WO2009104576A1 - 回転体の位相・速度検出装置 - Google Patents

回転体の位相・速度検出装置 Download PDF

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和也 小倉
勝之 渡邉
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株式会社明電舎
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    • G01D2205/26—Details of encoders or position sensors specially adapted to detect rotation beyond a full turn of 360°, e.g. multi-rotation

Definitions

  • the present invention relates to an apparatus for detecting the rotational position (phase) / speed of a rotating body such as a motor by an encoder and a phase / speed detection circuit, and in particular, phase / speed detection by a square wave pulse and phase / speed detection by a sine wave signal.
  • the present invention relates to a detection device that switches between the two.
  • phase / speed detection method that enables the speed feedback control and position feedback control, etc., by detecting the motor speed (speed) / phase with an encoder and phase / speed detection circuit.
  • a method of detecting the speed from the number of edges (phase) and the time of occurrence of an edge based on each edge information of the square wave pulse by coupling an encoder that outputs a square wave pulse to the rotating body.
  • the pulse information at the time Ta detected last time is stored, and the calculation is performed using the pulse information at the time Tb obtained by the current detection. Since the phase difference between these two pulses is 5, it takes Tb-Ta time to generate the phase difference for 5 pulses, so that the speed can be detected with K ⁇ 5 / (Tb-Ta) ( K is a detection coefficient obtained from the number of pulses per rotation).
  • Demerits are as follows: (a) If the pulse edge does not come, the phase information is not known. Therefore, the phase between pulses cannot be detected. (B) It is necessary to measure the time of the pulse edge. (C) Since the pulse does not come in the low speed region, the phase and speed detection accuracy in the low speed region cannot be increased.
  • the instantaneous pulse phase is known. Therefore, the phase at the start of the phase / velocity calculation is accurately known, and the phase difference between the current time and the previous time is accurately known in units of less than one pulse ( ⁇ a and ⁇ b in FIG. 6). Therefore, the speed is obtained by ( ⁇ a ⁇ b) / (Ta ⁇ Tb) using Ta and Tb at the start time of each calculation cycle (this does not need to be measured and may be an interrupt cycle of calculation).
  • an encoder and a phase / speed detection circuit As a method for solving these problems, as shown in FIG. 7, an encoder and a phase / speed detection circuit, a sine wave pulse (digital data) and an A / B phase sine wave having a phase difference of ⁇ / 2 from the sine wave encoder 1 are obtained. Both square wave pulses are detected, position information of one pulse or more is detected by a square wave pulse, position information less than one pulse is detected by a sine wave pulse, and both are combined to detect the position and rotation speed.
  • Patent Document 1 and Patent Document 2 Japanese Laid-Open Patent Publication No. 07-229756, which is a public patent gazette in Japan Japanese Patent Laid-Open No. 2006-234688, which is a public patent gazette in Japan
  • Motors with inverters and encoders that are controlled based on motor phase / speed detection signals are not necessarily installed in close locations, but are installed in remote locations and connected between them with signal cables There are many.
  • a filter is inserted in the phase / velocity detection circuit to remove noise induced in the signal cable or the like.
  • the encoder and the detection circuit are relatively close to avoid the inconvenience caused by inserting a filter in the F1 portion (detection circuit input end) or the F2 portion (A / D converter input end).
  • the design required for the arrangement was required or the detection performance was lowered.
  • An object of the present invention is to provide a phase / velocity detection device for a rotating body capable of detecting phase / velocity with improved accuracy of phase / velocity detection in a wide speed range and compensating for phase shift generated by signal processing of a detection circuit. There is.
  • the present invention performs phase / speed detection using a square wave pulse when the rotating body is in a high-speed rotation region, and performs phase / speed detection using a sine wave signal in a low-speed rotation region.
  • phase detection a phase of one or more rotations of the rotating body is set by a square wave pulse, and a phase detection value by a sine wave signal is set to 1 according to the phase advance / delay between the square wave pulse and the sine wave pulse. It is designed to increase or decrease by the amount of pulses, and has the following configuration.
  • a sine wave encoder coupled to a rotating body to obtain A and B phase sine wave signals having a phase difference of ⁇ / 2;
  • a noise component is removed from the A and B phase sine wave signals, these sine wave signals are converted into A / D conversion data, a phase is obtained from these A / D conversion data, and the phase / speed of the rotating body is obtained from this phase.
  • a phase / velocity detection circuit using a sine wave signal The A and B phase sine wave signals are converted into square wave pulses having an edge at the zero cross point, and the phase and speed of the rotating body are detected from the number of these square wave pulses and the pulse phase.
  • a phase / velocity detection circuit with a square wave pulse that sets the upper digit of the phase / velocity detection circuit with the sine wave signal;
  • the output of the phase / speed detection circuit by the square wave pulse is used as the phase / speed detection value, and the speed of the rotating body is lower than the set speed.
  • a changeover switch that uses the output of the phase / velocity detection circuit based on the sine wave signal as the phase / velocity detection value, It is provided with.
  • the phase / velocity detection circuit based on the sine wave signal uses the pulse phase to detect the analog phase when there is a phase shift between the pulse phase based on the square wave pulse and the analog phase based on the sine wave signal. It is characterized by having means for complementing the upper digits of.
  • phase shift between a sine wave signal and a pulse signal An example of a phase shift between a sine wave signal and a pulse signal.
  • FIG. 6 is a waveform diagram of a detection phase caused by phase shift generation.
  • FIG. 4 is a relationship diagram between sine wave phases of A and B phases and quadrants 0 to 3;
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a phase / velocity detection apparatus showing an embodiment of the present invention, and basically employs a method of switching phase / velocity detection using a sine wave signal and a square wave pulse.
  • the sine wave encoder 1 coupled to a rotating body such as a motor generates two A and B phase sine waves having a frequency and a phase difference of ⁇ / 2 according to the rotational speed and position of the rotating body, as in FIG. To do.
  • the converters 2A and 2B have hysteresis characteristics and convert them into square-wave pulses having edges at the zero cross points of the A and B phase sine waves.
  • the pulse counter / time counter 3 has a pulse count obtained by counting the number of square-wave pulses output from the comparators 2A and 2B by the pulse counter, and a phase corresponding to the pulse width by the count of the time counter starting from the pulse edge. Ask.
  • the phase / speed detector 4 detects the phase / speed of the rotating body from the number of pulses obtained by the pulse counter / time counter 3.
  • the low-pass filters 5A and 5B perform noise cut on the A and B phase sine waves from the encoder 1.
  • These low-pass filters 5A and 5B may be CR filters or filters using an OP amplifier, and those having a time constant that can sufficiently cut noise are selected (however, the switching speed by speed detection is not affected. No value).
  • the A / D converter 6 converts the sample values of the A and B phase sine wave signals input via the low-pass filters 5A and 5B alternately into a digital signal.
  • the phase / speed detector 8 detects the phase and speed based on the analog value from the phase ⁇ from the phase converter 7. Since the phase at this time is reset to 0 ° for each rotation of the rotating body, by performing upper digit correction (digit setting in units of 360 °) by the number of pulses counted by the pulse counter / time counter 3, Find the rotational position according to the rotational speed.
  • the changeover switch 9 switches to a detection value from the phase / speed detector 4 by a pulse when the rotating body rotates at high speed, and switches to a detection value from the phase / speed detector 8 by an analog value at low speed rotation. This switching is controlled with a preset speed as a boundary.
  • the filter 5A, 5B causes a delay in the detection phase due to the analog value, but a large delay occurs only during high-speed rotation. During low-speed rotation, highly accurate analog detection values can be used even at low speeds for the following reasons.
  • analog speed detection is used in the low speed range.
  • the above (a) and (b) become problems, so the speed is switched to pulse detection. Since a sufficient number of pulses enter in the high rotation range, speed detection using pulses can be detected more stably.
  • phase shift compensation between analog detection and pulse detection In phase / velocity detection based on analog values, the upper digits of the phase / velocity detector 8 are corrected with the number of pulses counted by the pulse counter / time counter 3 to achieve as much accuracy as possible. A good analog detection value can be stably obtained up to a high rotational speed.
  • a hysteresis comparator is usually used to prevent chattering near the zero cross.
  • a shift occurs between the detection phase by the square wave pulse and the detection phase by the sine wave pulse.
  • 2A shows the relationship between the input sine wave signal and the output pulse signal of the comparator when there is no hysteresis
  • FIG. 2B shows positive and negative pulse edge positions so as to show the relationship when there is hysteresis. causess a phase shift.
  • phase shift appears as a shift in the timing of the upper digit correction in the phase / velocity detector 8 and affects the accuracy of the detected phase.
  • the phase / velocity detector 8 complements the upper digits of the analog phase using the shifted pulse phase. This complementary algorithm will be described in detail below.
  • FIG. 3 shows an example of a detection phase shift due to the occurrence of a phase shift in a waveform.
  • the phase relationship between the A and B phase sine waves is expressed in quadrants 0 to 3 as shown in FIG. 4. If there is no phase shift by the comparators 2A and 2B with respect to the A and B phase sine waves, a square wave pulse is obtained. Will have edges at 0 °, 90 °, 180 ° 270 °, 360 °.
  • the output of the phase converter 7 outputs the phase A phase and analog quadrant (0 to 3) information as shown in FIG.
  • the information of the pulse quadrant and pulse phase to be sent to the phase / velocity detector 8 by value is generated.
  • phase shift compensation by hysteresis the purpose of phase / velocity detection is to apply an analog detection value up to a high rotation speed, so the output of the counter 3 is based on the analog phase output from the phase converter 7 as a reference.
  • the detected phase is corrected by the pulse that becomes. This correction algorithm will be described.
  • the phase 1.0 is defined with a pulse reference of 1f (one rotation), the analog phase 360 ° is defined as the phase 1.0, and the analog phase 0 to 360 ° is less than 1.0.
  • 360 ° detection phase 1.0.
  • (B) Phase detection method The detection phase value is obtained by setting the detection phase counted at 4f as the integer part (0, 1, 2,%) And the analog detection phase as the decimal part. For example, in P of FIG. 3, since the pulse phase is 1 and the analog phase is 0.25, the detection phase is 1.25.
  • the detection phase is corrected by +1 because of the forward rotation edge. Further, when the pulse quadrant is 3 and the analog quadrant is 0, and the edge is the reverse edge, the detection phase is corrected by +1.
  • the detection phase is corrected by ⁇ 1 if the reverse edge. If the pulse quadrant is 0 and the analog quadrant is 3, and if it is a forward rotation edge, the detection phase is corrected by -1.
  • phase / speed detection is performed using a square wave pulse
  • phase / speed detection is performed using a sine wave signal
  • phase detection is performed using a sine wave signal.
  • the phase for one rotation or more of the rotating body is set by a square wave pulse
  • the phase detection value by the sine wave signal is set for one pulse according to the phase advance / delay between the square wave pulse and the sine wave pulse. Therefore, the accuracy of phase / speed detection can be improved over a wide speed range by switching between phase / speed detection using a square wave pulse and sine wave signal, and the phase shift caused by the signal processing of the detection circuit can be improved. Compensated phase / speed detection is possible.

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Abstract

【課題】広い速度範囲で位相・速度検出の精度を高め、しかも検出回路の信号処理で発生する位相ずれを補償した位相・速度検出ができる。 【解決手段】正弦波エンコーダ１は回転体に結合されて位相差π／２のＡ，Ｂ相の正弦波信号を得る。位相・速度検出回路（５Ａ，５Ｂ，６～８）は、Ａ，Ｂ相の正弦波信号からノイズ成分を除去し、Ａ／Ｄ変換データに変換し、位相を求めて回転体の位相・速度を求める。位相・速度検出回路（２Ａ，２Ｂ，３，４）は、正弦波信号を方形波パルスに変換し、これら方形波パルスの数とパルス位相から回転体の位相・速度を検出し、この方形波パルスの数により位相・速度検出回路８の上位桁を設定する。切替スイッチ９は回転体の高速度領域と低速度領域で位相・速度検出値を切り替える。方形波パルスによるパルス位相と、正弦波信号によるアナログ位相との間の位相ずれを補完する。

Description

回転体の位相・速度検出装置
　本発明は、モータなどの回転体の回転位置（位相）・速度をエンコーダと位相・速度検出回路で検出する装置に係り、特に方形波パルスによる位相・速度検出と正弦波信号による位相・速度検出を切り替える検出装置に関する。
　モータを速度制御するインバータなどにおいて、モータの回転数（速度）・位相をエンコーダと位相・速度検出回路で検出してその速度フィードバック制御や位置フィードバック制御等を可能にする位相・速度検出方式として、以下の２つの方式がある。
　（１）方形波パルスを出力するエンコーダを回転体に結合し、方形波パルスの各エッジ情報を元に、エッジの数（位相）とエッジの発生時刻から速度検出する方式。
　この方形波パルスによる速度検出方式において、図５に示すように、９０°位相差のある２相（Ａ，Ｂ相）の方形波パルス信号を用いて速度を検出する場合を以下に示す。一般的に組込み型の演算は固定周期で演算され、図５の位相・速度演算のように一定周期で検出処理が動作する。速度を検出するには、ある期間の位相偏差と、その位相偏差にかかった時間が必要になる。一般的な方形波パルス検出方式では、前回検出した位相と時刻を保存しておき、今回の最新パルスの位相と時刻を用いて速度演算を行う。
　図５の例では、前回検出した時刻Ｔａのパルス情報を保存しておき、今回の検出にて得られた時刻Ｔｂのパルス情報を用いて演算する。これら２つのパルス位相差は５なので、５パルス分の位相差が発生するのにＴｂ－Ｔａの時間がかかっているので、Ｋ×５／（Ｔｂ－Ｔａ）で速度検出をすることができる（Ｋは、１回転のパルス数から求める検出係数）。
　この方式のメリットは、（ａ）ＯＮ／ＯＦＦの２状態しかないパルスを扱うため、デジタルでの扱いが容易であり、検出回路がシンプルになる。（ｂ）遅れが一定になるのであれば、フィルタ処理が容易である。（ｃ）比較的精度がよい。図５の場合、１パルス周期に４つある４ｆエッジを用いているため、Ａ／Ｂ相の位相差や、各相のデューティの精度が必要となるが、精度のよい１ｆエッジを用いる方式もある。
　また、デメリットは、（ａ）パルスエッジが来ないと、位相情報が分からない。よってパルス間の位相は検出できない。（ｂ）パルスエッジの時刻を計測する必要がある。（ｃ）低速度域ではパルスが来ないため、低速域での位相及び速度検出精度を上げることができない。
　（２）正弦波信号を出力するエンコーダを回転体に結合し、アナログ検出により得る正弦波情報をパルス化し、このパルス間の位相を検出し、パルス情報を高精度化する方式。この方式は、任意の時刻でパルスの位相が得られ、位相検出及び速度検出を高精度に検出することができる。
　このアナログ検出による速度検出方式において、図６に示すように、９０°位相差のある２相（Ａ，Ｂ相）の正弦波パルス信号を用いて速度を検出する場合を以下に示す。
　正弦波であるため、瞬時のパルス位相が分かる。よって、位相・速度演算開始時の位相が正確にわかり、今回と前回の位相差が１パルス未満の単位で正確にわかることになる（図６中のθａ及びθｂ）。よって、各演算周期開始時刻のＴａ、及びＴｂ（これは計測する必要はなく、演算の割込み周期でよい）を用いて、速度は（θａ－θｂ）／（Ｔａ－Ｔｂ）で得られる。
　この方式のメリットは、（ａ）瞬時のパルス位相が分かるため、現時点での正確な位相がわかる。（ｂ）演算周期が、速度を演算する場合の時刻差と一致するため、時間の管理が不要となる。（ｃ）低速域でも瞬時のパルス位相が分かるため、位相及び速度の検出精度がよい。
　また、デメリットは、（ａ）検出回路のアナログ／デジタル変換が必要。（ｂ）アナログのフィルタを入れると、高い周波数で遅れを生じるため、あまりフィルタを入れられない。（ｃ）アナログのノイズやアナログ／デジタル変換の変換誤差により精度が落ちる場合がある。（ｄ）高周波数の場合、演算周期を短くするか、１回転あたりのパルスを少なくする必要がある。１演算周期あたりにパルスの１８０°以上回転すると、正転か逆転か分からなくなる。また、１演算周期あたりに複数のパルスが来ると、パルスを数える手段がない。
　これらを解決する方式として、図７にエンコーダと位相・速度検出回路を示すように、正弦波エンコーダ１からの位相差π／２のＡ，Ｂ相正弦波から、正弦波パルス（ディジタルデータ）と方形波パルスの両者を検出し、１パルス以上の位置情報は方形波パルスによる検出を、１パルス未満の位置情報は正弦波パルスによる検出を行い、両者を合成して位置、回転数を検出する方式がある（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。
日本国の公開特許公報である特開平０７－２２９７５６号公報 日本国の公開特許公報である特開２００６－２３４６８８号公報
　モータの位相・速度検出信号を元に制御するインバータ装置とエンコーダが取り付けてあるモータは、必ずしも近い場所に設置されるとは限らず、離れた場所に設置されてその間を信号ケーブルで接続する場合が多い。この場合、位相・速度検出回路にはフィルタを介挿し、信号ケーブル等に誘導されるノイズ等を除去している。
　図７のＦ１で示す検出回路入力端部分にフィルタを入れた場合、入力信号の全体にフィルタがかかるため、方形波パルスと正弦波パルスとの間には位相ずれが生じないが、高い回転数まで検出する場合にはパルスの周波数が数百ｋＨｚになるため、あまり大きな時定数のフィルタを入れることができない。よって、時定数の小さいフィルタを使うのでは正弦波パルスを検出するアナログ変換値にノイズが残ってしまい、検出誤差を生じてしまう。
　図７のＦ２で示すＡ／Ｄ変換器の入力端部分にフィルタを入れると、Ａ／Ｄ変換値にのみフィルタがかかるため、高精度な検出が可能となる。しかしながら、方形波パルスと正弦波パルスに位相差を生じるため両者の整合性がとれなくなる。この場合、１パルス単位での誤検出をする場合があり、位相飛びが発生する。この位相飛びは速度検出に大きな悪影響を及ぼす。
　上記のような理由から、Ｆ１部分（検出回路入力端）、またはＦ２部分（Ａ／Ｄ変換器入力端）にフィルタを入れることによる不都合を回避するためには、エンコーダと検出回路を比較的近い配置にした設計を必要とするか、検出性能を低下させる設計になるものであった。
　本発明の目的は、広い速度範囲で位相・速度検出の精度を高め、しかも検出回路の信号処理で発生する位相ずれを補償した位相・速度検出ができる回転体の位相・速度検出装置を提供することにある。
　本発明は、前記の課題を解決するため、回転体が高速回転領域では方形波パルスによる位相・速度検出を行い、低速回転領域では正弦波信号による位相・速度検出を行う切り替え、正弦波信号による位相検出には回転体の１回転以上の位相分を方形波パルスにより設定し、この方形波パルスと正弦波パルスとの間での位相進み／遅れに応じて正弦波信号による位相検出値を１パルス分だけ増減するようにしたもので、以下の構成を特徴とする。
　（１）回転体に結合されて位相差π／２のＡ，Ｂ相の正弦波信号を得る正弦波エンコーダと、
　前記Ａ，Ｂ相の正弦波信号からノイズ成分を除去し、これら正弦波信号をＡ／Ｄ変換データに変換し、これらＡ／Ｄ変換データから位相を求め、この位相から回転体の位相・速度を求める正弦波信号による位相・速度検出回路と、
　前記Ａ，Ｂ相の正弦波信号のゼロクロス点をエッジとする方形波パルスに変換し、これら方形波パルスの数とパルス位相から回転体の位相・速度を検出し、この方形波パルスの数により前記正弦波信号による位相・速度検出回路の上位桁を設定する方形波パルスによる位相・速度検出回路と、
　回転体の速度が予め設定した速度を超えた高速度領域では前記方形波パルスによる位相・速度検出回路の出力を位相・速度検出値とし、回転体の速度が前記設定した速度以下になる低速度領域では前記正弦波信号による位相・速度検出回路の出力を位相・速度検出値とする切替スイッチと、
を備えたことを特徴とする。
　（２）前記正弦波信号による位相・速度検出回路は、前記方形波パルスによるパルス位相と、前記正弦波信号によるアナログ位相との間に位相ずれがある場合、前記パルス位相を用いて前記アナログ位相の上位桁を補完する手段を備えたことを特徴とする。
本発明の実施形態を示す位相・速度検出装置の構成図。
正弦波信号とパルス信号の位相ずれの例。
位相ずれ発生による検出位相の波形図。
Ａ，Ｂ相の正弦波位相と象限０～３の関係図。
方形波パルスによる位相・速度検出の説明図。
正弦波パルスによる位相・速度検出の説明図。
従来のエンコーダと位相・速度検出回路の構成図。
　図１は、本発明の実施形態を示す位相・速度検出装置の構成図であり、基本的には正弦波信号と方形波パルスによる位相・速度検出を切り替える方式とする。
　モータ等の回転体に結合される正弦波エンコーダ１は、図６と同様に、回転体の回転速度と位置に応じた周波数と位相差π／２をもつ２つのＡ，Ｂ相正弦波を発生する。コンバレータ２Ａ、２Ｂは、ヒステリシス特性を有して、Ａ，Ｂ相正弦波のゼロクロス点をエッジとする方形波パルスに変換する。
　パルスカウンタ・時刻カウンタ３は、コンパレータ２Ａ、２Ｂから出力される方形波パルスのパルス数をパルスカウンタで計数したパルス数、およびパルスエッジを起点とする時刻カウンタの計数でパルス幅に対応する位相を求める。位相・速度検出器４は、パルスカウンタ・時刻カウンタ３で求めるパルス数から回転体の位相・速度を検出する。
　ローパスフィルタ５Ａ、５Ｂは、エンコーダ１からのＡ，Ｂ相正弦波に対してノイズカットを行う。これらローパスフィルタ５Ａ、５ＢはＣＲのフィルタでもよいし、ＯＰアンプを用いたフィルタでもよく、十分にノイズがカットできる時定数をもつものを選択する（ただし、速度検出による切替え速度までは影響を及ぼさない値とする）。
　Ａ／Ｄ変換器６は、ローパスフィルタ５Ａ、５Ｂを介して入力したＡ，Ｂ相正弦波信号のサンプル値を交互に切り替えてデジタル信号に変換する。位相変換器７は、Ａ／Ｄ変換器６からの位相差π／２をもつ２つのＡ，Ｂ相正弦波データから、位相θ＝ｔａｎ-1（Ｂ／Ａ）を求める。
　位相・速度検出器８は、位相変換器７からの位相θからアナログ値による位相および速度を検出する。このときの位相は、回転体の１回転毎に０°にリセットされることから、パルスカウンタ・時刻カウンタ３で計数するパルス数により上位桁補正（３６０°単位の桁設定）を行うことで、回転数に合わせた回転位置を求める。
　切替スイッチ９は、回転体が高速回転時にはパルスによる位相・速度検出器４からの検出値に切り替え、低速回転時にはアナログ値による位相・速度検出器８からの検出値に切り替える。この切り替えは、予め設定する速度を境にして制御される。
　以下、本実施形態による特徴的事項を説明する。
　（１）ローパスフィルタによる位相ずれ補償
　図１の構成において、アナログ検出部分にノイズカット用のローパスフィルタ５Ａ、５Ｂやコンパレータ２Ａ，２Ｂを介挿するため、これらフィルタにより方形波パルスと正弦波パルスとの間に位相ずれが発生するが、この位相ずれによる検出精度への影響を切替スイッチ９による切替えで回避する。
　フィルタ５Ａ、５Ｂにより、アナログ値による検出位相に遅れが生じるが、大きな遅れを生じるのは高速回転時のみである。低速回転時では、以下の理由により低速でも高精度なアナログ検出値を使用できる。
　（ａ）低速時はローパスフィルタの遅れ時間による位相ずれが小さいため、位相検出精度への影響が小さい。
　（ｂ）低速のため、制御周期間に多くパルスが来ることはなく、制御周期間の１パルス以上への拡張は不要。
　よって、低速域ではアナログ値による速度検出を用いる。高回転域になると、上記（ａ）及び（ｂ）が問題になるため、パルスによる速度検出に切替える。高回転域ではパルスが十分な個数だけ入ってくるため、パルスによる速度検出の方が安定に検出できる。
　上記のように、パルスによる速度検出とアナログによる速度検出を所定の速度で切替えることで、低速でも高速でも精度のよい検出をすることが可能となる。
　特に、エレベータやダイナモメータのように低速域での速度制御性能が求められる分野において有効である。
　（２）アナログ検出とパルス検出の位相ずれ補償
　アナログ値による位相・速度検出において、パルスカウンタ・時刻カウンタ３で計数するパルス数により位相・速度検出器８の上位桁補正を行うことで、なるべく精度のよいアナログ検出値を高い回転数まで安定に得ることができる。
　ここで、コンパレータ２Ａ、２Ｂは、正弦波パルスを方形波パルスに変換するため、ゼロクロス付近でのチャタリングを防止するため、通常はヒステリシスコンパレータが用いられる。しかし、ヒステリシスがあると、方形波パルスによる検出位相と、正弦波パルスによる検出位相との間にずれが生じる。図２の（ａ）はヒステリシスが無い場合のコンパレータの入力正弦波信号と出力パルス信号の関係を示し、図２の（ｂ）はヒステリシスがある場合の関係を示すように、正負のパルスエッジ位置で位相ずれが生じる。
　この位相ずれは、位相・速度検出器８での上位桁補正のタイミングのずれとなって現れ、検出位相の精度に影響する。この位相ずれを防止するために、位相・速度検出器８ではずれたパルス位相を用いてアナログ位相の上位桁を補完する。この補完アルゴリズムを以下詳細に説明する。
　図３は、位相ずれ発生による検出位相のずれの例を波形で示す。Ａ，Ｂ相の正弦波の位相関係を象限０～３で表すと図４に示すようになり、このＡ，Ｂ相の正弦波に対してコンパレータ２Ａ，２Ｂによる位相ずれが無ければ方形波パルスは０°、９０°、１８０°２７０°、３６０°にエッジをもつことになる。この位相ずれが無い場合、位相変換器７の出力は、図３に示すように、Ａ相の位相と、アナログ象限（０～３）の情報を出力し、パルスカウンタ・時刻カウンタ３では、アナログ値による位相・速度検出器８に送るパルス象限とパルス位相の情報を生成する。
　ここで、コンパレータ２Ａ，２Ｂにヒステリシスがある場合、図３に示すように、出力にそれぞれ遅れまたは進みの位相ズレが発生すると、カウンタ３の桁出力が位相変換器７のアナログ位相出力に対してｐ（＋）、ｐ（－）だけずれる。この結果、位相・速度検出器８の検出位相は３６０°分だけ低下または上昇する。
　このヒステリシスによる位相ずれ補償には、位相・速度検出目的がアナログ検出値を高い回転数まで適用することを目的とするため、位相変換器７の出力になるアナログ位相を基準とし、カウンタ３の出力になるパルスにより検出位相補正を行う。この補正アルゴリズムを説明する。
　（Ａ）位相の定義
　まず、アナログ象限の定義を図４に示すものとし、パルス象限はパルスエッジにより決められた図３に示すような象限とする。図３ではパルス位相のずれにより、アナログ象限とパルス象限とが一致しない場合が生じている。
　図４に示すように、１ｆ（１回転）のパルス基準で位相１．０を定義し、アナログ位相の３６０°分を位相１．０として、アナログ位相の０～３６０°を１．０未満で表現する。つまり３６０°＝検出位相１．０とする。例えば、検出位相が４５０°は１．２５（３６０°×１．２５＝４５０°）であると表現する。パルス位相は４ｆ（４つ）のパルスでカウントされ、４ｆパルス＝アナログ検出位相１．０とする。また、パルス位相検出時、正転でパルスエッジが発生したか逆転でパルスエッジが発生したかが分かるものとする。
　（Ｂ）位相検出方式
　検出位相値は、４ｆでカウントされた検出位相を整数部分（０，１，２・・）とし、アナログ検出位相を小数部分として位相を得る。例えば　図３のＰではパルス位相が１でアナログ位相が０．２５であるので検出位相としては１．２５となる。
　（Ｃ）補正アルゴリズム
　位相ずれは象限０と象限３の境目部分で発生する。原因はパルス位相のずれであるため、象限０と象限３の境目ではアナログ位相を優先する。以下の補正は以下の条件の場合のみ補正し、条件が成立しなくなった場合（例えばパルス象限とアナログ象限が一致した場合）には補正しなくなるものとする。
　図３のＡの領域では、パルス象限とアナログ象限があっているため、補正は行わない。
　図３のＢの領域では、パルス象限が３で、アナログ象限が０の場合で、正転エッジのため検出位相を＋１補正する。また、パルス象限が３で、アナログ象限が０の場合で、逆転エッジならば検出位相を＋１補正する。
　図３のＣの領域では、パルス象限が０で、アナログ象限が３の場合で、逆転エッジならば検出位相を－１補正する。また、パルス象限が０で、アナログ象限が３の場合で、正転エッジならば検出位相を－１補正する。
　したがって、アナログ検出とパルス検出の位相誤差が発生した場合でも、象限０と象限３の境目で発生する誤差を補正して高精度なアナログを用いた位相検出ができる。
　以上のとおり、本発明によれば、回転体が高速回転領域では方形波パルスによる位相・速度検出を行い、低速回転領域では正弦波信号による位相・速度検出を行う切り替え、正弦波信号による位相検出には回転体の１回転以上の位相分を方形波パルスにより設定し、この方形波パルスと正弦波パルスとの間での位相進み／遅れに応じて正弦波信号による位相検出値を１パルス分だけ増減するようにしたため、方形波パルスと正弦波信号による位相・速度検出の切り替えにより広い速度範囲で位相・速度検出の精度を高めることができ、しかも検出回路の信号処理で発生する位相ずれを補償した位相・速度検出ができる。

Claims (2)

  1. 　回転体に結合されて位相差π／２のＡ，Ｂ相の正弦波信号を得る正弦波エンコーダと、
    　前記Ａ，Ｂ相の正弦波信号からノイズ成分を除去し、これら正弦波信号をＡ／Ｄ変換データに変換し、これらＡ／Ｄ変換データから位相を求め、この位相から回転体の位相・速度を求める正弦波信号による位相・速度検出回路と、
    　前記Ａ，Ｂ相の正弦波信号のゼロクロス点をエッジとする方形波パルスに変換し、これら方形波パルスの数とパルス位相から回転体の位相・速度を検出し、この方形波パルスの数により前記正弦波信号による位相・速度検出回路の上位桁を設定する方形波パルスによる位相・速度検出回路と、
    　回転体の速度が予め設定した速度を超えた高速度領域では前記方形波パルスによる位相・速度検出回路の出力を位相・速度検出値とし、回転体の速度が前記設定した速度以下になる低速度領域では前記正弦波信号による位相・速度検出回路の出力を位相・速度検出値とする切替スイッチと、
    を備えたことを特徴とする回転体の位相・速度検出装置。
  2. 　前記正弦波信号による位相・速度検出回路は、前記方形波パルスによるパルス位相と、前記正弦波信号によるアナログ位相との間に位相ずれがある場合、前記パルス位相を用いて前記アナログ位相の上位桁を補完する手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の回転体の位相・速度検出装置。
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