WO2009125683A1 - モータ制御装置及びその制御方法 - Google Patents

モータ制御装置及びその制御方法 Download PDF

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WO2009125683A1
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康宏 寺尾
奈津樹 野澤
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トヨタ自動車株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/02—Providing protection against overload without automatic interruption of supply
    • H02P29/032—Preventing damage to the motor, e.g. setting individual current limits for different drive conditions
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/40—Testing power supplies
    • G01R31/42—AC power supplies

Definitions

  • a power storage device an inverter circuit, and an opening / closing means provided between the power storage device and the inverter circuit for intermittently supplying power between the power storage device and the motor, the inverter circuit
  • a motor drive device that is capable of transferring power between the power storage device and the motor and includes a control unit that disconnects the opening / closing means is known (for example, see Patent Document 1).
  • the controller of the motor driving device reduces the burden on the opening / closing means by cutting the opening / closing means when the current flowing through the opening / closing means is zero when the rotation speed of the motor is equal to or higher than a predetermined rotation speed. I am trying.
  • the motor driving device disclosed in Patent Document 1 is configured to cut the load on the opening / closing means by cutting the opening / closing means when the current flowing through the opening / closing means provided between the power storage device and the inverter circuit is zero. Mitigating.
  • the technique disclosed in Patent Document 1 for cutting the opening / closing means is diverted to the above-described technique for cutting off the energization of the closed loop, the cutting of the opening / closing means is limited to when the current flowing through the opening / closing means is zero. Therefore, when the switching element in the inverter has a short circuit failure, there is a possibility that the components in the closed loop may fail due to the short circuit failure current.
  • the interruption by the interruption means is performed according to a current value of a short-circuit fault current flowing in the path interrupted by the interruption means when the short-circuit fault occurs.
  • control means is configured such that the number of rotations of the motor at the time of the short-circuit fault is a current of a short-circuit fault current that flows at the time of the short-circuit fault before turning on all the one-side elements in a path that is interrupted by the cutoff means.
  • the rotational speed is larger than the current value of all on-currents that flow when all the one-side elements are turned on, it is preferable to turn on all the one-side elements.
  • a control method of the motor control device includes: A control method for a motor control device, comprising: a motor; an inverter having a switching element for energizing the motor; and an interruption means for interrupting energization between the motor and the switching element.
  • the short-circuit fault current that flows when the short-circuit fault occurs in the path that is interrupted by the interrupting means is less than or equal to the current value that can interrupt the energization, it is preferable to perform the interrupting by the interrupting means.
  • the current value of the short-circuit fault current that flows when the short-circuit fault before turning on all the one-side elements in the path cut off by the shut-off means is the current value of the total on-current that flows when all the one-side elements are turned on. If it is larger than the above, it is preferable to turn on all the one-side elements.
  • the current value of the short-circuit fault current that flows at the time of the short-circuit fault before all the one-side elements are turned on in the path that is interrupted by the shut-off means when the rotational speed of the motor at the time of the short-circuit fault is the one-side element
  • the rotational speed is larger than the current value of the total on-current that flows when all are turned on, it is preferable to turn on all the one-side elements.
  • FIG. 1 It is a lineblock diagram of a motor control system showing one embodiment of a motor control device concerning the present invention. It is the figure which showed the relationship between the rotation speed of the motor 5, the electric current value (effective value) of the motor 5 in a one-phase short circuit state, and the electric current value (effective value) of the motor 5 in a three-phase energization state. It is a control flow of the microcomputer 10 when a one-phase short circuit failure occurs.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a motor control system showing an embodiment of a motor control device according to the present invention.
  • This motor control system includes a DC power supply vehicle-mounted battery 1, a boost converter 2 that boosts the output voltage of the vehicle-mounted battery 1, and a smoothing capacitor 3 that stabilizes an output voltage (hereinafter referred to as “boost voltage”) that has been boosted by the boost converter 2.
  • boost voltage an output voltage
  • a three-phase motor 5 such as a brushless DC motor by converting a boosted voltage by the boost converter 2 into a three-phase AC, and predetermined control signals for each of the boost converter 2 and the motor drive circuit 4
  • a motor control ECU Electric Control Unit
  • the boost converter 2 boosts the voltage on the vehicle battery 1 side and outputs the boost voltage to the motor drive circuit 4 side by a voltage conversion control circuit unit 2a inside the boost converter 2 such as a transformer or a switching regulator.
  • the boost voltage is monitored by the motor control ECU 6 or the voltage conversion control circuit unit 2a in the boost converter 2, and is controlled to have a predetermined value.
  • This boosted voltage corresponds to the power supply voltage (drain-source voltage or collector-emitter voltage) of the switching elements SW1 to SW6 in the motor drive circuit 4.
  • the boost converter 2 (the internal voltage conversion control circuit 2a) generates a boost voltage in proportion to the value of the boost control signal (the duty ratio of the PWM signal) output as a PWM signal by the motor control ECU 6 via the signal line 12.
  • the motor drive circuit 4 is an inverter including a drive element unit 4a having switching elements SW1 to SW6 made of semiconductors such as IGBTs, MOSFETs, and bipolar transistors, and a control circuit unit 4b for driving each switching element of the drive element unit 4a. It is.
  • the motor drive circuit 4 controls the on / off of each switching element in accordance with the three-phase (U, V, W) drive signal (PWM signal) output from the motor control ECU 6, thereby increasing the direct current after boosting by the boost converter 2. Electric power is converted into alternating current power, and the motor 5 is driven. That is, the rotation of the motor 5 is controlled by utilizing the fact that a rotating magnetic field is generated when a three-phase alternating current is passed through the three-phase winding of the motor 5 by the drive element unit 4a.
  • the harness 22u that connects the connection point between the switching elements SW1 and SW2 and the U-phase coil is provided with a current interruption mechanism 20u such as a relay or a fuse in order to cut off the energization therebetween.
  • a similar current interruption mechanism 20v is provided in the harness 22v that connects the connection point between the switching elements SW3 and SW4 and the V-phase coil to cut off the energization therebetween.
  • the motor control ECU 6 outputs a boost control signal for controlling the boosted output voltage of the boost converter 2 and a monitor circuit 8 for detecting disconnection of the signal line 12 such as a wire harness through which the boost control signal passes.
  • a microcomputer 10 having a three-phase drive circuit 9 for outputting a three-phase drive signal to be sent to the motor drive circuit 4 and a central processing unit.
  • the microcomputer 10 of the motor control ECU 6 acquires the three-phase state of the motor 5 and determines energization patterns of the six switching elements SW1 to SW6 of the drive element unit 4a of the motor drive circuit 4.
  • the microcomputer 10 outputs a three-phase drive signal determined according to the energization pattern to the control circuit unit 4 b of the motor drive circuit 4 via the three-phase drive circuit 9.
  • the control circuit unit 4b drives the six switching elements SW1 to SW6 according to the three-phase drive signal to rotate the motor 5.
  • the microcomputer 10 detects the electrical position (electrical angle) of the rotor of the motor 5 by acquiring the detected current value and the current direction based on the current detection signals of the current sensors 24u and 24w, A three-phase drive signal is output based on the electrical angle.
  • the microcomputer 10 of the motor control ECU 6 determines the target value of the boost voltage of the boost converter 2 (that is, the power supply voltage of the switching elements SW1 to SW6) so that the motor 5 is in a desired rotation state, and the target value To the boost converter 2 via the drive circuit 7 as a boost control signal.
  • the microcomputer 10 converts the target value of the boost voltage into a duty ratio of the PWM signal and outputs it to the drive circuit 7.
  • the microcomputer 10 has a one-to-one correspondence between the duty ratio of the PWM signal having a fixed period and the boost voltage output from the boost converter 2, and thus the duty ratio corresponding to the target value of the boost voltage to be output to the boost converter 2. Is output to the drive circuit 7.
  • the drive circuit 7 has a transistor 7a and a resistor 7b.
  • the resistor 7b is connected between the collector and emitter of the transistor 7a.
  • the emitter of the transistor 7 a is connected to the internal power supply 13 (for example, +12 V) of the motor control ECU 10, and the collector of the transistor 7 a is connected to the signal line 12.
  • the transistor 7a is turned on / off by inputting a PWM signal output from the microcomputer 10 to the base of the transistor 7a. That is, the boost control signal of the PWM signal is output from the drive circuit 7 to the signal line 12.
  • the transistor 7a When the transistor 7a is turned on, the voltage of the signal line 12 becomes the voltage value of the internal power supply 13, and when the transistor 7a is turned off, the voltage of the signal line 12 becomes the resistance value of the resistor 7b and the resistance 2b in the boost converter 2. It becomes the partial pressure value of the internal power supply 13 based on the ratio with the resistance value.
  • the monitor circuit 8 monitors the potential of the signal line 12 through which the boost control signal passes, by the comparator 8a, thereby detecting disconnection or half short of the signal line 12 connecting the boost converter 2 and the motor control ECU 6, or the motor control ECU 6 For example, a contact failure such as an increase in contact resistance of a connector connecting the signal line 12 between the boost converters 2 or an abnormality such as a half-fitting is detected.
  • a predetermined measure for the abnormality is performed by the microcomputer 10 or the like.
  • the short-circuit failure of the switching elements SW1, 3 and 5 is not limited to the case where the switching elements themselves are always in a conductive state, and may include the case where diodes connected in parallel to them are always in a conductive state.
  • the switching element SW1 that is short-circuited due to some cause such as deterioration is not turned off even when an off signal is input from the control circuit unit 4b to the switching element SW1, and remains on.
  • a closed loop path is formed through the switching element SW1, the harness 22u, the U-phase coil, the V-phase or W-phase coil of the motor 5, the harness 22v or 22w, the diode D3 or D5, and the switching element SW1.
  • the microcomputer 10 prevents at least the diode D3 (switching element SW3), the diode D5 (switching element SW5), the harnesses 22u, 22v, 22w, each phase coil and the like from being damaged by burning due to the short-circuit current.
  • a short-circuit failure short-circuit failure with the power supply voltage
  • the current interrupting mechanism 20u Controls the shutoff of 20v.
  • a detection signal of a rotation speed sensor such as a resolver that detects the rotation speed of the motor 5 may be used for detecting a short circuit failure of the switching elements SW1, 3, and 5.
  • the microcomputer 10 is in a situation where the current state (current value and direction) when any one of the high-side switching elements SW1, 3 and 5 is always on is not controlled to turn on the element. If detected, it is determined that the element has a short circuit failure. In addition, when the switching elements SW1, 3 and 5 are short-circuited, the temperature becomes higher or the current becomes larger than normal, so that the microcomputer 10 can detect, for example, heating detection means provided in the switching elements SW1, 3 and 5, Based on the detection signal from the overcurrent detection means, it may be detected which of the switching elements SW1, 3 and 5 has a short circuit failure.
  • the current value in the three-phase energized state is larger than the current value in the one-phase short-circuited state in the low-rotation region (in the case of FIG. 2, a region smaller than about 200 rpm), but the high-rotation region.
  • the current value in the three-phase energization state is smaller than the current value in the one-phase short-circuit state (in the case of FIG. 2, a region greater than about 200 rpm). Therefore, the microcomputer 10 enters the three-phase energized state when the rotational speed of the motor 5 when the one-phase short-circuit state is detected exceeds a predetermined reference rotational speed Rb (200 rpm in the case of FIG. 2).
  • the current value of the short circuit current can be reduced.
  • fever of the component in a closed loop can be suppressed.
  • the short-circuit current increases conversely when the three-phase energization state is set. Leave one phase shorted without doing it.
  • Ib shown in FIG. 2 is a reference current value for determining the necessity of interruption by the current interruption mechanisms 20u and 20v, and is the maximum current value that does not require interruption. That is, if the current value of the short-circuit current when the one-phase short-circuit state is detected is equal to or less than the reference current value Ib, the microcomputer 10 determines that the current value is such that the components in the closed loop are not destroyed. The cutoff control by 20u and 20v is not executed.
  • Ic shown in FIG. 2 corresponds to the current value at the intersection of the waveform in the one-phase short-circuit state and the waveform in the three-phase short-circuit state (current value at the reference rotation speed Rb).
  • the current interrupting mechanism 20u, 20w itself or its peripheral part can be used if the current is less than the reference current value Ic. There is no impact, and there is no risk of damage due to arcing or exceeding the rating.
  • FIG. 3 is a control flow of the microcomputer 10 when a one-phase short-circuit failure occurs.
  • the control flow of FIG. 3 is a control method of the motor control system, and is processed by the control program of the microcomputer 10.
  • a closed loop is formed between the motor 5, the harness 22, and the motor drive circuit 4 due to a short circuit failure of the switching element. Further, when the motor 5 rotates due to an external force or the like, a back electromotive force is generated, so that a short-circuit current flows in the closed loop.
  • the microcomputer 10 that has detected a short-circuit current larger than normal by the current sensors 24u and 24v detects the rotational speed of the motor 5 by a rotational speed detection means such as a resolver (step 10).
  • the microcomputer 10 determines whether or not a single-phase short-circuit failure has occurred based on the current value to be detected by the current sensors 24u and 24v and the direction thereof in the state of the detected rotational speed of the motor 5. (Step 15). If the microcomputer 10 determines that it is not in the one-phase short-circuit state, it implements another failure mode countermeasure (step 25). If it is determined that it is in the one-phase short-circuit state, the microcomputer 10 proceeds to step 30.
  • the microcomputer 10 determines the necessity of interruption by the current interruption mechanisms 20u, 20v by comparing the short-circuit current value detected by the current sensors 24u, 24v with the reference current value Ib (step 30).
  • the short-circuit current value is smaller than the reference current value Ib (No at Step 30)
  • the flow ends (assuming that it is not necessary to turn on the switching elements SW1, 3 and 5 and to interrupt the current interrupting mechanisms 20u and 20v) (In the case of points A and B in FIG. 2). By not performing unnecessary operation, current consumption can be suppressed.
  • the short-circuit current value is equal to or greater than the reference current value Ib (such as at points C, D, and E in FIG. 2)
  • the microcomputer 10 compares the detected rotation speed of the motor 5 with the reference rotation speed Rb. Thus, it is determined whether or not the three-phase energization control is necessary (step 35).
  • the microcomputer 10 When the rotational speed of the motor 5 is smaller than the reference rotational speed Rb (as in the case of point C in FIG. 2), the microcomputer 10 has a current value in the three-phase energized state compared to the current value in the one-phase short-circuited state. Therefore, the three-phase energization control is not executed so as not to be in a thermally disadvantageous direction, and the interruption by the current interruption mechanisms 20u and 20v is activated (step 50).
  • the microcomputer 10 activates the interruption by the current interruption mechanisms 20u, 20v (step 50).
  • the energization of the closed loop caused by the short circuit failure of the switching elements SW1, 3 and 5 can be appropriately cut off. That is, when a short circuit failure is detected, the short circuit current at the time of high rotation of the motor 5 can be quickly reduced, so that the current interrupting mechanism can be simplified (for example, downsizing and cost reduction), the motor, Heat generation and failure of components such as harnesses and inverters can be prevented. Furthermore, since the generation of an arc at the time of interrupting the current can be suppressed, the arc extinguishing mechanism (for example, a return diode) can be reduced or simplified.
  • any of the high-side switching elements SW1, 3, 5 (including the diodes D1, 3, 5 connected in parallel to them) has a short-circuit fault (one-phase short-circuit fault).
  • the switching element of the above-described embodiment is also applicable to the case where one of the low-side switching elements SW2, 4, 6 (including diodes D2, 4, 6 connected in parallel to them) has a short-circuit fault. The same effect can be obtained by replacing SW1,3,5 with switching elements SW2,4,6 and performing the same control with the same configuration.
  • the microcomputer 10 prevents at least the diode D2 (switching element SW2), the diode D4 (switching element SW4), the harnesses 22u, 22v, 22w, each phase coil, and the like from being damaged by burning due to the short-circuit current.
  • a short-circuit failure (short-circuit failure with the power supply voltage) of the low-side switching elements SW2, 4 and 6 is detected, and based on the detection result, current interrupting mechanisms 20u and 20v Control the shutoff of In step 40 of FIG. 3, when the rotational speed of the motor 5 is equal to or higher than the reference rotational speed Rb (such as in the case of points D and E in FIG. 2), the current value is reduced by the three-phase energization state and heat is applied. Therefore, all the switching elements SW2, 4, 6 are controlled to be turned on.
  • the motor control device and the control method thereof according to the present invention have been described by taking an in-vehicle motor control system as an example.
  • the control device and the control device for controlling the motor are not limited to those for vehicles. It is possible to apply the present invention to a control method.
  • the boost converter 2 may be replaced with a current interruption mechanism such as a relay.

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Abstract

　モータ５と、モータ５を駆動するインバータ４と、モータ５とインバータ４との間の通電を遮断する電流遮断機構２０と、電流センサ２４によってインバータ４のハイサイドのスイッチング素子ＳＷ１，３，５（ローサイドのスイッチング素子ＳＷ２，４，６）の短絡故障が検知された場合、電流遮断機構２０による遮断が行われる前にスイッチング素子ＳＷ１，３，５（スイッチング素子ＳＷ２，４，６）を全てオンするモータ制御ＥＣＵ６とを備えることを特徴とする、モータ制御装置。

Description

モータ制御装置及びその制御方法
　本発明は、モータと、前記モータを通電させるスイッチング素子を有するインバータと、前記モータと前記スイッチング素子との間の通電を遮断する遮断手段とを備える、モータ制御装置及びその制御方法に関する。
　従来、蓄電装置と、インバータ回路と、前記蓄電装置とモータとの間の電力供給を断続するために前記蓄電装置と前記インバータ回路との間に設けられた開閉手段とを備え、前記インバータ回路を介して、前記蓄電装置と前記モータとの間で電力を授受可能なモータ駆動装置において、前記開閉手段を切断する制御部を備えるモータ駆動装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。このモータ駆動装置の制御部は、前記モータの回転数が所定の回転数以上の場合、前記開閉手段に流れる電流が零の時に該開閉手段を切断することにより、該開閉手段にかかる負担の軽減を図っている。また、前記インバータ回路を構成するスイッチング素子の内、前記蓄電装置の正極側に接続されたスイッチング素子、あるいは前記蓄電装置の負極側に接続されたスイッチング素子のいずれか一方を全て導通させることにより、モータで発電された電力による電流が前記開閉手段へ流れることを防止し、容易に前記開閉手段に流れる電流を零にすることを図っている。
特開２００５－３９８８７号公報
　ところで、モータを駆動するインバータを構成するスイッチング素子が何らかの原因で短絡故障した場合、モータとインバータとの間に閉ループの電流経路が生まれる。この状態において、モータが外力等により回転すると、短絡故障による短絡故障電流によって閉ループ内のインバータやモータやハーネス等の構成部品が発熱や故障をするおそれがある。このような問題の解決には閉ループの通電を遮断することが必要となるが、モータの回転数が大きくなるにつれて短絡故障電流が大きくなることを考慮し、遮断機構の定格を上げたり遮断時のアークの発生を抑えたりする必要があるため、遮断するときの電流を低減させなければ、閉ループの通電を安易に遮断することはできない。
　この点、特許文献１に開示のモータ駆動装置は、蓄電装置とインバータ回路との間に設けられた開閉手段に流れる電流が零の時にその開閉手段を切断することにより、開閉手段にかかる負担の軽減を図っている。しかしながら、その開閉手段を切断する特許文献１の開示技術を上述の閉ループの通電を遮断する技術に転用したとしても、開閉手段の切断はその開閉手段に流れる電流が零である時に限られているため、インバータ内のスイッチング素子が短絡故障した場合には、その短絡故障電流によって閉ループ内の構成部品などが故障するおそれがある。
　そこで、本発明は、スイッチング素子の短絡故障により生ずる閉ループの通電を適切に遮断することができる、モータ制御装置及びその制御方法の提供を目的とする。
　上記目的を達成するため、本発明に係るモータ制御装置は、
　モータと、
　前記モータを通電させるスイッチング素子を有するインバータと、
　前記モータと前記スイッチング素子との間の通電を遮断する遮断手段と、
　前記スイッチング素子の短絡故障を検知する故障検知手段と、
　前記スイッチング素子に含まれるハイ側素子とロー側素子のうち前記故障検知手段によって短絡故障が検知された素子が存在する側の片側素子全てを前記遮断手段による遮断が行われる前にオンさせる制御手段とを備えている。
　ここで、前記遮断手段による遮断は、前記遮断手段によって遮断される経路に前記短絡故障のときに流れる短絡故障電流の電流値に応じて行われると好適である。
　また、前記制御手段は、前記遮断手段によって遮断される経路に前記片側素子全てをオンする前の前記短絡故障のときに流れる短絡故障電流の電流値と前記経路に前記片側素子全てをオンしたときに流れる全オン電流の電流値との大小関係に応じて、前記片側素子全てのオンを制御すると好適である。
　さらに、前記制御手段は、前記短絡故障のときの前記モータの回転数が、前記遮断手段によって遮断される経路に前記片側素子全てをオンする前の前記短絡故障のときに流れる短絡故障電流の電流値が前記片側素子全てをオンしたときに流れる全オン電流の電流値に比べて大きい回転数の場合には、前記片側素子全てをオンすると好適である。
　また、上記目的を達成するため、本発明に係るモータ制御装置の制御方法は、
　モータと、前記モータを通電させるスイッチング素子を有するインバータと、前記モータと前記スイッチング素子との間の通電を遮断する遮断手段とを備えるモータ制御装置の制御方法であって、
　前記スイッチング素子の短絡故障を検知する故障検知ステップと、
　前記スイッチング素子に含まれるハイ側素子とロー側素子のうち前記短絡故障が検知された素子が存在する側の片側素子全てを前記遮断手段による遮断を行う前にオンする点弧ステップとを有している。
　ここで、前記遮断手段によって遮断される経路に前記短絡故障のときに流れる短絡故障電流が前記通電を遮断可能な電流値以下の場合に、前記遮断手段による遮断を行うと好適である。
　また、前記遮断手段によって遮断される経路に前記片側素子全てをオンする前の前記短絡故障のときに流れる短絡故障電流の電流値が前記片側素子全てをオンしたときに流れる全オン電流の電流値に比べて大きい場合には、前記片側素子全てをオンすると好適である。
　さらに、前記短絡故障のときの前記モータの回転数が、前記遮断手段によって遮断される経路に前記片側素子全てをオンする前の前記短絡故障のときに流れる短絡故障電流の電流値が前記片側素子全てをオンしたときに流れる全オン電流の電流値に比べて大きい回転数の場合には、前記片側素子全てをオンすると好適である。
　本発明によれば、スイッチング素子の短絡故障により生ずる閉ループの通電を適切に遮断することができる。
本発明に係るモータ制御装置の一実施形態を示したモータ制御システムの構成図である。 モータ５の回転数と一相短絡状態でのモータ５の電流値（実効値）と三相通電状態でのモータ５の電流値（実効値）との関係を示した図である。 一相短絡故障が発生した場合のマイコン１０の制御フローである。
符号の説明
　４　モータ駆動回路（インバータ）
　５　モータ
　６　モータ制御ＥＣＵ
　１０　マイコン
　２０　電流遮断機構
　２２　ハーネス
　２４　電流センサ
　ＳＷ１～６　スイッチング素子
　以下、図面を参照して、本発明を実施するための最良の形態の説明を行う。図１は、本発明に係るモータ制御装置の一実施形態を示したモータ制御システムの構成図である。このモータ制御システムは、直流電源の車載バッテリ１、車載バッテリ１の出力電圧を昇圧する昇圧コンバータ２、昇圧コンバータ２による昇圧後の出力電圧（以下、「昇圧電圧」という）を安定させる平滑コンデンサ３と、昇圧コンバータ２による昇圧電圧を三相交流に変換してブラシレス直流モータなどの三相モータ５を駆動するモータ駆動回路４と、昇圧コンバータ２とモータ駆動回路４のそれぞれに対し所定の制御信号を送出するモータ制御ＥＣＵ（Electronic　Control　Unit）６とを有している。
　昇圧コンバータ２は、トランスやスイッチングレギュレータ等の昇圧コンバータ２内部にある電圧変換制御回路部２ａによって、車載バッテリ１側の電圧を昇圧変換してモータ駆動回路４側に昇圧電圧を出力する。昇圧電圧は、モータ制御ＥＣＵ６や昇圧コンバータ２内部にある電圧変換制御回路部２ａなどによって監視され、所定の値となるように制御される。この昇圧電圧が、モータ駆動回路４内のスイッチング素子ＳＷ１～６の電源電圧（ドレイン－ソース間電圧もしくはコレクタ－エミッタ間の電圧）に相当する。昇圧コンバータ２（その内部の電圧変換制御回路２ａ）は、モータ制御ＥＣＵ６が信号線１２を介してＰＷＭ信号として出力する昇圧制御信号の値（そのＰＷＭ信号のＤｕｔｙ比）に比例して昇圧電圧を可変させる機能を有する。昇圧コンバータ２は、例えば、Ｄｕｔｙ比（ＰＷＭ信号のパルス波の一周期に対するＨｉレベル時間の割合）が高くなるほど昇圧電圧の値を高くする。昇圧コンバータ２が車載バッテリ１とモータ駆動回路４との間に介在することによって、モータ駆動回路４の電流が車載バッテリ１に向けて流れ込まないようにすることができる。
　モータ駆動回路４は、ＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴ，バイポーラトランジスタ等の半導体から構成されるスイッチング素子ＳＷ１～６を有する駆動素子部４ａと、駆動素子部４ａの各スイッチング素子をドライブする制御回路部４ｂを備えるインバータである。モータ駆動回路４は、モータ制御ＥＣＵ６が出力する三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動信号（ＰＷＭ信号）に従い各スイッチング素子のオン／オフを制御することによって、昇圧コンバータ２による昇圧後の直流電力を交流電力に変換してモータ５を駆動する。すなわち、モータ５の三相巻線に駆動素子部４ａによって三相交流電流を流すと回転磁界が発生することを利用して、モータ５の回転が制御される。
　スイッチング素子ＳＷ１，３，５は、電源電圧に短絡するハイサイドのスイッチング素子であり、スイッチング素子ＳＷ２，４，６は、グランド（基準電位）に短絡するローサイドのスイッチング素子である。各スイッチング素子ＳＷ１～６には、ダイオードが並列に接続（又は、内蔵）される。各ダイオードＤ１～６は、グランドから電源電圧への方向（エミッタからコレクタへの方向）を順方向とする（電源電圧側がカソードとなる）。
　スイッチング素子ＳＷ１とＳＷ２との接続点は、ハーネス２２ｕを介して、モータ５のＵ相コイルに接続される。スイッチング素子ＳＷ３とＳＷ４との接続点は、ハーネス２２ｖを介して、モータ５のＶ相コイルに接続される。スイッチング素子ＳＷ５とＳＷ６との接続点は、ハーネス２２ｗを介して、モータ５のＷ相コイルに接続される。
　スイッチング素子ＳＷ１とＳＷ２との接続点とＵ相コイルとを結ぶハーネス２２ｕには、それらの間の通電を遮断するため、リレーやヒューズなどの電流遮断機構２０ｕが設けられる。スイッチング素子ＳＷ３とＳＷ４との接続点とＶ相コイルとを結ぶハーネス２２ｖには、それらの間の通電を遮断するため、同様の電流遮断機構２０ｖが設けられる。電流遮断機構２０ｕと２０ｖの両方が遮断動作をすることによって、スイッチング素子ＳＷ５とＳＷ６との接続点とＷ相コイルとを結ぶハーネス２２ｗを流れる電流も遮断される。また、電流遮断機構２０ｕ，２０ｖに流れる電流の電流値とその方向を検出する電流検出手段として、電流センサ２４ｕと２４ｖが設けられる。
　モータ制御ＥＣＵ６は、昇圧コンバータ２の昇圧後の出力電圧を制御するための昇圧制御信号を出力する駆動回路７と、昇圧制御信号が通るワイヤハーネス等の信号線１２の断線を検知するモニタ回路８と、モータ駆動回路４に送出する三相の駆動信号を出力する三相駆動回路９と、中央演算処理装置などを有するマイコン１０を備える。
　モータ制御ＥＣＵ６のマイコン１０は、モータ５の三相の状態を取得し、モータ駆動回路４の駆動素子部４ａの６つのスイッチング素子ＳＷ１～６の通電パターンを決める。マイコン１０は、三相駆動回路９を介して、その通電パターンに従って定められた三相の駆動信号をモータ駆動回路４の制御回路部４ｂに出力する。その結果、制御回路部４ｂは三相の駆動信号に従って６つのスイッチング素子ＳＷ１～６を駆動し、モータ５を回転させる。マイコン１０は、電流センサ２４ｕ，２４ｗの電流検出信号に基づいて、検出された電流値とその電流方向を取得することによって、モータ５のロータの電気的な位置（電気角）を検出し、その電気角に基づいて三相の駆動信号を出力する。
　また、モータ制御ＥＣＵ６のマイコン１０は、モータ５が所望の回転状態となるように、昇圧コンバータ２の昇圧電圧（すなわち、スイッチング素子ＳＷ１～６の電源電圧）の目標値を決定し、当該目標値を昇圧制御信号として駆動回路７を経由して昇圧コンバータ２に出力する。マイコン１０は、昇圧制御信号をＰＷＭ信号で出力するため、昇圧電圧の目標値をＰＷＭ信号のＤｕｔｙ比に変換して駆動回路７に出力する。マイコン１０は、例えば、一定周期のＰＷＭ信号のＤｕｔｙ比と昇圧コンバータ２が出力する昇圧電圧を一対一に対応しているため、昇圧コンバータ２に出力させたい昇圧電圧の目標値に対応するＤｕｔｙ比の信号を駆動回路７に出力する。
　駆動回路７は、トランジスタ７ａと抵抗７ｂを有している。抵抗７ｂはトランジスタ７ａのコレクタ－エミッタ間に接続されている。トランジスタ７ａのエミッタは、モータ制御ＥＣＵ１０の内部電源１３（例えば、＋１２Ｖ）に接続され、トランジスタ７ａのコレクタは信号線１２に接続される。トランジスタ７ａのオン／オフ駆動は、マイコン１０が出力したＰＷＭの信号がトランジスタ７ａのベースに入力されることによって行われる。すなわち、駆動回路７からＰＷＭ信号の昇圧制御信号が信号線１２に出力される。トランジスタ７ａがオンした場合には信号線１２の電圧は内部電源１３の電圧値になり、トランジスタ７ａがオフした場合には信号線１２の電圧は抵抗７ｂの抵抗値と昇圧コンバータ２内の抵抗２ｂの抵抗値との比に基づく内部電源１３の分圧値になる。
　モニタ回路８は、昇圧制御信号が通る信号線１２の電位をコンパレータ８ａによって監視することにより、昇圧コンバータ２とモータ制御ＥＣＵ６を結ぶ信号線１２の断線やハーフショートを検出したり、モータ制御ＥＣＵ６と昇圧コンバータ２間の信号線１２を接続するコネクタの接触抵抗増加等の接触不良や半嵌合などの異常を検出したりする。モニタ回路８によって断線等の異常が検出された場合には、その異常に対する所定の処置がマイコン１０などによって実施される。
　次に、ハイサイドのスイッチング素子ＳＷ１，３，５のいずれかが短絡故障（一相短絡故障）をした場合のモータ制御システムの動作について説明する。なお、スイッチング素子ＳＷ１，３，５の短絡故障は、スイッチング素子自体が常時導通状態となる場合に限らず、それらに並列に接続されたダイオードが常時導通状態となる場合も含めてよい。
　劣化等の何らかの原因によって短絡故障したスイッチング素子ＳＷ１は、制御回路部４ｂからオフ信号がスイッチング素子ＳＷ１に入力されてもオフされずにオン状態のままとなる。この場合、スイッチング素子ＳＷ１、ハーネス２２ｕ、モータ５のＵ相コイル、Ｖ相又はＷ相コイル、ハーネス２２ｖ又は２２ｗ、ダイオードＤ３又はＤ５、スイッチング素子ＳＷ１を通る閉ループの経路が形成される。この閉ループが形成された状態で、モータ５が外力で強制的に回転させられたり慣性で回転していたりすると、モータ５の巻線の抵抗成分５ａ，５ｂ，５ｃとインダクタンス成分５ｕ，５ｖ，５ｗとによる起電力によって、その閉ループには過大な短絡電流が流れる。短絡電流の方向と大きさは、モータ５の電気角及び回転数に応じて変化する。
　そこで、マイコン１０は、ダイオードＤ３（スイッチング素子ＳＷ３）、ダイオードＤ５（スイッチング素子ＳＷ５）、ハーネス２２ｕ，２２ｖ，２２ｗ、各相コイルなどがその短絡電流によって焼損などの破損をすることを防ぐため、少なくとも電流センサ２４ｕ，２４ｖの電流検出信号に基づいて、ハイサイドのスイッチング素子ＳＷ１，３，５の短絡故障（電源電圧とのショート故障）を検出し、その検出結果に基づいて、電流遮断機構２０ｕ，２０ｖの遮断の制御を行う。スイッチング素子ＳＷ１，３，５の短絡故障の検出には、モータ５の回転数を検出するレゾルバ等の回転数センサの検出信号も用いてもよい。
　マイコン１０は、例えば、ハイサイドのスイッチング素子ＳＷ１，３，５のいずれかの素子を常時オンしたときの電流の状態（電流値やその方向）が当該素子をオンする制御をしていない状況で検出された場合には、当該素子が短絡故障していると判断する。また、スイッチング素子ＳＷ１，３，５が短絡故障すると正常時より温度が高くなったり電流が大きくなったりするので、マイコン１０は、例えば、スイッチング素子ＳＷ１，３，５に設けられた加熱検出手段や過電流検出手段からの検出信号に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１，３，５のいずれが短絡故障をしたのかを検出してもよい。
　また、マイコン１０は、スイッチング素子ＳＷ１，３，５のいずれかの短絡故障を検出した場合、後述の制御フローに従って、スイッチング素子ＳＷ１，３，５のオンの要否を判断し、その判断結果に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１，３，５のオンを制御するとともに、電流遮断機構２０ｕと２０ｖの遮断の要否を判断し、その判断結果に基づいて、電流遮断機構２０ｕと２０ｖの遮断動作を制御する。
　図２に示されるように、モータ５の回転数が上昇するにつれて一相短絡時の短絡電流値は大きくなる特性がある。そのため、短絡電流が大きいまま電流遮断機構２０ｕ，２０ｖによってその通電を遮断すると、アークの発生によって電流遮断機構２０ｕ，２０ｖの接点溶着や電流遮断機構２０ｕ，２０ｖ自体及びその周辺部の破損が生じ得るので、マイコン１０は、そのような遮断による悪影響が起こらない電流状態で電流遮断機構２０ｕ，２０ｖを遮断動作させる。
　図２は、モータ５の回転数と一相短絡状態でのモータ５の電流値（実効値）と三相通電状態でのモータ５の電流値（実効値）との関係を示した図である。一相短絡状態とは、スイッチング素子ＳＷ１，３，５のいずれかが短絡故障した状態のことをいい、三相通電状態とは、スイッチング素子ＳＷ１，３，５のいずれもオンした状態のことをいう。一相短絡状態では、モータ５の回転数が大きくなるにつれて短絡電流の電流値も大きくなる。一方、三相通電状態では、低回転領域では一相短絡状態での電流値よりも三相通電状態での電流値が大きくなるが（図２の場合、約２００ｒｐｍより小さい領域）、高回転領域では一相短絡状態での電流値よりも三相通電状態での電流値が小さくなる（図２の場合、約２００ｒｐｍより大きい領域）。したがって、マイコン１０は、一相短絡状態が検知された時のモータ５の回転数が所定の基準回転数Ｒｂ（図２の場合、２００ｒｐｍ）を超えている場合には、三相通電状態にする三相通電制御を行うことによって、短絡電流の電流値を低減させることができる。これにより、速やかに、短絡電流を低減させることができるとともに、閉ループ内の構成部品の発熱を抑えることができる。一方、一相短絡状態が検知された時のモータ５の回転数が基準回転数Ｒｂ以下の場合には、三相通電状態にすると逆に短絡電流が増加してしまうので、三相通電制御を行うことなく一相短絡状態のままにする。
　ここで、図２上に示したＩｂは、電流遮断機構２０ｕ，２０ｖによる遮断の要否を判断するための基準電流値であって、遮断が不要な最大限の電流値である。つまり、一相短絡状態が検知された時の短絡電流の電流値が基準電流値Ｉｂ以下であれば、閉ループ内の構成部品が破壊されない程度の電流値であるとして、マイコン１０は、電流遮断機構２０ｕ，２０ｖによる遮断制御を実行しない。
　一方、図２上に示したＩｃは、一相短絡状態の波形と三相短絡状態の波形の交点の電流値に相当する（基準回転数Ｒｂのときの電流値）。インバータ４とモータ５との関係において図２のような特性が設計段階において得られた場合、基準回転数Ｒｂを超えているときに三相通電制御を行うのであれば、少なくともその交点の電流値Ｉｃ以上の電流値で遮断してもアークの発生による上述の悪影響が起こらないような電流定格の電流遮断機構２０ｕ，２０ｗを選定する必要がある。つまり、マイコン１０は、基準回転数Ｒｂを超えているときに三相通電制御を行う場合、基準電流値Ｉｃ以下の電流値で遮断をすれば、電流遮断機構２０ｕ，２０ｗ自体やその周辺部に影響はなく、アークの発生や定格超えによる破損が生じるおそれはない。
　図３は、一相短絡故障が発生した場合のマイコン１０の制御フローである。図３の制御フローは、モータ制御システムの制御方法であって、マイコン１０の制御プログラムによって処理される。まず、スイッチング素子の短絡故障によって、モータ５とハーネス２２とモータ駆動回路４との間に閉ループが形成される。また、モータ５が外力などによって回転することにより逆起電力が発生することによって、その閉ループ内を短絡電流が流れることになる。
　電流センサ２４ｕ，２４ｖによって正常時より大きい短絡電流を検知したマイコン１０は、レゾルバなどの回転数検出手段によってモータ５の回転数を検知する（ステップ１０）。マイコン１０は、検知されたモータ５の回転数の状態で電流センサ２４ｕ，２４ｖによって検知されるべき電流値とその方向とに基づいて、一相短絡故障が発生しているか否かの判定を行う（ステップ１５）。マイコン１０は、一相短絡状態ではないと判定した場合、他の故障モード対策を実施し（ステップ２５）、一相短絡状態であると判定した場合、ステップ３０に移行する。
　マイコン１０は、電流センサ２４ｕ，２４ｖよって検出された短絡電流値を基準電流値Ｉｂと比較することによって、電流遮断機構２０ｕ，２０ｖによる遮断の要否を判断する（ステップ３０）。短絡電流値が基準電流値Ｉｂより小さい場合には（ステップ３０，Ｎｏ）、スイッチング素子ＳＷ１，３，５のオンも電流遮断機構２０ｕ，２０ｖによる遮断も不要であるとして、本フローは終了する（図２のＡ，Ｂ点のような場合）。不要な動作をしないことで、消費電流などを抑えることができる。一方、短絡電流値が基準電流値Ｉｂ以上の場合には（図２のＣ，Ｄ，Ｅ点のような場合）、マイコン１０は、検知されたモータ５の回転数を基準回転数Ｒｂと比較することによって、三相通電制御の要否を判断する（ステップ３５）。
　マイコン１０は、モータ５の回転数が基準回転数Ｒｂより小さい場合には（図２のＣ点のような場合）、一相短絡状態での電流値に比べ三相通電状態での電流値が大きくなるため、熱的に不利な方向にならないよう三相通電制御は実行せずに、電流遮断機構２０ｕ，２０ｖによる遮断を作動させる（ステップ５０）。
　一方、モータ５の回転数が基準回転数Ｒｂ以上の場合（図２のＤ，Ｅ点のような場合）、三相通電状態にすることによって電流値を下げて熱的に有利にすることができるので、スイッチング素子ＳＷ１，３，５の全てがオンとなるように制御する（ステップ４０）。ここで、スイッチング素子ＳＷ１，３，５のうち短絡故障している素子が特定できていなくても、短絡故障によりその素子がオンしていることには変わりはないため、スイッチング素子ＳＷ１，３，５の全てに対してオン信号を送信するようにしてよい。
　マイコン１０は、三相通電制御に切り換えた後に、電流センサ２４ｕ，２４ｖよって検知された短絡電流値を基準電流値Ｉｂと比較することによって、電流遮断機構２０ｕ，２０ｖによる遮断の要否を判断する（ステップ４５）。図２のＥ点のように三相通電制御に切り替えた後の短絡電流値が基準電流値Ｉｂより小さい場合には（ステップ４５，Ｎｏ）、電流遮断機構２０ｕ，２０ｖによる遮断は不要であるとして、本フローは終了する。不要な動作をしないことで、消費電流などを抑えることができる。一方、三相通電制御に切り換えたにもかかわらず依然として短絡電流値が基準電流値Ｉｂ以上の場合には（図２のＤ点のように、三相通電制御に切り替えても、基準電流値Ｉｂより小さくならない場合）、マイコン１０は、電流遮断機構２０ｕ，２０ｖによる遮断を作動させる（ステップ５０）。
　したがって、上述の実施例によれば、スイッチング素子ＳＷ１，３，５の短絡故障により生ずる閉ループの通電を適切に遮断することができる。すなわち、短絡故障が検知された場合に、モータ５の高回転時の短絡電流を速やかに低減させることができるので、電流遮断機構の簡素化（例えば、小型化や低コスト化）や、モータ、ハーネス、インバータなどの構成部品の発熱、故障などを防止することができる。さらには、電流遮断時のアークの発生を抑制することができるので、アークの消弧機構（例えば、還流ダイオード）の削減や簡素化が可能となる。
　以上、本発明の好ましい実施例について詳説したが、本発明は、上述した実施例に制限されることはなく、本発明の範囲を逸脱することなく、上述した実施例に種々の変形及び置換を加えることができる。
　例えば、上述の実施例では、ハイサイドのスイッチング素子ＳＷ１，３，５（それらに並列接続されるダイオードＤ１，３，５を含む）のいずれかが短絡故障（一相短絡故障）をした場合を例に挙げたが、ローサイドのスイッチング素子ＳＷ２，４，６（それらに並列接続されるダイオードＤ２，４，６を含む）のいずれかが短絡故障をした場合についても、上述の実施例のスイッチング素子ＳＷ１，３，５をスイッチング素子ＳＷ２，４，６に置き換えて同様の構成で同様の制御を行うことによって、同様の効果が得られる。
　例えば、ローサイドのスイッチング素子ＳＷ６が短絡故障した場合、スイッチング素子ＳＷ６、ダイオードＤ２又はＤ４、ハーネス２２ｕ又は２２ｖ、モータ５のＵ相又はＷ相コイル、Ｗ相コイル、ハーネス２２ｗ、スイッチング素子ＳＷ６を通る閉ループが形成される。そこで、マイコン１０は、ダイオードＤ２（スイッチング素子ＳＷ２）、ダイオードＤ４（スイッチング素子ＳＷ４）、ハーネス２２ｕ，２２ｖ，２２ｗ、各相コイルなどがその短絡電流によって焼損などの破損をすることを防ぐため、少なくとも電流センサ２４ｕ，２４ｖの電流検出信号に基づいて、ローサイドのスイッチング素子ＳＷ２，４，６の短絡故障（電源電圧とのショート故障）を検出し、その検出結果に基づいて、電流遮断機構２０ｕ，２０ｖの遮断の制御を行う。そして、図３のステップ４０において、モータ５の回転数が基準回転数Ｒｂ以上の場合（図２のＤ，Ｅ点のような場合）、三相通電状態にすることによって電流値を下げて熱的に有利にすることができるので、スイッチング素子ＳＷ２，４，６の全てがオンとなるように制御する。
　また、上述の実施例では、インバータを構成する一つのスイッチング素子の短絡故障を例に挙げたが、３つのハイサイドのスイッチング素子のうち２つ短絡故障した場合であっても、３つのローサイドのスイッチング素子のうち２つ短絡故障した場合であっても、同様の構成で同様の制御を行うことによって、同様の効果が得られる。
　また、上述の実施例では、車載のモータ制御システムを例に挙げて本発明に係るモータ制御装置とその制御方法について説明したが、車両用に限定することなく、モータを制御する制御装置とその制御方法に本発明を適用することは可能である。
　また、昇圧コンバータ２をリレー等の電流遮断機構に置き換えてもよい。
　本国際出願は、２００８年４月７日に出願した日本国特許出願第２００８－０９９７９２号に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願第２００８－０９９７９２号の全内容を本国際出願に援用する。

Claims (8)

  1. 　モータと、
    　前記モータを通電させるスイッチング素子を有するインバータと、
    　前記モータと前記スイッチング素子との間の通電を遮断する遮断手段と、
    　前記スイッチング素子の短絡故障を検知する故障検知手段と、
    　前記スイッチング素子に含まれるハイ側素子とロー側素子のうち前記故障検知手段によって短絡故障が検知された素子が存在する側の片側素子全てを前記遮断手段による遮断が行われる前にオンさせる制御手段とを備える、モータ制御装置。
  2. 　前記遮断手段による遮断は、前記遮断手段によって遮断される経路に前記短絡故障のときに流れる短絡故障電流の電流値に応じて行われる、請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記制御手段は、前記遮断手段によって遮断される経路に前記片側素子全てをオンする前の前記短絡故障のときに流れる短絡故障電流の電流値と前記経路に前記片側素子全てをオンしたときに流れる全オン電流の電流値との大小関係に応じて、前記片側素子全てのオンを制御する、請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記制御手段は、前記短絡故障のときの前記モータの回転数が、前記遮断手段によって遮断される経路に前記片側素子全てをオンする前の前記短絡故障のときに流れる短絡故障電流の電流値が前記片側素子全てをオンしたときに流れる全オン電流の電流値に比べて大きい回転数の場合には、前記片側素子全てをオンする、請求項３に記載のモータ制御装置。
     
  5. 　モータと、前記モータを通電させるスイッチング素子を有するインバータと、前記モータと前記スイッチング素子との間の通電を遮断する遮断手段とを備えるモータ制御装置の制御方法であって、
    　前記スイッチング素子の短絡故障を検知する故障検知ステップと、
    　前記スイッチング素子に含まれるハイ側素子とロー側素子のうち前記短絡故障が検知された素子が存在する側の片側素子全てを前記遮断手段による遮断を行う前にオンする点弧ステップとを有する、モータ制御装置の制御方法。
  6. 　前記遮断手段によって遮断される経路に前記短絡故障のときに流れる短絡故障電流が前記通電を遮断可能な電流値以下の場合に、前記遮断手段による遮断を行う、請求項５に記載のモータ制御装置の制御方法。
  7. 　前記遮断手段によって遮断される経路に前記片側素子全てをオンする前の前記短絡故障のときに流れる短絡故障電流の電流値が前記片側素子全てをオンしたときに流れる全オン電流の電流値に比べて大きい場合には、前記片側素子全てをオンする、請求項５又は６に記載のモータ制御装置の制御方法。
  8. 　前記短絡故障のときの前記モータの回転数が、前記遮断手段によって遮断される経路に前記片側素子全てをオンする前の前記短絡故障のときに流れる短絡故障電流の電流値が前記片側素子全てをオンしたときに流れる全オン電流の電流値に比べて大きい回転数の場合には、前記片側素子全てをオンする、請求項７に記載のモータ制御装置の制御方法。
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