に変換せずＤ／Ａ変換のみを行う同じビット数のＤＡコンバータを用いる場合に比べ、ＤＡコンバータ１２１のダイナミックレンジを２倍にすることができ、ＤＡコンバータ１２１の後段の差動シングル変換部１２４のゲインをその分小さくすることができるので、ノイズが差動シングル変換部１２４によって増幅されるのを回避することができ、振幅制御部１２０の出力ノイズを低減することができる。

　図７及び図８に、差動振幅信号を正弦波とした場合の、オフセット演算部１２３及び差動シングル変換部１２４の出力波形を示す。図７は、レベル制御部１２２のゲインが最大の場合のオフセット演算部１２３及び差動シングル変換部１２４の出力波形であり、図８は、レベル制御部１２２のゲインＧが、最大ゲインＧｍａｘの１／２の場合のオフセット演算部１２３及び差動シングル変換部１２４の出力波形である。

　なお、図７及び図８では、図４及び図５と同様に、レベル制御部１２２のゲインが最大の場合に出力される差動振幅信号の片側振幅を１Ｖｐｐとしている。又、差動シングル変換部１２４のゲインを１倍とし、差動シングル変換部１２４において加算する所定のＤＣ電圧（Ｖ３）を１Ｖとしている。

　図７は、レベル制御部１２２のゲインが最大の場合の例であり、レベル制御部１２２から片側振幅が１Ｖｐｐの差動振幅信号が出力されるので、差動シングル変換部１２４の最大出力振幅は２Ｖｐｐとなる。なお、この場合、Ｖ＝Ｖｍａｘとなるので、式（２）よりＤＣ電圧は０となる。したがって、オフセット演算部１２３は、差動振幅信号を差動シングル変換部１２４にそのまま出力する。

　図８は、レベル制御部１２２のゲインが最大ゲインの１／２の場合の例であり、オフセット演算部１２３において、差動振幅信号に０．５ＶのＤＣ電圧が付与される。なお、オフセット演算部１２３は、上述したように、差動振幅信号に対し減算の極性でＤＣ電圧を付与する。そのため、レベル制御部１２２のゲインが変動するような場合においても、差動シングル変換部１２４の出力波形の下限値は、ＧＮＤ基準で一定となるので、レベル制御部１２２のゲインに応じて、出力波形の平均値が制御されるようになる。なお、差動シングル変換部１２４の出力波形は、既に述べたように、式（３）で表される。

　差動シングル変換部１２４のゲインが１倍で、差動シングル変換部１２４が、差動振幅信号に対してＤＣ電圧を減算の極性で付与するので、差動シングル変換部１２４の出力Ｖｏｕｔは、式（４）のように表される。

　Ｖｏｕｔ＝Ｖ１－Ｖ２―（１－Ｇ／Ｇｍａｘ）・Ｖｍａｘ＋Ｖ３　　　・・・（４）
　式（４）において、（１－Ｇ／Ｇｍａｘ）・Ｖｍａｘの項は、正相信号と逆相信号とのオフセット電圧が、式（２）のＤＣ電圧となるように、オフセット演算部１２３がオフセットしたことによる。したがって、オフセット演算部１２３において、上述したオフセット処理が行われないような場合には、差動シングル変換部１２４の出力Ｖｏｕｔは、式（５）のように表される。

　Ｖｏｕｔ＝Ｖ１－Ｖ２＋Ｖ３　　　・・・（５）
　ここで、Ｖ１及びＶ２を正弦波と仮定すると、（Ｖ１－Ｖ２）の項はＧＮＤ基準を中心に正負対称な波形となり、その振幅は、レベル制御部１２２のゲインＧの変動にともない変動する。図９を用いて補足説明をする。

　図９は、オフセット演算部１２３において、オフセット処理が行われない場合のオフセット演算部１２３及び差動シングル変換部１２４の出力波形を示す。図９から分かるように、オフセット演算部１２３において、オフセット処理が行われない場合、レベル制御部１２２のゲインが変動すると、差動シングル変換部１２４の出力波形の下限値がＧＮＤ基準に合致せず、出力波形の平均値が一定になってしまう。

　レベル制御部１２２のゲインは、ポーラ変調送信回路１００の送信信号の平均出力電力の大きさを示す送信電力情報Ｐと等価であり、送信電力情報Ｐに応じて、レベル制御部１２２のゲインＧは変動する。したがって、レベル制御部１２２のゲインＧが変動する場合に、差動シングル変換部１２４の出力波形の平均値が一定となるということは、電力制御が行われていないことを意味する。

　勿論、差動シングル変換部１２４の出力信号の下限値がＧＮＤ基準に合致するように、ＤＣ電圧（Ｖ３）の値をレベル制御部１２２のゲインＧに合わせて調整すれば、オフセット演算部１２３においてオフセット処理を行わなくても、電力制御を行うことができる。

　しかし、レベル制御部１２２のゲインＧが低下するのに伴い、差動シングル変換部１２４で付与されるＤＣ電圧（Ｖ３）も低下するので、ＤＣ電圧（Ｖ３）がＧＮＤ付近に近づくと、ＤＣ電圧（Ｖ３）を供給する回路を構成する素子に十分なＤＣバイアスがかからなくなるため、精度が低下してしまう。このように、ＤＣ電圧（Ｖ３）の値の調整には限界があり、そのため、精度が劣化する場合がある。

　一方、本実施の形態では、オフセット演算部１２３が、上述のオフセット処理を行うことにより、レベル制御部１２２のゲインＧが変動すると、式（４）における（１－Ｇ／Ｇｍａｘ）・Ｖｍａｘの項が変化するので、差動シングル変換部１２４の出力信号の下限値をＧＮＤ基準に合致させることができる。つまり、オフセット演算部１２３が、オフセット処理を行うことにより、ＤＣ電圧（Ｖ３）の調整が不要となる。すなわち、本実施の形態では、差動振幅信号に対して、ＤＣ電圧（Ｖｍａｘ－Ｖ）を付与することにより、ＤＣ電圧（Ｖ３）の調整を回避することができ、精度を確保するためには、当該ＤＣ電圧（Ｖｍａｘ－Ｖ）の差電圧としての精度が確保されていればよいので、ＤＣ電圧（Ｖ３）を調整する場合に比べ精度をより向上することができる。

　以上のように、本実施の形態によれば、振幅制御部１２０は、振幅データを差動振幅信号に変換して出力するＤＡコンバータ１２１と、送信電力情報Ｐに応じて、差動振幅信号のレベルを制御するレベル制御部１２２と、レベル制御部１２２によってレベル制御された差動振幅信号に、送信電力情報Ｐに応じたＤＣ電圧を付与するオフセット演算部１２３と、を備えるようにした。これにより、オフセット演算部１２３の後段の差動シングル変換部１２４において、式（３）を用いてシングルエンド信号に変換することにより、正相信号及び逆相信号に付加されたノイズが、互いに相殺し合ってキャンセルされるので、振幅制御部１２０の出力ノイズを低減することができ、この結果、増幅部１４０の出力ノイズを低減することができるようになる。

　また、差動振幅信号に変換せずＤ／Ａ変換のみを行う同じビット数のＤＡコンバータを用いる場合に比べ、ＤＡコンバータ１２１のダイナミックレンジを２倍にすることができ、ＤＡコンバータ１２１の後段の差動シングル変換部１２４のゲインをその分小さくすることができるので、ノイズが差動シングル変換部１２４によって増幅されるのを回避することができ、振幅制御部１２０の出力ノイズを低減することができ、この結果、増幅部１４０の出力ノイズを低減することができるようになる。

　さらに、ポーラ変調送信回路１００において、オフセット演算部１２３は、レベル制御部１２２によってレベル制御された差動振幅信号に、レベル制御部１２２のゲインが最大の場合のレベル制御部１２２の出力振幅と、送信電力情報Ｐに応じてレベル制御されたレベル制御部１２２の出力振幅との差に相当するＤＣ電圧を、ＤＣオフセットとして付与するので、レベル制御部１２２のゲインが変動し、差動振幅信号のレベルが変動するような場合においても、後段の差動シングル変換部１２４において加算されるＤＣ電圧の調整を不要としつつ、差動シングル変換部１２４の出力波形の下限値を一定とし、送信電力情報Ｐに応じて電力制御を精度良く行うことができる。

　（実施の形態２）
　図１０は、本発明の実施の形態２に係るポーラ変調送信回路の構成の一例を示すブロック図である。図１０のポーラ変調送信回路２００は、特に、増幅部１４０に、ＨＢＴ（Hetero Bipolar Transistor）を用いたパワーアンプを用いる場合に好適である。なお、図１０の本実施の形態に係るポーラ変調送信回路２００において、図３と共通する構成部分には、図３と同一の符号を付して説明を省略する。図１０のポーラ変調送信回路２００は、図３のポーラ変調送信回路１００に対して、振幅制御部１２０に代えて、振幅制御部２１０を備えて構成される。

　振幅制御部２１０は、振幅制御部１２０に対し、オフセット演算部２１１をさらに追加した構成を採る。

　オフセット演算部２１１には、増幅部１４０に固有のオフセット電圧（以下「増幅部オフセット電圧」と記す）の大きさを示すオフセット情報Ｑ（デジタル信号で表現されることが多い）が入力される。オフセット情報Ｑは、オフセット演算部１２３に入力される送信電力情報Ｐとは異なる。増幅部オフセット電圧については、後述する。

　オフセット演算部２１１は、オフセット演算部１２３から出力される差動振幅信号に、増幅部オフセット電圧を与える。なお、図１０では、オフセット演算部２１１は、オフセット演算部１２３と差動シングル変換部１２４との間に配置されているが、オフセット演算部１２３の前段、あるいは、差動シングル変換部１２４の後段に配置されるようにしても動作上問題はない。ただし、差動シングル変換部１２４の後段に配置されるようにした場合は、シングルエンドの振幅信号に増幅部オフセット電圧が与えられることになる。

　次いで、増幅部オフセット電圧について、図１１を用いて説明する。図１１は、増幅部１４０が、ＨＢＴを用いたパワーアンプから構成される場合に、パワーアンプの電源電圧と、パワーアンプの出力電圧との関係を示している。図１１において、ｘ軸は、パワーアンプの電源電圧（図１０の振幅制御部２１０からの出力電圧に相当する）を示し、ｙ軸は、パワーアンプの出力電力を５０Ωの抵抗にかかる電圧として換算した電圧を示す。パワーアンプの電源電圧と出力電圧との関係を示すこの特性は、一般的にＡＭ－ＡＭ（Amplitude Modulation to Amplitude Modulation）特性と呼ばれ、ＡＭ－ＡＭ特性が直線的に変化するパワーアンプは、ポーラ変調送信回路に好適である。

　図１１に示したＡＭ－ＡＭ特性は、直線的に変化しているものの、その直線は、Ａ点でｘ軸と交差しており、原点を通過していないため、パワーアンプの電源電圧と出力電圧とが比例関係になっていないことが分かる。そのため、Ａ点における電圧Ｐ_Ａよりも小さい電圧値の振幅信号が入力される場合、パワーアンプから信号が出力されなくなってしまう。図１１においてＡ点における電圧Ｐ_Ａが、上述の増幅部オフセット電圧に相当する。増幅部オフセット電圧があると、ＡＭ－ＡＭ特性が比例関係とならないため、当該増幅部オフセット電圧に起因して歪みが発生してしまう。

　そのため、増幅部１４０を、図１１に示すようなＡＭ－ＡＭ特性を有するＨＢＴを用いたパワーアンプから構成する場合には、増幅部オフセット電圧に相当する電圧Ｐ_Ａをオフセット電圧として振幅信号に印加し、振幅信号を電圧Ｐ_Ａだけシフトさせてから、増幅部１４０の電源電圧に入力させる必要がある。

　当該増幅部オフセット電圧は、製造ばらつきや温度などで変動する。そのため、増幅部オフセット電圧を適宜調整できるようにするのが望ましい。本実施の形態では、オフセット演算部２１１が、この増幅部オフセット電圧を調整し、調整後の増幅部オフセット電圧を、オフセット演算部１２３から出力される差動振幅信号に対して付与するようにした。以下、増幅部オフセット電圧について、図１２及び図１３を用いて具体的に説明する。

　図１２は、差動振幅信号を正弦波とし、レベル制御部１２２のゲインが最大で、かつ、増幅部オフセット電圧が０．１Ｖの場合の、オフセット演算部１２３の出力波形（図１２Ａ）、オフセット演算部２１１の出力波形（図１２Ｂ）、及び、差動シングル変換部１２４の出力波形（図１２Ｃ）を示す。

　また、図１３は、差動振幅信号を正弦波とし、レベル制御部１２２のゲインが最大ゲインの１／２で、かつ、増幅部オフセット電圧が０．２Ｖの場合の、オフセット演算部１２３の出力波形（図１３Ａ）、オフセット演算部２１１の出力波形（図１３Ｂ）、及び、差動シングル変換部１２４の出力波形（図１３Ｃ）を示す。

　なお、図１２及び図１３は、図４等と同様に、レベル制御部１２２のゲインが最大の場合にレベル制御部１２２から出力される差動振幅信号の片側振幅を１Ｖｐｐとし、又、差動シングル変換部１２４のゲインを１倍とし、加算する所定のＤＣ電圧（Ｖ３）を１Ｖとした場合の出力波形である。

　図１２は、レベル制御部１２２のゲインが最大の場合の例であり、レベル制御部１２２から片側振幅が１Ｖｐｐの差動振幅信号が出力されるので、差動シングル変換部１２４の最大出力振幅は２Ｖｐｐとなる。なお、この場合、Ｖ＝Ｖｍａｘとなるので、式（２）よりＤＣ電圧は０となる。したがって、オフセット演算部１２３は、差動振幅信号をオフセット演算部２１１にそのまま出力する（図１２Ａ参照）。オフセット演算部２１１は、増幅部オフセット電圧０．１Ｖを、差動振幅信号に付与する。増幅部オフセット電圧０．１Ｖは、オフセット情報Ｑに応じる。なお、オフセット情報Ｑに応じたＤＣ電圧（増幅部オフセット電圧）は、図１２Ｂから分かるように、差動振幅信号に対して加算の極性で付与される。増幅部オフセット電圧０．１Ｖが付与された差動振幅信号は、差動シングル変換部１２４によって、シングルエンドの信号に変換される。図１２Ｃから分かるように、増幅部１４０に入力されるシングルエンドの信号は、増幅部オフセット電圧だけオフセットされるようになる。このようにすることで、増幅歪みの発生を回避することができるようになる。

　図１３は、レベル制御部１２２のゲインが最大ゲインの１／２の場合の例であり、レベル制御部１２２から片側振幅が１Ｖｐｐの差動振幅信号が出力されるので、差動シングル変換部１２４の最大出力振幅は１Ｖｐｐとなる。レベル制御部１２２のゲインが最大ゲインの１／２の場合、Ｖ＝Ｖｍａｘ／２となるので、式（２）よりＤＣ電圧は０．５Ｖとなる。したがって、オフセット演算部１２３は、差動振幅信号に増幅部オフセット電圧０．５Ｖを付与し、付与後の差動振幅信号をオフセット演算部２１１に出力する（図１３Ａ参照）。なお、オフセット情報Ｑに応じたＤＣ電圧（増幅部オフセット電圧）は、図１３Ｂから分かるように、差動振幅信号に対して加算の極性で付与される。増幅部オフセット電圧０．２Ｖが付与された差動振幅信号は、差動シングル変換部１２４によって、シングルエンドの信号に変換される。図１３Ｃから分かるように、増幅部１４０に入力されるシングルエンドの信号は、増幅部オフセット電圧だけオフセットされるようになる。このようにすることで、増幅歪みの発生を回避することができるようになる。

　以上のように、本実施の形態によれば、オフセット演算部２１１は、オフセット演算部１２３から出力される差動振幅信号に、増幅部１４０の増幅部オフセット電圧を付与することができるので、増幅部１４０に固有のオフセット電圧が変動するような場合においても、増幅部１４０のオフセット電圧を調整して、事前にオフセット電圧を補償することができ、オフセット電圧に起因して発生する歪みを回避することができる。

　（実施の形態３）
　図１４は、本発明の実施の形態３に係るポーラ変調送信回路の構成の一例を示すブロック図である。図１４のポーラ変調送信回路３００において、図３と共通する構成部分には、図３と同一の符号を付して説明を省略する。図１４のポーラ変調送信回路３００は、図３のポーラ変調送信回路１００に対して、振幅制御部１２０に代えて、振幅制御部３１０を備えて構成される。

　振幅制御部３１０は、振幅制御部１２０に対して、オフセット演算部１２３に代えて、オフセット演算部３１１を備えて構成される。

　オフセット演算部３１１は、ポーラ変調送信回路３００の送信信号の平均出力電力の大きさを示す送信電力情報Ｐに加えて、さらに、増幅部１４０の固有のオフセット（増幅部オフセット電圧）の大きさを示すオフセット情報Ｑを入力し、これら情報によって制御される。

　具体的には、オフセット演算部３１１は、送信電力情報Ｐに応じたＤＣ電圧と、オフセット情報Ｑに応じたＤＣ電圧とのトータル電圧を、送信電力情報Ｐ及びオフセット情報Ｑから算出する。そして、オフセット演算部３１１は、算出したトータル電圧を、レベル制御部１２２から出力される差動振幅信号に付与する。以下、図１２を再度参照して説明する。

　図１２は、レベル制御部１２２のゲインが最大の場合である。したがって、送信電力情報Ｐに応じたＤＣ電圧は、ゼロである（図１２Ａ参照）。一方、増幅部オフセットは、０．１Ｖなので、オフセット情報Ｑに応じたＤＣ電圧は０．１Ｖであり、差動振幅信号に対して加算の極性で付与される（図１２Ｂ参照）。よって、トータルＤＣ電圧の大きさは０．１Ｖ（｜－０＋０．１｜Ｖ）となり、差動振幅信号に対しては加算の極性で付与される（図１２Ｃ参照）。

　また、図１３は、レベル制御部１２２のゲインが最大ゲインＧｍａｘの１／２である。したがって、送信電力情報Ｐに応じたＤＣ電圧は、０．５Ｖであり、差動振幅信号に対しては減算の極性で付与される（図１３Ａ参照）。一方、増幅部オフセットは０．２Ｖなので、オフセット情報Ｑに応じたＤＣ電圧は０．２Ｖであり、差動振幅信号に対して加算の極性で付与される（図１３Ｂ参照）。よって、トータルＤＣ電圧の大きさは、０．３Ｖ（｜－０．５＋０．２｜Ｖ）であり、差動振幅信号に対して減算の極性で付与される（図１３Ｃ参照）。

　つまり、実施の形態２では、送信電力情報Ｐに応じたオフセット演算部１２３と、オフセット情報Ｑに応じたオフセット演算部２１１とを別々に設ける構成としたのに対し、本実施の形態では、送信電力情報Ｐに応じたＤＣ電圧と、オフセット情報Ｑに応じたＤＣ電圧とのトータル電圧を、あらかじめ、送信電力情報Ｐ及びオフセット情報Ｑから算出するようにすることで、図１４に示したように、オフセット演算部３１１のみで構成することが可能となる。

　先に述べたように、送信電力情報Ｐ及びオフセット情報Ｑは、デジタル信号で表現されることが多い。そのため、実施の形態２のように、オフセット演算を２箇所で行うのに比べ、本実施の形態のように、送信電力情報Ｐ及びオフセット情報Ｑからオフセット演算部３１１で付与すべきＤＣ電圧を算出したほうが、回路規模を縮小することができることに加えて、出力精度を高めることができる。

　以上のように、本実施の形態によれば、オフセット演算部３１１は、レベル制御部１２２のゲインが最大の場合のレベル制御部１２２の出力振幅と、送信電力情報に応じてレベル制御されたレベル制御部１２２の出力振幅との差に相当するＤＣ電圧に、増幅部１４０のオフセット電圧に相当するＤＣ電圧を反映させた電圧を、差動振幅信号にＤＣオフセットとして付与するようにした。このようにすることで、実施の形態２に比べ、回路規模を縮小しつつ、出力精度を向上させることができるようになる。

　以上の説明は本発明の好適な実施の形態の例証であり、本発明の範囲はこれに限定されることはない。その要旨を逸脱しない範囲において、他の種々の形態によっても実施することが可能である。

　２００８年４月１８日出願の特願２００８－１０９２８８に含まれる明細書、図面及び要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

　本発明に係る振幅制御回路、ポーラ変調送信回路、及び、ポーラ変調方法は、出力ノイズを低減し、受信感度の低下を抑圧することができ、例えば、携帯電話や無線ＬＡＮなどの通信機器等に有用である。

Claims

　ポーラ変調送信回路に用いられる振幅制御回路であって、
　振幅データを差動振幅信号に変換して出力するＤＡコンバータと、
　送信電力情報に応じて、前記差動振幅信号のレベルを制御するレベル制御部と、
　前記レベル制御部によってレベル制御された前記差動振幅信号に、前記送信電力情報に応じたＤＣオフセットを付与するオフセット演算部と、
　を具備する振幅制御回路。
　前記オフセット演算部は、
　前記レベル制御部によってレベル制御された前記差動振幅信号に、前記レベル制御部のゲインが最大の場合の前記レベル制御部の出力振幅と、前記送信電力情報に応じてレベル制御された前記レベル制御部の出力振幅との差に相当するＤＣ電圧を、ＤＣオフセットとして付与する、
　請求項１に記載の振幅制御回路。
　入力データから振幅データ及び位相データを抽出する振幅位相抽出部と、
　前記位相データを位相変調して位相変調信号として出力する位相変調部と、
　制御電圧に基づいて前記位相変調信号を増幅して、前記送信信号として出力する増幅部と、
　前記振幅データに応じて制御された電圧を前記制御電圧として前記増幅部に供給する振幅制御部と、を具備するポーラ変調送信回路であって、
　前記振幅制御部は、
　前記振幅データを差動振幅信号に変換して出力するＤＡコンバータと、
　前記送信信号の出力電力を示す送信電力情報に応じて、前記差動振幅信号のレベルを制御するレベル制御部と、
　前記レベル制御部によってレベル制御された前記差動振幅信号に、前記送信電力情報に応じたＤＣオフセットを付与するオフセット演算部と、
　前記オフセット演算部によってＤＣオフセットが付与された前記差動振幅信号を差動シングル変換し、シングルエンド信号を取得する差動シングル変換部と、を備え、
　前記増幅部は、前記シングルエンド信号を前記制御電圧とするポーラ変調送信回路。
　前記オフセット演算部は、
　前記レベル制御部によってレベル制御された前記差動振幅信号に、前記レベル制御部のゲインが最大の場合の前記レベル制御部の出力振幅と、前記送信電力情報に応じてレベル制御された前記レベル制御部の出力振幅との差に相当するＤＣ電圧を、ＤＣオフセットとして付与する、
　請求項３に記載のポーラ変調送信回路。
　前記オフセット演算部は、第１のオフセット演算部と第２のオフセット演算部とを含み、
　前記第１のオフセット演算部は、前記レベル制御部のゲインが最大の場合の前記レベル制御部の出力振幅と、前記送信電力情報に応じてレベル制御された前記レベル制御部の出力振幅との差に相当するＤＣ電圧をＤＣオフセットとして前記差動振幅信号に付与し、
　前記第３のオフセット演算部は、前記増幅部のオフセット電圧を示すオフセット電圧情報に応じて、前記増幅部のオフセット電圧に相当するＤＣ電圧を算出して、当該ＤＣ電圧をＤＣオフセットとして前記差動振幅信号に付与する、
　請求項３に記載のポーラ変調送信回路。
　前記オフセット演算部は、前記レベル制御部のゲインが最大の場合の前記レベル制御部の出力振幅と、前記送信電力情報に応じてレベル制御された前記レベル制御部の出力振幅との差に相当するＤＣ電圧に、前記増幅部のオフセット電圧に相当するＤＣ電圧を反映させた電圧を、前記差動振幅信号にＤＣオフセットとして付与する、
　請求項３に記載のポーラ変調送信回路。
　入力データから振幅データ及び位相データを抽出する振幅位相抽出ステップと、
　前記位相データを位相変調して位相変調信号として出力する位相変調ステップと、
　制御電圧に基づいて前記位相変調信号を増幅して、送信信号として出力する増幅ステップと、
　前記振幅データに応じて制御された電圧を前記制御電圧として供給する振幅制御ステップと、を有するポーラ変調方法であって、
　前記振幅制御ステップは、
　前記振幅データを差動振幅信号に変換する変換ステップと、
　前記送信信号の出力電力を示す送信電力情報に応じて、前記差動振幅信号のレベルを制御するレベル制御ステップと、
　レベル制御された前記差動振幅信号に、前記送信電力情報に応じたＤＣオフセットを付与するオフセット演算ステップと、
　ＤＣオフセットが付与された前記差動振幅信号を差動シングル変換し、シングルエンド信号を取得する差動シングル変換ステップと、を含み、
　前記増幅ステップは、前記シングルエンド信号を前記制御電圧とするポーラ変調方法。