WO2009068163A1 - Schaltung zur regelung der stromversorgung eines verbrauchers und verfahren zum betrieb einer schaltung - Google Patents

Schaltung zur regelung der stromversorgung eines verbrauchers und verfahren zum betrieb einer schaltung Download PDF

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WO2009068163A1
WO2009068163A1 PCT/EP2008/009407 EP2008009407W WO2009068163A1 WO 2009068163 A1 WO2009068163 A1 WO 2009068163A1 EP 2008009407 W EP2008009407 W EP 2008009407W WO 2009068163 A1 WO2009068163 A1 WO 2009068163A1
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load
parallel
circuit
current
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PCT/EP2008/009407
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Peter Moosbauer
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Peter Moosbauer
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/0087—Converters characterised by their input or output configuration adapted for receiving as input a current source

Definitions

  • the present invention relates to a circuit for controlling the power supply of a consumer and to a method for operating a circuit.
  • the present invention relates in particular to the low-noise power supply of a consumer with current pulses.
  • a known circuit is shown in Figures 1-3.
  • a known circuit 100 comprises a clocked current source 1 SMC (switch mode current source).
  • the current source 1 is controlled by means of a control device 2, so that the current I x , which is provided by the current source 1, can be kept constant.
  • the control device in this case comprises by means of a resistor 3, a current measuring device to ensure a corresponding control of the power source.
  • the circuit 100 further comprises an inductance 4 and a load 10, which is supplied by means of the current source 1 with power.
  • the consumer 10 is shown by way of example as a diode operated in the forward direction.
  • the circuit 11 has a first switch 7, which is controlled by a first driver 6.
  • a pulse control signal 5 is supplied consisting of pulses and pulse pauses, so that in the pulse pause, the switch 7 by means of the driver 6 is conductively controlled and abruptly blocking during a pulse.
  • the operation of the known circuit is divided into three phases Pl, P2 and P3 in response to the pulse control signal 5.
  • the three phases are shown schematically in Figures 1 - 3, wherein in Figure 1, the first phase Pl, in Figure 2 the second phase P2 and in Figure 3, the third phase P3 is shown.
  • the Pulse Control signal consists of pulses and intervening pulse pauses.
  • a first pulse pause is designated Pl, a subsequent pulse with P2 and a second pulse pause with P3 following the pulse P2.
  • a second switch 13 is provided, which is connected in series with the load 10 and parallel to the first switch 7. This second switch 13 is driven in phase opposition to the first switch 7, that is, when closing the first switch, the second switch is opened and vice versa.
  • the term “closing” a switch is to be understood as meaning that the switch is conductively controlled by the corresponding driver, Similarly, the term “opening” of a switch is to be understood as meaning that the switch is blocked by the associated driver is controlled.
  • a load 14 is provided, which is arranged in series with the load 10 and parallel to the first switch 6 and has a high load voltage. This can significantly reduce the times of occurrence.
  • FIG. 2 shows the second phase P 2 of the pulse control signal
  • FIG. 3 shows the third phase P 3 of the pulse control signal 5.
  • FIG. 1 shows a pulse inverter 15 which inverts the pulse control signal 5 and a second one Driver 12 transmitted.
  • the second driver 12 corresponds in its mode of operation to the first driver 6 and serves to drive the second switch 13.
  • the load 14 is connected in parallel with the second switch 13.
  • FIG. 1 shows the first phase Pl of the pulse control signal 5.
  • the first switch 7 is turned on and the second switch 13 is blocked.
  • the set and impressed by the current source 1 current Z 1 flows through the inductor 4 and the first switch 7 back to the power source 1.
  • the load 10, the load 14 and the second switch 13 are de-energized.
  • the second phase P2 namely the pulse signal is shown schematically.
  • the pulse signal of the first switch 7 is suddenly controlled blocking and at the same time the second switch 13 is conductively controlled, so that the impressed by the current source 1 current I 1 no longer by the first switch 7 but due to the behavior of the current source 1 and the inductance pulsed and rectangular with a short rise time by the load 10 and the second switch 13 flows back to the power source 1.
  • FIG. 3 schematically shows the third phase P3.
  • the first switch 7 is again turned on and at the same time the second switch 13 is locked.
  • the load 10 is de-energized as well as the second switch 13 and the impressed current I x flows back through the inductor 4 and through the first switch 7 back to the power source.
  • a current I 2 flows through the load 10 due to the magnetic energy stored in the line inductances 8, 9 during the second phase P2.
  • the current I 2 has the same value at the beginning of the third phase P3 Current Z 1 , but it decreases with increasing time until it has finally become zero.
  • a load 14 is provided parallel to the second switch 13, which may be a Zener diode with high Zener voltage.
  • the decaying current I 2 generates this at the load 14, a load voltage U L together with the
  • Total voltage value with respect to the fall time t of the current I 2 forms.
  • the load 14 is designed such that a high load voltage U 1 results, so that the fall time of the current I 2 is very short.
  • the load voltage U v and the load voltage U L are not current-dependent, the following applies to the fall time t of the current I 2 :
  • the fall time t of the current I 2 In an example with a line inductance of 50 nH, a load current of 100 A, a load voltage U y of 2V and a load voltage U L of 100 V, the following results for the fall time:
  • the current I 2 can thus be brought to zero in a targeted manner via a load with a high load voltage within a short period of time.
  • radio-frequency interference can occur on the control side mainly due to the clocked current source.
  • the control device 2 to ground 19, ie, coupled to the housing and / or ground.
  • the coupling to ground can be done either galvanically or capacitively or high frequency via a capacitor 18, so that the ground (Gnd) is the control device 2 verbundne with a metallic housing, which in turn is electrically connected to earth 19.
  • the known circuit as shown in FIG. 4 has, in addition to the line inductances 8, 9, a first line capacitance 16 and a second line capacitance 17 to earth, which are shown in the equivalent circuit diagram in FIG. 4 as capacitors 16, 17.
  • the circuit shown in Figure 4 has several disadvantages.
  • the known circuit has the disadvantage that in the various phases of the pulse control signal 5, currents across ground 19, i. flow over the housing or the earth. This will be explained in more detail below with reference to FIGS. 4-8.
  • the first phase Pl that is, the pulse break is shown.
  • the first switch 7 is conductively controlled, whereas the second switch 13 is locked.
  • the set and impressed by the current source 1 current / flows through the inductor 4 and the first switch 7 on the route between D and C back to the power source.
  • FIG. 5 shows the period between the end of phase Pl and the beginning of second phase P2 of pulse control signal 5.
  • the first switch 7 is suddenly blocked and at the same time the second switch 13 is turned on.
  • the voltage at the first switch 7 jumps to very high values, for example to a few 100 V, since the current source 1 and in particular the inductance 4 try to maintain the current flow / current, but a flow of current through the consumer 10 at first through the both line inductances 8, 9 is prevented.
  • the current therefore flows abruptly over the first Line capacitance 16, via the metallic housing 19 or over the earth 19 and via the capacitor 18 back to the power source. 1
  • the second phase P2 is shown.
  • this phase further high-frequency noise may occur when, as shown in Fig. 6, the consumer 10 has taken over the current I 1 , because now abruptly no more current through the first line capacitance 16, through the metallic housing or over the earth 19 and over the capacitor 18 flows, and at the same time the distance between D and C abruptly again with the current I ⁇ is applied.
  • Fig. 7 the period between the end of the second phase P2 and the beginning of the third phase P3 of the pulse control signal 5 is shown.
  • the first switch 7 is thereby abruptly turned on and At the same time, the second switch 13 is locked.
  • the current I 1 now flows through the first switch 7 back to the current source 1.
  • an impressed current I 2 continues to flow through the load 10. Since the second switch 13 is blocking, flows, As shown in Fig. 7, the current I 2 abruptly on the second line capacitance 17, on the metallic housing or over the earth 19 and the capacitor 18 on the route between C and D back.
  • the current I 2 charges the second line capacitance 17 very quickly. If the voltage at the second line capacitance 17 reaches the breakdown voltage U 1 of the load 14 exemplified as a Zener diode, the load 14 abruptly takes over the current I 2 , as shown in FIG. 8.
  • Another disadvantage is that the potential at point B to earth 19 jumps to a positive value corresponding to the load voltage U u , whereas the potential at point A due to the conductively controlled first switch 7 and the galvanic or high frequency grounding of the controller 2 via the capacitor 18 remains wholly or nearly at ground potential.
  • the line inductances 8, 9 jumps at the Consumer 10 the potential to earth to half the value of the potential at point B. If the consumer 10 is not sufficiently isolated to ground 19, this can lead to a breakdown or destruction of the consumer 10.
  • the present invention has for its object to provide a circuit for controlling the power supply of a consumer and a method for operating a circuit, in which both short rise as well as short fall times are possible, and which simultaneously reduces interference. Furthermore, it is the object of the present invention to provide a secure circuit in which a possible housing, in which the circuit is housed, is not energized. Moreover, it is the object of the present invention to reduce the risk of destruction of components of the circuit.
  • the present invention relates to a circuit for controlling the power supply of a consumer comprising a power source for providing a power supply for a consumer, a parallel connected to the consumer and electrically isolated controlled first switch, wherein by opening and closing the first switch of the current in the form of pulsed current pulses is transmitted to the consumer, in the negative branch a parallel to the first switch and in series connected to the consumer and electrically controlled second switch and a parallel to the first switch and connected in series to the consumer first load, and in the positive branch one parallel to the first switch and in Row to the consumer and the second switch switched and electrically controlled third switch and a second load connected in parallel with the first switch and in series with the load and the second switch, wherein the second switch and the third switch are opened and closed in phase opposition to the first switch.
  • the power source is a DC power source.
  • the first load is connected in parallel to the second switch and the second load is connected in parallel to the third switch.
  • the first load and / or the second load may be a resistor, a voltage dependent resistor, a capacitor, a diode, a Zener diode, a suppressor diode, a controlled avalanche semiconductor, or a combination thereof.
  • the second switch and the first load are combined in one device, and the third switch and the second load are combined in one device.
  • the load and the associated switch are combined in a semiconductor switch with controlled avalanche behavior.
  • the controlled avalanche behavior of the semiconductor switch is effected by the properties of the semiconductor.
  • the controlled avalanche behavior of the semiconductor switch can be effected by external wiring of the semiconductor switch.
  • a first protection diode is connected in parallel with the load.
  • a second protection diode in the negative branch is connected in series with the load, and a third protection diode is connected in series in the positive branch to the load.
  • a first resistor is connected in parallel with the second switch, and a second resistor is connected in parallel with the third switch.
  • a first constant current load is connected in parallel with the second switch and a second constant current load is connected in parallel with the third switch.
  • a device for measuring current is provided, and a signal is applied by means of a suitable arrangement to the second switch and the third switch such that the second switch and the third switch are again conductively controlled below a certain current.
  • Fig. 22 shows the third phase of a seventh embodiment of the present invention.
  • FIGS. 9-22 show various embodiments of the present invention.
  • a circuit 11 according to the present invention comprises a current source 1, which is preferably a switched mode current source SMC.
  • the current source 1 is controlled by means of a control device 2, so that the current I 1 , which is provided by the current source 1, can be kept constant.
  • the control device in this case comprises by means of a resistor 3, a current measuring device to ensure a corresponding control of the power source.
  • the circuit 11 further comprises a first inductance 4 in the positive branch, a second inductance 20 in the negative branch, and a load 10, which is supplied with power by means of the current source 1.
  • the consumer 10 is exemplified in the illustrated embodiment as a forward-biased diode, but is not limited to the illustrated embodiment and applicable to any other consumer 10, which is operated with current pulses.
  • the circuit 11 has a first switch 7, which is driven electrically isolated by a first driver 6, shown in Fig. 9 to Fig. 22 as an example as a carrier.
  • a pulse control signal 5 is supplied consisting of pulses and pulse pauses, so that in the pulse pause, the switch 7 by means of the driver 6 is conductively controlled and abruptly blocking during a pulse.
  • a first pulse pause is denoted Pl, a subsequent pulse with P2 and a second pulse pause with P3 following the pulse P2.
  • Pl a first pulse pause
  • P2 a subsequent pulse with P2
  • P3 a second pulse pause with P3 following the pulse P2.
  • the present description is limited to the explanation of three pulse phases Pl, P2 and P3, it is clear that this phase is followed by a longer sequence consisting of several pulses and pulse pauses. In particular, the phases P2 and P3 are repeated.
  • a first switch 7 is provided parallel to the load 10 and furthermore in the negative branch a second switch 13 which is connected in parallel with the first switch 7 and in series with the load 10.
  • a first load 14 is connected, which has a high Has load voltage and thereby reduces the falling times of the current.
  • the second switch 13 is electrically isolated via the driver 12, shown by way of example as a transformer in FIGS. 9 to 22.
  • a third switch 22 is provided in the positive branch, which is connected in series with the load 10 and parallel to the first switch 7.
  • the third switch 22 is electrically isolated via the driver 21, in Fig. 9 to Fig. 22 exemplified as a transformer, driven.
  • a second load 23 is provided parallel to the third switch, which also has a high load voltage.
  • the term potential-isolated control in the sense of the present invention means that the pulse control signal 5 is galvanically separated from the drivers and thus also galvanically separated from the three switches.
  • the drivers are shown by way of example as transformers in FIGS. 9 to 22, but the drivers can also be galvanically isolated from the pulse control signal 5 by means of an optocoupler. Due to the galvanic isolation of the driver from the pulse control signal 5, the switches are also galvanically isolated from the pulse control signal 5. This is necessary because the switches, depending on the phase of the pulse control signal 5 are at different potentials. Without a galvanic decoupling from the pulse control signal 5, the switches could not assume different potentials. By decoupling the switches can float.
  • the first load 14 and the second switch 13 as well as the second load 23 and the third switch 22 are separate components.
  • the second switch and the first load may be combined in one device, as may the third Switch and the second load can be combined in one component.
  • circuit 11 The operation of the circuit 11 according to the invention is based on the first embodiment, as shown in the
  • Pulse control signal 5 shown in Fig. 10 the second
  • FIG. 9 shows a pulse inverter 15 which inverts the pulse control signal 5 and transmits the inverted signal to the second driver 12 and to a third driver 21.
  • the second driver 12 and the third driver 21 respectively correspond in function to the first driver 6 and serve to drive the second switch 13 and the third switch 22.
  • the first load 14 is connected in parallel to the second switch 13 and the second load 23 is connected in parallel to the third switch 22.
  • FIG. 9 shows the first phase Pl of the pulse control signal 5.
  • the first switch 7 is turned on and the second switch 13 and the third switch 22 are locked.
  • the set and impressed by the current source 1 current / flows through the first inductor 4, the first switch 7 and the second inductance 20 back to the current source 1.
  • the load 10, the second switch 13, the third switch 22 and the first load fourteenth and the second load 23 are de-energized.
  • the second phase P2 namely the pulse signal is shown schematically.
  • the pulse signal of the first switch 7 is suddenly controlled blocking and at the same time the second switch 13 and the third switch 22 is conductively controlled, so that the impressed by the current source 1 current Z 1 now no longer the first switch 7 but due to the behavior of the current source 1, the first inductor 4 and the second inductor 20 pulse-like and rectangular with a short rise time by the load 10 and the second switch 13 and the third switch 22 flows back to the current source 1.
  • the third phase P3 is shown schematically.
  • the first switch 7 is again turned on and at the same time the second switch 13 and the third switch 22 are locked.
  • the load 10 is de-energized as well as the second switch 13 and the third switch 22, and the impressed current /, flows back via the inductors 4, 20 and through the first switch 7 back to the power source.
  • a current I 2 flows through the load 10 due to the magnetic energy stored in the line inductances 8, 9 during the second phase P2.
  • the current I 2 at the beginning of the third phase P3 has the same value as the current /, but decreases with increasing time until it finally becomes zero.
  • a first load 14 is provided parallel to the second switch and, parallel to the third switch 22, a second load 23, which in the present exemplary embodiment can each be a Zener diode with a high Zener voltage.
  • the decaying current I 2 generates here at the first load 14 and at the second load 23 a first load voltage U n or a second load voltage U 12 which, together with the load voltage U v of the load 10, a total voltage value with respect to the fall time of the current I 2 forms.
  • the first load 14 and the second load 23 are designed such that a high load voltage U 11 and U 12 results, so that the fall time of the current I 2 is very short. If the load voltage U v and the two load voltages U 1x and U 12 are not current-dependent, the following applies to the fall time t of the current I 2 : t_w + A )
  • the present invention With the potenetialgetrennt controlled first switch 7, as well as by providing a potential-controlled second switch and a floating third switch and a further inductance 20 thus short fall times and short rise times can thus be made possible as in the known circuit.
  • the present invention enables a low-noise operation. Even in the case of a coupling of the control device 2 to ground a low-noise operation of the circuit is made possible. This will be explained in detail below with reference to FIGS. 13-16.
  • the first exemplary embodiment each with a load connected in parallel with the second and third switches, is shown again. However, the following explanations are equally applicable to the other embodiments.
  • the control device 2 is coupled to ground 19. This can be achieved either by a galvanic connection or capacitively or high frequency by means of a capacitor 18. As a result, high frequency interference occurring on the control side, which mainly by the clocked power source 1 can be reduced.
  • the two lines to the load 10 each have a line capacitance to the earth 19, which is shown in Figures 13-16 by a first capacitor 16 and a second capacitor 17 in the equivalent circuit diagram. Even if there is no coupling of the control device to ground, the present circuit allows a low-noise operation.
  • the first phase Pl of the pulse control signal 5 is shown.
  • the first switch 7 is turned on, the second switch 13 and the third switch 22 are locked.
  • the set and impressed by the current source 1 current I 1 flows through the first inductance 4, the first switch 7 and through the second inductor 20 back to the power source 1, the load 10 is de-energized.
  • Fig. 13 the period between the end of the first phase Pl and the beginning of the second phase P2 of the pulse control signal 5 is shown. If the first switch 7 is suddenly blocked and at the same time the second switch 13 and the third switch 22 are turned on, the voltage at the first switch 7 jumps to very high values, for example to a few 100 volts, since the current source 1 and in particular the inductors 4 and 20 try to maintain the flow of current, a current flow through the consumer 10, however, is prevented at the first moment by the two line inductances 8, 9. Unlike the known circuit shown in FIG.
  • a further advantage is that with the same size of line inductances 8, 9, the potential at the load 10 to ground remains unchanged, the consumer thus has approximately ground potential thus the consumer does not have to be isolated with high dielectric strength to earth.
  • the present circuit 11 is thus less at risk of failing in certain components. Furthermore, the structure of the housing in which the circuit is housed, simplified, since no special insulation must be provided. Also unlike the prior art circuit, no high frequency noise occurs when, as shown in FIG. 14, the load in the second phase P2 has taken over the current.
  • Fig. 15 the period between the end of the second phase P2 and the beginning of the third phase P3 of the pulse control signal 5 is shown.
  • the first switch 7 is suddenly turned on conducting and simultaneously the second switch 13 and the third switch 22 are controlled by blocking.
  • the current / flows now again through the first switch 7 back to the source.
  • an impressed current I 2 continues to flow through the load 10. Since the second switch 13 and the third switch 22 are blocked, the current no longer flows as shown in FIG As in the known circuit, shown in Fig. 7, abruptly on the second line capacitance 17 via the metallic housing or over the earth 19 and the capacitor 18 on the route between D and C back, but it flows through the second line capacitance 17 and the first line capacity 16 back.
  • the present invention thus avoids high-frequency interference, while at the same time guaranteeing a high safety standard since no current flows over the housing or over the earth. At the same time, however, the operation of the circuit, which guarantees short fall times of the current I 2 , not affected, but on the contrary further improved by another load.
  • FIG. 17 shows a second embodiment according to the circuit 11 of the present invention.
  • a semiconductor switch with controlled avalanche behavior is used as the second switch 24, as a result of which this switch additionally has the function of a load.
  • a semiconductor switch with controlled avalanche behavior is used as the third switch 25, whereby the third switch 25 additionally has the function of a load.
  • an additional load connected in parallel with the switch can here be brought about either by the property of the semiconductor itself or by suitable external wiring of the semiconductor.
  • the current I 2 generated at the switches such a high voltage that they come into the avalance breakthrough and hold the voltage applied to the value of the breakdown voltage until the current I 2 has become zero. If a semiconductor is chosen for the second and third switches 24, 25, which has a high breakdown voltage, then the fall time of the current I 2 is very short.
  • FIGS. 18-22 show further exemplary embodiments of the present inventive circuit 11, in which the second switch 24 and the third switch 25 are each a semiconductor switch with controlled avalanche behavior.
  • the second switch 24 and the third switch 25 have in the illustrated embodiments, a parasitic parallel capacitance (drain-source capacitance), which are shown schematically as a capacitor 26 and 27 in the diagram.
  • a parasitic parallel capacitance drain-source capacitance
  • the parallel capacitances undesirably remain charged to a voltage value U C2 or U C3 , corresponding to the values of the breakdown voltage of the second switch 24 and the third switch 25.
  • FIG. 18 shows a third embodiment of the present invention, in which a first protective diode 28 is connected in parallel with the load 10 and thus an inverse voltage at the load 10 is avoided.
  • Figure 19 shows a fourth embodiment of the circuit 11 according to the invention, in which a second protective diode 29 in the negative branch in series with the load 10 and in which a third protective diode 30 in the positive branch in series with the load 10, and thus also an Inverstension on the Consumer 10 is avoided.
  • FIG. 20 shows a fifth embodiment in which a first resistor 31 is connected in parallel with the second switch 24 and thus discharges the parasitic parallel capacitance 26 of the switch 24.
  • a second resistor 32 is provided in parallel with the third switch 25, which discharges the parasitic parallel capacitance 27 of the switch 25.
  • the resistors are dimensioned so that at the time in which the current I 2 has become zero, the voltages U C2 and U ci have become zero at the second and third switches 24, 25, the capacitances thus discharged and thereby an Inverstension on the load 10 is avoided.
  • Figure 21 shows a sixth embodiment of the circuit 11 according to the invention, in which a first constant current load 33 parallel to the second switch 24 and a second constant current load 34 are parallel to the third switch 25 and thus discharge the capacitances of the capacitors 26, 27.
  • the constant current loads 33, 34 are dimensioned so that at the time in which the current I 2 has become zero, the voltages U C2 and U C3 have become zero at the second and third switches 24, 25, the Capacities is thus discharged and thus an Inversschreib on the load 10 is avoided.
  • FIG. 22 shows a seventh embodiment of the circuit according to the invention, in which the current I 2 is measured via a third resistor 35, which is connected in series with the second switch 24, and the measurement signal is transmitted via a suitable arrangement in the circuit Driver circuit 12 is supplied to the second switch 24 so that it is again conductively controlled below a certain current value I 2 and thus the capacity of the parasitic capacitor 26 is discharged when the current I 2 has become zero.
  • Driver circuit 12 is supplied to the second switch 24 so that it is again conductively controlled below a certain current value I 2 and thus the capacity of the parasitic capacitor 26 is discharged when the current I 2 has become zero.
  • Such an arrangement is also represented by means of a fourth resistor 36 which is connected in series with the third switch 25.
  • the present invention is not limited to the illustrated embodiments.
  • the load may be a resistor, a voltage dependent resistor, a capacitor, a diode, a Zener diode, a suppressor diode, a controlled avalanche semiconductor, or a combination thereof.
  • the present invention is not limited to the embodiment in which the controller 2 is coupled to ground 19. Rather, the provision of three potential-controlled switches generally enables low-noise operation with short rise and fall times.

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung zum Betrieb eines Verbrauchers (10). Die Schaltung umfasst hierbei eine Stromquelle (1) zur Bereitstellung einer Stromversorgung für einen Verbraucher (10), einen parallel zum Verbraucher (10) geschalteten und potentialgetrennt angesteuerten ersten Schalter (7), wobei durch Öffnen und Schließen des ersten Schalters (7) der Strom in Form von getakteten Strompulsen an den Verbraucher (10) übermittelt wird, im negativen Zweig einen parallel zum ersten Schalter (7) und in Reihe zum Verbraucher (10) geschalteten und potentialgetrennt angesteuerten zweiten Schalter (13, 24) sowie eine parallel zum ersten Schalter (7) und in Reihe zum Verbraucher (10) geschaltete erste Last (14, 24), und im positiven Zweig einen parallel zum ersten Schalter (6) und in Reihe zum Verbraucher (10) und zum zweiten Schalter (13, 24) geschalteten und potentialgetrennt angesteuerten dritten Schalter (22, 25) sowie eine parallel zum ersten Schalter (7) und in Reihe zum Verbraucher (10) und zum zweiten Schalter (13, 24) geschaltete zweite Last (23, 25). Hierbei werden der zweite Schalter (13, 24) und der dritte Schalter (22, 25) gegenphasig zum ersten Schalter (7) geöffnet und geschlossen. Die vorliegende Erfindung betrifft des Weiteren ein Verfahren zum Betrieb einer Schaltung (11).

Description

Schaltung zur Regelung der Stromversorgung eines Verbrauchers und Verfahren zum Betrieb einer Schaltung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung zur Regelung der Stromversorgung eines Verbrauchers sowie auf ein Verfahren zum Betrieb einer Schaltung. Die vorliegende Erfindung bezieht sich insbesondere auf die störarme Stromversorgung eines Verbrauchers mit Strompulsen.
Eine bekannte Schaltung ist in den Figuren 1 - 3 dargestellt. Eine bekannte Schaltung 100 umfasst eine getaktete Stromquelle 1 SMC (switch mode current source) . Die Stromquelle 1 wird mittels einer Regeleinrichtung 2 gesteuert, so dass der Strom Ix, welcher von der Stromquelle 1 bereitgestellt wird, konstant gehalten werden kann. Die Regeleinrichtung umfasst hierbei mittels eines Widerstandes 3 eine Strommesseinrichtung um eine entsprechende Ansteuerung der Stromquelle zu gewährleisten.
Die Schaltung 100 umfasst des Weiteren eine Induktivität 4 sowie einen Verbraucher 10, welcher mittels der Stromquelle 1 mit Strom versorgt wird. Der Verbraucher 10 ist beispielhaft als eine in Durchlassrichtung betriebene Diode dargestellt.
Parallel zum Verbraucher 10 weist die Schaltung 11 einen ersten Schalter 7 auf, welcher durch einen ersten Treiber 6 angesteuert wird. Hierfür wird dem ersten Treiber 6 ein Pulse Control Signal 5 bestehend aus Pulsen und Pulspausen zugeführt, so dass in der Pulspause der Schalter 7 mittels des Treibers 6 leitend und während eines Pulses schlagartig sperrend gesteuert wird. Die Funktionsweise der bekannten Schaltung gliedert sich in drei Phasen Pl, P2 und P3 in Abhängigkeit von dem Pulse Control Signal 5. Die drei Phasen sind in den Figuren 1 - 3 schematisch dargestellt, wobei in Figur 1 die erste Phase Pl, in Figur 2 die zweite Phase P2 und in Figur 3 die dritte Phase P3 dargestellt ist.
Das Pulse Control Signal besteht aus Pulsen und dazwischen liegenden Pulspausen. In der vorliegenden Beschreibung ist eine erste Pulspause mit Pl bezeichnet, ein darauffolgender Puls mit P2 und eine sich an den Puls P2 anschließende zweite Pulspause mit P3.
In der bekannten Schaltung ist ein zweiter Schalter 13 vorgesehen, welcher in Reihe zum Verbraucher 10 und parallel zum ersten Schalter 7 geschaltet ist. Dieser zweite Schalter 13 wird gegenphasig zum ersten Schalter 7 angesteuert, das heißt, bei Schließen des ersten Schalters wird der zweite Schalter geöffnet und umgekehrt. Hierbei ist im Rahmen der vorliegenden Erfindung der Ausdruck „Schließen" eines Schalters dahingehende zu verstehen, dass der Schalter durch den entsprechenden Treiber leitend gesteuert wird. Ebenso ist der Ausdruck „Öffnen" eines Schalters so zu verstehen, dass der Schalter durch den zugeordneten Treiber sperrend gesteuert wird. Des Weiteren ist eine Last 14 vorgesehen, welche in Reihe zum Verbraucher 10 und parallel zum ersten Schalter 6 angeordnet ist und eine hohe Lastspannung aufweist. Hierdurch können die Fallzeiten deutlich verkürzt werden.
Die Funktionsweise der bekannten Schaltung 100 wird anhand der Figuren 1, 2 und 3 im Folgenden erläutert. Hierbei ist in Figur 1 die erste Phase Pl des Pulskontrollsignals 5 dargestellt, in Figur 2 ist die zweite Phase P2 des Pulskontrollsignals dargestellt und in Figur 3 ist die dritte Phase P3 des Pulskontrollsignals 5 dargestellt.
Figur 1 zeigt einen Pulsinvertierer 15 welcher das Pulskontrollsignal 5 invertiert und an einen zweiten Treiber 12 übermittelt. Der zweite Treiber 12 entspricht in seiner Funktionsweise dem ersten Treiber 6 und dient zur Ansteuerung des zweiten Schalters 13. Hierbei ist die Last 14 parallel zum zweiten Schalter 13 geschaltet.
In Figur 1 ist die erste Phase Pl des Pulskontrollsignals 5 dargestellt. Während der Pulspause ist der erste Schalter 7 leitend gesteuert und der zweite Schalter 13 ist sperrend gesteuert. Der eingestellte und durch die Stromquelle 1 eingeprägte Strom Z1 fließt durch die Induktivität 4 und den ersten Schalter 7 zurück zur Stromquelle 1. Der Verbraucher 10, die Last 14 und der zweite Schalter 13 sind stromlos.
In Figur 2 ist die zweite Phase P2, nämlich das Pulssignal schematisch dargestellt. Durch das Pulssignal wird der erste Schalter 7 schlagartig sperrend gesteuert und gleichzeitig der zweite Schalter 13 leitend gesteuert, so dass der durch die Stromquelle 1 eingeprägte Strom I1 nun nicht mehr durch den ersten Schalter 7 sondern aufgrund des Verhaltens der Stromquelle 1 und der Induktivität 4 pulsartig und rechteckförmig mit kurzer Anstiegszeit durch den Verbraucher 10 und den zweiten Schalter 13 zurück zur Stromquelle 1 fließt.
In Figur 3 ist schematisch die dritte Phase P3 dargestellt. In dieser Pulspause wird der erste Schalter 7 wieder leitend gesteuert und gleichzeitig der zweite Schalter 13 sperrend gesteuert. Hierdurch wird der Verbraucher 10 stromlos ebenso wie der zweite Schalter 13 und der eingeprägte Strom Ix fließt wieder über die Induktivität 4 und durch den ersten Schalter 7 zurück zur Stromquelle 1.
Zu Beginn der dritten Phase P3 fließt durch den Verbraucher 10 aufgrund der während der zweiten Phase P2 in den Leitungsinduktivitäten 8, 9 gespeicherten magnetischen Energie ein Strom I2. Der Strom I2 hat zu Beginn der dritten Phase P3 den gleichen Wert wie der Strom Z1, er nimmt aber mit zunehmender Zeit ab, bis er schließlich null geworden ist.
Hierfür ist parallel zum zweiten Schalter 13 eine Last 14 vorgesehen, welche eine Zenerdiode mit hoher Zenerspannung sein kann. Der abklingende Strom I2 generiert hierbei an der Last 14 eine Lastspannung UL die zusammen mit der
Verbraucherspannung Uv des Verbrauchers 10 einen
Gesamtspannungswert hinsichtlich der Fallzeit t des Stromes I2 bildet. Die Last 14 ist dahingehend ausgestaltet, dass sich eine hohe Lastspannung U1 ergibt, so dass die Fallzeit des Stromes I2 sehr kurz ist.
Falls die Verbraucherspannung Uv und die Lastspannung UL nicht stromabhängig sind, so gilt für die Fallzeit t des Stromes I2 :
Figure imgf000006_0001
In einem Beispiel bei einer Leitungsinduktivität von jeweils 50 nH, einem Laststrom von 100 A, einer Verbraucherspannung Uy von 2V und einer Lastspannung UL von 100 V ergibt sich für die Fallzeit:
, = 100^0+50)-10-9H=98.10-95 2F +100F
Durch die gegenphasige Ansteuerung der beiden Schalter kann somit der Strom I2 gezielt über eine Last mit einer hohen Lastspannung innerhalb einer kurzen Zeitdauer auf null gebracht werden.
Bei der bekannten Schaltung können hauptsächlich durch die getaktete Stromquelle steuerseitig Hochfrequenzstörungen auftreten. Zur Reduzierung dieser Hochfrequenzstörungen kann, wie in Figur 4 dargestellt, die Regeleinrichtung 2 mit Masse 19, d.h. mit dem Gehäuse und/oder Erde, gekoppelt werden. Die Kopplung mit Masse kann hierbei entweder galvanisch oder kapazitiv bzw. hochfrequenzmäßig über einen Kondensator 18 erfolgen, so dass der Ground (Gnd) der Regeleinrichtung 2 mit einem metallischen Gehäuse verbundne ist, das wiederum elektrisch mit Erde 19 verbunden ist.
Die bekannte Schaltung wie in Figur 4 dargestellt weist neben der Leitungsinduktivitäten 8, 9 eine erste Leitungskapazität 16 und eine zweite Leitungskapazität 17 zur Erde auf, welche im Ersatzschaltbild in Figur 4 als Kondensatoren 16, 17 dargestellt sind.
Durch die in Figur 4 dargestellte Schaltung können zwar die Hochfrequenzstörungen minimiert werden, die Schaltung weist jedoch mehrere Nachteile auf. Insbesondere weist die bekannte Schaltung den Nachteil auf, dass in den verschiedenen Phasen des Pulskontrollsignals 5 Ströme über Masse 19, d.h. über das Gehäuse oder die Erde fließen. Dies wird im Folgenden anhand der Figuren 4 - 8 näher erläutert .
In Figur 4 ist die erste Phase Pl, das heißt die Pulspause dargestellt. Während der ersten Phase Pl ist der erste Schalter 7 leitend gesteuert, wohingegen der zweite Schalter 13 sperrend gesteuert ist. Der eingestellte und durch die Stromquelle 1 eingeprägte Strom /, fließt durch die Induktivität 4 und den ersten Schalter 7 auf der Strecke zwischen D und C zurück zur Stromquelle 1.
In Figur 5 ist der Zeitraum zwischen dem Ende vom Phase Pl und dem Beginn von der zweiten Phase P2 des Pulskontrollsignals 5 dargestellt. Hierbei wird der erste Schalter 7 schlagartig sperrend gesteuert und gleichzeitig wird der zweite Schalter 13 leitend gesteuert. Hierbei springt die Spannung am ersten Schalter 7 auf sehr hohe Werte, beispielsweise auf einige 100 V, da die Stromquelle 1 und insbesondere die Induktivität 4 versuchen, den Stromfluss /, aufrecht zu erhalten, ein Stromfluss durch den Verbraucher 10 jedoch im ersten Moment durch die beiden Leitungsinduktivitäten 8, 9 verhindert wird. Der Strom fließt daher nun schlagartig über die erste Leitungskapazität 16, über das metallische Gehäuse 19 oder über die Erde 19 und über den Kondensator 18 zurück zur Stromquelle 1.
In dieser Phase treten ganz erhebliche Hochfrequenzstörungen auf und zeitgleich tritt an der Strecke zwischen D und C eine Hochfrequenzstörspannung auf, da diese Strecke schlagartig strombeaufschlagt wird.
Ein weiterer Nachteil ist, dass im Moment des Spannungssprunges am ersten Schalter 7 das Potential am Punkt A gegenüber Erde auf einen positiven Wert entsprechend der Spannung am ersten Schalter 7 springt, hingegen das Potential am Punkt B aufgrund der galvanischen oder hochfrequenzmäßigen Erdung der Regeleinrichtung 2 ganz oder nahe zu auf Erdpotential bleibt. Im Falle von gleich großen Werten der Leitungsinduktivitäten 8, 9 springt hierbei am Verbraucher 10 das Potential gegenüber Erde auf den halben Wert des Potentials am Punkt A.
Ist der Verbraucher 10 nicht hinreichend gegen Masse 19 isoliert, so kann dies zu einem Durchschlag oder zur Zerstörung des Verbrauchers 10 führen.
In Fig. 6 ist die zweite Phase P2 dargestellt. In dieser Phase können weitere Hochfrequenzstörungen auftreten, wenn, wie in Fig. 6 dargestellt, der Verbraucher 10 den Strom I1 übernommen hat, da nun schlagartig kein Strom mehr über die erste Leitungskapazität 16, über das metallische Gehäuse oder über die Erde 19 und über den Kondensator 18 fließt, und zeitgleich die Strecke zwischen D und C schlagartig wieder mit dem Strom Iλ beaufschlagt wird.
In Fig. 7 ist der Zeitraum zwischen dem Ende der zweiten Phase P2 und dem Beginn der dritten Phase P3 des Pulskontrollsignals 5 dargestellt. Der erste Schalter 7 wird hierbei schlagartig leitend gesteuert und gleichzeitig wird der zweite Schalter 13 sperrend gesteuert. Der Strom I1 fließt nun wieder durch den ersten Schalter 7 zurück zur Stromquelle 1. Zeitgleich fließt aufgrund der in den Leitungsinduktivitäten 8, 9 gespeicherten Energie ein eingeprägter Strom I2 weiter durch den Verbraucher 10. Da der zweite Schalter 13 sperrend ist, fließt, wie in Fig. 7 dargestellt, der Strom I2 schlagartig über die zweite Leitungskapazität 17, über das metallische Gehäuse oder über die Erde 19 und über den Kondensator 18 auf der Strecke zwischen C und D zurück.
Hierbei treten erhebliche Hochfrequenzstörungen auf und zeitgleich tritt an der Strecke zwischen C und D eine Hochfrequenzstörspannung auf, da die mit dem Strom /, beaufschlagte Strecke nun durch den Strom I2 stark gestört wird.
Des Weiteren lädt der Strom I2 die zweite Leitungskapazität 17 sehr schnell auf. Hat die Spannung an der zweiten Leitungskapazität 17 die Durchbruchsspannung U1x der beispielhaft als Zenerdiode dargestellten Last 14 erreicht, so übernimmt wie in Fig. 8 dargestellt die Last 14 schlagartig den Strom I2.
Hierbei treten wiederum erhebliche Hochfrequenzstörungen auf, da das metallische Gehäuse oder die Erde 19 nun schlagartig vom Strom I2 befreit ist. Zeitgleich tritt an der Strecke zwischen C und D eine erhebliche Hochfrequenzstörspannung auf, da die Strecke nun ebenfalls schlagartig vom Strom I2 befreit ist.
Ein weiterer Nachteil ist, dass das Potential am Punkt B gegenüber Erde 19 auf einen positiven Wert entsprechend der Lastspannung Uu springt, hingegen das Potential am Punkt A aufgrund des leitend gesteuerten ersten Schalters 7 und der galvanischen oder hochfrequenzmäßigen Erdung der Regeleinrichtung 2 über den Kondensator 18 ganz oder nahezu auf Erdpotential bleibt. Bei gleichgroßen Werten der Leitungsinduktivitäten 8, 9 springt hierbei an dem Verbraucher 10 das Potential gegenüber Erde auf den halben Wert des Potentials am Punkt B. Ist der Verbraucher 10 nicht hinreichend gegen Masse 19 isoliert, so kann dies zu einem Durchschlag oder zur Zerstörung des Verbrauchers 10 führen.
Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Nachteile der bekannten Schaltung zu überwinden. Insbesondere hat die vorliegende Erfindung zur Aufgabe, eine Schaltung zur Regelung der Stromversorgung eines Verbrauchers sowie ein Verfahren zum Betrieb einer Schaltung bereitzustellen, bei welchem sowohl kurze Anstiegs- als auch kurze Fallzeiten ermöglicht werden, und welche gleichzeitig Störungen vermindert. Des Weiteren ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine sichere Schaltung bereitzustellen, bei der ein eventuelles Gehäuse, in welchem die Schaltung untergebracht ist, nicht mit Strom beaufschlagt wird. Darüber hinaus ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Gefahr der Zerstörung von Komponenten der Schaltung zu verringern.
Diese Aufgabe wird gemäß den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung zur Regelung der Stromversorgung eines Verbrauchers umfassend eine Stromquelle zur Bereitstellung einer Stromversorgung für einen Verbraucher, einen parallel zum Verbraucher geschalteten und potentialgetrennt angesteuerten ersten Schalter, wobei durch Öffnen und Schließen des ersten Schalters der Strom in Form von getakteten Strompulsen an den Verbraucher übermittelt wird, im negativen Zweig einen parallel zum ersten Schalter und in Reihe zum Verbraucher geschalteten und potentialgetrennt angesteuerten zweiten Schalter sowie eine parallel zum ersten Schalter und in Reihe zum Verbraucher geschaltete erste Last, und im positiven Zweig einen parallel zum ersten Schalter und in Reihe zum Verbraucher und zum zweiten Schalter geschalteten und potentialgetrennt angesteuerten dritten Schalter sowie eine parallel zum ersten Schalter und in Reihe zum Verbraucher und zum zweiten Schalter geschaltete zweite Last, wobei der zweite Schalter und der dritte Schalter gegenphasig zum ersten Schalter geöffnet und geschlossen werden.
Vorteilhafterweise ist die Stromquelle eine Gleichstromquelle .
In einer ersten Ausführungsform ist die erste Last parallel zum zweiten Schalter geschaltet und die zweite Last parallel zum dritten Schalter geschaltet.
In dieser ersten Ausfϋhrungsform kann die erste Last und/oder die zweite Last ein Widerstand, ein spannungsabhängiger Widerstand, ein Kondensator, eine Diode, eine Zenerdiode, eine Suppressordiode, ein Halbleiter mit kontrolliertem Avalancheverhalten oder eine Kombination hieraus sein.
In einer zweiten bis siebten Ausführungsform sind der zweite Schalter und die erste Last in einem Bauelement kombiniert und der dritte Schalter und die zweite Last sind in einem Bauelement kombiniert.
Vorzugsweise sind hierbei die Last und der zugehörige Schalter in einem Halbleiterschalter mit kontrolliertem Avalancheverhalten kombiniert.
Vorteilhafterweise wird das kontrollierte Avalancheverhalten des Halbleiterschalters durch die Eigenschaften des Halbleiters bewirkt.
Alternativ kann das kontrollierte Avalancheverhalten des Halbleiterschalters durch externe Beschaltung des Halbleiterschalters bewirkt werden. In einer dritten Ausführungsform ist eine erste Schutzdiode parallel zum Verbraucher geschaltet.
In einer vierten Äusführungsform ist eine zweite Schutzdiode im negativen Zweig in Reihe zum Verbraucher geschaltet und eine dritte Schutzdiode ist im positiven Zweig in Reihe zum Verbraucher geschaltet.
In einer fünften Ausführungsform ist ein erster Widerstand parallel zum zweiten Schalter geschaltet und ein zweiter Widerstand ist parallel zum dritten Schalter geschaltet.
In einer sechsten Ausführungsform ist eine erste Konstantstromlast parallel zum zweiten Schalter geschaltet und eine zweite Konstantstromlast ist parallel zum dritten Schalter geschaltet.
In einer siebten Ausführungsform ist eine Vorrichtung zur Strommessung vorgesehen und es wird ein Signal mittels einer geeigneten Anordnung dem zweiten Schalter und dem dritten Schalter so zugeführt, dass der zweite Schalter und der dritte Schalter unterhalb eines bestimmten Stromes wieder leitend gesteuert wird.
Weitere Merkmale, Vorteile und Eigenschaften der vorliegenden Erfindung sollen nunmehr anhand der Figuren der begleitenden Zeichnungen und der detaillierten Beschreibung von Ausführungsbeispielen erläutert werden.
Hierbei zeigt
Fig. 1 eine erste Phase einer ersten bekannten Schaltung,
Fig. 2 eine zweite Phase einer ersten bekannten Schaltung, Fig. 3 eine dritte Phase einer ersten bekannten Schaltung,
Fig. 4 eine erste Phase einer zweiten bekannten Schaltung,
Fig. 5 den Übergang von der ersten zu einer zweiten Phase einer zweiten bekannten Schaltung,
Fig. 6. eine zweite Phase einer zweiten bekannten Schaltung,
Fig. 7 den Übergang von der zweiten zu einer dritten Phase der zweiten bekannten Schaltung,
Fig. 8 eine dritte Phase einer zweiten bekannten Schaltung,
Fig. 9 eine erste Phase eines ersten Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung,
Fig. 10 eine zweite Phase eines ersten Äusführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung,
Fig. 11 eine dritte Phase eines ersten Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung,
Fig. 12 eine erste Phase eines ersten Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung,
Fig. 13 den Übergang von der ersten Phase zu einer zweiten Phase eines ersten Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung,
Fig. 14. eine zweite Phase einer eines ersten Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung, Fig. 15 den Übergang von der zweiten zu einer dritten Phase eines ersten Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung,
Fig. 16 eine dritte Phase eines ersten Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung,
Fig. 17 die dritte Phase eines zweiten Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung,
Fig. 18 die dritte Phase eines dritten Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung,
Fig. 19 die dritte Phase eines vierten Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung,
Fig. 20 die dritte Phase eines fünften Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung,
Fig. 21 die dritte Phase eines sechsten Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung,
Fig. 22 die dritte Phase eines siebten Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung.
In den Figuren 9 - 22 sind verschiedene Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung dargestellt. Gleiche Komponenten sind hierbei mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Eine Schaltung 11 gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst eine Stromquelle 1, welche vorzugsweise eine getaktete Stromquelle SMC (switch mode current source) ist. Die Stromquelle 1 wird mittels einer Regeleinrichtung 2 gesteuert, so dass der Strom I1, welcher von der Stromquelle 1 bereitgestellt wird, konstant gehalten werden kann. Die Regeleinrichtung umfasst hierbei mittels eines Widerstandes 3 eine Strommesseinrichtung, um eine entsprechende Ansteuerung der Stromquelle zu gewährleisten. Die Schaltung 11 umfasst des Weiteren eine erste Induktivität 4 im positiven Zweig, eine zweite Induktivität 20 im negativen Zweig sowie einen Verbraucher 10, welcher mittels der Stromquelle 1 mit Strom versorgt wird. Der Verbraucher 10 ist im dargestellten Ausführungsbeispiel beispielhaft als eine in Durchlassrichtung betriebene Diode dargestellt, ist aber nicht auf die dargestellte Ausführung beschränkt und auf jeden anderen beliebigen Verbraucher 10 anwendbar, welcher mit Strompulsen betrieben wird.
Parallel zum Verbraucher 10 weist die Schaltung 11 einen ersten Schalter 7 auf, welcher durch einen ersten Treiber 6, in Fig. 9 bis Fig 22 beispielhaft als Überträger dargestellt potentialgetrennt angesteuert wird. Hierfür wird dem ersten Treiber 6 ein Pulse Control Signal 5 bestehend aus Pulsen und Pulspausen zugeführt, so dass in der Pulspause der Schalter 7 mittels des Treibers 6 leitend und während eines Pulses schlagartig sperrend gesteuert wird.
Wie bereits erläutert ist in der vorliegenden Beschreibung eine erste Pulspause mit Pl bezeichnet, ein darauffolgender Puls mit P2 und eine sich an den Puls P2 anschließende zweite Pulspause mit P3. Obwohl sich die vorliegende Beschreibung auf die Erläuterung von drei Pulsphasen Pl, P2 und P3 beschränkt, ist es klar, dass sich an diese Phase eine längere aus mehreren Pulsen und Pulspausen bestehende Folge anschließt. Insbesondere die Phasen P2 und P3 wiederholen sich.
Wie bereits erläutert ist in der bekannten Schaltung ein erster Schalter 7 parallel zum Verbraucher 10 vorgesehen und des Weiteren im negativen Zweig ein zweiter Schalter 13, welcher parallel zum ersten Schalter 7 und in Reihe zum Verbraucher 10 geschaltet ist. Gemäß eines ersten Ausführungsbeispieles ist parallel zum zweiten Schalter 13 ist eine erste Last 14 geschaltet, welche eine hohe Lastspannung aufweist und hierdurch die Fallzeiten des Stromes verkürzt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist darüber hinaus der zweite Schalter 13 potentialgetrennt über dem Treiber 12, in Fig. 9 bis Fig. 22 beispielhaft als Übertrager dargestellt, angesteuert. Weiter ist im positiven Zweig ein dritter Schalter 22 vorgesehen, welcher in Reihe zum Verbraucher 10 und parallel zum ersten Schalter 7 geschaltet ist. Der dritte Schalter 22 wird potentialgetrennt über den Treiber 21, in Fig. 9 bis Fig. 22 beispielhaft als Übertrager dargestellt, angesteuert. Gemäß des ersten Ausführungsbeispieles ist parallel zum dritten Schalter eine zweite Last 23 vorgesehen, welche ebenfalls eine hohe Lastspannung aufweist.
Der Begriff potentialgetrennte Ansteuerung im Sinne der vorliegenden Erfindung bedeutet, dass das Pulskontrollsignal 5 galvanisch von den Treibern und somit auch galvanisch von den drei Schaltern getrennt ist. Entsprechend sind in den Fig. 9 bis 22 die Treiber beispielhaft als Übertrager dargestellt, die Treiber können jedoch auch mittels eines Optokopplers galvanisch vom Pulskontrollsignal 5 getrennt sein. Durch die galvanische Trennung der Treiber vom Pulskontrollsignal 5 sind auch die Schalter galvanisch vom Pulskontrollsignal 5 getrennt. Dies ist erforderlich, da sich die Schalter, abhängig von der Phase des Pulskontrollsignals 5 auf unterschiedlichen Potentialen befinden. Ohne eine galvanische Entkopplung vom Pulskontrollsignal 5 könnten die Schalter keine unterschiedlichen Potentiale annehmen. Durch die Entkopplung können die Schalter floaten.
In diesem ersten Ausführungsbeispiel sind die erste Last 14 und der zweite Schalter 13 sowie die zweite Last 23 und der dritte Schalter 22 getrennte Komponenten. Wie anhand von weiteren Ausführungsbeispielen später erläutert werden wird, können der zweite Schalter und die erste Last in einem Bauelement kombiniert sein, ebenso können der dritte Schalter und die zweite Last in einem Bauelement kombiniert sein.
Die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltung 11 wird anhand des ersten Ausführungsbeispieles, wie es in den
Figuren 9-11 dargestellt ist, im Folgenden erläutert.
Hierbei ist in Fig. 9 die erste Phase Pl des
Pulskontrollsignals 5 dargestellt, in Fig. 10 die zweite
Phase P2 des Pulskontrollsignals 5 und in Fig. 11 die dritte Phase P3 des Pulskontrollsignals 5.
In Fig. 9 ist ein Pulsinvertierer 15 dargestellt, welcher das Pulskontrollsignal 5 invertiert und das invertierte Signal an den zweiten Treiber 12 und an einen dritten Treiber 21 übermittelt. Der zweite Treiber 12 und der dritte Treiber 21 entsprechen in ihrer Funktionsweise jeweils dem ersten Treiber 6 und dienen zur Ansteuerung des zweiten Schalters 13 bzw. des dritten Schalters 22. In diesem ersten Ausführungsbeispiel ist die erste Last 14 parallel zum zweiten Schalter 13 geschaltet und die zweite Last 23 ist parallel zum dritten Schalter 22 geschaltet.
In Fig. 9 ist die erste Phase Pl des Pulskontrollsignals 5 dargestellt. Während der Pulspause ist der erste Schalter 7 leitend gesteuert und der zweite Schalter 13 sowie der dritte Schalter 22 sind sperrend gesteuert. Der eingestellte und durch die Stromquelle 1 eingeprägte Strom /, fließt durch die erste Induktivität 4, den ersten Schalter 7 und die zweite Induktivität 20 zurück zur Stromquelle 1. Der Verbraucher 10, der zweite Schalter 13, der dritte Schalter 22 sowie die erste Last 14 und die zweite Last 23 sind stromlos.
In Fig. 10 ist die zweite Phase P2, nämlich das Pulssignal schematisch dargestellt. Durch das Pulssignal wird der erste Schalter 7 schlagartig sperrend gesteuert und gleichzeitig der zweite Schalter 13 und der dritte Schalter 22 leitend gesteuert, so dass der durch die Stromquelle 1 eingeprägte Strom Z1 nun nicht mehr durch den ersten Schalter 7 sondern aufgrund des Verhaltens der Stromquelle 1, der ersten Induktivität 4 und der zweiten Induktivität 20 pulsartig und rechteckförmig mit kurzer Anstiegszeit durch den Verbraucher 10 sowie den zweiten Schalter 13 und den dritten Schalter 22 zurück zur Stromquelle 1 fließt.
In Fig. 11 ist schematisch die dritte Phase P3 dargestellt. In dieser Pulsspause wird der erste Schalter 7 wieder leitend gesteuert und gleichzeitig der zweite Schalter 13 und der dritte Schalter 22 sperrend gesteuert. Hierdurch wird der Verbraucher 10 stromlos ebenso wie der zweite Schalter 13 und der dritte Schalter 22, und der eingeprägte Strom /, fließt wieder über die Induktivitäten 4, 20 und durch den ersten Schalter 7 zurück zur Stromquelle 1.
Zu Beginn der dritten Phase P3 fließt durch den Verbraucher 10 aufgrund der während der zweiten Phase P2 in den Leitungsinduktivitäten 8, 9 gespeicherten magnetischen Energie ein Strom I2. Der Strom I2 hat zu Beginn der dritten Phase P3 den gleichen Wert wie der Strom /, , er nimmt aber mit zunehmender Zeit ab, bis er schließlich null geworden ist.
Im vorliegenden ersten Ausführungsbeispiel ist parallel zum zweiten Schalter eine erste Last 14 vorgesehen und parallel zum dritten Schalter 22 eine zweite Last 23, welche im vorliegenden Ausführungsbeispiel jeweils eine Zenerdiode mit hoher Zenerspannung sein kann. Der abklingende Strom I2 generiert hierbei an der ersten Last 14 und an der zweiten Last 23 eine erste Lastspannung Un bzw. eine zweite Lastspannung U12 , die zusammen mit der Verbraucherspannung Uv des Verbrauchers 10 einen Gesamtspannungswert hinsichtlich der Fallzeit des Stromes I2 bildet. Vorteilhafterweise ist die erste Last 14 und die zweite Last 23 dahingehend ausgestaltet, dass sich eine hohe Lastspannung U11 und U12 ergibt, sodass die Fallzeit des Stromes I2 sehr kurz ist. Falls die Verbraucherspannung Uv und die beiden Lastspannungen U1x und U12 nicht stromabhängig sind, so gilt für die Fallzeit t des Stromes I2 : t_ w+A)
In dem bereits genannten Beispiel bei einer Leitungsinduktivität von jeweils 50 nH, einem Laststrom von 100 A, einer Verbraucherspannung Uv von 2 V und einer Lastspannung von jeweils 100 V ergibt sich für die Fallzeit: f = iooΛ-(5Q +5θ)-io-9H _19 l0-,.
2F+100K+100F
Durch die vorliegende Erfindung mit dem potenetialgetrennt angesteuerten ersten Schalter 7, sowie durch das Vorsehen eines potentialgetrennt angesteuerten zweiten Schalters und eines potentialgetrennt angesteuerten dritten Schalters sowie einer weiteren Induktivität 20 können somit wie bei der bekannten Schaltung weiterhin kurze Fallzeiten und kurze Anstiegszeiten ermöglicht werden. Darüber hinaus ermöglicht die vorliegende Erfindung einen störarmen Betrieb. Auch im Falle einer Kopplung der Regeleinrichtung 2 mit Masse wird ein störarmer Betrieb der Schaltung ermöglicht. Dies wird im Folgenden anhand der Figuren 13-16 im Detail erläutert. Hierbei ist exemplarisch wieder das erste Ausführungsbeispiel mit je einer zum zweiten und dritten Schalter parallel geschalteten Last dargestellt. Die folgenden Ausführungen sind aber ebenso auf die anderen Ausführungsbeispiele anwendbar.
Hierbei ist wie in der bekannten Schaltung die Regeleinrichtung 2 mit Masse 19 gekoppelt. Dies kann entweder durch eine galvanische Verbindung oder kapazitiv bzw. hochfrequenzmäßig mittels eines Kondensators 18 erreicht werden. Hierdurch können steuerseitig auftretende Hochfrequenzstörungen, welche hauptsächlich durch die getaktete Stromquelle 1 verursacht werden, reduziert werden. Gleichzeitig weisen die beiden Leitungen zum Verbraucher 10 jeweils eine Leitungskapazität zur Erde 19 auf, welches in den Figuren 13-16 durch einen ersten Kondensator 16 und einen zweiten Kondensator 17 im Ersatzschaltbild dargestellt ist. Auch falls keine Kopplung der Regeleinrichtung mit Masse vorliegt, erlaubt die vorliegende Schaltung einen störarmen Betrieb.
Die verschiedenen Phasen bei der bekannten Schaltung wurden bereits anhand der Figuren 4-8 erläutert. Im Folgenden werden nun die gleichen Phasen für den Fall der erfindungsgemäßen Schaltung anhand der Figuren 12-16 erläutert, sodass die Vorteile der vorliegenden Erfindung deutlich werden.
In Fig. 12 ist die erste Phase Pl des Pulskontrollsignals 5 dargestellt. Während der Pulspause ist der erste Schalter 7 leitend gesteuert, der zweite Schalter 13 und der dritte Schalter 22 sind sperrend gesteuert. Der eingestellte und durch die Stromquelle 1 eingeprägte Strom I1 fließt durch die erste Induktivität 4, den ersten Schalter 7 und durch die zweite Induktivität 20 zurück zur Stromquelle 1, der Verbraucher 10 ist stromlos.
In Fig. 13 ist der Zeitraum zwischen dem Ende der ersten Phase Pl und dem Beginn der zweiten Phase P2 des Pulskontrollsignals 5 dargestellt. Wird der erste Schalter 7 schlagartig sperrend gesteuert und gleichzeitig der zweite Schalter 13 und der dritte Schalter 22 leitend gesteuert, so springt die Spannung am ersten Schalter 7 auf sehr hohe Werte, beispielsweise auf einige 100 Volt, da die Stromquelle 1 und insbesondere die Induktivitäten 4 und 20 versuchen, den Stromfluss aufrecht zu erhalten, ein Stromfluss durch den Verbraucher 10 jedoch im ersten Moment durch die beiden Leitungsinduktivitäten 8, 9 verhindert wird. Anders als bei der bekannten und in Fig. 5 dargestellte Schaltung, springt bei gleichen Werten der Induktivitäten 4, 20 im Moment des Spannungssprunges am ersten Schalter 7 das Potential am Punkt A gegenüber Erde auf einen positiven Wert entsprechend der halben Spannung am ersten Schalter 7, das Potential am Punkt B gegenüber Erde 19 springt hingegen auf einen negativen Wert entsprechend der halben Spannung am ersten Schalter 7. Der eingeprägte Strom Ix fließt somit über die erste Leitungskapazität 16, die zweite Leitungskapazität 17 und über die Induktivität 20 zurück zur Stromquelle 1. Es fließt somit kein Strom mehr über das metallische Gehäuse oder über die Erde 19 und über den Kondensator 18 zurück zur Stromquelle 1, somit treten keine Hochfrequenzstörungen auf. Auch an der Strecke zwischen D und C tritt keine Hochfrequenzstörspannung auf, da der Strom /, an der Strecke unverändert bleibt. Des Weiteren wird durch die vorliegende Schaltung ein hoher Sicherheitsstandard gewährleistet, da kein Strom über das Gehäuse, in welchem eine solche Schaltung untergebracht sein kann, fließt.
Ein weiterer Vorteil ist, dass bei gleich großen Leitungsinduktivitäten 8, 9 das Potential an dem Verbraucher 10 gegenüber Erde unverändert bleibt, der Verbraucher somit annähernd Erdpotential hat somit muss der Verbraucher nicht mit hoher Spannungsfestigkeit gegen Erde isoliert sein. Die vorliegende Schaltung 11 ist somit weniger gefährdet, in bestimmten Komponenten auszufallen. Des Weiteren wird der Aufbau des Gehäuses, in welchem die Schaltung untergebracht ist, vereinfacht, da keine spezielle Isolierung vorgesehen sein muss. Ebenfalls anders als bei der bekannten Schaltung treten keine Hochfrequenzstörungen auf wenn, wie in Fig. 14 dargestellt, der Verbraucher in der zweiten Phase P2 den Strom /, übernommen hat.
In Fig. 15 ist der Zeitraum zwischen dem Ende der zweiten Phase P2 und dem Beginn der dritten Phase P3 des Pulskontrollsignals 5 dargestellt. Der erste Schalter 7 wird schlagartig leitend gesteuert und gleichzeitig werden der zweite Schalter 13 und der dritte Schalter 22 sperrend gesteuert. Der Strom /, fließt nun wieder durch den ersten Schalter 7 zurück zur Quelle. Zeitgleich fließt aufgrund der in den Leitungsinduktivitäten 8 und 9 gespeicherten Energie ein eingeprägter Strom I2 weiter durch den Verbraucher 10. Da der zweite Schalter 13 und der dritte Schalter 22 gesperrt sind, fließt, wie in Fig. 15 dargestellt, der Strom nun nicht mehr wie bei der bekannten Schaltung, dargestellt in Fig. 7, schlagartig über die zweite Leitungskapazität 17 über das metallische Gehäuse oder über die Erde 19 und über den Kondensator 18 auf der Strecke zwischen D und C zurück, sondern er fließt über die zweite Leitungskapazität 17 und die erste Leitungskapazität 16 zurück.
Anders als bei der bekannten Schaltung 100 treten hierbei keine Hochfrequenzstörungen auf, da kein Strom über das metallische Gehäuse oder über die Erde 19 fließt. Auch an der Strecke zwischen D und C tritt keine Hochfrequenzstörspannung auf, da der Strom I1 an der Strecke unverändert bleibt. Der Strom I2 wie in Fig. 15 dargestellt lädt die Leitungskapazitäten 16 und 17 sehr schnell auf. Hat die Spannung an den Leitungskapazitäten 16 und 17 die Durchbruchspannung ULl der ersten Last 14 und die Durchbruchspannung U12 der zweiten Lasten 22 erreicht, so übernehmen in der dritten Phase P3 wie in Fig. 16 dargestellt, die Lasten 14, 22 schlagartig den Strom I2. Anders als bei der bekannten Schaltung treten hierbei wiederum keine Hochfrequenzstörungen auf, da kein Strom über das metallische Gehäuse oder über die Erde 19 geflossen ist.
Auch an der Strecke zwischen D und C tritt keine Hochfrequenzstörspannung auf, da der Strom Ix an der Strecke unverändert bleibt. Ebenfalls anders als bei der bekannten Schaltung springt das Potential am Punkt B gegenüber Erde 19 auf einen positiven Wert entsprechend der Spannung UL2, hingegen springt das Potential am Punkt A auf einen negativen Wert entsprechend der Spannung TJ12. Bei gleich großen Werten der Leitungsinduktivitäten 8,9 bleibt somit der Verbraucher 10 annähernd auf Erdpotential und muss somit nicht mit hoher Spannungsfestigkeit gegen Erde isoliert sein.
Durch die vorliegende Erfindung werden somit Hochfrequenzstörungen vermieden, gleichzeitig wird ein hoher Sicherheitsstandard garantiert, da kein Strom über das Gehäuse oder über die Erde fließt. Gleichzeitig wird jedoch die Funktionsweise der Schaltung, welche kurze Fallzeiten des Stromes I2 garantiert, nicht beeinträchtigt, sondern im Gegenteil durch eine weitere Last weiter verbessert.
Das Prinzip der vorliegenden Erfindung wurde anhand einer ersten Ausführungsform, welche in den Figuren 9-16 dargestellt ist, beschrieben. Hierbei ist jeweils zum zweiten Schalter 13 und zum dritten Schalter 22 parallel eine Last geschaltet, welche eine hohe Lastspannung aufweist.
In Figur 17 ist eine zweite Ausführungsform gemäß der Schaltung 11 der vorliegenden Erfindung dargestellt. In Figur 17 wird als zweiter Schalter 24 ein Halbleiterschalter mit kontrolliertem Avalanche-Verhalten verwendet, wodurch dieser Schalter zusätzlich die Funktion einer Last hat. Ebenso ist als dritter Schalter 25 ein Halbleiterschalter mit kontrolliertem Avalanche-Verhalten verwendet, wodurch auch der dritte Schalter 25 zusätzlich die Funktion einer Last hat. Somit ist nicht wie im ersten Ausführungsbeispiel jeweils eine zusätzliche parallel zum Schalter geschaltete Last notwendig. Das Avalance- Verhalten der beiden Schalter 24, 25 kann hierbei entweder durch die Eigenschaft des Halbleiters selbst oder durch geeignete externe Beschaltung des Halbleiters herbei geführt sein. Zu beginn der dritten Phase P3 während der zweite Schalter 24 und der dritte Schalter 25 sperrend gesteuert sind, generiert der Strom I2 an den Schaltern eine so hohe Spannung, dass diese in den Avalance- Durchbruch kommen und die anliegende Spannung so lange auf dem Wert der Durchbruchspannung halten, bis der Strom I2 zu null geworden ist. Wird für den zweiten und dritten Schalter 24, 25 ein Halbleiter gewählt, der eine hohe Durchbruchspannung hat, so ist die Fallzeit des Stromes I2 sehr kurz.
In den Figuren 18 - 22 sind weitere Ausführungsbeispiele der vorliegenden erfindungsgemäßen Schaltung 11 dargestellt, bei welchen der zweite Schalter 24 und der dritte Schalter 25 jeweils ein Halbleiterschalter mit kontrolliertem Avalanche-Verhalten sind. Der zweite Schalter 24 und der dritte Schalter 25 haben in den dargestellten Ausführungsformen eine parasitäre Parallel- Kapazität (Drain-Source-Kapazität) , welche schematisch als Kondensator 26 und 27 im Schaltbild dargestellt sind. Zu Beginn der dritten Phase P3, wenn der Strom I2 sich dem Nullwert nähert, gehen der zweite Schalter 24 und der dritte Schalter 25 bei noch anliegender Durchbruchspannung aus dem Avalanche-Durchbruch in den Sperrzustand über. Hierbei bleiben die Parallel-Kapazitäten unerwünscht auf einem Spannungswert UC2 bzw. UC3 geladen, entsprechend den Werten der Durchbruchspannung des zweiten Schalters 24 und des dritten Schalters 25. Diese Spannungen UC2 bzw. UC3 sind derart gerichtet, dass sie an dem Verbraucher 10 invers anliegen. Wird als Verbraucher 10 beispielsweise eine Diode mit geringer Sperrspannung verwendet, so würde diese aufgrund der anliegenden Inversspannungen zerstört werden. Dieses Problem wird bei den nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispielen vermieden.
Figur 18 zeigt eine dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei der parallel zum Verbraucher 10 eine erste Schutzdiode 28 geschaltet ist und somit eine Inversspannung an dem Verbraucher 10 vermieden wird. Figur 19 zeigt eine vierte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung 11, bei der eine zweite Schutzdiode 29 im negativen Zweig in Reihe zum Verbraucher 10 liegt und bei der eine dritte Schutzdiode 30 im positiven Zweig in Reihe zum Verbraucher 10 liegt, und somit ebenfalls eine Inversspannung an dem Verbraucher 10 vermieden wird.
Figur 20 zeigt eine fünfte Ausführungsform, bei der ein erster Widerstand 31 parallel zum zweiten Schalter 24 liegt und so die parasitäre Parallelkapazität 26 des Schalters 24 entlädt. Ebenso ist ein zweiter Widerstand 32 parallel zum dritten Schalter 25 vorgesehen, welcher die parasitäre Parallelkapazität 27 des Schalters 25 entlädt. Hierbei sind die Widerstände so dimensioniert, dass zu dem Zeitpunkt, in welchem der Strom I2 zu null geworden ist, auch die Spannungen UC2 bzw. Uci am zweiten bzw. dritten Schalter 24, 25 zu null geworden sind, die Kapazitäten somit entladen sind und dadurch eine Inversspannung an dem Verbraucher 10 vermieden wird.
Figur 21 zeigt eine sechste Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung 11, bei welcher eine erste Konstantstromlast 33 parallel zum zweiten Schalter 24 und ein zweite Konstantstromlast 34 parallel zum dritten Schalter 25 liegen und somit die Kapazitäten der Kondensatoren 26, 27 entladen. Hierbei sind die Konstantstromlasten 33, 34 so dimensioniert, dass zu dem Zeitpunkt, in welchem der Strom I2 zu null geworden ist, auch die Spannungen UC2 bzw. UC3 am zweiten bzw. dritten Schalter 24, 25 zu null geworden sind, die Kapazitäten somit entladen ist und dadurch eine Inversspannung an dem Verbraucher 10 vermieden wird.
Figur 22 zeigt eine siebte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung, bei welcher über einen in Reihe zum zweiten Schalter 24 geschalteten dritten Widerstand 35 der Strom I2 gemessen wird und das Messsignal über eine geeignete Anordnung in der Treiberschaltung 12 dem zweiten Schalter 24 so zugeführt wird, dass dieser unterhalb eines bestimmten Stromwertes I2 wieder leitend gesteuert wird und somit die Kapazität des parasitären Kondensators 26 entladen ist, wenn der Strom I2 zu null geworden ist. Eine solche Anordnung ist ebenfalls mittels eines vierten Widerstandes 36, welcher in Reihe zum dritten Schalter 25 geschaltet ist, dargestellt. Dadurch tritt keine Inversspannung an dem Verbraucher 10 auf. Statt einer Strommessung mittels eines Widerstandes ist auch jede andere Art der Strommessung möglich, um den zweiten Schalter 24 und den dritten Schalter 25 unterhalb eines bestimmten Stromwertes wieder leitend zu steuern. Beispielsweise kann die Strommessung auch mittels eines Stromwandlers erfolgen.
Die in dem zweiten bis siebten Ausführungsbeispiel genannten Möglichkeiten zum Schutz des Verbrauchers 10 vor einer Inversspannung können auch im ersten Ausführungsbeispiel angewendet werden.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die dargestellten Ausführungsbeispiele beschränkt. Beispielsweise ist es möglich, einen der beiden Schalter 24, 25 als Schalter mit separater und parallel dazu geschalteter Last auszubilden und den anderen Schalter als kombiniertes Bauelement aus Schalter und Last. Insbesondere kann die Last ein Widerstand, ein spannungsabhängiger Widerstand, ein Kondensator, eine Diode, eine Zenerdiode, eine Suppressordiode, ein Halbleiter mit kontrolliertem Avalancheverhalten oder eine Kombination hieraus sein.
Des Weiteren ist die vorliegende Erfindung nicht auf das Ausführungsbeispiel beschränkt, in welchem die Regeleinrichtung 2 mit Masse 19 gekoppelt ist. Vielmehr ermöglicht das Versehen dreier potentialgetrennt angesteuerter Schalter generell einen störarmen Betrieb mit kurzen Anstiegs- und Fallzeiten.

Claims

Ansprüche
1. Schaltung zur Regelung der Stromversorgung eines Verbrauchers (10) umfassend eine Stromquelle (1) zur Bereitstellung einer Stromversorgung für einen Verbraucher (10) , einen parallel zum Verbraucher (10) geschalteten und potentialgetrennt angesteuerten ersten Schalter (7), wobei durch Öffnen und Schließen des ersten Schalters (7) der Strom in Form von getakteten Strompulsen an den Verbraucher (10) übermittelt wird, im negativen Zweig einen parallel zum ersten Schalter (7) und in Reihe zum Verbraucher (10) geschalteten und potentialgetrennt angesteuerten zweiten Schalter (13, 24) sowie eine parallel zum ersten Schalter (7) und in Reihe zum Verbraucher (10) geschaltete erste Last (14, 24), und im positiven Zweig einen parallel zum ersten Schalter (7) und in Reihe zum Verbraucher (10) und zum zweiten Schalter
(13, 24) geschalteten und potentialgetrennt angesteuerten dritten Schalter (22, 25), sowie eine parallel zum ersten
Schalter (7) und in Reihe zum Verbraucher (10) und zum zweiten Schalter (13, 24) geschaltete zweite Last (23, 25), wobei der zweite Schalter (13, 24) und der dritte Schalter (22, 25) gegenphasig zum ersten Schalter (7) geöffnet und geschlossen werden.
2. Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Stromquelle (1) eine Gleichstromquelle ist.
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die erste Last (14) parallel zum zweiten Schalter (13) geschaltet ist.
4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die zweite Last (23) parallel zum dritten Schalter (22) geschaltet ist.
5. Schaltung nach Anspruch 2 oder 3, wobei die erste Last (14) und/oder die zweite Last (23) ein Widerstand, ein spannungsabhängiger Widerstand, ein Kondensator, eine Diode, eine Zenerdiode, eine Suppressordiode, ein Halbleiter mit kontrolliertem Avalancheverhalten oder eine Kombination hieraus ist.
6. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei der zweite Schalter (24) und die erste Last (24) in einem Bauelement kombiniert sind.
7. Schaltung nach Anspruch 1, 2 oder 6, wobei der dritte Schalter (25) und die zweite Last (25) in einem Bauelement kombiniert sind.
8. Schaltung nach Anspruch 6 oder 1, wobei die Last (24, 25) und der zugehörige Schalter (24, 25) in einem Halbleiterschalter mit kontrolliertem Avalancheverhalten kombiniert sind.
9. Schaltung nach Anspruch 8, wobei das kontrollierte Avalancheverhalten des Halbleiterschalters durch die Eigenschaften des Halbleiters bewirkt wird.
10. Schaltung nach Anspruch 8, wobei das kontrollierte Avalancheverhalten des Halbleiterschalters durch externe Beschaltung des Halbleiterschalters bewirkt wird.
11. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei eine erste Schutzdiode (28) parallel zum Verbraucher (10) geschaltet ist.
12. Schalter nach einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei eine zweite Schutzdiode (29) im negativen Zweig in Reihe zum Verbraucher (10) geschaltet ist und wobei eine dritte Schutzdiode (30) im positiven Zweig in Reihe zum Verbraucher (10) geschaltet ist.
13. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei ein erster Widerstand (31) parallel zum zweiten Schalter (13, 24) geschaltet ist und wobei ein zweiter Widerstand (32) parallel zum dritten Schalter (22, 25) geschaltet ist.
14. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei eine erste Konstantstromlast (33) parallel zum zweiten Schalter (13, 24) geschaltet ist und wobei eine zweite Konstantstromlast (34) parallel zum dritten Schalter (22, 25) geschaltet ist.
15. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei eine Vorrichtung zur Strommessung vorgesehen ist und wobei ein Signal mittels einer geeigneten Anordnung dem zweiten Schalter (13, 24) und dem dritten Schalter (22, 25) so zugeführt wird, dass der zweite Schalter (13, 24) und der dritte Schalter (22, 25) unterhalb eines bestimmten Stromes wieder leitend gesteuert wird.
16. Verfahren zum Betrieb einer Schaltung, wobei die Schaltung (11) eine Stromquelle (1) zur Bereitstellung einer Stromversorgung für einen Verbraucher (10), einen parallel zum Verbraucher (10) geschalteten und potentialgetrennt angesteuerten ersten Schalter (7) , im negativen Zweig einen parallel zum ersten Schalter (7) und in Reihe zum Verbraucher (10) geschalteten und potentialgetrennt angesteuerten zweiten Schalter (13, 24) sowie eine parallel zum ersten Schalter (7) und in Reihe zum Verbraucher (10) geschaltete erste Last (14, 24), und im positiven Zweig einen parallel zum ersten Schalter (6) und in Reihe zum Verbraucher (10) und zum zweiten Schalter (13, 24) geschalteten dritten und potentialgetrennt angesteuerten Schalter (22, 25) sowie eine parallel zum ersten Schalter (7) und in Reihe zum Verbraucher (10) und zum zweiten Schalter (13, 24) geschaltete zweite Last (23, 25) umfasst, umfassend die Schritte
Öffnen und Schließen des ersten Schalters (7) zur Übermittlung von getakteten Strompulsen an den Verbraucher (10) und
Öffnen und Schließen des zweiten Schalters (13, 24) und des dritten Schalters (22, 25) gegenphasig zum ersten Schalter (7) .
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